SE516477C2 - Förstärkare av differentiell typ. - Google Patents

Description

516 477 2 - Fig. 4 är ett kopplingsschema för en differentialförstärkare med skydd av ingångarna av förut känt slag, - Fig. Sa är en bild som åskådliggör ekvivalensen mellan en transistor, vilkens bas och kollektor är direkt elektriskt hopkopplade, och en diod, s- Fig. 5b är en bild som åskådliggör ekvivalensen mellan en transistor, vilkens bas och emitter är direkt elektriskt hopkopplade, och en diod, - Fig. 6 är ett kopplingsschema för en förstärkare enligt fig. 2 med skydd för ingångarna i form av diodkopplade transistorer, och - Fig. 7 är ett kopplingsschema för en förstärkare enligt flg. 1 med samma skydd för in- gångarna som i fig. 6.

BESKRIVNING Av FÖREDRAGEN UTFÖRINGSFORM Nedan skall en förstärkarkoppling med vissa bestämda polariteter hos komponenter beskrivas. Det är uppenbart för en fackman att förstärkarkopplingen kan användas med motsatta polariteter, så att npn-transistorer utbyts mot pnp-transistorer och omvänt, att dioders riktningar vänds om, att positiva spänningar blir negativa och omvänt, att ström- riktningar vänds om, etc., förutsatt att komponenter med i övriga avseenden motsvarande eller liknande elektriska egenskaper används.

I tig. 1 visas ett kopplingsschema för en vanlig form av ingångssteg i form av en differentiell fórstärkarkrets, som är lämpat för användning i exempelvis komparatorer eller operationsförstärkare. De båda ingångarna 1, 3 till kretsen utgörs av basanslut- ningama till två likadana transistorer Tl och T2 av exempelvis npn-typ såsom visas i figuren. Transistorernas emittrar är hopkopplade vid en emitternod 5 och är där anslutna till kollektom hos en tredje npn-transistor T3, som är spänningssatt, så att den fungerar som en strömkälla och därmed ger emitterström till ingångstransistorerna T1 och T2. Den :s tredje transistoms emitter kan såsom visas i figuren vara ansluten till någon matnings- spänning VEE, exempelvis en negativ spänning något förskjuten från jord eller också jorden själv.

Kollektorerna till de båda första transistorema T1 och T2, de egentliga förstärkande transistorerna eller ingångstransistorerna, är anslutna till en matningsspänning VCC, ao exempelvis en positiv konstant spänning, på något lämpligt sätt, exempelvis såsom visas i figuren via en strömspegel. Denna innefattar pnp-transistorer T4 och T5, vilkas basar är hopkopplade med varandra och vilkas emittrar år kopplade till matningsspänningen VCC. pnp-transistom T4 för den första ingångstransistorn TI har vidare sin bas och sin kollek- tor hopkopplade med varandra, så att den fungerar som en diod, medan båda dessa tran- as sistorer T4 och T5 har sina kollektorer kopplade till respektive ingångstransistor Tl och T2. Det väsentliga hos ingångstransistorernas T1 och T2 koppling till drivspänningen VCC är, att transistorerna T4 och T5 har en ekvivalent impedans och tomgångsspänning (Thèvenin-ekvivalent), så att ingångstransistorema T1 och T 2 arbetar i sitt aktiva område, dvs ej är bottnade, så att spänningen från deras kollektor till deras bas alltid är positiv. 516 477 3 Därmed kan transistorerna T4 och TS i strömspegeln ersättas med resistorer kopplade mellan transistoremas kollektorer och den positiva matningsspänningen VCC.

En förenklad, delvis schematiskt visad form av ingångssteg innefattande endast de i detta sammanhang väsentliga delarna visas i ñg. 2. Här visas transistorn T3 som en s strömgenerator Il, medan ingångstransistorernas T1 och T2 kollektorer endast visas anslutna till allmänt betecknade kopplingspunkter.

Utgångssignalen från de båda i ñg. l och 2 visade kretsarna är i princip kollektor- strömmen genom endera av ingångstransistorerria. En spänning representerande denna ström kan exempelvis uttas vid anslutningen 7 från den andra ingångstransistoms T2 w kollektorelektrod.

När spänningen mellan ingångarna l, 3 är liten, är båda ingängstransistorerna T1 och T2 aktiva och ström flyter genom deras emitteranslutningar till den gemensamma ernitternoden 5. Strömmen genom dessa transistorer bestäms av strömkällan I1 resp. transistom T3 och fördelas mellan dem, så att mer ström går genom den ingängstransis- 1stor, som har högst spänning på sin ingång, dvs bas. När spänningen mellan ingångarna blir tillräckligt stor, där tillräcklig stor innebär att spänningen är lika med några VT, VT är proportionell mot den absoluta temperaturen och VT är omkring 26 mV vid rumstem- peratur, kan strömmen försummas genom den ingångstransistor, vilken har lägst potential på sin ingång, och potentialen på den andra ingångstransistoms bas eller ingång bestäms av denna transistors mättnadsström. Spärmingen mellan denna transistors bas och emitter vid mättnad ges approximativt av VBE = VT-logfll/IS), där 11 är den av strömgeneratom Il alstrade strömmen och IS är transistorns mättnadsström.

