SE521276C2 - Transmissionssystem av flerbärvågstyp - Google Patents

Description

521 276 2 ISI kan betraktas som en transient eller avklingande ”svans” genererad vid den dis- kontinuitet där konsekutiva symboler möts. Konventionellt dämpas effekterna av ISI genom anordnande av ett skyddsintervall framför varje symbol. Skyddstiden omfat- tar nonnalt en cyklisk utvidgning av symbolen. Närmare bestämt adderas en kopia av slutet på varje symbol till början av symbolen i form av ett cykliskt prefix. Bär- vågsfrekvenserna är kontinuerliga från början av det cykliska prefixet till slutet av symbolen. En interferens kommer alltså att genereras vid diskontinuiteten mellan starten av det cykliska prefixet och slutet av den föregående symbolen. De cykliska preñxens längder varierar i överensstämmelse med applikationen, men består nor- malt inte av mer än 10% av symbolen. Längre skyddsintervall är ofördelaktiga på grund av att de inför ett bandbreddsstraff. Om dispersionen på kanalen inte är alltför svår kommer ISI-transienten som genereras vid gränsen mellan symboler att avslutas inom det cykliska prefixet och länmar den efterföljande symbolen intakt. Pulsre- sponsen i kanalen, innefattande filter i sändaren och mottagaren, kan emellertid bli mycket läng och ofta överstiga skyddsintervallet. Kvarstående intersymbolinterfe- rens kommer sedan att uppträda, vilket kan skada kvaliteten på de mottagna signa- lerna svårt.

I artikeln ”Residual ISI Cancellation for OFDM with Application to HDTV Broad- casting” diskuterar D. Kim och G. Stüber, IEEE Journal on Selected areas in Com- munications, Vol. 16, nr 8, oktober 1998, en teknik för upphävande av kvarstående ISI. En algoritm föreslås för borttagande av interferensen som genereras mellan kon- sekutiva symboler sända på en kanal. Denna innefattar den interferens som orsakas av den föregående sända symbolen, dvs intersymbolinterferensen (ISI), och stör- ningen på grund av symbolen själv, dvs interbärfrekvensinterferensen (ICI). Bestäm- ningen av interferensen fordrar kunskap om de sända symbolema. Detta uppnås ge- nom att taga beslut om de sända symbolerna med utnyttjande av de mottagna, avko- dade symbolema som har förvrängts av kanalen, med kunskap om kanalresponsen.

De uppskattade symbolerna omvandlas sedan tillbaka till tidsdomänen med utnytt- jande av IFFT och ISI som bestämts och borttagits med användning av algoritmen.

Den kvarstående symbolen omvandlas sedan med avseende på frekvensdomänen 20 25 30 521 276 ÉÜ/jfë, i: š 3 med utnyttjande av FFT och de tagna besluten. En iterativ process följer sedan för att borttaga ICI. Eftersom besluten med avseende på de sända symbolerna initialt kan vara felaktiga är en iterativ process nödvändig för att korrekt bestämma inter- ferensen. Detta irmebär med nödvändighet ett stort antal beräkningar, så att proces- sen i sin helhet kräver mycket stor bearbetningseffekt. Även tidsdomänutjämnare TEQ användes inom den kända tekniken för att dämpa ISI hos symboler som sänts via en distorderande kanal. En tidsdomänutjämnare är ett filter, i allmänhet ett ändligt pulsresponsfilter (FIR), och har verkan att avkorta kanalens pulsrespons. Detta kan uppnås exempelvis genom att eliminera polerna i kanalöverföringsfimktionen. Genom användning av en lämplig algoritm kan kanal- pulsresponsen göras kortare än det använda cykliska preflxet. En nackdel med TEQ är emellertid att både bruset och signalen filtreras. När en TEQ eliminerar polema i kanalöverföringsfunktionen kommer den även att dämpa vissa signalfrekvenser och förstärka bruset vid andra frekvenser. Bruset kommer att läcka in i den snabba Fouríer-transformationens sidolober i mottagaren och försämra utförandet. Följakt- ligen kommer anpassningen av TEQ för att minimera ISI att i allmänhet resultera i ett suboptimalt signal/brusförhållande.

Det föreligger alltså ett behov av ett system som tillförlitligt dämpar effekterna av intersymbolinterferensen och lämnar signalinforrnationen ostörd, men som är till- räckligt enkel att utnyttjas för ett brett applikationsområde.

