PT98263B - Aparelho para controlo de um conversor de potencia utilizando um circuito de comutacao ressonante auxiliar - Google Patents

Aparelho para controlo de um conversor de potencia utilizando um circuito de comutacao ressonante auxiliar Download PDF

Info

Publication number
PT98263B
PT98263B PT98263A PT9826391A PT98263B PT 98263 B PT98263 B PT 98263B PT 98263 A PT98263 A PT 98263A PT 9826391 A PT9826391 A PT 9826391A PT 98263 B PT98263 B PT 98263B
Authority
PT
Portugal
Prior art keywords
current
switching devices
coupled
main switching
switching
Prior art date
Application number
PT98263A
Other languages
English (en)
Other versions
PT98263A (pt
Inventor
Rik Wivina Anna A Dedoncker
James Patrick Francis Lyons
Original Assignee
Gen Electric
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gen Electric filed Critical Gen Electric
Publication of PT98263A publication Critical patent/PT98263A/pt
Publication of PT98263B publication Critical patent/PT98263B/pt

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4826—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/523—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4811—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having auxiliary actively switched resonant commutation circuits connected to intermediate DC voltage or between two push-pull branches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/5152—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with separate extinguishing means
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/523—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
    • H02M7/5233—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement
    • H02M7/5236—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement in a series push-pull arrangement

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inert Electrodes (AREA)

