TW201038024A - Channel estimation method of multi-carrier system - Google Patents

Description

201038024 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關無線通信之通道估計技術，特別是關於利用正交分頻多 工(Orthogonal Frequency Divison Multiplexing，OFDM)進行調變的多載波系 統之通道估計方法。 【先前技術】 ❹

按，無線通訊系統的資料轉換成訊號傳遞時沒有線材導向，因此其訊 號會因為繞射、散射以及折射而形成多路徑(multipath)傳遞並造成能量的減 損’且傳輸的減損會隨著時間與距離令訊號有衰減(fadingy發生；然而接 收機的接收訊號再經過訊號處理後必須還原為有涵義的資料，所以通訊系 統設計有必要了解傳輸通道響應’才能利用各種資訊處理技術補償無線通 道訊號傳遞的損失。其中，正交分頻多工(OFDM)因為能提高無線頻寬使用 效益以及雜訊容忍能力，所以已被許多通訊標準採用，包括Wlajsj 802.11a、802.11g、4G、數位廣播與數位電視等等。 再者，正交分頻多工係可以利用已知領航訊號(pilot signal)作導引子載 波的通道響應估計’例如，美國專利2008\0049598號以及專利2008\0008258 號皆為使用已有之子載波通道響應估計值互乘並作平均計算。另外，如美 國專利 2008\0144730 號、專利 2008\0137788 號、專利 20〇5\0105647 號、專 利2007\0110172號以及專利2⑻8\0084817號，係假設通道之功率延遲輪廓 (power-delay profile，PDP)具有某種形式，例如指數型(exponential)或均一型 (uniform)或其他形式，再配合特定内插法運算獲得通道響應參數。 唯’前者’必須有相當數量的導引子載波通道響應估計值，否則所算 3 201038024 出之相關數將含有顯著雜訊，致使通道估計欠準確，此外，導引子載波估 算數量越多’表示祕運算量也將大斷I後者，則必須_特定型式 之通道功率延遲輪廓進行通道估計，如上述中美國專利2〇〇8〇14473〇號， 係採用均一型功率延遲輪廓，其使用一最劣(worst case)延遲擴散(deiay spread)，但卻未說明估計方法；再如，美國專利2〇〇8〇137788號亦採用均 一型功率延遲輪廓估計其通道延遲擴散，亦未明示其估計方法；又，美國 專利20050105647號係先估計通道脈衝響應(impulse __)的形狀，再決 定採用均-型或指數型功率延遲輪廓’但也未說明如何根據轉應形狀來 作上述決定，未·清楚如何計算_轉延遲輪_錄值，且該 方法需要估計通道脈衝響應；此外，美國專利2〇〇7〇11〇172號係配合導引 子載波通道響應之估計作反向快速傅立葉轉換(IFFT)以求得導引子載波通 道脈衝響應，最終並根據通道脈衝響應利用指數功率延遲輪廓來計算通道 參數’但其配合特定導引子載波配置，故，不適用在WiMAx等系統之訊 號結構；另外，美國專利20080084817號也是透過使用反向快速傅立葉轉 換找出通道脈衝響絲強的若干點’以建構通道響餘關函數，但其採用 獨立均等分佈(independent and identically distributed，U.d.)建構相關函數之 方式並不適切。 综上所a，了解通道估測的準確性直接影響通訊系統效能，傳統通道 估計方法倘需有大量導引子載波通道響應值，或者其導引子倾配置必須 具備有規則性，故，均有不足之處，而未能針對快速移動之無線通訊網路 上下鏈傳輸情況之所需^有驗此，本發明提出__種通道估計方法以有 效改善前述問題。 201038024 【發明内容】 本發明之主要目的係提供一種多載波系統之通道估計方法其以少數 量之領航訊號進行通道響應估計，大幅減少通道估計運算量，並更精確估 算通道響應。 本發明之次一目的係在提供一種多載波系統之通道估計方法，其適用 性廣，不需要配合特定功率延遲輪廓(PDP) ’並且在導引子載波具擬亂性 (pseudo-random)配置之情形下也可以進行。 為達到上述目的，本發明之通道估計方法，係先藉用已知之領航訊號 利用最小平方(least-square，LS)法或其他任何可用之方法估算導引子载波之 通道響應’藉此計算功率延遲輪廓(p0wer delay profile，PDP)，接續，並以 線性最小均方誤差(linear minimum-mean square error，LMMSE)等内插法估 計資料子載波通道響應。 底下係藉由具體實施例配合所附的圖式詳加說明，當更容易瞭解本發 明之目的、技術内容、特點及其所達成之功效。 【實施方式】 簡單來說’正交分頻多工(OFDM)型式之技術往往將多載波訊號内之子 載波區分成資料子載波(data subcarriers) ’以及内嵌有領航訊號(pii〇t signal) 之導引子載波(pilot subcarriers)，且導引子載波穿插於資料子載波間。惟， 不同通訊系統中’該等導引子載波之分配亦不相同，大致可以分為週期性 配置，以及擬亂性(pseudo-randomness)或不規則(irregular)配置❶ 舉例來說’採用正交分頻多工傳輸之數位電視廣播(DVB)，其每一正交 分頻多工符元(symbol)中配置一組間距為12個子載波距離的導引子載波， 5 201038024 該等導引子載波_呈週期性配置。另外，採用正交分頻多工重進接 (orthogonal freqUency_divisi〇nmultipleaccess，〇FDMA ’為正交分頻多工之 一型式)傳輸之Mobile WiMAX系統下行(d_link，DL)以及上行(upiink， UL)刀另丨因其叢集(clusters)或磚片(tile)在頻域呈擬亂性分佈，而使得子載 波間亦呈擬亂性分佈狀況。 後述’係林發明之多做系祕計方法，對不同子紐分佈狀況之 多通道系統各舉一實施說明。

