WO1994018757A1

WO1994018757A1 - Circuit d'elimination du bruit mf aleatoire

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Publication number: WO1994018757A1
Application number: PCT/JP1994/000169
Authority: WO
Inventors: Kazuhiro Daikoku
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1993-02-05
Filing date: 1994-02-04
Publication date: 1994-08-18
Anticipated expiration: 1995-08-05
Also published as: EP0684703B1; CA2155432C; EP0684703A4; DE69428192T2; AU5979294A; US5678218A; EP0684703A1; DK0684703T3; KR100332607B1; CN1175136A; KR960700576A; CA2155432A1; CN1037057C; CN1117777A; CN1091328C; AU680468B2; DE69428192D1

Description

明細書ランダム FM雑音除去回路

〔技術分野〕

本発明は無線通信の品質改善に利用する。特に、激しいフ一ジングが常時発生するような移動伝搬路でも品質のよい信号受信を行うことのできる無線通信装置に関する。

〔背景技術〕

移動通信伝搬路で発生するランダム FM雑音を除去する方法として、被変調波の近傍に挿入されたパイロット信号を利用する方法が知られている。この方法では、ランダム FM雑音に汚染されたパイ口ット信号を狭帯域フィルタで抽出し、局部発振器の出力信号と混合して周波数変換した後、その振幅を振幅制限器で一定とし、この信号とランダム FM雑音に汚染されたパイロット信号を含む被変調波とを周波数変換器で差周波数混合することによってランダム FM雑音を除去する。このためにフィードフォワード回路構成を用いる。

従来文献としては、本願発明者らによるものとして、

( 1 ) 特開平 1一 2 1 0 2 2号公報

( 2 ) 特開平 3— 2 686 1 6号公報

(3) US特許第 480 37 39号

{ 4 ) K. Daikoku and K. Suwa, Z SSB 「ransceiver with equal - gain combiner for speech and data transmission", IEEE Global Telecommunications Conf. ,

P.26.4.1, Hollywood, Florida, Nov.28 - Dec.1, 1988

がある。また、他機関のものとしては、

(5) Joseph P. McGeehan and Andrew J. Bateman, "Theoretical and experimental investigation of feedforward signal regeneration as a means of combating multipath propagation effects in pilot- based SSB mobile radio systems", IEEE Trans, on Vehicular Technology, Vol. VT 32， No.1, pp.106-120, February 1983 ( 6 ) 特公平 1一 42535号公報（国際公開 W〇 81/ 00495 )

( 7 ) Edited by William Jakes Jr. , Microwave Mobile し om睡 ications ,

New York, John Wiley & Sons. Inc. (1974), Chapter 5 Fundamentals of diversity systems, Chapter 6 Diversity techniques

なとがある。（1) に開示の技術は、ランダム FM雑音除去回路と選択増幅回路とが一体化されていないので、部品点数が多いなどの欠点がある。（2) はこの欠点を改善したものであり、ランダム FM雑音除去回路と選択増幅回路とを一体ィ匕している。（3) は RZ S SB方式の基本的な特許であり、 S SB信号を従来の方法とは異なる方法、すなわち振幅制限器、周波数弁別器および積分器からなる P M復調器とリニアライザとで復調できることを開示したものである。（ 4 ) は、チャンネル間隔 5 kHzで 300 Hzから 3. 4 KH zの電話と同じ情報帯域を確保し、常時激しいフェージングが発生する移動伝搬路で優れた伝送特性が得られることを報告し、特に RZ S SB方式の基本特性からデータ信号伝送特性について報告したものである。（5) は英国 Bristol 大学の研究であり、パイ σット信号を情報信号帯域内に配置することを特徴の一つとしている S S Β方式である。このため、この方式は TT I B (Transparent Tone In Band) 方式と呼ばれる。受信機では、移動伝搬路で受けたフェージングで劣化した受信信号を F FSR (Feedforward Signal Regeneration)と名付けられた AG C (Automatic