UPPFINN INGEN I KORTHET I ett transmissionssystem av flerbärvågstyp, där digitala symboler sändes över ett transmissionsmedium till en mottagare, är intersymbolinterferensen kompenserad genom att en uppskattning av ISI-svansen genereras, vilken subtraheras från de mot- tagna signalema. Detta uppnås genom bestänming av en uppskattning av de sända symbolema genom filtrering av de mottagna symbolema och sedan sker en genere- ring av en transient av uppskattningama av två konsekutivt sända symboler. Företrä- 20 25 30 521 276 åf?.*%f~* desvis bildas differensen mellan uppskattningarna av de två konsekutivt sända sym- bolerna och den resulterande differenssymbolen användes för att generera den tran- sient som replikerar transienten som genererats mellan de två konsekutiva symboler- na. Transienten subtraheras sedan från den andra av de båda mottagna symbolerna för undanröj ande av interferensen. Filterfunktionen som användes för att uppskatta de sända symbolerna är i huvudsak ett inverterat värde av transmissionsmediumets överföringsfunktion för de använda bärfrekvenserna. Transienten genereras på sam- ma sätt genom filtrering med användning av ett filter som har en överföringsfunk- tion som i huvudsak är densamma som överföringsfiiriktionen för transmissionsme- diumet. När differenssymbolen användes för att generera transienten matas diffe- renssymbolen genom filtret följt av en rad nollor.

Erhållandet av uppskattningar av de sända symbolema genom utsättandet av de mot- tagna symbolerna för en enkel filterfiinktion minimerar antalet beräkningar i svans- genereringsprocessen. Antalet beräkningar reduceras ärmu mer när en enda diffe- renssymbol utnyttjas för att generera svansen i stället för två symboler. Den bear- betningseffekt som fordras för ISI upphävning är därför liten och acceptabel för i huvudsak alla applikationer. Vidare kan, i beroende av filtrens och därmed uppskatt- ningamas korrekthet, ISI undanröjandet vara fullständigt vid alla frekvenser och där- med utesluta behovet av ett skyddsintervall.

KORT REDOGÖRELSE FÖR RITNINGARNA Ytterligare ändamål och fördelar med den föreliggande uppfinningen kommer att vara uppenbara av den följande beskrivningen av de föredragna utföringsforrnerna som ges i form av exempel under hänvisning till de bifogade ritningama, där fig. 1 schematiskt visar ett flerkanaligt transmissionssystem irmefattande delar av sändar- och mottagardelar av DMT xDSL modem modifierade enligt den föreliggan- de uppfinningen, 10 20 25 30 521 276 $¿;Hæ¿;e:«L 5 fig. 2a - 2c visar symboliskt stegen för att generera en transient i överensstämmelse med den föreliggande uppfinningen, frg. 3a - 3b visar flödesscheman avseende förfaranden för bestämning av överföringsfunktionen respektive av pulsresponsen, fig. 4 visar ett arrangemang för att uppskatta och undanröja ISI vid en mottagare en- ligt en utföringsform av den föreliggande uppfinningen och fig. 5 visar ett arrangemang för att uppskatta och undanröja ISI vid en mottagare en- ligt en alternativ utföringsform av den föreliggande uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING AV RITNINGARNA Fig. 1 visar ett blockschema som representerar en del av en änd-till-ändlänk av ett transmissionssystem av flerbärvågstyp, som utnyttjar diskret multitonmodulering DMT med en sändare 1 och en mottagare 2. I den föreliggande utföringsformen har det antagits att länken innefattar åtminstone en del av en normal telefonlinje, som kan inbegripa en telefonlinje med tvinnat trådpar. Det inses emellertid att detta ar- rangemang kan användas för ett antal andra transmissionsmedier, inklusive exem- pelvis radiosändning som använder ortogonal frekvensdelningsmultiplex (OFDM).

Sändaren 1 och mottagaren 2 som visas i fig. l utgör företrädesvis en del av mode- men som stöder digital abonnentlinjeöverföring (DSL). Företrädesvis stöder dessa modem modulationsscheman för antingen ADSL (asynkron DSL) eller VDSL (mycket snabb DSL) eller någon av de andra modulationsschemana som faller under den kollektiva termen xDSL. Av den följande beskrivningen kommer det emellertid att inses att de visade positionerna för sändaren och mottagaren kan utgöra en del av anordningar som utnyttjas för andra applikationer, såsom sändarsystemen för hög- upplösningstelevision (HDTV). 20 25 30 521 276 6 I sändaren 1 ingår flera komponenter innefattande en kodare (inte visad), en diskret multitonmodulator 10, en adderare 11 för cykliskt prefix, en parallell/serieomvand- lare 12, en digital/analogomvandlare 13 och en analog sändare med högpassfilter 14.

