WO2004015850A1 - Schaltwandler - Google Patents

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WO2004015850A1
WO2004015850A1 PCT/AT2003/000175 AT0300175W WO2004015850A1 WO 2004015850 A1 WO2004015850 A1 WO 2004015850A1 AT 0300175 W AT0300175 W AT 0300175W WO 2004015850 A1 WO2004015850 A1 WO 2004015850A1
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WO
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switch
switches
switching
ast
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PCT/AT2003/000175
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Harald Schweigert
Stefan Gut
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Siemens AG Oesterreich
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Siemens AG Oesterreich
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a switching converter with a transformer, which has at least one primary winding and at least one secondary winding, with at least one controlled primary switch via which a DC input voltage can be periodically and with a predefined pulse duty factor and / or predeterminable frequency to the at least one primary winding, and with at least one controlled synchronous switch for synchronous rectification assigned to the at least one secondary winding.
  • a switching converter of this type can be seen, for example, from EP 1 148 624 AI.
  • the switching converters disclosed in this document are designed as flux or flyback converters, the switch or switches controlled on the primary side being controlled by a conventional control circuit with pulse width modulation.
  • Synchronous rectification on the secondary side of switching converters usually using osf ets, has the advantage of lower losses, since the forward flow resistances of Mosfets, for example, are lower than with conventional diodes.
  • osf ets since the forward flow resistances of Mosfets, for example, are lower than with conventional diodes.
  • the voltage capability of the rectifier diodes or switching elements in practice must be between 150 200 V, which is primarily due to the transformer ratio and the input (mains) voltage range, generally due to voltage peaks and / or overvoltages.
  • the body diodes inherent in a Mosfet are significantly slower in Mosfets with reverse voltages of 150 to 200 V than in Mosfets with only 50 V reverse voltages; more precisely, the blocking delay times are at least 200 ns in the first case and at least 80 ns in the second case.
  • conventional rectifier diodes with a blocking voltage of 200 V achieve blocking delay times of 35 ns.
  • the resulting short-circuit current magnetizes the stray inductance of the transformer and generates a high-energy overvoltage pulse after the commutation process, which is either stored in a special voltage-limiting network or in the winding capacities of the transformer windings and converted into heat when the primary transistor or the primary transistors are switched on.
  • the control of secondary-side synchronous rectifiers uses a secondary-side digital signal processor to control the synchronous switch or switches, the control pulses required for the signal processor being derived from the secondary voltage of the transformer.
  • a switching converter of the type specified at the outset in which, according to the invention, a common control for the primary and the secondary side is provided with a digital signal processor which, derived from a common clock generator, both the switching pulses for the at least one primary switch and that for the at least one synchronous switch.
  • the invention shows particular advantages if the at least one secondary-side synchronous switch is designed as a MOSFET, since the presence of the body diodes can be taken into account particularly well here.
  • a current sensor is provided in the primary circuit for supplying information to the control circuit.
  • control circuit is set up to control the secondary switches close in front of the primary switches. This enables voltage-free switching, protects the controlled switches from dangerous overvoltages and allows the use of switches with lower dielectric strength.
  • control circuit is set up to control the primary and secondary switches in the sense of energy recovery.
  • control circuit is set up to control the primary and secondary switches in the sense of an alternation of the power between the primary and the secondary side in order to maintain auxiliary supply voltages. This enables a supply of the control circuit or other auxiliary circuits to be guaranteed, in particular when idling, which is always a critical operating state in the case of switching converters.
  • control circuit is set up to store the delay times between its switching commands and the switching of the respective controlled switches and to take them into account in the control sequence.
  • control circuit is at a single potential level, the primary and / or secondary switches being controlled separately, the control circuit can be constructed more simply. For example, if several processors are used, no opto-bus is required to communicate with them.
  • FIG. 1 is a simplified circuit diagram of a first embodiment of a switching converter according to the invention
  • FIG. 3 shows a simplified representation of the basic circuit diagram of a variant of the invention designed as a flyback converter
  • FIG. 4 shows a basic circuit diagram of a variant of the invention in push-pull circuit
  • Fig. 5 in a block diagram, a possibility of floating control of the circuit breaker
  • Fig. 6 is a logic flow diagram of the switch control.
  • an input DC voltage UE which is here connected to a capacitor CZK, is fed symmetrically to the primary winding WP of a transformer UET via two controlled primary switches SP1, SP2.
  • the input DC voltage UA for example in the case of switching power supplies, can be an intermediate circuit voltage obtained by rectifying a 230/400 V mains voltage.
  • the controlled primary switches SP1, SP2 are Mosfets with integrated body diodes, the double and symmetrical arrangement of these switches halving the required blocking voltage values - compared to the use of only one primary switch.
  • two demagnetizing diodes D1, D2 are provided, which bridge the path WP-SPl or WP-SP2.
  • a primary sensor resistor Rp or another current sensor is arranged in the primary circuit, which provides information about the primary current profile.
  • two controlled synchronous switches SSI, SS2 are provided, namely a first synchronous switch SSI after the secondary winding WS in the series branch and a second synchronous switch SS2 subsequently in the transverse branch.
  • the first synchronous switch SSI which could also be in the positive branch, works as a synchronous rectifier
  • the second controlled switch as a freewheeling switch.
  • a series inductor LS, followed by a capacitor Cs, on which the output voltage UA is applied, complete the flux converter. If the leakage inductance of the transformer is not too great, it can also be demagnetized via the winding capacitance and the demagnetizing diodes D1, D2 can be omitted. In this case, a switch-on time longer than 50% of the period is possible.
  • a series resistor Rs is provided as a current sensor in the negative branch of the secondary side. If necessary, the current sensor could also be on the primary side.
  • a control circuit AST is provided for controlling all controlled switches, which core contains a digital processor DSP, but also the driver stages required for direct control of the switches, etc.
  • the control circuit also includes the actual values of the input current IE, the output current I A and the output voltage UA supplied to be compared with stored or predetermined setpoints.
