WO2001003290A1 - Microwave amplifier - Google Patents

Microwave amplifier Download PDF

Info

Publication number
WO2001003290A1
WO2001003290A1 PCT/JP1999/003516 JP9903516W WO0103290A1 WO 2001003290 A1 WO2001003290 A1 WO 2001003290A1 JP 9903516 W JP9903516 W JP 9903516W WO 0103290 A1 WO0103290 A1 WO 0103290A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
inductor
microwave amplifier
source electrode
frequency
resistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP1999/003516
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Kazuhiko Nakahara
Yasushi Itoh
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to CN99810123A priority Critical patent/CN1315074A/zh
Priority to EP99926849A priority patent/EP1137171A1/en
Priority to KR1020017002443A priority patent/KR20010106454A/ko
Priority to PCT/JP1999/003516 priority patent/WO2001003290A1/ja
Priority to CA002342175A priority patent/CA2342175A1/en
Priority to US09/447,041 priority patent/US6310517B1/en
Publication of WO2001003290A1 publication Critical patent/WO2001003290A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier

Definitions

  • the present invention relates to a microwave amplifier configured using a field effect transistor.
  • 110 is a microwave amplifier
  • 111 is a field-effect transistor (hereinafter referred to as FET)
  • 112 is a resistor
  • 113 is a connection conductor that connects the FET 111 to the ground plane. It functions as a tip short-circuit stub having an inductance component at high frequencies.
  • Reference numeral 114 denotes an open-end stub whose operating frequency is a quarter wavelength of the operating frequency of the circuit.
  • connection conductor 113 since the connection conductor 113 has the inductor component A, at low frequencies where the inductor component A can be ignored, the FET 111 is grounded using only the ground conductor 113. However, at high frequencies, the inductor component A cannot be ignored, and the gain of the FET 111 deteriorates. Therefore, the FET 111 is grounded at a high frequency using an open-end stub 114 to prevent the FET 111 from deteriorating in gain. Also, a resistor 112 is connected to suppress unnecessary oscillation of the FET 111 at that time.
  • FIG. Figure 23 shows IEICE ⁇ IEICE Tech. MW 92-1 49 is a diagram showing the low-noise amplifier in "HEMT direct-cooled low-noise amplifier".
  • 120 is the low noise amplifier
  • 121 is the FET
  • 122 is the inductor.
  • the source electrode of the FET 122 is grounded via the inductor 122, which allows the input impedance to minimize the noise of the FET 122 and the impedance to minimize the reflection.
  • the noise figure and the reflection coefficient on the input side can be simultaneously improved.
  • the microwave amplifier 110 which is the first conventional example, has a problem in that extra power is consumed by the resistor 112 connected to the source electrode of the FET 111, resulting in poor output power characteristics. there were.
  • the low noise amplifier 120 of the second conventional example has a predetermined capacitance because the inductor 122 connected to the source electrode of the FET 121 has a parasitic capacitance B. It resonated at the frequency, and the operation became unstable, which was a problem.
  • An object of the present invention is to solve these problems. Disclosure of the invention
  • a microwave amplifier according to the present invention is configured using a field effect transistor, and is characterized in that an inductor and a resistor are loaded in parallel between a source electrode of a field effect transistor and ground.
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field effect transistor, and a first inductor and a stabilizing circuit are loaded in parallel between a source electrode of the field effect transistor and ground,
  • the stabilizing circuit includes a second inductor that resonates at a frequency different from a frequency at which the first inductor resonates due to a parasitic component, and a resistor connected in series with the second inductor. I do.
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field-effect transistor, and has a first inductor and a stabilizing circuit loaded in parallel between a source electrode of the field-effect transistor and ground,
  • the stabilizing circuit includes a resonating section in which the second inductor and the capacitor are connected in parallel, and a resistor connected in series with the resonating section. Resonate at a frequency different from the frequency at which the resonance occurs.
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field-effect transistor, and has a first inductor and a stabilization circuit loaded in parallel between a source electrode of the field-effect transistor and ground.
  • the stabilizing circuit includes a resonating section in which the second inductor and the capacitor are connected in series, and a resistor connected in series with the resonating section.
  • resonance occurs at a frequency different from the resonance frequency.
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field effect transistor, and an inductor and a stabilization circuit are loaded in parallel between the source electrode of the field effect transistor and ground, thereby stabilizing the transistor.
  • the circuit is characterized by comprising a short stub having a half wavelength at a frequency at which the inductor resonates due to a parasitic component, and a resistor connected in series with the short stub.
  • the microwave amplifier according to the present invention is configured using a field effect transistor, and an inductor and a stabilization circuit are loaded in parallel between a source electrode of the field effect transistor and ground, and the stabilization circuit is provided. Is characterized in that it comprises a short stub having a quarter wavelength at a frequency different from the frequency at which the inductor resonates due to a parasitic component, and a resistor connected in series with the short stub.
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field effect transistor, and is loaded between a source electrode of the field effect transistor and ground. And a resistor connected at one end to the source electrode, and an open stub connected to the other end of the resistor and having a half wavelength at a frequency at which the inductor resonates due to a parasitic component. .
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field effect transistor, and includes an inductor mounted between the source electrode of the field effect transistor and ground, and a resistor having one end connected to the source electrode. And an open stub connected to the other end of the resistor and having a quarter wavelength at a frequency different from the frequency at which the inductor resonates due to a parasitic component.
  • the microwave amplifier of the present invention is configured using a field effect transistor, and has an inductor loaded between the source electrode of the field effect transistor and ground, a drain electrode of the field effect transistor and an output terminal. And a bias circuit connected between the drain electrode of the field-effect transistor and the ground.
  • the bias circuit includes an RF capacitor and a bypass capacitor connected in series.
  • the microwave amplifier according to the present invention is constituted by using a field effect transistor, and includes an inductor loaded between a source electrode of the field effect transistor and ground and a gate electrode of the field effect transistor. A resistor connected between the input terminal and the input terminal; and a bias circuit connected between the input terminal and the ground.
  • the bias circuit includes an R F inductor connected in series and a bypass capacitor.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to a second embodiment.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to a third embodiment.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the third embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to a fourth embodiment.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to a fifth embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the fifth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 6.
  • FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the sixth embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 7.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the seventh embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 8.
  • FIG. 16 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the eighth embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 9.
  • FIG. 18 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the ninth embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to the tenth embodiment.
  • FIG. 20 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the tenth embodiment.
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to a first conventional example.
  • FIG. 22 is an equivalent circuit diagram of the microwave amplifier according to the first conventional example.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a low-noise amplifier according to a second conventional example.
  • FIG. 24 is an equivalent circuit diagram of a low-noise amplifier according to a second conventional example.
  • Embodiment 1 Embodiment 1
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 1.
  • 10 is a common-source microwave amplifier
  • 11 is £ 1 ⁇
  • 12 is an inductor loaded between the source electrode of FET 11 and ground
  • 13 is a source electrode of FET 11 And the ground, and in parallel with the inductor 12.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by FET 11 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 12 is loaded between the source electrode of FET 11 and the ground, the input impedance of FET 11 that minimizes noise and the impedance that minimizes reflection can be close to each other. In addition, noise characteristics and reflection characteristics can be improved simultaneously.
  • the inductor 12 since the inductor 12 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 12 has a parasitic component B as shown in FIG. Therefore, a capacity is connected in parallel with the inductor 12 and the parallel resonance circuit 14 is formed.
  • the parasitic component B causes the inductor 12 to resonate at the frequency fo, and the parallel resonance circuit 14 opens.
  • the resistor 13 since the resistor 13 is loaded in parallel with the inductor 12, the source electrode of the FET 11 can be grounded via the resistor 13, and unnecessary oscillation of the FET 11 in the frequency f 0 band can be achieved. Is suppressed. As a result, the operation of the microwave amplifier 10 at the resonance frequency f 0 is stabilized.
  • the FET 11, the inductor 12, and the resistor 13 may be formed on a single semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. In addition, some of FET 11, Inductor 12 and resistor 13 The elements may be formed on a semiconductor chip, and the other elements may be formed on a semiconductor substrate.
  • 2 ⁇ is a grounded source type microwave amplifier
  • 21 is £ T
  • 22 is an inductor loaded between the source electrode of F ⁇ ⁇ 21 and ground (the first inductor)
  • Reference numeral 23 denotes a stabilizing circuit loaded between the source electrode of F ⁇ ⁇ 21 and the ground and in parallel with the inductor 22.
