WO2001069783A1 - Convertisseur de frequence - Google Patents

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WO2001069783A1
WO2001069783A1 PCT/FR2001/000728 FR0100728W WO0169783A1 WO 2001069783 A1 WO2001069783 A1 WO 2001069783A1 FR 0100728 W FR0100728 W FR 0100728W WO 0169783 A1 WO0169783 A1 WO 0169783A1
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frequency
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oscillators
radiofrequency
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PCT/FR2001/000728
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English (en)
Inventor
Gérard Korahnke
Jean-Jacques Depriester
François Noirot
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Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Original Assignee
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
    • H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing

Definitions

  • the invention relates to a device for frequency agility transposition of a radiofrequency signal into an intermediate frequency signal or of an intermediate frequency signal into a radiofrequency signal.
  • the frequency agility of this equipment constitutes an advantage, both from the point of view of production and of operations. Indeed, due to the introduction of digital television broadcasting by terrestrial radio network, the emission or re-emission frequency plans allocated to the analog complementary network are such that it is necessary to use all the sites concerned to ensure an identical coverage area for digital transmission or re-transmission.
  • a digital DVB-T channel is coupled into a lower and / or higher adjacent channel to an existing L-SECAM analog channel.
  • the digital channel N + l occupies a central frequency Fo + 8 MHz and a frequency band of width ⁇ 8 MHz, typically equal to 7.6 MHz.
  • the lower digital channel, Nl occupies a central frequency Fo - 8 MHz and a frequency band of the same bandwidth.
  • PS designates the sound carrier and Pi the image carrier of the analog channel.
  • modular aperiodic digital multichannel retransmission systems comprising at least, as illustrated in FIG. 1b, a multichannel distributor circuit ( 1) broadband, at least one digital channel processing channel (2), the input of each of these channels being connected to an output channel of the multichannel distributor (1), a multichannel summing circuit (3) with wide tape, one of the input channels of the multi-channel summing circuit being connected to the output of one of the digital channel processing channels.
  • a power amplifier circuit (4) and a directional coupler (5) with a transmission input, a coupling input and an output allow coupling to the ACRE retransmission antenna.
  • a modular channel for radio frequency retransmission of an analog television signal has also been proposed, as shown in FIG. digital, this signal consisting of a signal transmitted on an adjacent digital channel lower Nl or higher N + l, the nominal amplitude of the digital signal being less than that of the analog signal.
  • Each channel comprises a first frequency transposition module (1,2,3) of the radiofrequency signal into an intermediate frequency signal fi representative of the signal transmitted on the analog channel N and on one of the lower digital channels Nl respectively upper N + l , a bandpass filtering module (4) allowing the selective transmission of a filtering band of central frequency and bandwidth corresponding to those of the analog channel N and of the digital channel lower Nl or higher N + l, a second frequency transposition module (7,8,9) receiving the intermediate frequency signal fi and delivering a radiofrequency signal for retransmission comprising a signal transmitted on the analog channel N and a signal transmitted on one of the lower digital channels Nl respectively higher N + l.
  • a control module (10) delivers control signals to the first, to the second frequency transposition module, the frequency agility character, that is to say of switching, from one to the other of the lower or upper channels depending on operational or production needs being thus obtained.
  • This type of circuit, frequency synthesizer has the disadvantage of a spectral purity lower than that of fixed quartz oscillators. This drawback is likely to be detrimental to the proper functioning of processing channels dedicated to digital channel modulations such as 64 QAM, 256 QAM, COFDM modulations for example.
  • the lack of spectral purity can result from different contributions to phase noise in a PLL loop frequency synthesizer, namely with reference to FIG. 1 a: the noise of the reference source 2c, 8c; the noise generated by the frequency dividers 2a, 8a; the noise of the phase comparator 2b, 8b; the noise of the loop, generated by the error voltage amplifier 2b, 8b; the own noise of the voltage-controlled oscillator 3c, 7c.
  • the object of the present invention is to remedy the above-mentioned drawback by implementing a device for transposing frequency agility from a radiofrequency signal into a frequency signal. intermediate, respectively of a frequency agility transposition device of an intermediate frequency signal into a radiofrequency signal in which the lack of spectral purity is substantially reduced, if not eliminated.
  • Another object of the present invention is in particular the reduction, if not the elimination, of the noise affecting the frequency change signal of the frequency-agile frequency transposition devices objects of the present invention.
  • Another object of the present invention is finally, the reduction, if not the elimination, of the noise introduced by the output filters of conventional devices, thanks to the use of specific follower filters capable of authorizing the removal of the aforementioned output filters. and noise introduced by them.
  • the device for frequency agility transposition of a radiofrequency signal into an intermediate frequency signal comprises at least one intermediate frequency transposition channel comprising, on the one hand, a frequency change circuit and a local oscillator, this channel receiving this radiofrequency signal and delivering the intermediate frequency signal from a frequency change signal delivered by this local oscillator, and, on the other hand, an automatic gain control loop making it possible to adjust the relative level of the radio frequency signal vis-à-vis the frequency change signal.
  • this local oscillator is constituted by a plurality of n switched oscillators and in that this device further comprises a module for generating signals for controlling the switched oscillators. This makes it possible to reduce the sensitivity of the switched oscillators to noise affecting the frequency change signal by a factor n.
  • the transposition device agility intermediate frequency to a radio frequency signal object of the present invention comprises at least one channel of radio frequency transposition comprising a circuit • frequency change and a local oscillator, the channel receiving the intermediate frequency signal and delivering this radiofrequency signal from a frequency change signal delivered by this local oscillator. It is remarkable in that this local oscillator is constituted by a plurality of n switched oscillators and in that this device also comprises a module generating a control signal for these switched oscillators. This makes it possible to reduce the sensitivity of the switched oscillators to noise affecting the frequency change signal by a factor n.
  • the aforementioned devices of the invention find application in the implementation of modular frequency change components which can be used, in particular, in circuits for retransmitting televised television signals.
  • FIG. 2a represents a functional block diagram of a device for transposing frequency agility of a radiofrequency signal into an intermediate frequency signal, in accordance with the object of the present invention
  • FIG. 2b represents a functional block diagram of a device for transposing frequency agility of an intermediate frequency signal into a radiofrequency signal, in accordance with the object of the present invention
  • FIG. 3a represents, by way of illustration, a local oscillator comprising a plurality of switched oscillators allowing the implementation of a device in accordance with the object of the present invention as shown in FIG.
  • FIG. 3b represents, by way of illustration, a detail of implementation of FIG. 3a
  • FIG. 3c represents, by way of illustration, a control module making it possible to deliver control signals from the local oscillator represented in FIGS. 3a and 3b, implemented in the device object of the invention represented in FIGS. 2a and 2b
  • FIG. 4a represents, by way of illustration, a specific embodiment of a specific follower filter module allowing, owing to its intrinsic qualities, the elimination of output filters at intermediate frequency or radiofrequency
  • FIG. 4b represents, by way of illustration, a preferred embodiment of a specific follower filter as illustrated in FIG. 4a.
