TWI855809B - 返馳式變換器電源及其同步整流控制器 - Google Patents

返馳式變換器電源及其同步整流控制器 Download PDF

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TWI855809B
TWI855809B TW112129423A TW112129423A TWI855809B TW I855809 B TWI855809 B TW I855809B TW 112129423 A TW112129423 A TW 112129423A TW 112129423 A TW112129423 A TW 112129423A TW I855809 B TWI855809 B TW I855809B
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趙春勝
劉拓夫
陳新政
孫運
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大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

提供了一種返馳式變換器電源及其同步整流控制器。返馳式變換器電源包括變壓器和同步整流電晶體，同步整流控制器被配置為在同步整流電晶體的當前開關週期中：在同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態的情況下，判斷同步整流電晶體是否在從變壓器的二次繞組開始退磁的時刻開始的第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態；在同步整流電晶體在第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態的情況下，如果在從同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態的時刻到第一預定時段的結束時刻期間，同步整流電晶體的漏端電壓小於同步整流開啟閾值的持續時間大於第一預定閾值，則控制同步整流電晶體從關斷狀態變為導通狀態。

Description

返馳式變換器電源及其同步整流控制器
本發明涉及電路領域，更具體地涉及一種返馳式變換器電源及其同步整流控制器。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳(Fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一定範圍的輸入電壓轉換為使用者端需要的電壓或電流。
根據本發明實施例的用於返馳式變換器電源的同步整流控制器，其中，返馳式變換器電源包括變壓器和同步整流電晶體，同步整流控制器被配置為在同步整流電晶體的當前開關週期中：在同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態的情況下，判斷同步整流電晶體是否在從變壓器的二次繞組開始退磁的時刻開始的第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態，其中，第一預定時段的持續時間等於在同步整流電晶體的當前開關週期中變壓器的二次繞組的退磁時間的第一預定比例；以及在同步整流電晶體在第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態的情況下，如果從同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態的時刻到第一預定時段的結束時刻期間，同步整流電晶體的漏端電壓小於同步整流開啟閾值的持續時間大於第一預定閾值，則控制同步整流電晶體從關斷狀態變為導通狀態，否則保持同步整流電晶體處於關斷狀態。
100:開關電源
200,600:同步整流(SR)控制器
900:驅動自恢復控制模組
AND1,AND2:及閘
autor:驅動自恢復控制信號
AVDD:晶片內部電源
C:積分電容
Comp_off:同步整流(SR)關閉比較器
Comp_on:同步整流(SR)開啟比較器
Cout:輸出電容
Cr:諧振電容
dff1,dff2:D觸發器
Gate:閘極控制信號
Gate1(n):閘極控制信號對應Isec1(n)的部分
Ichar:充電電流
Idis:放電電流
INV1,INV2,INV3:反相器
iref:參考電流
Isec:電流
Isec1(n),Isec2(n):開關週期
K1:第一預定比例
K2:第二預定比例
min_ton:最小導通時間控制信號
MNH:高壓開關
MS:高壓電晶體(同步整流(SR)電晶體)
NAND1:反及閘
NOR1,NOR2:反或閘
off det:關閉條件檢測信號
on ctrl:整流開啟控制信號
on det:開啟條件檢測信號
Q1,Q2:高壓電晶體
R:預定電阻阻值
Rcs:檢測電阻
reset:低脈衝觸發放電信號
S502,S504,S506,S508,S510,S512,S514,S516,S518:步驟
samp:採樣信號
sampi:採樣信號的反
sr:同步整流開關信號
srg:電晶體控制信號