  • the stabilizing circuit 23 is composed of a resistor 24 having one end connected to the source electrode of the FET 21 and an inductor connected in series with the other end of the resistor 24 (second inductor). 2 and 5 are provided.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by F ⁇ 121 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 22 is loaded between the source electrode of the FET 21 and the ground, the input impedance of F ⁇ ⁇ 21 that minimizes noise and the impedance that minimizes reflection should be close to each other. As a result, the noise characteristics and the reflection characteristics can be simultaneously improved.
  • the inductor 22 Since the inductors 22 and 25 are formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 22 has a parasitic component ⁇ and the inductor 25 has a parasitic component C as shown in FIG. ( ⁇ and C have different parasitic capacities). As a result, the capacitors are connected in parallel with the inductors 22 and 25, respectively, and the inductor 22 and the parasitic component ⁇ form a parallel resonance circuit 26 that resonates at a frequency: f0. You. The inductor 25 and the parasitic component C form a parallel resonance circuit 27 that resonates at a frequency fc (operating frequency of the circuit) different from the frequency fo.
  • fc operating frequency of the circuit
  • the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be brought close to each other by the action of the inductor 22, and the noise characteristics and the reflection characteristics can be improved simultaneously.
  • the resistor 24 since no current flows through the resistor 24, power consumption can be suppressed, and output power characteristics can be improved.
  • the inductor 22 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 26 including the inductor 22 and the parasitic component B is opened.
  • the inductor 25 operates normally without resonance at the frequency fo. This is equivalent to connecting only the resistor 24 and the inductor 25 to the source electrode of FET 21.
  • the source electrode of FET 21 can be grounded via the resistor 24, and unnecessary oscillation of FET 21 is suppressed. Therefore, the operation of the microwave amplifier 20 at the resonance ⁇ wave number fo is stabilized.
  • the FET 21, the inductors 22 and 25, and the resistor 24 may be formed on one semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. Further, some elements of FET 21, inductors 22, 25, and resistor 24 may be formed on a semiconductor chip, and other elements may be formed on a semiconductor substrate.
  • the microwave amplifier according to Embodiment 3 will be described with reference to FIG.
  • 30 is a source-grounded microwave amplifier
  • 31 is FE T and 32 are an inductance loaded between the source electrode of the FET 31 and the ground (the first inductance)
  • 33 is a resistance between the source electrode of the F ⁇ 31 and the ground and the inductance.
  • the stabilizing circuit 33 is composed of a resonance part 36 in which an inductor (second inductor) 34 and a capacitor 35 are connected in parallel, and a resistor 37 connected in series with the resonance part 36.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by F ⁇ 31 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 32 is loaded between the source electrode of the FET 31 and the ground, the input impedance that minimizes the noise of F ⁇ 1 31 and the impedance that minimizes the reflection approach each other. Noise characteristics and reflection characteristics can be simultaneously improved.
  • the inductors 32 and 34 are formed on the semiconductor chip or the semiconductor substrate, the inductors 32 and 34 each have a degenerated component as shown in FIG. .
  • the capacitors are connected in parallel with the inductors 32 and 34, respectively, and the parallel resonance circuit 38 that resonates at the frequency 0 is formed by the inductor 32 and the parasitic component.
  • the inductor 34, the parasitic component ⁇ , and the capacitor 35 form a parallel resonance circuit 39 that resonates at a frequency fc (operating frequency of the circuit) different from the frequency fo.
  • the inductor 32 operates normally without resonance.
  • the parallel resonance circuit 39 composed of the inductor 34, the parasitic component B, and the capacitor 35 resonates at the frequency c and opens. For this reason, it is equivalent to the fact that only the inductor 32 is connected to the source electrode of the FET 31.
  • the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be brought close to each other, so that the noise characteristic and the reflection characteristic can be simultaneously improved.
  • power consumption can be suppressed, and output power characteristics are improved.
  • the inductor 32 resonates by the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 38 including the inductor 32 and the parasitic component B is opened.
  • the inductor 34 operates normally without resonance at the frequency f0. For this reason, it is equivalent to the fact that only the resistor 37 and the resonance section 36 are connected to the source electrode of FET 31.
  • the resonance frequency of the parallel resonance circuit 39 is adjusted to be fc by adding a capacitor 35 in parallel with the inductor 34. Therefore, the inductor 34 can be manufactured to have the same parasitic component B as the inductor 32, and the manufacturing process is simplified.
  • the FET 31, the inductors 32 and 34, the capacitor 35, and the resistor 37 may be formed on a single semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. Further, some elements of the FET 31, the inductors 32 and 34, the capacitor 35, and the resistor 37 may be formed on a semiconductor chip, and other elements may be formed on a semiconductor substrate.
  • 40 is a common-source microwave amplifier
  • 41 is FE T
  • 42 denotes an inductor loaded between the source electrode of the FET 41 and the ground (the first inductor)
  • 43 denotes a capacitor between the source electrode of the F ⁇ 41 and the ground and the inductor.
  • 42 Stabilization circuit loaded in parallel with 2.
  • the stabilizing circuit 43 is composed of a resonance section 46 in which an inductor (second inductor) 44 and a capacitor 45 are connected in series, and a resistor 4 in series with the resonance section 46. 7 and
  • the signal applied to the source electrode is amplified by F ⁇ 1 41 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 42 is loaded between the source electrode of the FET 41 and the ground, the input impedance that minimizes the noise of F ⁇ ⁇ 41 and the impedance that minimizes the reflection should be close to each other. As a result, the noise characteristics and the reflection characteristics can be simultaneously improved.
  • the inductor 42 Since the inductors 42 and 44 are formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, as shown in FIG. 8, the inductor 42 has a parasitic component ⁇ and the inductor 44 has a parasitic component ⁇ . Contains component C. Therefore, the capacitors are connected in parallel with the inductors 42 and 44, respectively, and the inductor 42 and the parasitic component ⁇ form a parallel resonance circuit 48 that resonates at the frequency fo. In addition, the inductor 44, the parasitic component C, and the capacitor 45 constitute a series resonance circuit 49 that resonates at the frequency fo.
  • the inductors 42 and 44 operate normally without resonance.
  • the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be made close to each other by the action of the inductor 42, thereby simultaneously improving the noise characteristics and the reflection characteristics.
  • the microwave amplifier 40 is used at the frequency fo
  • the inductor 42 resonates due to the parasitic component B, and the inductor 42 and the parasitic component B
  • the resonating part 48 becomes open.
  • the series resonance circuit 49 including the inductor 44, the parasitic component C, and the capacitor 45 resonates at the frequency 0 and short-circuits. This is equivalent to connecting only the resistor 47 to the source electrode of the FET 41.
  • the source electrode of the FET 41 can be grounded via the resistor 47, and unnecessary oscillation of the FET 41 is suppressed. Therefore, the operation of the microwave amplifier 40 at the resonance frequency f 0 is stabilized.
  • the FET 41, the inductors 42 and 44, the capacitor 45, and the resistor 47 may be formed on a single semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. Further, some elements of FET 41, inductors 42 and 44, capacitor 45, and resistor 47 may be formed on a semiconductor chip, and other elements may be formed on a semiconductor substrate. Embodiment 5.
  • 50 is a common source type microwave amplifier
  • 51 is a FET
  • 52 is an inductor loaded between the source electrode of the FET 51 and the ground
  • 53 is a source electrode of the F ⁇ 51
  • the stabilizing circuit 53 includes a resistor 54 having one end connected to the source electrode of the F ⁇ 51 and a short stub 55 connected in series to the other end of the resistor 54.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by F ⁇ 51 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 52 is loaded between the source electrode of the FET 51 and the ground, the input impedance that minimizes noise and the impedance that minimizes the reflection of F F The noise characteristics and the reflection characteristics can be improved at the same time. Since the inductor 52 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 52 has a parasitic component B as shown in FIG. Therefore, a capacity is connected in parallel with the inductor 52, and the inductor 52 and the parasitic component B form a parallel resonance circuit 56 that resonates at the frequency fo. On the other hand, the short stub 55 is adjusted to have a half wavelength at the frequency f0. Therefore, the short stub 5 5 is short-circuited at the frequency fo.
  • the inductor 52 operates normally without resonance.
  • the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be made close to each other by the action of the inductor 52, so that the noise characteristics and the reflection characteristics can be improved simultaneously.
  • the short stub 55 has a high impedance, the power consumption by the resistor 54 can be suppressed, and the output power characteristics are improved.
  • the inductor 52 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 56 composed of the inductor 52 and the parasitic component B is opened.
  • the short stub 55 is short-circuited at the frequency: o, which is equivalent to the case where only the resistor 54 is connected to the source electrode of the FET 51.
  • the source electrode of the FET 51 can be grounded via the resistor 54, and unnecessary oscillation of the FET 51 is suppressed. Therefore, the operation of the microwave amplifier 50 at the resonance frequency fo is stabilized.
  • the FET 51, the inductor 52, the resistor 54, and the short stub 55 may be formed on one semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. In addition, some elements of FET 51, inductor 52, resistor 54, and short stub 55 are formed on the semiconductor chip. And other elements may be formed on the semiconductor substrate.
  • 60 is a common source type microwave amplifier
  • 61 is a FET
  • 62 is an inductor loaded between the source electrode of the FET 61 and the ground
  • 63 is a source electrode of the FET 61 And a grounding circuit and in parallel with the inductor 62.