Gain Control) と AFC (Automatic Frequency Control)の機能をもつ回路で修復することを特徴としている。さらに、 FFSR部では、ランダム FM雑音をフイードフォヮ一ド回路形式で除去している。（ 6 ) に開示の技術では、（ 5 ) の文献にある FFSRに類似した処理を行っている。（7) では、ランダム FM雑音除去技術を含めダイバーシチ技術全般について詳しく記述している。

し力、し、従来のフィ一ドフォワード構成の回路では、パイ口ット信号を抽出する狭帯域フィルタの遅延特性が十分に等化されていない等による問題があり、ラ

) ンダム F M雑音の除去が十分にできない問題があつた。

このような問題を解決し、狭帯域フィルタの遅延時間を等化してランダム FM 雑音が除去できるようにすることも考えられるが、利用する周波数領域では、パイロット信号を抽出する狭帯域フィルタの遅延特性を平坦に等化することが困難であることが多い。

さらに、利用する周波数領域では、広い温度範囲にわたって振幅特性が変化しない小型で安価なパイ口ット信号抽出用の狭帯域フィルタを実現することが困難であることが多い。

また、移動通信装置では、自チャンネル以外の信号を急峻な受信フィルタで除去する必要があるが、狭帯域移動通信方式に適合するフィルタとして、広い温度範囲にわたってその振幅特性が変化しない小型で安価なフィルタを確保することが難しいという問題があった。

本発明は、このような問題点を解決し、フ一ジング周波数が高、ランダム F M雑音を十分に除去できるとともに、自チャンネル以外の信号を十分に除去して品質の高い受信信号を得ることのできる無線通信方法および装置を提供し、さらに、等利得合成ダイバシチ、最大比合成ダイバシチあるいは選択ダイバシチ回路に利用されるランダム F M雑音除去回路を提供することを目的とする。

〔発明の開示〕

本発明のランダム F M雑音除去回路は、高周波帯（R F帯または I F帯）の入力信号からパイロット信号を含む被変調波を抽出する第一のフィルタ手段と、この第一のフィルタ手段の出力からパイ口ット信号を抽出する第二のフィルタ手段と、抽出されたパイロット信号の振幅を実質的に一定の値に振幅制限する振幅制限手段と、この振幅制限手段の出力を第一のフィルタ手段により抽出された信号に周波数混合することにより被変調波およびパイ口ット信号にそれぞれ含まれていたランダム F M雑音成分を相殺する雑音相殺手段と、この雑音相殺手段に入力される二つの信号の遅延時間を等化する遅延等化手段とを備えたランダム F M雑音除去回路において、第一のフィルタ手段は、高周波帯の入力信号から受信すベき周波数を取り出す第一の帯域通過手段と、この第一の帯域通過手段の出力を低周波帯（A F帯）の信号に周波数変換する入力周波数変換手段と、パイ Dット信号を含む被変調波をこの低周波数帯の信号で抽出する第二の帯域通過手段とを含むことを特徴とする。

雑音相殺手段の入力において（パイロット信号を含む）被変調波とパイロット信号との搬送波が異なるように、いずれか一方を周波数変換する必要がある。通常は、ノ、 °ィ口ット信号を周波数変換する。すなわち、抽出されたパイ口ット信号を周波数変換して振幅制限手段に供給する手段を備えることがよし

入力信号に含まれるパイロット信号としては、被変調波の搬送波周波数に近接した周波数で送信側から無変調で送信された信号でもよく、搬送波そのものでもよい。入力信号に含まれる被変調波が週減搬送波単側帯波信号で R Z S S B復調方式を用いる場合には、抽出されたパイロット信号を増幅する手段と、増幅されたパイ口ット信号を低周波帯の被変調波に加算する手段とを備え、遅延等化手段には第二のフィルタ手段および増幅する手段による遅延を等化する遅延回路を含むことがよい。

高周波帯の入力信号から所望の周波数を取り出して低周波帯の信号に周波数変換し、その周波数でパイロット信号が付加された被変調波を抽出する。帯域制限を無線周波数段だけで行うわけではないので、無線周波数段の帯域通過フィルタに要求される帯域制限の要求条件が緩和され、さらに、動作温度領域での要求条件も緩和される。低周波帯の帯域通過フィルタの場合には、全動作温度領域にわたつて変動のない帯域特性が容易に得られる。