  • the duty cycle nis the pulse width modulated control of the primary switch SPl, SP2 determined. This duty cycle always remains less than 1: 1 because of the time required for the demagnetization.
  • the voltage supply of the control circuit AST is not shown in detail, it can take place from the intermediate circuit voltage or during operation via an auxiliary winding of the transformer. A number of variants are known to the person skilled in the art for this.
  • processor DSP is not necessarily to be understood as a physical unity, but that, for example, several microprocessors which are connected via a common data bus can implement such a digital processor.
  • the individual lines of FIG. 2 contain a complete period of activation, the activation signals for the controlled switches SP1, SP2 (primary) and SSI, SS2 (secondary) being shown in the first four lines, whereas the fifth line shows that approximate course of the magnetizing current i m . Marked and essential points in time for the course of the activation within a period are denoted by tl to ⁇ 7.
  • the freewheeling current driven by the series inductor LS is divided between the synchronous switches SSI and SS2.
  • a complete transfer of the entire freewheeling current to the synchronous switch SS2 then takes place during the period (t2 - tl).
  • the current commutates by switching off the MOS channel because of the high forward voltage of the body diode of the synchronous switch SS2 and because of the low-resistance secondary winding WS to the already switched on synchronous switch SSI.
  • the primary switch SP2 switches off, as a result of which the magnetizing current and the current in the primary leakage inductance are short-circuited via the primary switch SP1 and the diode Dl. Therefore, the voltage on all windings collapses to almost zero volts, with the currents remaining upright.
  • the freewheeling synchronous switch SS2 is switched on and only to ensure that the current can commutate. Because of the primary short circuit, the secondary winding WS of the transformer prevents the current from being passed on via the rectifier synchronous switch SSI and the current commutates to the freewheeling synchronous switch SS4.
  • the primary switch SPl is also switched off and the end magnetization of the transformer UET takes place via the demagnetizing diodes Dl and D2, this end magnetization having to be completed before the time tl of the next period.
  • the switching times primary and secondary can in principle be selected completely independently of one another.
  • This option will of course be used in such a way that as far as possible no unwanted short circuits or overvoltages occur during the entire switching sequence.
  • the “step-by-step” switching of the switches, as shown in FIG. 2, can also be implemented without problems thanks to the invention.
  • Fig. 2 relates to a stationary operating state, but it must be clear that the switching times or the delay or the shifting of the switching times can be dynamically adapted to different operating conditions, e.g. fluctuations in the input voltage or load fluctuations and / or temperature fluctuations etc.
  • the control circuit can be implemented using microprocessors, the applicant achieving good results, for example, with the following microprocessors: Texas Instruments, TMS 320LF2406A, 40 Mips / 40 MHz / 2.5 k RAM / 32 k Flash, 16 PWM channels, 16 ADC or Motorola DSP56F803, 64 k-Flash / 4 k-RAM, 6 PWM channels 8 ACD.
  • the entire drive circuit AST is drawn as a single block, but it should be clear to the person skilled in the art that there is also a division here different blocks can be made without changing the overall concept of independent control.
  • a digital signal processor DSP of the control circuit supplies the control pulses for a controlled switch via a driver TR1 to the galvanically isolating transformer TRF.
  • An auxiliary supply HVS can supply the driver TR1.
  • a box SIG for the signal and a box ESP for an energy store there is a separation of signal and energy, represented by a box SIG for the signal and a box ESP for an energy store.
  • Another driver TR2 is now supplied with the signal on the one hand and the required energy on the other hand and the driver controls a controlled switch GES.
  • the invention enables energy to be fed back from the secondary side to the primary side without additional hardware expenditure by suitably changing the control pulses of the switches.
  • the secondary synchronous switch SS2 is switched on, which results in a negative current through the inductance LS.
  • this current is conducted through the secondary winding WS of the transformer UET.
  • the capacitor CZK is recharged via the body diodes of the uncontrolled primary switches SP1 and SP2, the secondary inductance LS or choke acting as a step-up converter.
  • Such a regeneration makes it possible, for example, to maintain a primary and / or secondary auxiliary supply by feeding energy back and forth.
  • the transformer is always activated and additional auxiliary windings, not shown here, but already mentioned above, continue to be supplied. This is particularly interesting when the engine is idling, when all the pulses are de facto stopped when the output voltage is reached and no load is connected.
  • the aforementioned feedback can also be provided, for example, for a targeted discharge of a battery provided on the secondary side or for supplying the intermediate circuit (input voltage UE) in an emergency.
  • FIG. 3 shows that the invention can also be applied to flyback converters. Comparable parts or sizes are given the same reference numerals as in FIG. 1.
  • the control circuit AST again receives information about the primary current IE and about the output current IA or the output voltage UA. Of course, other information, e.g. via the temperature, are also fed to the control circuit AST and this circuit also allows dynamic adaptation to operating conditions. Since there are no overvoltages in a flyback converter as in a forward converter, the main advantage of the invention lies in the possibility of compensating for the delay times. Energy recovery is also possible with a flyback converter.
  • the transformer UET here has a primary winding WP with center tap and two secondary windings WS1 and WS2.
  • the upper or lower half of the primary winding WP can be switched from the positive pole of the input voltage UE to ground via primary switches SPA, SPB.
  • controlled synchronous switches SSa and SSb can be used for two-way rectification, with another synchronous switch SSQ being used here as a freewheeling switch.
  • This switch which, like all other switches, can also be designed as a MOSFET, keeps the freewheeling current of the secondary inductance LS away from the transformer, so that it cannot heat it up.
  • the freewheeling synchronous switch SSQ requires a lower blocking voltage than the rectifier synchronous switches SSA and SSB, since it only has to block the blocking voltage of one of the two transformer windings WS1 or WS2 and it can therefore also be designed with a lower impedance. This also reduces the copper losses of the transformer or transformer, namely by around a third if the Freewheeling current through the synchronous switch SSQ.
