TW201123790A - System for selecting sample phase based on channel capacity - Google Patents

Description

201123790 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域] 本發明係關於訊號傳輸之技術領域，尤指—種基於通 道容量大小的取樣相位選擇系統。 【先前技術】 於習知數位通訊領域中，常使用類比至數位轉換器 鲁（ADC)用以對基頻I及Q訊號進行超取樣 (Over-sampling) ^根據取樣定理，理想取樣率必需不小 於系統頻寬的兩倍。通常系統頻寬即為所傳送信號之符元 率。令超取樣因子（over_sampHng fact〇r)d義為理 想取樣率與系統頻寬的比。常用的理想&值為一正整數2或 4。然而在實際接收機中的取樣率，會因晶體振盪頻率不準 確或頻率合成器不同特性等因素，使得實際上的&值與該 理想整數有些許偏差。於習知技術中，大都藉由符元時 φ 序（SymboUiming)的同步，用以估算符元率並修正取樣時間 偏移，進而間接修正而得到理想&值，並達成取樣點時序 (sample timing)的同步。 一般而言，符元時序（Symb〇i timing)的同步，是藉由内 插裝置根據同步裝置所估算出的符元率及取樣時間偏移， 作内插或外插運算完成的。之後’内插裝置輸出端的取樣 率，便可還原為正確的符元率。 圖1係一習知數位接收機之同步機制的典型方塊圖。該 類比至數位轉換器3 10依據一超取樣因子γ將一類比基頻訊 201123790 戒轉換成數位基頻訊號。一數位混波器32〇依據一載波頻率 偏移對該數位基頻訊號進行頻率移位。一内插裝置230依據 取樣時間偏移及取樣轉換率，對該偏移基頻訊號進行内 插運算’其中，取樣轉換率定義為内插裝置之3〇輸出入信號 之取樣率的比值。在此，内插裝置23〇的輸出信號取樣率被 "周整為符元率（Symbol Rate)，而輸入内插裝置33〇的資料為 原本的取樣率（Sampling Rate)。内插裝置23〇的輪出信號， 呈過數位匹配濾波器340濾波後，便依據之後其它演算法的 需要，如圖中通道等化裝置37〇,根據同步裝置所提供的同 步訊息，將一段信號預存於一緩衝裝置350内。 依系統的特性，實際的同步裝置中所使用的同步程序 與步驟將有不同。絕大部份是以載波頻率的同步與補償為 先，接著才作時間上的符元同步及碼框同步。此外，對於 殘存的頻率與時序誤差及載波的相位，則以時序恢復迴路 (timing recovery l00p)及鎖相迴路（phase tracking 1〇叩）等方 式加以追蹤消除。 在習知數位通訊領域中，同步與其追蹤方式一般係依 據最大相似度（ML)演算法，且可分為資料輔助（Data Aided)、非資料輔助（N〇n_Data Aided)、及決定導向 (Decision-Directed)等方式。 對於缺少碼框頭（frame header)或前置符元 (preamble)，並在時域上採用以連續傳送信號…⑽如⑽⑽ transmission)方式的系統而言，以資料辅助或決定導向方式 並不容易達成同步，尤其在多路徑傳輪通道令。若能藉由 其匕非資料輔助或非同調（nonc〇herent)演算法的輔助二估 201123790 測符元率，並將符元率誤差減低至一定的範圍内，Gardner 所提出的時序誤差檢測器（timing-error detector)是最常用 的非資料輔助（Non-Data Aided)之符元同步追蹤演算法，其 僅利用在時域上信號峰值的對稱性用以估測取得取樣時間 偏移，達成符元同步，因而不需要已知訊息作輔助，且可 工作於各式的QAM調變方式及傳輸通道中（請參考Floyd M. Gardner, 4A BPSK/QPSK Timing-Error Detector for Sampled Receiver,5 IEEE Trans.Commun, vol. COM-34., No.5, May 1986)。再者，於以碼框為主（Frame based)的通訊系統接收 機中，則可藉由對已知的傳送訊號如碼框頭（frame header) 或前置符元（preamble)等作相關（correlation)運算，並對所得 的相關信號作峰值檢測（peak detection)，進而取得符元及碼 框同步。以上方式，係皆利用檢測時域信號峰值的週期性 用以估算符元率，並透過以連續追蹤峰值位置的對稱性以 決定取樣時間偏移。最後，再據以經由内插裝置的運算以 達成所認定的符元同步。 然而在多路徑衰退通道（multipath fading channel)中， 傳輸性能對於不同的取樣時間偏移是敏感的。即使以相同 的符元率但若採用不同的取樣時間偏移用以對信號作取 樣，其所感受到的通道容量並不相同，進而將使性能上產 生差異。因而單純以上述峰值的對稱性，所估算追蹤而得 的取樣時間偏移並不可靠所得的符元同步結果，並不能保 證可達最佳的性能。