如第-圖’為本發明之通道估計方法流㈣賴。估糾，係可分為 步驟S10之估算標的函數模型建立，步驟S2〇之通道延遲參數估計，以及 步驟S30之資料子載波通道響應估計三大部份。以下一—說明。 先參閱第二圖’首先說明本發明步驟_估算標的函數之數學模型建 立步驟。其中，正交分頻多工系統依處理領域，可以用時間領域㈣如脱叫 及頻率領域(freq職y d_in)分別說明，步驟su所示係先設定時間 領域通道脈衝響應烛^—⑹卿嶋吒叫之數學模型如下：

其中，W表示時間領域通道脈衝響應，L為通道脈衝響應長雖、” 以及/均細雜符元關[鱗間單位的整數），“則是第,路徑的複高 斯通道增益。再來，於步驟S12中套用離散傅立葉轉換(toe Fourier transform ’ DFT)於公式⑴上，藉此，取得頻域通道頻譜響應 frequency fesp()nse ’ CFR)的數學模型如下所示 Λ-1 e-j2tciffN Μ) (2) 6 201038024 其中，⑽為頻率領域通道響應，N為用於多栽波系統的離散傅立葉 轉換之大小’而在指數項中除以N的作為係將頻率f正__叫，使 _的週期為N。此即步驟S12之建構頻域通道響應數學模型。 接著’在步驟S13中，先假設將時域通道響應前移麟位時間，即前 移A之時嶋’其中r為任意數值，則根據基本之訊號與系統理論，可 得對應之頻域響應&(/)為： 見(/) = 〉,wy2jr(/-r)"" /=0 (3)

然後定義-函數j⑺，其數學式如下：

d[eJ2^INH(f)]2 W

其中E表示取期望值，〈〉表示取頻域平均。再者，依據帕斯維爾定理 _sevamh_m) ’喊波狀輪料㈣各壯齡量能量之和可 知7⑺可以另—等同之方式表示如下：

/ae〇 (5) 經基本之微分演算， 表示之，其如下式所示： 可得使7(r)之數值為最小之變數r之數值 ’並以 ^=arg ϋΐίη^Μ,Σ^ο^^Ι2^ τ Σ；>(ΐ^Ρ) (6) △式⑹中帛—個等號右方之數學切μ知之通道平峡遲(⑽肪 delay)值之數學式，換言之、等於該平均延遲值，且其可經麟）⑺作微 分運算而求得。 7 201038024 再將％代入公式(5)右式中r的位置，可得公式(7): mirJ ⑺= <)=菩艺岭'丨2)(/ _(7) ^ /=0 而習知之通道均方延遲擴散(mean-square delay spread，MS delay spread)，以符號己代表之，可以表示為匕=艺五(卜|)(/_%)2/艺^(卜,|2 Μ) //=0 ⑻ 因此，由公式(7)可得以下均方延遲擴散之一數學表示式： r2 = ^2min 1(τ) /m "Ilf 4;?2艺卞|) /-0 而通道之均方根延遲擴散(root_mean_square delay spread，dela^ spread)即為均麵職散辭綠，目此可贿u示之。 综上所述’可知通道之平均延遲％、均方延賴散&、以及均方根延 遲擴散、等參#：’均可透過對J⑺作微分運算而求得。故在以下稱7⑺為 「估算標的函數原飾廳ype)」，其❹辦效的鮮表示式，包括上述 公式⑷之中式及右式，以及公式(5)之右式。至此，我們完成步驟S13建立 估算標的函數原型的工作。 由月』述可以知道平均延遲、以及均方延遲擴散己可以透過將公式(4: 的右式對犯；而算传。然崎學式(4)右式巾的吩)即是需要估計的頻域 應而 <〉符號所代表的頻域平均計算在理論上必須使用大量頻域數據來 ▲、算其運算量亦大’本發明之特點，係取已知少量之初步通道響應伯 如利用藏訊號等可㈣估計而得者，進行通道響應計算，進而障 低系統運算量。故，接著取_二參考子載波之距離，且設/以及~ 為該二參考子載波，並令相，再以<◊>表示對所有參考子 8 201038024 利用一階差分來近似 (9) 載波取平柄非取所有解辭均，於步驟S14中 微分，將公式(4)重新整理，可得數學式(9): 此即為步驟S1〇所獲得之估算標的函數模型(model)。 參考子餘可為導引子載波，但亦可為其他適用之子紐，可根 據所欲實施之系統做適當的選擇。