  • the RF / FI frequency agility transposition device comprises a radiofrequency input, denoted RF input, followed by an amplifier stage A, an attenuator stage AT, an amplifier stage A and a second AT attenuator stage.
  • This second attenuator stage AT is itself followed by a follower filter FS, then by a frequency change circuit A, M constituted by an amplifier A of the separator type and by a mixer M.
  • the mixer M receives a signal frequency change FC delivered by a local oscillator OL.
  • the mixer circuit M is itself followed by an amplifier A and an intermediate frequency filter FFI.
  • the intermediate frequency filter FFI is itself followed by an amplifier A and a surface wave filter FOS.
  • a stage consisting of an amplifier A and an intermediate frequency filter FFI is connected to the surface wave filter FOS to deliver the intermediate frequency signal FI.
  • a derivator D is provided at the output of the intermediate frequency filter FFI to produce an automatic gain control loop making it possible to adjust the relative level of the radiofrequency signal RF vis-à-vis the frequency change signal FC delivered by the local oscillator OL. All of the aforementioned elements connected in cascade, except for the control loop automatic gain, constitutes a frequency transposition channel delivering the IF intermediate frequency signal.
  • the AGC automatic gain control loop comprises, from the tap-off socket D, conventional type circuits such as an amplifier A, an intermediate frequency test output circuit FI, a detector circuit E and a regulated gain control, respectively unregulated, symbolized by switches.
  • a differential amplifier signal with respect to a reference voltage, denoted ref., Delivers from the signal delivered by the automatic gain control socket, a control signal for the AT attenuators described previously in the transposition to intermediate frequency previously mentioned. .
  • the RF / FI frequency agility transposition device comprises a local oscillator OL constituted by a plurality of n switched oscillators.
  • the local oscillator constituted by the n switched oscillators is symbolically represented by a generator of a sine wave with which is associated a switch with n positions, from 1 to n , the position of this switch being representative of the choice of one of the switched oscillators whose central frequency is chosen to generate the frequency change signal FC previously mentioned.
  • the RF / FI frequency agility transposition device further includes a module, denoted CSM, generator of control signals for switched oscillators.
  • CSM generator of control signals for switched oscillators.
  • the command signal generator module is deemed to position the switch in n positions by means of a specific command, represented in dotted lines, and therefore to ensure the choice of the switched oscillator making it possible to generate the frequency change signal FC.
  • the local oscillator OL can be synchronized by a reference clock, denoted H Ref, which delivers a calibrated reference clock signal, as will be described later. in the description.
  • the reference clock signal can advantageously be controlled by an external clock.
  • the AT attenuators are controlled by the automatic gain control part AGC. AT attenuators adjust the amplification gain. The switch from regulated to unregulated position allows you to select the automatic or manual operating mode.
  • the input signal presence detector constituted by the detector circuit E, makes it possible to switch a high frequency output relay of the frequency change circuit and of the mixer M to carry out a frequency change at intermediate frequency in automatic mode.
  • the IF intermediate frequency test output allows the input gain to be measured and thus facilitates adjustment in manual mode.
  • n switched oscillators makes it possible to reduce by a factor n the sensitivity of these switched oscillators to the noise affecting the signal for change of HR frequency.
  • the fact of providing n switched oscillators makes it possible to reduce the contribution of each of these oscillators to the noise conveyed by the frequency change signal FC.
  • the intermediate frequency transposition channel described in connection with FIG. 2a comprises, upstream of the frequency change circuit A, M, the follower filter FS, which makes it possible to center the passband of the follower filter on the center frequency of the radio frequency signal RF present at the radio frequency input.
  • a frequency agility transposition device of an IF intermediate frequency signal into an RF radio frequency signal, IF / RF frequency agility transposition device according to the object of the present invention, will now be described in connection with the figure 2b.
  • the IF / RF frequency agility transposition device which is the subject of the invention comprises at least one radiofrequency transposition channel comprising, in addition to an input circuit of the IF intermediate frequency signal, a circuit frequency change, denoted M, where M denotes a mixer circuit and A denotes an amplifier circuit.
  • a local oscillator OL is provided, which delivers a frequency change signal FC to the mixer M to ensure the frequency change from the intermediate frequency signal FI to the radiofrequency signal RF.
  • the amplifier A of the frequency change circuit is preferably followed by a follower filter FS.
  • the FS follower filter is completed by a chain made up by an AT attenuator, an amplifier A, a second follower filter FS and an amplifier A to deliver the radio frequency signal RF.
  • the two follower filters, the amplifiers A and the electronic attenuator AT make it possible to have an RF radiofrequency output signal meeting the desired characteristics.
  • An electronic output switch CE makes it possible to inhibit the radio frequency signal RF by ensuring a loopback on a load resistance of value normalized to 75 ohms for example.
  • the radiofrequency transposition channel as represented in FIG. 2b makes it possible to deliver the radiofrequency signal RF from a frequency change signal FC delivered by the local oscillator OL.
  • the local oscillator OL can receive a reference clock signal, denoted H Ref, as shown in FIG. 2b.
  • H Ref a reference clock signal
  • the local oscillator OL is also constituted by a plurality of n switched oscillators.
  • the local oscillator OL is represented associated with a switch with n positions 1 to n, the choice of the position making it possible to select one of the switched oscillators constituting the oscillator local OL, as already mentioned previously in connection with FIG. 2a.
  • the use of n switched oscillators makes it possible to reduce the sensitivity of the oscillators switched to noise affecting the frequency change signal FC delivered to the mixer M.
  • the IF / RF frequency agility transposition device shown in FIG. 2b comprises a CSM module generating a signal for controlling the switched oscillators.
  • the control module CSM is shown as allowing the switching of the n-position switch by a dotted line command, in a nonlimiting manner.
  • the radiofrequency transposition channel represented in FIG. 2b comprises at least, downstream of the frequency change circuit, and therefore downstream of the mixer M, the follower filters FS mentioned above, which make it possible to center the passband of the corresponding follower filter on the center frequency of the RF radio signal.
  • the generator module CSM makes it possible to control not only the switched oscillators constituting the local oscillator OL of the devices represented in FIGS. 2a and 2b, but also follower filters FS of these same devices under conditions which will be specified in more detail. later in the description.
  • a more detailed description of a local oscillator OL constituted by a plurality of n switched oscillators will now be given in connection with FIGS. 3a to 3c.
  • Each oscillator The switched signal preferably receives a reference clock signal, denoted H Ref., in order to allow good synchronization of each aforementioned switched oscillator.
  • Each switched oscillator is connected by a circuit of switching diodes, denoted O x to D n respectively, to a control circuit constituted by a self-inductance L x to L n , this control circuit receiving a control signal Ki to K n delivered by the CSM module generating a control signal previously mentioned in the description.
  • Each switching diode circuit consists of two diodes connected in series between the control input of the corresponding switched oscillator and the control circuit ⁇ to L n previously mentioned.
  • the midpoint of the two diodes connected in series constituting each switching circuit is connected by means of a connection capacitance Cl ⁇ to Cl n to the frequency synthesis circuits
  • these frequency synthesis circuits may consist of circuits of frequency conventional type with phase-locked loop, of PLL type, making it possible to deliver the frequency change signal FC from one of the signals delivered by one of the switched oscillators OCi to OC n .