因此，習知的同步技術，尤其是藉由 以取樣相位的決定用以改善符元同步，藉以增進系統性能 等方面，仍然缺乏並有改善的空間。 201123790 【發明内容】 本發明之目的主要係在提供一取樣相位選擇系統，以 提供取樣相位選擇訊息’藉以輔助並獲得較佳的符元同 步，進而提昇整體系統性能。同時，所提供的取樣相位選 擇乃以通道容量的大小作為依據，其異於習知技術。 依據本發明之一特色，本發明提出一種基於通道容量 大小的取樣相位選擇系統’包含一同步裝置、一數位混波 器、一内插裝置、一數位匹配濾波器、一緩衝裝置、一向 下取樣裝置及一取樣相位選擇裝置。該同步裝置用以估算 系統中的載波頻率的偏移（carrier frequenCy 〇ffset，、 取樣時間偏移（sample timing offset)、及取樣轉換率 (Sampling conversion rate)、以及碼框時序（frame timing)， 並計數待選取取樣相位（sample phases)。該數位混波器接收 一數位基頻訊號，依據該載波的頻率偏移對該數位基頻訊 號進行頻率補償，進而產生一偏移基頻訊號。該内插裝置 連接至該數位混波器，依據該取樣時間偏移及該取樣轉換 率’對該偏移基頻訊號進行内插運算，進而補償並產生一 内插偏移基頻訊號。該數位匹配濾波器連接至該内插裝 置，對該内插偏移基頻訊號進行濾波，進而產生一超取樣 濾波基頻訊號。該緩衝裝置連接至該數位匹配濾波器，依 據該碼框時序，以暫存該超取樣濾波基頻訊號。該向下取 樣裝置連接至該緩衝裝置’依據一相位選取指標，用以對 該超取樣濾波基頻訊號進行向下取樣運算，進而產生一向 201123790 下取樣基頻訊號。該取樣相位選擇裝置連接至該向下取樣 裝置’依據一通道頻率響應及前述待選取相位指標，用以 計具前述待選取相位對應之通道容量，並選取該通道容量 中具有最大的待選取相位’用以作為該相位選取指標；其 中’該超取樣濾波基頻訊號包含多組基頻訊號，該相位選 取指標根據前述多組的基頻訊號其中之一，用以產生該向 下取樣基頻訊號。 【實施方式】 圖2係本發明一種基於通道容量大小的取樣相位選擇 系統的方塊圖’該取樣相位選擇系統係運用於一無線通訊 系統之一接收端，該無線通訊系統使用一載波以傳送訊 號。取樣相位選擇系統包含：一類比至數位轉換器41〇、一 數位混波器420、一内插裝置430、一數位匹配濾波器44〇、 一緩衝裝置450、一向下取樣裝置460、一通道估測裝置 470、一取樣相位選擇裝置480、一同步裝置490及一等化裝 置 495。 該類比至數位轉換器410連接至該數位混波器420,依 據一超取樣因子/r將一類比基頻訊號轉換成數位基頻訊 號。A：值一般為一正整數2或4。 該同步裝置490估算出該通訊系統中的載波頻率偏移 (carrier frequency 0ffset，CF〇)、取樣時間偏移（sample timing offset)、及取樣轉換率（sampiing conversi〇n me)、 碼框時序（frame timing)，並計數所有可能的待選取取樣相 201123790 位（candidate sample phases)。於實際的實施方式中，同步 裝置490所需的輸入訊號是由所採用的演算法決定。 該數位混波器420接收該數位基頻訊號，依據載波頻率 偏移對該數位基頻訊號進行頻率移位，用以產生一偏移基 頻訊號。 該内插裝置430連接至該數位混波器42〇，依據此取樣 時間偏移及取樣轉換率’用以對該偏移基頻訊號進行内插 運算’進而產生一内插偏移基頻訊號。該内插裝置43〇所 輸出資料的取樣率仍為理想取樣率，如定義其為符元率的& 倍。當κ值為4時’即表示該内插裝置430輸出訊號於每個 符元週期（symbol period)内有四個取樣點》若取每個符元中 的相同位置取樣點即構成四個以不同取樣相位所形成的取 樣點集合，例如κ為4時的取樣相位分別為相位〇、相位1、 相位2、及相位3。因此，該數位基頻訊號包含4組的基頻 sfl號’其後分別對應於相位〇、相位1、相位2、及相位3。 該數位匹配濾波器440連接至該内插裝置430，對該内 插偏移基頻訊號進行濾波，進而產生一超取樣濾波基頻訊 號。 該緩衝裝置450連接至該數位匹配濾波器44〇，依據此 碼框時序，用以暫存該超取樣濾波基頻訊號。 該向下取樣裝置46〇連接至該緩衝裝置45〇，依據一相 位選取指標，用以對該超取樣濾波基頻訊號進行向下取樣 運算’進而產生一向下取樣基頻訊號。 當值為4時’該相位選取指標係對應於相位〇、相位 1、相位2、及相位3其中之一。由該超取樣濾波基頻訊號所 201123790 包含的4組訊號中’選取其中一組，作為該向下取樣基頻訊 號。 由於該類比至數位轉換器410依據一超取樣因子&進 行超取運算’故該向下取樣裝置460執行向下取樣裝運算 後，資料率（Data Rate)還原為符元率（Symb〇1 Rate)。如此所 得的向下取樣基頻訊號’可視為基於所選取的取樣相位而 得到的符元同步結果。