〔図面の簡単な説明〕

図 1は本発明第一実施例のランダム F M雑音除去回路を示すプロック構成図。図 2は本発明第二実施例のランダム F M雑音除去回路を示すブ nック構成図。図 3は本発明の利用例を示すプロック構成図であり、 2ブランチ等利得合成ダィバーシチ回路の構成を示す図。

図 4は本発明の利用例を示すプロック構成図であり、 nブランチ等利得合成ダィバーシチ回路の構成を示す図。

図 5は本発明の別の利用例を示すプロック構成図であり、 nブランチ最大比合成ダイバーシチ回路の構成を示す図。

図 6は本発明のさらに別の利用例を示すプロック構成図であり、 nブランチ選択合成ダイバーシチ回路を示す図。

図 7はディジタル信号処理回路を用いた実施例を示すプロック構成図。

図 8はディジタル信号処理回路による処理フ口一を示す図。

図 9はランダム F M雑音除去特性を測定するための室内実験装置を示すプロック構成図。

図 1 0は得られた特性を示す図。

〔発明を実施するための最良の形態〕

図 1は本発明第一実施例のランダム F M雑音除去回路を示すプロック構成図であな o

この装置は、パイ口ット信号を含む被変調波からパイ口ット信号を抽出する第二のフィルタ手段として帯域通過フィルタ 1 4を備え、抽出されたパイロット信号の振幅を実質的に一定の値に振幅制限する振幅制限手段として振幅制限回路 1 7を備え、この振幅制限回路 1 7の出力をパイロット信号を含む変調波に周波数混合することにより被変調波およびパイ口ット信号にそれぞれ含まれていたランダム F M雑音成分を相殺する雑音相殺手段として周波数変換器 1 9および帯域通過フィフルタ 2 0を備え、この雑音相殺手段に入力される二つの信号の遅延時間を等化する遅延等化手段として遅延回路 1 8を備える。

ここで本実施例の特徴とするところは、高周波帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出す第一の帯域通過手段として帯域通過フィルタ 1 0を備え、この帯域通過フィルタ 1 0の出力を低周波帯の信号に周波数変換する入力周波数変換手段として周波数変換器 1 1および局部発振器 1 2を備え、パイロット信号を含む被変調波をこの低周波数帯の信号で抽出する第二の帯域通過手段として帯域通過フィルタ 1 3を備えたことにある。また、帯域通過フィルタ 1 4により抽出されたパイロット信号を周波数変換して振幅制限回路 1 7に供給する手段として、周波数変換器 1 5および帯域通過フィルタ 1 6を備える。

この実施例の動作について、被変調波の搬送波周波数に近接した周波数のパイ ^ット信号が送信側から無変調で送信されている場合について説明する。

帯域通過フィルタ 1 0には、パイロット信号と被変調波とが入力する。帯域通過フィルタ 1 0は、自チャンネルに減衰を与えずに隣接チャンネルの信号をある程度除去する。周波数変換器 1 1は、帯域通過フィルタ 1 0の出力信号を局部発振器 1 2の出力信号により低周波帯に周波数変換する。帯域通過フィルタ 1 3は、周波数変換後の信号から、自チャンネル以外の信号をシステムで要求されるレべルまで除去する。帯域通過フィルタ 1 4は周波数変換されたパイ口ット信号を抽出する。周波数変換器 1 5は帯域通過フィルタ 1 4の出力信号を局部発振器 1 2 の出力信号により周波数変換し、帯域通過フィルタ 1 6は不要波を除去する。これにより、高周波帯のパイロット信号が得られる。振幅制限回路 1 7は振幅一定の信号を生成し、疑似ローカル信号として周波数変換器 1 9に供給する。

