SE514948C2 - Förfarande och anordning för att reducera överhörning - Google Patents

Description

i 514 was. 2 En motsvarande VDSL-standard är avsedd att erbjuda överföring av upp till 25,96, och företrädesvis upp till 51,92 Mbit/s, i nedströmsriktningen och kräver i allmänhet kortare telefon- ledningar än vad som tillåts i ADSL. Ett annat system, som är liknande VDSL, kallas FTTC (Fiber To The Curb).

Flera moduleringsscheman har föreslagits för användning i standarderna beskrivna ovan, av vilka de flesta använder frekvensmultiplexering av uppströms- och nedströmsriktning- arna. Andra moduleringssystem föreslagna för VDSL- och FTTC- system innefattande multibärvàgsöverföringsscheman, såsom DMT, och enbärvågsöverföringssystem, såsom QAM (Quadrature Amplitude Modulation), använder icke-överlappande, periodis- ka, synkroniserade uppströms- och nedströmskommunikations- perioder separerade av en tyst period. Ett sådant system kallas ett "ping-pong"-baserat dataöverföringssystem.

Ett gemensamt särdrag hos alla ovan nämnda system är att tvinnad partråd används åtminstone såsom del av transmis- sionsmediet, som sammanbinder en telefonstation (t.ex. ett telebolag) och en användare (t.ex. hem- eller företagsanvän- dare). Det är svårt att fullständigt undvika att använda tvinnad partråd i det sammanbundna transmissionsmediet. Även om fiberoptik är tillgänglig från en telefonstation till en mellanstation nära en användare, används tvinnad partråd för att föra signalerna från denna mellanstation in till använ- darnas hem eller affärslokaler.

De tvinnade partrådarna grupperas samman i en förbindelseled- ning. Då de tvinnade partrådarna befinner sig i förbindelse- ledningen, erbjuder förbindelseledningen relativt gott skydd mot extern, elektromagnetisk störning. Emellertid inducerar de tvinnade partrådarna, när de är lokaliserade nära varandra i förbindelseledningen, elektromagnetiska störningar hos varandra. Denna typ av elektromagnetisk störning är känd såsom överhörning. Då överföringens frekvens ökar, blir överhörningen.betydande. Såsom ett resultat kan datasignaler, 514 943 som överförs över de tvinnade partrådarna vid höga hastig- heter, markant försämras genom överhörningen orsakad av andra tvinnade partrådar i förbindelseledningen. Allt eftersom hastigheten i dataöverföringen ökar, blir problemen värre.

Konventionella anordningar för att eliminera överhörning har använts för att minska ovan nämnda överhörning. Svårigheten med sådana konventionella anordningar är att de är väldigt komplexa och kräver tillgång till stora mängder resurser.

Exempelvis kräver tillvägagángssättet beskrivet i M.L. Honig m.fl., "Suppression of Near- and Far-end Crosstalk by Linear Pre- and Post-filtering, "IEE Journal on Selected Areas in Communication, vol. 10, nr 3, sid. 614-629, april 1992, så mycket beräkningar för att implementera filtreringen, att dess fördelar överskuggas av beräkningsbördan.

PCT-ansökningen WO 98/10528 (uppfinnare J.F. Cioffi) föreslår ett system för att avlägsna överhörning genom att adaptivt uppskatta överhörningen inducerad av de andra störande trådarna och eliminera överhörningen genom att använda denna uppskattade överhörning. Det adaptiva schemat undviker beräkning, när det inte är motiverat, mot bakgrund av dess beräkningskostnad. Dokumentet beskriver emellertid inte de problem som är associerade med den beräkningsmässiga komp- lexiteten hos överhörningselimineringen som sådan.

Således är problemet med att använda tvinnad partråd.vid höga dataöverföringshastigheter, såsom de tillgängliga genom att använda ADSL och VDSL, att överhörning, särskilt NEXT (Near End Crosstalk) från andra trådar i en förbindelseledning, blir ett betydande hinder för att korrekt mottaga de överför- da datasignalerna. Konventionella anordningar för att elimi- nera NEXT är komplexa och behöver betydande beräkningskraft för att implementera elimineringen. 514 948 Överhörning kan också förekomma i OFDM-överföringssystem, som på motsvarande sätt också behöver stora mängder beräknings- kraft för att hantera överhörningen.

REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Det år följaktligen ett syfte med föreliggande uppfinning att tillhandahålla ett förfarande för att reducera överhörning i ett överföringssystenn soul använder frekvenstranslaterade signaler, särskilt ett DMT-modulerat överföringssystem eller ett OFDM-överföringssystem, som använder mindre beräknings- kraft jämfört med teknikens ståndpunkt.

Det är ett ytterligare syfte med uppfinningen att tillhanda- hålla den uppskattade överhörningen med en hög hastighet.

Det är ytterligare ett syfte med uppfinningen att tillhanda- hålla överhörningsreduktionen implementerad åtminstone delvis i specifik hårdvara.

Dessa syften, bland andra, uppnås enligt en första aspekt av föreliggande uppfinning medelst ett förfarande för att reducera överhörning hos en signal i en första ledning eller tråd orsakad av en signal i. en andra tråd, innefattande följande steg: En komplex kopplingsfaktor för överhörningen, som när den multipliceras med signalen i den andra tråden uppskattar överhörningen, uppskattas, varvid den komplexa kopplingsfaktorn multipliceras med signalen i den andra tråden medelst en approximationsmetod, som bearbetar signalen i den andra tråden, innefattande förrotation, skalning och multiplikation medelst ett komplext tal i enlighet med kopplingsfaktorn, varigenom det komplexa talet är valt från en uppsättning förutbestämda, komplexa tal, så att den bästa möjliga approximationen erhålls. Slutligen subtraheras den erhållna produkten, d.v.s. den uppskattade överhörningen, från signalen i den första tråden. s14 94s Antalet komplexa tal i uppsättningen kan beräknas från ett maximalt acceptabelt fel i beräkningen.

Enligt en andra aspekt av föreliggande uppfinning tillhanda- hålls ett förfarande för att reducera överhörning hos en signal SN i en första tråd N orsakad av signaler DN, ..., DMI, var och en i en respektive tråd 1, ..., N-1.

Förfarandet innefattar följande steg: En kopplingsfaktor a'¿N, ..., a'WNN associeras med respektive tråd 1, ..., N-1, där nämnda kopplingsfaktor a¿N, 1 s j s N-1 är ett komplext tal, som när det multipliceras med signalen Dj, 1 5 j 5 N-1 i dess associerade tråd j, 1 s j s N-1, uppskattar överhör- ningen ILN hos signalen SN i den första tråden N orsakad av signalen Dj i dess associerade tråd j. Överhörningen IN hos signalen SN i den första tråden N reduceras genom att subtrahera en uppskattad överhörning I'N från signalen SN i den första tråden N, där nämnda uppskattade överhörning I'N beräknas från nämnda kopplingsfaktorer a'¿N, ..., a'W¿N och nämnda signaler DI, ..., DMI i respektive tråd 1, ..., N-1 på sättet beskrivet nedan.

