WO1995001674A1

WO1995001674A1 - Radio receiver

Info

Publication number: WO1995001674A1
Application number: PCT/JP1994/001058
Authority: WO
Inventors: Yukihiro Nakajima; Masami Tsukuda
Original assignee: Shintom Co Ltd
Current assignee: Shintom Co Ltd
Priority date: 1993-06-30
Filing date: 1994-06-29
Publication date: 1995-01-12
Anticipated expiration: 1995-12-30
Also published as: HK1017578A1; EP0669725B1; DE69428184T2; DE69428184D1; US5740523A; EP0669725A1; EP0669725A4

Description

明細書

ラジオ受信装置

[技術分野]

本発明は、 F Mおよびまたは AM受信機能を備えたラジオ受信装置に関する。本発明は特に、高域カツト機能、ステレオセパレ一シヨン調整機能、受信周波数の自動 S E EK機能、 MONO/S TE RE O自動切替え機能、または W I D E /NARROW自動切替え機能等を備えたラジオ受信装置に関する。

[背景技術]

例えば FM受信装置では、アンテナ入力レベルの低い弱電界において特に FM特有のノイズが問題となる。この弱電界における S/Nの低下は、モノラルの場合に比較してステレオの場合に顕著であり、モノラルに比べてステレオは 20 d B以上低下することが知られている。

そこで従来より、弱電界でのステレオのセパレーションを変えることで、 SZNの改善を図っている。例えば図 4中にて FM検波 I C 12からのコンポジット信号に基づいて、 L信号及び R信号を再生出力する FMマルチプレックス I C 14は、コンポジット信号中のサブ信号を復調する。この際に、そのサブ信号の復調レベルを変化させることで、弱電界におけるステレオのセハ 'レーシヨンをコントロールしている。

—方、モノラルの場合にも SZNが悪化する弱電界では、高周波域のレべルを下げる高域カツトコントロールが実施され、聴覚上での S/Nを改善している。図 4の FMマルチプレックス I C 14においても、高域力ット回路が内蔵されている。

この F Mマルチプレックス I C 14は、高域力ットコントロール（以下、 H C Cとも称する）端子 30 aと、セパレ一シヨンコントロール（以下、 S P Cとも称する） 34 aとを有する。そして、電界強度に対応する F M検波 I C 12からのシグナルメ一夕出力電圧を、抵抗 Rl 、 R2 により分圧して- それぞれ端子 3 0 a 、 3 4 aに印加される H C C電圧、 S P C電圧としている O

上述した従来装置では、高域力ットコントロール調整及びセパレーションコントロール調整を、端子 3 0 a , 3 4 aに接続された可変抵抗 R 2 の調整により実現している。しかし、この作業は煩わしいばかりでなく、所定のコントロール特性を得るための調整が極めて困難となることも多い。これは、 F M受信装置を構成する多種の素子の特性にばらつきがあるからであり、そのためシグナルメータ出力が装置毎に大きく変動からである。このシグナルメータ出力が装置により区々であるため、設定された可変抵抗 R 2 のレンジ幅では調整不能のため装置全体が不良品となることも多々あり、製造ラインでの問題となっていた。

さらに、 2つのチューナのうちのアンテナ入力レベルの高い方のチューナを選択する 2チューナーダイバーシティ受信方式では、下記の問題も生ずる c すなわち、同一アンテナレベルが入力された場合にチューナ一間でシグナルメータ出力電圧が異なると、シグナルメータ出力電圧の高いチューナーを選択したにもかかわらず、実際にはアンテナ入力レベルの低いチューナを選択してしまう誤動作を生じてしまう。従って、この方式に用いられる 2つのチユーナの素子としては、ほぼ同一特性を有するものを選別して用いなければならないのが現状であつた。

この他、受信周波数を自動的にスキャンして、受信感度の高い局を自動的に選択する S E E K機能も、装置間でばらつきを生じている。このシ一クストップを行う条件として、 S D (ステーションディテクタ）の出力が「H I G H」になることが必要とされている。この S D出力を「 H I G H」とするためには、例えば半固定ボリユームを工場段階にて調整することにより行われていた。すなわち、工場の調整段階にて、アンテナ入力レベルが例えば 2 0 ± 3 d B〃となるとき、 S D出力が「H I G H」となるように半固定ボリユームを調整していた。しかしながら、この ± 3 d B ^の調整精度を確保することは極めて困難であり、熟練者以外がこの調整を行うと多くの時間を要してしまう。そこで、例えば調整範囲を ± 5 d B〃と広げると、ある装置はアンテナ入力が 1 5 d B 以上のときにシークストップされ、他の装置ではァンテナ入力が 2 5 d B 以上となったときにシークストップされてしまう _c このように、シークストップの条件が、装置間でかなりばらつくという問題が生じていた。

このように、従来においては、部品、素子のばらつきにより、装置間で各種の受信条件が区々となっていた。この部品、素子のばらつきに伴う受信条件のばらつきを、工場での調整段階で解決しょうとすると、その調整に時間がかかり、あるいは熟練者を要することとなる。また、部品、素子のばらつきによっては、その調整の限界を越え、顧客から要求される仕様を満足できない場合もあつた。

そこで、本発明の目的とするところは、部品、素子にばらつきがあつたとしても、受信条件設定のための調整を容易とし、あるいは無調整としながらも、装置間での受信条件のばらつきを低減させることのできるラジオ受信装置を提供することにある。

本発明の他の目的とするところは、素子のばらつきがあつたとしても調整が容易であり、調整不能となる割台がほとんどなくなり、装置間での高域力ットコントロール特性、セパレ一ションコントロール特性を均一化できるラジォ受信装置を提供することにある。

本発明のさらに他の目的とするところは、ダイバーシティ受信方式に用いられるチューナ一間で素子特性のばらつきがあっても、誤動作することなくアンテナ入力レベルの高いチューナを選択できるラジオ受信装置を提供するしと ί あ ·0 o

本発明のさらに他の目的とするところは、シークストップのための調整を容易とし、あるいは無調整としながらも、シークストップ特性を装置間にて均一化することのできるラジォ受信装置を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、 M O N Oノ S T E R E O自動切替え、 W I D E Z N A R R O W自動切替え、高域力ット率◦ %、 1 0◦%の自動切替えを各装置間での素子特性のばらつきにかかわらず、所定レベルのアンテナ入力信号が入力された際に各装置にて均一に実施できるラジオ受信装置を提供することにある。

[発明の開示]

本発明に係るラジオ受信装置は、

アンテナ入力信号を増幅する高周波増幅回路と、

増幅された前記アンテナ入力信号を中間周波数信号に変換する周波数変換回路と、

この中間周波数信号を増幅して出力し、かつ、増幅された前記中間周波数信号のレベルを検出するシグナルメータを備えた中間周波数増幅回路と、，增幅された前記中間周波数信号より A M信号又は F M信号を検波する検波回路と、

工場での調整時に所定の基準レベルの前記アンテナ入力信号が入力された時の、各装置間でばらつく装置固有の前記シグナルメータの出力を基準電圧値として記憶する不揮発性メモリと、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナメ一タ出力基準電圧値に基づいて、各種レベルの前記アンテナ入力信号が入力された時に、前記アンテナ入力信号の各種レベルに適合する、装置間でばらつきの少ない受信条件に設定制御する制御手段と、

を有することを特徴とする。

本発明によれば、予め工場での調整時に、ある基準レベルのアンテナ入力信号を入力させた時のシグナルメータ出力を、基準電圧値として不揮発性メモリに記憶している。この基準値は、各ラジオ受信装置を構成する部品、素子の電気的特性のばらつきに依存して、各装置毎に異なっている。

実際にこのラジォ受信装置で任意レベルのァンテナ入力信号を受信した場合、それに対応するシグナルメータ出力が検出されるが、これを不揮発性メモリに記憶された基準値と比較する事で、実際に入力されたアンテナ入力信号のレベルが判る。したがって、素子、部品の電気的特性がばらつく各々の装置間で、アンテナ入力レベルに適合した均一な受信条件を設定することができる。

この受信条件として、 A Mステレオ、 F Mステレオ受信時におけるサブ復調レベルの変化特性を挙げることができる。この場合、前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメ一夕出力基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入カレべルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、セパレーシヨンコントロール電圧を生成するセパレーシヨンコントロール電圧生成手段を含むことができる。

他の態様として、前記不揮発性メモリには、前記基準レベルのアンテナ入力信号が入力された時に、該アンテナ入力信号に適合するサブ復調レベルを設定するセパレーシヨンコントロール基準電圧値がさらに記憶される。この場合、前記セパレーシヨンコントロール電圧生成手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーションコントロール基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入カレべルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、セパレーシヨンコントロール電圧を生成する。