帯域通過フィルタ 1 3の出力は、帯域通過フィルタ 1 4および 1 6で発生する遅延時間に等しい時間だけ遅延回路 1 8で遅延し、周波数変換器 1 9に供給される。周波数変換器 1 9は、振幅制限回路 1 7からの疑似ローカル信号と遅延回路 1 8を経由した信号との差周波数が得られるように周波数変換を行う。これによりランダム F M雑音が除去される。帯域通過フィルタ 2 0は、周波数変換器 1 9 の出力に含まれる不要波を除去する。

このようにして、帯域通過フィルタ 2 0の出力には、ランダム F M雑音が除去されたパイ口ット信号を含む被変調波が生成される。

本実施例では、二つの帯域通過フィルタ 1 0、 1 3により通信装置で要求される主帯域制限を行っている。従来の装置では、高周波帯の一つの帯域通過フィルタで主帯域制限することが多い。そしてその場合には、全動作温度領域にわたつて、通信装置から要求される帯域特性をもったフィルタが要求される。しかし、狭帯域通信方式を用いる受信機では、これを確保することが困難である。そこで、本実施例では、高周波帯の帯域通過フィルタ 1 0でまず、隣接チャンネルからの信号などの不要波に対して低周波帯の帯域通過フィルタ 1 3のダイナミックレンジが確保できるように帯域制限し、その後に、帯域通過フィルタ 1 3で通信装置に要求される主帯域制限を正確に行う。このようにすると、第一に、高周波帯の帯域通過フィルタ 1 0に対する動作温度領域での要求条件が緩和され、必要な特性を比較的容易に実現することができる。第二に、低周波帯の帯域通過フィルタ 1 3ではその帯域特性を全動作温度領域にわたって変動なく確保できるので、正確な主帯域制限が実現できるとともに、集積回路を用いて容易に実現できるので、小型化できるなどの利点がある。

また、帯域通過フィルタ 1 4についても、低周波帯で動作するので、遅延特性も十分に平坦となるものが設計、製造でき、遅延回路 1 8で十分に等化できる。第一実施例の動作を数式を用いて説明する。まず、送信信号 S (t) が、 S (t) =k cos(tu_P t ) + A (t) cos(ft>_c t + ω (†.)) … （ 1 ) であるとする。第 1項がパイロット信号、第 2項が被変調波である。この信号が移動伝搬路を伝搬し、図 1の回路に入力するときには、

S (t) =R (t) k cos(o)_P t + 5w (t) +a)

+ R (t) A(t) cos(io_c t +ω (t) + o a (t) + ) ■■■ (2) となる。ここで、 R (t) はレーレ一 . フェージング雑音、 S w(t) はランダム F M雑音、は位相を表す。

局部発振器 1 2の発振角周波数を ω。、その位相を簡単のため零とすると、周波数変換器 1 1により周波数変換された信号は、

S■ (t) =R (t) k cos {(ο)_Ρ-ω₀) t + o ω (t) + α}

+ R (t) A(t) cos { (we- o o) t + ω (ί) + δ ω {ί) + }

… （3) となる。帯域通過フィルタ 1 4で抽出される信号は、

S₂(t) =R (t-r ,) k cos {(ω_Ρ— ω₀) ( t—て ,） + δ ω (ί-τ + となる。て、は帯域通過フィルタ 1 4の遅延時間であり、平坦に等化されたところの遅延時間である。さらに周波数変換器 1 5で周波数変換し、帯域通過フィルタ 1 6で不要波を除去し、振幅制限回路 1 7で振幅を一定にした信号は、

S 3 (t) = cos {ω_Ρ ( t— r ,— r ₂) + 5 ω (t-r ₂) + a)

… （4) となる。 r ₂ は帯域通過フィルタ 1 6の遅延時間である。また、簡単のために振幅制限回路 1 7の出力信号の振幅は「 1」とした。

帯域通過フィルタ 1 3から遅延回路 1 8に入力された信号は、帯域通過フィルタ 1 4および 1 6による遅延時間て， + r ₂ が等化され、

S 5 (t) =R (t-て 1—て 2) cos {(ω_Ρ—ω₀) ( t一て ,一て ₂

+ 0 ω (t- r r ₂) + <x}

+ R (t-r ,-r ₂) A (t-r ,-r ₂)