Description

DESCRIÇÃO
DA
PATENTE DE INVENÇÃO . N.® 3S Z63
REQUERENTE: general Electric company, norte-americana, com sede em 1285 Boston Avenue, Bridgeport Conneticut 06601 Estados Unidos da América
EPÍGRAFE: Aparelho para controlo de um conversor de II potência utilizando um circuito de comutação ressonante auxiliar il
INVENTORES: Rik Wivina Anna Adelson DeDoncker e James Patrick Francis Lyons
Reivindicação do direito de prioridade ao abrigo do artigo 4.° da Convenção de Paris de 20 de Março de 1883.
Estados Unidos da América, em 17 de Setembro de 1990 sob o no 07/583 910 mn moo io «f «ra
630
RD20168 GOVT. CONT.
PATENTE NQ
Aparelho para controlo de um conversor de potência utilizando um circuito de comutação ressonante auxiliar” para que
GENERAL ELECTRIC COMPANY, privilégio de invenção em
pretende obter Portugal„
RESUMO
presente invento refere-se a um aparelho para controlar um conversor de potência e a um circuito de comutação auxiliar associado que proporciona comutação integrada de todos os dispositivos de comutação empregue no mesmo. Um tal conversor de potência inclui um conversor com, pelo menos, dois dispositivos de comutação principais por fase. Através de cada dispositivo de comutação principal são ligados um díodo antiparalelo e um condensador de amortecimento relativamente grande. 0 circuito de comutação ressonante auxiliar compreende dois dispositivos de comutação auxiliar com acoplamento antiparalelo acoplados em série ao circuito ressonante incluindo um indutor e os condensadores de amortecimento. Os tempos de actuação de porta e condução, dos dispositivos de comutação principal e auxiliar são controlador de modo a adicionar energia intensificada à operação ressonante, assegurando assim que a tensão de saída de inversor, pelo menos, atinja as tensões inversora de barramento positiva e negativa, durante cada ciclo de comutação ressonante. Como um resultado disso, o controlo consegue a comutação do pólo conversor sem perdas substanciais de comutação.
=. 4
630
-Γ * RD20168 0OVT. CONT.
”2“
MEMÓRIA.....DESCRITIVA
Este invento foi realizado com suporte governamental sob o contrato N61533-89-C-0004 da DARPA. 0 governo dos Estados Unidos da América tem certos direitos neste invento.
Campo do invento presente invento refere-se genericamente a conversores de potência. Mais particularmente, o presente invento refere-se a um aparelho para controlar um conversor de potência ressonante, controlando adequadamente um circuito de comutação ressonante auxiliar, para conseguir comutação integrada dos dispositivos de comutação do conversor Antecedentes do invento
Para superar o problema das perdas de comutação do dispositivo activo em conversores de potência, enquanto se permite a operação em frequências de comutação mais altas, foram desenvolvidos conversores de comutação integrada. Em geral, existem dois tipos de conversores de comutação integrada ou ressonantes: de comutação de tensão zero e de comutação de corrente zero. A comutação de tensão zero envolve a comutação dos dispositivos activos, quando existe tensão zero através dos mesmos. A comutação de corrente zero envolve a comutação dos dispositivos activos, quando existe corrente zero através dos mesmos. Infelizmente, no entanto, resultam, geralmente, fadigas mais altas de tensão ou corrente da operação de tais conversores de potência de comutação integrada, necessitando a utilização de dispositivos com classes de tensão ou corrente mais altas, respectivamente.
Recentemente, foi proposto um circuito de amortecimento ressonante LC disparado por dispositivos de comutação auxiliares, para minimizar as elevadas fadigas dinâmicas verificadas, quando se ligam, ou desligam os dispositivos de comutação principais num inversor. Como descrito por W. J. McMurray num escrito intitulado Resonant Snubbers Auxiliary Switches, 1989 IEEE-IAS Conference
630
RD201Ó8 GOVT. CONT.
-3ΐί.. :
Proceedings, pãgs. 829-834, cada um dos dispositivos de comutação principal de um inversor, tendo dois dispositivos por membro de fase, ou pólo, é acoplado em paralelo com um condensador suficientemente grande, para obter condições de desligar de tensão substancialmente zero, 0 controlo proporciona inicialmente um sinal de desligar para um dos dispositivos de comutação principais de um polo inversor e, subsequentemente, dispara a dispositivo de comutação auxiliar, para proporcionar um circuito temporário para absorver as tarefas de ligar de elevada fadiga do outro dispositivo de comutação principal do pólo inversor, de uma maneira que não deixa energia·retida após a comutação. Em particular, o circuito ressonante LC faz idealmente oscilar a tensão de saída de um barramento de potência para o outro, tempo no qual o dispositivo de comutação principal oposto é ligado- Vantajosamente esta topologia de circuito de amortecimento ressonante não impõe quaisquer penalidades de tensão ou corrente nos dispositivos principais. Além disso, cada fase inversora pode ser controlada independentemente, utilizando modulação de largura de impulso, que resulta em formas de onda conversoras, tendo distorção harmónica baixa.
Na prática, no entanto, utilizando o aparelho de controlo descrito atrás, a tensão de saída ressonante pode falhar por falta da tensão de barramento oposta devido às resistências componentes, perdas de condução de dispositivo e potencial de força inadequado. Como resultado disto, o dispositivo de comutação seguinte no pólo inversor pode ser ligado pode ser comutado no pico da tensão ressonante, e, portanto, deve absorver alguma perda de comutação devido ao ligar de tensão não zero, incluindo o amortecimento de energia do condensador paralelo. Portanto, apesar da topologia de circuito de amortecimento ressonante apresentar fadigas de dispositivo principal reduzidas, durante os instantes de comutação, e perdas de comutação substancialmente reduzidas, é desejável reduzir as perdas de comutação e ruído EMI associado mesmo adicionalmente, e assim abordar mais de perto a comutação verdadeiramente sem perdas.
630 W RD20168 GOVT» CONT.
Objectivos do invento
Consequentemente um objectivo do presente invento é proporcionar um aparelho novo e aperfeiçoado para controlar um conversor de potência, utilizando e controlando adequadamente um circuito de comutação ressonante auxiliar, para obter comutação integrada de todos os dispositivos de comutação empregues no conversor de potência»
Um outro objectivo do presente invento é proporcionar um aparelho para controlar um conversor de potência, empregando um circuito de comutação ressonante auxiliar, para obter comutação integrada de todos os dispositivos de comutação do conversor, de modo que sejam obtidas formas de onda de corrente de linha ac de alta qualidade mesmo com uma dimensão de filtro reduzida e com altas frequências de comutação»
Ainda um outro objectivo do presente invento é proporcionar um aparelho para controlar um conversor de potência, empregando um circuito de comutação ressonante auxiliar, através do qual os tempos de actuação de porta e condução dos dispositivos de comutação do condutor são controlados, de tal modo que geram uma energia Intensificada que é adicionada à operação ressonante, para assegurar comutação integrada de todos os dispositivos de comutação»
Sumário do invento
Os objectivos anteriores e outros do presente Invento são obtidos com um novo aparelho para controlar um conversor de potência e um circuito de comutação ressonante auxiliar, para obter comutação integrada de todos os dispositivos activos empregues no mesmo» Um tal conversor de potência inclui um conversor com dois dispositivos de comutação principais por fase, tendo cada dispositivo de comutação um díodo ligado em antiparalelo com os mesmos, e tendo, adicionalmente, um condensador de amortecimento relativamente grande acoplado através do mesmo» 0 circuito de comutação ressonante auxiliar inclui dispositivos de comutação /y·' '72 630 ‘ RD20168 GOVT. CONT.
auxiliares acoplados em série a um indutor e aos condensadores de amortecimento. Vantajosamente, o aparelho de controlo do presente invento controla os tempos de actuação de porta e condução dos dispositivos de comutação do inversor, adicionalmente aos dos dispositivos de comutação auxiliares para assegurar que a tensão de saída tende a sobredisparar, isto é, pelo menos, atinge, as tensões de barramento de conversor positivos e negativa durante cada ciclo de comutação ressonante, aproximando-se por isso da verdadeira comutação integrada de todos os dispositivos principais.
Em funcionamento, o circuito de comutação ressonante auxiliar é disparado, para condução, por um respectivo dispositivo de comutação auxiliar acoplando assim o circuito ressonante LC a um potencial de força, substancialmente, igual a metade da tensão de alimentação dc. Com este potencial de força, a tensão ressonante de saída devia idealmente ter uma dimensão pioo-a-pico igual à da tensão de alimentação dc. Para assegurar que a tensão de saída ressonante atinge a dimensão de tensão pico-a-pico ideal, o aparelho de controlo do presente invento envolve a adição de uma corrente intensificada à corrente ressonante, controlando apropriadamente os tempos de condução dos dispositivos de comutação auxiliares e dos dispositivos de comutação principais. Um nível de corrente intensificada predeterminado adiciona energia suficiente ao funcionamento ressonante, para assegurar que a tensão de saída tende a sobredisparar as respectivas tensões de barramento de conversor, polarizando para diante, portanto, o correspondente díodo antiparalelo e fixando a tensão de saída à respectiva tensão do barramento. Durante o intervalo de fixação, o controlo comuta o correspondente dispositivo de comutação sem perdas de comutação substanciais.