  • the individual primary and secondary-side current and voltage sensors are not shown in FIG. 4, via which information about the actual state is supplied to the control circuit AST.
  • a variant of the invention in which a separate freewheeling synchronous switch SSQ, as in FIG. 4, is not required, can be implemented if the two secondary synchronous switches SSA and SSB are specifically controlled for freewheeling.
  • the freewheeling current then flows entirely through the secondary windings WS1 or WS2 of the transformer UET, but produces lower losses overall in the switches SSA and SSB, since there is a current distribution when the switches SSA and SSB are switched on, and accordingly a reduction in the power dissipation.
  • a start-up sequence for the primary transistors is defined and then the essential parameters, in particular the switching times, are transferred for a stable steady state.
  • the controlled period sequence then takes place, for example as shown in FIG. 2.
  • a setpoint / actual value comparison which can affect in particular the output voltage and the output current, but also the temperature, follows and the parameters can be changed accordingly.
  • the I-Limit which intervenes in the controlled period, denotes the defined limit for the primary current.
  • the auxiliary supplies are set up using a separate power supply unit or series regulator or auxiliary starting resistors.
  • the processor starts in the second phase, i.e. of his program, possibly with a self-test.
  • the third phase includes the control of the primary transistors.
  • the secondary transistors (switches) can only be activated later, since the rectification takes place via the body diodes first, if there are any. This enables a simpler program flow and the requirements for the performance of the processors (the processor) can be lower.
  • the fourth phase a stable operating state with a stable output voltage is reached. Now the secondary switches (Mosfets) are also controlled and the losses are reduced.
  • An important advantage that the invention offers is that the delay times of each individual control circuit can be taken into account to ensure optimal operation. For example, these delays in a test run when calibrating the assembly using the microprocessor . be measured yourself, and then considered in the program.
  • the level of the input voltage UE also has an influence on the switching speeds of the primary transistors, since the reaction of the drain-gate capacitance places a higher load on the gate control when the input voltage is higher and reduced the switching speed. Thus, the level of the input voltage can be taken into account when adjusting the circuit or taken into account during operation.
  • the delay times between the control circuit and the respective controlled switch can be taken into account.
  • These delay times are expediently stored in the control circuit for each of the individual branches - according to FIG. 1, for example four branches.
  • the delay times for each branch are generally different, which is due to the inevitable component tolerances as well as the tolerances, for example the gate capacitance in Mosfets.
  • the control or the digital signal processor can calculate and save the difference between a transmitted switching command and the actually implemented switching command via a separate input.
  • the digital processor DSP of the control circuit AST can also calculate the switch-on times exclusively digitally, in which case there are no currently generally common ramp generators that are only started by the processor. This solution offers a lot of flexibility, but the processor has to be clocked sufficiently quickly so that the necessary level of control can be achieved. In a practical exemplary embodiment with a switching power supply clock frequency of 50 kHz, the processor has 25ns steps.

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Abstract

Ein Schaltwandler mit einem Übertrager (UET), der zumindest eine Primärwicklung (WP) und zumindest eine Sekundärwicklung (WS) aufweist, mit zumindest einem gesteuerten Primärschalter (SP1, SP2) über welchen eine Eingangsgleichspannung (UE) periodisch und mit vorgebbaren Tastverhältnis und/oder vorgebbarer Frequenz an die zumindest eine Primärwicklung legbar ist, und mit zumindest einem, der zumindest einen Sekundärwicklung zugeordneten gesteuerten Synchronschalter (SS1, SS2) zur Synchrongleichrichtung, wobei eine für die Primär- und die Sekundärseite gemeinsame Ansteuerschaltung (AST) mit einem digitalen Prozessor (DSP) vorgesehen ist, welche, abgeleitet von einem gemeinsamen Taktgeber (CLK), sowohl die Schaltimpulse für den zumindest einen Primärschalter (SP1, SP2) als auch jene für den zumindest einen Synchronschalter (SS1, SS2) erzeugt.

Description

SCHALTWANDLER
Die Erfindung bezieht sich auf einen Schaltwandler mit einem Übertrager, der zumindest eine Primärwicklung und zumindest eine Sekundärwicklung aufweist, mit zumindest einem gesteuerten Primärschalter über welchen eine Eingangsgleichspannung periodisch und mit vorgebbaren Tastverhältnis und/ oder vorgebbarer Frequenz an die zumindest eine Primärwicklung legbar ist, und mit zumindest einem, der zumindest einen Sek ndärwicklung zugeordneten gesteuerten Synchronschalter zur Synchrongleichrichtung.
Ein Schaltwandler dieser Art geht beispielsweise aus der EP 1 148 624 AI hervor. Die in diesem Dokument geoffenbarten Schaltwandler sind als Fluss- oder Sperrwandler ausgebildet, wobei der oder die primärseitigen gesteuerten Schalter von einer üblichen Ansteuerschaltung mit Pulsbreitenmodulation angesteuert werden.
Synchrongleichrichtung an der Sekundärseite von Schaltwandlern, meist unter Verwendung von osf ets, bringt den Vorteil geringerer Verluste, da die Vorwärtsflusswiderstände beispielsweise von Mosfets geringer sind als bei üblichen Dioden. Allerdings ergeben sich andere Probleme, die mit den Schalt- und Schaltverzugszeiten gesteuerter Schalter zusammenhängen, welche vor allem bei höheren Spannungen ins Gewicht fallen.
Bei Schaltnetzteilen mit z.B. 24 V Ausgangsspannung muss die Spannungsfertigkeit der Gleichrichterdioden oder -schaltelemente in der Praxis zwischen 150 200 V betragen, was vor allem durch das Übersetzimgsverhält is des Übertragers und den Eingangs (Netz)- spannungsbereich, ganz allgemein durch Spannungsspitzen und/ oder Überspannungen bedingt ist. Die einem Mosfet inhärenten Bodydioden sind jedoch bei Mosfets mit Sperrspannungen von 150 bis 200 V deutlich langsamer als bei Mosfets mit lediglich 50 V Sperrspannung; genauer gesagt betragen die Sperrverzugszeiten im ersten Fall mindestens 200 ns, im zweiten Fall mindestens 80 ns. Dem gegenüber erreichen konventionelle Gleichrichterdioden mit 200 V Sperrspannung Sperrverzugszeiten von 35 ns.