Xcos {(ω —ω₀) ( t — r ,— r ₂) + ω (t- r r ₂)

+ o ω (t- r ,- r ₂) + ex) ··· (5) となる。この信号について、（4) 式に示した振幅制限回路 1 7の出力を疑似口一カル信号として用い、周波数変換器 1 9により周波数変換を行って差周波を生成する。これにより、

Ss(t) =R (t—て ,—て ₂) cos {ω₀ — て，一て 2) }

+ R (t-r ₂) A (t-r ,-r ₂)

xcos {(ω_Ρ- _c+ ω₀) ( t一て，一て ₂)— ω (t— r i- r ₂)} が得られる。すなわち、ランダム FM雑音 So (t-て，-て 2) と入力の位相"とが除去される。

図 2は本発明第二実施例のランダム FM雑音除去回路を示すプロック構成図で ¾>る。

この実施例は本発明を R Z S S B受信機で実施したものである。すなわち、入力信号が遞減搬送波単側帯波であり、パイ口ット信号として被変調波の搬送波を用いる場合の構成を示す。図 2には、入力信号が〗 F帯の信号の場合について、各部における被変調波とパイロット信号（搬送波）とのスぺクトルをランダム F Μ雑音成分を含めて簡略化して示す。 R Z S SBの場合には、帯域通過フィルタ 1 4により抽出されたパイロット信号を被変調波に加算して全搬送波単側帯波にする必要がある。そこで本実施例では、帯域通過フィルタ 1 4により抽出されたパイ口ット信号を増幅する増幅器 2 2と、増幅されたパイ口ット信号を低周波帯の被変調波に加算する加算器 2 3とを備える。増幅器 2 2の増幅度は、パイ π ット信号成分が被変調波成分に比べて大きくなるように設定される。遅延回路 1 8の代わりに、帯域通過フィルタ 1 4および増幅器 2 2による遅延を等化する遅延回路 2 1を備える。加算器 2 3の出力には帯域通過フィルタ 2 4が接続され、帯域通過フィルタ 1 6による遅延は等化する。

この実施例の動作は実質的に第一実施例の動作と同等であり、帯域通過フィルタ 2 0の出力には、ランダム FM雑音が除去され通減搬送波単側帯波が全搬送波単側帯波に変換された信号が得られる。

この実施例のパイロット信号に関する動作は ω_Ρ =w_c であることを除いて第一実施例と同等であり、ここでは、被搬送波側の動作について数式を用いて説明する。

加算器 2 3で生成される信号は、帯域通過フィルタ 1 4の遅延時間が遅延回路 2 1で等化されているので、

S₄(t) =R (t-r ,) cos {(ω_α~ω₀) ( t - r ,) + δ ω (t-r ,) + )

-i- Π (t- r , ) A (t) cos {(wc-wo) ( t - r ,) + ω (t- r ,)

+ σ ω (t- r i) + a}

となる。ここで、簡単のため搬送波成分を「 1」とした。全搬送波単側帯波が生成するためには、増幅器 2 2の増幅度は 1〉ma X I A(t) | となるように調整する。これにより、帯域通過フィルタ 2 4の出力には第一実施例で説明した（5) 式で表される信号が得られ、帯域通過フィルタ 2 0の出力には、

S 7 (t) =R (t-r ,- r ₂) cos {ω₀( t - r ,- r ₂) }

+ R (t-r ,-r ₂) A (t-r ,-r ₂)

Xcos {ω。 ( t一て，一て ₂) — ω (t—て i—て 2) } が得られる。

図 3は本発明の利用例を示すブ口ック構成図であり、 2ブランチ等利得合成ダィバ—シチ回路を示す。ここで、各ブランチのアンテナからランダム FM雑音除去回路までの利得を等しくなるように構成する。