Breve descrição dos desenhos
As características e vantagens do presente invento tornai—se-ão evidentes a partir da descrição detalhada seguinte do invento, quando lida com os desenhos anexos, nos quais:
630
RD20168 GGVT. CONT.
a figura 1 é uma representação esquemática de um pólo inversor, acoplado a um circuito de comutação ressonante auxiliar, útil num conversor de potência que pode ser controlado pelo o aparelho do presente invento;
as figuras 2a~2d representam esquematicamente a sequência e as direcçoes de passagem de corrente do circuito da figura 1, quando é iniciada a comutação com corrente passando no díodo antiparalelo de um dos dispositivos inversores de comutação principais, através do aparelho de controlo do presente invento;
a figura 3 representa graficamente a corrente indutora ressonante e a tensão de saída ressonante correspondente à sequência de comutação da figura 2;
a figuras 4a-4e representam esquematicamente a sequência e direcçoes de passagem de corrente no circuito da figura 1, quando é iniciada a comutação, com passagem de corrente relativamente baixa num dos dispositivos inversores de comutação principais, de acordo com o aparelho de controlo do presente invento;
a figura 5 representa graficamente a corrente indutora ressonante e a tensão de saída ressonante correspondendo à sequência de comutação da figura 4;
as figuras 6a-6c representam esquematicamente a sequências e as direcçoes de passagem de corrente do circuito da figura 1, quando é iniciada a comutação com passagem de corrente relativamente alta num dos dispositivos inversores de comutação principais, através do aparelho de controlo do presente invento; e a figura 7 representa graficamente a corrente indutora ressonante e a tensão de saída ressonante que corresponde à sequência de comutação da figura 6.
Descrição detalhada do invento
A figura 1 representa um pólo inversor 10 e um circuito de
630 •ί *
RD20168 GOVT. CONT.
comutação ressonante auxiliar associado 12, que pode ser controlado vantajosamente de acordo com o aparelho do presente invento, para obter comutação integrada de todos os dispositivos activos no mesmo, resultando num conversor de potência altamente eficiente. Apesar do funcionamento de apenas um pólo inversor, ou membro de fase ser descrito e representado aqui, deve ser compreendido que o aparelho de controlo do presente invento é aplicável com conversores de potência, tendo qualquer número de fases de invei— sor. As configurações de inversor multifãsicas totalmente em ponte sao bem conhecidas na arte. Ê descrito, exemplificativamente, um inversor totalmente em ponte multifásico na patente US. nô 4 730 242 de Divan, concedida em 8 de Março de 1988, patente que é aqui incorporada por referência. Além disso, apesar do aparelho de controlo do presente invento ser descrito com referência a um inversor de fonte de tensão, os seus princípios são igualmente aplicáveis a inversores de fonte de corrente.
Na figura 1 o tal inversor 10 está mostrado como compreendendo dois dispositivos de comutação principais e S2, acoplados em série através de barramento positivo e negativo te n, respectivamente, da alimentação dc V^c- Cada dispositivo de comutação e S2 tem um díodo D-j. e ^2B respectivamente, ligados de modo não paralelo ao mesmo, e tem, adicionalmente, um condensador de amortecimento relativamente grande Cr/2, ligado através do mesmo. É mostrado um indutor de carga , acoplado na junção entre os condensadores de amortecimento. Apesar dos dispositivos de comutação S·^ e S2 estarem representados como tirístores de desligar de porta (GTO), o aparelho de controlo do presente invento é aplicável a conversores de potência, utilizando outros dispositivos de comutação de desligar automáticos, tais como MOSFET, transístores de junção bipolar (BTT), tirístores controlados MOS (MCT), ou transístores bipolares de porta isolada (IGBT). 0 circuito de comutação ressonante auxiliar 12 é acoplado entre a junção dos dispositivos de comutação Sj_ e e a junção de um par de condensadores de filtro de divisão de bus equivalentes 2Cçjc, condensadores que são ligados em série através da alimentação dc V^. Os condensadores 2CCjc podem incluir, por exemplo, um condensador de filtro dc de derivação central. 0
630
RD20168 GOVT» CONT»
clrculto de comutação ressonante auxiliar 12 inclui dois dispositivos de comutação auxiliares A^ e A2, tendo os seus ânodos acoplados em conjunto» Cada dispositivo de comutação A^ e bem um díodo D3 e D4, respectivamente, ligado de modo antíparalelo ao mesmo» 0 circuito de comutação ressonante auxiliar 12 inclui adicionalmente um indutor Lr, que é acoplado em série com o condensador de amortecimento total efectivo Cr (Isto é, os condensadores Cr/2 acoplados em paralelo) durante o ciclo de comutação ressonante, como se descreve em seguida» Como os dispositivos de comutação principais e S2, os dispositivos de comutação auxiliares Aj_ e A2 são também mostrados na figura 1, como compreendendo GTO, mas outros dispositivos de comutação auxiliares adequados podem compreender rectificadores, com controlo de silício (SCR) tirístores de desligar de corrente zero (ZTO) tirístores de desligar de porta assistida (GATO), ou tirístores com controlo MOS (MCT).
De acordo com o presente invento, é proporcionado um aparelho de controlo para determinar a sequência de actuação de porta e tempos de condução dos dispositivos de comutação principais S| e S2 e dispositivos de comutação auxiliares A^ e A2 para obter a sua comutação integrada. Em particular, a temporização é controlada de tal maneira que proporciona uma corrente intensificada ib (mostrada na figura 3) que, adicionada à corrente indutora ressonante ir (mostrada na figura 3) assegura que a tensão de saída ressonante Vs tende a sobredísparar as tensões de barramento dc p e n durante toda o intervalo ressonante. Como um resultado disso, o díodo correspondente ou D2 é polarizado para a frente, fixando a tensão ressonante Vp para o respectivo barramento p ou n. Este intervalo de fixação de díodo proporciona oportunidade de ligação de tensão zero aos dispositivos de comutação principais e $2. Adicionalmente, uma vez que os dispositivos de comutação principais desligam com uma capacidade relativamente grande em paralelo, não existem substancialmente perdas de comutação de desligar do dispositivo principal, isto é o desligar através dos mesmos ocorre com tensão, substancialmente, zero. Ainda adicionalmente, os dispositivos de comutação auxiliares apresentam comutação
(I?
- 72 630
Λ *
RD20168 GOVT» CONT»
9“ substancialmente sem perdas» Em particular, os dispositivos de comutação auxiliar desligam através dos mesmos com corrente, substancialmente, zero, devido à presença de um indutor relativamente grande acoplado em série com os mesmos; e os dispositivos de comutação auxiliares desligam, quando a corrente ressonante atinge zero, isto é, com corrente através dos mesmos, substancialmente, zero» Portanto, a comutação integrada de todos os dispositivos activos empregues no conversor de potência é obtida pelo aparelho de controlo do presente invento»
As figuras 2a-2d representam, esquematicamente, a sequência e as direcções da passagem de corrente no circuito da figura 1, quando é iniciada a comunicação com a passagem de corrente no díodo antiparalelo D2, através do aparelho de controlo do presente invento. Nas figuras 2a-2b (e nas figuras 4a-4e e figuras 6a-6c, descritas adiante), as setas indicam as direcções de passagem de corrente, e os dispositivos de comutação estão indicados por ponteado- Em conjugação com os mesmos, a figura 3 representa graficamente as correntes de ressonância e carga ir e Ij_, respectivamente, e a tensão saída ressonantes Vp. Também na figura 3 (e nas figuras 5 e 7 descritas adiante), os intervalos de tempo, durante os quais os respectivos dispositivos de circuito estão activos, estão indicados por linhas verticais a tracejado» A direcção positiva da corrente de carga I|~ é definida na figura I e será assumida como sendo uma fonte de corrente constante, durante qualquer intervalo de comutação» Com o díodo D2 a conduzir corrente, como indicado na figura 2a, o aparelho de comutação é iniciado pela ligação do dispositivo de comutação auxiliar A2 (figura 2b)» Como um resultado disso, um potencial de força igual a metade da alimentação dc ^^/2, é aplicado através do indutor ressonante Lp. Isto inicia uma fase de comutação ascendente em rampa, em que a corrente ressonante ir aumenta a uma frequência linear de Vcjc/2l-r’ como mostrado na figura 3. Durante a fase de comutação ascendente em rampa, o dispositivo de comutação principal S2 permanece bloqueado, mesmo se o mesmo não está a conduzir corrente» Quando a corrente ir aumenta, a mesma desloca a corrente de carga que passa inicialmente no díodo D2» i . 72 630 «
RD20168 GOVT. CONT.
; . ~ιο~