Kodaren är inkopplad uppströms den diskreta multitonmodulatorn 10 och tjänar till att omvandla inkommande bitströmmar till att ligga i fas, i kvadratursekvenser för var och en av ett flertal subkanaler. Dessa kodade sekvenser inmatas på multiton- modulatom 10, som med fördel är en IFFT modulator 10, som kan bearbeta den m- verterade snabba F ourier-transforineringen medelst en lämplig algoritm. De diskreta multitonkodade symbolema som genererats i IFFT modulatom 10 förlänges sedan var och en cykliskt genom tillägget av ett cykliskt prefix i CP-kretsen ll. Detta sker genom dubblering av ett antal sampler vid slutet av en symbol samt addering av des- sa till början av symbolen. Antalet bitar som ingår i det cykliska prefixet beror av applikationen samt acceptabelt bandbreddsstraff. Normalt överstiger ett cykliskt pre- fix inte 10% av en symbol. De parallella symbolsekvenserna omvandlas sedan till en seriell bitström i en parallell/serieomvandlare 12. Den seriella bitströmmen omvand- las sedan till en analog signal med digital/analogomvandlaren 13 före överföringen på länken medelst en analog sändare 14, som innefattar ett högpassfilter for bortfil- trering av signaler i sändaren 1 som kan interferera med POTS-bandet. Signalen sän- des sedan över en kanal 30, som har en överföringsfunktion ”h”, till en avlägsen plats. Vid mottagaren 2, som är förlagd vid den avlägsna platsen, mottager en analog mottagare 20, som likaledes innefattar ett högpassfilter för bortfiltrering av brus från POTS-bandet, signalen och inmatar den på en A/D-omvandlare 21 för digitalom- vandling. Den digitala bitströmmen sändes sedan till ISI kompenseringsblocket, som består av en fördröjningskrets 22, en tidsdomänutjämnare (TEQ) 23, som kan vara ett andligt pulsresponsfilter (FIR), en svansuppskattarkrets 24 och en adderare 25.

Detta block kommer att beskrivas mer i detalj nedan, men det skall noteras att tids- domänutjämnaren 23 har valfritt arrangemang. Den är användbar för utjämning av den mottagna signalen, men är inte nödvändig för reducering av ISI. De mottagna symbolema omvandlas sedan på nytt till parallellfonnat i en serie/parallellomvand- lare 26. Det cykliska prefixet avlägsnas i CP borttagningskretsen 27 och symbolema 20 25 30 521 276 7 demoduleras sedan i F FT kretsen 28, som utför en snabb Fourier-transformation, och avkodas av en avkodare (inte visad). Övergående till fig. 2 där ISI upphävningsförfarandet enligt den föreliggande upp- finningen är schematiskt illustrerat. F ig. 2a visar två konsekutiva symboler A och B som skall sändas över en distorderande kanal. Kanalen orsakar dispersion av signa- lerna och sålunda interferens vid överlappningama mellan de båda symbolerna. Det- ta illustreras här med en transient svans som startar vid det diskontinuerliga bäivågs- fiekvensgränssnittet mellan symbolens A slut och början av det cykliska prefixet CP som föregår symbolen B. Svansen sträcker sig förbi det cykliska prefixet CP in i symbolen B. I enlighet med uppfinningen har det bestämts att en svans identisk med den som genereras av konsekutivt sända symboler A och B kommer att genereras av en symbol som är lika med differensen mellan symbolema A och B, följt av noll.