請參考第三圖，於步驟S21中，進行第一組參考子載波通道響應之估 計，其中參考子載波可為導引子載波，或其他適用子載波，其目的在使後 步驟S23及S24能完錢道延遲參數之估計，含平均延遲及均方根延 遲擴散。特別說明的是’若僅取用少量已知導引子載波來進行此通道響應 之估計’躲參考子競通道估鱗，可個最小付(1祕，Μ ) 法獲得必要的導肝紐通道估計，亦即將各導引子載波位置所接收到的 訊號值除以該處他訊朗數值，或其等效運算即可但麟以此限定 本發明估算參考子餘通道之方式，熟f此技#者仍可賴本發明精神利 用不同方法進行參考子載波通道估計該方法限定本發明實施。 接著’考慮到在現實環境下會因為背景雜訊與干擾訊號的影響，造成 參考子載波通道頻率響應估計不準確，因此於步驟S22中估計其中的加 成性干擾與雜訊的變異數σ丨值。在一般正交分頻多工傳輸系統中，可以使 用如保護頻寬（gUard bands)等處的無效子載波(null subcarriers)的平均接收 功率作此變異數之估計。令；表示此估得之干擾與雜訊變異數值。 接續’步驟S23，在此定義自相關數值如下式： 9 201038024 (ίο) 式(9)，藉此，可以將估算標的 々=〈〈"(/ + %)"·(/)〉〉 其中1為整數。將自相關數值/ζ帶入數學 函數模型用數學公式(11)表現如下： ⑽e)__R十⑽)}】 （I” 其中，及。為間距為零之參考子载波自相關值而㈣為間距為代參考 子載波之自相關值。 由於接收機並、柳纟計值，所以 令％>表稀於頻率f的通道響應估計值。故義下列公綱及公式 (13)其分別為自相關值灭。及尽之估計式： R〇

Ri H(f) (12);以及 f (/+巧)分(/)' (13) 做為所 其中及h別代表&及*之估計值。並以下式取代公式⑴）， 使用之估算標的函數： J(r) = ^Mv(^°>-Re{e^v(^)J ] (14) 其中办W表示將至少-個正交分頻多工符元中算得的禮對該等符天 數目取平均。兹以K表示此平均運算所使用的正交分頻多工符元數。K可 視情形選擇。例如：若—次針對s個正交分頻多卫符元作通道估計(其中^ 為整數），則可考慮令K=s’使其範圍涵蓋這些符元。若η，則毋需實障 進行Jv{x}所表示之運算。 接續進行下-步驟S24。由上述已建立之估算標的函數(14)，可以估封 (15) 201038024 出通道平均延遲值，並以L表示，其數學方程式如下式(15): :arg .2 min—r- ^v(i〇)-Re e^vA))L一^4v(凡) [ U 2nFs 其中△表示複數x在複數平面上的相位角e 再者，相同道理也可用以估計it道均方根延遲擴散，彡以符號L表示 之。基於公式⑻’可令均方延遲擴散之估計值如公式(16)所示： 不 ：2 iV2min J(r) T rms = - 丨丨 — Απ2Αν{^) (16)

因此，均方根延遲擴散之估計值，可如公式（17)所示 T rms

N

Av(R\) 2π. ~Fs\ 2(1.