srg_pre:電晶體前級邏輯控制信號
T:變壓器
Tdem(n):變壓器T的二次繞組的退磁時間
Th:第一預定閾值
Ton-min:最小導通時間
tref:第二預定閾值
ts,Tonp(n),Tsamp(n):時間
turn off:同步整流關閉信號
turn on:同步整流開啟信號
Vd,Vd(n),Vd(n-1):漏端電壓
Vd_in:漏端電壓表徵信號
Vdp(n),Vdp(n-1):Vd平臺電壓
Vout,Vout(n):系統輸出電壓
vramp:電壓
vref:參考電壓
Vt(off):同步整流關閉閾值
Vt(on):同步整流開啟閾值
Vt(reg):Vd電壓調整值
Vt(slp):Vd斜率計時起始電壓
△T:預定時間增量
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1示出了根據本發明實施例的返馳式變換器電源的系統結構示意圖。
圖2示出了可以用在圖1所示的開關電源中的傳統同步整流控制器的電路結構示意圖。
圖3示出了圖1所示的開關電源採用圖2所示的同步整流控制器時的多個信號在同步整流正常開啟和關閉時的時序波形圖。
圖4示出了圖1所示的開關電源採用圖2所示的同步整流控制器時的多個信號在同步整流異常開啟和關閉時的時序波形圖。
圖5示出了根據本發明實施例的同步整流控制器用在圖1所示的開關電源中時執行的示例控制過程的流程圖。
圖6示出了根據本發明實施例的同步整流控制器的示例電路結構示意圖。
圖7和圖8示出了圖1所示的開關電源採用圖6所示的同步整流控制器時的多個信號的時序波形圖。
圖9示出了圖6所示的驅動自恢復控制模組的示例實現電路圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1示出了根據本發明實施例的返馳式變換器電源的電路結構示意圖。在圖1所示的開關電源100中，T為變壓器，Q1、Q2、MS為高壓電晶體(例如，高壓金屬氧化物半導體場效應電晶體)，Rcs為檢測電阻，Cr為諧振電容，Cout為輸出電容；同步整流(Synchronous Rectification，SR)控制器與SR電晶體MS共同構成同步整流器，用來替代傳統的肖特基整流二極體。由於SR電晶體MS具有較低的導通壓降，可以有效降低系統的熱損耗(降低熱損耗可以 提高系統效率)並增大系統的輸出電流能力，因此同步整流器被廣泛地應用在大輸出電流系統中。通常，隨著輸入/輸出電壓和負載的變化，圖1所示的開關電源100可以工作在臨界導通模式(Critical Conduction Mode，CRM)、零電壓諧振谷底導通(Zero Voltage-Resonant Valley Switching，ZV-RVS)模式、或脈衝串(Burst)模式。
圖2示出了可以用在圖1所示的開關電源中的傳統SR控制器的電路結構示意圖。在圖2所示的SR控制器200中，穩壓器模組基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd/開關電源100的系統輸出電壓Vout產生晶片內部電源AVDD；電壓/電流基準模組基於晶片內部電源AVDD產生參考電壓vref和參考電流iref；高壓開關MNH基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd產生漏端電壓表徵信號Vd_in；SR開啟比較器Comp_on基於漏端電壓表徵信號Vd_in和同步整流開啟閾值Vt(on)產生開啟條件檢測信號on det；SR關閉比較器Comp_off基於漏端電壓表徵信號Vd_in和同步整流關閉閾值Vt(off)產生關閉條件檢測信號off det；SR開啟控制模組基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd和同步整流開關信號sr產生整流開啟控制信號on ctrl；最小導通時間控制模組基於同步整流開關信號sr產生用於控制SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min的最小導通時間控制信號min_ton(SR電晶體MS在最小導通時間Ton-min內一直處於導通狀態而不能從導通狀態變為關斷狀態)；反或閘NOR1基於開啟條件檢測信號on det和整流開啟控制信號on ctrl產生同步整流開啟信號turn on；反或閘NOR2基於關閉條件檢測信號off det和最小導通時間控制信號min_ton產生同步整流關閉信號turn off；鎖存器模組基於同步整流開啟信號turn on和同步整流關閉信號turn off產生同步整流開關信號sr；驅動器模組基於同步整流開關信號sr產生用於控制SR電晶體MS的導通與關斷的閘極控制信號Gate。
圖3示出了圖1所示的開關電源採用圖2所示的SR控制器時的多個信號在同步整流正常開啟和關閉時的時序波形圖。在圖3中，Isec表示流過SR電晶體MS的電流，Vd表示SR電晶體MS的漏端電壓，Gate表示用於控制SR電晶體MS的導通與關斷的閘極控制信號，Vdp(n)表示SR電晶體MS的當前開關週期的Vd平臺電壓，Vt(slp)表示Vd斜率計時起始電壓(例如， 0.75‧Vdp(n-1)，即SR電晶體MS的上一個開關週期的Vd平臺電壓的0.75倍)，Vt(on)表示同步整流開啟閾值(例如，-200mV)，Vt(reg)表示Vd電壓調整值(例如，-30mV)，Vt(off)表示同步整流關閉閾值(例如，0mV)，ts表示Vd從Vt(slp)下降到Vt(on)的時間。SR電晶體MS的導通條件包括(1)ts<tref(例如，100ns)，(2)Vd<Vt(on)，只有條件(1)和(2)同時滿足時SR電晶體MS才從關斷狀態變為導通狀態。