Ein Problem liegt nun darin, dass es während der Sperrverzugszeit zu einem Kurzschluss auf der Sekundärseite des Übertragers kommt, da, beispielsweise bei einem Flusswandler mit zwei sekundären Dioden oder Schaltern, bei der Stromkommutierung eine Diode noch leitet, während die andere bereits zu leiten begonnen hat. Der daraus folgende Kurzschlussstrom magnetisiert die Streuinduktivität des Transformators auf und erzeugt nach dem Abschluss des Kommutierungsvorganges einen energiereichen Überspannungsimpuls, der entweder in einem besonderen spannungsbegrenzenden Netzwerk oder in den Wicklungskapazitäten der Übertragerwicklungen gespeichert und beim Einschalten des Primärtransistors oder der Primärtransistoren in Wärme umgesetzt wird. Überdies können die Überspan- nungsspitzen über elektrische und Kernverluste wegen ihrer hohen Frequenzanteile zu einer weiteren Erwärmung des Wickelgutes führen.
Die Ansteuerung sekundärseitiger Synchrongleichrichter, deren Schalter Mosfets sind, nach der obengenannten EP 1 148 624 AI, verwendet einen sekundärseitigen digitalen Signalprozessor zur Ansteuerung des oder der Synchronschalter, wobei die für den Signalprozessor benötigten Ansteuerimpulse aus der Sekundärspannung des Übertragers abgeleitet werden.
Wenngleich die Ansteuerung der sekundären Synchronschalter mit Hilfe eines digitalen Signalprozessors unbestreitbare Vorteile hinsichtlich der Flexibilität bietet, ist die Ableitung des Ansteuerungstaktes aus der Sekundärspannung des Übertragers als ausgesprochen nachteilig zu bezeichnen, da hierdurch eine starre Bindung an den Takt der primären Puls- breitenmodulationsimpulse erfolgt, überdies beeinträchtigt durch die Verzögerung der Impulse über den Übertrager. Die Vorteile, die der Einsatz eines digitalen Signalprozessors bringt, werden durch diesen Umstand weitgehend beeinträchtigt.
Es ist somit eine Aufgabe der Erfindung, einen möglichst idealen Betrieb ohne unerwünschte Kurzschlusszustände oder Überspannungen zu ermöglichen.
Diese Aufgabe wird mit einem Schaltwandler der eingangs angegebenen Art gelöst, bei welchem erfindungsgemäß eine für die Primär- und die Sekundärseite gemeinsame Ansteuerung mit einem digitalen Signalprozessor vorgesehen ist, welche, abgeleitet von einem gemeinsamen Taktgeber, sowohl die Schaltimpulse für den zumindest einen Primärschalter als auch jene für den zurnindest einen Synchronschalter erzeugt.
Dank der Erfindung ist eine völlig unabhängige Ansteuerung der primärseitigen und sekundärseitigen Schalter möglich, wobei eine Optimierung des Betriebes durch geeignetes Versetzen der Einschalt- und Ausschaltzeiten der gesteuerten Schalter erreicht werden kann.
Besondere Vorteile zeigt die Erfindung, falls der zurnindest eine sekundärseitige Synchronschalter als Mosfet ausgebildet ist, da hier das Vorhandensein der Bodydioden besonders gut berücksichtigt werden kann.
Bei einer vorteilhaften Ausführung ist vorgesehen, dass in dem Primärkreis ein Stromsensor zur Lieferung einer Information an die Ansteuerschaltung vorgesehen ist.
In vielen Fällen ist es vorteilhaft, wenn er als Flusswandler ausgebildet ist. Dabei kann vorgesehen sein, dass die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, die sekundären Schalter vor den primären Schaltern zu schließen. Dies ermöglicht ein spannungsloses Schalten, schützt die gesteuerten Schalter vor gefährlichen Überspannungen und erlaubt die Verwendung von Schaltern geringerer Spannungsfestigkeit.
Zweckmäßig ist es weiters, wenn die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, die primären und sekundären Schalter im Sinne einer Energierückspeisung anzusteuern.
Bei einer anderen vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Ansteuerschal- tungdazu eingerichtet ist, die primären und sekundären Schalter im Sinne eines Pendeins der Leistung zwischen der Primär- und der Sekundärseite zur Aufrechterhaltung von Hilf s- versorgungsspannungen anzusteuern. Dadurch lässt sich insbesondere im Leerlauf, der bei Schaltwandlern immer einen kritischen Betriebszustand darstellt, eine Versorgung der Ansteuerschaltung oder anderer Hilfsschaltungen gewährleisten.
Die Vorteile der Erfindung kommen auch dann besonders zum Tragen, wenn die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, die Verzögerungszeiten zwischen ihren Schaltbefehlen und dem Schalten der jeweiligen gesteuerten Schalter abzuspeichern und beim Steuerungsablauf zu berücksichtigen.
Falls die Ansteuerschaltung auf einer einzigen Potenzialebene liegt, wobei die primären und/ oder sekundären Schalter potential getrennt angesteuert sind, kann die Ansteuerschaltung einfacher aufgebaut werden. Beispielsweise ist bei Verwendung mehrerer Prozessoren kein Opto-Bus zu deren Kommunikation nötig.