Var och en av signalerna D1, ..., DMI i respektive tråd 1, ..., N-1 förroteras och skalas i enlighet med kopplinge- faktorn a'¿N, ..., a'N¿N associerad med respektive tråd, varefter alla de erhållna, förroterade och skalade signalerna D*1, ..., D*Nq summeras. Summan ED* som erhålls multipliceras medelst ett enda komplext tal EN och den erhållna produkten används såsom den uppskattade överhörningen I'Ni ovan nämnda subtraktion.

Enligt en tredje aspekt av föreliggande uppfinning tillhanda- hålls ett förfarande för att reducera överhörning orsakad av en signal DN i en första tråd N hos signaler S1, ..., SN1 i respektive tråd 1, ..., N-1, innefattande följande steg: s14 943 Kopplingsfaktorer a'm¿, ., a'Nfl¿ associeras med den första tråden N; var och en av nämnda kopplingsfaktorer är ett komplext tal, som när det multipliceras med signalen DNi den första tråden N uppskattar den respektive överhörningen Iml, ., Iwflfl hos var och en av signalerna S1, ..., SNfl i respektive tråd 1, _, N-1 orsakad av signalen DN i den första tråden N. Den respektive överhörningen Imlf .., INNq hos var och en av signalerna S1, ..., SWE i respektive tråd 1, ..., N~l reduceras genom att subtrahera en respektive uppskattad överhörning I'N¿, _, I'MW1 från var och en av signalerna S1, ..., SM, i respektive tråd 1, ..., N-1, där nämnda respektive uppskattade överhörning I'Wl, ..., I'wfl¶ beräknas från respektive kopplingsfaktor a'&¿, ., a'Ny¶ och signalen DN i den första tråden N på sättet beskrivet nedan.

Signalen DN i den första tråden multipliceras med ett enda komplext tal ßN, vilket ger en produkt D**N, varefter produk- ten D**N replikeras för att erhålla N-1 likadana produkter D**&¿, ..., D**mw¿. Respektive produkt D**N¿, ..., D**&W1 förroteras och skalas i enlighet med respektive kopplingsf faktor a'm1, ..., a'&h1 och slutligen används respektive erhållen förroterad och skalad produkt såsom respektive överhörning I'N¿, ., I'MN¿ i respektive subtraktion.

Företrädesvis utförs förrotationen genom spegling i den reella axeln och/eller den imaginära axeln och/eller 45°- axeln.

De komplexa multiplikationerna kan utföras genom att använda en vektorrotationsmetod, särskilt vektorrotationsmetoden CORDIC (COordinate Rotation Dïgital Computer).

Skalningen utförs företrädesvis genom multiplikation. med reella tal valda från en uppsättning av förutbestämda, reella tal för att erhålla den bästa möjliga approximationen. ,14* 192-43” 7 Företrädesvis innefattar uppfinningen en anordning och en sändare anordnade för att utföra förfarandet enligt något av de tre första aspekterna av föreliggande uppfinning samt ett överföringssystem innefattande en anordning eller en sändare av ovan nämnda slag.

En fördel hos föreliggande uppfinning är att beräkningen av den uppskattade överhörningen är enkel och snabb, vilket således tillåter adaptiv reduktion av överhörning i realtid för att t.ex. sörja för ändrade överföringsförhållanden.

En annan fördel hos uppfinningen är att de förenklade procedurerna tillåter, åtminstone delvis, implementering genonl att använda dedicerad. hårdvara för att erhålla en förbättrad hastighet.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Föreliggande uppfinning kommer att till fullo förstås från den detaljerade beskrivningen av utföringsformer av förelig- gande uppfinning given här nedan och medföljande figurer 1-9, som endast har illustrativa ändamål och är därför inte begränsande vad avser uppfinningen.

Fig. 1 visar ett exempel på ett blockschema av ett kommunika- tionsnätverk lämpligt för att implementera uppfinningen.

Fig. 2 visar ett konceptuellt diagram dels av överhörning i en tråd i. en förbindelsekabel orsakad av' flera störande trådar, dels av överhörningsreduktion hos nämnda tråd.

Fig. 3 visar ett konceptuellt diagram av överhörningsreduk- tion i en tråd i enlighet med en första utföringsform av uppfinningen. s14 94s Fig. 4 illustrerar konceptet av förrotation genom spegling i den reella, imaginära och 45°-axeln såsom del av den uppfin- ningsenliga överhörningsreduktionen.

Fig. 5 illustrerar effekterna av den uppfinningsenliga skalningen och rotationen på det erhållna felet.

Fig. 6 illustrerar principen av gruppering av störande vektorer i enlighet med uppfinningen.

Fig. 7 visar ett exempel på ett konceptuellt diagram av överhörningsreduktion i enlighet med en andra utföringsform av uppfinningen.

Fig. 8 visar ett annat exempel på ett konceptuellt diagram av överhörningsreduktion i enlighet med en andra utföringsform av föreliggande uppfinning.

Fig. 9 illustrerar konceptet att dela skalningsoperatorer i enlighet med en fjärde utföringsform av uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING AV FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER I följande beskrivning med beskrivande och icke begränsande avsikt är specifika detaljer angivna, såsom särskilda tillämpningar, tekniker, hårdvara etc., för att tillhandahål- la en grundlig förståelse av föreliggande uppfinning. Det skall emellertid bli uppenbart för fackmannen inom området, att uppfinningen kan utövas i andra utföringsformer, som avviker från dessa specifika detaljer. I andra fall är detaljerade redogörelser för välkända förfaranden, protokoll, anordningar och kretsar utelämnade för att inte fördunkla beskrivningen av föreliggande uppfinning med onödiga detal- jer.

Med hänvisning till fig. l, som är ett exempel på ett blockschema av ett DMT-baserat kommunikationsnätverk 100 514.949 9 lämpligt för att implementera uppfinningen i, betjänar en telefonstation (CO, Central Office) 102 ett flertal distribu- tionsposter, såsom en behandlings- och distributionsenhet 104, för att erbjuda dataöverföring till/från telefonsta- tionen 102 från/till olika avlägsna enheter. Telefonstationen 102 och behandlings- och distributionsenheten 104 är förbund- na nædelst en nmltiplexerad höghastighetsöverföringslinje 106, t.ex. en optisk fiberledning, i vilket fall behandlings- och distributionsenheten 104 typiskt är en optisk nätverks- enhet (ONU, Optical Network Unit). Linjer 108 och 110 indikerar, att telefonstationen 102 även kan vara ansluten till andra behandlings- och distributionsenheter (icke visade).