さらに他の態様として、前記不揮発性メモリは、サブ復調レベル 0 %のモノラル点に対応するアンテナ入力ベルと、前記モノラル点よりもアンテン入カレベルが高いセパレーション変化領域に対応する 1又は複数種のアンテナ入力レベルとをそれぞれ入力させた時に、それぞれ測定された複数種のシグナルメータ出力基準電圧値と、その複数種のシグナルメータ出力基準電圧値にそれぞれ対応するセパレーション特性を得るためのセパレーシヨンコントロール基準電圧値と、を記憶することができる。この場合、前記セパレーシヨンコントロール電圧生成手段は、複数種の前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーションコントロール基準電圧値に基づき、任意レベルのアンテナ入力信号が入力される毎に、該ァンテナ入力信号のレベルに対応するセパレーションコントロール電圧を直線補間により演算する。上述の受信条件として、 A M、 F M受信時における弱電界における高域成分のカツト率変化特性を挙げることができる。

この場合、前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入カレべルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、高域カツトコント口ール電圧を生成する高域カツトコントロール電圧生成手段を含む。

他の態様として、前記不揮発性メモリには、前記基準レベルのアンテナ入力信号が入力された時に、該アンテナ入力信号に適合する高域カツト率を設定する高域力ットコントロール基準電圧値がさらに記憶される。この場合、前記高域カツトコントロール電圧生成手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記高域力ットコントロール基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、高域力ットコントロール電圧を生成する。

さらに他の態様として、前記不揮発性メモリは、サブ復調レベル 0 %のモノラル点に対応するアンテナ入力ベルと、前記モノラル点よりもアンテン入カレベルが低いセパレ一ション変化領域に対応する 1又は複数種のアンテナ入力レベルとをそれぞれ入力させた時に、それぞれ測定された複数種のシグナルメータ出力基準電圧値と、その複数種のシグナルメータ出力基準電圧値にそれぞれ対応する高域カツト特性を得るための高域カツトコントロール基準電圧値と、を記憶することができる。この場合、前記高域力ットコント口 —ル電圧生成手段は、複数種の前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーションコントロール基準電圧値に基づき、任意レベルのァンテナ入力信号が入力される毎に、該ァンテナ入力信号のレベルに対応する高域力ットコントロール電圧を直線補間により演算する。

さらに他の態様として、コンポジット信号中の高域成分を、 0 %又は 1 0 %の 2種類の高域カツト率に従って除去する高域カツト回路を有するラジオ受信装置に適用することもできる。この場合、前記不揮発性メモリは、弱電一ら — 界に対応するアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力を基準電圧値として記憶するものであり、前記制御手段は、前記比較器にて前記シグナルメータ出力基準電圧値より低い前記シグナルメータ出力を検知したときに、前記高域力ット率を 1 0 0 %に設定する高域力ットコントロール電圧を出力する。

上述の受信条件として、受信周波数を自動掃引して、感度の高い局周波数にシークストップさせる感度条件を挙げることができる。

この場合、前記中間周波数増幅回路には、前記シグナルメータ出力に基づき局検出信号を出力するステーション ♦ ディテクタが設けられる。また、前記不揮発性メモリは、ステーション ·ディテク夕より前記局検出信号が出力されるために設定された所定の範囲の上限付近又はそれ以上のレベルのアンテナ入力信号が入力された時の、前記シグナルメー出力を前記基準電圧値として記憶する。さらに、前記制御手段は、受信周波数を自動掃引して、感度の高い局周波数にて停止させる S E E K制御手段を含む。

この S E E K制御手段は、

前記ステーション♦ディテク夕からの前記局検出信号が入力された時にセッ卜されて、前記中間周波数カウント用バッファからの出力をカウン卜する中間周波数力ゥン夕と、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値と、任意レベルの前記アンテナ入力信号が入力された時の前記シグナルメ一夕出力とを比較する比較器と、

を含んで構成される。そして、この S E E K制御部は、前記周波数カウンタが所定の中間周波数をカウントアップし、かつ、前記比較器にて前記シグナルメー夕出力基準電圧値より高い前記シグナルメータ出力を検知したときに、前記自動掃引を停止する。

上述の受信条件として、高忠実度再生のための W I D Eモードと、高選択再生のための N A R R O Wモードとを、アンテナ入力レベルに応じて自動切り替えするための感度条件を挙げることとができる。この場合、前記不揮発性メモリは、高電界レベルのアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力を基準電圧値として記憶する。また、前記制御手段は、高忠実度の再生のための高帯域再生モード（W I D Eモード）と、高選択度の再生のための狭帯域再生モード（N A R R O Wモード）とに設定制御する第 2のモード設定手段を含む。この第 2のモード設定手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナル出力基準電圧値と、任意レベルのァンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力とを比較する比較器を有し、前記比較器にて前記シグナルメータ出力基準電圧値より高い前記シグナルメータ出力を検知したときに、前記高帯域再生モードに設定制御する。

上述の受信条件として、 M O N O / S T E R E 0自動切り替えの感度条件を挙げることができる。この場台、前記不揮発性メモリは、モノラル点に対応するアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力を基準電圧値として記憶する。また、前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値と、任意レベルのアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力とを比較する比較器を有し、前記比較器にて前記シグナルメータ出力基準電圧値より高い前記シグナルメータ出力を検知したときに、前記サブ信号の復調レベルを 1 0 0 %に設定する前記セパレーシヨンコントロール電圧を出力する。

さらに本発明を、アンテナから検波回路に至る受信回路をそれぞれ有する複数台のチューナの中から、一台のチューナを第 1のスィツチにより選択して受信するダイバシティ受信方式のラジオ受信装置に適用することもできる C この場合、前記不揮発性メモリは、工場での調整時に所定の基準レベルの前記アンテナ入力信号が入力された時の、各々の前記チューナ間でばらつくチューナ固有の前記シグナルメータの出力を基準電圧値としてそれぞれ記憶する。

また、前記制御手段は、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナメータ出力基準電圧値に基づいて、任意レベルの前記アンテナ信号に対応する各々の前記チューナからの前記シグナルメータ出力を補正して、前記アンテナ入力信号のレベルに対して整台の取れたレベル比較値を演算する演算手段と、

各々の前記チューナについての前記レベル比較値を比較する比較器と、を有し、前記第 1のスィツチを制御して前記レベル比較値の最も高い前記チユーナを選択する。

[図面の簡単な説明]

図 1は、本発明に係る一実施例装置の F Mマルチプレツクス I C及びマイクロコンピュー夕のブロック図である。

図 2は、本発明の一実施例装置の全体構成を示すプロック図である。図 3は、分圧抵抗により H C C電圧及び S P C電圧を得る変形例を示す概略ブロック図である。

図 4は、従来装置の S P C端子及び H C C端子への電圧印加を示す概略ブロック図である。

図 5は、本発明を 2チューナダイバシティ受信方式に適用した実施例装置の全体構成を示すブロック図である。

図 6は、図 5中のマイクロコンピュータ 5 0の詳細を示すブロック図であ図 7は、アンテナ入力レベルと出力レベルとの関係を示す特性図である。図 8は、セパレーシヨンコントロール電圧とサブ復調レベルとの関係を示す特性図である。

図 9は、高域カツトコントロール電圧と高域カツト率の関係を示す特性図である。

図 1 0は、アンテナ入力レベルに対するシグナルメ一夕出力電圧のばらつきを示す特性図である。

図 1 1は、装置間にて異なるシグナルメータ出力電圧と出力レベルとの関係を示す特性図である。

図 1 2は、シグナルメ一夕出力電圧よりセパレーシヨンコントロール電圧を直線補間により求める原理を説明する概略説明図である。

図 13は、高域力ット率及びセパレ一ション特性を直線的に変化させた場合の特性図である。

図 14は、本発明をシークストップ制御に適用した変形例を説明するためのブロック図である。

図 15は、図 14に示すシークストップの制御部の詳細を説明するプロック図である。

図 16は、 LOCAL/D I S T A N C E機能を有するラジオ受信装置を説明するためのプロック図である。

図 17は、図 14に示すラジオ受信装置のシークストップ動作を説明するためのフローチヤ一トである。

図 18は、 W I D EZN ARROW自動切替え機能を備えたラジオ受信装置の要部を説明するためのブロック図である。

図 19は、図 18に示す装置における W I D EZN ARROW自動切替え動作を説明するためのフローチヤ一卜である。

図 20は、 MONOZS T E R E 0自動切替え動作を説明するためのフロ一チャートである。

図 21は、高域力ット率 0%、 100%の自動切替え動作を説明するためのフローチヤ一トである。

[発明を実施するための最良の形態]

