TWI899883B - 多相電路控制方法及電源轉換裝置 - Google Patents
多相電路控制方法及電源轉換裝置Info
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Abstract
一種多相電路控制方法包含以下步驟：藉由控制器分別產生第一控制訊號及第二控制訊號至第一相電路；藉由控制器分別產生第三控制訊號及第四控制訊號至第二相電路；藉由第一相電路及第二相電路輸出雙相電壓至電源轉換裝置之輸出端；當控制器偵測到輸出電壓低於第一預設電壓時，則藉由控制器改變第三控制訊號之工作週期，以關閉第二相電路之初級側電路及整流側電路之第一開關；藉由控制器改變第四控制訊號之工作週期，以導通第二相電路之初級側電路及整流側電路之第二開關；以及藉由第一相電路及第二相電路輸出單相電壓至輸出端。
Description
本案涉及一種電子裝置及控制方法。詳細而言，本案涉及一種多相電路控制方法及電源轉換裝置。
現有電動車之電壓需求範圍介於400伏特(V)至800伏特(V)，且電流需求範圍介於1安培(A)至40安培(A)。基於輸出電壓需要多種電壓範圍及多種電流範圍的情況，電源轉換裝置僅藉由單一三相諧振電路之設計，使得輸入電壓及輸出電壓之間的增益無法達到原本預期增益，或輸入電壓及輸出電壓無法達到預期的運作範圍。
若直接由三相諧振電路切換為二相輸出及單相輸出，由於不同相位的增益需求不同，輸出電壓及輸出電流將發生過衝(overshoot)和欠衝(undershoot)。
因此，上述技術尚存諸多缺陷，而有待本領域從業人員研發出其餘適合的多相電路控制方法及電源轉換裝置。
本揭示文件的一面向涉及一種多相電路控制方法。多相電路控制方法適用於多相電路。多相電路耦接於電源轉換裝置之輸入端及輸出端，並用以將輸入端之輸入電壓轉換為輸出端所需的輸出電壓。多相電路包含第一相電路及第二相電路。第一相電路及第二相電路皆包含初級側電路及整流側電路。初級側電路及整流側電路皆包含第一開關及第二開關。多相電路控制方法包含：藉由控制器分別產生第一控制訊號及第二控制訊號至第一相電路；藉由控制器分別產生第三控制訊號及第四控制訊號至第二相電路；藉由第一相電路及第二相電路輸出雙相電壓至輸出端；當控制器偵測到輸出電壓低於第一預設電壓時，則藉由控制器改變第三控制訊號之工作週期，以關閉第二相電路之初級側電路及整流側電路之第一開關；藉由控制器改變第四控制訊號之工作週期，以導通第二相電路之初級側電路及整流側電路之第二開關；以及藉由第一相電路及第二相電路輸出單相電壓至輸出端。
本揭示文件的另一面向涉及一種電源轉換裝置。電源轉換裝置包含控制器以及多相電路。控制器耦接於電源轉換裝置之輸入端及輸出端，並用以分別產生第一控制訊號、第二控制訊號、第三控制訊號及第四控制訊號。多相電路耦接於電源轉換裝置之輸入端及輸出端。多相電路包含第一相電路以及第二相電路。多相電路耦接於電源轉換裝置之輸入端及輸出端。第一相電路耦接於控制器，並用
以根據第一控制訊號及第二控制訊號導通。第二相電路耦接於控制器，並用以根據第三控制訊號及第四控制訊號導通。第一相電路及第二相電路共同產生雙相電壓。當控制器偵測到輸出端之輸出電壓低於第一預設電壓時，則控制器用以分別改變第三控制訊號之工作週期及第四控制訊號之工作週期，以控制第一相電路及第二相電路輸出單相電壓。
本揭示文件提供一種控制方法，使得電源轉換裝置之多相電路能滿足不同電壓範圍及電流範圍，並於火線上可根據輸出電壓之需求分別提供三相電壓、雙相電壓及單相電壓，以滿足不同增益的需求。
100:電源轉換裝置
110:控制器
120,120A,120B:多相電路
111:感測電路
112:控制電路
113:訊號產生電路
T1~T12:開關
S1~S12:控制訊號
P1~P3:初級側電路
R1~R3:整流側電路
Vbus:母線端電壓
Vo:輸出電壓
Io:輸出電流
Cbus,Co:電容
Cr,Cr1~Cr3:諧振電容
Lr,Lr1~Lr3:諧振電感
LM,LM1~LM3:勵磁電感
TS,TS1~TS3:變壓器
Ls1~Ls3:整流側電感
Cs1~Cs3:電容
H:高準位
L:低準位
I1~I5:階段
I21~I23,I41~I43:子階段