  • the stabilizing circuit 63 includes a resistor 64 having one end connected to the source electrode of the FET 61 and a short stub 65 connected in series to the other end of the resistor 64.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by FET 61 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 62 is loaded between the source electrode of the FET 61 and the ground, the input impedance of the FET 61 that minimizes noise and the impedance that minimizes reflection can be close to each other. In addition, noise characteristics and reflection characteristics can be improved simultaneously.
  • the inductor 62 Since the inductor 62 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 62 has a parasitic component B as shown in FIG. Therefore, a capacitor is connected in parallel with the inductor 62, and the inductor 62 and the parasitic component B constitute a parallel resonance circuit 66 that resonates at the frequency fo.
  • the short stub 65 is adjusted so that the frequency fc (operating frequency of the circuit) becomes 1Z4 wavelength. Therefore, the short stub 65 opens at the frequency fc.
  • the inductor 62 operates normally without resonance.
  • the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be brought close to each other by the action of the inductor 62, and the noise characteristic and the reflection characteristic are obtained. Can be improved at the same time.
  • the short stub 65 is opened, no current flows through the resistor 64. As a result, power consumption can be suppressed, and output power characteristics are improved.
  • the inductor 62 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 66 including the inductor 62 and the parasitic component B is opened. . For this reason, it is equivalent to the fact that only the resistor 64 is connected to the source electrode of the FET 61.
  • the source electrode of the FET 61 can be grounded via the resistor 64, and unnecessary oscillation of the FET 61 is suppressed. Therefore, the operation of the microwave amplifier 60 at the resonance frequency fo is stabilized.
  • the FET 61, the inductor 62, the resistor 64, and the short stub 65 may be formed on one semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. Further, some elements of the FET 61, the inductor 62, the resistor 64, and the short stub 65 may be formed on a semiconductor chip, and other elements may be formed on a semiconductor substrate.
  • 70 is a source-grounded microwave amplifier
  • 71 is an FET
  • 72 is an inductor loaded between the source electrode of F ⁇ 71 and ground
  • 73 is F ⁇ 71.
  • a reference numeral 74 denotes an open stub connected in series to the other end of the resistor 73.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by F ⁇ 171 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 72 is loaded between the source electrode of the FET 71 and the ground, the input impedance that minimizes the noise of the F ⁇ ⁇ 71 and the impedance that minimizes the reflection are minimized. Can improve the noise and reflection characteristics at the same time. Can be
  • the inductor 72 Since the inductor 72 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 72 has a parasitic component B as shown in FIG. For this reason, a capacity is connected in parallel with the inductor 72, and the inductor 72 and the parasitic component B constitute a parallel resonance circuit 75 that resonates at a frequency: o.
  • the open stub 74 is adjusted to have a half wavelength at the frequency f c (operating frequency of the circuit). Therefore, the open stub 74 becomes open at the frequency fc.
  • the inductor 72 operates normally without resonance.
  • the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be made close to each other by the action of the inductor 72, so that the noise characteristics and the reflection characteristics can be improved simultaneously.
  • the open stub 74 is open, no current flows through the resistor 73. As a result, power consumption can be suppressed, and output power characteristics are improved.
  • the inductor 72 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonant circuit 75 composed of the inductor 72 and the parasitic component B is opened. Become. For this reason, it is equivalent to connecting only the resistor 74 to the source electrode of the FET 71.
  • the source electrode of the FET 71 can be grounded via the resistor 74, and the operation of the microwave amplifier 70 at the resonance frequency f0 is stabilized.
  • the FET 71, the inductor 72, the resistor 73, and the open stub 74 may be formed on one semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. In addition, some elements of FET 71, inductor 72, resistor 73, and open stub 74 are formed on a semiconductor chip. And other elements may be formed on the semiconductor substrate.
  • 80 is a common source type microwave amplifier
  • 81 is an FET
  • 82 is an inductor loaded between the source electrode of FET 81 and ground
  • 83 is a source electrode of FET 81.
  • a resistor 84 is connected at one end, and an open stub 84 is connected in series to the other end of the resistor 83.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by FET 81 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 82 is loaded between the source electrode of the FET 81 and the ground, the input impedance of the FET 81 that minimizes noise and the impedance that minimizes reflection can be close to each other. In addition, noise characteristics and reflection characteristics can be improved simultaneously.
  • the inductor 82 Since the inductor 82 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 82 has a parasitic component B as shown in FIG. Therefore, a capacitor is connected in parallel with the inductor 82, and the inductor 82 and the parasitic component B constitute a parallel resonance circuit 85 that resonates at the frequency fo.
  • the open stub 84 is adjusted to have a quarter wavelength at a frequency of : o. Therefore, the open stub 84 shorts at the frequency f 0.
  • the inductor 82 operates normally without resonance. Then, at frequency: fc, the noise matching impedance and the reflection matching impedance can be brought close to each other by the operation of the inductor 82, and the noise characteristic and the reflection characteristic can be simultaneously improved. it can. In this case, since the open stub 84 has a high impedance, the resistance 54 Power consumption can be suppressed, and output power characteristics are improved.
  • the inductor 82 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 85 including the inductor 82 and the parasitic component B is opened.
  • the open stub 84 is short-circuited at the frequency: f 0, which is equivalent to the case where only the resistor 83 is connected to the source electrode of FET 81.
  • the source electrode of the FET 81 can be grounded via the resistor 83, and unnecessary oscillation of the FET 81 is suppressed. Therefore, the operation of the microwave amplifier 80 at the resonance frequency fo is stabilized.
  • the FET 81, the inductor 82, the resistor 83, and the open stub 84 may be formed on one semiconductor substrate, or may be formed on separate semiconductor chips. Further, some elements of the FET 81, the inductor 82, the resistor 83, and the open stub 84 may be formed on a semiconductor chip, and other elements may be formed on a semiconductor substrate.
  • the bias circuit 94 includes an RF inductor 95 connected at one end to the drain electrode of the FET 91, and a bypass capacitor connected at one end to the RF choke inductor 95 and the other end grounded. And a bias terminal 97 connected between the RF choke inductor 95 and the bypass capacitor 96.
  • the signal applied to the source electrode is F ⁇ ⁇ 9 It is amplified by 1 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 92 is loaded between the source electrode of the FET 91 and the ground, the input impedance that minimizes the noise of the FET 91 and the impedance that minimizes the reflection are close to each other. Therefore, the noise characteristic and the reflection characteristic can be simultaneously improved.
  • the inductor 92 Since the inductor 92 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 92 has a parasitic component B as shown in FIG. Therefore, a capacity is connected in parallel with the inductor 92, and the inductor 92 and the parasitic component B constitute a parallel resonance circuit 98 that resonates at the frequency f o.
  • the inductor 92 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 98 composed of the inductor 92 and the parasitic component B is opened.
  • the resistor 93 is connected in series to the drain electrode of the FET 91, and the bias voltage is applied from the bias circuit 94 to the drain electrode of the FET 91, so that the parallel resonance circuit 98 becomes open.
  • the operation of the microwave amplifier 90 is stabilized. Further, since no resistance is connected to the source electrode of FET 91, generation of noise based on the resistance connected to the source electrode can be suppressed.
  • the microwave amplifier 90 is a low-noise amplifier that can obtain a stable operation without substantially deteriorating the noise characteristics.
  • 100 is a source-grounded microwave amplifier
  • 101 is a FET
  • 102 is a load between the source electrode of F ⁇ 101 and ground.
  • Reference numeral 103 denotes a resistor connected between the gate electrode of the FET 101 and the input terminal
  • reference numeral 104 denotes a bias circuit connected between the input terminal and the ground.
  • the bias circuit 104 includes an RF inductor 105 having one end connected to the input terminal, and a bypass having one end connected to the RF inductor 105 and the other end grounded.
  • a bias terminal 107 connected between the capacitor 106 and the RF choke inductor 105 and the bypass capacitor 106.
  • the signal applied to the source electrode is amplified by FET 101 and extracted from the drain electrode. Since the inductor 102 is loaded between the source electrode of the FET 101 and the ground, the input impedance that minimizes the noise of the FET 101 and the impedance that minimizes the reflection And the noise characteristic and the reflection characteristic can be simultaneously improved.
  • the inductor 102 since the inductor 102 is formed on a semiconductor chip or a semiconductor substrate, the inductor 102 has a parasitic component B as shown in FIG. For this reason, the capacitor is connected in parallel with the inductor 102, and the inductor 102 and the parasitic component B constitute a parallel resonance circuit 108 that resonates at the frequency 0.
  • the inductor 102 resonates due to the parasitic component B, and the parallel resonance circuit 100 composed of the inductor 102 and the generated component B is generated. 8 becomes open.
  • the resistor 103 is connected in series to the gate electrode of the FET 101 and the bias voltage is applied from the bias circuit 104, even if the parallel resonance circuit 108 is opened. The operation of the microwave amplifier 100 is stabilized. Further, since no resistance is connected to the source electrode of the FET 101, generation of noise based on the resistance connected to the source electrode can be suppressed.
  • the microwave amplifier 100 is a high-output amplifier that can obtain a stable operation without substantially deteriorating the output power characteristics.
  • the microwave amplifier according to the present invention is useful, for example, as a microwave amplifier for a fixed station or a mobile terminal of a communication device, and is particularly suitable for a reception amplifier requiring low noise and stability. ing.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Description