Antag nu att spänningen på ingången 3 till den andra ingångstransistom T2 hålls konstant medan spärmingen på den andra ingången l till den första ingångstransistorn Tl zs successivt minskas. Strömmen genom den första ingångstransistorn Tl kommer då att minska, tills spänningen på emitternoden bestäms av strömgeneratoms I1 ström och mättnadsströmmen IS för ingångstransistorerna. När spänningen rninskas ytterligare, blir pn-övergången mellan bas och emitter i den första ingångstransistorn T1 allt mindre fram- spänd, för att sedan bli backspänd. När spänningen till slut blir tillräckligt negativ, kom- ao mer ström åter att flyta genom den första ingångstransistorns T1 ernitter men nu i motsatt riktning, vilket beror på att den nämnda pn-övergångens genombrottsspänning överskrids.

All denna ström går då ut genom den första ingången, dvs den första ingångstransistorris Tl bas. Strömmen är inte längre bestämd av strömkällan I1 utan av drivförrnågan hos de yttre spänningskällorna och av resistansen i de bägge ingångstransistorerna Tl och T2. as Strömmen kan mycket väl förstöra båda ingångstransistorerna men kanske i första hand den första ingångstransistom Tl, i vilken effektutvecklingen blir störst. Den spänning, som en npn-transistor tål mellan sin emitter och bas, innan den backspända pn-övergång- en börjar att leda ström, varierar mellan olika tillverkningsprocesser och olika kompo- nentlayouter. För signalbehandlande transistorer är vanligen denna spärming större än 516 477 omkring 6 V och rnindre än omkring 10 V.

En bipolär transistor består allmänt av tre vid varandra, i rad liggande områden, som ofta utgörs av på varandra belägna skikt, av halvledarmaterial med omväxlande polaritet, så att ett mittoniråde och två yttre områden finns. En bipolär transistor kan då svara av npn-typ eller pnp-typ. En anslutning till yttre kretsar fimis från varje område, som också kan benämnas elektrod. Mittornrådet benämns basen och de båda yttre områ- dena utgör kollektorn respektive emittern. Om spänningar läggs på anslutningarna till en npn-transistor, så att VC > Vb > Ve för en npn-transistor, och till en php-transistor, så att VC < Vb < Ve, där VC, Vb, VC är potentialen på transistorernas kollektor, bas re- io spektive ernitter, och om en ej alltför stor ström inmatas till basen, som också skall vara positiv för en npn-transistor och negativ för en pnp-transistor, styrs strömmen genom transistorns kollektor av den inmatade basströmmen. Grovt kan kollektorströmmen vara proportionell mot basströmmen. Proportionalitetskonstanten kallas BF, "forward current gain", även betecknad ß.

Ett godtyckligt av de två yttre områdena hos en bipolär transistor skulle då kunna benämnas emittem, medan det andra omrâdet blir transistorns kollektor. Vanligtvis defi- nieras dock kollektor och emitter, så att proportionalitetskonstanten ß blir så stor som möjligt. Om man med samma polaritet hos de pålagda spänningama vänder på en transis- tor, så att kollektom hamnar där emittern var tidigare, kan man uppmäta en motsvarande proportionalitetskonstant eller strömförstärkningsfaktor BR, "reverse current gain". Van- ligtvis är BF mycket större än BR. Detta beror på flera optimeringar av transistorerna konstruktion innefattande bl a att det är önskvärt med så stort BF som möjligt. Värdet på BR spelar mindre roll. Vanliga värden är BF = 50 - 100 och BR = 0,5 - 10. Det är viktigt att observera, att en förutsättning för att använda en transistor i en förstärkarkrets är, att den har en strömförstärkningsfaktor större än ett.