參照後續段落中的實施方式以及下列圖式，當可更佳地理解本案的內容：第1圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之電路方塊示意圖；第2圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之控制器及多相電路之電路架構示意圖；第3圖為根據本案一些實施例繪示的多相電路控制方法之步驟示意圖；第4圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之多相電路之控制訊號時序圖；第5圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之多相
電路之電路狀態示意圖；第6圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之控制器及多相電路之示意圖；第7圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之多相電路之控制訊號時序圖；第8圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之多相電路之電路狀態示意圖；以及第9圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置之多相電路之電路狀態示意圖。
以下將以圖式及詳細敘述清楚說明本案之精神，任何所屬技術領域中具有通常知識者在瞭解本案之實施例後，當可由本案所教示之技術，加以改變及修飾，其並不脫離本案之精神與範圍。
第1圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之電路方塊示意圖。電源轉換裝置100包含控制器110及多相電路120。
在一些實施例中，控制器110可以由單純硬體所實現且不仰賴軟體實現其功能。舉例而言，控制器110可監控多相電路120之輸入電壓及輸出電壓，以分別產生多相電路120中多種開關(圖中未示)之控制訊號。在控制器110由單純硬體所實現的一些實施例中，控制器110可由特定應用積體電路(Application Specific
Integrated Circuit,ASIC)所實現。
控制器110可包含但不限於單一處理器以及多個微處理器的集成，例如，中央處理器(Central Processing Unit,CPU)，數位訊號處理器(Digital signal processor,DSP)或繪圖處理器(Graphic Processing Unit,GPU)等。
於一些實施例中，在控制器110的控制之下，多相電路120可以做為電壓/功率轉換器將輸入電壓轉換為不同規格的輸出電壓，用以驅動或供電給一電力負載(例如電動車、馬達、電池、處理器等，圖中未繪示)。在一些實施例中，多相電路120可實作為雙向隔離雙主動橋式(Dual Active Bridge,DAB)電路、三相LLC諧振電路或其他具有相似性的多相轉換電路。多相電路120利用多個相位來提供輸出端電能，通過將電能分配到多個相位上，可以提供更高的功率輸出和更高的效率。多相電路120利用其諧振特性，得以使輸出電壓的電壓範圍較一般直流/直流轉換電路的電壓範圍大，並降低直流/直流轉換的損失。
第2圖為根據本案一些實施例繪示第1圖之電源轉換裝置100之控制器110及多相電路120A之電路架構示意圖。在一些實施例中，多相電路120A實作為DAB電路(或稱為二相電路)。控制器110及多相電路120A耦接於電源轉換裝置100之輸入端(即電容Cbus，或稱母線端)及輸出端(即電容Co，或稱電網的火線及地線之間)。
在一些實施例中，控制器110包含感測電路111、控制電路112及訊號產生電路113。感測電路111用以偵測輸入端的母線端電壓Vbus、輸出端的輸出電壓Vo及輸出電流Io，並產生回授訊號至控制電路112。控制電路112用以根據回授訊號之情況產生對應的指令，以控制訊號產生電路113產生對應的控制訊號S1~S8至多相電路120A。訊號產生電路113用以產生控制訊號S1~S8以控制多相電路120A。在一些實施例中，控制訊號S1~S8為脈衝寬度調變訊號(Pulse-width modulation,PWM)。
在一些實施例中，多相電路120A包含第一相電路、第二相電路、諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵磁電感LM及變壓器TS。第一相電路包含初級側電路P1及整流側電路R1。第二相電路包含初級側電路P2及整流側電路R2。初級側電路P1及初級側電路P2為全橋式電路。整流側電路R1及整流側電路R2為全橋式電路。