Av(R〇) (17) 如上說明，由步驟S21到步驟S24可以估計出通道之延遲參數。 接續，再參閱第四圖，進行步驟如到步驟辦，以說明本發明如何估 計資料子載波通道響應。 首先於步驟SM中，先估計第二組參考子載波通道響應其目的在使 Ο 後續之步称S33及S34能完成資料子載波通道響應之估計。該第二組參考 子载波進行子載波通道估計可以取用等同於步驟S21所使用之第一組子載 波’亦可部份相異或完全相異’後者例如可為不同之正交分頻多工符元中 之子載波；其可為導引子載波，但亦可為其他適用之子載波；皆可根據所 欲實施之祕麟當的選擇。_制岐，若僅取时量已知導引子載 波來進行此通道響應之估計’ 參考子載波通道估計時，可使用最小平 方(least-square，LS)法獲得第二組必要的導引子載波通道估計。 接著進行步称S32 ’選擇通道黎應功率延遲輪廊(pDp)型式，據以設定 201038024 估計之頻域響應自相關函數W)，其中k為整數表示兩子概之間距。 由於本發明並不限定功率延遲輪靡型式，其可以是均一型㈣㈣功率延遲 輪廓，其頻域響應自相關函數形式如數學綱所示，也可以為指數型 ㈣函_功率延遲輪廓，其頻域響應自相關函數如公綱所示，或其 他適用之功率延遲輪廓與其頻域響應自相關函數·· Λ a ^JlKTak! Ν . . Λ