Behandlings- och distributionsenheten 104, som innefattar digitala, DMT-baserade transceivrar, t.ex. modem (icke visade), betjänar ett flertal diskreta abonnentlinjer 112-1 till 112-n, av vilka var och en typiskt betjänar en slutan- vändare. I synnerhet har en första 116 och en andra 120 slutanvändare avlägset liggande enheter 114 respektive 118 lämpliga för duplex- eller full duplexkommunikation. med behandlings- och distributionsenheten 104 vid höga bithastig- heter. De avlägsna enheterna 114 och 118 kan vara innefattade i en mängd olika anordningar, såsom t.ex. telefoner, TV- apparater, monitorer, datorer etc. Det skall förstås, att flera avlägsna enheter kan vara anslutna till en enda abonnentlinje.

Abonnentlinjer 112 betjänade av behandlings- och distribu- tionsenheten 104 är buntade i en avskärmad kabel 122, när de lämnar nämnda enhet 104. Skärmningen av nämnda kabel 122 fungerar i allmänhet som en god isolator mot elektromagnetisk störning från externa källor. Emellertid är skärmningen inte effektiv mot störningar internt mellan trådar inuti kabeln 122. Vid denna tätt buntade plats uppträder majoriteten av överhörningen såsom NEXT-störningen genom sådana kapacitiva kopplingar. När data överförs över någon av abonnentlinjerna is14 94a 112, medan andra linjer 112 mottar data, kan överhörningen bli ett betydande hinder för att mottaga data på korrekt sätt.

En teknik, som för närvarande används för att minska detta problem, är att synkronisera nedströmsöverföringen från behandlings- och distributionsenheten 104 och separera den i tiden från de relativt svagare, överförda uppströmssignaler- na. På ett sådant sätt störs de relativt svaga signalerna från de avlägsna enheterna åtminstone inte av de sändande transceivrarnai.behandlings- och«distributionsenheten. Denna teknik är emellertid ingen lösning på överhörningen mellan tvâ sändande transceivrar. I system, där olika tjänsteniväer erbjuds användare, kan också nedströms- och uppströmsöver- föringarna överlappa. I allmänhet krävs en anordning för att reducera överhörning i abonnentledningarna 112.

Med. hänvisning nu till fig. 2, soU1 är ett konceptuellt diagram av näröverhörning (NEXT) och av överhörningsreduk- tion, kommer tekniken för konventionell överhörningselimine- ring att beskrivas. En transceiver 202, t.ex. i en avlägsen enhet, sänder en signal i uppströmsriktningen i ledningen eller kanalen. N' mot mottagande transceiver* N 204, t.ex. lokaliserad i behandlings- och distributionsenheten, där nämnda signal störs av signaler i flera störledningar 1, ., N-1 sända i nedströmsriktningen från transceiver 1, ..., N-1, tex. lokaliserade i behandlings- och distributionsen- heten.

Den inducerade näröverhörningen (NEXT) uppträder på grund av koppling mellan ledningarna, t.ex. i en förbindelsekabel. Det skall förstås, att det finns en annan överhörningsmodell kallad fjärröverhörning (FEXT), som är mindre problematisk och inte beskrivs häri. Icke desto mindre är uppfinningen väl lämpad att hantera också denna typ av överhörning. 514 948 ll Hur Överhörningen och överhörningsreduktionen modelleras kommer att beskrivas nedan med hänvisning till fig. 2.

Signalerna, soul överförs i ledningar 1, ..., N, är' DMT- symboler, som överförs med 256 toner. Överföring i ledningar l, ..., N-1 orsakar NEXT-störning hos de signaler som mottas i ledning N. Även om överhörning induceras i ledningarna 1, ., N-1 också, betraktas för närvarande sådan överhörning inte för enkelhetens skull. NEXT-överhörningen visad såsom överföringsfunktioner H1, ..., Hwl hos respektive signaler i ledningar 1, ..., N-1 adderade till signalen vid 205 kan elimineras eller åtminstone reduceras medelst en anordning för'NEXT-eliminering'(implementerad.mjukvara.eller'hårdvara), som använder uppskattade överföringsfunktioner ^HU ..., ^HW1 av överföringsfunktionerna H1, ..., HW1. Dessa uppskattade störningar adderas i en adderingsenhet 206 och en adderings- enhet/subtraheringsenhet 208 subtraherar den uppskattade Överhörningen från de mottagna signalerna, varigenom NEXT- störningen elimineras eller minskas.

I detalj utförs överhörningsreduktionen såsom beskrivs i det följande. Beteckna signalerna i nedströmsriktningen i ledningar 1, ..., N-1 med DL,, ..., DW1, och signalen i uppströmsriktningen i ledning N med Smí, där värdet i indikerar DMT-tonen, till vilken reduktionen hänför sig och som är utelämnat i fig. 2. På grund av överhörning kopplas en del av varje Överförd signal över till den N:te ledningen och förvränger motsvarande signal Smi. Överhörningen från de störande signalerna betecknas I¿m¿, ..., Iw¿J¿, där tecknet skall tolkas såsom "störande" eller "som stör". Den förvrängda signalen j. uppströmsriktningen, betecknad Tmi, bestäms såsom TN,1 = Sug; + I1_N,i + + IN-1_N,: Överhörningsstörningarna modelleras medelst överförings- funktioner HM ..., HN4 för respektive störande signaler DLi, ., Dwlg och kan beräknas såsom 514 94al 12 - 'k _ .

Lu: - “fwi Dal där aLmi är en kopplingskoefficient från den jzte ledningen till den Nzte ledningen.

Uppfinningen bearbetar sedan den förvrängda signalen Twi för att reducera förvrängningen. Kopplingskoefficienterna a¿mi, .., aM1N¿ uppskattas och uppskattningarna, betecknade a'1N¿,..., a'M¿fl¿, används för att skapa uppskattade överhör- ningsstörningar I'j_N,i = “'j_N,i * D-Jyi j=lf 1 N'l Detta indikeras i fig. 2 med överföringsfunktionerna ^HU _, ^HN¶. Den uppskattade överhörningen I'mi är summan I'¿mi + .__ + I'W¿fl¿ 206 av de individuella, uppskattade störning- arna och denna summa subtraheras 208 från den förvrängda signalen Twi för att skapa en kompenserad signal S'M¿. Denna kompenserade signal kan även betecknas såsom SN; + Emi, där Emi är ett kvarvarande litet fel på grund av ofullständig överhörningseliminering.

Föreliggande uppfinning hänför sig inte till uppskattningen av kopplingskoefficienterna som sådan utan till beräkningen av den kompenserade signalen S'Nigivet de uppskattade kopp- lingskoefficienterna.

I ett DMT-system (eller OFDM-system) kan filtreringen, d.v.s. beräkningen av den uppskattade överhörningen, utföras i frekvensdomänen medelst, för varje bärvåg eller ton och för varje störande ledning eller signal, en komplex multiplika- tion. Den uppskattade kopplingskoefficienten är här ett komplext tal och, när den multipliceras med den störande signalen, som själv kan betraktas såsom ett komplext tal, måste fyra multiplikationer av reella tal utföras. 514 93-438 13 I ett sådant system med flera ledningar som stör varandra kommer det att vara ett stort antal filteroperationer som måste utföras. Om t.ex. N ledningar stör varandra, krävs N*(N-l) filteroperationer eller komplexmultiplikationer för varje bärvåg, vilket är beräkningsmässigt tidskrävande att utföra. För system vid väldigt hög hastighet är detta knappast möjligt att implementera genom att använda befint- liga teknologier.