明 細 書 マイクロ波増幅器 技術分野
本発明は、 電界効果型トランジスタを用いて構成されたマイクロ波増 幅器に関する。 背景技術
従来の一般的なマイクロ波増幅器の例として特開昭 6 1— 2 8 5 8 1 1号公報に記載されたものが知られている。 以下、 この第 1の従来例に ついて第 2 1図を用いて説明する。
図中、 1 1 0はマイクロ波増幅器、 1 1 1は電界効果型トランジスタ (以下、 FE Tという） 、 1 1 2は抵抗、 1 1 3は F E T 1 1 1とグラ ゥンド面を接続する接続導体で、 高周波的にはインダクタンス成分を有 する先端短絡スタブとして機能する。 また、 1 1 4は回路の動作周波数 で長さ 4分の 1波長となる先端開放スタブである。
第 2 2図に示すように、 接続導体 1 1 3はィンダクタ成分 Aを持って いるので、 インダク夕成分 Aが無視できる低周波数では、 接地導体 1 1 3のみを用いて F E T 1 1 1を接地させることができるが、 高周波数で はインダクタ成分 Aが無視できなくなり、 F E T 1 1 1の利得が劣化す る。 そのため、 先端開放スタブ 1 1 4を用いて F E T 1 1 1を高周波的 に接地させて、 F E T 1 1 1の利得劣化の防止を図っている。 また、 そ のときの FE T 1 1 1の不要発振を抑圧するために、 抵抗 1 1 2が接続 されている。
次に、第 2の従来例について第 2 3図を用いて説明する。第 2 3図は、 電子情報通信学会 ·信学技法 MW 9 2 - 1 4 9 「H E M T直接冷却形低 雑音増幅器」 にある低雑音増幅器を示す図である。 図中、 1 2 0は低雑 音増幅器、 1 2 1は F E T、 1 2 2はインダク夕である。 ： F E T 1 2 1 のソース電極がィンダク夕 1 2 2を介して接地されており、 これにより F E T 1 2 1の雑音を最小にする入カインピ一ダンスと、 反射を最小と するィンピ一ダンスとを近づけることができ、 雑音指数と入力側の反射 係数とを同時に向上させることができる。
ところで、上記従来例はいずれも以下に示すような課題を有していた。 まず、 第 1の従来例であるマイクロ波増幅器 1 1 0は、 F E T 1 1 1の ソース電極に接続された抵抗 1 1 2によって、 余計な電力が消費されて しまい、 出力電力特性が悪く問題であった。 また、 第 2の従来例である 低雑音増幅器 1 2 0は、 第 2 4図に示すように、 F E T 1 2 1のソース 電極に接続されたィンダクタ 1 2 2が寄生容量 Bを持っため、 所定周波 数で共振してしまい、 動作が不安定になり問題であった。
本発明は、 これらの課題を解決することを目的とする。 発明の開示
本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジス夕を用いて構成 され、 電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 インダク 夕と抵抗とを並列に装荷したことを特徴とする。
また、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用い て構成され、 電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 第 1のインダク夕と安定化回路とを並列に装荷し、 安定化回路は、 第 1の ィンダク夕が寄生成分によって共振する周波数と異なる周波数で共振す る第 2のインダク夕と、 第 2のインダク夕と直列に接続された抵抗とを 備えることを特徴とする。 さらに、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用 いて構成され、 電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 第 1のイ ンダクタと安定化回路とを並列に装荷し、 安定化回路は、 第 2 のィンダク夕とコンデンサとが並列に接続された共振部と、 共振部と直 列に接続された抵抗とを備え、 共振部は、 第 1のイ ンダク夕が寄生成分 によって共振する周波数と異なる周波数で共振することを特徴とする。 また、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用い て構成され、 電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 第 1のイ ンダク夕と安定化回路とを並列に装荷し、 安定化回路は、 第 2の インダク夕とコンデンサとが直列に接続された共振部と、 共振部と直列 に接続された抵抗とを備え、 共振部は、 第 1のイ ンダク夕が寄生成分に よって共振する周波数と異なる周波数で共振することを特徴とする。 さらに、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用 いて構成され、 電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に、 イ ンダクタと安定化回路とを並列に装荷し、 安定化回路は、 イ ンダク夕 が寄生成分によって共振する周波数で 1 / 2波長となるショートスタブ と、 ショートスタブと直列に接続された抵抗とを備えることを特徴とす る。
さらに、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用 いて構成され、 電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 イ ンダクタと安定化回路とを並列に装荷し、 安定化回路は、 イ ンダク夕 が寄生成分によって共振する周波数と異なる周波数で 1 / 4波長となる ショートスタブと、 ショートスタブと直列に接続された抵抗とを備える ことを特徴とする。
また、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用い て構成され、 電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に装荷 されたインダク夕と、 ソース電極に一端が接続された抵抗と、 抵抗の他 端に接続され、 ィンダクタが寄生成分によって共振する周波数で 1 / 2 波長となるオープンスタブとを備えることを特徴とする。
さらに、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用 いて構成され、 電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に装 荷されたインダク夕と、 ソース電極に一端が接続された抵抗と、 抵抗の 他端に接続され、 ィンダク夕が寄生成分によって共振する周波数と異な る周波数で 1 / 4波長となるオープンスタブとを備えることを特徴とす る。
また、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用い て構成され、 電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に装荷 されたィンダクタと、 電界効果型トランジスタのドレイン電極と出力端 子との間に接続された抵抗と、 電界効果型トランジスタのドレイン電極 と接地との間に接続されたバイァス回路とを備えることを特徴とする。 ここで、 バイアス回路は、 直列に接続された R Fチヨ一クインダク夕 とバイパスコンデンザとを備えることが好ましい。
さらに、 本発明のマイクロ波増幅器は、 電界効果型トランジスタを用 いて構成され、 電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に装 荷されたィンダク夕と、 電界効果型トランジス夕のゲート電極と入力端 子との間に接続された抵抗と、 入力端子と接地との間に接続されたバイ ァス回路とを備えることを特徴とする。
ここで、 バイアス回路は、 直列に接続された R Fチヨ一クインダク夕 とバイパスコンデンサとを備えることが好ましい。 図面の簡単な説明
第 1図は、 実施の形態 1に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 2図は、 実施の形態 1に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 3図は、 実施の形態 2に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 4図は、 実施の形態 2に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 5図は、 実施の形態 3に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 6図は、 実施の形態 3に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 7図は、 実施の形態 4に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 8図は、 実施の形態 4に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 9図は、 実施の形態 5に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 1 0図は、実施の形態 5に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 1 1図は、実施の形態 6に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 1 2図は、実施の形態 6に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 1 3図は、実施の形態 7に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 1 4図は、実施の形態 7に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 1 5図は、実施の形態 8に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 1 6図は、実施の形態 8に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 1 7図は、実施の形態 9に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 1 8図は、実施の形態 9に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 1 9図は、 実施の形態 1 0に係るマイクロ波増幅器を示す回路図であ 第 2 0図は、 実施の形態 1 0に係るマイクロ波増幅器の等価回路図であ る。
第 2 1図は、第 1の従来例に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 第 2 2図は、第 1の従来例に係るマイクロ波増幅器の等価回路図である。 第 2 3図は、 第 2の従来例に係る低雑音増幅器を示す回路図である。 第 2 4図は、 第 2の従来例に係る低雑音増幅器の等価回路図である。 発明を実施する'ための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について添付図面を参照しつつ説明する。 実施の形態 1 .
第 1図は、実施の形態 1に係るマイクロ波増幅器を示す回路図である。 図中、 1 0はソース接地型のマイクロ波増幅器、 1 1は £ 1\ 1 2は F E T 1 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダク夕、 1 3は F E T 1 1のソース電極と接地との間で且つィンダク夕 1 2と並列に装 荷された抵抗である。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F E T 1 1で増幅され、 ドレイン電極より取り出される。 F E T 1 1のソース 電極と接地との間にィンダク夕 1 2を装荷しているので、 F E T 1 1の 雑音を最小とする入カインピーダンスと反射を最小とするィンピーダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 インダクタ 1 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成さ れているため、 第 2図に示すように、 インダク夕 1 2は寄生成分 Bを有 している。 そのため、 インダク夕 1 2と並列にキャパシ夕が接続された 状態になり、 並列共振回路 1 4が構成される。 そして、 この寄生成分 B によって、 インダク夕 1 2は周波数 f oで共振し、 並列共振回路 1 4が オープンになる。 しかし、 インダク夕 1 2と並列に抵抗 1 3が装荷され ているので、 F E T 1 1のソース電極は抵抗 1 3を介して接地させるこ とができ、周波数 f 0帯域における F E T 1 1の不要発振が抑制される。 その結果、共振周波数 f 0でのマイクロ波増幅器 1 0の動作は安定する。 なお、 F E T 1 1、 インダク夕 1 2、 抵抗 1 3は一枚の半導体基板上 に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導体チップ上に形成されて いてもよい。 さらに、 F E T 1 1、 インダク夕 1 2、 抵抗 1 3の一部の 素子が半導体チップ上に形成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形 成されていてもよい。