Fig. 2b visar hur en sådan differenssymbol D kan beräknas från två konsekutiva symboler A och B. Det har antagits att varje symbol sändes med ett cykliskt prefix, som är dubbleringen av ett fast antal sampler vid slutet av symbolen adderad till bör- jan av symbolen. Detta skulle exempelvis kunna tillföras av CP-kretsen ll i sända- ren 1. Det cykliska prefixet CP av symbolen A förkastas. Symbolen A fördröjes se- dan tills det cykliska prefixet CP av symbolen B och början av symbolen B har an- länt. Ett slut av symbolen B innehållande ett antal sampler som är ekvivalenta med dess cykliska prefix användes inte för beräkning av differenssymbolen. Det inses att denna förkastade änddel i själva verket är identisk med det cykliska prefixet efter- som det användes i sändaren för att bilda det cykliska prefixet i CP-kretsen 1 1. Den- na modifierade symbol B subtraheras från symbolen A för att bilda differenssymbo- len D. Såsom visas i fig. 2c kommer när symbolen D, följd av nollor (markerade med den heldragna linjen), matas genom ett filter, som har en överföringsfunktion hm, som är densamma som den för kanalen 30, en exakt kopia av en svans att gene- reras av konsekutiva symboler A och B. Om denna process utförs vid mottagaren kan svansen isoleras och användas för att upphäva ISI. 20 25 30 521 276 8 Även om svansuppskattningen har visats för symboler som sänts med ett cykliskt prefix CP, så skall det förstås att ett cykliskt prefix inte är nödvändigt om den upp- skattade svansen utgör en god uppskattning av den svans som generas mellan över kanalen sända konsekutiva symboler. I detta fall kommer symbolen A att fördröjas med en symbolfördröjning liksom förut, men sedan kommer hela den rekonstruerade eller uppskattade symbolen B att subtraheras från A.

En anordning för att utföra denna upphävning visas i fig. 4. Anordningen innefattar kanalen 30, fördröjningskretsen 22, adderarkretsen 25 och en del av svansuppskatt- ningskretsen 24 enligt fig. 1. De element i fig. 1 som avbildas mellan kanalen 30 och fördröjningskretsen 22 visas inte här. Inte heller tidsdomänutjämnarkretsen 23 enligt fig. 1 visas i fig. 4, men det inses att TEQ-kretsen kan insättas mellan fördröjnings- kretsen 22 och adderarkretsen 25.

Inkommande symboler som når fördröjningskretsen 22 kvarhålles under en förutbe- stämd tidsperiod för att tillåta genereringen av den motsvarande transienten i svans- uppskattningskretsen 24. Svansuppskattningen synkroniseras med den mottagna symbolströmmen. När en svans har genererats subtraheras denna svans från den motsvarande symbolen (symbol B i fig. 2a) i adderarkretsen 25.

För att generera en svans som är i huvudsak ekvivalent med den som genererats i kanalen 30 måste mottagaren ha kännedom om de sända symbolerna. I detta syfte innefattar svansuppskattningskretsen 24 ett första filter 241 med en överföringsfunk- tion l/liest” som är i huvudsak 'lika med det inverterade värdet av kanalöverförings- funktionen h, åtminstone för de bän/ågsfrekvenser som användes. För att erhålla ett filter 241 med en överföringsfimktion l/hesf som approximerar det inverterade vär- det på kanalens överföringsfimktion, måste man först bestämma denna kanalöver- föringsfunktion h.

Ett antal förfaranden existerar för bestämning av överföringsfunktionen h vid en specifik kanal. I allmänhet utnyttjas en känd sekvens tx, där tx är sekvensen inom 20 25 521 276 9 tidsdomänen och Tx är den kända sekvensen inom frekvensdomänen. Ett dylikt för- farande illustreras med flödesschemat i fig. 3a. Detta förfarande startar i steg 100 med bestärrrrringen av kanalfrekvensresponsen Hsss. Närmare bestämt inbegriper detta steg delning av en mottagen signal Rx med den kända sända signalen Tx för varje frekvens inom frekvensdomänen för bestämning av den dämpning och fasskift- ning som representerar kanalresponsen inom frekvensdomänen Hest. Omvandling till tidsdomän för att uppnå den uppskattade kanalpulsresponsen hsss utförs genom be- räkning av inverterad snabb Fourier-transforrnation av den bestämda frekvens- responsen Hest.

Ett ytterligare förfarande skissas i artikeln ”Residual lSl Cancellation for OFDM with Applications to HDTV Broadcasting” av D. Kim och G. Stüber i IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 16, nr 8, oktober 1998.