Föreliggande uppfinning söker övervinna detta genom att tillhandahålla en approximativ beräkningsmetod, som kräver betydligt, upp till 50%, mindre beräkningskraft till kostna- den av en liten försämring i överhörningsreduktionen.

Första utföringsform: Delande av huvudrotationer bland kopplingsfaktorer associerade med en enda störd ledning Fig. 3 visar följaktligen ett konceptuellt diagram av överhörningsreduktion i en ledning i enlighet med en första utföringsform av föreliggande uppfinning.

Kompensation, d.v.s. överhörningsreduktion, av en signal i en ledning eller kanal N utförs företrädesvis vid 302, d.v.s. i sändaren N efter överföringskodning 304 men före modulering medelst den snabba, inversa Fourier-transformen (IFFT) 306 ockxanalog-till-analogomvandling 308, där signalen fortfaran- de är i frekvensplanet. Detaljerade beskrivningar av princi- perna för multitonsmodulering som sådan finns i J.A.C.

Bingham, Multicarrier modulation for data transmission: an idea whose time has come, IEEE Communications Magazine, maj 1990, sid. 5-14, och i referenser däri.

Det uppfinningsenliga konceptet är att minska antalet komplexa multiplikationer genom att använda ett begränsat antal filter, d.v.s. förutbestämda, fasta eller adaptiva filter. I fig. 3 utförs endast en komplex multiplikation vid 310 för alla N-1 störande signaler D1, D2, ..., Dw¿ för varje 514 9430 14 bärvåg eller ton. Notera att tonindexet i är utelämnat här för enkelhetens skull. Om inte annorlunda indikeras, skall det förstås, att diskussionen hänför sig till en enda ton.

De störande signalerna D1, D2, ..., DW1, av vilka var och en är föremål för enkla operationer 312-l, 213-2, ..., 312-N-1, t.ex. förenklad 45°-stegrotation, också kallad förrotation, och lämplig skalning i enlighet med en respektive kopplings- faktor a'¿N, l s j s N-l associerad med respektive signal Dj och ledning j (vilket beskrivs i detalj nedan), summeras vid 314, varefter den totala överhörningsstörningen hos en signal SN i ledning N beräknas genom att multiplicera den resulte- rande summan med en filterfunktion, d.v.s. ett komplext tal vid 310. Överhörningen subtraheras från signalen TN vid 302.

En detaljerad beskrivning av operationer 312, d.v.s. för- rotation och skalning såväl som hur filterfunktionen/funk- tionerna skall väljas, återfinns nedan.

En multiplikation medelst ett komplext tal, t.ex. en kopp- lingsfaktor, kan betraktas såsom en rotation tillsammans med en skalning. I föreliggande uppfinning delas rotationsopera- tionen upp i en förrotation och en huvudrotation. Förrota- tionen utförs företrädesvis på ett sådant sätt, att huvud- rotationen alltid blir* mindre än 45°. Förrotationen kan erhållas på ett väldigt enkelt sätt genom att växla de reella och imaginära delarna och/eller växla tecken på de reella och/eller imaginära delarna.

Med hänvisning nu till fig. 4, som illustrerar konceptet med förrotation genom spegling i den reella, den imaginära och 45°-axeln som del auf den uppfinningsenliga överhörnings- reduktionen, kan det i den vänstra delen av figuren ses, att växling av tecknet hos den reella delen av en signal 402 kommer att spegla signalen i den imaginära axeln, vilket resulterar i 404, och växling av tecknet hos den imaginära delen av signalen 402 kommer att spegla vektorn i den reella 514 948 axeln, vilket resulterar i 406. Byte av tecken hos både den reella och den imaginära delen hos signalen 402 resulterar i 408. I den högra delen av fig. 4 visas, att byte av de reella och imaginära delarna kommer att resultera i spegling av den komplexa signalvektorn 410 i 45°-axeln 412, vilket således resulterar i 414.

Genom att utföra lämplig förrotation av typen beskriven ovan kan det tillförsäkras, att endast huvudrotationer mellan 0 och 45° måste utföras.

Lämplig förrotation för signalvektorer, som ligger i respek- tive område, utförs genom att utföra de steg som visas i tabell 1 nedan. Första halvan av varje kvadrant hänför sig till de första 45° i varje kvadrant.

Skalningsfaktorn kan i en första approximation vara längden av kopplingsfaktorvektorn. För att emellertid minimera det introducerade felet på grund av vinkeloöverensstämmelse, som resulterar från ofullkomlig rotation, måste skalningsfakto- rerna justeras på lämpligt sätt.

I fig. 5 illustreras effekterna av skalning och ofullständig rotation på felet. En önskad rotationsvektor 502, d.v.s. en störvektor, approximeras medelst rotationsvektor 504. Således kompenseras nämnda störvektor 502 med en kompensationsvektor 506. Felet introducerat härvidlag indikeras med 508. För att minimera den resulterande felvektorn 508 justeras skalnings- faktorn med cosinus av vinkeln, som skiljer den approotationen och den perfekta rotationen.

Tabell l. 514 948 16 Lokalisering av signalvektor Spegling i den reella axeln Spegling i den imaginära axeln Spegling i 45°- axeln Första kvadranten, första halvan Första kvadranten, andra halvan Andra kvadranten, första halvan Andra kvadranten, andra halvan Tredje kvadranten, första halvan Tredje kvadranten, andra halvan Fjärde kvadranten, första halvan Fjärde kvadranten, andra halvan Justeringen. bestäms enligt följande diskussion.

Betrakta överhörningen v från en störare ae” i frekvensplanet. v = aefwmefw) = aefwfzefg = afnwyeffW* al' där H är Fourier-transformen av överhörningen, h(w) är amplituden och 6 är rotationsvinkeln vid den givna frekvensen w. När överhörningen skall reduceras, vill man subtrahera en 514 942* 17 vektor, som är identisk med v. Om det emellertid finns en oöverensstämmelse i vinkeln 6, såsom kan vara fallet i föreliggande uppfinning, erhålls en kvarblivande överhör- ningsstörning eller fel e enligt: ë = aef°”+f(ef“”;-aef°°11f(ef“”) = aefwne/B-ae/'wfšefä = aefwgfiefg-ßäe) Storleken av felvektorn e är då Iêl = Jae/“Xhefa- Freja) >< ae'f“°(he"f'B-Ée"fä) = Jazufl-nišefíe"ej-háe'fvís'gj+252) = Jazmfæä» ñZ-zmå-cosuz- än Sökande efter minimum ger ÅUšIZ) = Zazfr-Zazh cosfi-É) = 0 då få = hcosw-É) För att således minimera felvektorn väljs skalningskoeffici- enten såsom h^ = hcos(A6), där A6 är vinkeldifferensen.