実施の形態 2 .
次に、 実施の形態 2に係るマイクロ波増幅器について第 3図を用いて 説明する。 図中、 2 ◦はソース接地型のマイクロ波増幅器、 2 1は £ T、 2 2は F Ε Τ 2 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダク 夕 （第 1のインダク夕） 、 2 3は F Ε Τ 2 1のソース電極と接地との間 で且つィンダク夕 2 2と並列に装荷された安定化回路である。 ここで、 安定化回路 2 3は、 F E T 2 1のソース電極に一端が接続された抵抗 2 4と、 抵抗 2 4の他端と直列に接続されたイ ンダク夕 （第 2のイ ンダク 夕） 2 5とを備えている。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F Ε Τ 2 1で増幅され、 ドレイ ン電極より取り出される。 F E T 2 1のソース 電極と接地との間にィンダク夕 2 2を装荷しているので、 F Ε Τ 2 1の 雑音を最小とする入カインビーダンスと反射を最小とするインピーダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 イ ンダク夕 2 2 , 2 5は、 半導体チップ或いは半導体基板上に 形成されているため、 第 4図に示すように、 インダクタ 2 2は寄生成分 Βを、 インダク夕 2 5は寄生成分 Cをそれぞれ有している （Β , Cは寄 生容量が異なる） 。 このため、 インダク夕 2 2 , 2 5とそれぞれ並列に キャパシ夕が接続された状態になり、ィンダク夕 2 2と寄生成分 Βとで、 周波数: f 0で共振する並列共振回路 2 6が構成される。 また、 インダク 夕 2 5と寄生成分 Cとで、 周波数 f oと異なる周波数 f c (回路の動作 周波数） で共振する並列共振回路 2 7が構成される。
従って、 周波数 f cでマイクロ波増幅器 2 0を使用した場合、 インダ クタ 2 2は共振することなく正常に動作する。 一方、 インダクタ 2 5は 周波数 cで共振するので、 インダク夕 2 5と寄生成分 Cとからなる並 列共振回路 2 7はオープンになる。 このため、 F E T 2 1のソース電極 には、 ィンダク夕 2 2だけが接続させているのと等価になる。
その結果、 周波数 f cにおいては、 インダク夕 2 2の働きによって、 雑音整合ィンビ一ダンスと反射整合ィンピーダンスとを接近させること ができ、雑音特性と反射特性とを同時に向上させることができる。 また、 この場合には、抵抗 2 4に電流が流れないので、 電力の消費を抑制でき、 出力電力特性が向上する。
次に、 周波数 f oでマイクロ波増幅器 2 0を使用した場合、 インダク 夕 2 2は寄生成分 Bによって共振し、 インダク夕 2 2と寄生成分 Bとか らなる並列共振回路 2 6がオープンになる。 一方、 ィンダク夕 2 5は周 波数 f oでは共振することなく正常に動作する。 このため、 F E T 2 1 のソース電極には、 抵抗 2 4とィンダク夕 2 5だけが接続させているの と等価になる。
その結果、 周波数 f oにおいては、 F E T 2 1のソース電極は抵抗 2 4を介して接地させることができ、 F E T 2 1の不要発振が抑制される。 よって、 共振茼波数 f oでのマイクロ波増幅器 2 0の動作は安定する。 なお、 F E T 2 1、 インダクタ 2 2 , 2 5、 抵抗 2 4は一枚の半導体 基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導体チップ上に形成 されていてもよい。 さらに、 F E T 2 1、 インダク夕 2 2 , 2 5、 抵抗 2 4の一部の素子が半導体チップ上に形成され、 それ以外の素子が半導 体基板上に形成されていてもよい。
実施の形態 3 .
次に、 実施の形態 3に係るマイクロ波増幅器について第 5図を用いて 説明する。 図中、 3 0はソース接地型のマイクロ波増幅器、 3 1は F E T、 3 2は F E T 3 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダク 夕 （第 1のィンダク夕） 、 3 3は F Ε Τ 3 1のソース電極と接地との間 で且つィンダク夕 3 2と並列に装荷された安定化回路である。 ここで、 安定化回路 3 3は、 インダク夕 （第 2のインダクタ） 3 4とコンデンサ 3 5とが並列に接続された共振部 3 6と、 共振部 3 6と直列に接続され た抵抗 3 7とを備えている。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F Ε Τ 3 1で増幅され、 ドレイン電極より取り出される。 F E T 3 1のソース 電極と接地との間にィンダク夕 3 2を装荷しているので、 F Ε Τ 3 1の 雑音を最小とする入カインピーダンスと反射を最小とするィンピ一ダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 インダク夕 3 2 , 3 4は、 半導体チップ或いは半導体基板上に 形成されているため、 第 6図に示すように、 インダク夕 3 2 , 3 4は寄 生成分 Βをそれぞれ有している。 このため、 インダクタ 3 2 , 3 4とそ れぞれ並列にキャパシ夕が接続された状態になり、 ィンダクタ 3 2と寄 生成分 Βとで、 周波数 0で共振する並列共振回路 3 8が構成される。 また、 インダク夕 3 4と寄生成分 Βとコンデンサ 3 5とで、 周波数 f o と異なる周波数 f c (回路の動作周波数） で共振する並列共振回路 3 9 が構成される。
従って、 周波数: f cでマイクロ波増幅器 3 0を使用した場合、 インダ クタ 3 2は共振することなく正常に動作する。 一方、 インダク夕 3 4と 寄生成分 Bとコンデンサ 3 5とからなる並列共振回路 3 9は、 周波数で cで共振してオープンになる。 このため、 F E T 3 1のソース電極には、 ィンダク夕 3 2だけが接続されているのと等価になる。
その結果、 周波数 f cにおいては、 インダク夕 3 2の働きによって、 雑音整合ィンピ一ダンスと反射整合ィンピ一ダンスとを接近させること ができ、雑音特性と反射特性とを同時に向上させることができる。 また、 この場合には、抵抗 37に電流が流れないので、 電力の消費を抑制でき、 出力電力特性が向上する。
次に、 周波数 f 0でマイクロ波増幅器 30を使用した場合、 インダク 夕 32は寄生成分 Bによって共振し、 インダクタ 32と寄生成分 Bとか らなる並列共振回路 38はオープンになる。 一方、 ィンダク夕 34は周 波数 f 0では共振することなく正常に動作する。 このため、 F E T 3 1 のソース電極には、 抵抗 37と共振部 36だけが接続させているのと等 価になる。
その結果、 周波数 0においては、 FET 3 1のソース電極は抵抗 3 7を介して接地させることができ、 F E T 31の不要発振が抑制される。 よって、 共振周波数 f oでのマイクロ波増幅器 30の動作は安定する。 なお、 本実施の形態では、 インダク夕 34と並列にコンデンサ 35を 付加することによって、 並列共振回路 39の共振周波数が f cとなるよ うに調整されている。 従って、 インダクタ 34は、 インダク夕 32と同 じ寄生成分 Bを持つように製造することが可能となり、 製造工程が簡単 になる。
また、 FET 31、 インダク夕 32， 34、 コンデンサ 35、 抵抗 3 7は一枚の半導体基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導 体チップ上に形成されていてもよい。 さらに、 FET 3 1、 インダク夕 32， 34、 コンデンサ 35、 抵抗 37の一部の素子が半導体チップ上 に形成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形成されていてもよい。 実施の形態 4.
次に、 実施の形態 4に係るマイクロ波増幅器について第 7図を用いて 説明する。 図中、 40はソース接地型のマイクロ波増幅器、 41は FE T、 4 2は F E T 4 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダク 夕 （第 1のインダク夕） 、 4 3は F Ε Τ 4 1のソース電極と接地との間 で且つィンダク夕 4 2と並列に装荷された安定化回路である。 ここで、 安定化回路 4 3は、 インダク夕 （第 2のインダク夕） 4 4とコンデンサ 4 5とが直列に接続された共振部 4 6と、 共振部 4 6と直列に接続され た抵抗 4 7とを備えている。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F Ε Τ 4 1で増幅され、 ドレイン電極より取り出される。 F E T 4 1のソース 電極と接地との間にィンダク夕 4 2を装荷しているので、 F Ε Τ 4 1の 雑音を最小とする入カインピ一ダンスと反射を最小とするィンピーダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 イ ンダク夕 4 2 , 4 4は、 半導体チップ或いは半導体基板上に 形成されているため、 第 8図に示すように、 イ ンダク夕 4 2は寄生成分 Βを、 インダク夕 4 4は寄生成分 Cを有している。 このため、 インダク 夕 4 2 , 4 4とそれぞれ並列にキャパシ夕が接続された状態になり、 ィ ンダクタ 4 2と寄生成分 Βとで、 周波数 f oで共振する並列共振回路 4 8が構成される。 また、 インダクタ 4 4と寄生成分 Cとコンデンサ 4 5 とで、 周波数 f oで共振する直列共振回路 4 9が構成される。
従って、 周波数 f o以外の周波数でマイクロ波増幅器 4 0を使用した 場合、 インダク夕 4 2 , 4 4は共振することなく正常に動作する。 その 結果、 周波数 f o以外の周波数においては、 インダクタ 4 2の働きによ つて、 雑音整合ィンピーダンスと反射整合ィンビ一ダンスとを接近させ ることができ、雑音特性と反射特性とを同時に向上させることができる。 次に、 周波数 f oでマイクロ波増幅器 4 0を使用した場合、 イ ンダク 夕 4 2は寄生成分 Bによって共振し、 イ ンダク夕 4 2と寄生成分 Bとか らなる共振部 48がオープンになる。 一方、 インダクタ 44と寄生成分 Cとコンデンサ 45とからなる直列共振回路 49は、 周波数 0で共振 してショートする。 このため、 F E T 4 1のソース電極には、 抵抗 4 7 だけが接続させているのと等価になる。
その結果、 周波数 f 0においては、 F E T 4 1のソース電極は抵抗 4 7を介して接地させることができ、 F E T 4 1の不要発振が抑制される。 よって、 共振周波数 f 0でのマイクロ波増幅器 40の動作は安定する。 なお、 F E T 4 1、 インダク夕 42 , 44、 コンデンサ 45、 抵抗 4 7は一枚の半導体基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導 体チップ上に形成されていてもよい。 さらに、 F E T 4 1、 インダク夕 42， 44、 コンデンサ 45、 抵抗 47の一部の素子が半導体チップ上 に形成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形成されていてもよい。 実施の形態 5.