Normalt är kanalen 30 ett icke-minimalt fassystem, vilket betyder att z-transforrne- ringen har nollor utanför enhetscirkeln. Normalt innebär detta att det inverterade värdet för en sådan kanal kommer att ha poler utanför enhetscirkeln och följaktligen vara instabil. I enlighet med den föreliggande uppfmningen behöver emellertid filt- ret 241 inte ha ett exakt inverterat värde för en kanalöverföringsfunktion, utan snara- re en god uppskattning av den inverterade överföringsfunktionen för bärvågsfre- kvensema som utnyttjas över kanalen 30. Om kanalöverföringsfunktionen har en nolla vid en viss frekvens kommer följaktligen en bärvågsfrekvens som motsvarar denna frekvens inte att användas. F lödesschemat i fig. 3b illustrerar ett förfarande för bestämning av pulsresponsen ”g” hos ñltret 241, som approximerar det invertera- de värdet för kanalpulsresponsen h. Vid tidigare använd notering är g” ekvivalent med l/lrssfi, det vill säga det irrverterade värdet på kanalresponsen h för de använda frekvensema. Detta förfarande startar i steg 120, där frltrets 241 frekvensrespons G bestämrnes som det inverterade värdet på kanalfrekvensresponsen för de fiekvenser som användes över kanalen 30. Den utnyttjade kanalfrekvensresponsen i detta steg är den uppskattade frekvensresponsen Hsss som beräknats i steg 100 i flödesschemat enligt fig. 3a. Alltså är frlterfrekvensresponsen G lika med l/Hss, för frekvenserna 20 25 30 521 276 10 som användes över kanal 30. Alla frekvenser inom l/Hest som inte användes av någon bärfrekvens kan sättas till ett godtyckligt värde, exempelvis noll. F ilteipuls- responsen g erhålles sedan i steg 130 genom beräkning av den inverterade snabba F ourier-transformationen av G. Även andra förfaranden kan användas för bestämning av filterpulsresponsen g. Det inses att när kanalens 30 överföringsfunktion hest en gång har uppskattats med an- vändning av en lämplig känd sekvens såsom i steg 100 och 110 enligt fig. 3a, är likaledes den önskade överföringsfuriktionen I/liest för filtret 241 känd. Filtret 241 kan sedan utformas med användning av filteroptimeringssätt av standardtyp. Om kanalöverföiingsfiinlctionen är enkel kan den inverterade överföringsfimktionen erhållas relativt enkelt för valda frekvenser, dvs de använda bäivågsfrekvenserna.

Ett känt sätt som framgångsrikt har applicerats för att optimera det önskade okända filtret 241 är minimeringen av medelkvadratfelet. Detta förfarande innebär minime- ring av differensen i kvadrat mellan frekvensresponsen G för filtret och den inver- terade frekvensresponsen för kanalen l/liest. Genom att summera denna kvadrerade differens över de använda frekvenserna fi erhålles felfunktionen e, där 2 = Z|1/(H2.~,(JÉ))~G(f1)) Iz Genom att ta derivatan av e med avseende på okända koefficienter gk och sätta den- na lika med noll, âe/âgk = 0, erhålles ett ekvationssystem som är möjligt att lösa. Ett antal algoritmer är kända för detta ändamål.

Med detta förfarande kan filtrets längd, dvs längden på filterkoefficienterna, gk, väl- jas ha ett lämpligt värde. Detta skiljer sig från förfarandet som beskrivits ovan med användning av inverterad snabb Fourier-transformation (steg 120 och 130 i fig. 3), eftersom filtret i detta fall alltid blir lika med FFT längden.

Alternativt kan ett filter som representerar ett inverterat värde för kanalen erhållas genom faktorisering av kanalen i ett minimifassystem och ett maximifassystem. För 20 25 30 5121 276 ll att erhålla ett inverterat värde för kanalen kan en symbol sedan filtreras genom det inverterade värdet för niinimifassystemet och resultatet därefter filtreras tillbaka genom det reciproka filtret för maximifassystemets inverterade värde. Det reciproka filtret kan erhållas genom att spegla polema eller nolloma i enhetscirkeln.

Efter generering av uppskattningar av de sända symbolerna matas symbolen till en fördröjningskrets 242, där den fördröjes under längden av en symbol plus det cyklis- ka prefixet. Samtidigt inmatas symbolen i en adderarkrets 243, som subtraherar symbolen från den tidigare uppskattade och fördröjda symbolen i enlighet med sche- mat i fig. 2b, för att generera en differenssymbol. Differenssymbolen matas sedan till ett av två filter 245 via en motsvarande omkopplare 244. Dessa filter 245 har en överföiingsfunktion som ligger kanalöverföringsfiinktionen så nära som möjligt.