Den vanligaste utföringsformen för en npn-transistor i integrerade kretsar är en vertikal transistor, för vilken ett tvärsnitt schematiskt visas i fig. 3. I något yttre material 11 med låg dopning av samma typ som basen finns skikt, vilka bildar transistorns delar eller områden. Kollektom 13 är det understa skiktet med dopning motsatt det yttre mate- ao rialets. Centralt i detta understa skiktet ligger ett armat skikt 15, som bildar basen, och centralt i basområdet ligger ytterligare ett annat skikt 17, som bildar ernittern, så att i strukturens mitt fås en skiktföljd av nedifrån och upp av kollektor, bas och emitter. De olika områdena sträcker sig vid ytterkanterna upp till ytan av strukturen för elektrisk yttre anslutning. En sådan transistor är utförd, så att dopningsnivåerna är fallande i ordningen as emitter-bas-kollektor, dvs ernitterområdet har högre dopning än basområdet och basområ- det har högre dopning än kollektoronirâdet. Vidare är basskiktet 15 mycket tunt vid strukturens mitt och kollektorskiktet relativt tjockt. Detta bidrar till de önskade egenska- perna innefattande hög strömförstärkningsfaktor BF och goda högfrekvensegenskaper.

Sarnma egenskaper medför också, att genombrottsspärmingen BVcb, då kollektor-bas- 516 477 övergången backspärms, blir väsentligt högre än genombrottsspänningen BVeb, då emit- ter-basövergången backspänns. I tillverkningsprocesser, som har optimerats för detta, är ofta genombrottsspänningen BVcb mellan kollektor och bas av storleksordningen 50 - 120 V, vilket skall järnföras med en genombrottsspärining BVeb av 6 - 12 V för ernitter-bas- s övergången. Sådana tillverkningsprocesser används i tillämpningar, vilka kräver hög spänningstålighet, exempelvis i kretsar för audioförstärkare, spänningsomvandlare, bil- elektronik, etc.

Ett förut känt sätt att skydda ingångssteget enligt ovan är att ansluta resistorer R1, R2 vid ingångarna i serie med basanslutningarna till ingångstrarrsistorerna Tl, T2 enligt io fig. 3. Härigenom begränsas basströmmarna. Vidare kan dioder Dl, D2 anslutas mellan dessa transistorers emitter och bas, så att diodema leder i motsatt riktning mot bas-ernit- terdioden i varje transistor. När då backspänningen mellan emitter och bas hos en av transistorerna Tl, T2 överstiger framspänningsfallet för motsvarande antiparallellt in- kopplade yttre diod Dl, D2, vilket är omkring 0,6 till 1 V, kommer strömmen att ledas is genom den yttre dioden i stället för genom respektive transistor. En fördel med en sådan kretslösning med skyddskomponenter är att ingångssteget transkonduktans under normal drift inte påverkas av de tillförda komponenterna. Det är välkänt att vid tillverkning av integrerade kretsar, när i tillverkningsprocessen endast transistorer fimis tillgängliga, dioder erhålls genom att koppla ihop en transistors bas och kollektor med varandra, se fig. 5a. På grund av de båda pn-övergângar, som firms i en transistor, erhålls givetvis också en komponent med diodfunktion, om transistorns bas och emitter kopplas ihop med varandra, se fig. 5b. En sådan diodkomponent används dock sällan, eftersom den får dock sämre egenskaper för de flesta tillämpningar jämfört med en diod erhållen genom hopkoppling av kollektor och bas.

Emellertid har det visat sig, att man genom att använda en bipolär transistor på ett okonventionellt sätt kan åstadkomma ett skydd för ingängama hos differentialförstärkare enligt ovan. Såsom nämnts ovan, vill man i en transistor i de allra flesta fall ha en hög strömförstärkning. I den nedan beskrivna tillämpningen är detta inte nödvändigt.

I fig. 6 visas ett principiellt kopplingsschema för en differentialförstärkare, vilken är ao uppbyggd i huvudsak liksom den i fig. 1 och 2 visade förstärkaren och vilken har skydd för ingängarna. Ett mer fullständigt kopplingsschema visas i fig. 7. Denna kretslösning uppvisar två npn-transistorer T6, T7 inkopplade mellan ingångstransistoremas T1, T2 emittrar och den gemensamma emitternoden 5. Dessa transistorer har sina basanslutningar hopkopplade med sina respektive emitteranslutningar, så att endast bas-kollektordioden ss utnyttjas. De är inkopplade, så att ernittern vid normal drift av förstärkaren har högre potential än kollektorn-basen, dvs bas-kollektordioden är framspänd.