Rf(k)· e ^2^Tmsk/N rJ^(TM-rms)k/^ (18);以及

Λ ^ "** 7Tnnj k!N (19) 同時右採均—型通道延遲輪廓，本發明更可以估算出通道的初始延 遲（初7。兮^。而假若採用指數型通道延遲輪廓，則可以估 賴的初始延遲;。咖的是，上述初始延遲的推導主要在建 立更詳細之通道響應模型，並不影響本發明之通道估計流程。 接著進行步驟S33，計算每一資料子載波通道所需之通道估計器 (ch_l estimator)«, 〇 , ^^^(Hnear minimum _-sq__ ’ LMMSE财，御_料轉應之計算錢如下： ^-άΡ + σ2„Ι)'1Γφ (20) 其U代表任-資料子載波，Μ示該㈣子载波之通道估計器係 數向量，其長度與欲肋計算„料子紐通道估計之參考子載波數目相 同，兹以Μ表示此長度；則相關矩陣，其第⑽置之元 用以估計資料子載如之第i與第j參考子載波之相關數估計值，可由步驟 现獲得之相關函數估計值中簡單取得；&步驟§22所估計得到之變異 數值；聯辦、糊趣觀之參考子 12 201038024 載波與資料子栽波β的互相關向量估計值，其第i位置之元素為用以估計資 料子載波之第丨個參考子載波與資料子載波场相關數估計值，可由步驟 S32獲得之相關函數估計值中簡單取得^ 此外，以上運算中，可以考慮將^以及L之數值區間先量化(quantize) 為有賊量崎擇，並可預先紐些雜量的練與其麟應的》,⑻函數 製表留存’則可以查表的方式完成S32所需的計算，以減少系統運算量。 還可更進—步’將< 也量化為有限數量的選擇，並將量化後之各該;⑽、 Ο "數值敝合與其對應騎道估計H係數向量力值製表留存，則可以 查表方式，以一步取代原有S32和S33的兩步運算，簡化運算量。特別在 此申明的疋’本制在此舉雜最小財誤差紐資肝做通道估計器 之权计’並舉上述之查表法作為簡化運算量的—種方式，熟習此技藝者仍 可依照本發明精神利用不同内插法進行通道估計，或以不同的查表方式做 通道估計器響應之計算。 最後，於步驟S34中計算資料子載波d的通道頻譜響應，其數學公式如 Ο 下表示： (21) 其中，丄為所估得之資料子載波d之通道響應；&為步驟S31所估得 之參考子栽波通道響應向量，其第i位置之元素為用以估計資料子載波d之 帛i個參考子倾之通道響應估計值;而通道估計轉應向量&之右上標好 則表示赫米特轉置(Hermitian transpose)。 綜上所述，本發明提供一種可用於無大量數據以及導引子載波配置不 規則(lrregular)或具擬亂性(pseudo-randomness)的情況下作正交分頻多工系 13 201038024 統的通道估4方法，且本發明之估算方法運算量低雜麟準的進行通 道=估計(包括初始延遲、平均延遲以及均方根延遲擴散），且適用性廣， 不响疋^數型或均—贱其他可时艇軌及均綠輯擴散描述之功 率延遲輪廓都_財方法進行通道估計，在各種軌辟上，例如 IEEE 802.11a、802 Ug、8〇216/ΜΜΑχ、4g、數位廣播與數位電視等都 可乂運用本發明錢㈣統之通道估計方法以減少運算量或提升估計效 能。 底下係說明本發明之通道估計方法用於擬亂性領航訊號分佈之通道 上並舉Mobile WiMAX系統作進一步說明，係先說明黯如撕祖^系 統下行線路之訊號採用叢集(duste_構，在上行線路雌科片_結 構由於這種散片狀結構的關係，因此以散片為單位作估計。 第五圖所示為Mobile WiMAX纟統下行(dGWnlink ’ DL)?訊框(DL subframe# ’内含㈣子賴之正交錢乡玉符⑽使社基本訊號結 構圖中每一列表不一叢集其包含Μ個在頻域相鄰之子載波其中白色 圓圈為資料子載波’黑色為導引子載波n摘含複數個叢集而針 對每使用者所作之下行傳輸細叢發(bul>st)方式進行其巾每—叢發係使 用複數個树間上連_符元巾、麵域作擬亂分布之複數個叢集内的所 有導引子紐和若干熱子做。齡—制者的叢發峨而言，因為叢 集在頻域作擬亂性分佈，故整體來說，所有的導引子載波在頻域亦作擬亂 吐刀佈。此外’第五®在縱向顯示連續四個正交錢多工符元巾同一頻 率位置之叢集’其中導彡丨子載波位置依該符元時雜me index)之為偶數或 為奇數而有不同。 201038024 假設目前所梅梅帛二衫繼時_道⑽卜估算時， 係根據上述說明步驟S2G及_行。將步_之第-组參考子載波和 步驟S31之第二組參考子載波設為等同配合參考第五圖中縱向虛線所示 進行步驟幼（因此同時亦完成步羯咖），係先估算四符元中尚未估計之導 肝載波通道«，例如：其可制前述之最小平方法。次，將第一符元 和第三槪的導引子載波通道響應估計作時域内插計算，同時間，亦將第 二符70和第四符元的導引子載波通道響應估計作時_插計算藉以在第 〇二符元和第三符元的對應叢集中各獲得另_通道估計，如此便在該兩個 符元的對應叢集中各獲得四個參考子載波通道估計；此兩叢集中共八個參 考子載波，即第五圖所標示為處理符元所含之兩對應叢集中的四個導引子 載波以及縱向虛線所穿越之四個資料子載波，且其中每一叢集各四個參考 子載波通道估計魏括二個導引子倾通道估計和二個由時域_而得的 通道估計。