Die Erfindung ist im Folgenden anhand beispielsweise Ausgangsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Schaltwandlers nach der Erfindung,
Fig. 2 in einem Diagramm den zeitlichen Verlauf der Schaltsignale für die Schalter der Ausführung nach Fig. 1,
Fig. 3 in vereinfachter Darstellung das Prinzipschaltbild einer als Sperrwandler ausgeführten Erfindungsvariante,
Fig.4 ein Prinzipschaltbild einer Variante der Erfindung in Gegentaktschaltung, Fig. 5 in einem Blockschaltbild eine Möglichkeit der potentialgetrennten Ansteuerung der Leistungsschalter, und
Fig. 6 ein logisches Ablaufdiagramm der Schaltersteuerung.
Bei der Schaltung nach Fig. 1, welche einen Flusswandler mit sekundärseitigen Synchrongleichrichtung darstellt, wird eine Eingangsgleichspannung UE, die hier an einem Kondensator CZK liegt, über zwei gesteuerte Primärschalter SPl, SP2 symmetrisch der Primärwicklung WP eines Übertragers UET zugeführt. Die Eingangsgleichspannung UA kann beispielsweise bei Schaltnetzteilen eine durch Gleichrichtung einer 230/400 V-Netzspannung gewonnene Zwischenkreisspannung sein.
Die gesteuerten Primärschalter SPl, SP2 sind hier Mosfets it integrierten Bodydioden, wobei die doppelte und symmetrische Annordnung dieser Schalter die benötigten Sperrspannungswerte - verglichen mit der Verwendung nur eines Primärschalters - halbiert. In bekannter Weise sind zwei Abmagnetisierungsdioden Dl, D2 vorgesehen, welche die Strecke WP-SPl bzw. WP-SP2 überbrücken. Wie üblich ist in dem Primärstromkreis ein primärer Sensorwiderstand Rp oder ein anderer Stromfühler angeordnet, welcher Information über den primären Stromverlauf liefert.
Sekundärseitig sind zwei gesteuerte Synchronschalter SSI, SS2 vorgesehen, nämlich ein erster Synchronschalter SSI nach der Sekundärwicklung WS im Längszweig und ein zweiter Synchronschalter SS2 darauffolgend im Querzweig. Der erste Synchronschalter SSI, der ebenso im positiven Zweig liegen könnte, arbeitet als Synchrongleichrichter, der zweite gesteuerte Schalter als Freilaufschalter. Eine Längsinduktivität LS, auf welche ein Kondensator Cs folgt, an dem die Ausgangsspannung UA liegt, vervollständigen den Flusswandler. Falls die Streuinduktivität des Übertragers nicht zu groß ist, kann auch über die Wicklungskapazität abmagnetisiert werden und die Abmagnetisierungsdioden Dl, D2 können entfallen. In diesem Fall ist eine längere Einschaltzeit als 50 % der Periode möglich. Im negativen Zweig der Sekundärseite ist als Stromfühler ein Längswiderstand Rs vorgesehen. Gegebenenfalls könnte der Stromfühler auch primärseitig liegen.
Zur Ansteuerung sämtlicher gesteuerter Schalter ist eine Ansteuerschaltung AST vorgesehen, welche als Kernstück einen digitalen Prozessor DSP enthält, aber auch die für die unmittelbare Ansteuerung der Schalter erforderlichen Treiberstufen etc. Der Ansteuerschaltung werden auch die Istwerte des Eingangsstroms IE, des Ausgangsstroms IA und der Ausgangsspannung UA zugeführt, um mit abgespeicherten bzw. vorgegebenen Sollwerten verglichen zu werden. Abhängig unter anderem von diesem Vergleich wird das Tastverhält- nis der pulsweitenmodulierten Ansteuerung der primären Schalter SPl, SP2 bestimmt. Dieses Tastverhältnis bleibt wegen des für das Abmagnetisieren erforderlichen Zeitbedarfs immer kleiner als 1 : 1. Die Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung AST ist nicht näher gezeigt, sie kann von der Zwischenkreisspannung aus erfolgen oder während des Betriebes über eine Hilfswicklung des Übertragers. Dem Fachmann sind hierfür eine Anzahl von Varianten bekannt.
Es sollt betont werden, dass unter einem Prozessor DSP nicht notwendigerweise eine physische Einstückigkeit zu verstehen ist, sondern dass beispielsweise mehrere Mikroprozessoren, die über einen gemeinsamen Datenbus verbunden sind, einen solchen digitalen Prozessor realisieren können.
Unter Bezugnahme auf die Schaltung der Fig.1 und das Zeitdiagramm, nach Fig. 2 erfolgt nun eine eingehendere Erläuterung der Erfindung.
In den einzelnen Zeilen der Fig. 2 ist eine vollständige Periode der Ansteuerung enthalten, wobei die Ansteuersignale für die gesteuerten Schalter SPl, SP2 (primär) und SSI, SS2 (sekundär) in den ersten vier Zeilen gezeigt sind, in der fünften Zeile hingegen der annähernde Verlauf des Magnetisierungsstroms im. Für den Ablauf der Ansteuerung markante und wesentliche Zeitpunkte innerhalb einer Periode sind mit tl bis ϊ7 bezeichnet.
Während der Zeitspanne (t3 - tl) erfolgt eine Aufteilung des von der Längsinduktivität LS getriebenen Freilauf Stroms auf die Synchronschalter SSI und SS2. Eine vollständige Übernahme des gesamten Freilaufstroms auf den Synchronschalter SS2 erfolgt dann während der Zeitspanne (t2 - tl). Dabei kommutiert der Strom durch das Abschalten des MOS-Kanals wegen der hohen Flussspannung der Bodydiode des Synchronschalters SS2 und wegen der niedrigohmigen Sekundärwicklung WS auf den bereits eingeschalteten Synchronschalter SSI.
Zur Zeit t3 schalten nun beide Primärschalter SPl, SP2 gleichzeitig ein und Energie fließt von der Primärseite in die Längsinduktivität LS der Sekundärseite. An den sekundären Synchronschaltern SSI, SS2 treten keine Überspannungsimpulse auf, da deren Kommutierung bereits in an der Primärseite spannungslosen Zustand erfolgte.