Quando a corrente ressonante ir excede o nível de corrente de carga IL, começa a fase Intensificada do ciclo de comutação (figura 2c). Na fase intensificada, a corrente no díodo D2 diminui para zero e a corrente Intensificada ib passa no dispositivo de comutação principal S2, sendo a corrente intensificada ib determinada pela expressão ib ~ ir - I|_. De acordo com o presente invento, a corrente intensificada ib adiciona energia suficiente ao ciclo ressonante, para assegurar que a tensão ressonante Vp tende a sobredisparar a tensão de barramento positiva dc. A energia adicionada pela geração da corrente intensificada íb é representada pela seguinte expressão:
E = ----Lrib 2
A corrente intensificada ib aumenta no dispositivo de comutação principal S2 a uma frequência linear; portanto, a duração da fase intensificada pode ser controlado utilizando um retardo de tempo simples.
Após um retardo de tempo predeterminado, quando a corrente intensificada ib atinge o nível de corrente intensificada especificado IB, o dispositivo de comutação principal S2 é desbloqueado para começar a fase de comutação ressonante principal (figura 2d). Neste ponto, a tensão de saída ressonante Vp é libertada do nível de tensão de barramento negativo n e começa a oscilar para o nível de tensão de barramento positivo p, à medida que a coi— rente no dispositivo de comutação principal S2 é derivada para os condensadores de amortecimento Cr/2, quando o dispositivo é desligado. Como mostrado na figura 3 a corrente ressonante ir compreende um meio ciclo sinusoidal da corrente sobreposta a um nível de corrente de carga dc IL + Ιβ. A corrente de pico Ip no dispositivo de comutação auxiliar A2 é dado por;
630
RD20168 GOVT. CONT.
Quando a tensão de saída Vp tenta sobredísparar a tensão de barramento dc positivo p, a fase de comutação de fixação começa, onde o díodo se torna polarizado para a frente, fixando assim a tensão ressonante de saída Vp à tensão de barramento positivo p (figura 2e). Neste ponto o dispositivo de comutação principal Sjl é bloqueado com perdas de comutação, substancialmente, zero, isto é, com tensão zero através do mesmo (figura 3). Além disso, durante a fase de comutação fixa, qualquer excesso de energia intensificada que permanece no indutor ressonante Lr, é derivada para os condensadores de filtro C^ç, quando a corrente ressonante ir diminui linearmente, forçada pelo potencial ^dc/2Quando a corrente ressonante ir diminui abaixo do nível de corrente de carga Ip, a fase de comutação descendente em rampa começa, onde a corrente ressonante ir continua a decrescer a uma frequência linear de -^^c/2 (figura 2f). Quando a corrente ressonante i diminui, a corrente no dispositivo de comutação aumenta para o nível Ip. A sequência de comutação termina com uma corrente ressonante ir atinge zero, dentro do qual o dispositivo de comutação auxiliar A2 é desbloqueado (figura 2g). (Praticamente, o dispositivo de comutação auxiliar A2 devia ser desbloqueado ligeiramente antes da corrente ressonante ir atingir zero, para minimizar as perdas de recuperação Inversas.) A duração total tc da sequência de comutação pode ser estimada utilizando a seguinte equação:
(2Il + IB) tc - 2Lr-------------+ Tt\/LrCr Vdc
Vantajosamente para correntes de carga alta, os díodos principais e D2 podem auxiliar o processo de comutação com a
630
RD20168 GOVT. CONT.
sua corrente de comutação inversa» Em particular, a corrente de recuperação passa na mesma direcção que a corrente intensificada e, em consequência, adiciona energia ao indutor ressonante. A amplitude da corrente de recuperação inversa depende das características de díodo e da amplitude da corrente do díodo antes de desligar» Portanto, numa concretização alternativa, o controlador estabelece uma corrente de limiar intensificada de díodo, acima da qual o dispositivo de comutação principal antiparalelo não é bloqueado durante a fase intensificada. Consequentemente, acima desta corrente de limiar intensificada de díodo, os díodos são empregues como dispositivos actívos, reduzindo assim as perdas de comutação de desligar nos dispositivos principais e S2» Este aparelho de controlo alternativo pode ser empregue vantajosamente em conversores de potência, que utilizam dispositivos de alta potência com impedâncias de porta baixas, tais como GTO e BJP. É requerida selecção adequada dos díodos, para minimizar as perdas de díodo, durante o período de recuperação inverso» São preferidos os díodos tendo cargas de recuperação relativamente grandes, mas com tempos de recuperação relativamente curtos.
As figuras 4a-4e representam esquematicamente a sequência e as dírecções de passagem de corrente no circuito da figura 1, quando a comutação é iniciada com passagem de corrente relativamente baixa no dispositivo de comutação principal S_p, no aparelho de controlo do presente invento. Em conjugação com o mesmo, a figura 5 representa graficamente a corrente ressonante ir e a tensão de saída ressonante Vp» Para o aparelho de comutação ser iniciado, o dispositivo de comutação auxiliar Α^ θ bloqueado (figura 4b)« Como um resultado disso, um potencial de força, de metade da alimentação dc Vdc/2, é aplicado através do indutor ressonante Lr» Isto inicia a fase intensificada, em que a corrente ressonante ip diminui a uma frequência linear de -Vç|c/2Lr (figura 5). Durante a fase intensificada, a corrente intensificada i^ e a corrente carga Ip passam através do dispositivo de comutação principal S-^.
Quando a corrente intensificada atinge o nível especificado Ιθ, o dispositivo de comutação principal Sj_ é desbloqueado para /7
. 72 630 “ RD20168 GOVT. CONT»
-13começar a fase de comutação ressonante (figuras 4c e 5). Neste ponto, a tensão de saída Vp é libertada do nível de tensão de barramento positivo p para oscilar para o nivel de tensão de barramento negativo n, enquanto que a corrente no dispositivo de comutação principal S·^ no desligar deriva para os condensadores de amortecimento Cr/2» Durante a fase de comutação ressonante a corrente ressonante ir compreende um meio de ciclo de corrente sinusoidal sobreposta ao nível de corrente intensificada (figura 5) „ A corrente nos condensadores de amortecimento Cr/2 é dada pela soma da corrente ressonante e da corrente de carga, isto é, is - ir + I(_. Conséquentemente, a tensão de saída Vp varia com a soma das formas de onda sinusoidais e em rampa» Quando a tensão de saída Vp tendem a sobredisparar o nível de tensão de barramento dc negativo n, começa a fase de comutação fixa (figura 4d)» Nesta altura, o dispositivo de comutação principal S2 é bloqueado sem perdas de comutação» 0 excesso de energia intensificada, que permanece no indutor ressonante Lr, retoi— na aos condensadores de filtro Cdc, quando a corrente ressonante ir diminui linearmente forçada pelo potencial V^c através do indutor» A sequência de comutação termina, quando a corrente ressonante ír atinge zero e o dispositivo de comutação auxiliar Ap é desbloqueado (figura 4e)» Neste ponto o díodo D2 está a conduzir toda a corrente de carga Ip»
As figuras 6a-6c representam esquematicamente a sequência e as direcções de passagem de corrente no circuito da figura 1, quando é iniciada a comutação, com passagem de corrente relativamente alta no dispositivo de comutação principal Sp, no aparelho de controlo do presente invento» Em conjugação com o mesmo, a figura 7 representa graficamente a corrente ressonante ir e a tensão de saída ressonante GE. Se a comutação do pólo inversor 10 deve ser iniciada enquanto a corrente que passa no dispositivo de comutação principal S^p é suficientemente alta, isto é, excede um nível de limiar predeterminado Ιγ, o controlo não emprega o circuito de comutação auxiliar 12» Em particular, o dispositivo de comutação auxiliar A-p não é bloqueado para o aparelho de comutação ser iniciado, como descrito adiante em relação ao caso de corrente relatívamente baixa» Em vez disso, o controlo desliga
630
RD20168 GOVT. CONT.
Λ'
-14“ imediatamente o dispositivo de comutação principal 8γ, derivando, por isso, em paralelo a corrente de carga Ij_ nos dois condensadores de amortecimento ressonantes Cp/2 (figura 6b). Como um resultado disso, a tensão de saída Vp- diminui linearmente a uma frequência proporcional à grandeza da corrente de carga (figura 7). Quando a tensão de saída Vp cai abaixo do nível de tensão de barramento negativo η, o díodo D2 torna-se polarizado para diante e a corrente de carga é imediatamente transferida para o mesmo, terminando assim a actuação do aparelho de comutação (figura 6c). 0 limiar de corrente Ιγ, acima do qual o circuito de comutação auxiliar não & necessário para intensificar a energia para a operação ressonante do conversor é dado pela seguinte expressão ^r^dc ^max
onde Tmax representa o tempo de comutação máximo, isto é o tempo requerido para completar a actuação do aparelho de comutação, quando o mesmo é iniciado, com a corrente de carga total passando no díodo antiparalelo, acoplado através de um dos dispositivos de comutação principais (figura 4 e 5). De preferência, o limiar de corrente Ιγ é seleccionado de modo a ser suficientemente menor do que a corrente de carga de pico, de modo que a soma Ιγ + ID não exceda o valor de corrente de carga de pico» Deste modo, a adição da corrente intensificada não resulta numa penalização da classe de corrente do dispositivo»
Apesar de terem sido mostradas de descritas aqui concretizações preferidas do presente invento, será óbvio que tais concretizações são proporcionadas como apenas exemplos. Numerosas variações, alterações e substituições ocorrerão aos peritos na arte, sem saírem do presente invento. Em consequência, pretende-se que o invento seja apenas limitado pelo espírito e âmbito das reivindicações anexas.
630
RD20168 GOVT. CONT-15-