以下、本発明の一実施例について図面を参照して具体的に説明する。

第 1実施例

図 2は、本発明を F M受信装置に適用した実施例装置の全体の構成を示しており、アンテナ 2より入力された高周波信号は、 FMフロントエンド 4に入力される。この FMフロントエンド 4は、高周波増幅回路 6, 局部発振回路（VCO) 8及び周波数混合回路 10からなり、アンテナ 2からの高周波信号を中間周波数信号に変えるものである。なお、局部発振回路 8と周波数混合器 10とで周波数変換回路が構成される。 FMフロントェンド 4の出力は、中間周波数増幅および F M検波機能を有する F M検波 I C 12に入力される。この FM検波されたコンポジット信号には、（L + R) に相当するメイン信号と、（L— R) が 38 k H zにて振幅変調されたサブ信号と、パイロット信号とが含まれている。このコンポジット信号は、ステレオ復調回路である FMマルチプレックス I C 14に入力され、 L信号及び R信号が再生出力されることになる。この FMマルチプレックス I C 14は、高域カツトコントロール端子 30 aとセパレーシヨンコントロール端子 34 aとを有する o

FM検波 I C 1 2の第 1端子 120 aからは、シグナルメータ出力電圧が出力され、このシグナルメータ出力電圧はマイクロコンピュー夕 20に入力される。このシグナルメータ出力電圧は、アンテナ入力レベルに対して装置間でばらつきのある装置固有のものである。マイクロコンピュータ 20は、この装置固有のシグナルメ一夕出力電圧を補正して、ァンテナ入力レベルに対して装置間でばらつきのない S P C電圧及び H C C電圧を演算し、これを FMマルチプレックス I C 14の HC C端子 30 a及び S P C 34 aに印加するようになつている。なお、 FM検波 I C 12の第 2，第 3端子 122 a, 124 aについては後述する。

次に、 F Mマルチプレツクス I C 14とマイクロコンピュータ 20について、図 1を参照して説明する。

FMマルチプレックス I C 14は、その主要な構成として、高域カツト回路 30，メイン復調回路 32，サブ復調回路 34, マトリックス回路 36及び P L L (フェーズ♦ ロックド ·ループ） 38を有する。

高域力ット回路 30は、 H C C端子 30 aへの入力電圧に基づいて、弱電界のコンポジット信号中の F Mノィズである高周波域、例えば 7 k H z以上の高周波域を、予めアンテナ入力レベルに応じて設定された高域カツト率に従って除去するものである。 HC C電圧と高域カツト率との関係は図 9に示す通りであり、 H C C電圧が低い場合ほど高域力ット率が高く設定されてい 0 メィン復調回路 32及びサブ復調回路 34は、コンポジット信号中のメィン信号及びサブ信号をそれぞれ復調するものである。特に、サブ復調回路 3 4は、 S P C端子 34 aへの入力電圧に基づいて、サブ信号の復調レベルを、予めアンテナ入力レベルに応じて設定されたセパレーション特性に従って、 0〜 100%に変化させ、セパレーシヨンをコントロールする機能を併せもつ。 S P C電圧とサブ復調レベルとの関係が図 8に示されている。同図に示す通り、 S P C電圧が高くなるほど、サブ復調レベルが 100%に近づくように設定されている。

マトリックス回路 36は、メイン及びサブ復調回路 32, 34からの出力に基づき、

(L - R) + (L + R) = 2 L

(R - L) + (L + R) = 2 R

の演算により、 L信号及び R信号を再生出力するものである。この再生時に必要な 38kH z信号は、コンポジット信号を P L L 38を通すことで得られる。

アンテナ 2に入力されるアンテナ入力レベル（d B ）が変化したときのマトリックス回路 36の出力レベル（d B) を図 7に示す。同図に示すように、例えばアンテナ入力レベルが 20 d B〃のときに、セパレ一シヨンが 0 %となるモノラル点 Mであり、このモノラル点 Mよりも入力レベルが高くなるに従ってセパレーシヨン（％) が増加するセパレーシヨン変化領域となり、強電界においてはセパレ一シヨン 100%が実現される。一方、例えばモノラル点 Mよりもさらに弱電界の領域が高域カツト領域となり、弱電界における F M特有のノイズが滑らかに'减衰されている。なお、高域カツト領域は、モノラル点 Mよりも入力レベルの高い領域まで拡大されても良い。

ここで、図 7に示す高域力ット特性及びセパレーション特性を得るためには、図 8及び図 9に示す S P C電圧及び HC C電圧を、各端子 30 a, 34 aに印加する必要がある。図 8に示す S P C電圧と、アンテナ入力レベルとの関係を、図 10の実線 S 1に示す。同図中の実線 S 1に示す通り、アンテン入力レベルが 2 O d B のときに S P C電圧が b 1となり、この b lの S P C電圧の印加により図 7中のモノラル点 Mの特性が得られる。同様に、ァンテナ入力レベルが 38 d B のときの S P C電圧は a lであり、この電圧 a 1の印加により、図 7に示す通り一 1 2 d Bのセパレ一ションが達成され

ところで、従来装置では、図 4に示すように、 FM検波 I C 1 2からのシグナルメー夕出力電圧を、抵抗 R 1及び R 2にて分圧した電圧をそれぞれ S P C電圧及び H C C電圧として用いていた。

しかしながら、このシグナルメータ出力は、 FM受信装置を構成する素子の特性ばらつきにより、アンテナ入力レベルに対して各セット毎にまちまちである。例えば、図 10に鎖線 S 2及び S 3に示すように、アンテナ入カレベルに対するシグナルメ一夕出力が各セット毎に異なっている。例えば、鎖線 S 2にて示す特性によれば、アンテナ入力レベルが 20 d B のときのシダナルメー夕出力が b 2 O b i) となり、ァンテナ入力レベルが 38 d B の時のシグナルメータ出力は、 a 2 (> a 1) となる。したがって、図 1 0の鎖線 S 2の特性を示す装置では、図 1 1の二点鎖線の特性 T 2に変更しなければ、ァンテナ入力レベルが 20 d B； uのときにセパレーションが 0% となるモノラル点 Mを達成できない。

FMマルチプレツクス I C 14に設定されたの特性は、図 1 ◦に示す特性 S 1と対応する図 1 1中の特性 T 1であるので、アンテナ入力レベルが 20 d B〃のときの特性 S 2のシグナルメ一タ出力 b 2を S P C電圧として用いた場合、モノラル点 Mよりもセパレーションが進んだ特性 Nが得られてしまうことになる。このことは、セパレーシヨンをかけてはいけない弱電界の信号に対してセパレーションを実施することにより、 S ZNが増加してしまうことを意味する。

逆に、図 1 0中の特性 S 3の場合には、アンテナ入力レベル 20 d B のときの印加電圧 b 3によりモノラル点 Mよりも低い高域力ット率 Lにて高域が除去されてしまう。アンテナ入力レベルが 38 d B の場合も同様に、本来一 12 d Bの特性 Pが得られるのに対し、図 1 0中の特性 S 2の場台には、それよりもセパレ一シヨン（％) が大きくかかった R点の特性となり、図 1 0中の特性 S 3の場台には、 P点よりもセパレーシヨン（％) のかかりの少ない Q点の特性が得られてしまう。

本実施例では、上記の弊害を防止するため、シグナルメータ出力電圧を入力するマイクロコンピュー夕 20がこのシグナルメ一夕出力電圧を捕正し、適正なコントロール電圧を H C C端子 30 a及び S Pじ端子34 aに印加するようにしている。この々イク口コンピュータ 20は、 AZD変換器 22, 演算部 24及び DZA変換器 26を有する。また、このマイクロコンピュー夕 20には、不揮発性メモリ例えば E E PROM18が接続されている。さらにこのマイクロコンピュータ 20には、入出力ィンターフェース 17を介して操作部 16が接続されている。演算部 24は、シグナルメータ出力電圧をデジタル入力し、 E E PROM18内の情報に基づいて、適正な HC C電圧及び S P C電圧を演算出力するものである。そこで、まずメモリ 26に記憶される情報について説明する。