  • these circuits on the basis of the signal delivered by the corresponding switched oscillator after selection of the latter, implements a so-called N-fractionated synthesis and make it possible to ensure the phase comparison function at a frequency of 1.33 MHz thereby reducing the contribution to the noise level of the dividers of the aforementioned phase-locked loop.
  • control signals Ki to K n it is indicated that these signals come from a microprocessor equipping the CSM module generating a control signal, these signals being conveyed by the BUS I 2 C of the latter.
  • control signals make it possible to make the diodes constituting the switching diode circuits conductive and thus make it possible to supply or not power the corresponding switched oscillator, which gives each control signal K x to K ⁇ a logic signal value. zero or one previously mentioned in the description.
  • the frequency conversion can be programmed by the choice of the corresponding switched oscillator whose central frequency is chosen so as to cover frequency bands spaced by 100 MHz and by the programming of the frequency synthesis circuit with locking loop previously mentioned phase, so as to generate the frequency change signal FC taking into account the value of the signal delivered by the switched oscillator OCi to OC n corresponding.
  • each local oscillator OL is preferably synchronized with respect to a reference clock signal, the signal H Ref.
  • the reference clock signal is generated from a voltage controlled oscillator controlled by a quartz oscillator and noted VCXO, which is controlled by an external clock using a phase comparator CP and a divider, in the ratio n, divider denoted DI as shown in Figure 3b.
  • each local oscillator OL is preferably synchronized with the above-mentioned reference clock signal.
  • the CSM module can advantageously include a microprocessor 1 with which is associated an electrically reprogrammable memory, bearing the reference 2, of EEPROM type.
  • the memory 2 and the microprocessor 1 make it possible to deliver the control signals Ki to K 4 of logic value 0 or 1, as mentioned previously in the description, via the BUS I 2 C of the microprocessor.
  • a digital analog converter module 3 which receives digital signals from the microprocessor 1 and delivers analog voltages to different analog control circuits essentially constituted by circuits. resistance. These latter circuits make it possible to deliver control signals denoted Command 1, Command 2, Command 3 and Command 4 intended for the control of the follower filters FS, as will be described later in the description. Generally, it is indicated that the memory
  • EEPROM type EEPROM includes sequences of values digital ranges between 0 and 5, these digital sequences being read by the microprocessor 1 and delivered to the digital analog converter 3 so as to generate analog voltage values between 0 and 5 volts depending on the control circuit considered.
  • the form of the control signals will be described later in the description in conjunction with the control of the follower filters FS, a description of the follower filters now being given with FIG. 4a and FIG. 4b.
  • a follower filter FS has been shown.
  • the latter comprises at least one input circuit for the radiofrequency signal RF, the follower filters FS located upstream, respectively downstream of the frequency change circuit, that is to say of the mixer M on the one hand in the device shown in Figure 2a and, on the other hand, in the device shown in Figure 2b, of course receive the radio frequency signal in all cases.
  • the input circuit consists of a link capacitor coupled to a printed line directly connected between the reference voltage and a diode circuit with variable capacitance, whose capacitance value as a function of the voltage applied across its terminals. , makes it possible to modify the agreement of the resonant circuit constituted by the printed line and the capacity represented by the aforementioned variable capacity diodes.
  • variable capacity diode circuit is connected between the printed line, equivalent to a self inductance, and the reference voltage.
  • the variable capacity diode circuit consists of a variable capacity diode connected in head to tail between the line and the reference voltage respectively, the midpoint of connection of the variable capacity diodes being connected to a direct supply voltage delivered by the digital analog converter 3. This voltage can be taken equal to a fixed value , the value 5 volts for example.
  • the follower filter FS shown in FIG. 4a comprises four modules of follower filters constituted in a similar manner to the input circuit previously described.
  • Each follower filter module denoted MFSi to MFS, thus comprises a printed line connected to the reference voltage and a variable capacity diode circuit connected between the corresponding printed line and the reference voltage.
  • the midpoint of each variable-capacity diode circuit, the variable-capacity diodes being in each circuit mounted head-to-tail in the same manner as in the case of the input circuit, are connected to a control circuit each receiving l one of the control signals, denoted Command 1, Command 2, Command 3, Command 4, delivered by the CSM module generating a control signal previously described in connection with FIG. 3c.
  • the follower filter FS comprises an output circuit comprising the same elements as the input circuit, namely a circuit of variable capacity diodes connected to a printed line and to the reference voltage, the midpoint of the capacity diodes. variable of this circuit of variable capacity diodes being itself connected to the voltage delivered by the digital analog converter DAC substantially equal to 5 volts.
  • all of the printed lines equivalent to inductors are arranged so that the aforementioned inductors are coupled together electromagnetically. Referring to FIG. 4a, it is indicated that each follower filter module MFSi to MFS 4 in fact constitutes a frequency-shifted resonance circuit to cover a determined frequency band.
  • analog voltages delivered by signals Command 1, Command 2, Command 3 and Command 4 then makes it possible to modify the value of the frequency tuning of the circuit constituted by each follower filter module to finally obtain a bandwidth of 8 MHz at the center of the bandwidth of the filter.
  • variable capacity diodes gives satisfaction with a rejection rate greater than 40 dB at 70 MHz of the central frequency of the transmission channel.
  • each follower filter FS consists in subdividing the radiofrequency signal entering each follower filter into two sub-bands delimited by a first follower filter FS a and a second follower filter FS b connected in parallel.
  • each follower filter FS a respectively FS b
  • each follower filter FS a is identical to the follower filter FS shown in FIG. 4a.
  • the values of the components constituted by the constituent lines of self -inductance and capacity are so different, of course, provide one of the followers FS filters granted on a first sub-band and the other followers filters FS b granted on the second sub-band.
  • each follower filter FS a , FS b covers a half-frequency band such as the UHF frequency band, that is to say 470 MHz - 670 MHz, respectively 670 MHz - 870 MHz.
  • variable capacitance diodes are used in an area where the slope of variation of their value as a function of the control voltage is small, in order to be able to neglect the impact of the amplitude of the radiofrequency signal on the value of the capacitance presented by variable capacitance diodes and, therefore, on the filter tuning frequencies.
  • control signal Cd has 3 "pi ⁇ to make the corresponding follower filter active and the value -V being applied to make the other follower filter inactive, on the contrary, is carried out by means of the diode bridges PD al , PD a2 and PD bl , PD b2 used as switches.
  • the control signals Cd a (+ V, -V) can of course be supplied in the same way by the microprocessor 1 and the digital / analog converter 3 previously described in connection with FIG. 3c.

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Abstract

L'invention concerne un dispositif de transposition à agilité de fréquence RF/FI ou FI/RF. Muni d'un circuit (A, M) et d'un oscillateur local (OL), cet oscillateur local est constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés (1 à n). Un module CSM générateur de signaux de commande des oscillateurs commutés est prévu, ce qui permet de réduire d'un facteur n la sensibilité des oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence.