Claims (8)

  1. .1 - Aparelho para controlar um conversor de potência do tipo que inclui um inversor tendo, pelo menos,, uma fase, tendo o dito inversor, pelo menos, dois dispositivos de comutação principais acoplados ern série por fase, estando os ditos dispositivos de comutação principais acoplados em série acoplados aos barramentos positivo e negativo de uma alimentação do, estando a junção entre os ditos dispositivos de comutação principais acoplada a uma carga, tendo os ditos dispositivos de comutação principais cada um deles um condensador de amortecimento acoplado em paralelo aos mesmos e um díodo antiparalelo acoplado através dos mesmos, incluindo o dito conversor, adicionalmente, um par de condensadores de divisão acoplados em série acoplados entre os ditos barramentos positivo e negativo da dita alimentação dc, incluindo adicionalmente o dito conversor de potência um circuito de comutação ressonante auxiliar acoplado entre a junção, que une os ditos dispositivos de comutação principais, e a junção que une os ditos condensadores de divisão de bus, compreendendo o dito circuito de comutação ressonante auxiliar um par de dispositivos de comutação auxiliares, com acoplamento antiparalelo, acoplados em série a um circuito ressonante, incluindo o dito circuito ressonante um indutor e os ditos condensadores de amortecimento, compreendendo o dito aparelho meios para a comutação da corrente de carga entre um dos ditos dispositivos de comutação principal e um oposto dos ditos díodos antíparalelos acoplados através do outro dos ditos dispositivos de comutação principal, quando a comutação é iniciada com corrente de carga no dito um díodo oposto dos ditos díodos antíparalelos, caracterizado por os ditos meios de comutação compreenderem:
    (a) meios para aplicarem um potencial de força de, substancialmente, metade da tensão de alimentação dc através do dito indutor, ligando um dos ditos dispositivos de comutação auxiliares, (b) meios para permitirem à corrente do dito indutor aumentar para o nível de corrente de carga e deslocar a corrente de carga que passa através do dito díodo oposto dos ditos díodos antíparalelos;
    72 630 ? z RD20168 GOVT. CONT.
    (c) meios para ligarem o dito outro dos ditos dispositivo de comutação principais de modo a permitir à corrente através do dito indutor aumentar para um limiar predeterminado de corrente intensificada acima do nível de corrente de carga;
    (d) meios para desligarem o dito outro dos ditos dispositivos de comutação principais, guando a corrente através do mesmo atinge o dito limiar predeterminado de corrente intensificada, permitindo, por isso, ao dito circuito ressonante ressoar a partir do nível de tensão de um dos ditos Parramentos da dita alimentação dc para o nível de tensão do seu barramento oposto;
    (e) meios para fixarem a tensão de saída da respectiva fase inversora para o nível de tensão do barramento oposto da dita alimentação dc, polarizando para diante o outro dos ditos díodos antiparalelos;
    (f) meios para ligarem o dito um dos dispositivos de comutação principais quando a tensão através do mesmo é, substancialmente, zero;
    (g) meios para permitirem à corrente através do dito indutor diminuir para, substancialmente, zero; e (h) meios para desligarem o dito um do ditos dispositivos de comutação auxiliares, quando a corrente através do mesmo é, substancialmente, zero;
    pelo que a corrente de carga passa através do dito um dos dispositivos de comutação principais.
  2. 2 - Aparelho para controlar um conversor de potência do tipo que inclui um inversor tendo, pelo menos, uma fase, tendo o dito inversor, pelo menos, dois dispositivos de comutação principais acoplados em série por fase, estando os ditos dispositivos de comutação principais acoplados em série acoplados aos barramentos positivo e negativo de uma alimentação dc, estando a junção entre os ditos dispositivos de comutação principais acoplada a uma carga, tendo os ditos dispositivos de comutação principais cada um deles um condensador de amortecimento acoplado em paralelo aos mesmos e um díodo antiparalelo acoplado através dos mesmos, incluindo o dito conversor, adicionalmente, um par de
    72 630
    RD20168 GOVT» CONT.
    -17condensadores de divisão acoplados em série acoplados entre os ditos barramentos positivo e negativo da dita alimentação dc, incluindo adicionalmente o dito conversor de potência um circuito de comutação ressonante auxiliar acoplado entre a junção, que une os ditos dispositivos de comutação principais, e a junção que une os ditos condensadores de divisão de bus, compreendendo o dito circuito de comutação ressonante auxiliar um par de dispositivos de comutação auxiliares, com acoplamento antiparalelo, acoplados em série a um circuito ressonante, incluindo o dito circuito ressonante um indutor e os ditos condensadores de amortecimento, compreendendo o dito aparelho meios para comutarem a corrente de carga entre um dos ditos dispositivos de comutação principal e um oposto dos ditos díodos antiparalelos acoplados através do outro dos ditos dispositivos de comutação principal, quando a comutação é iniciada com corrente de carga num dos ditos dispositivos de comutação principal, quando a corrente de carga é menor do que um limiar de corrente alto, caracterizado por os ditos meios de comutação compreenderem:
    (a) meios para aplicarem um potencial de força de, substancialmente, metade da tensão de alimentação dc, através do dito indutor, desligando um dos ditos dispositivos de comutação auxiliares;
    (b) meios para permitirem à corrente do dito indutor aumentar para um limiar de corrente intensificada predeterminado;
    (c) meios para desligarem o dito um dos ditos dispositivos de comutação principais, quando a corrente através do mesmo atinge o dito limiar de corrente intensificada predeterminada, acima do nível de corrente de carga, permitindo assim ao dito circuito ressonante ressoar a partir do nível de tensão de um dos ditos barramentos da dita alimentação dc, para o nível de tensão do seu barramento oposto;
    (d) meios para fixarem a tensão de saída da respectiva fase inversora para o nível de tensão do barramento oposto da dita alimentação dc, polarizando para diante o dito um oposto dos ditos díodos antiparalelos;
    (e) meios para permitirem à corrente no dito indutor diminuir para, substancialmente, zero; e (f) meios para desligarem o dito um dos ditos dispositivos
    72 630
    RD20168 GOVT. CONT.
    -18de comutação auxiliares, quando a corrente através do mesmo é, substancialmente, zero;
    pelo que a corrente de carga passa através do dito um oposto dos ditos díodos antiparalelos.
  3. 3 - Aparelho de acordo com a reivindicação 2, caracterizado por o dito limiar de corrente alta ser determinado de acordo com a seguinte expressão:
    Crvdc iT <
    -max na qual IT representa o dito limiar de corrente alta, Cr representa a capacidade efectiva da combinação paralela dos ditos condensadores de amortecimento, V^ representa a tensão de alimentação dc e dmax representa o tempo máximo de comutação, para cada respectivo um do ditos dispositivos de comutação principais.