多相電路120A基本上由四種結構組成，其包含初級側、諧振側、變壓側及整流側。初級側即為上述初級側電路P1及初級側電路P2。初級側之功能在於將直流電壓(即母線端電壓Vbus)轉換為高頻方波，以輸入至諧振側。諧振側即為上述諧振電容Cr、諧振電感Lr及勵磁電感LM所組成的諧振槽。諧振側之功能在於消除初級側之高頻方波的諧波並輸出的正弦波。
接著，變壓側即為上述變壓器TS。變壓側之功能
在於將正弦波輸出至整流側，並根據實際需求進行升壓及降壓。整流側即為整流側電路R1及整流側電路R2。整流側之功能在於將正弦波轉換為穩定的直流電壓(即輸出電壓Vo)。上述內容為多相電路120A之操作及輸出不同多相電壓。
在一些實施例中，初級側電路P1包含開關T1及開關T2。初級側電路P2包含開關T3及開關T4。整流側電路R1包含開關T5及開關T6。整流側電路R2包含開關T7及開關T8。請以圖式中元件上方及右方起算為第一端，開關T1至開關T8皆包含第一端、第二端及控制端。開關T1至開關T8之控制端分別響應控制訊號S1至控制訊號S8之準位交替導通。開關T1之第二端及開關T2之第一端耦接於諧振電容Cr之第二端。開關T3之第二端及開關T4之第一端耦接於勵磁電感LM之第二端及變壓器TS之第四端。勵磁電感LM之第一端耦接於諧振電感Lr之第一端及變壓器TS之第三端。諧振電感Lr之第二端耦接於諧振電容Cr之第一端。開關T5之第二端及開關T6之第一端耦接於變壓器TS之第一端。開關T7之第二端及開關T8之第一端耦接於變壓器TS之第二端。
在一些實例中，開關T1至開關T8可依據實際需求分別實作為P型金屬氧化物半導體場效電晶體(P-type Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,PMOS)或N型金屬氧化物半導體場效電晶體(N-type Metal-Oxide-Semiconductor
Field-Effect Transistor,NMOS)。
為使本案多相電路120A之操作易於理解，請一併參閱第3圖及第4圖。第3圖為根據本案一些實施例繪示的多相電路控制方法200之步驟示意圖。第4圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之多相電路120A之控制訊號時序圖。第5圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之多相電路120A之電路狀態示意圖。多相電路控制方法200包含步驟210至步驟260。多相電路控制方法200可由第2圖之電源轉換裝置100所執行。
於步驟210中，請參閱第2圖至第4圖，藉由控制器110之訊號產生電路113分別產生控制訊號S1及控制訊號S2至第一相電路之初級側電路P1，並分別產生控制訊號S5及控制訊號S6至第一相電路之整流側電路R1。控制訊號S1基本上與控制訊號S5相同。控制訊號S2基本上與控制訊號S6相同。控制訊號S1及控制訊號S2互為反向訊號。後續討論將以控制訊號S1及控制訊號S2為主。也就是說，後續討論將以初級側之操作為主，整流側之操作同步於初級側之操作，於後續段落不作贅述。
於步驟220中，請參閱第2圖至第4圖，藉由控制器110之訊號產生電路113分別產生控制訊號S3及控制訊號S4至第二相電路之初級側電路P2，並分別產生控制訊號S7及控制訊號S8至第二相電路之整流側電路R2。控制訊號S3基本上與控制訊號S7相同。控制訊號S4基
本上與控制訊號S8相同。控制訊號S3及控制訊號S4互為反向訊號。後續討論將以控制訊號S3及控制訊號S4為主。也就是說，後續討論將以初級側之操作為主，整流側之操作同步於初級側之操作，於後續段落不作贅述。
於步驟230中，請參閱第2圖至第4圖，藉由第一相電路之初級側電路P1之開關T1及開關T2於階段I1分別根據控制訊號S1及控制訊號S2輪流導通。於此同時，藉由第二相電路之初級側電路P2之開關T3及開關T4分別根據控制訊號S3及控制訊號S4輪流導通。藉由初級側電路P1及初級側電路P2將直流電壓(即母線端電壓Vbus)轉換為高頻方波。接者，分別透過諧振側、變壓側及整流側之轉換輸出穩定的雙相電壓至輸出端(即電容Co)。詳細操作已於上述段落描述，於此不作贅述。在一些實施例中，雙相電壓之範圍介於250V至400V之間。