其次，步驟S22之&數值計算可以使用該兩個符元中的無效子 載波求得，或制其他符元巾的無效子做轉，例如制本下行子訊框 〇 前置㈣啦㈣符元中的無效子載波。而步驟S23-S24以及S32-S33的内袁， 目的在計算子紐通道估計器響應，自然可統合第二和第三崎元之各叢 集中以上述方式所獲得的各四個參考子载波通道估計，作為前述說明中的 丑(/)來進行計算。為方便故，以下稱上述之M〇bile WiMAX下行通道估計 方法為方法-。另外，亦可使用上述第二和第三符元以外的符元進行步驟 S21-S24的通道延遲參數估計(例如使用本下行子訊框前置符元中的導引子 載波’即其中的非無效子載波)’但使用方法一中的方式進行步驟S31S34， 以下稱此作法為方法二。 15 201038024 以上本於M-e WiMAX下行訊號所為之制，係以實峨述本發明 之-應用方式’並顯示«此技藝者可依照本發明精神，彻該正交分頻 多工訊號之特性進行通道估計。是故第三圖和第四圖所揭示之步驟二可 由熟習此技藝者加以若干變化，然仍不出本發明之本旨。 第六圖是使用接近歐洲電信標準協會(ETSI)制定之參考通道模型 Vehicular A之通道模型，獲得之數據，說明下行通道估 計時，以前述之方式，配合均-韻道賴财_巾標示為威pDp換指 數型通道延遲輪細巾標示為exp. PDP)之結果^其巾假設接收機移動速度 為lOOkm/h ’系、统參數為離散傅立葉轉換大小N=1〇24，頻寬撕=1〇應， 載波頻率=2.5GHz ’每一下行子訊框包括μ個正交分頻多工符元，且一叢 發包括12叢集(即6個子通道），通道之延遲輪廓值為「1〇，13，17,21，27,35」 (單位為取樣時距）’功率輪廓值為「O—kUUUO」（單位為dB卜第六 圖中，稱為method 1者，即前述之方法一；稱為meth〇d 2者即前述之方 法二；而標示為ideal：#，係使収全無誤差之頻域響應自相關函數進行線 性最小均方纽道料之絲，其聽法實際制的理想狀況僅作為比 較之用。 再來’第七圖則是套祕近SUI_5之通道模型，各種估算模式之通道 估計結果。其中通道之延遲輪廓值為「M5，ll2」（單位為取樣時距），功率 輪廓值為「0，-5，-1〇」（單位為犯）。其他系統參數同第六圖。 接著參閱第八係為M()bile 祕上行㈣趾，叫訊號之一 基本結構。Mobile佩嫩上行系統中係將頻域中連續之四個子載波排列成 「碑片(tile)」結構，並以在頻域成擬亂排列的6個碑片組成一個子通道， 201038024 且序號為3η、3n+卜3n+2(其中η為整數)之連續三個正交分頻多工符元中 在同一頻域位置之6個磚片（一個子通道)作為上行資料傳輸的基本單位，八 配給用戶使用。第八圓所示為如此一基本傳輸單位之一碑片，導引子載波 與資料子載波之分佈。通道估計過程中，一樣根據步驟S2〇和S3〇之計算 方法。特別的是，步驟S22中干擾與雜訊變異數的計算在此只需對所有用 戶做一次計算即可，無須對各個用戶分開計算；又，在步驟S23 s24中， 由於每三個正交分頻多工符元只有第一和第三個符元含有導引子載波，而 〇 帛二個符元則沒有，故可僅使用各個用戶訊號中第-以及第三符元中的磚 片中的導引子載波計算通道延遲參數(含平均延遲以及均方根延遲擴散）； 另’在步驟S30中’經功率延遲輪麻形式選擇後，計算二階的最小均方差 通道估計器’織針對第-以及第三符元巾的磚錄行通道估計，取得其 中資料子載波通道響應之估計，然後稍加變化，將第一和第三符元中獲得 的通道響應做解的時域内插，獲得第二符元各碑片中資料子載波的通道 估計。 Ο α上所述係藉由實施舰明本侧之特點，其目的在使μ該技術者 能暸解本發明之内容並細實施，而雜定本發明之專利範圍，故，凡其 他未脫離本發明所揭示之精神所完成之敎修賊修改仍聽含在以下 所述之申請專利範圍中。 【圖式簡單說明】 第一圖係為本發明通道估計方法之系統流程圖。 第二圖係為本發明通道估計中建立估算標的函數模型之流程示意圖。 第三圖係為本發明之通道延遲參數估計流程示意圓。 17 201038024 第四圖係為本發明資料子載波通道估計流程示意圖β 第五圖係為本發明另一應用實例Mobile WiMAX系統下行訊號一基本結構 之示意圖。 第六圖係為本發明假設接收機於每小時100公里之移動速度時，Mobile WiMAX下行訊號在接近vehicular A模型之通道下進行通道估計時，通道 估計結果示意圖。 第七圖係為本發明假設接收機於每小時100公里之移動速度時，Mobile WiMAX下行訊號在接近SUI-5模型之通道下進行通道估計時，通道估計結 果不意圖。 第八圖係為本發明又一應用實例Mobile WiMAX系統上行訊號一基本結構 之示意圖。 【主要元件符號說明】

