WO2006059583A1 - 放電灯点灯装置並びに照明器具 - Google Patents

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Katsunobu Hamamoto
Kazuhiro Nishimoto
Masahiro Yamanaka
Toshiya Kanja
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Definitions

  • the present invention relates to a discharge lamp lighting device and a lighting fixture equipped with the discharge lamp lighting device.
  • a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp in particular, a thermal negative fluorescent lamp, has a leading preheating for preheating the filament. It is configured to create a lighting mode in which the discharge lamp is rated or dimmed through a start mode in which a high voltage is applied after pre-heating and starting the discharge lamp, and a timer is used during each mode. Is set.
  • This discharge lamp lighting device resonates high voltage AC power output from the inverter, which converts DC power output from the chiyotsuba into DC power, boosts the DC power obtained by rectifying the AC power of AC power.
  • a resonant circuit that is applied to the discharge lamp, and by changing the switching frequency of the switching elements that constitute the inverter, different voltages are supplied to the discharge lamp in each period of the preceding preheating mode, the start mode, and the lighting mode. It is configured to be applied to.
  • This discharge lamp lighting device detects the output voltage from the chitsuba to the inverter, and resets the inverter to the preheat mode when the DC output voltage to the inverter drops due to an instantaneous power failure of the AC power supply. By providing this means, excessive stress is prevented from occurring in the circuit components of the discharge lamp and inverter.
  • a ripple voltage is generated at the output of the chiba immediately after the start of the discharge lamp, and the output voltage from the chitoba to the inverter is temporarily reduced, so that the inverter is advanced.
  • It may be designed to disable the reset means during the preheat mode or start mode and prohibit the transition to the preheat mode even if the output voltage to the inverter drops.
  • the present invention has been achieved in view of the above-described problems. Even if the input voltage to the inverter immediately decreases immediately after starting, the circuit component is not reset.
  • the present invention provides a discharge lamp lighting device capable of performing a stable lighting operation without giving a strong stress.
  • a discharge lamp lighting device includes a rectifier that rectifies an AC voltage from an AC power source, a chopper, an inverter, a resonance circuit, and an inverter controller.
  • the chipper is equipped with an inductor, a smoothing capacitor, and a switching element to convert the output voltage of the rectifier to a DC voltage.
  • the inverter includes at least one switching element, and the switching element is turned on and off at a high frequency to convert the output of the chitsuba into AC power.
  • the resonant circuit has at least one inductor and capacitor, and resonates the AC power output from the inverter and applies it to the discharge lamp.
  • the inverter controller preheats the filament of the discharge lamp by selectively driving at least one switching element of the inverter at a different preheating frequency (fl), starting frequency (f2), and lighting frequency (f3).
  • Preheating mode in which preheating voltage is output from the inverter, starting the discharge lamp A start mode for outputting the starting voltage for the inverter to the inverter and a lighting mode for outputting the lighting voltage for stably lighting the discharge lamp from the inverter are provided.
  • the discharge lamp device includes a discharge lamp abnormality detection circuit that detects an abnormal state of the discharge lamp, a reset unit, an inverter stop unit, and a timer.
  • the reset means detects the chiba output voltage supplied from the chitsuba to the inverter, and when the output voltage falls below the first threshold, operates the inverter controller in the start mode or the preheat mode.
  • the inverter stop means operates the inverter controller to stop the inverter when a discharge lamp abnormality is detected by the discharge lamp abnormality detection circuit.
  • the timer provides the inverter controller with a signal that determines the start of the preheating mode, start mode or lighting mode, and a reset signal prohibition signal that prohibits the operation of the reset means, and an inverter stop prohibition signal that prohibits the operation of the inverter stop means. Are generated respectively.
  • the discharge lamp lighting device of the present invention is characterized in that the inverter controller has frequency sweep means for gradually changing the switching frequency to the starting frequency power lighting frequency, and the timer is the time power frequency at which the preheating frequency is selected. Only during the period until the switching frequency becomes the lighting frequency by the sweep means, the reset prohibition signal is generated to prohibit the operation of the reset means during this period, and switching by the frequency sweep means from the time when the preheating frequency is selected.
  • the inverter stop prohibition signal is generated only during the period when the frequency starts to change to the starting frequency force lighting frequency, and the operation of the inverter stop means during this period is prohibited.
  • the reset means is disabled, and even if the output voltage from the chitsuba to the inverter decreases instantaneously immediately after the start, the start mode is the preheat mode. It is possible to shift to the lighting mode without returning to, and it is possible to prevent excessive stress from acting on the circuit components.
  • the inverter stop means is enabled before the end of the period during which the reset means is disabled, immediately after the discharge lamp is started, if an abnormality in the discharge lamp is detected, the inverter is immediately stopped and the inverter is stopped. The circuit can be protected.
  • a frequency sweep means to provide a transition period in which the switching frequency is gradually changed from the starting frequency to the lighting frequency, fluctuations in the chopper output input to the inverter can be suppressed during this transition period.
  • Start mode The power can also make a stable transition to the lighting mode.
  • this discharge lamp device there may be provided feedback means for detecting a current flowing in the at least one switching element constituting the inverter and controlling the inverter controller so that the current becomes a predetermined value. desirable.
  • the timer is only the period until the switching frequency starts to change from the starting frequency to the lighting frequency by the time power frequency sweeping means when the preheating frequency is selected, that is, the period before the transition period starts.
  • the feedback means 400 is invalidated. Therefore, the feedback means can operate only after the discharge lamp is turned on and the current flowing through the discharge lamp is stabilized, and stable feedback control is performed.