Om på sarnrna sätt som diskuterats ovan ingångsspänningen på den andra ingångs- transistorns T2 bas 3 hålls konstant, medan spänningen på den andra ingången 1, dvs spänningen på den första ingångstransistorris Tl bas, gradvis minskas, minskar återigen 516 477 6 först strömmen genom den första transistorn ned till noll. Efter ytterligare någon minsk- ning av ingångsspänningen kommer ström att gå "bakvägen" i riktningen från ernittern till basen i den första transistorn Tl, men nu först när spänningen mellan noden 5 och in- gångsanslutningen l överstiger summan av genombrottsspänningen BVeb mellan emitter s och bas för transistorn Tl och genombrottsspänningen BVce mellan kollektor och emitter för skyddstransistorn T6. Genombrottsspänningen BVce mellan kollektor och ernitter i en transistor är avsevärt, dvs flerfaldigt, större än genombrottsspänningen BVeb mellan emitter och bas i samma transistor och är vidare av samma storleksordning som genom- brottsspänningen BVCb mellan kollektor och bas, såsom definierats ovan. Vid den io skyddade kretslösningen enligt fig. 4 kommer strömrusningen i ingångstransistorn T1 redan, när spänningen mellan noden 5 och ingången 1 överstiger genombrottsspänningen BVeb mellan ingângstransistoms ernitter och bas.

Fördelen med kretslösningen enligt fig. 6 och 7 är sålunda en flerfaldigt ökad spän- ningstålighet jämfört med fallet utan några skyddskomponenter. Jämfört med den kända kretslösningen enligt fig. 4 finns två fördelar. I den kända lösningen går en ström genom skyddskomponenterna Rl, R2, Dl, D2, när skyddet blir verksamt. En sådan okontrolle- rad ström kan bl a ge upphov till överhettning. Detta är inte fallet med lösningen enligt fig. 6 och 7. Vidare är resistorer ofta inte lämpade att integreras i monolitiska integrerade kretsar, antingen på grund av att tillverkningsprocessen i sig inte är lämpad för fram- ställning av resistorer eller på grund av att de upptar en ofördelaktigt stor area på en kretsplatta. I integrerade kretsar blir resistorer längre, ju större resistans de har. Eftersom bredden hos resistorema inte får vara mindre än ett visst minsta mått bestämt av masktill- verkning, optisk upplösning, etc. och resistansen då bestäms av förhållandet mellan längden och bredden, får resistorer med höga resistansvärden stora längder och därmed zs stora ytor. I den skyddade kretsen enligt fig. 4 kan effektutvecklingen i resistorerna Rl, R2 bli avsevärd, om de övriga komponenterna i kretsar, ej visade, som matar ingångarna till förstärkarkretsen, tillåter detta.

De diodkopplade transistorerna T6, T7 i kretsen enligt fig. 6 och 7 påverkar diffe- rentialförstärkarens transkonduktans. Detta kan vara en fördel eller en nackdel. Sålunda ao kan i vissa förut kända kretsar resistorer användas inkopplade på skyddstrarisistorernas T6, T7 platser i kretsen för att minska transkonduktansen.

Claims (6)

516 477 7 PATENTKRAV

1. Förstärkare av differentiell typ med minst två ingångar och innefattande ingångs- transistorer med var och en en emitter, en bas och en kollektor, varvid ingångsspämiingar inmatas på basama, k ä n n e t e c k n a d av skyddsdioder anslutna direkt i serie med s emittrarna i ingångstrarisistorerrla, varvid skyddsdioderna är anslutna med samma riktning eller polaritet som de dioder, vilken fmns mellan basen och emittern i ingângstrarisis- torerna, och varje skyddsdiod innefattar en skyddstransistor, vilkens emitter och bas är direkt elektriskt hopkopplade.

2. Förstärkare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att en utgångsspänning uttas io direkt från kollektom hos en av ingångstransistorerna.

3. Förstärkare enligt något av krav 1 - 2, k ä n n e t e c k n a d av att ingångs- transistorema och skyddstransistorerna alla har väsentligen samma elektriska egenskaper.

4. Förstärkare av differentiell typ med minst två ingångar och innefattande ingångs- transistorer med var och en en emitter, en bas och en kollektor, varvid pn-övergängar is finns mellan bas och emitter och mellan bas och kollektor och varvid ingångsspänningar inmatas på basarna, k ä n n e t e c k n a d av att direkt i serie med den av pn-övergång- arna i varje ingängstransistor, som har lägst genombrottsspänning i backriktningen, är skyddsdiod anslutna med samma riktning eller polaritet som den diod, vilken bildas av pn-övergången med lägst genombrottsspärming, varvid skyddsdioderarm utgörs av skydds- zo transistorer av väsentligen samma slag som ingångstransistorerna, och att i skyddstransis- torerna en pn-övergång, som inte har väsentligen samma egenskaper som den andra av pn-övergångarna i ingångstransistorerria, är kortsluten genom en direkt elektrisk förbind- ning.

5. Förstärkare enligt krav 4, k ä n n e t e c k n a d av att en utgångsspänning uttas zs direkt från kollektorn hos en av ingängstraiisistorerna.

6. Förstärkare enligt något av krav 4 - 5, kä n n e t e c k n a d av att ingångs- transistorerna och skyddstransistorerna alla har väsentligen samma elektriska egenskaper.