  4. 4 - Aparelho de acordo com a reivindicação 2, caracterizado por o dito limiar de corrente alto ser suficiente menos do que a corrente de saída de pico do dito inversor, de modo que a soma do dito limiar de corrente alto e a dita corrente de limiar intensificada predeterminada não exceda a dita corrente saída de pico.
  5. 5 - Aparelho para controlar um conversor de potência do tipo que inclui um inversor tendo, pelo menos, uma fase, tendo o dito inversor, pelo menos, dois dispositivos de comutação principais acoplados em série por fase, estando os ditos dispositivos de comutação principais acoplados em série acoplados aos barramentos positivo e negativo de uma alimentação dc, estando a junção entre os ditos dispositivos de comutação principais acoplada a uma carga, tendo os ditos dispositivos de comutação principais cada um deles um condensador de amortecimento acoplado em paralelo aos mesmos e um díodo antiparalelo acoplado através dos mesmos, incluindo o dito conversor, adicionalmente, um par de
    72 630
    RD20168 GOVT. CONT.
    condensadores de divisão acoplados em série acoplados entre os ditos barramentos positivo e negativo da dita alimentação dc, incluindo adicionalmente o dito conversor de potência um circuito de comutação ressonante auxiliar acoplado entre a junção, gue une os ditos dispositivos de comutação principais, e a junção gue une os ditos condensadores de divisão de bus, compreendendo o dito circuito de comutação ressonante auxiliar um par de dispositivos de comutação auxiliares, com acoplamento antiparalelo, acoplados em série a um circuito ressonante, incluindo o dito circuito ressonante um indutor e os ditos condensadores de amortecimento, compreendendo o dito aparelho·meios para comutarem a corrente de carga entre um dos ditos dispositivos de comutação principal e um oposto dos ditos díodos antiparalelos acoplados através do outro dos ditos dispositivos de comutação principal, guando a comutação é iniciada com corrente de carga no dito um dos ditos dispositivos de comutação principais, guando a corrente de carga é maior do que um limiar de corrente alto, caracterizado por os ditos meios de comutação compreenderem:
    (a) meios para desligarem o dito um dos ditos dispositivos de comutação principais;
    (b) meios para permitirem à corrente de carga accionar a tensão de saída da respectiva fase inversora, a partir do nível de tensão, de um dos ditos barramentos da dita alimentação dc para o nível de.tensão do seu barramento oposto;
    (c) meios para fixarem a tensão de saída da respectiva fase do dito inversor, para o nível de tensão do barramento oposto da dita alimentação dc, polarizando para diante o dito um oposto dos ditos díodos antiparalelos;
    pelo que a corrente de carga passa através do dito um oposto dos ditos díodos antiparalelos.
  6. 6 - Aparelho de acordo com a reivindicação 5, caracterizado por o dito limiar de corrente alta ser determinado de acordo com a seguinte expressão:
    Mdc
    IT <
    max //
    72 630
    RD20168 GOVT» CONT.
    -20na qual IT representa o dito limiar de corrente alta, Cr representa a capacidade efectiva da combinação paralela dos ditos condensadores de amortecimento, Vcjc representa a tensão de alimentação dc e dmax representa o tempo máximo de comutação, para cada respectivo um do ditos dispositivos de comutação principais»
  7. 7 - Aparelho de acordo com a reivindicação 5, caracterizado por o dito limiar de corrente alto ser suficiente menos do que a corrente de saída de pico do dito inversor, de modo que a soma do dito limiar de corrente alto e a dita corrente de limiar intensificada predeterminada não exceda a dita corrente saída de pico»
  8. 8 - Aparelho para controlar um conversor de potência do tipo que inclui um Inversor tendo, pelo menos, uma fase, tendo o dito Inversor, pelo menos, dois dispositivos de comutação principais acoplados em série por fase, estando os ditos dispositivos de comutação principais acoplados em série acoplados aos barramentos positivo e negativo de uma alimentação dc, estando a junção entre os ditos dispositivos de comutação principais acoplada a uma carga, tendo os ditos dispositivos de comutação principais cada um deles um condensador de amortecimento acoplado em paralelo aos mesmos e um díodo antiparalelo acoplado através dos mesmos, incluindo o dito conversor, adicionalmente, um par de condensadores de divisão acoplados em série acoplados entre os ditos barramentos positivo e negativo da dita alimentação dc, incluindo adicionalmente o dito conversor de potência um circuito de comutação ressonante auxiliar acoplado entre a junção, que une os ditos dispositivos de comutação principais, e a junção que une os ditos condensadores de divisão de bus, compreendendo o dito circuito de comutação ressonante auxiliar um par de dispositivos de comutação auxiliares, com acoplamento antiparalelo, acoplados em série a um circuito ressonante, incluindo o dito circuito ressonante um indutor e os ditos condensadores de amortecimento, compreendendo o dito aparelho meios para comutarem a corrente de carga entre um dos ditos dispositivos de comutação principal e um
    72 630
    RD20168 GOVT. CONT.
    oposto dos ditos díodos antiparalelos acoplados através do outro dos ditos dispositivos de comutação principal, quando a comutação é iniciada com corrente de carga no dito um dos ditos díodos antiparalelos, quando a corrente de carga é maior do que um limiar intensificado de díodo, caracterizado por os ditos meios de comutação compreenderem:
    (a) meios para aplicarem um potencial de força de, substancialmente, metade da tensão de alimentação dc através do dito indutor, ligando um dos ditos dispositivos de comutação auxiliares, (b) meios para permitirem à corrente do dito indutor aumentar para o nível de corrente de carga e deslocar a corrente de carga que passa através do dito díodo oposto dos ditos díodos antiparalelos;
    (c) meios para permitirem ao dito circuito de ressonante ressoar a partir do nível de tensão de um dos ditos barramentos da dita alimentação dc, para o nível de tensão do seu barramento oposto;
    (d) meios.para fixarem a tensão de saída da respectiva fase inversora para o nível de tensão do barramento oposto da dita alimentação dc, polarizando para diante o outro dos ditos díodos antiparalelos;
    (e) meios para ligarem o dito um dos dispositivos de comutação principais, quando a tensão através do mesmo é, substancialmente, zero;
    (f) meios para permitirem à corrente através do dito indutor diminuir para, substancialmente, zero; e (g) meios para desligarem o dito um dos ditos dispositivos de comutação auxiliares, quando a corrente através do mesmo é, substancialmente, zero;
    pelo que a corrente de carga passa através do dito um dos ditos dispositivos de comutação principais»
    Lisboa,
PT98263A 1990-09-17 1991-07-09 Aparelho para controlo de um conversor de potencia utilizando um circuito de comutacao ressonante auxiliar PT98263B (pt)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/583,910 US5047913A (en) 1990-09-17 1990-09-17 Method for controlling a power converter using an auxiliary resonant commutation circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
PT98263A PT98263A (pt) 1993-08-31
PT98263B true PT98263B (pt) 1999-01-29