Description

CONVERTISSEUR DE FREQUENCE
L'invention concerne un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal radiofréquence en un signal à fréquence intermédiaire ou d'un signal à fréquence intermédiaire en un signal radiofréquence . Dans le cadre de la mise en œuvre d'équipements d'émission de télévision, par l'intermédiaire d'un réseau câblé ou hertzien, l'agilité en fréquence de ces équipements constitue un avantage, tant du point de vue de la production que de l'exploitation. En effet, en raison de l'introduction de la télédiffusion de la télévision numérique par réseau hertzien terrestre, les plans de fréquence d'émission ou de réémission attribués au réseau complémentaire analogique sont tels qu'il est nécessaire d'utiliser tous les sites concernés pour assurer une zone de couverture identique en émission ou réémission numérique.
De manière plus spécifique, on procède, ainsi que représenté en figure la, à un couplage d'un canal numérique DVB-T en canal adjacent inférieur et/ou supérieur à un canal analogique L-SECAM existant. Pour un canal analogique d'onde porteuse de fréquence centrale Fo donnée et de largeur de bande égale à 8 MHz, constituant le canal analogique N, le canal numérique N+l occupe une fréquence centrale Fo + 8 MHz et une bande de fréquences de largeur < 8 MHz, typiquement égale à 7,6 MHz. Le canal numérique inférieur, N-l, occupe une fréquence centrale Fo - 8 MHz et une bande de fréquences de même largeur de bande. Sur la figure 1 précitée, PS désigne la porteuse son et Pi la porteuse image du canal analogique.
Pour assurer une versatilité des équipements nécessaire à la mise en œuvre de ces voies de réémission multicanaux numériques, des développements récents ont proposé des systèmes apériodiques modulaires de réémission multicanaux numériques comportant au moins, ainsi qu'illustré en figure lb, un circuit répartiteur multivoies (1) à large bande, au moins une voie (2) de traitement de canal numérique, l'entrée de chacune de ces voies étant connectée à une voie de sortie du répartiteur multivoies (1), un circuit sommateur multivoies (3) à large bande, une des voies d'entrée du circuit sommateur multivoies étant connectée à la sortie d'une des voies de traitement de canal numérique. Un circuit amplificateur de puissance (4) et un coupleur directionnel (5) à une entrée de transmission, une entrée de couplage et une sortie permettent d'assurer le couplage à l'antenne de réémission ACRE .
Le caractère de versatilité de ces équipements résulte de la modularité de chaque voie de traitement numérique .
Pour une description plus détaillée du système modulaire précité, on pourra utilement se reporter à la demande de brevet français 98 12298 déposée au nom de TELEDIFFUSION DE FRANCE.
Pour la mise en œuvre de voies modulaires spécifiques, il a été en outre proposé, ainsi que représenté en figure le, une voie modulaire de réémission radiofréquence d'un signal de télévision analogique et numérique, ce signal consistant en un signal émis sur un canal numérique adjacent inférieur N-l ou supérieur N+l, l'amplitude nominale du signal numérique étant inférieure à celle du signal analogique. Chaque voie comporte un premier module de transposition en fréquence (1,2,3) du signal radiofréquence en signal à fréquence intermédiaire fi représentatif du signal transmis sur le canal analogique N et sur l'un des canaux numériques inférieur N-l respectivement supérieur N+l, un module de filtrage (4) passe-bande permettant la transmission sélective d'une bande de filtrage de fréquence centrale et de largeur de bande correspondant à celles du canal analogique N et du canal numérique inférieur N-l ou supérieur N+l, un deuxième module de transposition en fréquence (7,8,9) recevant le signal à fréquence intermédiaire fi et délivrant un signal radiofréquence pour reemission comprenant un signal émis sur la canal analogique N et un signal émis sur l'un des canaux numériques inférieur N-l respectivement supérieur N+l. Un module de commande (10) délivre des signaux de commande au premier, au deuxième module de transposition en fréquence, le caractère d'agilité en fréquence, c'est- à-dire de commutation, de l'un à l'autre des canaux inférieur ou supérieur en fonction des nécessités d'exploitation ou de production étant ainsi obtenu.
Pour une description plus détaillée d'une telle voie modulaire, on pourra utilement se reporter à la demande de brevet français 99 06789 déposée au nom de TELEDIFFUSION DE FRANCE. La mise en œuvre de telles voies modulaires donne satisfaction. Toutefois, le caractère d'agilité en fréquence précédemment décrit implique que les oscillateurs utilisés pour la mise en œuvre des fonctions de conversion de fréquence soient réalisés à partir d'oscillateurs commandés en tension et de boucles à verrouillage de phase, confer en particulier modules 2 et 3 de la figure le et oscillateurs commandés en tension 3c et 7c correspondants .
Ce type de circuit, synthétiseur de fréquence, présente toutefois l'inconvénient d'une pureté spectrale inférieure à celles des oscillateurs fixes à quartz. Cet inconvénient est susceptible d'être préjudiciable au bon fonctionnement de voies de traitement dédiées à des modulations numériques de canal telles que les modulations 64 QAM, 256 QAM, COFDM par exemple.
En particulier, le défaut de pureté spectrale peut être issu de différentes contributions au bruit de phase dans un synthétiseur de fréquences à boucle PLL, à savoir en référence à la figure le : - le bruit de la source de référence 2c, 8c ; le bruit engendré par les diviseurs de fréquence 2a, 8a ; le bruit du comparateur de phase 2b, 8b ; le bruit de la boucle, engendré par l'amplificateur de tension d'erreur 2b, 8b ; le bruit propre de l'oscillateur commandé en tension 3c, 7c.
La présente invention a pour objet de remédier à l'inconvénient précité par la mise en œuvre d'un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal radiofréquence en un signal à fréquence intermédiaire, respectivement d'un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal à fréquence intermédiaire en un signal radiofréquence dans lesquels le défaut de pureté spectrale est sensiblement réduit, sinon supprimé.
Un autre objet de la présente invention est en particulier la réduction, sinon la suppression, du bruit affectant le signal de changement de fréquence des dispositifs de transposition de fréquence à agilité de fréquence objets de la présente invention.
Un autre objet de la présente invention est enfin, la réduction, sinon la suppression, du bruit introduit par les filtres de sortie des dispositifs classiques, grâce à la mise en œuvre de filtres suiveurs spécifiques susceptibles d'autoriser la suppression des filtres de sortie précités et du bruit introduit par ces derniers.
Le dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal radiofréquence en un signal à fréquence intermédiaire, objet de la présente invention, comprend au moins une voie de transposition à fréquence intermédiaire comportant, d'une part, un circuit de changement de fréquence et un oscillateur local, cette voie recevant ce signal radiofréquence et délivrant le signal à fréquence intermédiaire à partir d'un signal de changement de fréquence délivré par cet oscillateur local, et, d'autre part, une boucle de commande automatique de gain permettant d'ajuster le niveau relatif du signal radiofréquence vis-à-vis du signal de changement de fréquence . II est remarquable en ce que cet oscillateur local est constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés et en ce que ce dispositif comporte en outre un module générateur de signaux de commande des oscillateurs commutés. Ceci permet de réduire d'un facteur n la sensibilité des oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence.