現有電動車之電壓需求範圍介於400伏特(V)至800伏特(V)，且電流需求範圍介於1安培(A)至40安培(A)。基於輸出電壓需要多種電壓範圍及多種電流範圍的情況，例如原先三相電壓之電壓及電流需求分別為800V及30安培(A)，現今需要單相電壓之電壓及電流需求分別為150V及10安培(A)。電源轉換裝置僅藉由單一三相諧振電路之設計，使得輸入電壓及輸出電壓之間的增益無法達到原本預期增益，或輸入電壓及輸出電壓無法達到預期的運作範圍。
此外，若直接由三相諧振電路切換為二相輸出及單
相輸出，由於不同相位的增益需求不同，輸出電壓及輸出電流將發生過衝(overshoot)和欠衝(undershoot)。過衝之定義指訊號超過了預期值，其為暫態響應之一。相反地，當訊號低於預期值時，則稱之為欠衝。
於步驟240中，請參閱第3圖至第5圖，當控制器110於階段I1偵測到輸出電壓Vo低於預設電壓(例如為250V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)，則藉由控制器110啟動軟轉換機制，以將輸出電壓Vo從輸出穩定的雙相電壓切換為穩定的單相電壓。藉由控制器110改變控制訊號S3之工作週期，以關閉第二相電路之初級側電路P2之開關T3及整流側電路R2之開關T7。
在一些實施例中，請參閱第4圖及第5圖，藉由控制器110分別於階段I2之三個子階段I21至子階段I23中逐漸將階段I1之控制訊號S3之工作週期自50%依序減少為30%、20%及10%。最後，於階段I3中，控制訊號S3之工作週期被控制器110調整為零。
於步驟250中，請參閱第3圖至第5圖，承上述步驟240之說明，當控制器110於階段I1偵測到輸出電壓Vo低於預設電壓(例如為250V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)，則藉由控制器110改變控制訊號S4之工作週期，以完全導通第二相電路之初級側電路P2之開關T4及整流側電路R2之開關T8。
在一些實施例中，請參閱第4圖及第5圖，藉由控制器110分別於階段I2之三個子階段I21至子階段
I23中逐漸將階段I1之控制訊號S4之工作週期自50%依序增加為70%、80%及90%(相對於控制訊號S3)。最後，於階段I3中，控制訊號S3之工作週期被控制器110調整為100%。
於步驟260中，請參閱第2圖至第4圖，藉由第一相電路之初級側電路P1之開關T1及開關T2維持交替導通。於此同時，藉由第二相電路之初級側電路P2之開關T3根據控制訊號S3關閉，且開關T4根據控制訊號S4導通。藉由第一相電路及第二相電路輸出穩定的單相電壓至輸出端(即電容Co)。詳細操作相似於步驟230，於此不作贅述。
在一些實施例中，若當輸出電壓Vo高於預設電壓(例如為250V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)，則藉由控制器110分別改變控制訊號S3之工作週期及控制訊號S4之工作週期(相當於由階段I3反向變化至階段I1)，以藉由第一相電路及第二相電路從輸出穩定的單相電壓切換為輸出穩定的雙相電壓。每一相的相位差為180°。
藉由上述多相電路控制方法200之軟轉換機制，多相電路120A得以分別輸出符合預期增益的雙相電壓及單相電壓，並避免輸出電壓Vo及輸出電流Io發生過衝(overshoot)和欠衝(undershoot)。
第6圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之控制器110及多相電路120B之示意圖。在一些
實施例中，多相電路120B實作為三相電路。控制器110及多相電路120B耦接於電源轉換裝置100之輸入端(即電容Cbus，或稱母線端)及輸出端(即電容Co，或稱電網的火線及地線之間)。第6圖之控制器110之內部結構及操作基本相同於第2圖之控制器110之內部結構，於此不作贅述。須說明的是，由原先二相電路之設計增加為三相電路之設計，控制器110用以產生對應的控制訊號S1~S12至多相電路120B。在一些實施例中，控制訊號S1~S12為脈衝寬度調變訊號(Pulse-width modulation,PWM)。