この FM受信装置を出荷前に工場にて調整する際に、シグナルジュネレータにより例えば入力レベルが 20 d B のアンテナ入力信号を、アンテナ 2 を介して入力させる。このときのシグナルメ一夕出力電圧が F M検波 I C 1 2からマイクロコンピュータ 20に入力され、演算部 24はこのシグナルメ一夕出力電圧を E E PROM18内に登録する。この記憶されるシグナルメ一夕出力電圧としては、図 10中の特性 S 2の場合には b 2であり、特性 S 3の場台には b 3となる。さらに、 20 d B〃のアンテナ入力レベルが入力されたときに、 L信号及び R信号のレベル差が 0 d Bとなるように、外部より S P (：端子34 aに調整電圧を与え、上記のセパレーション 0%が達成されたときの調整電圧を E E P ROM 18内に格納する。図 10中の特性 S 2 及び特性 S 3のいずれの場合も、この調整電圧は b 1となる。同様に、アンテナ入力レベルを 38 d B としたときのシグナルメ一夕出力電圧（特性 S 2の場合は a 2、特性 S 3の場合には a 3) と、このときに L信号及び R信号のレベル差が一 1 2 d Bとなる調整電圧（特性 S 2及び S 3のいずれの場合も a l ) とを、それぞれ E E P ROM 18内に格納する。

その後、任意のシグナルメ一夕出力電圧 Xがマイクロコンピュータ 20に入力されたときの、 S P C電圧 Xの演算は、 E E P R OM 18内のデータに基づいて、演算部 24により下記の式を演算することで求められる。例えば、図 1 1中の特性 S 2の場合を例にとると、

X = a 1— a ( a 2— X )

ここで、 αは図 1 2に示す実線の傾きであり、

= ( a 1 - b 1 ) / ( a 2 - b 2)

である。

従って、 E E P R0M 18内には、この傾き αと電圧 a l ， a 2 のみをを格納させておいてもよい。

このように、任意のシグナルメータ出力電圧 Xに対する S P C電圧 Xの演算に上記の直線補間を用いている理由は、図 1 0に示す基準特性 S 1に対し、装置固有のシグナルメータ出力電圧 S 2又は S 3が平行でない場合もあり、あるいは完全な直線ではなく、波打った特性を示すことがあるからである。この直線補間方式に代えて、基本特性 S 1に対してモニタ特性 S 2又は S 3 がほぼ平行であると近似できる場合には、例えば 20 d B の場合について 1点についてのみそのシグナルメ一夕出力電圧及びそのときの S P C電圧を記憶しておき、 S 2又は S 3の特性から S 1にシフトするような補正を施すものでもよい。

H C C電圧についても同様に求めることができる力《、 S P C電圧と H C C 電圧とは一定の相関があり、例えば図 3に示すように、マイクロコンピュー夕 20からのコントロール電圧を、抵抗 R 1及び抵抗 R 2等にて分圧した各電圧を、それぞれ H C C電圧及び S P C電圧として用いてもよい。このような抵抗分圧により、シグナルメータ出力電圧から S P C電圧又は HC C電圧のいずれか一方の補正演算を行なえばよい場合もある。

このように本実施例によれば、各装置毎に素子にばらつきがあつたとしても、装置固有のシグナルメータ出力電圧を、アンテナ入力レベルに対して装置間でばらつきのないコントロール電圧に補正演算することで、常に図 7に示すアンテナ入力レベルに応じた高域力ット特性及びセパレーション特性を得ることができる。特に、従来の可変抵抗値設定調整という煩わしいて作業を軽減し、素子のばらつきが大きいことに起因して可変抵抗の設定では対処できずに、不良品となっていた装置を、容易に良品とすることができ、歩留まりを向上することができる。なお、この第 1実施例を AMステレオの受信装置に適用することもできる。

第 2実施例

次に、本発明を 2チューナダイバシティ受信方式に適用した一実施例について、図 5及び図 6を参照して説明する。この実施例装置は、アンテナから FM検波 I Cに至る受信回路をそれぞれ有する 2台のチューナ 40, 42と、各チューナ 40， 42の第 1, 第 2の FM検波 I C 12 a, 12 bの出力を択一的に切り替える第 1のスィツチ 44と、 FM検波出力を入力して L信号及び R信号を再生出力する FMマルチプレックス I C 14と、第 1, 第 2の FM検波 I C 1 2 a, 12 bの各シグナルメータ出力電圧を入力し、各チューナ 40, 42に応じた適正な H C C電圧及び S P C電圧を FMマルチプレヅクス I C 14の各端子 30 a, 34 aに印加するマイクロコンピュータ 5 0とを有する。

このマイクロコンピュータ 50の構成が図 6に示されている。このマイク口コンピュータ 50は、 A/D変換器 52，演算部 54, コンパレータ 56，第 2のスィッチ 58 a， 58b, D /A変換器 60及びスィッチ切換部 62 を有する。このマイクロコンピュータ 50には、 E E PROM55が接続されている。 E E PROM55は、図 1中の E E P R 0 M 18と同様の記憶情報を、 2台のチューナ 40, 42についてそれぞれ記憶するものである。演算部 54は、 A D変換器 52を介して入力されたチューナ 2台分の各シグナルメータ出力電圧を入力し、 E E P ROM55内に記憶された情報に基づいて、各チューナ 40, 42についてそれぞれ、適正な HC C電圧及び S P C電圧を演算して出力するものである。コンパレータ 56は、演算部 54から出力されるチューナ 2台分のレベル比較値例えば S P C電圧同士を比較するものである。第 2のスィッチ 58 a， 58 bは、 2台のチューナ 40， 4 2のいずれか一方のみの H C C電圧及び S P C電圧を択一的に出力するものであり、この各電圧は A変換器 60を介して F Mマルチプレツクス I C 14の各端子 30 a, 34 aに印加される。

スィッチ切換部 62は、コンパレータ 56からの出力基づき、 S P C電圧の電圧値が高いいずれか一方のチューナ 40又は 42を選択するように、第 1スィッチ 44及び第 2, 第 3のスィッチ 58 a， 58bを切り換え制御するものである。

この実施例によれば、例えば一方のチューナ 40のシグナルメータ出力電圧特性が図 10の特性 S 2であり、他方のチューナのそれが S 3の場合としても、マイクロコンピュータ 50の演算部 54より出力される各チューナ 4 0, 42の S P C電圧は、図 10の特性 S 1に補正されて出力される。したがって、各チューナ 40, 42の S P C電圧が同一値であれば、共に同じァンテナ入力レベルの信号を入力したことになり、換言すれば、いずれか一方のチューナの S P C電圧が高ければ、必ずそのチューナに入力されたアンテナ入力レベルの方が高いことを意味する。したがって、コンパレータ 56により、各チューナ 40， 42の S P C電圧の高い方を検出し、その結果に基づきスィッチ切換部 62を介して第 1〜第 3のスィッチ 44， 58 a, 58 bを切り換えることで、常にアンテナ入力レベル高い側のチューナを選択することができる。さらに、 FMマルチプレックス I C 14の各端子 30 a， 34 aに印加される S P C電圧及び H C C電圧は、各チューナ 40, 42間でばらつきのないように補正されているため、チューナ切り換え時の違和感を大幅に低減できる。

従来この種の 2チューナダイバシティ受信方式では、各チューナ 40, 4 2のシグナルメ一夕出力電圧をコンパレー夕 56に直接取り込んでいた。そして、シグナルメータ出力電圧の高い方のチューナを選択するように切り換えていた。

この場合、例えば一方のチューナ 40の特性を図 10の S 2とし、他方のチューナ 42の特性を図 10の S 3とした場合、チューナ 40のシグナルメ —夕出力が bl であり、チューナ 42のシグナルメ一夕出力が b 3 であった場合を仮定すると、 bl > b3 であるから、コンパレータによりチューナ 4 0が選択されてしまう。

しかしながら、メ一夕出力が bl のときのチューナ 40へのアンテナ入力レベルは 14. 5 d B〃であり、メータ出力が b3 のときのチューナ 42のアンテナ入力レベルが 20 d B ^と高いにもかかわらず、低い電界強度のチユーナ側が選択されるという誤動作を生ずる。さらに、 FMマルチプレックス I C 14の各端子 30 a , 34 aに入力される電圧は、チューナが切り換えられる度に大幅に変動する場台があり、ユーザにとって耳障りな音が発生するおそれがある。

この点に関し、上記実施例装置では、アンテナ入力の電界強度が弱いチューナが選択されるという誤動作を生ずることがなく、かつ、チューナ切り換え時の耳障りな音の発生をも防止することができる。この第 2実施例は、 A Mステレオの受信装置にも適用することができる。

図 13は、図 1に示す高域カツ卜回路 30において、入力されるコント口ール電圧に基づいて、コンポジット信号中の高周波域を、直線的に変化する高域カツト率に従って除去すると共に、図中のサブ復調回路 34でのサブ信号の復調レベルを、入力されるコントロール電圧に基づいて、直線的に変化するセパレーション特性に従って 0~1◦ 0%に変化させる場合の特性図を示している。