この回路は、第一実施例または第二実施例に示した回路をランダム雑音除去回路 3 0、 3 1として二つ備え、さらに、この二つのランダム雑音除去回路 3 0、 3 1の各々の出力信号を同相加算する同相加算回路 3 2と、帯域通過フィルタ 3 3とを備える。ランダム雑音除去回路 3 0、 3 1の出力には、それぞれランダム FM雑音と入力の位相とが除去された信号が得られる。そこで、これらの信号の位相は、受信器内で発生する位相のみによっているので、同相加算回路 3 2により同相（コヒ一レント）加算することができる。加算された信号に含まれる不要波については帯域通過フィルタ 3 3により除去する。したがって、帯域通過フィルタ 3 3の出力には、等利得合成された信号が得られる。

図 4は図 3の利用例におけるブランチ数を増やした nブランチ等利得合成ダイバーシチ回路を示す。

この回路は、第一実施例または第二実施例に示した回路をランダム雑音除去回路 4 0— :！〜 4 0— nとして II個備え、さらに、これらのランダム雑音除去回路 4 0— 1〜4 0— nの各々の出力信号を同相加算する同相加算回路 4 1と、帯域通過フィルタ 4 2とを備える。ランダム雑音除去回路 4 0 - 1 - 4 0— nの出力にはそれぞれランダム F M雑音が除去された信号が得られるので、これらを並列に配置し、すべての信号を同相加算回路 4 1により同相（コヒーレント）加算する。加算された信号に含まれる不要波については帯域通過フィルタ 4 2により除去する。これにより、等利得合成された信号が得られる。

図 5は本発明の別の利用例を示すプロック構成図であり、 nブランチ最大比合成ダイバーシチ回路を示す。

この回路は、第一実施例または第二実施例に示した回路をランダム F M雑音除去回路 5 0— 1〜5 0— nとして n個備え、それぞれのランダム F M雑音除去回路で抽出されたパイ口ット信号の信号レベルに基づいてそのランダム F M雑音除去回路の出力信号を増幅する手段として包絡線検波回路 5 1— 1〜 5 1— nおよび利得可変増幅器 5 2— 1〜 5 2— ηを備え、利得可変増幅器 5 2— 1〜 5 2— nの出力を同相加算する同相加算回路 5 3を備え、さらに同相加算回路 5 3の出力から不要波を除去するための帯域通過フィルタ 5 4を備える。

包絡線検波回路 5 1— i ( i = 1〜！ 1 )'は、ランダム F M雑音除去回路 5 0 - i内の帯域通過フィルタ 1 4または 1 6から出力されるパイロット信号のレベルを検出する。利得可変増幅器 5 2— iは、包絡線検波回路 5 1 一 iの出力信号レベルに比例して増幅度が変化し、ランダム F M雑音除去回路 5 0一 iの出カレべルを調整する。同相加算回路 5 3は利得可変増幅器 5 0— 1〜 5 0— nの出力を加算合成する。ブランチ数 nとしては、通常は n = 2力用いられる。

この例では包絡線検波回路をランダム F M雑音除去回路とは別に設けた例を示したが、振幅制限回路（図 1、図 2における 1 7 ) に包絡線検波回路が備えられている場合には、それを利用してもよい。

図 6は本発明のさらに別の利用例を示すプロック構成図であり、 nブランチ選択合成ダイバーシチ回路を示す。

この回路は、第一実施例または第二実施例に示し回路をランダム F M雑音除去回路 6 0— 1〜6 0— nとして n個備え、それぞれのランダム F M雑音除去回路で抽出されたパイ口ット信号の信号レベルを比較してその最大のものを検出する手段として包絡線検波回路 6 1— 1〜 6 1— nおよび最大値検出回路 6 2を備え、この最大値検出回路 6 2の出力に基づいて複数のランダム F M雑音除去回路 6 0— 1〜6 0— nのいずれかの出力信号を選択して出力する手段として切替回路 6 3を備え、さらに、切替回路 6 3の出力から不要波を除去するための帯域通過フィルタ 6 4を備える。