次に、 実施の形態 5に係るマイクロ波増幅器について第 9図を用いて 説明する。 図中、 50はソース接地型のマイクロ波増幅器、 5 1は F E T、 5 2は F E T 5 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダク 夕、 53は F Ε Τ 5 1のソース電極と接地との間で且つィンダク夕 5 2 と並列に装荷された安定化回路である。 ここで、 安定化回路 53は、 F Ε Τ 5 1のソース電極に一端が接続された抵抗 54と、 抵抗 54の他端 に直列に接続されたショートスタブ 5 5とを備えている。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F Ε Τ 5 1で増幅され、 ドレイン電極より取り出される。 FE T 5 1のソース 電極と接地との間にィンダクタ 5 2を装荷しているので、 F Ε Τ 5 1の 雑音を最小とする入カインピ一ダンスと反射を最小とするィンピ一ダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。 また、 インダク夕 5 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成さ れているため、 第 1 0図に示すように、 インダク夕 5 2は寄生成分 Bを 有している。 このため、 インダク夕 5 2と並列にキャパシ夕が接続され た状態になり、 インダクタ 5 2と寄生成分 Bとで、 周波数 f oで共振す る並列共振回路 5 6が構成される。 一方、 ショートスタブ 5 5は、 周波 数 f 0で 1 / 2波長となるように調整されている。 このため、 ショート スタブ 5 5は周波数 f oでショートになる。
従って、 周波数 f c (回路の動作周波数） でマイクロ波増幅器 5 0を 使用した場合、 インダク夕 5 2は共振することなく正常に動作する。 そ して、 周波数 f cにおいては、 インダク夕 5 2の働きによって、 雑音整 合ィンピーダンスと反射整合ィンピーダンスとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させることができる。 また、 この場 合には、 ショートスタブ 5 5は高インピーダンスとなるので、 抵抗 5 4 による電力の消費を抑制でき、 出力電力特性が向上する。
次に、 周波数 f 0でマイクロ波増幅器 5 0を使用した場合、 インダク 夕 5 2は寄生成分 Bによって共振し、 インダク夕 5 2と寄生成分 Bとか らなる並列共振回路 5 6がオープンになる。 一方、 ショートスタブ 5 5 は、 周波数: oでショートになるので、 F E T 5 1のソース電極には、 抵抗 5 4だけが接続されているのと等価になる。
その結果、 周波数 f oにおいては、 F E T 5 1のソース電極は抵抗 5 4を介して接地させることができ、 F E T 5 1の不要発振が抑制される。 よって、 共振周波数 f oでのマイクロ波増幅器 5 0の動作は安定する。 なお、 F E T 5 1、 インダクタ 5 2、 抵抗 5 4、 ショートスタブ 5 5 は一枚の半導体基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導体 チップ上に形成されていてもよい。 さらに、 F E T 5 1、 インダク夕 5 2、 抵抗 5 4、 ショートスタブ 5 5の一部の素子が半導体チップ上に形 成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形成されていてもよい。
実施の形態 6 .
次に、 実施の形態 6に係るマイクロ波増幅器について第 1 1図を用い て説明する。 図中、 6 0はソース接地型のマイクロ波増幅器、 6 1は F E T、 6 2は F E T 6 1のソース電極と接地との間に装荷されたインダ ク夕、 6 3は F E T 6 1のソース電極と接地との間で且つィンダク夕 6 2と並列に装荷された安定化回路である。 ここで、 安定化回路 6 3は、 F E T 6 1のソース電極に一端が接続された抵抗 6 4と、 抵抗 6 4の他 端に直列に接続されたショートスタブ 6 5とを備えている。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F E T 6 1で増幅され、 ドレイ ン電極より取り出される。 F E T 6 1のソース 電極と接地との間にィンダク夕 6 2を装荷しているので、 F E T 6 1の 雑音を最小とする入カインピーダンスと反射を最小とするィンピーダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 イ ンダク夕 6 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成さ れているため、 第 1 2図に示すように、 ィンダクタ 6 2は寄生成分 Bを 有している。 このため、 インダクタ 6 2と並列にキャパシ夕が接続され た状態になり、 イ ンダクタ 6 2と寄生成分 Bとで、 周波数 f oで共振す る並列共振回路 6 6が構成される。 一方、 ショートスタブ 6 5は、 周波 数 f c (回路の動作周波数）で 1 Z 4波長となるように調整されている。 このため、 ショートスタブ 6 5は周波数 f cでオープンになる。
従って、 周波数 f cでマイクロ波増幅器 6 0を使用した場合、 イ ンダ クタ 6 2は共振することなく正常に動作する。 そして、 周波数 cにお いては、 インダク夕 6 2の働きによって、 雑音整合インピーダンスと反 射整合インピーダンスとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性 とを同時に向上させることができる。 また、 この場合には、 ショートス タブ 6 5はオープンになるので、 抵抗 64に電流が流れることはない。 その結果、 電力の消費を抑制でき、 出力電力特性が向上する。
次に、 周波数 f oでマイクロ波増幅器 6 0を使用した場合、 イ ンダク 夕 6 2は寄生成分 Bによって共振し、 イ ンダク夕 6 2と寄生成分 Bとか らなる並列共振回路 6 6がオープンになる。 このため、 F E T 6 1のソ ース電極には、 抵抗 64だけが接続されているのと等価になる。
その結果、 周波数： oにおいては、 F E T 6 1のソース電極は抵抗 6 4を介して接地させることができ、 F E T 6 1の不要発振が抑制される。 よって、 共振周波数 f oでのマイクロ波増幅器 6 0の動作は安定する。 なお、 F E T 6 1、 インダクタ 6 2、 抵抗 6 4、 ショートスタブ 6 5 は一枚の半導体基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導体 チヅプ上に形成されていてもよい。 さらに、 F E T 6 1、 イ ンダク夕 6 2、 抵抗 64、 ショートスタブ 6 5の一部の素子が半導体チップ上に形 成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形成されていてもよい。
実施の形態 7.
次に、 実施の形態 7に係るマイクロ波増幅器について第 1 3図を用い て説明する。 図中、 7 0はソース接地型のマイクロ波増幅器、 7 1は F E T、 7 2は F Ε Τ 7 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダ クタ、 7 3は F Ε Τ 7 1のソース電極に一端が接続された抵抗、 7 4は 抵抗 7 3の他端に直列に接続されたオープンスタブである。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F Ε Τ 7 1で増幅され、 ドレイ ン電極より取り出される。 F E T 7 1のソース 電極と接地との間にィンダク夕 7 2を装荷しているので、 F Ε Τ 7 1の 雑音を最小とする入カインビ一ダンスと反射を最小とするィンピ一ダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 インダク夕 7 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成さ れているため、 第 1 4図に示すように、 イ ンダクタ 7 2は寄生成分 Bを 有している。 このため、 インダクタ 7 2と並列にキャパシ夕が接続され た状態になり、 インダク夕 7 2と寄生成分 Bとで、 周波数: oで共振す る並列共振回路 7 5が構成される。 一方、 オープンスタブ 7 4は、 周波 数 f c (回路の動作周波数）で 1 / 2波長となるように調整されている。 このため、 オープンスタブ 7 4は周波数 f cでオープンになる。
従って、 周波数: cでマイクロ波増幅器 7 0を使用した場合、 イ ンダ クタ 7 2は共振することなく正常に動作する。 そして、 周波数 f cにお いては、 インダク夕 7 2の働きによって、 雑音整合インピーダンスと反 射整合ィンピ一ダンスとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性 とを同時に向上させることができる。 また、 この場合には、 オープンス タブ 7 4はオープンになるので、 抵抗 7 3に電流が流れることはない。 その結果、 電力の消費を抑制でき、 出力電力特性が向上する。
次に、 周波数 f 0でマイクロ波増幅器 7 0を使用した場合、 イ ンダク 夕 7 2は寄生成分 Bによって共振し、 イ ンダク夕 7 2と寄生成分 Bとか らなる並列共振回路 7 5がオープンになる。 このため、 F E T 7 1のソ ース電極には、 抵抗 7 4だけが接続されているのと等価になる。
その結果、 周波数 f 0においては、 F E T 7 1のソース電極は抵抗 7 4を介して接地させることができ、 共振周波数 f 0でのマイクロ波増幅 器 7 0の動作は安定する。
なお、 F E T 7 1、 インダク夕 7 2、 抵抗 7 3、 オープンスタブ 7 4 は一枚の半導体基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導体 チップ上に形成されていてもよい。 さらに、 F E T 7 1、 インダク夕 7 2、 抵抗 7 3、 オープンスタブ 7 4の一部の素子が半導体チップ上に形 成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形成されていてもよい。
実施の形態 8 .
次に、 実施の形態 8に係るマイクロ波増幅器について第 1 5図を用い て説明する。 図中、 8 0はソース接地型のマイクロ波増幅器、 8 1は F E T、 8 2は F E T 8 1のソース電極と接地との間に装荷されたインダ クタ、 8 3は F E T 8 1のソース電極に一端が接続された抵抗、 8 4は 抵抗 8 3の他端に直列に接続されたオープンスタブである。
次に、 動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F E T 8 1で増幅され、 ドレイン電極より取り出される。 F E T 8 1のソース 電極と接地との間にインダク夕 8 2を装荷しているので、 F E T 8 1の 雑音を最小とする入カインピーダンスと反射を最小とするィンピーダン スとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させ ることができる。
また、 インダク夕 8 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成さ れているため、 第 1 6図に示すように、 ィンダク夕 8 2は寄生成分 Bを 有している。 このため、 インダクタ 8 2と並列にキャパシ夕が接続され た状態になり、 インダクタ 8 2と寄生成分 Bとで、 周波数 f oで共振す る並列共振回路 8 5が構成される。 一方、 オープンスタブ 8 4は、 周波 数： ί oで 1 / 4波長となるように調整されている。 このため、 オープン スタブ 8 4は周波数 f 0でショートになる。
従って、 周波数 f c (回路の動作周波数） でマイクロ波増幅器 8 0を 使用した場合、 インダクタ 8 2は共振することなく正常に動作する。 そ して、 周波数: f cにおいては、 インダク夕 8 2の働きによって、 雑音整 合ィンピ一ダンスと反射整合ィンピ一ダンスとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させることができる。 また、 この場 合には、 オープンスタブ 8 4は高インピーダンスとなるので、 抵抗 5 4 による電力の消費を抑制でき、 出力電力特性が向上する。