Le dispositif de transposition à agilité de fréquence intermédiaire en un signal radiofréquence, objet de la présente invention, comprend au moins une voie de transposition radiofréquence comportant un circuit de • changement de fréquence et un oscillateur local, cette voie recevant ce signal à fréquence intermédiaire et délivrant ce signal radiofréquence à partir d'un signal de changement de fréquence délivré par cet oscillateur local. Il est remarquable en ce que cet oscillateur local est constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés et en ce que ce dispositif comporte en outre un module générateur d'un signal de commande de ces oscillateurs commutés. Ceci permet de réduire d'un facteur n la sensibilité des oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence.
Les dispositifs objets de l'invention précédemment cités trouvent application à la mise en œuvre de composants modulaires de changement de fréquence utilisables, notamment, dans les circuits de réémission de signaux de télévision télédiffusés.
Les dispositifs de transposition à agilité de fréquence objets de la présente invention seront mieux compris à la lecture de la description et à l'observation des dessins dans lesquels, outre les figures la, 1b et le relatives à l'art antérieur : la figure 2a représente un schéma synoptique fonctionnel d'un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal radiofréquence en un signal à fréquence intermédiaire, conforme à l'objet de la présente invention ; la figure 2b représente un schéma synoptique fonctionnel d'un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal à fréquence intermédiaire en un signal radiofréquence, conforme à l'objet de la présente invention ; la figure 3a représente, à titre illustratif, un oscillateur local comportant une pluralité d'oscillateurs commutés permettant la mise en œuvre d'un dispositif conforme à l'objet de la présente invention tel que représenté en figure 2a ou 2b ; la figure 3b représente, à titre illustratif, un détail de mise en œuvre de la figure 3a ; la figure 3c représente, à titre illustratif, un module de commande permettant de délivrer des signaux de commande de l'oscillateur local représenté en figures 3a et 3b, mis en œuvre dans le dispositif objet de l'invention représenté en figures 2a et 2b ; la figure 4a représente, à titre illustratif, un mode de réalisation spécifique d'un module de filtre suiveur spécifique permettant, en raison de ses qualités intrinsèques, la suppression des filtres de sortie à fréquence intermédiaire ou radiofréquence ; la figure 4b représente, à titre illustratif, un mode de réalisation préférentiel d'un filtre suiveur spécifique tel qu'illustré en figure 4a. Une description plus détaillée d'un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal radiofréquence en un signal à fréquence intermédiaire conforme à l'objet de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2a.
En référence à la figure précitée, on indique que le dispositif de transposition à agilité de fréquence RF/FI comporte une entrée radiofréquence, notée entrée RF, suivie d'un étage amplificateur A, d'un étage atténuateur AT, d'un étage amplificateur A et d'un deuxième étage atténuateur AT. Ce deuxième étage atténuateur AT est lui- même suivi d'un filtre suiveur FS, puis d'un circuit A, M de changement de fréquence constitué par un amplificateur A de type séparateur et d'un mélangeur M. Le mélangeur M reçoit un signal de changement de fréquence FC délivré par un oscillateur local OL. Le circuit mélangeur M est lui- même suivi d'un amplificateur A et d'un filtre à fréquence intermédiaire FFI . Le filtre à fréquence intermédiaire FFI est lui-même suivi d'un amplificateur A et d'un filtre à onde de surface FOS . Un étage constitué par un amplificateur A et un filtre à fréquence intermédiaire FFI est connecté au filtre à onde de surface FOS pour délivrer le signal à fréquence intermédiaire FI. En outre, un dérivateur D est prévu en sortie du filtre à fréquence intermédiaire FFI pour réaliser une boucle de contrôle automatique de gain permettant d'ajuster le niveau relatif du signal radiofréquence RF vis-à-vis du signal de changement de fréquence FC délivré par l'oscillateur local OL. L'ensemble des éléments précités connectés en cascade, à l'exception de la boucle de contrôle automatique de gain, constitue une voie de transposition en fréquence délivrant le signal à fréquence intermédiaire FI.
La boucle de contrôle automatique de gain CAG comporte, à partir de la prise de dérivation D, des circuits de type classique tels qu'un amplificateur A, un circuit de sortie de test à fréquence intermédiaire FI, un circuit détecteur E et un circuit de commande de gain régulé, respectivement non régulé, symbolisés par des interrupteurs. Un signal amplificateur différentiel par rapport à une tension de référence, notée réf., délivre à partir du signal délivré par la prise de contrôle automatique de gain, un signal de commande des atténuateurs AT décrits précédemment dans la voie de transposition à fréquence intermédiaire précédemment citée .
Selon une caractéristique remarquable du dispositif de transposition à agilité de fréquence RF/FI tel que représenté en figure 2a, celui-ci comporte un oscillateur local OL constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés. Sur la figure 2a et afin de ne pas surcharger le dessin, on indique que l'oscillateur local constitué par les n oscillateurs commutés est représenté symboliquement par un générateur d'une onde sinusoïdale auquel est associé un interrupteur à n positions, de 1 à n, la position de cet interrupteur étant représentative du choix de l'un des oscillateurs commutés dont la fréquence centrale est choisie pour engendrer le signal de changement de fréquence FC précédemment mentionné. Ainsi que représenté sur la figure 2a, le dispositif de transposition à agilité de fréquence RF/FI comporte en outre un module, noté CSM, générateur de signaux de commande des oscillateurs commutés. Sur la figure 2a, le module générateur de signaux de commande est réputé positionner l'interrupteur à n positions par l'intermédiaire d'une commande spécifique, représentée en pointillés, et donc d'assurer le choix de l'oscillateur commuté permettant d'engendrer le signal FC de changement de fréquence .
De préférence, l'oscillateur local OL peut être synchronisé par une horloge de référence, noté H Ref, laquelle délivre un signal d'horloge de référence calibré, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement . dans la description. Le signal d'horloge de référence peut avantageusement être asservi par une horloge externe. En fonctionnement, la commande des atténuateurs AT est réalisée par la partie commande automatique de gain CAG. Les atténuateurs AT ajustent le gain d'amplification. Le commutateur de la position régulée à non régulée permet de sélectionner le mode de fonctionnement automatique ou manuel. Le détecteur de présence de signal d'entrée, constitué par le circuit détecteur E, permet de commuter un relais haute fréquence de sortie du circuit de changement de fréquence et du mélangeur M pour réaliser un changement de fréquence à fréquence intermédiaire en mode automatique.
La sortie de test à fréquence intermédiaire FI permet de mesurer le gain d'entrée et facilite ainsi l'ajustage en mode manuel.
La présence des n oscillateurs commutés permet de réduire d'un facteur n la sensibilité de ces oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence FC. En d'autres termes, le fait de prévoir n oscillateurs commutés permet de réduire la contribution de chacun de ces derniers au bruit véhiculé par le signal de changement de fréquence FC. De préférence, on indique que la voie de transposition à fréquence intermédiaire décrite en liaison avec la figure 2a comporte, en amont du circuit de changement de fréquence A, M, le filtre suiveur FS, lequel permet de centrer la bande passante du filtre suiveur sur la fréquence centrale du signal radiofréquence RF présent à 1 ' entrée radiofréquence .