Dessa filter kan utformas med användning av kända metoder såsom beskrivits ovan och utgör ändliga pulsresponsfilter (FIR). Så fort den sista sarnpeln av differenssym- bolen D inmatats i ett filter 245 kopplas filteringången till en källa för nollor medelst omkopplaren 244. Filtrets 245 utgång är selektivt kopplad till en utgång, som är kopplad till en adderarkrets 25 via en ytterligare omkopplare 246. Transienten gene- reras vid slutet av differenssymbolen D, dvs vid gränsen mellan differenssymbolens D ände och nollorna som följer. Omkopplaren 246 styrs alltså till att koppla filtret 245 till adderaren 25 i det ögonblick då differenssymbolen D har matats genom filt- ret 245 och transienten är färdig att utmatas. Båda omkopplama 244 och 246 är syn- kroriiserade med de mottagna symbolerna såsom visas med den streckade linjen 247.

I konfigurationen som visas i fig. 4 kopplas varje filter 245 växelvis till adderaren 243 och till en nollkälla via omkopplaren 244. Vid varje tidpunkt kommer alltså ett filter 245 att mottaga differenssymbolen D från adderaren 243 medan det andra filt- ret 245 mottager nollor. Detta tjänar till att strömlinjeforrna processen och reducera fördröjningar. Det skall noteras att filtren 245 bara behöver utföra beräkningar när de är kopplade till adderaren 243 via omkopplaren 246. Vid alla andra tidpunkter är de inaktiva och fylles helt enkelt med data. 20 521 276 12 Filtret 245 kommer företrädesvis att ha en längd, dvs en fördröjning, som inte är större en enda symbol. Såsom mest kommer alltså en symbollängd av nollor att följa efter differenssymbolen D in i filtret 245. Generellt kommer emellertid början av symbolen D inte att ha någon väsentlig inverkan på transienten. Eftersom bara tran- sienten är av intresse i denna krets behöver filtret inte upptaga en hel symbol utan kan ha en längd som är tillräcklig för att generera transienten. Detta reducerar avse- värt filtrets komplexitet.

Komplexiteten är ytterligare reducerad i en alternativ utföringsform enligt den före- liggande uppfinningen såsom visas i fig. 5. Arrangemanget som visas i fig. 5 är i det närmaste identiskt med det i fig. 4 och lika delar har betecknats med samma hänvis- ningsbeteckningar. Detta arrangemang skiljer sig från det i fig. 4 i det att bara ett enda filter användes, vilket har en överföringsfunktion hest, som ligger så nära kana- lens 30 överföringsfunktion som möjligt. En buffert 248 är anordnad i stället för ett av filtren 245 för att buffertlagra den inkommande differenssymbolen D medan filt- ret 245 fylles med nollor. Vidare har inte någon omkopplare anordnats vid filtrets 245 ingång. I stället är filtret 245 kopplat till en källa med nollor. Datan som lagras i bufferten 248 laddas i FIR-filtrets 245 fördöjningselement eller register synkront med de mottagna symbolerna såsom indikeras med den streckade linjen 247.

I arrangemangen enligt fig. 4 och 5 utförs operationerna av det första filtret 241, som simulerar det inverterade värdet för kanalen 30, och enheten som omfattar fördröj- nings- och adderarkretsama 242 och 243 är linjär. Sålunda inses att ordningen för dessa båda operationer kan vara omkastad med samma effekt.

Claims (24)

20 25 30 521 276 13 Patentkrav

1. Förfarande för att i ett transmissionssystem av flerbärvågstyp, där digitala symbo- ler sändes över ett transmissionsmedium (30) till en mottagare (2), kompensera för intersymbolinterferens vid mottagaren (2), kännetecknat av att bestämma en uppskattning av de sända symbolerna med utnyttjande av de mottagna symbolerna, beräkna en differenssymbol (D) från uppskattningama av två konsekutivt sända symboler (A, B), generera en transient signal med användning av differenssymbolen (D), subtrahera den transienta signalen från den andra av de konsekutivt mottagna sym- bolerna (B) för att i huvudsak upphäva den intersymbolinterferens som genereras mellan symbolerna.

2. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av filtrering av de mottagna sym- bolema med en filteröverföringsfunktion (l/liesf) som i huvudsak är ekvivalent med det inverterade värdet av överföringsfunktionen (h) för transmissionsmediumet, åt- minstone för de använda bärfrekvenserna, för att bestämma en uppskattning av de sända symbolerna.

3. Förfarande enligt patentkrav 1 eller 2, kännetecknat av att göra differenssymbo- len (D) till föremål för en filterfunktion (hest) som simulerar överföringsfunktionen (h) för transmissionsmediumet (30) för att generera den transienta signalen.

4. Förfarande för att i ett transmissionssystem av flerbärvågstyp, där digitala symbo- ler sändes över ett transmissionsmedium (30) till en mottagare (2), kompensera för intersymbolinterferens vid mottagaren (2), kännetecknat av att bestämma en uppskattning av de sända symbolema genom filtrering av de mottagna symbolema med en överföringsfunktion (l/hesf) som i huvudsak är ekvivalent med det inverterade värdet av överföringsfunktionen (h) för transmissionsmediumet åt- minstone för de använda bärfrekvensema, 20 25 30 521 276 14 generera en transient signal med användning av uppskattningarna av två konsekutivt sända symboler (A, B), subtrahera den transienta signalen från den andra av de konsekutivt mottagna sym- bolema (B) för att i huvudsak upphäva den intersymbolinterferens som genererats mellan symbolerna.

5. , Förfarande enligt patentkrav 4, kännetecknat av att steget som genererar den transienta signalen innefattar användning av en filterfunktion (hest) som simulerar transmissionsmediumets (30) överföringsfunktion (h).

6. Förfarande enligt patentkrav 4 eller 5, kännetecknat av beräkning av en diffe- renssymbol (D) från uppskattningama av de båda konsekutivt sända symbolerna (A, B) och göra differenssymbolen (D) till föremål för en filterfunktion (hm) för att generera den transienta signalen.

7. Förfarande enligt patentkrav 6 vidare kännetecknat av att lägga till av en rad nollor till differenssymbolen (D) och göra åtminstone gränsen mellan differenssym- bolen och raden av nollor till föremål för filterfunktionen (hest).

8. Förfarande enligt något av patentkraven 5 - 7, kännetecknat av att varje sänd symbol innefattar ett cykliskt prefix (CP) och att steget för beräkning av differens- symbolen innefattar: förkastande av det cykliska prefixet (CP) för den uppskattade första sända symbolen (A), bibehållande det cykliska prefixet för den uppskattade andra sända symbolen (B) samt förkastande av ett slut av den andra symbolen (B) med samma längd som det cykliska prefixet för att bilda en modifierad andra symbol, subtrahering av den modifierade andra symbolen från den uppskattade första sända symbolen (A) för att bilda differenssymbolen (D).

9. Förfarande för att i ett transmissionssystem av flerbärvågstyp, där digitala symbo- ler innefattande ett cykliskt prefix (CP) sändes över ett transmissionsmedium (30) 20 25 30 521 276 15 till en mottagare (2), kompensera för intersymbolinterferens vid mottagaren (2), kännetecknat av att bestämma en uppskattning av de sända symbolerna med utnyttjande av de mottagna symbolerna, beräkna en differenssymbol (D) från uppskattningarna av två konsekutivt sända symboler (A, B) genom att förkasta det cykliska prefixet (CP) för den första upp- skattade sända symbolen (A), bibehålla det cykliska prefixet för den andra uppskat- tade sända symbolen (B) samt förkasta ett slut av den andra symbolen (B) med samma längd som det cykliska prefixet för att bilda en modifierad andra symbol, subtrahera den modifierade andra symbolen från den uppskattade första sända sym- bolen, generera en transient signal med användning av differenssymbolen (D), subtrahera den transienta signalen från den andra av de konsekutivt mottagna sym- bolerna (B) för att i huvudsak upphäva den intersymbolinterferens som genereras mellan symbolerna.

10. Förfarande enligt patentkrav 8, kännetecknat av filtrering av de mottagna sym- bolerna med en överföringsfunktion (llhesf) som i huvudsak är ekvivalent med det inverterade värdet av överföringsfunktionen (h) för transmissionsmediumet, åt- minstone för de använda bärfrekvenserna, för att bestämma en uppskattning av de sända symbolerna.