在圖1所示的開關電源中，當高壓電晶體Q1/Q2的開關頻率小於諧振電容Cr和變壓器T的一次繞組組成的諧振電路的諧振頻率時，流過變壓器T的二次繞組的電流(即，流過SR電晶體MS的電流)有時會分成兩部分。在採用圖2所示的SR控制器的情況下，SR電晶體MS僅在前面部分電流流過時從關斷狀態變為導通狀態並且在從導通狀態變為關斷狀態後再有後面部分電流流過時無法再次從關斷狀態變為導通狀態，這會導致系統效率損失。另外，在輸出電壓較低、負載較輕時，前面部分電流的持續時間小於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min，SR電晶體MS由於最小導通時間Ton-min的限制不能及時從導通狀態變為關斷狀態，這會引起輸出電流反向並通過變壓器繞組注入到一次側，使得SR電晶體MS的漏端電壓Vd上產生尖峰電壓並導致系統效率損失。
圖4示出了圖1所示的開關電源採用圖2所示的SR控制器時的多個信號在同步整流異常開啟和關閉時的時序波形圖。在圖4中，Isec表示流過SR電晶體MS的電流，在SR電晶體MS的一個開關週期內分為Isec1(n)和Isec2(n)兩部分；Vd表示SR電晶體MS的漏端電壓；Gate表示用於控制SR電晶體MS的導通與關斷的閘極控制信號；min_ton表示用於控制SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min的最小導通時間控制信號。從圖4可以看出，存在兩個問題：第一，在SR電晶體MS的每個開關週期中，在SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態後，SR電晶體MS的漏端電壓Vd不再滿足SR電晶體MS的導通條件，閘極控制信號Gate僅包括對應Isec1(n)的部分Gate1(n)而沒有對應Isec2(n)的部分，Isec2(n)流過SR電晶體MS的體二極體，SR電晶體MS的體二極體的較大壓降會導致系統效率損失；第二，由於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min的限制，閘極控制信號Gate不能在Isec1(n)變為零時隨著它及時變 化，使得SR電晶體MS不能及時從導通狀態變為關斷狀態，Isec1(n)反向流動並注入到一次側，SR電晶體MS的漏端電壓Vd上產生尖峰電壓並導致系統效率損失。
鑒於上述一個或多個問題，提出了可以用在圖1所示的開關電源100中的根據本發明實施例的SR控制器。根據本發明實施例的SR控制器可以被配置為在SR電晶體MS的當前開關週期中：在SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態的情況下，判斷SR電晶體MS是否在從變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態，其中，第一預定時段的持續時間等於在SR電晶體MS的當前開關週期中變壓器T的二次繞組的退磁時間Tdem(n)的第一預定比例K1(例如，K1=0.75)；在SR電晶體MS在第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態的情況下，如果從SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態的時刻到第一預定時段的結束時刻期間，SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)小於同步整流開啟閾值Vt(on)的持續時間大於第一預定閾值Th(例如，Th=200ns)，則控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態，否則保持SR電晶體MS處於關斷狀態。
換句話說，根據本發明實施例的SR控制器可以被配置為在SR電晶體MS的當前開關週期中，在SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態的情況下執行對於SR電晶體MS的驅動自恢復控制。具體地，在SR電晶體MS的當前開關週期中，如果在從變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的K1‧Tdem(n)時間內SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態並且從SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)小於同步整流開啟閾值Vt(on)(即，Vd(n)<Vt(on))的持續時間大於第一預定閾值Th，則控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態，否則保持SR電晶體MS處於關斷狀態。