Claims (1)

1. 201038024 七、申請專利範圍： 1. 一種多載波系統之通道估計方法，係騰—發送機與—接收綱之通道 估計，該系統使用複數子載波；該通道估計方法包括下列步驟： a.取部分該等子載波為一第一組參考子載波進行子載波通道響應估 計； .取該接收機接收訊號中無效之該等子載波估計一干擾與雜訊變異數； c. 使用該第齡考子紐以及該干擾絲訊變異數計算二自相關數估 〇 °十值其之子載波間距為零，另一之子載波間距為非零； d. 利用該二自相關數估計值計算該通道延遲參數之估計值，其至少包含 -平均延雜計值錢—均綠延遲擴散估計值； e. 選擇-辨延雜廓，且該平均延遲估計值與該均錄延遲擴散 估計值建立對應於該功率延遲輪廓之一頻域響應自相關函數估計值； f·取-部分該等子載波為-第二組參考子載波，進行子載波通道響應估 算；以及 〇 g.使用該頻域響應自相關函數估計值，計算至少-内插用之通道估計器 響應用該第二組子倾之通道響應估計進行法計算獲得 該等子載波通道頻譜響應。 2. 如申請專利範圍第1項所述多載波系統之通道估計方法，其中在步驟f 之該第二組參考子載波係與該步驟a之該第一組參考子載波完全相同戋 完全不同或一部分相異。 3. 如申請專利範圍第1項所述多載波系統之通道估計方法，其中在步驟社 或步驟f時’係以最小平方(least-square，LS)法進行該第一組參考子載波 201038024 或該第二組參考子載波之通道響應估算，即以一部分該等導引子載波位 置所接收到的訊號值除以該位置之已知訊號數值或乘以該已知訊號數值 之倒數，以為該位置之通道響應估計，使該第一組參考子載波具有足夠 數量該等導引子載波。 4. 如申請專利範圍第1項所述多載波系統之通道估計方法，其令該通道之 該等子載波係包括複數導引子載波以及複數資料子載波；在步驟a或步 驟f時，該第-組參考子載絲該第二組參考子紐係包括若干該等導 引子載波以及若干該等資料子載波，且若干該等資料子載波之通道響應 估計係由若干該等導引子載波之通道響應估計施行内插法取得。 5. 如申請專利範圍第1項所述多載波系統之通道估計方法，其中在步驟匕 中’係利用保護頻寬(guard bands)或其他頻率位置無效之該等子載波之平 均接收功率作該干擾與雜訊變異數估計。 6.如申請專纖Μ丨項线波系統之通道估計方法，其中在步驟c， 該二自相醜料鶴可以制該第—組參考子毅之通道響應估計值 計算之。 7·如申請專利範圍第6 如甲請專利關第6項所述多载波系統之通道估計方法，其中 零之自相關數估計值I可以如下之數學式計算之. ’間距為