Storleken hos felet blir då lêl = Jf-Éhä (fzcosua -ânZ-zfah cosm-âycosgs _â)) = »faíñ2(1+ cosäfi-äj-Zcoszül-ÉJ) = Jazfßu-zcosäa- än = ansinfa-à; 514 94ei 18 såsom kan ses geometriskt i fig. 5. Längst ned i samma figur visas hur en oskalad kompensationsvektor 510 gör felvektorn 512 större.

Med hänvisning åter till fig. 3 förroteras och skalas varje störande signal Dy j = 1, ..., N-1 i enlighet med dess associerade kopplingsvektor a'¿fl, j = JH ..., N-1 enligt ovan, vilket resulterar i signaler D*j, j = 1, ..., N-1. På ett sådant sätt återstår varje förroterad och skalad, störande signal D*j, j = 1, ..., N-1 att bli multiplicerad med en motsvarande kvarvarande vektor i en huvudrotation, där nämnda kvarvarande vektor är av enhetslängd och ligger i vinkelintervallet O-45°, för att erhålla den respektive uppskattade överhörningen I'LN, j = 1, ..., N-1, se diskus- sionen ovan med hänvisning till fig. 2.

Det uppfinningsenliga konceptet är att reducera antalet olika kvarvarande vektorer eller huvudvektorer och i utförings- formen enligt fig. 3 används endast en huvudvektor. Härigenom summeras alla förroterade och skalade, störande signaler D*U D*2, ..., D*N¿ och den erhållna summan 2D*j, j = 1, ..., N-1 multipliceras med en enda huvudrotationsvektor ÄV Vektorn ßN kan väljas på ett av flera lämpliga sätt. Exempelvis kan den iflzß/”C eller såsom ßN=e““5W1”, där Ö är den väljas såsom ßN=e maximala, påträffade vinkeln bland de kvarvarande vektorer som skall approximeras med BN. BN kan alternativt väljas på andra sätt, särskilt om vinklarna bland de kvarvarande vektorerna är kända att vara fördelade olikformigt.

I en mer generaliserad version av uppfinningen tillhandahålls ett flertal huvudvektorer, som används för huvudrotationen.

De är företrädesvis, men icke nödvändigtvis, likformigt fördelade i den första halvan av den första kvadranten och antalet huvudvektorer bestäms företrädesvis från ett maximalt accepterat fel i beräkningen; ju högre antalet vektorer är, desto lägre fel erhålls men till kostnaden av ökad beräkning.

Härvidlag grupperas de förroterade och skalade, störande 514 äèâd 19 signalerna D*l, D*2, ..., D*W1 i olika uppsättningar, d.v.s. associerade med olika huvudrotationsvektorer, enligt deras kvarvarande huvudrotationer, d.v.s. varje förroterad och skalad, störande signal placeras i uppsättningen associerad med huvudrotationsvektorn, som minimerar det introducerade felet. Slutligen summeras signalernai_respektive uppsättning och multipliceras med huvudrotationsvektorn associerad med uppsättningen.

Fig. 6 illustrerar ett exempel på gruppering och fördelning av vektorer i enlighet med denna aspekt av uppfinningen.

Förroterade och skalade, störande signaler associerade med störare eller kvarvarande huvudrotationsvektorer 1, 3, m 602, alla liggande mellan 22,5 och 45°, summeras och summan multipliceras med en första huvudvektor eiflfläfllw (icke visad) och de förroterade och skalade, störande signalerna associerade med störare eller kvarvarande huvudrotations- vektorer 2, 4, m+1 604, alla liggande mellan 0 och 22,5°, summeras och summan multipliceras med en andra huvudvektor il1,251t/1S0 (icke Visad) e De maximala felen, som erhålls för olika antal huvudrota- tionsvektorer, visas i tabell 2 (där likformig fördelning av huvudvektorerna i den första halvan av den första kvadranten antas).

Tabell 2 Antal 2 3 5 8 lO huvud- rota- tioner Maximalt 19, 5 13 s 5 4 fel (%) Förfarandet beskrivet ovan med lika avstånd mellan de olika rotationerna är endast en möjlighet; en annan är att använda 514 à4ß olika avstånd, som t ex. minimerar medelkvadratfelet hos de uppmätta överstörningsvektorerna.

När antalet ledningar är stort, blir det fortfarande ett stort antal filtreringar, som måste utföras. I praktiska tillämpningar kommer vi att ha mellan 10 och 50 kanaler, som stör varandra. Vi kommer att ha huvudrotationsvinklar mellan O och Ö, där Ö är den maximala huvudrotationen bland kvarva- rande vektorer.

Om vi antar, att vi kan acceptera ett fel i beräkningen av %, tionen arcsin(O,l) så blir den tillåtna vinkeloöverensstämmelsen i rota- = 5,7°. Det maximala antalet rotationer, som vi måste utföra för att täcka alla kvarvarande vektorer för signal TNi_ledning N, är då företrädesvis nß= ®/(2*5,7°) = 45°/(2*5,7°) kombination med förrotation används. s 4, eftersom Q är mindre än lika med 45°, när Var och en av de andra ledningarna 1, ..., N-1 har också N-1 ledningar, som är mer eller mindre parasitiskt kopplade till den. Såson\ en. konsekvens har* vi faktiskt en. uppsättning huvudvektorer eller kopplingsfilter för varje störd ledning såväl som för varje ton i en ledning. Tillsammans erhålls en stor uppsättning kopplingsfilter eller en filterbank, vilka filter skall sammanställas för att reducera all överhörning i överföringssystemet.

Med 50 ledningar minskas antalet komplexa multiplikationer från 50*49 = 2450 till 4*5O = 200 acceptabelt beräkningsfel av 10%). Vi har emellertid introdu- (fortfarande antas ett cerat ett skalningssteg med komplexiteten av två realtalsmul- tiplikationer (eller ungefär en.halv komplex multiplikation).

Totalt har vi 50*49 skalningssteg, vilket ger en reduktion från 49*50 = 2450 komplexa multiplikationer till 4*50 + 50*49/2 = 1425, eller en 42%-ig reduktion i antalet opera- tioner (då vi försummar den enkla förrotationen, som med lätthet implementeras i hårdvara). 514 §48 21 Andra utföringsform: Delande av huvudrotationer bland kopplingsfaktorer associerade med en enda överhörnings- störande ledning Såsom beskrivits ovan, kan en komplex multiplikation utföras genom en förrotation följt av huvudrotation och en skalning.

Detta är emellertid ekvivalent med att utföra huvudrotationen före förrotationen. I stället för att dela huvudvektorer för en enda störd ledning, kan följaktligen delning erhållas i enlighet med en andra utföringsform av föreliggande uppfin- ning genom att betrakta en enda störande signal Dj i en ledning j. Denna signal Dji ledning j har N-1 olika associe- rade kopplingsfaktorer a'L¿, a'L¿, ..., a'LT1, a'Lfil, ..H a'jN för överhörningar inducerade i ledningar l, 2, ..., j-1, j+1, ..., N.