在一些實施例中，根據本發明實施例的SR控制器進一步被配置為在SR電晶體MS的當前開關週期中：在SR電晶體MS在第一預定時段以外的其他時間從導通狀態變為關斷狀態的情況下，保持SR電晶體MS處於關斷狀態。
在一些實施例中，根據本發明實施例的SR控制器進一步被配置 為在SR電晶體MS的當前開關週期中：基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)和開關電源100的系統輸出電壓Vout(n)，利用電感伏秒平衡原理獲取變壓器T的二次繞組的退磁時間Tdem(n)。
在一些實施例中，根據本發明實施例的SR控制器進一步被配置為在SR電晶體MS的當前開關週期中：在SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)小於同步整流開啟閾值Vt(on)且從斜率計時起始電壓Vt(slp)下降到同步整流開啟閾值Vt(on)的時間ts小於第二預定閾值tref的情況下，允許SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態，其中，斜率計時起始電壓Vt(slp)是SR電晶體MS的漏端電壓Vd在上一個開關週期的平臺電壓Vdp(n-1)的第二預定比例K2(即，Vt(slp)=Vdp(n-1)‧K2)。
在一些實施例中，根據本發明實施例的SR控制器進一步被配置為在SR電晶體MS的當前開關週期中：判斷在SR電晶體MS的上一個開關週期中從變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的第二預定時段內，SR電晶體MS處於導通狀態的持續時間與SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n-1)小於同步整流開啟閾值Vt(on)的持續時間之和是否大於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min，其中，第二預定時段的持續時間等於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min與預定時間增量△T之和；如果在第二預定時段內SR電晶體MS處於導通狀態的持續時間與SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n-1)小於同步整流開啟閾值Vt(on)的持續時間之和不大於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min，則從SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)下降到同步整流開啟閾值Vt(on)的時刻開始延遲SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min之後，控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態，否則無時間延遲地控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態。
在一些實施例中，根據本發明實施例的SR控制器進一步被配置為在SR電晶體MS的當前開關週期中：在SR電晶體MS處於導通狀態的持續時間大於或等於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min且SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)大於同步整流關閉閾值Vt(off)的情況下，控制SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態。
圖5示出了根據本發明實施例的SR控制器用在圖1所示的開關電源中時執行的示例控制過程的流程圖。如圖5所示，根據本發明實施例的SR控制器用在圖1所示的開關電源中時執行的示例控制過程包括：步驟S502，檢測SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)，並且在SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)滿足結合圖3所述的導通條件(1)和(2)時允許SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態；步驟S504，判斷在SR電晶體MS的上一個開關週期中，從變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的(Ton-min+△T)時間內SR電晶體MS處於導通狀態的持續時間與SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n-1)小於同步整流開啟閾值Vt(on)的持續時間之和是否大於SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