在一些實施例中，多相電路120B包含第一相電路、第二相電路、第三相電路、諧振電容Cr1~Cr3、諧振電感Lr1~Lr3、勵磁電感LM1~LM3及變壓器TS1~TS3。第一相電路包含初級側電路P1及整流側電路R1。第二相電路包含初級側電路P2及整流側電路R2。第三相電路包含初級側電路P3及整流側電路R3。初級側電路P1、初級側電路P2及初級側電路P3為半橋式電路。整流側電路R1、整流側電路R2及整流側電路R3為半橋式電路。
如同第2圖之多相電路120A，多相電路120B基本上由四種結構組成，其包含初級側、諧振側、變壓側及整流側。初級側即為上述初級側電路P1、初級側電路P2及初級側電路P3，並用以將直流電壓(即母線端電壓Vbus)轉換為高頻方波，以輸入至諧振側。諧振側即為上述諧振電容Cr1~Cr3、諧振電感Lr1~Lr3及勵磁電感
LM1~LM3，並用以消除初級側之高頻方波的諧波並輸出的正弦波。
變壓側即為上述變壓器TS1~TS3，並用以將正弦波輸出至整流側，並根據實際需求進行升壓及降壓。整流側即為整流側電路R1、整流側電路R2及整流側電路R3，並用以將正弦波轉換為穩定的直流電壓(即輸出電壓Vo)。上述內容為多相電路120B之操作及輸出不同多相電壓。
在一些實施例中，初級側電路P1包含開關T1及開關T2。初級側電路P2包含開關T3及開關T4。初級側電路P3包含開關T5及開關T6。整流側電路R1包含開關T7及開關T8。整流側電路R2包含開關T9及開關T10。整流側電路R3包含開關T11及開關T12。
在一些實例中，開關T1至開關T12可依據實際需求分別實作為P型金屬氧化物半導體場效電晶體(P-type Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,PMOS)或N型金屬氧化物半導體場效電晶體(N-type Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,NMOS)。
相較於第2圖之多相電路120A，多相電路120B與多相電路120A之第一個差異在於多了第三相電路。第二個差異在於多相電路120B為三組諧振槽(即諧振電容Cr1~Cr3、諧振電感Lr1~Lr3及勵磁電感LM1~LM3)以及整流側電感Ls1~Ls3及電容Cs1~Cs3。多相電路
120B之電路結構包含三組諧振電路。每一諧振電路基本上由初級側及整流側成對的半橋式電路配對一組諧振槽。
第7圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之多相電路120B之控制訊號時序圖。在一些實施例中，請參閱第6圖及第7圖，藉由第一相電路之初級側電路P1之開關T1及開關T2於階段I1分別根據控制訊號S1及控制訊號S2輪流導通。於此同時，藉由第二相電路之初級側電路P2之開關T3及開關T4分別根據控制訊號S3及控制訊號S4輪流導通。藉由第三相電路之初級側電路P3之開關T5及開關T6分別根據控制訊號S5及控制訊號S6輪流導通。藉由初級側電路P1、初級側電路P2及初級側電路P3將直流電壓(即母線端電壓Vbus)轉換為高頻方波。接者，分別透過諧振側、變壓側及整流側之轉換輸出穩定的三相電壓至輸出端(即電容Co)。在一些實施例中，三相電壓之電壓範圍介於400V至800V之間或800V以上。三相電壓之每一相的相位差為120°。
第8圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之多相電路120B之電路狀態示意圖。在一些實施例中，請參閱第7圖及第8圖，當控制器110於階段I1偵測到輸出電壓Vo低於預設電壓(例如為400V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)時，則藉由控制器110分別於階段I2之子階段I21及子階段I22改變控制訊號S5之工作週期及控制訊號S6之工作週期依序減少為30%及10%。最後，於階段I3中，控制訊號S5之工作
週期及控制訊號S6之工作週期被控制器110調整為零，以關閉第三相電路之初級側電路P3及整流側電路R3。
於此同時，藉由控制器110將控制訊號S1及控制訊號S3之相位差由階段I1中之120°依序於階段I2之子階段I21及I22逐漸增加。最後於階段I3中控制訊號S1及控制訊號S3之相位差增加至180°。相同地，藉由控制器110將控制訊號S2及控制訊號S4之相位差由階段I1中之120°依序於階段I2之子階段I21及I22逐漸增加。最後於階段I3中控制訊號S1及控制訊號S3之相位差增加至180°。最後，電源轉換裝置100藉由初級側、諧振側、變壓側及整流側之轉換輸出穩定的雙相電壓至輸出端(即電容Co)。雙相電壓之每一相的相位差為180°。