Zu dem Zeitpunkt t4 schaltet der Primärschalter SP2 ab, wodurch der Magnetisierungsstrom und der Strom in der primären Streuinduktivität über den Primärschalter SPl und die Diode Dl kurzgeschlossen wird. Daher bricht die Spannung an allen Wicklungen auf nahezu null Volt zusammen, wobei die Ströme aufrecht bleiben. Zum Zeitpunkt t5 wird der Freilauf -Synchronschalter SS2 eingeschaltet und zwar lediglich um sicherzustellen, dass der Strom kommutieren kann. Die Sekundärwicklung WS des Übertragers verhindert wegen des primären Kurzschlusses das Weiterführen des Stromes über den Gleichrichter-Synchronschalter SSI und der Strom kommutiert auf den Freilauf- Synchronschalter SS4.
Zum Zeitpunkt t6 wird der Kanal des Synchronschalters SSI in nahezu stromlosen Zustand abgeschaltet, da der Strom, wie oben erwähnt, auf den Synchronschalter SS2 gewechselt hat.
Zum Zeitpunkt t7 wird auch der Primärschalter SPl abgeschaltet und es erfolgt die Endmagnetisierung des Übertragers UET über die Entmagnetisierungsdioden Dl und D2, wobei diese Endmagnetisierung vor dem Zeitpunkt tl der nächsten Periode abgeschlossen sein muss.
Man erkennt aus dem obigen Ablauf, dass dank der Erfindung die Schaltzeitpunkte primär und sekundär im Prinzip völlig unabhängig voneinander gewählt werden können. Man wird diese Wahlmöglichkeit selbstverständlich dahingehend ausnützen, dass möglichst keine ungewollten Kurzschlüsse oder Überspannungen während des gesamten Schaltablaufes auftreten. Dazu gehört beispielsweise die Maßnahme, dass die sekundären Synchronschalter innerhalb jeder Taktperiode vor den primären Schaltern eingeschaltet werden. Auch das „stufenweise" Aus- bzw. Umschalten der Schalter, wie in Fig. 2 gezeigt, wird problemlos dank der Erfindung realisierbar.
Die Darstellung nach Fig. 2 betrifft einen stationären Betriebszustand, doch muss es klar sein, dass die Schaltzeiten bzw. die Verzögerung oder das Versetzen der Schaltzeiten an unterschiedliche Betriebsbedingungen dynamisch angepasst werden können, z.B. an Schwankungen der Eingangsspannung oder an Lastschwankungen und/ oder an Temperaturschwankungen etc.
Die Ansteuerschaltung kann unter Verwendung von Mikroprozessoren realisiert werden, wobei die Anmelderin guten Resultate beispielsweise mit olgenden Mikroprozessoren erzielt hat: Texas Instruments, TMS 320LF2406A, 40 Mips/40 MHz/2.5 k-RAM/32 k-Flash, 16 PWM Kanäle, 16 ADC oder Motorola DSP56F803, 64 k-Flash/4 k-RAM, 6 PWM Kanäle 8 ACD.
Bei den Ausführungsbeispielen ist die gesamte Ansteuerschaltung AST als ein einziger Block gezeichnet, doch sollte es dem Fachmann klar sein, dass hier auch eine Aufteilung auf verschiedene Blöcke erfolgen kann, ohne dass an dem Gesamtkonzept der unabhängigen Ansteuerung etwas geändert wird.
Ein wesentlicher Punkt ist die galvanische Trennung von Primär- und Sekundärseite, was bei dem gezeigten Ausführungsbeispiels mittels eines Transformators, hier genannt Übertrager UET, erfolgt. Abgesehen davon, dass auch eine andere galvanische Trennung, z. B. durch lichtelektrische Elemente, möglich wäre, ist es natürlich erforderlich, bei der Konzeption der Ansteuerschaltung auf die notwendige galvanische Trennung zwischen Primär- und Sekundärseite zu achten. Um den benötigten Aufwand gering zu halten, können beispielsweise die AnSteuerimpulse für jeden Kanal (Schalter) über trennende Übertrager zu den gesteuerten Schaltern geführt werden. Zweckmäßigerweise werden die AnSteuerimpulse über Treiber zuvor auf genügende Energie gebracht, sodass an der Sekundärseite der genannten Übertrager aus diesen Ansteuerimpulsen zusätzlich Energie für eigene Treiberstufen der gesteuerten Schalter gewonnen werden kann. Ebenso sind Lösungen mit Optokopplern möglich, wobei für jeden Einzelfall entschieden werden muss, welches Konzept der galvanischen Trennung auch kostengünstig ist.
Die genannte galvanische Trennung mit Hilfe eines Übertragers ist in Fig. 5 skizziert. Und ein digitaler Signalprozessor DSP der Ansteuerschaltung liefert die Ansteuerimpulse für einen gesteuerten Schalter über einen Treiber TR1 an den galvanisch trennenden Übertrager TRF. Eine Hilfsversorgung HVS kann dabei den Treiber TR1 versorgen. An der anderen, galvanisch getrennten Übertragerseite erfolgt eine Trennung von Signal und Energie, dargestellt durch ein Kästchen SIG für das Signal und ein Kästchen ESP für einen Energiespeicher. Einem weiteren Treiber TR2 werden nun einerseits das Signal und andererseits die benötigte Energie zugeführt und der Treiber steuert einen gesteuerten Schalter GES an.