Un dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal à fréquence intermédiaire FI en un signal radiofréquence RF, dispositif de transposition à agilité de fréquence FI/RF conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 2b.
Ainsi que représenté sur la figure 2b précitée, le dispositif de transposition à agilité de fréquence FI/RF objet de l'invention comprend au moins une voie de transposition radiofréquence comprenant, outre un circuit d'entrée du signal à fréquence intermédiaire FI, un circuit de changement de fréquence, noté M, , où M désigne un circuit mélangeur et A un circuit amplificateur. Un oscillateur local OL est prévu, lequel délivre un signal de changement de fréquence FC au mélangeur M pour assurer le changement de fréquence du signal à fréquence intermédiaire FI en signal radiofréquence RF. L'amplificateur A du circuit de changement de fréquence est suivi de préférence par un filtre suiveur FS . Le filtre suiveur FS est complété par une chaîne constituée par un atténuateur AT, un amplificateur A, un deuxième filtre suiveur FS et un amplificateur A pour délivrer le signal radiofréquence RF. Ainsi, les deux filtres suiveurs, les amplificateurs A et l'atténuateur électronique AT permettent de disposer d'un signal de sortie radiofréquence RF répondant aux caractéristiques souhaitées . Un commutateur électronique de sortie CE permet d'inhiber le signal radiofréquence RF en assurant un bouclage sur une résistance de charge de valeur normalisée à 75 ohms par exemple.
Ainsi, la voie de transposition en radiofréquence telle que représentée en figure 2b permet de délivrer le signal radiofréquence RF à partir d'un signal de changement de fréquence FC délivré par l'oscillateur local OL.
De même que dans le cas de la figure 2a, l'oscillateur local OL peut recevoir un signal d'horloge de référence, noté H Réf, ainsi que représenté sur la figure 2b. Selon une caractéristique remarquable du dispositif objet de l'invention représenté en figure 2b, on indique que l'oscillateur local OL est également constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés. Pour la même raison que dans le cas de la figure 2a, l'oscillateur local OL est représenté associé à un commutateur à n positions 1 à n, le choix de la position permettant de sélectionner l'un des oscillateurs commutés constitutif de l'oscillateur local OL, ainsi que déjà mentionné précédemment en liaison avec la figure 2a. La mise en œuvre de n oscillateurs commutés permet de réduire d'un facteur n la sensibilité des oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence FC délivré au mélangeur M.
De même que dans le cas de la figure 2a, le dispositif de transposition à agilité de fréquence FI/RF représenté en figure 2b comporte un module CSM générateur d'un signal de commande des oscillateurs commutés. Sur la figure 2b, on a représenté le module de commande CSM comme permettant la commutation de 1 ' interrupteur à n positions par une commande en ligne pointillée, de manière non limitative.
Enfin, la voie de transposition en radiofréquence représentée en figure 2b comporte au moins, en aval du circuit de changement de fréquence, et donc en aval du mélangeur M, -les -filtres suiveurs FS précédemment cités, lesquels permettent de centrer la bande passante du filtre suiveur correspondant sur la fréquence centrale du signal radiofréquence RF.
Ainsi, le module générateur CSM permet de commander non seulement les oscillateurs commutés constitutifs de l'oscillateur local OL des dispositifs représentés en figures 2a et 2b, mais également des filtres suiveurs FS de ces mêmes dispositifs dans des conditions qui seront spécifiés de manière plus détaillée ultérieurement dans la description. Une description plus détaillée d'un oscillateur local OL constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 3a à 3c.
Sur la figure 3a, on a représenté un oscillateur local OL composé par n = 4 oscillateurs commutés, notés OCx à OCn, connectés en parallèle. Chaque oscillateur commuté reçoit de préférence un signal d'horloge de référence, noté H Réf., afin de permettre une bonne synchronisation de chaque oscillateur commuté précité. Chaque oscillateur commuté est relié par un circuit de diodes de commutation, notées Ox à Dn respectivement, à un circuit de commande constitué par une self-inductance Lx à Ln, ce circuit de commande recevant un signal de commande Ki à Kn délivré par le module CSM générateur d'un signal de commande précédemment mentionné dans la description. Chaque circuit de diodes de commutation est constitué par deux diodes connectées en série entre 1 ' entrée de commande de l'oscillateur commuté correspondant et le circuit de commande ± à Ln précédemment mentionné. Le point milieu des deux diodes connectées en série constitutives de chaque circuit de commutation est connecté par l'intermédiaire d'une capacité de liaison Clχ à Cln aux circuits de synthèse de fréquence, ces circuits de synthèse de fréquence pouvant consister en des circuits de type classique à boucle à verrouillage de phase, de type PLL, permettant de délivrer le signal de changement de fréquence FC à partir de l'un des signaux délivrés par l'un des oscillateurs commutés OCi à OCn.
On comprend en particulier qu'en fonction de la valeur du signal logique appliqué à chaque oscillateur commuté OCi à OCπ/ par l'intermédiaire du circuit de diodes de commutation Di à Dn et du circuit de commande Lx à Ln, l'un des oscillateurs commutés précités est sélectionné pour la valeur du signal de commande Kx à Kn correspondant à la valeur 1, les autres signaux ayant la valeur logique zéro. En ce qui concerne la mise en œuvre des circuits synthétiseurs de fréquence recevant le signal délivré par l'un des oscillateurs commutés OCi à OCn, on indique que ces circuits synthétiseurs peuvent être des circuits synthétiseurs de fréquence classiques ou spécifiques, au pas de 166,67 kHz. Ainsi, ces circuits, à partir du signal délivré par l'oscillateur commuté correspondant après sélection de ce dernier, met en œuvre une synthèse dite N-fractionnée et permettent d'assurer la fonction de comparaison de phase à une fréquence de 1,33 MHz en réduisant ainsi la contribution au niveau de bruit des diviseurs de la boucle à verrouillage de phase précitée.
Enfin, on indique que la subdivision de l'oscillateur local OL en n oscillateurs cotnmu.té.s permet de minimiser l'incidence du bruit engendré par le comparateur de phase et par l'amplificateur de la boucle d'asservissement de la PLL. En effet, cette solution présente l'avantage de pouvoir réduire d'un facteur n, c'est-à-dire 4 dans le mode de réalisation effectivement représenté soit 12 dB en valeur théorique, la sensibilité des oscillateurs au bruit superposé à la tension de commande en fréquence et finalement au signal de changement de fréquence FC.
En outre, on indique que la subdivision de l'oscillateur local OL en n oscillateurs commutés permet également de mieux maîtriser la pente des oscillateurs commandés en tension permettant de réaliser le changement de fréquence en fonction de la commande en tension, ce qui présente l'avantage de pouvoir optimiser la boucle d'asservissement dans toute la plage couverte. En ce qui concerne les signaux de commande Ki à Kn, on indique que ces signaux sont issus d'un microprocesseur équipant le module CSM générateur d'un signal de commande, ces signaux étant véhiculés par le BUS I2C de ce dernier. Les signaux de commande précités permettent de rendre conductrices les diodes constitutives des circuits de diodes de commutation et permettent ainsi d'alimenter ou non l'oscillateur commuté correspondant, ce qui confère à chaque signal de commande Kx à Kπ une valeur de signal logique zéro ou un précédemment mentionnée dans la description.