第9圖為根據本案一些實施例繪示的電源轉換裝置100之多相電路120B之電路狀態示意圖。在一些實施例中，請參閱第7圖及第9圖，當控制器110於階段I1偵測到輸出電壓Vo進一步低於預設電壓(例如為250V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)時，則藉由控制器110分別於階段I4之三個子階段I41至子階段I43中逐漸將階段I3之控制訊號S3之工作週期自50%依序減少為30%、20%及10%。最後，於階段I5中，控制訊號S3之工作週期被控制器110調整為零。
於此同時，藉由控制器110分別於階段I4之三個子階段I41至子階段I43中逐漸將階段I3之控制訊號S4
之工作週期自50%依序增加為70%、80%及90%(相對於控制訊號S3)。最後，於階段I5中，控制訊號S4之工作週期被控制器110調整為100%。
最後，電源轉換裝置100藉由初級側、諧振側、變壓側及整流側之轉換輸出穩定的單相電壓至輸出端(即電容Co)。
在一些實施例中，若當輸出電壓Vo高於預設電壓(例如為250V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)，則藉由控制器110分別改變控制訊號S3之工作週期及控制訊號S4之工作週期(相當於由階段I5反向變化至階段I3)，以藉由第一相電路及第二相電路從輸出穩定的單相電壓切換為輸出穩定的雙相電壓。
在一些實施例中，若當輸出電壓Vo高於預設電壓(例如為400V，其數值僅用做示例，並不以本案實施例為限)，則藉由控制器110分別改變控制訊號S5之工作週期及控制訊號S6之工作週期、並改變控制訊號S3之相位及控制訊號S4之相位(相當於由階段I3反向變化至階段I1)，以藉由第一相電路、第二相電路及第三相電路從輸出穩定的雙相電壓切換為輸出穩定的三相電壓。
依據前述實施例，本案提供一種藉由本案多相電路控制方法之設計，使得電源轉換裝置之多相電路能滿足不同電壓範圍及電流範圍，並於火線上可根據輸出電壓之需求分別提供多相電壓(例如三相電壓、雙相電壓及單相電壓)，以滿足不同增益的需求。
雖然本案以詳細之實施例揭露如上，然而本案並不排除其他可行之實施態樣。因此，本案之保護範圍當視所附之申請專利範圍所界定者為準，而非受於前述實施例之限制。
200：方法
210~260：步驟
Claims (15)
- 一種多相電路控制方法，適用於一多相電路，該多相電路耦接於一電源轉換裝置之一輸入端及一輸出端，並用以將該輸入端之一輸入電壓轉換為該輸出端所需的一輸出電壓，該多相電路包含一第一相電路及一第二相電路，該第一相電路及該第二相電路皆包含一初級側電路及一整流側電路，其中該初級側電路及該整流側電路皆包含一第一開關及一第二開關，該多相電路控制方法包含： 藉由一控制器分別產生一第一控制訊號及一第二控制訊號至該第一相電路； 藉由該控制器分別產生一第三控制訊號及一第四控制訊號至該第二相電路； 藉由該第一相電路及該第二相電路輸出一雙相電壓至該輸出端； 當該控制器偵測到該輸出電壓低於一第一預設電壓時，則藉由該控制器改變該第三控制訊號之一工作週期，以關閉該第二相電路之該初級側電路及該整流側電路之該第一開關； 藉由該控制器改變該第四控制訊號之一工作週期，以導通該第二相電路之該初級側電路及該整流側電路之該第二開關；以及 藉由該第一相電路及該第二相電路輸出一單相電壓至該輸出端。
- 如請求項1所述之多相電路控制方法，其中藉由該控制器改變該第三控制訊號之該工作週期，以關閉該第二相電路之該初級側電路及該整流側電路之該第一開關之步驟包含： 藉由該控制器於一切換階段逐漸減少該第三控制訊號之該工作週期； 其中藉由該控制器改變該第四控制訊號之該工作週期，以導通該第二相電路之該初級側電路及該整流側電路之該第二開關之步驟包含： 藉由該控制器於該切換階段逐漸增加該第四控制訊號之該工作週期。
- 如請求項1所述之多相電路控制方法，其中該多相電路更包含一第三相電路，該第三相電路包含一初級側電路及一整流側電路，其中該第三相電路之該初級側電路及該整流側電路皆包含一第一開關及一第二開關，該多相電路控制方法更包含： 藉由該控制器產生一第五控制訊號至該第三相電路之該初級側電路及該整流側電路之該第一開關； 藉由該控制器產生一第六控制訊號及該第三相電路之該初級側電路及該整流側電路之該第二開關；以及 藉由該第一相電路、該第二相電路及該第三相電路輸出一三相電壓至該輸出端。