Family

ID=24335109

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PT98263A PT98263B (pt) 1990-09-17 1991-07-09 Aparelho para controlo de um conversor de potencia utilizando um circuito de comutacao ressonante auxiliar

Country Status (11)

Country Link
US (1) US5047913A (pt)
EP (1) EP0500818B1 (pt)
JP (1) JP3037415B2 (pt)
KR (1) KR100197825B1 (pt)
BR (1) BR9106078A (pt)
DE (1) DE69113981T2 (pt)
ES (1) ES2079661T3 (pt)
GR (1) GR1000904B (pt)
MX (1) MX9100234A (pt)
PT (1) PT98263B (pt)
WO (1) WO1992005625A1 (pt)

Families Citing this family (89)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5172309A (en) * 1991-08-07 1992-12-15 General Electric Company Auxiliary quasi-resonant dc link converter
US5307004A (en) * 1992-07-06 1994-04-26 Carsten Bruce W Soft switching boost and buck regulators
US5568368A (en) * 1993-05-03 1996-10-22 General Electric Company Square-wave converters with soft voltage transitions for ac power distribution systems
US5917722A (en) * 1994-05-11 1999-06-29 B&W Loudspeakers Ltd. Controlled commutator circuit
JPH08289561A (ja) * 1995-02-14 1996-11-01 Toshiba Corp 電力変換装置
EP0727870B1 (en) * 1995-02-14 2000-08-30 Kabushiki Kaisha Toshiba Power converter
US5684426A (en) * 1995-12-21 1997-11-04 General Electric Company GTO gate driver circuits for snubbered and zero voltage soft switching converters
US5892673A (en) * 1996-03-25 1999-04-06 General Electric Company Robust, high-density, high-efficiency state sequence controller for an auxiliary resonant commutation pole power converter
US5723956A (en) * 1996-05-28 1998-03-03 General Electric Company Low cost electronic ultracapacitor interface technique to provide load leveling of a battery for pulsed load or motor traction drive applications
US5710699A (en) * 1996-05-28 1998-01-20 General Electric Company Power electronic interface circuits for batteries and ultracapacitors in electric vehicles and battery storage systems
US5684688A (en) * 1996-06-24 1997-11-04 Reliance Electric Industrial Company Soft switching three-level inverter
US5798633A (en) * 1996-07-26 1998-08-25 General Electric Company Battery energy storage power conditioning system
CA2184663A1 (en) * 1996-09-03 1998-03-04 Mercury Electric Corporation Harmonic correction of 3-phase rectifiers and converters
FR2753850B1 (fr) * 1996-09-24 1998-11-13 Convertisseur de puissance a commutation douce comprenant des moyens de correction de la tension mediane d'un diviseur de tension capacitif
FR2758019B1 (fr) * 1996-12-30 1999-01-22 Alsthom Cge Alcatel Convertisseur de puissance a commande amelioree des commutateurs principaux
US6091615A (en) * 1997-11-28 2000-07-18 Denso Corporation Resonant power converter
US5898583A (en) * 1998-02-02 1999-04-27 General Electric Company Gate drive latching circuit for an auxiliary resonant commutation circuit
US6069809A (en) * 1998-05-08 2000-05-30 Denso Corporation Resonant inverter apparatus
US6865096B1 (en) * 1998-07-09 2005-03-08 Illinois Tool Works Inc. Power convertor with low loss switching
US6115273A (en) * 1998-07-09 2000-09-05 Illinois Tool Works Inc. Power converter with low loss switching
US6087738A (en) * 1998-08-20 2000-07-11 Robicon Corporation Variable output three-phase transformer
US6262555B1 (en) 1998-10-02 2001-07-17 Robicon Corporation Apparatus and method to generate braking torque in an AC drive
US6225862B1 (en) * 1998-11-13 2001-05-01 Lamda Electronics Inc. Series resonant circuit with inherent short circuit protection
US6268666B1 (en) 1999-02-25 2001-07-31 Southwest Research Institute Bi-directional power conversion apparatus for combination of energy sources
DE19945864A1 (de) * 1999-04-20 2000-10-26 Abb Patent Gmbh ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
EP1087512A3 (de) * 1999-09-02 2006-03-08 ABB PATENT GmbH ARCP Mehrpunktstromrichter mit potientialvariablen Zwischenkreiskapazitäten
US20040022073A1 (en) * 2000-04-03 2004-02-05 Nielsen Stig Munk Resonant converter having a self inductance
AU5372901A (en) 2000-04-20 2001-11-07 Intersil Corp Quasi-resonant converter
WO2001084699A1 (en) 2000-04-28 2001-11-08 Tdk Corporation Power converting device
WO2001086791A1 (en) * 2000-05-10 2001-11-15 Hitachi Medical Corporation X-ray generator and x-ray ct apparatus comprising the same
DK174165B1 (da) * 2000-10-13 2002-08-05 American Power Conversion Denm Resonanskonverter
SE521885C2 (sv) * 2001-04-11 2003-12-16 Abb Ab Strömriktare
JP2002325464A (ja) 2001-04-26 2002-11-08 Honda Motor Co Ltd 共振形インバータ回路
US6570780B2 (en) 2001-05-17 2003-05-27 Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha Resonant inverter control system
SE522427C2 (sv) * 2001-05-30 2004-02-10 Abb Ab Omriktaranordning samt förfarande för styrning av en sådan
US6646407B2 (en) * 2001-06-08 2003-11-11 General Motors Corporation Electric motor control having DC-DC converter and method of using same
SE523487C2 (sv) * 2001-07-16 2004-04-20 Abb Ab Förfarande för styrning av en strömriktare
KR100896139B1 (ko) 2001-08-13 2009-05-12 인덕토썸코오퍼레이션. 고장 내성 전력 공급 장치
US6570370B2 (en) * 2001-08-21 2003-05-27 Raven Technology, Llc Apparatus for automatic tuning and control of series resonant circuits
SE524447C2 (sv) * 2002-08-08 2004-08-10 Abb Ab Strömriktare samt förfarande för styrning därav
TW200623597A (en) * 2004-08-30 2006-07-01 Advanced Energy Ind Inc Bipolar power supply with lossless snubber
US7126833B2 (en) * 2004-11-24 2006-10-24 Ut-Battelle, Llc Auxiliary quasi-resonant dc tank electrical power converter
US7602157B2 (en) 2005-12-28 2009-10-13 Flyback Energy, Inc. Supply architecture for inductive loads
US8672732B2 (en) * 2006-01-19 2014-03-18 Schneider Electric It Corporation Cooling system and method
RU2321942C1 (ru) * 2007-02-02 2008-04-10 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный университет" Полумостовой тиристорный инвертор
JP5559040B2 (ja) 2007-05-15 2014-07-23 シュナイダー エレクトリック アイティー コーポレーション 設備の電力及び冷却を管理するための方法及びシステム
CN101388612B (zh) * 2007-09-14 2011-08-31 力博特公司 一种开关电源中软开关电路的控制方法
CN101919150B (zh) * 2007-09-18 2013-12-18 菲莱贝克能源公司 从局部能源产生具有低谐波畸变的交流功率的电流波形结构
US8116105B2 (en) 2008-02-07 2012-02-14 American Power Conversion Corporation Systems and methods for uninterruptible power supply control
US7881079B2 (en) * 2008-03-24 2011-02-01 American Power Conversion Corporation UPS frequency converter and line conditioner
JP5228886B2 (ja) * 2008-09-05 2013-07-03 富士電機株式会社 スナバ回路
US8605470B2 (en) 2009-04-27 2013-12-10 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power converter performing soft switching
US8228046B2 (en) * 2009-06-16 2012-07-24 American Power Conversion Corporation Apparatus and method for operating an uninterruptible power supply
US8508962B2 (en) 2009-09-24 2013-08-13 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion apparatus
US8503201B2 (en) 2009-12-03 2013-08-06 Schneider Electric It Corporation Transient clamping circuitry for voltage converter
US8860273B2 (en) * 2009-12-28 2014-10-14 Flyback Energy, Inc. External field interaction motor
CA2785715A1 (en) * 2009-12-28 2011-07-28 Paul M. Babcock Controllable universal supply with reactive power management
DE102010014142A1 (de) * 2010-04-07 2011-10-13 Alpitronic Gmbh Kommutierungsverfahren, Kommutierungsschaltung und elektrischer Energiewandler
US8878389B2 (en) 2011-01-11 2014-11-04 Schneider Electric It Corporation Method and apparatus for providing uninterruptible power
DE202011050665U1 (de) 2011-07-07 2012-10-09 Alpitronic Gmbh Kommutierungsschaltung und elektrischer Energiewandler
US8884464B2 (en) 2011-08-29 2014-11-11 Schneider Electric It Corporation Twin boost converter with integrated charger for UPS system
EP2796025A4 (en) 2011-12-22 2016-06-29 Schneider Electric It Corp SYSTEM AND METHOD FOR PREDICTING TEMPERATURE VALUES IN AN ELECTRONIC SYSTEM
AU2011384046A1 (en) 2011-12-22 2014-07-17 Schneider Electric It Corporation Analysis of effect of transient events on temperature in a data center
JP2013215043A (ja) * 2012-04-02 2013-10-17 Fuji Electric Co Ltd マルチレベル電力変換装置
US8947163B2 (en) 2012-05-02 2015-02-03 Qualcomm Incorporated Split capacitors scheme for suppressing overshoot voltage glitches in class D amplifier output stage
SE537227C2 (sv) * 2012-07-06 2015-03-10 Comsys Ab Resonansomriktare
SE537080C2 (sv) 2012-07-06 2014-12-30 Comsys Ab Förbättrat strömställarskydd för resonansomriktare
US10459464B2 (en) 2012-09-03 2019-10-29 Schneider Electric It Corporation Method and apparatus for controlling distribution of power
EP2944016A2 (en) * 2013-01-11 2015-11-18 Alstom Technology Ltd Voltage source converter
EP2800265A1 (en) * 2013-05-03 2014-11-05 ALSTOM Technology Ltd Converter
WO2015069917A1 (en) * 2013-11-07 2015-05-14 Rompower Energy System, Inc. Bridgeless pfc using single sided high frequency switching
EP2887529A1 (en) 2013-12-23 2015-06-24 Alstom Technology Ltd Modular multilevel converter leg with flat-top PWM modulation, converter and hybrid converter topologies
FR3068547B1 (fr) * 2017-06-30 2019-08-16 Stmicroelectronics (Tours) Sas Convertisseur ac/dc reversible a thyristors
US11469684B2 (en) * 2020-06-11 2022-10-11 Abb Schweiz Ag Active damping of soft switching resonant converters
EP4356509A4 (en) * 2021-06-15 2025-03-05 Mamur Teknoloji Sistemleri San. A.S. Soft-switching auxiliary circuit for half bridge switching resonant inverter
JP7704510B2 (ja) * 2021-12-27 2025-07-08 ニチコン株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN117097118A (zh) * 2022-05-12 2023-11-21 南京南瑞继保工程技术有限公司 电容辅助换相的桥臂电路、换流器及方法和装置、系统
DE102022207036B4 (de) 2022-07-11 2025-12-11 Adrian Amler Verfahren zum Ansteuern eines mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichters sowie mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter
EP4380035A1 (en) 2022-11-30 2024-06-05 Abb Schweiz Ag Control apparatus for an arcp inverter
CN115714548B (zh) * 2022-11-30 2025-05-09 哈尔滨工业大学 谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法
EP4451542A1 (en) 2023-04-17 2024-10-23 Abb Schweiz Ag Arcp converter and control thereof
EP4482004A1 (en) 2023-06-21 2024-12-25 Abb Schweiz Ag Power converter system
EP4482003A1 (en) 2023-06-21 2024-12-25 Abb Schweiz Ag Arrangement for current sharing of parallel-connected converters
EP4482005A1 (en) 2023-06-21 2024-12-25 Abb Schweiz Ag Arrangement for current sharing of parallel-connected converters
JP2025009385A (ja) * 2023-07-07 2025-01-20 株式会社Ｇｓユアサ 共振型インバータ
EP4535379A1 (en) 2023-10-02 2025-04-09 Abb Schweiz Ag A saturable-core inductor
WO2025076614A1 (en) * 2023-10-10 2025-04-17 Digiq Power Ltd. Systems and methods for using a mems switch as an ideal diode
JP7704191B1 (ja) * 2023-12-28 2025-07-08 株式会社明電舎 電力変換器
PL451112A1 (pl) * 2025-01-31 2026-03-16 Politechnika Krakowska im. Tadeusza Kościuszki Układ i sposób łagodnego przełączania tyrystorów wyłączalnych dołączonych do zaciskówźródła napięcia stałego zasilającego trójfazowy, trójpoziomowy falownik napięcia