同図に示す実施例では、高域カツト率及びセパレーシヨン特性を示す傾きの異なる各直線上の 2点と対応するコントロール電圧、例えば図 13に示すコントロール電圧 c 1〜 c 5の各コントロール電圧を、図 1に示す実施例の場合と同様にして調整により求め、これを図 1に示す E E PR0M18内に格納しておく。さらに、この調整の際にシグナルジェネレータから所定のァンテナ入力レベルを入力させた際の、シグナルメータ出力電圧も同様に、 E E P ROM 18内に格納しておく。

そして、これら各情報に基づいて演算部 24は、各コントロール電圧 c l 〜 c 5に対応するシグナルメータ出力電圧以外の電圧が、 A /D変換器 22 を介して演算部 24に取り込まれた際には、図 1 2の場合と同様にして直線補間により任意のシグナルメータ出力電圧に対応するコントロール電圧を演算により求めることができる。

なお、図 1 3に示す場合には、モノラル点 Mの両側の高域カツト領域及びセパレーション変化領域を、傾きの異なる 2本の直線によりそれぞれ高域力ット率およびセパレーシヨン特性を設定したが、 1本の直線でもよく、あるいは 3本以上の直線を用いてもよいことはいうまでもない。いずれの場合も、 E E PROM 18内に格納されるデータに基づいて、任意のシグナルメ一夕出力電圧が入力された際のコントロール電圧を直線補間に"より求めることができる。また、記憶されるコントロール電圧としては、モノラル点 M以外の点については、傾きの異なる各直線毎に、その直線上の少くとも 2点と対応するコントロール電圧が記憶されていればよい。

また、図 1 3に示す方式を、図 5に示す実施例装置に適用してもよく、この場合は、図 6に示す E E PROM 55内に上述した内容のデータを記憶させておけばよい。

第 3実施例

次に、受信周波数をスキャンして、受信感度の高い局を自動選局することのできるシークモード機能付きのラジオ受信装置に本発明を適用した一実施例に付いて、図 14〜図 1 7を参照して説明する。

図 14は、図 1に示すマイクロコンピュータ 20および F M検波 I C 1 2 の内、シークモード機能を達成する回路を詳細に示したプロック図である。図 14に示すように、マイクロコンピュータ 2◦は、電子同調を行うための P L L (P HA S E · L O CK E D * L OO P) 80を有している。この P L L 80は、 V C 08の発振周波数を、例えば受信周波数と中間周波数との和の周波数にロックするためのものである。この P L L 80は、プロダラマブルカウンタ 82、分周器 84、位相比較器 86およびローパスフィル夕

(L P F) 88から構成されている。分周器 84は、基準周波数発生器である水晶発信器 90からの基準周波数を分周している。さらに、このマイクロコンピュータ 20内には、 S E EK制御部 100が設けられている。この S E E K制御部 100は、選局すべき周波数に応じた値をセッ卜するものである。図 1の操作部 16を介してシークモードが指定された際には、 S E E K 制御部 100より出力される値は、 F M放送局の存在する周波数毎に更新される。例えば、日本の放送局の場合には、 100 KH z毎に更新され、米国の場合には 200 K H z毎に更新され、ョ一口ツバの場合には 50 KH z毎に更新される。このように、シークモードの際には、 S E E K制御部 100 より順次局の存在する受信周波数にスキヤンしながら、ある感度の高い受信局を検知した場合に、シークストップを行うようになっている。このシークストップを行うために、 FM検波 I C 12の第 1〜第 3の端子 120 a、 1 22 a、 124 aから各種の情報が S E EK制御部 100に入力されるようになっている。すなわち、 FM検波 I C 12内には中間周波数増幅を行う I Fアンプ 1 10と、 FM検波を行う検波回路 1 12とに加えて、シグナルメ一夕 120， S D (ステーション ♦ディテクタ） 122および I Fカウンタ用バッファ 124を備えている。そして、第 1の端子 120 a力《、 F M検波

I C 12内のシグナルメータ 120に接続され、この端子 120 aからシグナルメ一夕出力が取り出される。また、第 2の端子 122 aは、 FM検波 I C 12内の S D (ステーションディテクタ） 122に接続され、「H I GH」または「L OW」となる S D出力が接続される。さらに、第 3の端子 124 aは、 FM検波 I C 12内の I Fカウン夕用バッファ 124と接続され、中間周波数（ I F) が出力される。

この各種の情報が入力される S E E K制御部 100の詳細は、図 15に示されている。同図に示すように、 S E E K制御部 100内には、 I Fカウン夕 102、コンパレータ 104、アナログ一デジタル変換器（ A Z D ) 1〇 6およびアンドゲ一ト回路 1 08が設けられている。 I Fカウンタ 1 02は、 S D 122より局検出信号が出力されたとき、すなわち S D出力が「H I G H」になったときにセットされ、その時の中間周波数をカウン卜するものである。この I Fカウン夕 102は、カウントされた中間周波数 = 10. 7M H zとなったときに、その出力が「H I GHJ となる。一方、コンパレータ 104は、その一方の端子に Sメ一夕出力が A ZD変換器 106を介して入力される。コンパレータ 104の他方の入力として、予め工場での調整段階で、 E E P ROM 18に記憶された登録値が入力される。そして、このコンノ、。レー夕 104は、 A ZD変換器 106を介して入力される Sメータ出力力《、 E E PROM18に記憶された登録値よりも大きい場合にのみ、「H I GHJ を出力する。

アンドゲート回路 108は、 I Fカウンタ 102およびコンパレータ 10 4の各出力が共に「H I GH」である場合にのみ、「H I GH」を出力する。このアンドゲ一ト回路 108の出力が「H I GH」となった場台に、その受信周波数にてシークストップが実現される。

ァンドゲート回路 108の出力が「H I GHJ となるためには、下記の (1) および（2) が成立していることが条件となる。

(1) 周波数条件が成立していること

I Fカウンタ 102は、入力される中間周波数が 10. 7MH zとなった場合にのみ、「H I GH」が出力され、この場合に周波数条件が成立したことになる。ここで、 I Fカウンタ 102は、 S D 122からの出力が「H I GH」となった場合にのみ、カウンタがセットされ、中間周波数のカウントを開始することになる。ここで、本実施例においては、アンテナ 2を介して入力されたアンテナ入力レベルが、（15± 5) d B ^以上のアンテナレべルが入力されたときにのみ、 S D 122の出力が「H I GH」となるように設定されている。ここで、 S D 122は、これに接続された抵抗 123により、通常その S D感度が調整可能となっている。本実施例においては、 S D 122力《「H I GHJ を出力する範囲を（ 15 ± 5) d B と比較的広範囲に設定している。このため、抵抗 123のばらつきの範囲内で上記の S D感度（1 5 ± 5) d B ^を達成できる。したがって、抵抗 123を固定抵抗とすることもできる。このように、本実施例においては、 S D 1 22の出力が

「H I GH」となるためのアンテナ入力レベルの設定範囲を比較的広範囲に設定し、 I Fカウンタ 102のカウント動作を開始させるための条件を緩和している。

(2) 感度条件が成立していること

E E PR0M18には、工場での調整段階において予め、アンテナ 2を介して 20 d B のアンテナ入力レベルを入力したときの、 Sメータ 1 20からの出力が、デジタル値として記憶されている。したがって、シークモードの際に実際に入力される Sメ一夕出力と、 E E PROM] 8内に予め記憶された登録値とを、コンパレータ 104にて比較することで、アンテナ 2に 2 0 d B 以上の入力レベルが入力したか否かを判断できる。そして、コンパレー夕 104の出力が「H I GHJ となる場合とは、アンテナ 2に 20 d B 以上のアンテナ入力レベルが入力した場合のみである。

このシークストップのための動作が、図 17のフローチヤ一トに示されている。同図に示すように、シークモードが設定されると、 S E EK制御部1 00より、プログラマブルカウンタ 82に対して、例えば日本の場合であれば、 100 KH z毎の周波数選局指令が出力され、受信周波数のスキャンが開始される（ステップ 301) 。次に、ステップ 302の判断が Y E Sか N 0であるか否か、換言すれば、受信された信号強度に応じて、ステップ 30 3のように S D出力- H I GHとなる力、、あるいはステップ 308に示すように S D出力 = L OWとなるかが判断される。 F M検波 I C 1 2の S D 12 2は値抵抗 123のの抵抗値のばらつきにより、アンテナ入力レベルが（1 5± 5) d B〃以上の場合にのみ S D出力が「H I GH」となる。したがつて、ラジオ受信装置によっては、アンテナ入力レベルが 10 d B〃以上のときに S D出力が「H I GH」となったり、またはアンテナ入力レベルが 20 d B 以上となったときに S D出力が「H I GH」となる場合がある。このように、装置によっては、最大 10 d B〃のアンテナ入力のばらつきがあるが、いずれの場合にも、ステップ 304に示すように、 I Fカウンタ 1 02 での中間周波数のカウン卜が開始される。