次に、 周波数 f oでマイクロ波増幅器 80を使用した場合、 イ ンダク 夕 8 2は寄生成分 Bによって共振し、 イ ンダク夕 82と寄生成分 Bとか らなる並列共振回路 8 5がオープンになる。 一方、 オープンスタブ 84 は、 周波数: f 0でショートになるので、 F E T 8 1のソース電極には、 抵抗 83だけが接続されているのと等価になる。
その結果、 周波数 f oにおいては、 FE T 8 1のソース電極は抵抗 8 3を介して接地させることができ、 F E T 8 1の不要発振が抑制される。 よって、 共振周波数 f oでのマイクロ波増幅器 80の動作は安定する。 なお、 F E T 8 1、 インダク夕 8 2、 抵抗 83、 オープンスタブ 84 は一枚の半導体基板上に形成されていてもよく、 それぞれ別々の半導体 チップ上に形成されていてもよい。 さらに、 FE T 8 1、 イ ンダク夕 8 2、 抵抗 83、 オープンスタブ 84の一部の素子が半導体チップ上に形 成され、 それ以外の素子が半導体基板上に形成されていてもよい。
実施の形態 9.
次に、 実施の形態 9に係るマイクロ波増幅器について第 1 7図を用い て説明する。 図中、 90はソース接地型のマイクロ波増幅器、 9 1は E T、 9 2は F Ε Τ 9 1のソース電極と接地との間に装荷されたィンダ クタ、 93は FE T 9 1のドレイン電極と出力端子との間に接続された 抵抗、 94は F Ε Τ 9 1のドレイ ン電極と接地との間に接続されたバイ ァス回路である。 ここで、 バイァス回路 94は、 FE T 9 1のドレイン 電極に一端が接続された R Fチヨ一クインダク夕 9 5と、 RFチョーク ィンダク夕 9 5に一端が接続されると共に他端が接地されたバイパスコ ンデンサ 9 6と、 RFチョークインダク夕 9 5とバイパスコンデンサ 9 6との間に接続されたバイァス端子 9 7とを備えている。
次に動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F Ε Τ 9 1で増幅され、 ドレイ ン電極より取り出される。 F E T 9 1のソース電 極と接地との間にィンダク夕 9 2を装荷しているので、 F E T 9 1の雑 音を最小とする入カインピーダンスと反射を最小とするィンピ一ダンス とを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向上させる ことができる。
また、 イ ンダク夕 9 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成さ れているため、 第 1 8図に示すように、 イ ンダク夕 9 2は寄生成分 Bを 有している。 このため、 インダク夕 9 2と並列にキャパシ夕が接続され た状態になり、 インダクタ 9 2と寄生成分 Bとで、 周波数 f oで共振す る並列共振回路 9 8が構成される。
従って、 周波数： 0でマイクロ波増幅器 9 0を使用した場合、 イ ンダ クタ 9 2は寄生成分 Bによって共振し、 イ ンダク夕 9 2と寄生成分 Bと からなる並列共振回路 9 8がオープンになる。 しかしながら、 F E T 9 1のドレイン電極には抵抗 9 3が直列に接続され、 且つバイァス回路 9 4から F E T 9 1のドレイン電極にバイァス電圧が印可されるので、 並 列共振回路 9 8がオープンになっても、 マイクロ波増幅器 9 0の動作が 安定する。 また、 F E T 9 1のソース電極には抵抗が接続されていない ので、 ソース電極に接続された抵抗に基づく雑音の発生を抑制できる。 また、 F E T 9 1のドレイン電極に抵抗 9 3を直列接続しているので、 周波数選択なしに全周波数帯域で、 マイクロ波増幅器 9 0の動作が安定 する。 従って、 マイクロ波増幅器 9 0は、 雑音特性をほとんど劣化させ ずに安定した動作が得られる低雑音増幅器となる。
実施の形態 1 0 .
次に、 実施の形態 1 0に係るマイクロ波増幅器について第 1 9図を用 いて説明する。 図中、 1 0 0はソース接地型のマイクロ波増幅器、 1 0 1は F E T、 1 0 2は F Ε Τ 1 0 1のソース電極と接地との間に装荷さ れたィンダクタ、 1 0 3は F E T 1 0 1のゲ一ト電極と入力端子との間 に接続された抵抗、 1 0 4は入力端子と接地との間に接続されたバイァ ス回路である。 ここで、 バイアス回路 1 0 4は、 入力端子に一端が接続 された R Fチヨ一クインダク夕 1 0 5と、 R Fチヨ一クインダクタ 1 0 5に一端が接続されると共に他端が接地されたバイパスコンデンサ 1 0 6と、 R Fチヨ一クインダクタ 1 0 5とバイパスコンデンサ 1 0 6との 間に接続されたバイアス端子 1 0 7である。
次に動作について説明する。 ソース電極に加えられた信号は F E T 1 0 1で増幅され、 ドレイ ン電極より取り出される。 F E T 1 0 1のソ一 ス電極と接地との間にインダク夕 1 0 2を装荷しているので、 F E T 1 0 1の雑音を最小とする入カインピ一ダンスと反射を最小とするィンピ 一ダンスとを接近させることができ、 雑音特性と反射特性とを同時に向 上させることができる。
また、 イ ンダクタ 1 0 2は、 半導体チップ或いは半導体基板上に形成 されているため、 第 1 8図に示すように、 ィンダク夕 1 0 2は寄生成分 Bを有している。 このため、 インダクタ 1 0 2と並列にキャパシ夕が接 続された状態になり、 イ ンダク夕 1 0 2と寄生成分 Bとで、 周波数 0 で共振する並列共振回路 1 0 8が構成される。
従って、 周波数 0でマイクロ波増幅器 1 0 0を使用した場合、 ィン ダク夕 1 0 2は寄生成分 Bによって共振し、 イ ンダク夕 1 0 2と寄生成 分 Bとからなる並列共振回路 1 0 8がオープンになる。 しかしながら、 F E T 1 0 1のゲート電極には抵抗 1 0 3が直列に接続され、 且つバイ ァス回路 1 0 4からバイァス電圧が印可されるので、 並列共振回路 1 0 8がオープンになっても、 マイクロ波増幅器 1 0 0の動作が安定する。 また、 F E T 1 0 1のソース電極には抵抗が接続されていないので、 ソ ース電極に接続された抵抗に基づく雑音の発生を抑制できる。 また、 F E T 1 0 1のドレイン電極に抵抗 1 0 3を直列接続している ので、 周波数選択なしに全周波数帯域で、 マイクロ波増幅器 1 0 0の動 作が安定する。 従って、 マイクロ波増幅器 1 0 0は、 出力電力特性をほ とんど劣化させずに安定した動作が得られる高出力増幅器となる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明にかかるマイクロ波増幅器は、 例えば、 通信装 置の固定局あるいは携帯端末用のマイクロ波増幅器として有用であり、 特に低雑音で安定性が要求される受信用増幅器に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に、 インダク 夕と抵抗とを並列に装荷したことを特徴とするマイクロ波増幅器。
2 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 第 1のィ ンダク夕と安定化回路とを並列に装荷し、
前記安定化回路は、 前記第 1のィンダク夕が寄生成分によって共振す る周波数と異なる周波数で共振する第 2のィンダクタと、 前記第 2のィ ンダク夕と直列に接続された抵抗とを備えることを特徴とするマイクロ 波増幅器。
3 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に、 第 1のィ ンダク夕と安定化回路とを並列に装荷し、
前記安定化回路は、 第 2のインダク夕とコンデンサとが並列に接続さ れた共振部と、 前記共振部と直列に接続された抵抗とを備え、
前記共振部は、 前記第 1のィンダク夕が寄生成分によって共振する周 波数と異なる周波数で共振することを特徴とするマイクロ波増幅器。
4 . 電界効果型トランジス夕を用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に、 第 1のィ ンダク夕と安定化回路とを並列に装荷し、
前記安定化回路は、 第 2のィンダク夕とコンデンサとが直列に接続さ れた共振部と、 前記共振部と直列に接続された抵抗とを備え、
前記共振部は、 前記第 1のィンダク夕が寄生成分によって共振する周 波数と異なる周波数で共振することを特徴とするマイクロ波増幅器。
5 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に、 ィンダク 夕と安定化回路とを並列に装荷し、
前記安定化回路は、 前記イ ンダクタが寄生成分によって共振する周波 数で 1 / 2波長となるショートスタブと、 前記ショートスタブと直列に 接続された抵抗とを備えることを特徴とするマイクロ波増幅器。
6 . 電界効果型トランジス夕を用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に、 インダク 夕と安定化回路とを並列に装荷し、
前記安定化回路は、 前記ィンダクタが寄生成分によって共振する周波 数と異なる周波数で 1 / 4波長となるショートスタブと、 前記ショート スタブと直列に接続された抵抗とを備えることを特徴とするマイクロ波 増幅器。
7 . 電界効果型トランジス夕を用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に装荷された ィンダク夕と、
前記ソース電極に一端が接続された抵抗と、
前記抵抗の他端に接続され、 前記ィンダクタが寄生成分によって共振 する周波数で 1 / 2波長となるオープンスタブとを備えることを特徴と するマイクロ波増幅器。
8 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に装荷された ィンダク夕と、
前記ソース電極に一端が接続された抵抗と、
前記抵抗の他端に接続され、 前記ィンダク夕が寄生成分によって共振 する周波数と異なる周波数で 1 / 4波長となるオープンスタブとを備え ることを特徴とするマイクロ波増幅器。
9 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器にお いて、
前記電界効果型トランジス夕のソース電極と接地との間に装荷された イ ンダク夕と、
前記電界効果型トランジスタのドレイン電極と出力端子との間に接続 された抵抗と、
前記電界効果型トランジスタのドレイン電極と接地との間に接続され たバイァス回路とを備えることを特徴とするマイクロ波増幅器。
1 0 . 前記バイアス回路は、 直列に接続された R Fチヨ一クインダク 夕とバイパスコンデンサとを備えることを特徴とする請求の範囲第 9項 記載のマイクロ波増幅器。
1 1 . 電界効果型トランジスタを用いて構成したマイクロ波増幅器に おいて、
前記電界効果型トランジスタのソース電極と接地との間に装荷された イ ンダクタと、
前記電界効果型トランジスタのゲート電極と入力端子との間に接続さ れた抵抗と、
前記入力端子と接地との間に接続されたバイァス回路とを備えること を特徴とするマイクロ波増幅器。
1 2 . 前記バイアス回路は、 直列に接続された R Fチヨ一クインダク 夕とバイパスコンデンサとを備えることを特徴とする請求の範囲第 1 1 項記載のマイクロ波増幅器。
PCT/JP1999/003516 1999-06-30 1999-06-30 Microwave amplifier Ceased WO2001003290A1 (en)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN99810123A CN1315074A (zh) 1999-06-30 1999-06-30 微波放大器
EP99926849A EP1137171A1 (en) 1999-06-30 1999-06-30 Microwave amplifier
KR1020017002443A KR20010106454A (ko) 1999-06-30 1999-06-30 마이크로파 증폭기
PCT/JP1999/003516 WO2001003290A1 (en) 1999-06-30 1999-06-30 Microwave amplifier
CA002342175A CA2342175A1 (en) 1999-06-30 1999-06-30 Microwave amplifier
US09/447,041 US6310517B1 (en) 1999-06-30 1999-11-23 Microwave amplifier