Ainsi, la conversion de fréquence peut être programmée par le choix de l'oscillateur commuté correspondant dont la fréquence centrale est choisie de façon à couvrir des bandes de fréquences espacées de 100 MHz et par la programmation du circuit de synthèse de fréquence à boucle à verrouillage de phase précédemment mentionné, de façon à engendrer le signal de changement de fréquence FC compte tenu de la valeur du signal délivré par l'oscillateur commuté OCi à OCn correspondant.
Ainsi que représenté en figure 3b, on indique que chaque oscillateur local OL est de préférence synchronisé par rapport à un signal d'horloge de référence, le signal H Réf. Le signal d'horloge de référence est engendré à partir d'un oscillateur contrôlé en tension piloté par un oscillateur à quartz et noté VCXO, lequel est asservi par une horloge externe à l'aide d'un comparateur de phase CP et d'un diviseur, dans le rapport n, diviseur noté DI ainsi que représenté à la figure 3b. Bien entendu, tant dans le cas du dispositif représenté en figure 2a que dans celui représenté en figure 2b, chaque oscillateur local OL est de préférence synchronisé sur le signal d'horloge de référence précité.
Une description plus détaillée d'un mode de réalisation préférentiel d'un module générateur de signaux de commande CSM, tant pour ce qui concerne les signaux de commande Ki à Kn des oscillateurs commutés précédemment mentionnés que de signaux de commande nécessaires à la commande des filtres suiveurs FS, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 4a. Ainsi que représenté sur la figure précitée, le module CSM peut comprendre avantageusement un microprocesseur 1 auquel est associée une mémoire réprogrammable électriquement, portant la référence 2, de type EEPROM. La mémoire 2 et le microprocesseur 1 permettent de délivrer les signaux de commande Ki à K4 de valeur logique 0 ou 1, ainsi que mentionné précédemment dans la description, par l'intermédiaire du BUS I2C du microprocesseur .
En outre, et pour engendrer les signaux de commande des filtres suiveurs, un module convertisseur numérique analogique 3 est prévu, lequel reçoit des signaux numériques de la part du microprocesseur 1 et délivre des tensions analogiques à différents circuits de commande analogique constitués essentiellement par des circuits à résistance. Ces derniers circuits permettent de délivrer des signaux de commande notés Commande 1, Commande 2, Commande 3 et Commande 4 destinés à la commande des filtres suiveurs FS, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description. D'une manière générale, on indique que la mémoire
2 de type EEPROM comprend des séquences de valeurs numériques comprises entre 0 et 5, ces séquences numériques étant lues par le microprocesseur 1 et délivrées au convertisseur numérique analogique 3 de façon à engendrer des valeurs de tension analogique comprises entre 0 et 5 volts en fonction du circuit de commande considéré. La forme des signaux de commande sera décrite ultérieurement dans la description- en liaison avec la commande des filtres suiveurs FS, une description des filtres suiveurs étant maintenant donnée avec la figure 4a et la figure 4b.
Sur la figure 4a, on a représenté un filtre suiveur FS . Ce dernier comporte au moins un circuit d'entrée du signal radiofréquence RF, les filtres suiveurs FS situés en amont, respectivement en aval du circuit de changement de fréquence, c'est-à-dire du mélangeur M d'une part dans le dispositif représenté en figure 2a et, d'autre part, dans le dispositif représenté en figure 2b, reçoivent bien entendu le signal radiofréquence dans tous les cas. Le circuit d'entrée est constitué par une capacité de liaison couplée à une ligne imprimée directement connectée entre la tension de référence et un circuit à diodes à capacité variable, dont la valeur de capacité en fonction de la tension appliquée aux bornes de celle-ci, permet de modifier l'accord du circuit résonant constitué par la ligne imprimée et la capacité représentée par les diodes à capacité variable précitées . Le circuit à diodes à capacité variable est connecté entre la ligne imprimée, équivalente à une self inductance, et la tension de référence. Le circuit à diodes à capacité variable est constitué par une diode à capacité variable connectée en tête-bêche entre la ligne et la tension de référence respectivement, le point milieu de connexion des diodes à capacité variable étant relié à une tension d'alimentation continue délivrée par le convertisseur numérique analogique 3. Cette tension peut être prise égale à une valeur fixe, la valeur 5 volts par exemple.
En outre, le filtre suiveur FS représenté en figure 4a comporte quatre modules de filtres suiveurs constitués de manière analogue au circuit d'entrée précédemment décrit. Chaque module de filtre suiveur, noté MFSi à MFS , comporte ainsi une ligne imprimée connectée à la tension de référence et un circuit à diodes à capacité variable connecté entre la ligne imprimée correspondante et la tension de référence. Le point milieu de chaque circuit de diodes à capacité variable, les diodes à capacité variable étant dans chaque circuit montées en tête-bêche de la même manière que dans le cas du circuit d'entrée, sont reliés à un circuit de commande recevant chacun l'un des signaux de commande, notés Commande 1, Commande 2, Commande 3, Commande 4, délivrés par le module CSM générateur d'un signal de commande précédemment décrit en liaison avec la figure 3c.
Enfin, le filtre suiveur FS comporte un circuit de sortie comprenant les mêmes éléments que le circuit d'entrée, à savoir un circuit de diodes à capacité variable connecté à une ligne imprimée et à la tension de référence, le point milieu des diodes à capacité variable de ce circuit de diodes à capacité variable étant lui-même connecté à la tension délivrée par le convertisseur numérique analogique CNA sensiblement égale à 5 volts. Bien entendu, l'ensemble des lignes imprimées équivalentes à des self inductances est agencé de façon que les self inductances précitées soient couplées entre elles électromagnétiquement . En référence à la figure 4a, on indique que chaque module de filtre suiveur MFSi à MFS4 constitue en fait un circuit de résonance décalée en fréquence pour couvrir une bande de fréquences déterminée.
L'application de tensions analogiques aux bornes des circuits à diodes à capacité variable, tensions analogiques délivrées par des signaux Commande 1, Commande 2 , Commande 3 et Commande 4 permet alors de modifier la valeur de l'accord en fréquence du circuit constitué par chaque module de filtrage suiveur pour finalement obtenir une bande passante de 8 MHz au centre de la bande passante du filtre.
Ainsi, en référence aux figures 3c et 4a, on indique que l'utilisation de quatre tensions de commande différentes, tensions analogiques comprises entre 0 et 5 volts en fonction de la valeur de la capacité des diodes à capacité variable choisie, permet, d'une part, de compenser les dispersions des caractéristiques de ces diodes et, d'autre part, d'affiner le gabarit de transmission du filtre suiveur considéré. La génération des quatre tensions de commande précitées est réalisée à partir d'un seul convertisseur numérique/ analogique, ce qui facilite la procédure de programmation des filtres, une seule valeur à mémoriser étant nécessaire et aucun processus itératif n'étant non plus nécessaire dans la procédure de programmation. Enfin, toutes les données de programmation sont contenues dans la mémoire EEPROM 2 , laquelle peut être placée' dans le module du filtre suiveur FS .