ここで、 S D 1 22に人力される信号は、中心周波数に対してある帯域 (例えば ± 50 KH z) を持ついわゆる S字特性をもった信号である。このため、 2つの放送局間の周波数における信号によっても、 S D出力が「H I GH」となる場合がある。そこで、 I Fカウンタ 102は、中間周波数が 1 0. 7MH zとなった場合にのみ、換言すれば放送局が一義的に確定した場合にのみ、その出力が「H I GH」となる（ステップ 305) 0 以上のようにして、上述した（1) の周波数条件が成立する。なお、ステップ 305の判断が NOであると、ステップ 301に戻って受信周波数が更新される。図 17のフローチャートにおいては、ステップ 306の判断、すなわち、 (2) の感度条件の判断を、ステップ 305の後に行うように記載されていもが、実際にはこステップ 306の判断は、ステップ 304およびステツプ 305と並列にて行われる。すなわち、コンパレータ 104は、 E E PR OM 18に予め登録された、 20 d B ^のアンテナレベルに対応する Sメータ出力と、実際に入力された Sメ一夕出力とを比較している。そして、このコンパレータ 104は、実際に入力された Sメータ出力が、登録値以上となつた場合にのみ、その出力が「H I GH」となる。このようにして、上述した（2) の感度条件が成立することになる。そして、ステップ 305およびステップ 306の 2つの判断が共に YE Sとなった場台にのみ、ステップ 3 07にてシークストップが実現される。ステップ 305にて周波数条件は成立しても、ステップ 306にて感度条件が成立しない場台がある。この場合とは、その受信周波数に局が存在しない場合か、あるいはその局から発振される電波の強度が十分に低い場台である。これらの場合には、ステップ 30 6の判断が NOとなり、ステップ 301に戻って、次ぎの新たな局に対応する受信周波数の設定が行われる。

上述したシークストップの制御は、図 16に示すように、アツテネ一夕 7 〇を有するラジオ受信装置の場台にも有効である。このアツテネ一夕 70は、信号ラインとアースとの間に直列に接続されたピンダイォード 72およびコンデンサ 76を有する。さらに、このピンダイオード 72およびコンデンサ 76の間の位置に一端が接続された抵抗 74を有し、その他端 78がコントロール電圧入力端子となる。この端子 78には、 LOCAL ZD I S TAN C Eコントロール電圧が印加される。すなわち、受信局が近くに存在して、強電界となる場合には、操作部 16により、ローカルモードが設定され、端子 78には、「L OW」の電圧が印加される。こうすると、アツテネ一夕 7 0がアンテナレベルを減衰するように機能し、例えば約 16~ 19 d Bだけアンテナレベルを減衰させる。一方受信局が遠くの場合のように弱電界の場合には、操作部 16によりディスタンスモードが選択され、端子 78には「H I G H」の電圧が印加される。こうすると、ピンダイオード 72はスィツチとしてオープン状態となり、アツテネ一夕 70が作動することがない。上述したアツテネータ 70における減衰量である約 16〜19 d Bは、ピンダイォードが持つ抵抗値のばらつき等に依存している。本実施例においては、このァッテネー夕 70の減衰量が装置間でばらついたとしても、図 17のステツプ 306の動作を行うことで、ローカルモードの場合にもアツテネ一夕 70での減衰量を考慮した場合の 20 d B / 以上のアンテナレベルが入力されたときに、確実にシークストップを行うことができる。なお、この第 3実施例は、 AM受信装置にも適用できる。

第 4実施例

次に、 W I D EZN ARROW自動切替え機能を有するラジオ受信装置に本発明を適用した一実施例について、図 18および図 1 9を参照して説明す o

図 18は、図 2に示す FM検波 I C 12力 3段の I F増幅器 130〜13 4を有している場合を示している。そして、第 1段の I F増幅器 130の前段には前置バンドパスフィルタ 135が配置されている。また、第 1段および第 2段の I F増幅器 130、 132の間には、例えばセラミックフィルタから成るノくンドパスフィノレ夕 1 36と、このフィノレタ 1 36の作動をォン、オフするためのスィッチ 138を有している。なお、このバンドパスフィル夕 135、 136およびスィッチ 1 38は、 I C 12の外付部品である。このバンドパスフィルタ 135、 136は、中間周波数の帯域のみ通過させるフィルタであり、 FMの場合には、 10. 7MH z通過用フィルタであり、 AMの場合には、 450 KH z通過用フィル夕として構成される。そして、 W I D Eモードの際には、スィッチ 138をオフすることで、パンドパスフィルタ 135に加えて、バンドパスフィル夕 136も機能する。この W I D Eモードの場合には、高忠実度（H i F i ) の受信条件が設定される。一方、 NARROWモ一ドのときには、スィツチ 1 38がオンされ、バンドパスフィル夕 136は機能しない。このときには、高選択度の受信条件が設定される。本実施例は、このスィッチ 138のォンオフ制御をマイクロコンピュ一夕 20からの出力に基づいて行っている。このために、マイクロコンピュ —夕 20には、 Sメ一夕 120と E E P ROM 18とが接続されている。この E E P R0M18には、 W I D Eモードに切り換えるための高電界のレべル、例えば、 50 d B のアンテナ入力レベルが入力されたときの、対応するシグナルメータ出力が、予め工場での調整段階の際に記憶されている。そして、マイクロコンピュータ 20は、この E E P ROM 18に記億された登録値と、実際に入力されたシグナルメータ出力とを比較し、この比較結果に基づいてスィツチ 138のオンノオフ制御を行っている。

図 19に、 W I D E/N ARROW自動切替えモードを行うための動作が示されている。すなわち、ステップ 401にてアンテナ入力があると、マイクロコンピュー夕 20は Sメ一夕出力が登録値以上であるか否かを判断する (ステップ 402) 。このステップ 402の判断が「YE SJ である場合には、スィッチ 138をォンとし（ステップ 403) 、ノくンドパスフィル夕 1 36を機能させずに帯域を広げることで、 W I D Eモードに設定する（ステップ 404) 。一方、ステップ 402の判断が「NO」である場合には、スイッチ 138をオフし（ステップ 405) 、バンドパスフィル夕 1 36を通過させることで帯域を狭くして、 NARROWモードに設定する（ステップ

406) 。このようにすれば、各装置間での部品、素子のばらつきに拘らず、どの装置であっても、アンテナ 2に 50 d B〃の強電界が入力された場台に限り、 W I DEモードに設定することができる。なお、この第 4実施例は A M受信装置にも適用できる。

第 5実施例

次に、 MONO/S T E RE O自動切替え機能を有するラジォ受信装置に、本発明を適用した実施例について、図 20を参照して説明する。

この第 5実施例が適用されるラジオ受信装置としては、図 1に示すサブ復調回路 34が第 1実施例のように 0 ~ 100 %のサブ復調レベルを実現するものではなく、 0 %および 100 %の 2種類のサブ復調レベルを実現するものである。サブ復調レベルが 0%の場台が MONOモードであり、サブ復調レベルが 100 %の場合が S T E R E 0モードである。この第 5実施例の場合には、図 18に示すマイクロコンピュータ 20、 Sメータ 120および E E PROM 18を用いることができる。そして、この E E P ROM 18には、アンテナ 2に 20 d B / のアンテナ入力レベル（図 7のモノラル点 Mに相当する）があったときの、 Sメータ出力が工場での調整値に予め記憶されている

この MONO/S TER E 0自動切替えモ一ドの動作を図 20を参照して説明する。

アンテナ入力があると（ステップ 501 ) 、マイクロコンピュー夕 20は、入力される Sメ一夕出力が E E P R OM 18に予め記憶された登録値よりも大きいか否かを判断する（ステップ 502) 。ステップ 502の判断が「Y E S」である場合には、マイクロコンピュー夕 20よりサブ復調回路 34の

5 P C端子 34 aに、 S T ERE Oモードを実施するための電圧を印加し、サブ復調レベルが 100%に設定される（ステップ 503) 。一方、ステツプ 502の判断が「N 0」の場合には、マイクロコンピュー夕 20より M0 NOモードに設定するための電圧が出力され、サブ復調レベルが 0%に設定される（ステップ 507) 。

この第 5実施例によれば、各装置間で素子、部品のばらつきがあつたとしても、どの装置においても、アンテナ 2に例えば 20 d B 以上のアンテナ入力レベルが生じた場台にのみ S T E R E 0モードに自動切替えすること力できる。なお、この第 5実施例は、 AMステレオにも適用できる。