11. Förfarande enligt patentkrav 9 eller 10, kännetecknat av att göra differenssym- bolen (D) till föremål för en filterfunktion (hest) som simulerar överföringsfunktio- nen (h) för transmissionsmediumet (30) för att generera den transienta signalen.

12. Anordning för att kompensera för intersymbolinterferens i en mottagare (2) i ett transmissionssystem av flerbärvågstyp, där digitala symboler sändes över ett trans- missionsmedium (30), kännetecknad av att den innefattar filterorgan (241) för att generera en uppskattning av de sända symbolerna från de mottagna symbolerna, 20 25 30 521 276 16 organ (242, 243, 244, 245) för generering av en transient signal från uppskattning- aina av två konsekutivt sända symboler (A, B) samt organ (25) för subtrahering av den transienta signalen från de mottagna symbolema.

13. Anordning enligt patentkrav 12, kännetecknad av att filterorganen (241), för att generera en uppskattning av de sända syrnbolema från de mottagna symbolerna, in- nefattar ett filter (241) med en f11teröverföringsfiiriktion(g; l/liesf) som approxime- rar det inverterade värdet av överföringsfunktionen (l/h) för transmissionsmediumet (30), åtminstone för bärfiekvenserna för de sända symbolerna.

14. Anordning enligt patentkrav 12 eller 13, kännetecknad av att de transientgene- rerande organen innefattar organ (242, 243) för beräkning av differensen (D) mellan uppskattningama av de båda konsekutivt sända symbolema (A, B) samt organ (244, 245) kopplade till de differensberäknande organen för att generera den transienta signalen från differenssymbolen.

15. Anordning enligt patentkrav 14, kännetecknad av att de differensberäknande organen innefattar fördröjningsorgan (242) för fördröjning av en första uppskattad symbol (A) med avseende på den andra uppskattade symbolen (B).

16. Anordning enligt patentkrav 14 eller 15, kännetecknad av att det transient- genererande organet irmefattar minst ett filter (245) med en överföringsfunktion (hest) som approximerar överföringsfunktionen (h) för transmissionsmediumet (30) åtminstone för bärfrekvenserna för de sända symbolema.

17. Anordning enligt något av patentkraven 14 - 16, kännetecknad av organ (244, 248) för koppling av differensberäknande organ (242, 243) till filtret (245) synkront med de mottagna symbolema.

18. Anordning enligt patentkrav 17, kännetecknad av att kopplingsorganen innefat- tar buffertorgan (248) för buffertlagring av en beräknad differenssymbol (D) ooh 10 20 25 521 276 17 överföring av den buffertlagrade differenssymbolen (D) till filtret (245) synkront med de mottagna symbolema.

19. Anordning enligt patentkrav 17 eller 18, kännetecknad av organ (244) för kopp- ling av en ingång på filtret (245) till en nollnivå.

20. Anordning enligt patentkrav 17, kännetecknad av att kopplingsorganen inne- fattar omkopplingsorgan (244) för växelvis koppling av nämnda åtminstone ett filter (245) till det differensberälmande organet (243) och till en nollnivå.

21. Anordning enligt patentkrav 20, kännetecknad av att organ (246) är anordnade vid utgången av nämnda åtminstone ett filter (245) för selektiv koppling av filtret till subtraheringsorganet (25) synkront med de mottagna symbolema.

22. Anordning enligt något av patentkraven 12 - 21, kännetecknad av att fördröj- ningsorgan (22) är anordnade för att fördröja en mottagen symbol tills den motsva- rande transienta signalen har genererats.

23. Anordning för att kompensera för intersymbolinterferens i en mottagare (2) i ett transmissionssystem av flerbäivågstyp, där digitala symboler sändes över ett trans- missionsmedium (30), kännetecknad av att den innefattar organ (241) för att generera en uppskattning av de sända symbolerna från de mot- tagna symbolerna, organ (242, 243) för att beräkna differensen (D) mellan uppskattningarna av två konsekutivt sända symboler (A, B), organ (244, 245) kopplade till de differensgenererande organen för att generera den transienta signalen från differenssymbolen samt organ (25) för subtrahering av den transienta signalen från de mottagna symbolerna. 521 276 18

24. Anordning enligt patentkrav 23, kännetecknad av att det transientgenererande organet innefattar minst ett filter (245) med en överföringsfunktion (hm) som approximerar överfóringsfimktionen (h) för transmissionsmediumet (30).