該通道估測裝置470連接至該取樣相位選擇裝置48〇， 依據同步裝置4 9 0所輸出之待選取相位指標之指示以估測 通道，並產生對應於該選取相位的通道頻率響應（CFR广 该同步裝置490依序輸出該待選取相位指標，用以供 該通道估測裝置470估測通道。當κ值為4時，該同步裝置49〇 依序輸出分別對應該相位〇、相位丨、相位2、及相位3的該 待選取相位指標/，該通道估測裝置47〇則依據該待選取相 位指標z.，分別計算出對應該相位〇、相位丨、相位2、及相 位3的通道頻率響應（CFR)e於實際的實施方式中，通道估 測裝置470所需的輸入訊號是由所採用的演算法決定。 該取樣相位選擇裝置480連接至該向下取樣裝置46〇、 該通道估測裝置470及該同步裝置49〇，㈣一通道頻率響 應（CFR)及-待選取相位指標，·，用以計算與該待選取相位 對應之通道容量’並選取通道容量最大相對應的待選取相 位用以作為該相位選取指標。 例如.當;r值為4時，該通道估測裝置47〇依序

對應該相位〇、相位]、相仂？ β y , 刀另J 相位1、相位2、及相位3的通道頻率塑 201123790 (CFR) 〇該取樣相位選擇裝置480貝丨J依據該待選取相位指標f 及該通道頻率響應（CFR)，分別計算出對應該相位0、相位卜 相位2、及相位3的通道容量。當相位2所對應的通道容量最 大時，並選取通道容量最大的相位2作為該相位選取指標 /。該向下取樣裝置460依據該相位選取指標，由該超取樣 濾波基頻訊號所包含的4組訊號中，選取與j為2相對應的一 組訊號，作為該向下取樣裝置460所輸出的向下取樣基頻訊 號。 依據Shannon限界（Shannon bound)可知，一可加成白高 斯雜訊（AWGN)通道的通道容量C為： R < C = JS-l〇g^l + |；j > 當中，Λ為最大可達成的資料傳輸率（bps)，5為通道的頻 宽，A為訊號雜訊功率比。

N 當通道為頻率選擇通道（frequency selective channel) 時，該向下取樣基頻訊號A可表示為： yn=xn®hn+nn , 當中，凡為該向下取樣基頻訊號，〜為傳送訊號，《/I為雜 訊，®為環形措積（Circular Convolution)，/ιη為整體的通道 脈衝響應（channel impulse response，CIR)。上式經過快速富 利葉轉換（Fast Fourier Transform, FFT)運算後，可表示為： Yk=Xk Hk+Zk ' 12 201123790 凡双不弟々個子載波（Subcarrier)， 的複數通道增益、為第々個子裁波上的二子= 為複數通道增益-一 專於l道脈衝響應經過快速富利葉轉換，並、 置所提供。在此假設所考慮的通道具有單一增益？异裝