第 6実施例

次に、図 1に示す高域力ット回路 30が 0%および 1 00%の 2種類の高域カツト率を実現する装置に、本発明を適用した実施例について説明する。この場合も図 8に示すマイクロコンピュー夕 20、 Sメータ 120および E E P R 0M 18が用いられ、 E E PROM 18には、アンテナ 2に弱電界例えば 10 d B〃のアンテナ入力レベルがあつたときの Sメ一夕出力が予め記憶されている。

この動作を、図 21を参照して説明すると、アンテナ入力があつたとき (ステップ 601) 、マイクロコンピュータ 20は Sメータ出力と登録値との大小関係を判断する（ステップ 602) 。そして、ステップ 602の判断が「YE S」である場合には、マイクロコンピュー夕 20より高域力ット回路 30の H C C端子 30 aに、比較的高い電圧を印加し、高域力ット率が 0 %に設定され（ステップ 603) 、この判断が「NO」である場台には、マィクロコンピュー夕 20より高域力ット回路 30の H C C端子 30 aに、比較的低い電圧を印加し、高域力ット率が 100%に設定される（ステップ 4) 。なお、この第 6実施例は、 AM受信装置にも適用できる。

Claims

請求の範囲

1 . アンテナ入力信号を増幅する高周波増幅回路と、

この中間周波数信号を増幅して出力し、かつ、増幅された前記中間周波数信号のレベルを検出するシグナルメータを備えた中間周波数増幅回路と、增幅された前記中間周波数信号より A M信号又は F M信号を検波する検波回路と、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナメータ出力基準電圧値に基づいて、各種レベルの前記アンテナ入力信号が入力された時に、前記アンテナ入力信号の各種レベルに適合する、装置間でばらつきの少ない受信条件に設定制御する制御手段と、

を有することを特徴とするラジォ受信装置。

2 . 特許請求の範囲第 1項において、

前記検波回路にて得られる検波出力が L信号及び R信号を含むコンポジット信号であり、

前記コンポジット信号から L信号及び R信号を復調するステレオ復調回路がさらに設けられ、

前記ステレオ復調回路は、

前記コンポジット信号中のメイン信号を復調するメイン信号復調回路と、前記コンポジット信号中のサブ信号を復調し、かつ、セパレーシヨンコントロール電圧に基づいて、予めアンテナ入力レベルに応じて設定されたセパレーション特性に従って、前記サブ信号の復調レベルを 0〜 1 0 0 %に変化させるサブ信号復調回路と、復調された前記メィン信号及びサブ信号より、 L信号及び R信号を再生するマトリックス回路と、

を有し、

前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメ一夕出力を補正演算して、前記セパレーシヨンコント口一ル電圧を生成するセパレ一シヨンコントロール電圧生成手段を含むことを特徴とするラジオ受信装置。

3. 特許請求の範囲第 2項において、

前記不揮発性メモリには、前記基準レベルのアンテナ入力信号が入力された時に、該アンテナ入力信号に適合するサブ復調レベルを設定するセパレ一シヨンコントロール基準電圧値がさらに記憶され、

前記セパレ一ションコントロール電圧生成手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメ一夕出力基準電圧值及び前記セパレーシヨンコントロール基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメ一夕出力を補正演算して、前記セパレーシヨンコントロール電圧を生成することを特徴とするラジオ受信装置。

4 . 特許請求の範囲第 3項において、

前記不揮発性メモリは、

サブ復調レベル 0 %のモノラル点に対応するアンテナ入力ベルと、前記モノラル点よりもアンテン入力レベルが高いセパレーション変化領域に対応する 1又は複数種のアンテナ入力レベルとをそれぞれ入力させた時に、それぞれ測定された複数種のシグナルメータ出力基準電圧値と、その複数種のシグナルメータ出力基準電圧値にそれぞれ対応するセパレーション特性を得るためのセパレ一シヨンコントロール基準電圧値と、を記憶するものであり、前記セパレーシヨンコントロール電圧生成手段は、複数種の前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーシヨンコントロール基準電圧値に基づき、任意レベルのアンテナ入力信号が入力される毎に、該アンテナ入力信号のレベルに対応するセパレーシヨンコントロール電圧を直線補間により演算することを特徴とするラジォ受信装置。

5. 特許請求の範囲第 2項乃至第 4項のいずれかにおいて、

前記ステレオ復調回路は、高域カツトコントロール電圧に基づいて、前記コンポジット信号中の高域成分を、予めアンテナ入力レベルに応じて設定された高域カツト率に従って除去する高域カツト回路をさらに有し、

前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメ一夕出力基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、前記高域力ットコントロール電圧を生成する高域カツトコントロール電圧生成手段を含むことを特徴とするラジオ受信装置。

6. 特許請求の範囲第 5項において、

前記不揮発性メモリには、前記基準レベルのアンテナ入力信号が入力された時に、該アンテナ入力信号に適合する高域カツト率を設定する高域カツトコントロール基準電圧値がさらに記憶され、

前記高域カツトコントロール電圧生成手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記高域力ットコント口一ル基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、前記高域力ットコントロール電圧を生成することを特徴とするラジォ受信装置。

7 . 特許請求の範囲第 6項において、

前記不揮発性メモリは、

サブ復調レベル◦%のモノラル点に対応するアンテナ入力ベルと、前記モノラル点よりもアンテン入力レベルが低いセパレーション変化領域に対応する 1又は複数種のアンテナ入力レベルとをそれぞれ入力させた時に、それぞれ測定された複数種のシグナルメータ出力基準電圧値と、その複数種のシグナルメ一夕出力基準電圧値にそれぞれ対応する高域力ッ卜特性を得るための高域力ットコントロール基準電圧値と、を記憶するものであり、前記高域カツトコントロール電圧生成手段は、複数種の前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーシヨンコントロール基準電圧値に基づき、任意レベルのアンテナ入力信号が入力される毎に、該アンテナ入力信号のレベルに対応する高域力ッ卜コントロール電圧を直線捕間により演算することを特徴とするラジオ受信装置。

8. 特許請求の範囲第 2項乃至第 4項のいずれかにおいて、

前記ステレオ復調回路は、高域カットコントロール電圧に基づいて、前記コンポジット信号中の高域成分を、 0 %又は 1 0 %の高域カツト率に従って除去する高域力ット回路をさらに有し、

前記不揮発性メモリは、弱電界に対応するアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力を基準電圧値として記憶するものであり、

前記制御手段は、前記比較器にて前記シグナルメータ出力基準電圧値より低い前記シグナルメ一夕出力を検知したときに、前記高域カツト率を 1 0 0 %に設定する前記高域力ットコントロール電圧を出力することを特徴とするラジオ受信装置。

9 . 特許請求の範囲第 1項において、

前記中間周波数増幅回路は、

前記シグナルメータ出力レベルに基づき、前記アンテナ入力信号のレベルが所定の範囲内に入り又はその範囲を越えたときに局検出信号を出力するように設定されたステ一ション♦ディテク夕と、

前記中間周波数カウント用バッファと、

を含み、

前記不揮発性メモリは、前記ステーション ·ディテクタより前記局検出信号か出力されるために設定された前記所定の範囲の上限付近又はそれ以上のレベルのアンテナ入力信号が入力された時の、前記シグナルメ一出力を前記基準電圧値として記憶するものであり、

前記制御手段は、受信周波数を自動掃引して、感度の高い局周波数にて停止させる S E E K制御手段を含み、この S E E K制御手段は、

前記ステーシヨン ·ディテク夕からの前記局検出信号が入力された時にセッ卜されて、前記中間周波数カウント用バッファからの出力をカウン卜する中間周波数カウンタと、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値と、任意レベルの前記ァンテナ入力信号が入力された時の前記シグナルメータ出力とを比較する比較器と、

を含み、前記周波数カウン夕が所定の中間周波数をカウントアップし、かつ、前記比較器にて前記シグナルメータ出力基準電圧値より高い前記シグナルメ一夕出力を検知したときに、前記自動掃引を停止することを特徴とするラジォ受信装置。

1 0. 特許請求の範囲第 9項において、

前記高周波増幅器の前段には、高電界のアンテナ入力信号のレベルを減衰させるァッテネー夕が設けられ、

前記制御手段に対して、ローカルモ一ド及びディスタンスモードを指定入力する手段が設けられ、

前記制御手段は、前記ローカルモ一ドが指定された時に前記アツッテネー夕を作動状態に設定制御し、ディスタンスモードが設定された時に前記アツテネ一夕を非作動状態に設定制御する第 1のモード設定手段を含むことを特徴とするラジオ受信装置。