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP1999/003516 WO2001003290A1 (en) 1999-06-30 1999-06-30 Microwave amplifier

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2001003290A1 true WO2001003290A1 (en) 2001-01-11

Family

ID=14236125

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP1999/003516 Ceased WO2001003290A1 (en) 1999-06-30 1999-06-30 Microwave amplifier

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6310517B1 (ja)
EP (1) EP1137171A1 (ja)
KR (1) KR20010106454A (ja)
CN (1) CN1315074A (ja)
CA (1) CA2342175A1 (ja)
WO (1) WO2001003290A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005107063A1 (ja) * 2004-04-28 2005-11-10 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha バイアス回路
JP2008228149A (ja) * 2007-03-15 2008-09-25 New Japan Radio Co Ltd 低雑音増幅器
JP2017046297A (ja) * 2015-08-28 2017-03-02 株式会社東芝 高周波低雑音増幅器

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2811827B1 (fr) * 2000-07-12 2002-10-11 St Microelectronics Sa Dispositif d'amplification a faible bruit, en particulier pour un telephone mobile cellulaire
JP3709770B2 (ja) * 2000-07-27 2005-10-26 株式会社村田製作所 半導体スイッチ回路および半導体装置
GB2411062B (en) 2004-02-11 2007-11-28 Nujira Ltd Resonance suppression for power amplifier output network
WO2006121650A2 (en) * 2005-04-29 2006-11-16 The Regents Of The University Of California Power amplifier with an output matching network
US9124218B2 (en) * 2009-06-19 2015-09-01 Koninklijke Philips N.V. Input impedance of low noise preamplifiers used for MRI with dual source FET, floating ground and permanent ground
JP6112500B2 (ja) 2012-09-25 2017-04-12 三菱電機株式会社 マイクロ波増幅器
WO2016029190A1 (en) * 2014-08-22 2016-02-25 Lockheed Martin Corporation Multi-stage linearizer
RU167770U1 (ru) * 2016-05-24 2017-01-10 Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Исток" имени А.И. Шокина" (АО "НПП "Исток" им. Шокина") Балансный усилитель СВЧ
CN110581693A (zh) * 2019-09-12 2019-12-17 重庆大学 一种超宽带功率放大器偏置电路
EP4521637A4 (en) * 2022-06-17 2025-06-11 Mitsubishi Electric Corporation FEEDBACK AMPLIFIER

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6082824U (ja) * 1983-11-11 1985-06-08 日本電気株式会社 マイクロ波帯増幅器
JPS61285811A (ja) * 1985-06-13 1986-12-16 Fujitsu Ltd マイクロ波回路
JPS6347610U (ja) * 1986-09-12 1988-03-31
JPS63219210A (ja) * 1987-03-06 1988-09-12 Mitsubishi Electric Corp Ｆｅｔ増幅器
JPH0575361A (ja) * 1991-09-12 1993-03-26 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波増幅器
JPH0677749A (ja) * 1992-08-25 1994-03-18 Nippondenso Co Ltd 高周波増幅器の安定化回路
JPH06188643A (ja) * 1992-10-21 1994-07-08 Fukushima Nippon Denki Kk 高周波低雑音増幅器
JPH06276038A (ja) * 1993-03-19 1994-09-30 Mitsubishi Electric Corp 高周波低雑音増幅器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4390851A (en) * 1980-11-25 1983-06-28 Rockwell International Corporation Monolithic microwave amplifier having active impedance matching
JPS594175A (ja) * 1982-06-30 1984-01-10 Fujitsu Ltd 電界効果半導体装置
JPS6082824A (ja) 1983-10-13 1985-05-11 Terumo Corp 電子体温計及びその製造方法
JPS6347610A (ja) 1986-08-16 1988-02-29 Nec Corp 傾斜センサ
FR2669475B1 (fr) * 1990-11-16 1993-01-22 Thomson Composants Microondes Modem pour badge hyperfrequence, a amplificateur a reflexion.
US5374899A (en) * 1993-11-10 1994-12-20 Itt Corporation Self biased power amplifier employing FETs
KR0129843B1 (ko) * 1994-12-19 1998-10-01 양승택 초고주파 모노리식 저잡음 증폭기

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6082824U (ja) * 1983-11-11 1985-06-08 日本電気株式会社 マイクロ波帯増幅器
JPS61285811A (ja) * 1985-06-13 1986-12-16 Fujitsu Ltd マイクロ波回路
JPS6347610U (ja) * 1986-09-12 1988-03-31
JPS63219210A (ja) * 1987-03-06 1988-09-12 Mitsubishi Electric Corp Ｆｅｔ増幅器
JPH0575361A (ja) * 1991-09-12 1993-03-26 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波増幅器
JPH0677749A (ja) * 1992-08-25 1994-03-18 Nippondenso Co Ltd 高周波増幅器の安定化回路
JPH06188643A (ja) * 1992-10-21 1994-07-08 Fukushima Nippon Denki Kk 高周波低雑音増幅器
JPH06276038A (ja) * 1993-03-19 1994-09-30 Mitsubishi Electric Corp 高周波低雑音増幅器

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005107063A1 (ja) * 2004-04-28 2005-11-10 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha バイアス回路
JPWO2005107063A1 (ja) * 2004-04-28 2008-03-21 三菱電機株式会社 バイアス回路
US7501914B2 (en) 2004-04-28 2009-03-10 Mitsubishi Electric Corporation Bias circuit
JP4588699B2 (ja) * 2004-04-28 2010-12-01 三菱電機株式会社 バイアス回路
JP2008228149A (ja) * 2007-03-15 2008-09-25 New Japan Radio Co Ltd 低雑音増幅器
JP2017046297A (ja) * 2015-08-28 2017-03-02 株式会社東芝 高周波低雑音増幅器

Also Published As

Publication number Publication date
KR20010106454A (ko) 2001-11-29
US6310517B1 (en) 2001-10-30
CA2342175A1 (en) 2001-01-11
CN1315074A (zh) 2001-09-26
EP1137171A1 (en) 2001-09-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6400240B2 (en) Integrated resonance circuit consisting of a parallel connection of a microstrip line and a capacitor
US7554410B2 (en) Power amplifier
US5159287A (en) High efficiency rf power amplifier
US5406224A (en) Circuit for stabilizing RF amplifier
JPH0732335B2 (ja) 高周波増幅器
WO2000003478A1 (en) High-frequency power amplifier module
JPH08130419A (ja) 増幅器並びにこれを有する受信機及び通信機
JPH08148949A (ja) 高周波増幅器
WO2001003290A1 (en) Microwave amplifier
JP2998837B2 (ja) マイクロ波周波数逓倍増幅器
JP3209168B2 (ja) マイクロ波増幅器用バイアス回路
JPH04326206A (ja) 電力増幅器
JP2627113B2 (ja) 高周波電力増幅器
JPH11220337A (ja) 電力増幅器
KR100377285B1 (ko) 마이크로파 증폭기
JP3006252B2 (ja) 半導体増幅器
JP2616464B2 (ja) 高効率電力増幅回路
JP2883218B2 (ja) 半導体増幅器
JPWO2001003290A1 (ja) マイクロ波増幅器
JPH11220343A (ja) 高周波電力増幅器
JP2002314340A (ja) 高周波回路及びそれを用いた通信装置
JPS6187406A (ja) 高周波増幅装置
JPH06276038A (ja) 高周波低雑音増幅器
JP2001237647A (ja) 高周波用電力増幅器
JP2001136035A (ja) マイクロ波半導体装置用バイアス回路

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 99810123.0

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 09447041

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1999926849

Country of ref document: EP

AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): CA CN IN JP KR

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: IN/PCT/2001/118/CHE

Country of ref document: IN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020017002443

Country of ref document: KR

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2342175

Country of ref document: CA

Ref document number: 2342175

Country of ref document: CA

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1999926849

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1020017002443

Country of ref document: KR

WWR Wipo information: refused in national office

Ref document number: 1020017002443

Country of ref document: KR

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 1999926849

Country of ref document: EP