鮮”則第H固子載波上的平均訊號能量知可定義為V

^ sE^f\-4N2 1·4ν2J=^.\Hkf. 其中’雜表機率期望值的運算，4為每一子 均傳輸訊號功率。第々個子載波上的雜訊处旦 ^ 叫叫{ …〜可定義為： =比Γ道為頻率選擇性時，第㈣子載波上的信號雜訊

第Λ個子載波上的通道容量 為 W --- Μ 1〇82 1 + - 机丨2 σ1 二:的==比:為_間(子載波)個數 同時 r ΣΜ 1 丨,2 ΣΓ^* σ1 λ?'Σ*ΚΙ 在通道為頻率選擇性時 谷量之總和，亦即 該總通道容量為該子載波上通道 13 201123790 c=^ °*=^-ΣΓ1〇82 i+^'If*!· I σΝ 於改變通道頻率響應用以比較通道容量大小時，上式 的比例常數可以乎略’故可改寫成： ⑴ ^ - ΣΓι〇82ίι+^ ΣΓ (l〇g2e)-ln 1 + : 机I2 1 + - 机I2 .(2) 且當（-1<Λ；^1)時’ + 广匕，故公式(2)可改寫成. η .y ⑶0 在高訊號雜訊比時，亦即時，公式⑴可改寫成： 0) c * Σ* 1〇sj <^2Χ·Μ 〇c ΣΓ1〇82|^| 因此’在高訊號雜訊比時，該通道容量匸正比於乙l〇g 在低訊號雜訊比時’公式(3)的高次項可以忽略，故可改寫成：

C (:(ι〇“Σ: oc ΣΠ^Ι2 因此，在低sfl说雜sfl比時’該通道容量正比於^。 該取樣相位選擇裝置480依據一通道頻率響應（cfr)及 一待選取樣相位指標（〇 ’即可計算與該待選取樣相位所對 201123790 應之通道容量⑽。該取樣相位選擇裝置·並選取通道容 I最大相對應的待選取樣相位作為取樣相位。亦即，該取 樣相位為： ζ ~ argMax C{l) = argMax 5 *中，（為該取樣相位選擇裝置480最後所選取的取樣相 位，c(o為待選取樣相位對應之通道容量，/為待選取樣相 位指標，汁為待選取樣相位z•所對應之等效簡化的通道容量 比較式。该取樣相位選擇裝置480輸出與取樣相位 < 對應 的指標作為該相位選取指標。令{的0}為對應於第以固 取樣相位之通道頻率響應（CFR)。在高訊號雜訊比時，取 该…為logj片⑶。在低訊號雜訊比時，則取該％為2。 於其他實施例中，該通道估測裝置470只產生部分待選 取樣相位指標丨所對應的通道頻率響應（CFR)，其餘待選取 樣相位指標所對應的通道頻率響應（CFR)則使用插補 (interpolation or extrap〇lati〇n)方法產生，藉此降低系統因 必需汁算所有CFR所產生的處理延遲（processing delay)。 該等化器495連接至該向下取樣裝置460及該通道估測 裝置470 ’依據該通道估測的結果，對該向下取樣基頻訊號 執行等化運算’用以消除符元間干擾（Inter-Symbol Interference)。於實際的實施方式中，該通道估測裝置47〇 所輸出至該等化器495的通道估測之結果是由所採用的演 算法決定。 15 201123790 該數位混波器420、該内插裝置43〇、該數位匹配濾波 器440、該緩衝裝置450、該向下取樣裝置46〇、該通道估測 裝置470、該取樣相位選擇裝置48〇、該同步裝置々go及該等 化裝置495構成接收裝置中的内接收器（inner receiver)，而 等化裝置495的輸出則連接至接收裝置中的外接收器（〇uter receiver，圖未示），進行後續處理，例如反對應 (de-mapping)、反交錯（de_interleaving)、通道解碼卜“⑽^ decoding)等運算。 圖3至圖6係依據本發明技術模擬結果之示意圖。系統 參數係依據DTMB系統設定。同時假設完美的通道估測及同 步。系統頻寬為7.56MHz，超取樣因子&為4 ,因此取樣率 為30·24ΜΗζ。模擬時，在四個候選相位（相位〇、相位i、相 位2 '相位3)中只計算相位〇與相位2對應的通道頻率響應 (CFR)，同時使用一理想的插補方法以求得相位i與相位3對 應的通道頻率響應（CFR)。於通道容量大小比較時，皆採用 在高訊號雜訊比時的比較式，亦即，取 < 為。圖 3及圖4考率AWGN通道，圖5及圖ό考率多路逕衰退通道 (multipath fading channel)通道。在此，我們考慮SARFT_8 通道’其通道特性如表1所示，表1係於Sarft-8多路徑通 道之各種參數。圖3及圖5為多載波模式（Multi-carrier mode， MC )，圖4及圆6 為單載波模式（single carrier mode, SC )。 圖3至圖6中’縱轴為未編碼位元錯誤率（Unc〇ded