包絡線検波回路 6 1 — i ( i = 1〜！ 1 ) は、ランダム F M雑音除去回路 6 0一 i内の帯域通過フィルタ 1 4または 1 6から出力されるパイロット信号のレベルを検出する。最大値検出回路 6 2は、包絡線検波回路 6 1— 1〜6 1— nの出力信号から最大値を示すブランチがどれであるかを判定し、その判定結果を切替回路 6 3に出力する。切替回路 6 3は、その判定結果にしたがってブランチを切り替え、ランダム F M雑音除去回路 6 0— 1〜 6 ϋ— nのいずれかの出力を選択する。この場合にも、通常は n == 2が用いられる。

この例の場合も図 5の例と同様に、包絡線検波回路 6 1— 1〜6 1— nとして振幅制限回路内の包絡線検波回路を利用することができる。

以上の実施例および利用例において、ランダム F M雑音除去回路およびそれを利用したダイバシチ回路の少なくとも一部をディジタル回路で実現することもできる。すなわち、上述した回路のうち必要な回路についてディジタル信号処理回路（D S P ) のソフトウェアとして設定しておき、入力信号を AZD変換器によりディジタル信号に変換してディジタル信号処理回路によりディジタル演算し、それを DZA変換器によりアナログ信号に変換して出力する。この場合、入力信号の周波数はディジタル信号処理回路が動作する周波数領域、例えば数十 k H z まで下げておく。このようにディジタル信号処理回路で本発明を実施すると、回路全体が L S I化でき、低廉化できると共に、常に正確な処理ができる利点がある。

図 Ίおよび図 8は図 2に示した第二実施例と同等のランダム F M雑音除去回路をディジタル信号処理回路を用いて実現した例を示す図であり、図 7は回路構成、図 8はディジタル信号処理回路による処理フローを示す。この例では、中心周波数が 1 5 k H zとなるように受信機で周波数変換し、不要波を除去した後に、サンプリング周波数 5 0 k H z . 1 6ビット精度の AZD変換器 7 1でディジタル信号に変換し、デイジテル信号処理回路 7 2に入力する。 1 6ビット精度のディジタル信号を用いると、信号のダイナミックジは 2 0 1 0 g 2 ' ⁶= 9 6 d Bが確保できる。さらに、周波数変換などの乗算があっても、十分な精度を確保できるディジタル信号処理回路 7 2では、図 1における帯域通過フィルタ 1 3の中心周波数が 5 k H zとなるように設定する。このように周波数配置を決定すれば、図 1に示した実施例で個別回路により実現したランダム F M除去回路がメモリ 7 3 に記述されたシーケンスにしたがうディジタル信号処理回路 7 2のディジタル演算によって実現される。演算結果は DZA変換器 7 4でアナログ信号に変換する。メモリ 7 3に記述されたシーケンスを変更すれば、図 2に示した第二実施例と同等の回路をディジタル処理で実現できる。また、図 3ないし図 6に示した利用例についても同様にディジタル処理で実現できる。

図 9はランダム FM雑音除去特性を測定するための室内実験装置を示すブ nック構成図であり、図 1 0は得られた特性を示す。

この測定では、移動伝搬路をレーレ ·フヱージング ·シミユレ一タ 9 3と減衰器 9 4とでシミュレートした。減衰器 9 4は基地局からの距離にしたがって信号が減衰する様子をシミュレートするためのものである。測定では、トーン信号発生器 9 1により 1 k H zのトーン信号を発生し、それを送信機 9 2から送信し、レーレ . フヱージング. シミュレータ 9 3および減衰器 9 4を介して受信機 9 5 に入力し、復調されたトーン信号を S I N A D測定器 9 6で測定した。 S I N A D特性は、信号電力 S、雑音電力 N、歪電力 Dを用いて、

S I N A D = 1 0 1 o g [ S + N + D] / [N + D] [ d B)

と定義される値である。この測定結果を図 1 0に示す。受信機 9 5内に本発明実施例のランダム F M雑音除去回路を設けた場合には、フエ一ジング下の特性が著しく改善された。