Genom att gruppera nämnda kopplingsfaktorer (enligt deras faser) i olika uppsättningar, där varje uppsättning associe- ras med en enda specifik huvudrotationsvektor, och för varje uppsättning multiplicera den störande signalen med den associerade huvudrotationsvektorn reduceras antalet komplexa multiplikationer. Varje huvudroterad, störande signal kan nu replikeras enligt antalet kopplingsfaktorer i uppsättningen, förroteras, skalas och subtraheras från respektive störd signal.

Detta schema kan vara fördelaktigt i vissa fall, t.ex. när det antas, att faserna hos kopplingsfaktorerna a'¿¿, a'L2, _, a'L¿¶, a'jJ+U ..., a'jJ är ömsesidigt mer lika än de hos kopplingsfaktorerna a'¿fl, d'¿N, ..., a'W¿ß. Också denna utföringsform av föreliggande uppfinning används företrädes- vis, om ett uppfinningsenligt approximationsschema tillämpas på skalningssteget, se diskussionen nedan.

Fig. 7 och 8 visar exempel på ett konceptuellt diagram av överhörningsreduktion enligt denna andra utföringsform av föreliggande uppfinning. s14 94a. 22 I fig. 7 visas ett enkelt exempel med tre ledningar eller kanaler 1, 2, 3, överhörningsreduktionsoperationerna komplex nmltiplikation som stör varandra via överhörning. De fyra skalning och summe- ring/subtraktion indikeras medelst *,4Ü, Antag nu att huvudrotationsvinklarna för kopplingsfaktorerna, (eller huvudrotation), förrotation, V respektive +. som kopplar överhörning från kanal 1 till kanal 2 och från kanal 1 till kanal 3, kan approximeras med en enda vektor, så identiska och beräk- är operationerna (skuggade i fig. 7) ningsmängden reduceras.

I fig. 8 visas ett annat något mera generaliserat exempel.

Tre kanaler l, j, k visas, där var och en har en bank med komplexa tal, d.v.s. huvudrotationsvektorer, av vilka fyra är indikerade och bland vilka kopplingsfaktorerna skall förde- las. I exemplet grupperas kopplingsfaktorerna a'L¿ och a'Lk (d.v.s.kopplingsfaktorerna,somkopplaröverhörningsstörning från kanal j till kanalerna l respektive k) samman och endast en komplex multiplikation mäste utföras för att reducera båda överhörningsstörningarna. De huvudroterade, störande signa- lerna förroteras sedan.och skalas, såsom indikeras i figuren.

Tredje utföringsform: CORDIC-rotation Enligt en tredje utföringsform (icke visad i figurerna) av föreliggande uppfinning kan 'vilken som helst av de två tidigare beskrivna utföringsformerna kombineras med använd- ning av en vektorrotationsmetod kallad CORDIC (COordinate Rotation Dlgital Computer) för huvudrotationerna.

CORDIC är en iterativ metod för att utföra vektorrotaton, se J.E. Volder, "The CORDIC trigonometric technique", IRE Trans. on Electron. Computers EC-8, sid. 330- 334, september 1959. enkla rotationer, som kan utföras med två additioner/subtrak- t.ex. computing Enligt denna metod används ett antal tioner. CORDIC-rotationsvinklarna är +/- arctan(2”), där i är ett positivt heltal. En rotation kan skrivas såsom 514 *948 23 RE - REn-$¿2'Ü"Mn n+1- :M = /M,,+$,2~^ef, h-Fl där RE är den reella delen och IM är den imaginära delen av den vektor som skall roteras och si har värdet +l eller -1 beroende riktningen, enligt vilken rotationen utförs.

CORDIC-rotation är enkel att utföra i hårdvara genom att använda två adderare/subtraherare och två skiftare. Om vi har fasta rotationsvinklar, kan fasändringen installeras fast i arkitekturen och följaktligen kan den betraktas såsom att inte uppta några extra beräkningsresurser.

Storleken hos vektorn som roteras ändras genom att använda denna algoritm. I föreliggande fall gör detta ingenting, eftersom denna skalning kan utföras i samma skalningssteg som vi redan har i den föreslagna lösningen enligt de första två utföringsformerna.

Om åter det maximala felet 10% tillåts, kan huvudrotationerna utföras genom att använda CORDIC-rotationer i stället för fulla, komplexa multiplikationer. Avståndet mellan olika rotationer, givet ett 10%-igt fel, blir 2*arcsin(0,1) = ll,5°. Den första CORDIC-rotationsvinkeln mindre än ll,5° är 7,1° = arctan(2*). För att täcka utrymmet mellan 0° och 45° behöver vi 6 rotationer (0,1*7,1°, 2*7,l°, ....., 6*7,l° = 42,6°). Felet i beräkningen är då mindre än sin3,6° = 0,06 eller 6%. Resurserna, som krävs för dessa rotationer, är 6 CORDIC-rotationer, som tillsammans har en komplexitet av omkring en halv komplex multiplikation.

Med 50 kanaler minskas nu antalet komplexa multiplikationer från 50*49 = 2450 vid den exakta beräkningen till 0,5*5O = 100. Vi har fortfarande skalningssteget, så totalt har vi 0,5*50 + 50*49/2 = 1250 eller en 49%-ig reduktion i antalet operationer men nu med ett fel av endast 6%. 514 94sf 24 Fjärde utförinqsform: Delande av skalningsfaktorer Enligt en fjärde utföringsform av föreliggande uppfinning kan vilken som helst av de tre tidigare beskrivna utförings- formerna kombineras med användningen.av ett uppfinningsenligt approximationsschema applicerat på skalningssteget.

Med hänvisning till den högra delen av fig. 9, som illustre- rar detta koncept med att dela skalningsoperatorer bland olika störare i kombination med den andra utföringsformen, utförs skalningsoperationen 902 efter summation 904 av en 906-1, ..., som är av ungefär samma storlek, genom att använda en enda grupp av förroterade, störande signaler 906-1, skalningsfaktor. Den vänstra delen av fig. 9 visar del av det konceptuella diagrammet i fig. 7 och 8.

Hur många skalningsoperationer som kan delas bland störarna är väldigt beroende av hur störarna verkligen ser ut och således kan vi inte uppskatta hur mycket vi kan tjäna på att använda detta förfarande. Att utföra skalningen med en skiftoperation följt av en multiplikation är fördelaktigt, eftersom kopplingen kan variera mycket mellan olika störare och ett högt dynamiskt område måste stödjas. att, enligt den fjärde utföringsformen av föreliggande uppfinning Det skall också noteras, om skalningsapproximationen skall appliceras, kombineras den mera företrädesvis med rotationsapproximationen. enligt den. andra. utföringsformen (delande av huvudrotationer bland kopplingsfaktorer hos en enda störande signal) än med den enligt den första utförings~ formen (delande av huvudrotationer bland kopplingsfaktorer hos olika störande signaler, som intefererar med en enda signal), eftersom reduktionen i den beräkning som krävs är större i det första fallet.