Error Rate，UBER) ’橫軸為訊號雜訊比（Snr)。 201123790

由圖3至圖6的模擬示意圖可知，即使以相同的符元率 但右抓用不同的取樣時間偏移用以對信號作取樣，其所感 焚到的通道容量並不相@ ’進而將使性能上產生差異。因 此習知如Gardner所提及的方法或相關運算的方法，所估算 j蹤而得的取樣時間偏移並不穩定。由圖3至圖6的模擬示 意圖可知，本發明技術所選取的候選相位具有最小的未編 碼位元錯誤率，亦即為系統性能指標而言，本發 明技術總是能選擇出最佳的候選相位。 路徑轂 1 2 3 4 5 6 路徑延遲 -1.8 0.0 0.15 1.8 5.7 30 路徑衰減(dB) -18 0 -20 •20 -10 0 路徑相位 0 0 0 0 0 0 表1 本發明在該向下取樣裝置46〇之前的資料率係為理想 的取樣率（依定義其為符元率的^倍），在該向下取樣裝置 460之後的寊料率則為符元率（Symbol Rate)。然而在取樣時 間偏移（Sampling time Offset)估測不準確時，本發明卻可提 供經由多組取樣相位（Sample phase)間作適當的選擇，而達 較佳的性能❶ 由前述說明可知’本發明係提出一種用以決定較佳取 樣時間偏移的方法’其係令内插裝置430輸出端的信號取樣 率’仍保持為該理想取樣率（由定義，其為符元率的&倍）。 此時，若對該信號依不同的取樣相位（sample phase) 作κ倍下取樣（down-sampling)運算後，便可得^•個以符元 率為主的不同信號。如此，選擇不同的取樣相位即等 17 201123790 同於選擇不同的取樣時間偏移。透過適當地對取樣 的選擇，便能選取較佳的取樣時間偏移，進而達成符元 同步，從而改善性能。本發明則提出以通道容量的大小， 作為取樣相位選擇的依據。 綜上所述，習知技術在内插裝置之後的資料係為符元 率（Symbol Rate)’當同步裝置所估測的取樣時間偏移 <無= 使系統性能最佳化時，並無採取任何補救措施，然而本發 明可較習知技術提供取樣相位選擇以輔助符元同步，同時 亦提供採取使用通道容量為依據的取樣相位選擇技術。亦 即本發明提供一全新的取樣相位選擇技術與系統，以彌補 習知符元同步之不足。由於習知技術並無利用取樣相位 (sample phase)間作適當的取捨，以獲得最佳的性能，亦未 提出依據通道容量的大小而選擇取樣相位的系統，故本發 明根據多組取樣相位（sample phase)間作適當的取捨，進而 得到較佳的性能。 由上述可知，本發明無論就目的、手段及功效，在在 均顯示其迥異於習知技術之特徵，極具實用價值。惟應注 意的是’上述諸多實施例僅係為了便於說明而舉例而已， 本發明所主張之權利範圍自應以申請專利範圍所述為準， 而非僅限於上述實施例。 【圖式簡單說明】 圖1係一習知數位接收機之同步機制的典型方塊圖。 圖2係本發明一種基於通道容量大小的取樣相位選擇系統 的方塊圖。 18 201123790

圖3、圖4、圖5及圖6係依據本發明技術模擬結果之系 【主要元件符元說明】 類比至數位轉換器310 内插裝置330 緩衝裝置350 等化裝置370 類比至數位轉換器41 〇 内插裝置430 緩衝裝置450 通道估測裝置470 同步裝置490 數位混波器320 數位匹配濾波器340 同步裝置360 數位混波器420 數位匹配濾波器440 向下取樣裝置460 取樣相位選擇裝置480 等化裝置495