Es soll auch erwähnt sein, dass die Erfindung ohne zusätzlichen Hardwareaufwand eine Energierückspeisung von der Sekundärseite auf die Primärseite durch geeignetes Verändern der Ansteuerimpulse der Schalter ermöglicht. Zu diesem Zweck wird der sekundäre Synchronschalter SS2 eingeschaltet, wodurch sich ein negativer Strom durch die Induktivität LS einstellt. Bei Ausschalten des sekundären Synchronschalters SS2 und gleichzeitigem Einschalten des sekundären Synchronschalters SSI wird dieser Strom durch die Sekundärwicklung WS des Übertragers UET geleitet. Über die Bodydioden der nicht angesteuerten primären Schalter SPl und SP2 wird der Kondensator CZK wieder aufgeladen, wobei die sekundäre Induktivität LS bzw. Drossel als Hochsetzer wirkt. Eine Energierückspeisung wird dann nötig und von der Ansteuerschaltung AST mit ihrem Prozessor DSP veranlasst, wenn der Pendelbetrieb zur Aufrechterhaltung von Hilfsversorgungen benötigt wird oder wenn, ausgelöst durch eine geeignete Zusatzschaltung, ein Netzpufferbetrieb erforderlich wird. Dies ist z.B. bei einem Batterieladegerät der Fall, bei welchem der Pufferbetrieb in den Zwischenkreis zurückgespeist wird, um weitere primäre Verbraucher zu versorgen.
Eine solche Rückspeisung ermöglich zum Beispiel ein Aufrechterhalten einer primären und/ oder sekundären Hilfsversorgung durch Hin- und Herspeisen von Energie. Dabei ist der Übertrager immer angesteuert und zusätzliche, hier nicht gezeigte, jedoch vorhin bereits erwähnte Hilfswicklungen werden weiterhin versorgt. Dies ist vor allem im Leerlauf interessant, bei welchem nach Erreichen der Ausgangsspannung de facto alle Impulse gestoppt werden, wenn keine Last angeschlossen ist. Die genannte Rückspeisung kann beispielsweise auch für eine gezielte Entladung einer sekundärseitig vorgesehenen Batterie vorgesehen werden oder für eine Versorgung des Zwischenkreises (Eingangsspannung UE) im Notfall.
Die Schaltung nach Fig. 3 zeigt, dass die Erfindung auch auf Sperrwandler angewendet werden kann. Dabei sind vergleichbare Teile oder Größen mit gleichen Bezugszeichen benannt, wie in Fig. 1. Bei der Schaltung nach Fig. 3 liegt lediglich ein einziger Primärschalter SP vor und nur ein einziger Synchrongleichrichter-Schalter SS an der Sekundärseite. Die Ansteuerschaltung AST erhält wieder Informationen über den Primärstrom IE und über den Ausgangsstrom IA bzw. die Ausgangsspannung UA. Natürlich können andere Informationen, z.B. über die Temperatur, gleichfalls zur Ansteuerschaltung AST zugeführt werden und auch bei dieser Schaltung ist eine dynamische Anpassung an Betriebsbedingungen möglich. Da es bei einem Sperrwandler keine Überspannungen wie bei einem Flusswandler gibt, liegt hier der Hauptvorteil der Erfindung in der Kompensationsmöglichkeit der Verzögerungszeiten. Auch bei einem Sperrwandler ist eine Energierückspeisung möglich.
Im Zusammenhang mit Fig.4 soll nun einen weitere Variante der Erfindung besprochen werden. Der Übertrager UET besitzt hier eine Primärwicklung WP mit Mittelanzapfung und zwei Sekundärwicklungen WS1 und WS2. Über primäre Schalter SPA, SPB kann die obere bzw. die untere Hälfte der Primärwicklung WP von dem positiven Pol der Eingangsspannung UE gegen Masse geschaltet werden. Sekundärseitig kann mit Hilfe der gesteuerten Synchronschalter SSa und SSb eine Zweiweg-Gleichrichtung erfolgen, wobei hier ein weiterer Synchronschalter SSQ als Freilaufschalter verwendet wird. Durch diesen Schalter, der ebenso wie alle übrigen Schalter, gleichfalls als Mosfet ausgebildet sein kann, wird der Freilaufstrom der sekundären Induktivität LS von dem Übertrager fern gehalten, sodass er diesen auch nicht erwärmen kann. Der Freilauf -Synchronschalter SSQ benötigt eine geringere Sperrspannung als die Gleichrichter-Synchronschalter SSA und SSB, da er nur die Sperrspannung einer der beiden Übertragerwicklungen WS1 oder WS2 sperren muss und er kann somit auch niederohmiger ausgebildet sein. Dadurch sinken auch die Kupferverluste des Transformators bzw. Übertragers, nämlich zirka um ein Drittel bei völliger Übernahme des Freilaufstroms durch den Synchronschalter SSQ. Zur Vereinfachung sind in Fig. 4 die einzelnen primär- bzw. sekundärseitigen Strom- und Spannungssensoren nicht gezeigt, über welche der Ansteuerschaltung AST Informationen über den Istzustand zugeführt werden.
Eine nicht gezeigte Variante der Erfindung bei welcher ein eigener Freilauf -Synchronschalter SSQ wie in Fig. 4 nicht erforderlich ist, kann realisiert werden, wenn die beiden sekundären Synchronschalter SSA und SSB gezielt zum Freilaufen angesteuert werden. Der Freilaufstrom fließt dann zwar vollständig über die Sekundärwicklungen WS1 bzw. WS2 des Ü- bertragers UET, produziert jedoch in den Schalter SSA und SSB insgesamt geringere Verluste, da es bei eingeschalteten Schaltern SSA und SSB es zu einer Stromaufteilung kommt und dementsprechend zu einer Reduktion der Verlustleistung.