1 1 . 特許請求の範囲第 1項において、

前記中間周波数増幅回路は、

前記中間周波数の帯域のみを通過させるバンドパスフィル夕と、

このバンドパスフィルタを機能上 O N状態、 0 F F状態に切り替えるスィッチング手段と、

を有し、

前記不揮発性メモリは、高電界レベルのアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力を基準電圧値として記憶するものであり、前記制御手段は、高忠実度の再生のための高帯域再生モードと、高選択度の再生のための狭帯域再生モードとに設定制御する第 2のモード設定手段を含み、

この第 2のモード設定手段は、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナル出力基準電圧値と、任意レベルのアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメ一夕出力とを比較する比較器を有し、前記比較器にて前記シグナルメータ出力基準電圧値より高い前記シグナルメータ出力を検知したときに、前記高帯域再生モ一ドに設定制御することを特徴とするラジォ受信装置。

1 2 . 特許請求の範囲第 1項において、

前記ステレオ復調回路は、

前記コンポジット信号中のメイン信号を復調するメイン信号復調回路と、前記コンポジット信号中のサブ信号を復調し、かつ、セパレ一シヨンコントロール電圧に基づいて、予めアンテナ入力レベルに応じて設定されたセパレーション特性に従って、前記サブ信号の復調レベルを 0 %又は 1 0 0 %に変化させるサブ信号復調回路と、

復調された前記メイン信号及びサブ信号より、 L信号及び R信号を再生するマトリックス回路と、

を有し、

前記不揮発性メモリは、モノラル点に対応するアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメータ出力を基準電圧値として記憶するものであり、前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメー夕出力基準電圧値と、任意レベルのアンテナ入力信号が入力された時のシグナルメー夕出力とを比較する比較器を有し、前記比較器にて前記シグナルメ一夕出力基準電圧値より高い前記シグナルメータ出力を検知したときに、前記サブ信号の復調レベルを 1 0 0 %に設定する前記セパレーシヨンコント口一ル電圧を出力することを特徵とするラジオ受信装置。

1 3 . アンテナから検波回路に至る受信回路をそれぞれ有する複数台のチユーナの中から、一台のチューナを選択して受信するラジオ受信装置において、

各々の前記チューナは、

ァンテナ入力信号を増幅する高周波增幅回路と、

この中間周波数信号を増幅して出力し、かつ、増幅された前記中間周波数信号のレベルを検出するシグナルメータを備えた中間周波数増幅回路と、増幅された前記中間周波数信号より A M信号又は F M信号を検波する検波回路と、

を有し、

各々の前記チューナの前記 F M検波回路の出力を選択して出力する第 1のスィツチと、

工場での調整時に所定の基準レベルの前記ァンテナ入力信号が入力された時の、各々の前記チューナ間でばらつくチューナ固有の前記シグナルメ一夕の出力を基準電圧値として、各々のチューナ毎にそれぞれ記憶する不揮発性メモリと、

任意レベルの前記アンテナ入力信号が各々の前記チューナに入力された時のそれぞれのシグナルメ一夕出力入力し、アンテナ入力レベルの最も高い 1 台のチューナを選択するように前記第 1のスイツチを切り換え制御する制御手段と、

をさらに有し、

前記制御手段は、

前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナメータ出力基準電圧値に基づいて、任意レベルの前記アンテナ信号に対応する各々の前記チューナからの前記シグナルメ一夕出力を補正して、前記ァンテナ入力信号のレベルに対して整合の取れたレベル比較値を演算する演算手段と、

各々の前記チューナについての前記レベル比較値を比較する比較器と、を有し、前記第 1のスィツチを制御して前記レベル比較値の最も高い前記チユーナを選択することを特徴とするラジォ受信装置。

1 4 . 特許請求の範囲第 1 3項において、

各々の前記チューナの前記検波回路にて得られる検波出力が L信号及び R 信号を含むコンポジット信号であり、

前記コンポジット信号から L信号及び R信号を復調するステレオ復調回路が、前記第 1のスィッチの後段に設けられ、

前記ステレオ復調回路は、

前記コンポジット信号中のメイン信号を復調するメイン信号復調回路と、前記コンポジット信号中のサブ信号を復調し、かつ、セパレーシヨンコントロール電圧に基づいて、予めァンテナ入力レベルに応じて設定されたセパレーション特性に従って、前記サブ信号の復調レベルを 0〜 1 0 0 %に変化させるサブ信号復調回路と、

を有し、

前記制御手段の前記演算手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、前記レベル比較値として、前記セパレ一シヨンコントロール電圧を生成するセパレ一ションコントロール電圧を演算するものであり、

前記演算手段にて演算された各々の前記チューナに関する前記セパレ一シヨンコントロール電圧のうち、最も高い前記セノヽ。レ一シヨンコントロール電圧を前記ステレオ復調回路における前記サブ復調回路に出力する第 2のスィツチを、さらに設けたことを特徴とするラジオ受信装置。

1 5. 特許請求の範囲第 1 4項において、

前記不揮発性メモリには、前記基準レベルのアンテナ入力信号が入力された時に、該アンテナ入力信号に適台するサブ復調レベルを設定するセパレーションコントロール基準電圧値が各々の前記チューナ毎に記憶され、前記制御手段における前記演算手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーシヨンコントロール基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメ一夕出力を補正演算して、前記セパレ一シヨンコントロ一ル電圧を生成することを特徴とするラジオ受信装置。

1 6. 特許請求の範囲第 1 5項において、

前記不揮発性メモリは、

サブ復調レベル 0 %のモノラル点に対応するアンテナ入力ベルと、前記モノラル点よりもアンテン入力レベルが高いセパレ一ション変化領域に対応する 1又は複数種のアンテナ入力レベルとをそれぞれ入力させた時に、それぞれ測定された複数種のシグナルメータ出力基準電圧値と、その複数種のシグナルメー夕出力基準電圧値にそれぞれ対応するセパレ一ション特性を得るためのセパレ一シヨンコントロール基準電圧値と、を各々の前記チューナ毎に記憶するものであり、

前記制御手段の前記演算手段は、複数種の前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記セパレーシヨンコントロール基準電圧値に基づき、任意レベルのアンテナ入力信号が入力される毎に、該アンテナ入力信号のレベルに対応するセパレーシヨンコントロール電圧を、直線補間により、各々の前記チューナ毎に演算することを特徴とするラジオ受信装置。

1 7 . 特許請求の範囲第 1 4項乃至第 1 6項のいずれかにおいて、

前記ステレオ復調回路は、高域カットコントロール電圧に基づいて、前記コンポジット信号中の高域成分を、予めアンテナ入力レベルに応じて設定された高域力ット率に従って除去する高域力ット回路をさらに有し、前記制御手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された各々の前記チューナについての前記シグナルメータ出力基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、各々の前記チューナに関する前記高域力ットコントロール電圧を生成する高域カットコントロール電圧生成手段を含み、

各々の前記チューナに関する前記セパレ一シヨンコントロール電圧のうち、前記比較器にて選択された一台のチューナに関する前記高域力ットコント口ール電圧を前記ステレオ復調回路における前記高域力ット回路に出力する第

3のスィツチを、さらに設けたことを特徵とするラジオ受信装置。

むことを特徴とするラジオ受信装置。

1 8. 特許請求の範囲第 1 7項において、

前記不揮発性メモリには、前記基準レベルのアンテナ入力信号が入力された時に、該アンテナ入力信号に適台する高域カツ卜率を設定する高域カツトコントロール基準電圧値が、各々の前記チューナ毎に記憶され、

前記高域カツトコントロール電圧生成手段は、前記不揮発性メモリ内に記憶された前記シグナルメータ出力基準電圧値及び前記高域力ットコントロール基準電圧値に基づいて、実際に入力されたアンテナ入力レベルに対応する前記シグナルメータ出力を補正演算して、前記高域力ットコントロール電圧を生成することを特徴とするラジォ受信装置。

1 9 . 特許請求の範囲第 1 8項において、

前記不揮発性メモリは、

サブ復調レベル 0 %のモノラル点に対応するァンテナ入力ベルと、前記モノラル点よりもアンテン入力レベルが低いセパレ一ション変化領域に対応する 1又は複数種のアンテナ入力レベルとをそれぞれ入力させた時に、それぞれ測定された複数種のシグナルメータ出力基準電圧値と、その複数種のシグナルメー夕出力基準電圧値にそれぞれ対応する高域力ット特性を得るための高域力ットコントロール基準電圧値と、を各々の前記チューナ毎に記憶するものであり、前記高域力ットコントロール電圧生成手段は、複数種の前記シグナルメ一夕出力基準電圧値及び前記セパレーシヨンコントロール基準電圧値に基づき、任意レベルのアンテナ入力信号が入力される毎に、該アンテナ入力信号のレベルに対応する高域カツトコントロール電圧を、直線補間により、各々の前記チューナ毎に演算することを特徴とするラジオ受信装置。