   其中，’表步驟a之該第一組 所得該第一組參考子載波之, 組參考子載波之任-該子載波，如)為步驟a 之任一該子載波通道響紐計，<〇>為對該第 一組子载波之該等子載波取平均，而 而ση則為步驟b所得之該干擾與雜訊 20 201038024 變異數 8·如申請專利範圍第6項所述多觸統之通道估計方法，其中，間距非 零之自相關數估計值Λ可以如下之數學式計算之： Λι =〈卜/，☆·(/)〉〉 、 和，表步驟3之該第一組參考子載波中任二該子载波，其中A Ο Ο t距離’且不為零，(/)和〜,表步驟參考Μ 波之該任二子紐通道響應估計，右上標*表取_複數值㈣如 j gate) <◊>為對該帛—組參考子和丨之該等子載波取平均。 9·如申請專利範_丨_述錄波纽之通道估計方法，其中在步驟d 時該平均延遲估計值是一聽7⑺或其一近似函數之數值最小化之z·值 設為該平均延遲估計值： df 备 Σ 斗i2)(，-r)2 /*0 其1句方根延遲擴散之估計值，是以上述該最小函數值之平方根乘以 V(2;rV^) ^ 為其估計值；其中E表示取期望值，f表頻率，〈〉表示取頻域 平均’（/)需要的頻率領域通道響應，N為用於多載波系統的離散傅立 葉轉換之大小，£為通道脈衝響應長度，其係以採樣間距尺為時間單位 的整數’ ％是延遲量為/7\之通道路徑的複高斯通道增益， ^"Σ^ι2) J 0 為該通道之功率增益。 10·如申請專利範園第9項所述多載波系統之通道估計方法，其中該函數 «/⑺之近似函數設為下列函數J⑺： 21 201038024 ^r) = ^rMv(^〇)-Repw*/w^v(i,)J 其中，W表示將至少-個正交分頻多工符元中算得的％取平均 以及凡表該二自相關數估計值，€表該第—組參考子載波中任二該子載 波之距離；N為用於多载波系統的離散傅立葉轉換之大小。 11.如申請專利範圍第10項所述多載波系統之通道估計方法，其中步驟e， 該平均延遲估計值之數學公式說明如下： NZAvjR,) 只 2πΡε ； 其中Τ 〃為該平均延遲估計值’，Ζχ為複數：在複數平面上的相位。 12.如申請專利範圍第10項所述多載波系統之通道估計方法，其中該均方 根延遲擴散估計值之公式如下： Ν Av(R〇 2π 2(1- Av(R〇) 其中，為估得之該均方根延遲擴散估計值。 13.如申請專利範圍第1項所述多載波系統之通道估計方法，其中步驟 中，該功率延遲輪廓可以為均一型(uniform)功率延遲輪廓，戋者為扑 型(exponential)功率延遲輪廓，或者為其他可由該平均延遲與該均方根 延遲擴散描述之功率延遲輪廓。 14.如申請專利範圍第13項所述多載波系統之通道估計方法其中玆均 型功率延遲輪廓對應之該頻域響應自相關函數估計值係如下所示. Rf{k)= «~ηπτμ，(ΙΝ s\Xj{4\2nTrmsklN Vl27r Tms k / Ν · 22 201038024 該指數型功率延遲輪骑應之_域響應自蝴函數估計值係如下所 · Rf(kh ^~]2π{τμ-ΐΠΛ,)ΗΙ N \ + j2nTrmsk!Ν . Λ 其中心(幻為多載波系統中間距為让個+載波間距的任二子載波頻率之通 道響應自相關數，Ν為多紐系統使用之離散傅立葉轉換之大小，為 估知之平均延遲，Tm,為估得之均方根延遲擴散。 ❹ ❹ 15.如申請專利範圍第丨項所述多載波系統之通道估計方法’其中步… 中，係利用線性最小平方誤差Ginear minimum ， MMSE)方式解麟欲估6丨之該第二組參考子紐之子紐通道響應 之通道估計器係數向量;^如下式所示： =(^ + σΛ2/)-νφ . 其中，铋任一欲估計其通道響應之該子載波，I之長度與欲用以計算 該等子載如通道估計之自該第二組參考子載波中取出之該子載波數目 相同，兹崎示之；〜為—ΜχΜ自__， 以估計子載㈣道之第i與第j個該等自第二組參考子载波中取= 等子載波之相關數估計值，可由步驟e獲得之該頻率響應自相關函數估 計值取得4即步驟b之軒_雜訊變異數； ； 用以估計該等子載W通道響應之該等參考子栽波與子載如通^貝^ 之互相關向量估計值，料i位置之騎為㈣料料子載如之第i 個該等參考子載波與該等子栽如的相關數估計值’可由步驟e獲得之該 頻率響應自相關函數估計中取得。 23 201038024 g 16.如申請專概圍第15躺述多载波_之通道估計方法，其中步驟 中，係以下列數學模型估計各該資料子載波通道響應： 其中，札為所估得之該等子細^之通道響應；&其右上砂表示赫米 特轉置(Hermitiantranspose);艮為一含有M個元素的向量，其中 之長度，而其中第i個元素為用以估計該等子載波，之通道響應之細該 等自第二組參考子載波中取出之子載波之通道響應估計值。 Π.如申請專利範圍第w所述多載波系統之通道估計方法，其中該等子載 波包括複數喪有領航訊號之導引子載波，且該等導引子載波係以週期性 配置於該等子載波中。 他如申請專利範圍第i項所述多載波系統之通道估計方法，其中該等子載 波包括觀有領航訊號之導引子载波，該等導引子载波係為咖 —and_ess)或不酬(irregul吹方式配置㈣等子載波中。 19.如申料利範圍第18項所料餘系統之通道估計方法係使用在 WiMAX下行系統，其採叢集(d__之訊號，在時間序列中偶數符 元之複數叢集和奇數符元之複數叢集的該等導引子載波在頻域位細 異，且奇數符元之該等叢集的該等導引子載波在頻域位置相互對齊而 偶數符7G之該等叢集的該等導引子載波載頻域位置中相互對齊；在步驟 a係取目標—該叢集其二該導?ί子載波進行通道響應估計獲得二該 子載波通道估計，錢取_序巾，目標該叢餘―該叢集概叢 集的該等導引子載波作通道響應估計，由前一該叢集以及後一該叢集* 得四通道估計值’以該四通道響應估計處於相同頻域位置者兩兩作時 24 201038024 域内插，獲得另二該子載波通道估計；係取該四子載波通道估計為該第 一組參考子載波。 20.如申請專利範圍第19項所述多載波系統之通道估計方法，係先取目標該 叢集時間序之前一該叢集以及後一該叢集進行内插計算，取得二該子載 波通道響應估計，接續進行目標該叢集其二該導引子載波内插計算，取 得另二該子載波通道估計。 2L如申請專利範圍第17項所述多載波系統之通道估計方法，係使用在 〇 WlMAX上仃系統’其正交分頻乡卫符元由複數個碑(tile)構成，其 任-使用者之上行訊號包含複數個正交分頻多工符元中之複數個碑 片，其於不含該等糾子載波4磚Μ，係以前後兩符元在相同頻域 位置之通道響應估計作時_插，獲得其中—該子载波之通道估計。 〇 25