19

Claims (1)

1. 201123790 七、申請專利範圍： 1. 一種基於通道容量大小的取樣相位選擇系統’運 用於一通訊系統之接收端中，該通訊系統使用一載波以 傳送訊號，該取樣相位選擇系統包含： 一同步裝置，用以估算該通訊系統中的該載波的頻 率偏移、一取樣時間偏移、一取樣轉換率’以及一碼框 時序，並計數待選取取樣相位； 一數位混波器，連接至該同步裝置，並接收一數位

   基頻訊號，依據該載波的頻率偏移對該數位基頻訊號進 行頻率補償’進而產生一偏移基頻訊號； 一内插裝置’連接至該數位混波器及該同步裝置， 依據該取樣時間偏移及該取樣轉換率，對該偏移基頻訊 號進行内插運算’進而產生一内插偏移基頻訊號； 一數位匹配濾波器’連接至該内插裝置，對該内插 偏移基頻訊號進行濾波，進而產生一超取樣濾波基頻訊 號；

   一緩衝裝置，連接至該數位匹配濾波器及該同步 置，依據該㈣時彳，以暫存該超取樣渡波基頻訊號 一向下取樣裝置，連接至該緩衝裝置，依據一相 縣指標誠取H线頻喊進行向下取 運算，進而產生一向下取樣基頻訊號；以及 -取樣相位選擇裝置，連接至該向下取樣裝置，^ t通道料響應及前述待選取相位指標1以計算] 2選取純龍之通道容量，並選取該通道容量中· 最大的待選取相位，用以作為該相位選取指標； 20 201123790 其中，該超取樣渡波基頻訊號包含多組基頻訊號， 該相位選取指標根據前述多組的基頻訊號其中之一，用 以產生該向下取樣基頻訊號。 2. 如申請專利範圍第1項所述之取樣相位選擇系 統，其更包含： 一類比至數位轉換器，連接至該數位混波器，依據 一超取樣因子將一類比基頻訊號轉換成該數位基頻訊 號。

   3. 如申請專利範圍第2項所述之取樣相位選擇系 統，其更包含： 一通道估測裝置，連接至該取樣相位選擇裝置，依 據該待選取相位指標用以估測通道，並產生所對應的該 通道頻率響應。 4. 如申請專利範圍第1項所述之取樣相位選擇系 統，其中，當該通道為一頻率選擇通道時，該通道容量 為· c=[•[〜， Μ 厶* g2 σ1 、 Ν ) 當中，C為該通道容量，π為通道頻寬，从為頻譜區間 個數，為每一頻譜區間内的平均訊號功率為每/ 頻譜區間内的平均雜訊功率，冉為第“固頻譜二内的 複數通道增益，該通道頻率響應為的集合。 21 201123790 5. 如申請專利範圍第4項所述之取樣相位選擇系 統，其中’該通道為高訊號雜訊比時，該通道容量正比 於 的 |)。 6. 如申請專利範圍第4項所述之取樣相位選擇系 統’其中’該通道在低訊號雜訊比時，該通道容量正比 於 N2。 7. 如申請專利範圍第4項所述之取樣相位選擇系 統’其中，該取樣相位為： ζ = ^xgMax C(,) = argA/αΛ： ' 當中’ C(i)為該待選取樣相位對應之通道容量，/為該待 選取相位指標’ β0為該待選取樣相位所對應之等效簡化 的該通道容量之比較式。 8. 如申請專利範圍第7項所述之取樣相位 選擇系統’其中’該通道為高訊號雜訊比時，< 為正比於，以及為對應於第Η固取樣 相位之通道頻率響應。 9 ·如申請專利範圍第7項所述之取樣相位選擇系 統’其中，該通道為低訊號雜訊比時’<> 為正比於

   10.如申請專利範圍第3項所述之取樣相位選擇系 統，其中’該該通道估測裝置產生部分該待選取樣相位 22 201123790 指標所對應的通道頻率響應，其餘該待選取樣相位指柄 所對應的料頻率響應難據鋪方法產生。 11.如申請專利範圍第3項所述之取樣相位選擇 統，其更包含： μ 一等化器，連接至該向下取樣裝置及該通道估測裝 置’依據該通道頻率響應’對該向下取樣基頻訊號執行 等化運算，進而消除符元間的干擾。

   23