Le mode de réalisation décrit en liaison avec la figure 4a du filtre suiveur FS donne satisfaction avec un taux de réjection supérieur à 40 dB à 70 MHz de la fréquence centrale du canal de transmission. Enfin, l'association des diodes à capacité variable en tête-bêche permet d'obtenir de faibles non-linéarités, les filtres suiveurs étant commutés afin d'optimiser la plage d'utilisation des diodes à capacité variable précitées.
Enfin, pour la réalisation de chaque filtre suiveur FS, un mode de réalisation avantageux sera maintenant décrit en liaison avec la figure 4b. Le mode de réalisation précité consiste à subdiviser le signal radiofréquence entrant dans chaque filtre suiveur en deux sous-bandes délimitées par un premier filtre suiveur FSa et un deuxième filtre suiveur FSb connectés en parallèle. Sur la figure 4b, on indique que chaque filtre suiveur FSa, respectivement FSb, est identique au filtre suiveur FS représenté en figure 4a. Toutefois, les valeurs des composants constitués par les lignes constitutives de self -inductance et de capacité sont différentes afin, bien entendu, de prévoir l'un des filtres suiveurs FSa accordé sur une première sous-bande et l'autre des filtres suiveurs FSb accordé sur la deuxième sous -bande.
Ainsi que représenté sur la figure 4b, le premier et le deuxième filtre suiveur FSa et FSb sont connectés en parallèle par l'intermédiaire de circuits à pont de diodes et d'un circuit de commande constitué par une ligne à circuit imprimé constitutive d'une self inductance, chaque circuit de commande recevant un signal de commande, noté Cda(+v,-v). Ainsi, chaque filtre suiveur FSa, FSb couvre une demi-bande de fréquences telle que la bande de fréquences UHF, c'est-à-dire 470 MHz - 670 MHz, respectivement 670 MHz - 870 MHz.
Le choix de la subdivision en deux sous-bandes permet de minimiser les non-linéarités engendrées de manière intrinsèques par le filtre, non-linéarités dues aux composants semi-conducteurs tels que les diodes à capacité variable par exemple. En effet, les diodes à capacité variable sont utilisées dans une zone où la pente de variation de leur valeur en fonction de la tension de commande est faible, afin de pouvoir négliger l'impact de l'amplitude du signal radiofréquence sur la valeur de la capacité que présentent les diodes à capacité variable et, par conséquent, sur les fréquences d'accord du filtre.
L'application d'un signal de commande Cda de 3 " pi ι
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pour rendre le filtre suiveur correspondant actif et la valeur -V étant appliquée pour rendre au contraire l'autre filtre suiveur inactif, est effectuée par l'intermédiaire des ponts de diodes PDal, PDa2 et PDbl, PDb2 utilisés en interrupteurs. Les signaux de commande Cda(+V,-V) peuvent bien entendu être délivrés de même par le microprocesseur 1 et le convertisseur numérique/ analogique 3 précédemment décrits en liaison avec la figure 3c.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal radiofréquence en un signal à fréquence intermédiaire comprenant au moins une voie de transposition à fréquence intermédiaire (FI) comportant, d'une part, un circuit (A, M) de changement de fréquence et un oscillateur local (OL) , cette voie de transposition à fréquence intermédiaire recevant le signal radiofréquence
(RF) et délivrant le signal à fréquence intermédiaire (FI) à partir d'un signal de changement de fréquence (FC) délivré par cet oscillateur local (OL) , et, d'autre part, une boucle de commande automatique de gain (CAG) permettant d'ajuster le niveau relatif du signal radiofréquence (RF) vis-à-vis du signal de changement de fréquence (FI) , caractérisé en ce que ledit oscillateur local est constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés, et en ce que ledit dispositif comporte en outre un module (CSM) générateur de signaux de commande desdits oscillateurs commutés, ce qui permet de réduire d'un facteur n la sensibilité des oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence (FC) .
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite voie de transposition à fréquence (A, M) intermédiaire comporte, en amont du circuit de changement de fréquence, un filtre suiveur (FS) permettant de centrer la bande passante du filtre suiveur sur la fréquence centrale dudit signal radiofréquence.
3. Dispositif de transposition à agilité de fréquence d'un signal à fréquence intermédiaire (FI) en un signal radiofréquence (RF) , comprenant au moins une voie de transposition radiofréquence comportant un circuit de changement de fréquence (M, A) et un oscillateur local
(OL) , cette voie de transposition en radiofréquence recevant ledit signal à fréquence intermédiaire (FI) et délivrant ledit signal radiofréquence à partir d'un signal de changement de fréquence (FC) délivré par cet oscillateur local, caractérisé en ce que ledit oscillateur local (OL) est constitué par une pluralité de n oscillateurs commutés, et en ce que ledit dispositif comporte en outre un module (CSM) générateur d'un signal de commande desdits oscillateurs commutés, ce qui permet de réduire d'un facteur n la sensibilité des oscillateurs commutés au bruit affectant le signal de changement de fréquence (FC) .
4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite voie de transposition en radiofréquence comporte au moins, en aval dudit circuit de changement de fréquence, au moins un filtre suiveur (FS) permettant de centrer la bande passante du filtre suiveur sur la fréquence centrale dudit signal radiofréquence (RF) .
5. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 4, caractérisé en ce que ledit filtre suiveur comporte au moins : un circuit d'entrée du signal radiofréquence ; - une pluralité de P filtres passe-bande commutés, chaque filtre commuté étant accordé sur la fréquence centrale d'une bande de fréquences du signal radiofréquence ; - une pluralité de P circuits de commande, chaque circuit de commande étant relié à un filtre passe-bande commuté accordé sur la fréquence centrale d'une bande de fréquences du signal radiofréquence.
6. Dispositif selon l'une des revendications 1 à
5, caractérisé en ce que ladite pluralité de n oscillateurs commutés comporte au moins : une boucle à verrouillage de phase recevant un signal d'horloge externe et comportant au moins un oscillateur délivrant ledit signal de changement de fréquence ; une pluralité de n oscillateurs commutés connectés en parallèle commandés chacun par un desdits signaux de commande, l'un desdits n oscillateurs commutés constituant ledit au moins un oscillateur délivrant ledit signal de changement de fréquence.
7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à
6, caractérisé en ce que ledit module générateur de signaux de commande desdits oscillateurs commutés comporte au moins un module numérique (1) permettant d'engendrer un signal de commande numérique pour chaque oscillateur, le signal de commande numérique consistant en un signal binaire de valeur un ou zéro permettant la mise en fonctionnement respectivement le blocage de l'oscillateur commuté correspondant .
8.Dispositif selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un module générateur de signaux de commande des filtres suiveurs, ledit module générateur comportant au moins : - un microprocesseur et une mémoire morte permettant d'engendrer un signal numérique pour chaque module de filtre suiveur ; - un convertisseur numérique/ analogique permettant de délivrer un signal de commande analogique à chaque module de filtre suiveur.
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