- 如請求項3所述之多相電路控制方法，該多相電路控制方法更包含： 當該控制器偵測到該輸出電壓低於一第二預設電壓時，則藉由該控制器分別改變該第五控制訊號之一工作週期及該第六控制訊號之一工作週期，以關閉該第三相電路； 藉由該控制器改變該第三控制訊號之一相位及該第四控制訊號之一相位，以調整該第二相電路之一驅動模式；以及 藉由該第一相電路及該第二相電路輸出該雙相電壓至該輸出端。
- 如請求項4所述之多相電路控制方法，其中藉由該控制器分別改變該第五控制訊號之該工作週期及該第六控制訊號之該工作週期，以關閉該第三相電路之步驟包含： 藉由該控制器於一切換階段逐漸減少該第五控制訊號之該工作週期；以及 藉由該控制器於該切換階段逐漸減少該第六控制訊號之該工作週期。
- 如請求項4所述之多相電路控制方法，其中藉由該控制器改變該第三控制訊號之該相位及該第四控制訊號之該相位，以調整該第二相電路之該驅動模式之步驟包含： 藉由該控制器於一切換階段逐漸增加該第一控制訊號及該第三控制訊號之間的一相位差；以及 藉由該控制器於該切換階段逐漸增加該第二控制訊號及該第四控制訊號之間的一相位差。
- 如請求項4所述之多相電路控制方法，該多相電路控制方法更包含： 當該控制器偵測到該輸出電壓低於該第一預設電壓時，則藉由該控制器分別改變該第三控制訊號之該工作週期及該第四控制訊號之該工作週期；以及 藉由該第一相電路及該第二相電路輸出該單相電壓至該輸出端。
- 如請求項7所述之多相電路控制方法，其中該第一預設電壓低於該第二預設電壓。
- 如請求項7所述之多相電路控制方法，其中藉由該控制器分別改變該第三控制訊號之該工作週期及該第四控制訊號之該工作週期之步驟包含： 藉由該控制器於一切換階段逐漸減少該第三控制訊號之該工作週期；以及 藉由該控制器於該切換階段逐漸增加該第四控制訊號之該工作週期。
- 一種電源轉換裝置，包含： 一控制器，耦接於該電源轉換裝置之一輸入端及一輸出端，並用以分別產生一第一控制訊號、一第二控制訊號、一第三控制訊號及一第四控制訊號；以及 一多相電路，耦接於該電源轉換裝置之該輸入端及該輸出端，並包含： 一第一相電路，耦接於該控制器，並用以根據該第一控制訊號及該第二控制訊號導通；以及 一第二相電路，耦接於該控制器，並用以根據該第三控制訊號及該第四控制訊號導通，其中該第一相電路及該第二相電路共同產生一雙相電壓； 其中當該控制器偵測到該輸出端之一輸出電壓低於一第一預設電壓時，則該控制器用以分別改變該第三控制訊號之工作週期及該第四控制訊號之工作週期，以控制該第一相電路及該第二相電路輸出一單相電壓。
- 如請求項10所述之電源轉換裝置，其中該控制器更用以產生一第五控制訊號及一第六控制訊號，其中該多相電路更包含： 一第三相電路，耦接於該控制器，並用以根據該第五控制訊號及該第六控制訊號導通，其中該第三相電路與該第一相電路及該第二相電路共同產生一三相電壓。
- 如請求項11所述之電源轉換裝置，其中當該控制器偵測到該輸出電壓低於一第二預設電壓，則該控制器更用以改變該第五控制訊號之工作週期及該第六控制訊號之工作週期，以關閉該第三相電路，其中該控制器更用以改變該第三控制訊號之相位及該第四控制訊號之相位，以控制該第一相電路及該第二相電路輸出該雙相電壓。
- 如請求項12所述之電源轉換裝置，其中該第五控制訊號之該工作週期及該第六控制訊號之該工作週期於一切換階段被逐漸改變至零。
- 如請求項12所述之電源轉換裝置，其中當該控制器偵測到該輸出電壓低於該第一預設電壓，則該控制器更用以改變該第三控制訊號之工作週期及該第四控制訊號之工作週期，以控制該第一相電路及該第二相電路輸出該單相電壓。
- 如請求項14所述之電源轉換裝置，其中該第三控制訊號之該工作週期及該第四控制訊號之該工作週期於一切換階段被逐漸改變至相異。
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- 2024-03-12 CN CN202410279993.4A patent/CN120222809A/zh active Pending
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