min；如果步驟S504的判斷結果為是，則轉向步驟S506，無時間延遲地控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態；如果步驟S504的判斷結果為否，則轉向步驟S508，從SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)下降到同步整流開啟閾值Vt(on)的時刻開始延遲SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min之後，控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態；步驟S510，在SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)大於同步整流關閉閾值Vt(off)且SR電晶體MS處於導通狀態的持續時間大於或等於最小導通時間Ton-min時，控制SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態；步驟S512，判斷SR電晶體MS是否在變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的K1‧Tdem(n)時間內從導通狀態變為關斷狀態；如果步驟S512的判斷結果為是，則轉向步驟S514，判斷在變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的K1‧Tdem(n)時間內，從SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態的時刻開始SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)小於同步整流開啟閾值Vt(on)的持續時間是否大於Th；如果步驟S512的判斷結果為否，則轉向步驟S516，保持SR電晶體MS處於關斷狀態；如果步驟S514的判斷結果為是，則轉向步驟S518，控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態；如果步驟S514的判斷結果為否，則轉向步驟S516。
圖6示出了根據本發明實施例的SR控制器的示例電路結構示意圖。在圖6所示的SR控制器600中，基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd、同步整流開啟閾值Vt(on)、以及同步整流開關信號sr產生同步整流開啟信號turn on；基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd、同步整流關閉閾值Vt(off)、以及同步整流 開關信號sr產生同步整流關閉信號turn off；基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd、同步整流開啟信號turn on、以及同步整流關閉信號turn off產生同步整流開關信號sr和電晶體控制信號srg；以及基於電晶體控制信號srg產生用於控制SR電晶體MS的導通與關斷的閘極控制信號Gate。
在一些實施例中，如圖6所示，高壓開關MNH基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd產生漏端電壓表徵信號Vd_in；SR開啟比較器Comp_on基於漏端電壓表徵信號Vd_in和同步整流開啟閾值Vt(on)產生開啟條件檢測信號on det；SR開啟控制模組基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd和同步整流開關信號sr產生整流開啟控制信號on ctrl；反或閘NOR1基於開啟條件檢測信號on det和整流開啟控制信號on ctrl產生同步整流開啟信號turn on。
在一些實施例中，如圖6所示，高壓開關MNH基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd產生漏端電壓表徵信號Vd_in；SR關閉比較器Comp_off基於漏端電壓表徵信號Vd_in和同步整流關閉閾值Vt(off)產生關閉條件檢測信號off det；最小導通時間控制模組基於同步整流開關信號sr產生用於控制SR電晶體MS的最小導通時間Ton-min的最小導通時間控制信號min_ton；反或閘NOR2基於關閉條件檢測信號off det和最小導通時間控制信號min_ton產生同步整流關閉信號turn off。
在一些實施例中，如圖6所示，驅動自恢復控制模組基於同步整流開啟信號turn on和同步整流關閉信號turn off產生同步整流開關信號sr，並且基於SR電晶體MS的漏端電壓Vd、同步整流開啟信號turn on、同步整流關閉信號turn off、以及同步整流開關信號sr產生電晶體控制信號srg。