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4173779A (en) * 1978-12-08 1979-11-06 Westinghouse Electric Corp. Single-pole commutation circuit
SE7900490L (sv) * 1979-01-19 1980-07-20 Asea Ab Vexelriktarkoppling
US4255783A (en) * 1979-05-30 1981-03-10 United Technologies Corporation Selective commutation circuit for an inverter
US4286317A (en) * 1979-08-16 1981-08-25 Bbc Brown, Boveri & Co. Ltd. Forced commutation power converter arrangement in reverse voltage free circuit configuration
US4336585A (en) * 1980-12-23 1982-06-22 United Technologies Corporation Selective commutation for an inverter
US4730242A (en) * 1986-09-25 1988-03-08 Wisconsin Alumni Research Foundation Static power conversion and apparatus having essentially zero switching losses
DE3743436C1 (de) * 1987-12-21 1989-05-11 Siemens Ag Schaltentlasteter,verlustarmer Dreipunktwechselrichter

Also Published As

Publication number Publication date
GR1000904B (el) 1993-03-16
PT98263A (pt) 1993-08-31
EP0500818A1 (en) 1992-09-02
GR910100272A (en) 1992-09-11
JPH05502365A (ja) 1993-04-22
US5047913A (en) 1991-09-10
DE69113981D1 (de) 1995-11-23
BR9106078A (pt) 1993-02-02
EP0500818B1 (en) 1995-10-18
MX9100234A (es) 1992-06-05
KR920702569A (ko) 1992-09-04
JP3037415B2 (ja) 2000-04-24
DE69113981T2 (de) 1996-05-30
ES2079661T3 (es) 1996-01-16
KR100197825B1 (ko) 1999-06-15
WO1992005625A1 (en) 1992-04-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
PT98263B (pt) Aparelho para controlo de um conversor de potencia utilizando um circuito de comutacao ressonante auxiliar
Meynard et al. Multi-level conversion: high voltage choppers and voltage-source inverters
US7869226B2 (en) Achieving ZVS in a two quadrant converter using a simplified auxiliary circuit
US6838925B1 (en) Three level inverter
He et al. An improved PWM strategy for “SiC+ Si” three-level active neutral point clamped converter in high-power high-frequency applications
US10581342B2 (en) Three-level two-stage decoupled active NPC converter
WO2023074636A1 (ja) 電力変換装置及び制御方法
US20170257022A1 (en) Active snubber
Gurunathan et al. Zero-voltage switching DC link single-phase pulsewidth-modulated voltage source inverter
US20140119088A1 (en) Three-level inverter and power supply equipment
WO2024162289A1 (ja) 電力変換装置
US20240429833A1 (en) Arrangement for Current Sharing of Parallel-Connected Converters
US20240178739A1 (en) Control apparatus for an arcp inverter
WO2024009827A1 (ja) 電力変換装置
Rødal et al. Gate-drive circuits for adaptive operation of SiC MOSFETs
CN119422320A (zh) 电力转换器
Voss et al. Control techniques of the auxiliary-resonant commutated pole with special regards on the dual-active bridge DC-DC converter
CN115149828A (zh) 一种电感升压型五电平逆变器及其控制方法
JP7706603B2 (ja) 三レベル変換器およびその制御方法
US20240333124A1 (en) Balancer Circuit for Series Connection of Two DC-Link Capacitors, Method for Controlling the Balancer Circuit and Converter Arrangement
Cheriti et al. A rugged soft commutated PWM inverter for AC drives
Zhang et al. A comparison of soft and hard-switching losses in three phase micro-inverters
CN109672344B (zh) 双向直流变换器及其控制方法
CN113162449A (zh) 一种三电平逆变电路及变换器
Mao et al. Novel soft switched three-phase voltage source converters with reduced auxiliary switch stresses

Legal Events

Date Code Title Description
BB1A Laying open of patent application

Effective date: 19930331

FG3A Patent granted, date of granting

Effective date: 19981002