Fig. 6 zeigt einen möglichen Ablauf der intelligenten Ansteuerung gemäß der Erfindung. Es wird eine Anlaufsequenz für die Primärtransistoren festgelegt und sodann erfolgt eine Übergabe der wesentlichen Parameter, insbesondere der Schaltzeiten, für einen stabilen stationären Zustand. Darauf erfolgt der gesteuerte Periodenablauf, beispielsweise so wie in Fig. 2 dargestellt. Ein Soll-/ Istwertvergleich, der insbesondere die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom, jedoch auch die Temperatur betreffen kann, schließt an und dem entsprechend können die Parameter wieder geändert werden. Mit I-Limit, eingreifend auf den gesteuerten Periodenablauf, ist die festgelegte Grenze für den Primärstrom bezeichnet. In einer ersten Phase des Periodenablaufes erfolgt der Aufbau der Hilfsversorgungen über ein getrenntes Netzteil oder Längsregler oder Hilfsanlaufwiderstände. In der zweiten Phase erfolgt der Start des Prozessors, d.h. seines Programms, eventuell mit einem Selbsttest. Die dritte Phase beinhaltet die Ansteuerung der Primärtransistoren. Die Sekundärtransisto- ren(schalter) können erst später angesteuert werden, da zunächst die Gleichrichtung über die Bodydioden erfolgt, sofern solche vorhanden sind. Dadurch ist ein einfacherer Programmablauf möglich und die Anforderungen an die Leistungsfähigkeit der Prozessoren (des Prozessors) können geringer sein. In der vierten Phase ist ein stabiler Betriebszustand mit stabiler Ausgangsspannung erreicht. Nun werden auch die sekundären Schalter (Mosfets) angesteuert und die Verluste reduziert.
Ein wesentlicher Vorteil, den die Erfindung bietet, ist, dass zur Sicherstellung eines optimalen Betriebs die Verzögerungszeiten jedes einzelnen Ansteuerkreises berücksichtigt werden können. Beispielsweise können diese Verzögerungen in einem Testlauf beim Abgleich der Baugruppe mit Hilfe des Mikroprozessors. selbst gemessen werden, und sodann im Programm Berücksichtigung finden. Auch die Höhe der Eingangsspannung UE hat einen Ein- fluss auf die Schaltgeschwindigkeiten der primären Transistoren, da die Rückwirkung der Drain-Gate-Kapazität bei höherer Eingangsspannung die Gate- Ansteuerung stärker belastet und die Schaltgeschwindigkeit reduziert. Somit kann die Höhe der Eingangsspannung beim Abgleich der Schaltung Berücksichtigung finden, bzw. im Betrieb berücksichtigt werden.
Wie bereits erwähnt können die Verzögerungszeiten zwischen der Ansteuerschaltung und dem jeweiligen gesteuerten Schalter berücksichtigt werden. Man speichert diese Verzögerungszeiten zweckmäßigerweise in der Ansteuerschaltung für jeden der einzelnen Zweige - gemäß Fig.1, beispielsweise vier Zweige - ab. Die Verzögerungszeiten für jeden Zweig sind im allgemeinen unterschiedlich, was seinen Grund in den unvermeidbaren Bauteiltoleranzen hat, sowie in den Toleranzen, beispielsweise der Gate-Kapazität bei Mosfets. Man kann beispielsweise beim Abgleich durch Überbrückung der Isolationsstrecke (z. B. Optokoppler) mittels direkter Leitungen die individuellen Verzögerungen lernen und abspeichern. Die Ansteuerung bzw. der Digitalsignalprozessor kann über einen getrennten Eingang die Differenz zwischen einem ausgesendeten Schaltbefehl und dem tatsächlich umgesetzten Schaltbefehlt errechnen und abspeichern.
Der digitale Prozessor DSP der Ansteuerschaltung AST kann die Einschaltzeiten auch ausschließlich digital errechnen, wobei dann keine derzeit allgemein üblichen Rampengeneratoren vorhanden sind, die von dem Prozessor lediglich gestartet werden. Diese Lösung bietet viel Flexibilität, jedoch muss der Prozessor ausreichend schnell takten, damit die nötige Regelfeinheit erreicht werden kann. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel mit einer Schaltnetzteil-Taktfrequenz von 50 kHz liegen 25ns-Schritte des Prozessors vor.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Schaltwandler mit einem Übertrager (UET), der zumindest eine Primärwicklung (WP) und zumindest eine Sekundärwicklung (WS) aufweist,
mit zumindest einem gesteuerten Primärschalter (SPl, SP2) über welchen eine Eingangsgleichspannung (UE) periodisch und mit vorgebbaren Tastverhältnis und/ oder vorgebbarer Frequenz an die zumindest eine Primärwicklung legbar ist,
und mit zumindest einem, der zumindest einen Sekundärwicklung zugeordneten gesteuerten Synchronschalter (SSI, SS2) zur Synchrongleichrichtung,
dadurch gekennzeichnet, dass
eine für die Primär- und die Sekundärseite gemeinsame Ansteuerschaltung (AST) mit einem digitalen Prozessor (DSP) vorgesehen ist, welche, abgeleitet von einem gemeinsamen Taktgeber (CLK), sowohl die Schaltimpulse für den zumindest einen Primärschalter (SPl, SP2) als auch jene für den zumindest einen Synchronschalter (SSI, SS2) erzeugt.
2. Schaltwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zurnindest eine sekundärseitige Synchronschalter (SSI, SS2) als Mosfet ausgebildet ist.
3. Schaltwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Primärkreis ein Stromsensor (Rp) zur Lieferung einer Information an die Ansteuerschaltung (AST) vorgesehen ist.
4. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3,.dadurch gekennzeichnet, dass er als Flusswandler ausgebildet ist.
5. Schaltwandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, die sekundären Schalter (SSI, SS2) vor den primären Schaltern (SPl, SP2) zu schließen.
6. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, die primären und sekundären Schalter (SPl, SP2; SSI, SS2) im Sinne einer Energierückspeisung anzusteuern. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, die primären und sekundären Schalter (SPl, SP2; SSI, SS2) im Sinne eines Pendeins der Leistung zwischen der Primär- und der Sekundärseite zur Aufrechterhaltung von Hilf sversorgungsspannungen anzusteuern.
Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, die Verzögerungszeiten zwischen ihren Schaltbefehlen und dem Schalten der jeweiligen gesteuerten Schalter abzuspeichern und beim Steuerungsablauf zu berücksichtigen.
Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) auf einer einzigen Potenzialebene liegt, wobei die primären und/ oder sekundären Schalter (SPl, SP2, SPA, SPB, SP; SSI, SS2, SSA, SSB, SSQ, SS) po- tential getrennt angesteuert sind.
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