圖7和圖8示出了圖1所示的開關電源採用圖6所示的SR控制器時的多個信號的時序波形圖。在圖7和圖8中，Isec表示流過SR電晶體MS的電流，在SR電晶體MS的一個開關週期內分為Isec1(n)、Isec2(n)兩部分；Vd表示SR電晶體MS的漏端電壓；Gate表示用於控制SR電晶體MS的導通與關斷的閘極控制信號；on det表示整流開啟檢測信號；srg表示電晶體控制信號；sr表示同步整流開關信號；min_ton表示最小導通時間控制信號；Ton-min表示SR電晶體MS的最小導通時間。可以看出，在第n個開關週期中，Isec1(n) 的正向電流持續時間小於Ton-min，在(Ton-min+△T)時間內srg處於高位準的持續時間與on det處於低位準的持續時間之和等於Ton-min(重疊部分不重複計算)，因此在第(n+1)個開關週期內Gate(n+1)會被屏蔽一個Ton-min時間(即，在Vd(n)下降到Vt(on)的時刻開始延遲Ton-min之後，控制SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態)。在圖7中，由於Isec1(n+1)的正向電流持續時間小於Ton-min，因此Gate1(n+1)被完全屏蔽，Isec1(n+1)沒有反向注入。在圖8中，由於Isec1(n+1)的正向電流持續時間大於Ton-min，因此Gate1(n+1)被屏蔽Ton-min時間後打出，Isec1(n+1)也不會反向注入。在第n/(n+1)個開關週期中，在K1‧Tdem(n)/K1‧Tdem(n+1)時間內，Vd>Vt(off)時，srg從高位準變為低位準，而sr保持高位準不變，Isec2(n)/Isec2(n+1)電流流過SR電晶體MS的體二極體，當Vd<Vt(on)的持續時間大於Th時，Gate2(n)/Gate2(n+1)輸出，使得SR電晶體MS再次從關斷狀態變為導通狀態。
圖9示出了圖6所示的驅動自恢復控制模組的示例實現電路圖。 在圖9所示的驅動自恢復控制模組900中，INV1、INV2、INV3為反相器，AND1、AND2為及閘，NAND1為反及閘，dff1、dff2為D觸發器，C為積分電容，vramp為積分電容C上的電壓，reset為低脈衝觸發放電信號，Ichar為與SR電晶體MS的漏端電壓Vd和系統輸出電壓Vout相關的充電電流，Idis為與系統輸出電壓Vout相關的放電電流，R為預定電阻阻值(圖中未示出)。
Figure 112129423-A0101-12-0009-1
Figure 112129423-A0101-12-0009-2
在圖9中，充電電流Ichar為積分電容C充電的時間為Tonp(n)(即，SR電晶體MS的漏端電壓Vd(n)的脈衝寬度)，放電電流Idis為積分電容C放電的時間為Tsamp(n)，在電路平衡時積分電容C上的充電電壓和放電電壓相等，即
I char ．Tonp(n)=I dis ．Tsamp(n) (3)
結合等式(1)至(3)可得，
Figure 112129423-A0101-12-0009-3
當圖1所示的開關電源工作時，根據電感伏秒平衡原理可知，
(Vdp(n)-V out )．Tonp(n)=V out ．Tdem(n) (5)
其中，Tdem(n)為在SR電晶體MS的當前開關週期中變壓器T的二次繞組的退磁時間，結合等式(4)和(5)可得，
Tsamp(n)=K1．Tdem(n) (6)
在SR電晶體MS的當前開關週期中，RS觸發器產生的採樣信號samp處於高位準的時間等於Tsamp(n)。
當同步整流開啟信號turn on從低位準變為高位準時，經INV1產生一個下降沿，輸入到AND1後，AND1也產生一個下降沿，因此dff1、dff2同時輸出高位準，即sr、srg_pre、srg同時從低位準變為高位準，SR電晶體MS從關斷狀態變為導通狀態；當同步整流關閉信號turn off從低位準變為高位準時，經INV2變為低位準，將dff2的輸出置為低位準，即srg_pre從高位準變為低位準，srg也從高位準變為低位準，SR電晶體MS從導通狀態變為關斷狀態。同時，同步整流關閉信號turn off輸入到NAND1，如果同步整流關閉信號turn off從低位準變為高位準的時間處於從變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的K1‧Tdem時間內，sampi為低位準，NAND1的輸出保持高位準不變，dff1的輸出sr不會從高位準變為低位準，仍保持高位準狀態，只有等sampi信號從低位準變為高位準時，同步整流關閉信號turn off的翻轉才能將dff1的輸出置為低位準；所以，當Isec2再次起來時，此電流流經SR電晶體MS的體二極體續流，Vd會再次掉到Vt(on)以下，此時驅動自恢復檢測模組將Vd_in(此時等於Vd)與Vt(on)進行比較並計時，如果Vd<Vt(on)的持續時間大於Th，且處於從變壓器T的二次繞組開始退磁的時刻開始的K1‧Tdem時間內，則驅動自恢復檢測模組的輸出autor會翻轉為低位準，AND1輸出一個下降沿，dff2的輸出srg_pre會翻轉為高位準，此時sr維持高位準狀態，srg從低位準變為高位準，SR電晶體從關斷狀態重新變回導通狀態。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性 的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