Detta kan förstås genom följande resonemang. Erinra er den andra utföringsformen, där ett reducerat antal komplexa 514 948 multiplikationer utförs först, varefter de erhållna huvud- roterade, störande signalerna kan sändas till respektive störda ledningar för förrotation, skalning och summation.

Härigenonx kan alla. huvudroterade, störande signaler, som skall skalas med faktorer av ungefär samma storlek, summeras, innan skalning utförs.

Om å andra sidan rotationsapproximationen utförs enligt den första utföringsformen, förroteras och skalas de störande signalerna, som interfererar med en enda signal, varefter underuppsättningar av dessa signaler, som skall huvudroteras med ungefär samma storlek, bildas och signalerna i varje underuppsättning summeras före huvudrotation. Här är delad skalning endast möjlig att utföra inom varje underuppsätt- ning, vilket ger en ökad beräkning för samma nivå av approxi- mation.

Föreliggande_ uppfinning såsom härvidlag beskriven kan självfallet utföras i varje kommunikationstillämpning, som använder frekvenstranslaterade signaler. Den kan implemente- ras i sändande transceivrar, mottagande transceivrar eller annorstädes. De givna exemplen och utföringsformerna av hur filtrering kan utföras är endast avsedda att visa potentialen att erhålla ett gott resultat genom att använda ett approxi- mativt filter.

Det är uppenbart, att uppfinningen kan. varieras på ett flertal sätt. Sådana variationer skall inte betraktas såsom avvikande från omfattningen av uppfinningen. Alla sådana modifikationer, som är uppenbara för fackmannen inom området, är avsedda att inkluderas inom ramen för de bifogade patent- kraven.

Claims (27)

514 94k 26 PATENTKRAV

1. Förfarande j. ett överföringssystem, som använder frekvenstranslaterade signaler, företrädesvis ett DMT- modulerat överföringssysteu1eller*ett<3FDM-överföringssystenp som har ett flertal ledningar och vari modulation kan utföras genom att använda en snabb, invers Fourier-transform (IFFT), där nämnda förfarande avser att reducera överhörning hos en signal i en första ledning av nämnda flertal ledningar orsakad av en signal i en andra ledning av nämnda flertal ledningar, och innefattar att en knmplex kopplingsfaktor uppskattas för överhörningsstörningen, som när den multipli- ceras med signalen i den andra ledningen uppskattar överhör- ningsstörningen, och.subtrahera.den uppskattade överhörnings- störningen från signalen i den första ledningen, kännetecknat av att den komplexa kopplingsfaktorn multipliceras med signalen i den andra ledningen via en approximationsmetod, som bearbetar signalen i den andra ledningen och innefattar förrotation, skalning och multiplikation med ett komplext tal enligt kopplingsfaktorn, där nämnda komplexa tal väljs från en uppsättning med förutbestämda, komplexa tal, så att den bästa möjliga approximationen erhålls.

2. Förfarande enligt krav 1, kännetecknat av att antalet komplexa tal i uppsättningen bestäms i enlighet med ett maximalt acceptabelt fel i approximationen.

3. Förfarande enligt krav 1 eller 2, kännetecknat av att de komplexa talen i uppsättningen fördelas med lika stora mellanrum.

4. Förfarande enligt krav 1 eller 2, kännetecknat av att de komplexa talen i uppsättningen fördelas med olika stora mellanrum. 514 942 27

5. Förfarande enligt något av kraven 1-4, kännetecknat av att alla komplexa tal i uppsättningen. har lika stor amplitud.

6. Förfarande enligt krav 1, kännetecknat av att den komplexa multiplikationen med det komplexa talet utförs genom att använda en iterativ vektorrotationsmetod.

7. Förfarande enligt krav 6, kânnetecknat av att den komplexa multiplikationen med det komplexa talet utförs genom att använda CORDIC-vektorrotationsmetoden.

8. Förfarande enligt något av kraven 1-7, kännetecknat av att förrotationen utförs genom spegling av signalen i den andra ledningen i den reella och/eller den imaginära och/eller 45°-axeln.

9. Förfarande enligt något av kraven 1-8, kännetecknat av att skalningen utförs genom att multiplicera signalen i den andra ledningen med ett reellt tal.

10. Förfarande enligt krav 9, kännetecknat av att multiplikationen föregås av en skiftoperation.

11. ll. Förfarande enligt krav 9, kännetecknat av att det reella talet väljs för att erhålla den bästa möjliga approxi- mationen.

12. Förfarande enligt krav 9, kännetecknat av att det reella talet väljs såsom amplituden hos kopplingsfaktorn multiplicerad med cosinus av vinkeloöverensstämmelsen mellan det valda, komplexa talet och ett komplext tal, som ger den exakta, uppskattade överhörningsstörningen.

13. Förfarande enligt krav 9, kännetecknat av att det reella talet väljs såsom amplituden hos kopplingsfaktorn. 514 9481 28

14. Förfarande enligt krav 9, kännetecknat av att det reella talet väljs från en uppsättning av förutbestämda, reella tal för att erhålla den bästa möjliga approximationen.

15. Förfarande enligt något av kraven 1-14, kännetecknat av de ytterligare stegen att en andra olik komplex kopplings- faktor uppskattas för en överhörningsstörning hos signalen i den första ledningen orsakad av en signal i en tredje ledning av nämnda flertal ledningar, som när den multipliceras med signalen i. den tredje ledningen uppskattar överhörnings- störningen orsakad av signalen i den tredje ledningen, att den uppskattade överhörningsstörningen orsakad av signalen i den tredje ledningen subtraheras från signalen i den första att multipliceras med signalen i den tredje ledningen genom en ledningen och den andra komplexa kopplingsfaktorn approximationsmetod, som bearbetar signalen i. den tredje ledningen och innefattar förrotation, skalning och multipli- kation medelst det valda, komplexa talet.

16. Förfarande enligt något av kraven 1-15, kännetecknat av de ytterligare stegen att en tredje olik komplex kopp- lingsfaktor uppskattas för en överhörningsstörning hos en signal i en fjärde ledning av nämnda flertal ledningar orsakad. av signalen i. den. andra ledningen, som. när den multipliceras med signalen i den andra ledningen uppskattar överhörningsstörningen i signalen i den fjärde ledningen, att den uppskattade överhörningssignalen hos signalen i den fjärde ledningen subtraheras från signalen i den fjärde ledningen och att den tredje komplexa kopplingsfaktorn multipliceras med signalen i den andra ledningen genom en approximationsmetod, som bearbetar signalen i den andra ledningen och innefattar förrotation, skalning och multipli- kation med det valda, komplexa talet. Förfarande i ett överföringssystem, som använder särskilt ett DMT-modulerat