以上説明したように、本発明のランダム F M雑音除去回路は、回路の構成部品の中で伝送品質に最も影響を与える帯域通過フィルタに要求される条件を緩和でき、比較的安価な回路を用いて、温度特性に優れたランダム F M雑音除去回路を実現できる。また遅延変動も少ないので、遅延量の等化も容易である。また、広、温度にわたつて振幅特性が変化しない小型で安価なフィルタを用いて自チャンネル以外の信号を除去することができる。本発明のランダム FM雑音除去回路は、 1ブランチの通常の受信時、すなわちダイバシチを利用しない場合でも、遅延特性を十分に考慮しランダム F M雑音が除去できるので品質の高い受信信号が得られる。また、 2ブランチ以上のタイバシチでは、各ブランチの信号がそれぞれランダ厶 F M雑音を除去されているので、例えば、これらを全て同相で合成する回路構成を用いて、品質の高い等利得合成ダイバシチ受信信号が得られる。

Claims

請求の範囲

1 . 高周波帯の入力信号からパイロット信号を^む被変調波を抽出する第一のフィルタ手段と、

この第一のフィルタ手段の出力からパイ口ット信号を抽出する第二のフィルタ手段と、

抽出されたパイ口ット信号の振幅を実質的に一定の値に振幅制限する振幅制限手段と、

この振幅制限手段の出力を上記第一のフィルタ手段により抽出された信号に周波数混合することにより被変調波およびパイ口ット信号にそれぞれ含まれていたランダム F M雑音成分を相殺する雑音相殺手段と、

この雑音相殺手段に入力される二つの信号の遅延時間を等化する遅延等化手段と

を備えたランダム FM雑音除去回路において、

上記第一のフィルタ手段は、

上記高周波帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出す第一の帯域通過手段と、

この第一の帯域通過手段の出力を低周波帯の信号に周波数変換する入力周波数変換手段と、

上記パイ口ット信号を含む被変調波をこの低周波数帯の信号で抽出する第二の帯域通過手段と、

を含む

ことを特徴とするランダム F M雑音除去回路。

2. 上記第二の帯域通過フィルタにより抽出されたパイ口ット信号を周波数変換して上記振幅制限手段に供給する手段を備えた請求項 1記載のランダム FM雑音除去回路。

3. 上記入力信号に含まれるパイロット信号は被変調波に近接した周波数で送信側から無変調で送信された信号である請求項 1記載のランダム F M雑音除去回路。

4. 上記入力信号に含まれるパイロット信号は被変調波の搬送波である請求項 1 記載のランダム F M雑音除去回路。

5. 上記入力信号に含まれる被変調波は遁減搬送波単側帯波信号であり、

上記第二のフィルタ手段により抽出されたパイ口ット信号を増幅する手段と、増幅されたパイ口ット信号を上記第二の帯域通過手段により抽出された信号に加算する手段と、

この加算する手段に入力される二つの信号の遅延時間を等化する手段とを備えた

請求項 4記載のランダム F M雑音除去回路。

6. 請求項 1ないし 5記載のランダム F M雑音除去回路において、その少なくとも一部の機能がディジタル信号処理により行われることを特徴とするランダム F M雑音除去回路。

7. 請求項 1ないし 6のいずれかに記載のランダム F M雑音除去回路を複数備え、この複数のランダム F M雑音除去回路の各々の出力信号を同相加算する同相加算手段を備えた

ことを特徴とする等利得合成ダイバーシチ回路。

8. 請求項 1ないし 6のいずれかに記載のランダム F M雑音除去回路を複数備え、それぞれのランダム F M雑音除去回路で抽出されたパイ口ット信号の信号レべルに基づいてそのランダム F M雑音除去回路の出力信号を増幅する手段と、この増幅する手段の出力を同相加算する同相加算手段と

を備えたことを特徴とする最大比合成ダィバ一シチ回路。

9. 請求項 1ないし 6のいずれかに記載のランダム F M雑音除去回路を複数備え、それぞれのランダム F M雑音除去回路で抽出されたパイ口ット信号の信号レべルを比較してその最大のものを検出する手段と、

この検出する手段の出力に基づいて上記複数のランダム F M雑音除去回路のいずれかの出力信号を選択して出力する手段と

を備えたことを特徴とする選択合成ダイバーシチ回路。