S502,S504,S506,S508,S510,S512,S514,S516,S518:步驟

Claims (10)

  1. 一種用於返馳式變換器電源的同步整流控制器，其中，所述返馳式變換器電源包括變壓器和同步整流電晶體，所述同步整流控制器被配置為在所述同步整流電晶體的當前開關週期中：在所述同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態的情況下，判斷所述同步整流電晶體是否在從所述變壓器的二次繞組開始退磁的時刻開始的第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態，其中，所述第一預定時段的持續時間等於在所述同步整流電晶體的當前開關週期中所述變壓器的二次繞組的退磁時間的第一預定比例；在所述同步整流電晶體在所述第一預定時段內從導通狀態變為關斷狀態的情況下，如果從所述同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態的時刻到所述第一預定時段的結束時刻期間，所述同步整流電晶體的漏端電壓小於同步整流開啟閾值的持續時間大於第一預定閾值，則控制所述同步整流電晶體從關斷狀態變為導通狀態，否則保持所述同步整流電晶體處於關斷狀態；以及在所述同步整流電晶體的漏端電壓小於所述同步整流開啟閾值且所述同步整流電晶體的漏端電壓從斜率計時起始電壓下降到所述同步整流開啟閾值的時間小於第二預定閾值的情況下，允許所述同步整流電晶體從關斷狀態變為導通狀態，其中，所述斜率計時起始電壓是所述同步整流電晶體的漏端電壓在上一個開關週期的平臺電壓的第二預定比例。
  2. 如請求項1所述的同步整流控制器，進一步被配置為：在所述同步整流電晶體在所述第一預定時段以外的其他時間從導通狀態變為關斷狀態的情況下，保持所述同步整流電晶體處於關斷狀態。
  3. 如請求項1所述的同步整流控制器，進一步被配置為：基於所述同步整流電晶體的漏端電壓和所述返馳式變換器電源的系統輸出電壓，利用電感伏秒平衡原理獲取所述變壓器的二次繞組的退磁時間。
  4. 如請求項1所述的同步整流控制器，進一步被配置為：判斷在所述同步整流電晶體的上一個開關週期中從所述變壓器的二次繞組 開始退磁的時刻開始的第二預定時段內，所述同步整流電晶體處於導通狀態的持續時間與所述同步整流電晶體的漏端電壓小於所述同步整流開啟閾值的持續時間之和是否大於所述同步整流電晶體的最小導通時間，其中，所述第二預定時段的持續時間等於所述同步整流電晶體的最小導通時間與預定時間增量之和；以及在所述第二預定時段內所述同步整流電晶體處於導通狀態的持續時間與所述同步整流電晶體的漏端電壓小於所述同步整流開啟閾值的持續時間之和不大於所述同步整流電晶體的最小導通時間的情況下，從所述同步整流電晶體的漏端電壓下降到所述同步整流開啟閾值的時刻開始延遲所述同步整流電晶體的最小導通時間之後，控制所述同步整流電晶體從關斷狀態變為導通狀態。
  5. 如請求項4所述的同步整流控制器，進一步被配置為：在所述第二預定時段內所述同步整流電晶體處於導通狀態的持續時間與所述同步整流電晶體的漏端電壓小於所述同步整流開啟閾值的持續時間之和大於所述同步整流電晶體的最小導通時間的情況下，無時間延遲地控制所述同步整流電晶體從關斷狀態變為導通狀態。
  6. 如請求項1或4所述的同步整流控制器，進一步被配置為：在所述同步整流電晶體處於導通狀態的持續時間大於或等於所述同步整流電晶體的最小導通時間且所述同步整流電晶體的漏端電壓大於同步整流關閉閾值的情況下，控制所述同步整流電晶體從導通狀態變為關斷狀態。
  7. 如請求項6所述的同步整流控制器，進一步被配置為：基於所述同步整流電晶體的漏端電壓、所述同步整流開啟閾值、以及同步整流開關信號產生同步整流開啟信號；基於所述同步整流電晶體的漏端電壓、所述同步整流關閉閾值、以及所述同步整流開關信號產生同步整流關閉信號；基於所述同步整流開啟信號和所述同步整流關閉信號產生所述同步整流開關信號；以及基於所述同步整流電晶體的漏端電壓、所述同步整流開啟信號、所述同步整流關閉信號、以及所述同步整流開關信號產生用於控制所述同步整流電晶體的 導通與關斷的電晶體控制信號。
  8. 如請求項7所述的同步整流控制器，進一步被配置為：基於所述同步整流電晶體的漏端電壓產生漏端電壓表徵信號；基於所述漏端電壓表徵信號和所述同步整流開啟閾值產生開啟條件檢測信號；基於所述同步整流電晶體的漏端電壓和所述同步整流開關信號產生整流開啟控制信號；以及基於所述開啟條件檢測信號和所述整流開啟控制信號產生所述同步整流開啟信號。
  9. 如請求項7所述的同步整流控制器，進一步被配置為：基於所述同步整流電晶體的漏端電壓產生漏端電壓表徵信號；基於所述漏端電壓表徵信號和所述同步整流關閉閾值產生關閉條件檢測信號；基於所述同步整流開關信號產生用於控制所述同步整流電晶體的最小導通時間的最小導通時間控制信號；以及基於所述關閉條件檢測信號和所述最小導通時間控制信號產生所述同步整流關閉信號。
  10. 一種返馳式變換器電源，包括請求項1至9中任一項所述的同步整流控制器。
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