17. frekvenstranslaterade signaler, överföringssystem eller ett OFDM-överföringssystem, vari s14i94a( 29 modulation kan utföras genom att använda en snabb, invers Fourier-transform (IFFT), där nämnda förfarande avser att reducera överhörningsstörning hos en signal SN i en första ledning N orsakad av signaler D1, ..., DMI, var och en i en respektive ledning 1, ..., N-1, och innefattar stegen: (i) att en kopplingsfaktor a'¿J, ..., a'M¿§ associeras med respektive ledning 1, ..., N-1, där nämnda kopplings- faktor a'¿fl, l 5 j 5 N-1 är ett komplext tal, som när det multipliceras med signalen DW l 5 j s N-1 i dess associerade ledning j, 1 s j s N-l uppskattar överhörningsstörningen ILN hos signalen SN i den första ledningen N orsakad av signalen Dj i dess associerade ledning j, och (ii) att överhörningsstörningen IN hos signalen SN i den första ledningen N reduceras genom att en uppskattad överhör- ningsstörning I'N subtraheras från signalen SN i den första ledningen N, där nämnda uppskattade överhörningsstörning I'N beräknas från nämnda kopplingsfaktorer a'¿N, ..., a'M¿ß och nämnda signaler D1, ..., DW1 i respektive ledning 1, ..., N-1, kännetecknat av de ytterligare stegen: (iii) att var och en av signalerna D1, ..., DM1 i respek- tive ledning 1, ..., N-1 förroteras och skalas enligt kopplingsfaktorn a'¿fl, ..., a'W¿fl associerad med respektive ledning, (iv) att alla de förroterade, skalade signalerna D*U .., D*w1 erhållna i steg (iii) summeras och (v) att summan 2D* erhållen i steg (iv) multipliceras med ett enda komplext tal ßN, vilken produkt används såsom den uppskattade överhörningsstörningen I'N i steg (ii). sn 30

18. Förfarande enligt krav 17, kännetecknat av att förrotationen av var och en av signalerna D1, ..., DW¿ i respektive ledning 1, ., N-1 enligt kopplingsfaktorn a'¿N, ., a'M¿N associerad med respektive ledning utförs genom spegling av var och en av signalerna D1, ..., DW, i den reella axeln och/eller den imaginära axeln och/eller 45°- axeln.

19. Förfarande enligt något av kraven. 17 eller 18, kännetecknat av att multiplikationen av summan SD* med det komplexa talet BN utförs genom att använda en iterativ vektorrotationsmetod, särskilt CORDIC-vektorrotationsmetoden_

20. Förfarande enligt något av kraven 17-19, känneteck- nat av att skalningen av var och en av signalerna D1, ..., DM, i respektive ledning 1, ., N-1 enligt kopplingsfaktorn a'¿N, ..., a'M¿fl associerad med respektive ledning utförs genom att multiplicera var och en av signalerna D1, ..., DW, med ett respektive reellt tal valt från en uppsättning av förutbestämda, reella tal för att erhålla den bästa möjliga approximationen.

21. Förfarande i ett överföringssystem, som använder frekvenstranslaterade signaler, särskilt ett DMT-systenieller ett OFDM-överföringssystenh 'vari modulationen kan Iitföras genom att använda en snabb, invers Fourier-transform (IFFT), där nämnda förfarande avser att reducera överhörningsstör- ningar hos en signal DN i en första ledning N orsakade av signaler S1, ..., Swl i en respektive ledning 1, ..., N-1, och innefattar stegen: (i) att kopplingsfaktorer a'M,, ..., a'MWl associeras med den första ledningen N, där var och en av nämnda kopp- lingsfaktorer är ett komplext tal, som när det multipliceras med signalen DNi.den första ledningen N uppskattar respekti- ve överhörningsstörning IN, , ..., INM¿ hos var och en av 514 943 31 signalerna S1, ..., SW, i respektive ledning 1, ..., N-1 orsakade av signalen DN i den första ledningen N, och (ii) att respektive överhörningsstörning IN¿, ..., Iwflg hos var och en av signalerna SU ..., SMI i. respektive ledning 1, ..., N-1 reduceras genom subtrahering av en respektive uppskattad överhörningsstörning I'N¿, ..., I'Nß¿ från. var och. en av' signalerna SU ..., SN* i respektive ledning 1, ..., N-1, där nämnda respektive uppskattade överhörningsstörning I'&¿, ..., I'Nflfl beräknas från. den respektive kopplingsfaktorn a'&¿, ..., a\¿»1®ch signalen DN i den första ledningen N, kännetecknat av de ytterligare stegen: (iii) att signalen DN i den första ledningen N multipli- ceras med ett enda komplext tal ßN, vilket ger en produkt * D* N; (iv) att produkten D**N replikeras för att erhålla N-1 likadana produkter D**R¿, ..., D**&W¿, (v) att respektive produkt D**m1,..., D**Nfl¶ förroteras och skalas i enlighet med respektive kopplingsfaktor a'm1, . , a'N_N_1_ och (vi) att respektive förroterad och skalad produkt erhàllen i (v) används såsom den respektive uppskattade överhörningsstörningen I'R¿, ..., I'Nfl4 i steg (ii).

22. Förfarande enligt krav 21, kännetecknat av att förrotationen av den respektive produkten D**N¿, ..., D**&flq i enlighet med respektive kopplingsfaktor a'm1, ..., a'Mfl4 utförs genom spegling av respektive produkt D**m¿, ..., D**mw1 i den reella och/eller den imaginära och/eller 45°- axeln. 514 943- 32

23. Förfarande enligt krav 21 eller 22, kännetecknat av att multiplikationen av signalen DN i den första ledningen N med det komplexa talet ß, utförs genom att använda en iterativ vektorrotationsmetod, särskilt CORDIC-vektorrota- tionsmetoden.

24. Förfarande enligt något av kraven 21-23, känneteck- nat av att skalningen. av respektive produkt D**N¿, ..., D**Mw¿ utförs enligt respektive kopplingsfaktor a'N¿, ..., a'MW¿ och genom att multiplicera respektive produkt D**m1, ..., D**¿fl% med. ett respektive reellt tal valt från en uppsättning av förutbestämda reella tal för att erhålla den bästa möjliga approximationen.

25. Anordning för att reducera överhörningsstörning i ett överföringssystenp soul använder frekvenstranslaterade signaler, särskilt ett DMT-systen\eller ett OFDM-överförings- system, vari modulationen kan utföras genom att använda en snabb, invers Fourier-transform (IFFT), varvid nämnda anordning är försedd med organ för att utföra förfarandet enligt något av kraven 1-24.

26. Transceiver i ett överföringssystem, som använder frekvenstranslaterade signaler, särskilt ett DMT-systenleller ett OFDM-överföringssystem, vari modulationen kan överföras genom att använda en snabb, invers Fourier-transform (IFFT), varvid nämnda transceiver innefattar anordningen enligt krav 25.

27. Överföringssystem, som. använder frekvenstransla- terade signaler, särskilt ett DMT-system eller ett OFDM- överföringssystem, vari modulationen kan överföras genom att använda en snabb, invers Fourier-transform (IFFT), innefat- tande anordningen enligt krav 25 eller transceivern enligt krav 26.