  • the discharge lamp lighting device is preferably provided with a preheating circuit for supplying a preheating current to the filament of the discharge lamp and a preheating controller for controlling the preheating circuit to adjust the preheating current.
  • the preheat controller is configured to receive a timer force signal, control the preheat circuit to supply a preheat current from the preheat mode to the end of the start mode, and suppress the preheat current after the start mode ends. Appropriate preheating current can be applied to the discharge lamp.
  • the discharge lamp abnormality determination circuit is configured to detect a physical quantity indicating the state of the discharge lamp, and the inverter stop means outputs a stop signal when the physical quantity exceeds a predetermined reference.
  • the inverter controller receives the stop signal and stops the output of the inverter.
  • the signal generation circuit has a first lamp threshold value that defines the above-mentioned standard and a second lamp threshold value that is larger than the first lamp threshold value.
  • the signal generation circuit has a switching frequency from the starting frequency to the lighting frequency. During the transition period (t3 to t4), the second ramp threshold is selected, otherwise the first ramp threshold is selected.
  • the reset means is disabled and the lighting is maintained, but the lamp output voltage increases as a result of the decrease in the inverter output current.
  • the first ramp threshold may be exceeded momentarily.
  • the second lamp threshold value higher than the first lamp threshold value is used to determine the discharge lamp abnormality, so the discharge lamp abnormality is erroneously determined and the inverter is stopped. It is prevented from letting it go.
  • the inverter stop means detects abnormality of the discharge lamp based on the peak value of the voltage across the discharge lamp and the direct current component included in the voltage across the voltage.
  • the discharge lamp abnormality detection circuit is configured to include a peak detection circuit that detects a peak value of the voltage across the discharge lamp and a DC component detection circuit that detects a DC component included in the voltage across the discharge lamp.
  • the inverter stop means outputs a first stop signal when the peak value of the inverter exceeds a predetermined threshold, and outputs a second stop signal when the DC component exceeds the predetermined threshold.
  • a second signal generator circuit that outputs a stop signal that reduces the output of the inverter to the inverter controller when receiving either the first stop signal or the second stop signal.
  • At least one of the second signal generation circuit has a first threshold value and a second threshold value larger than the first threshold value, and the switching frequency is a transition period from the starting frequency to the lighting frequency (t3 to For t4), select the second threshold, otherwise select the first threshold.
  • the inverter controller, the resetting means, and the inverter stopping means are constituted by one integrated circuit.
  • the inverter controller includes a frequency setting unit that sets the switching frequency to a frequency corresponding to each mode in accordance with an output signal from the timer, and the frequency sweep means is externally attached to the integrated circuit. The frequency set by the frequency setting unit is swept according to the change in the voltage across the capacitor accompanying charging / discharging of the capacitor.
  • the timer includes a circuit for charging and discharging a capacitor externally attached to the integrated circuit, and determines the end point of the preheating mode and the end point of the start mode based on the charging voltage, and a frequency setting unit in the frequency sweep means If the start point of the lighting mode is determined by sweeping the frequency according to the change in the voltage across this capacitor, one capacitor can be shared by the timer and the frequency sweep means, and is externally attached to the integrated circuit. The number of parts can be reduced.
  • the frequency sweep means includes a sweep signal generation circuit that outputs a DC voltage that rises or falls immediately after the start mode ends according to the output signal of the timer. It is also preferable that the frequency setting unit is configured to change the switching frequency in accordance with the change in DC voltage.
  • the sweep signal generation circuit outputs a first trigger signal for prohibiting and permitting the operation of the reset means, and outputs a second trigger signal for prohibiting and permitting the operation of the inverter stop means. Configured.
  • the inverter controller be configured to change the high-frequency power output from the inverter in accordance with a dimming ratio command given from the outside in the lighting mode.
  • the sweep means is configured to change the sweep period based on the dimming ratio.
  • the frequency sweep means used in the inverter controller is configured to output a sweep voltage that gradually changes during a transition period from the end of the start mode to the start of the lighting mode.
  • the inverter controller includes a first current generation circuit for supplying a first output current proportional to the sweep voltage, a second current generation circuit for supplying a constant second output current, and first and second output currents.
  • a drive signal generation circuit that has a capacitor that is charged and discharged based on the charge current and determines the switching frequency based on the charge and discharge speed of the capacitor, and the first current generation circuit and the second current generation circuit simultaneously or And a switch circuit that is selectively operated.
  • This switch circuit is controlled by a timer, and in the preheating mode, the first current generating circuit and the second current generating circuit are operated, and the above preheating is performed based on the total value of the first current and the second current.
  • the starting mode only the first current generating circuit is operated to determine the starting frequency based on the first current
  • the transition mode only the first current generating circuit is operated.
  • the switching frequency is gradually changed up to the lighting frequency according to the sweep voltage, and in the lighting mode, only the second current generating circuit is operated to determine the lighting frequency based on the second current. To do.
  • the first and second current generation circuits that are independent from each other are used, and the preheating frequency, the starting frequency, and the lighting are determined based on the total values of the first and second currents and the first and second currents. Since the frequency is determined, the frequency can be set with higher accuracy than when the frequency is determined based on a change in the current of a single current generation circuit force.
  • the output voltage to the rectifier cover and the chiyotsuba is detected, and this output voltage is detected.
  • a pulsating voltage detection circuit is provided that outputs a signal for stopping the inverter to the inverter controller when the voltage drops.
  • the pulsating voltage detection circuit includes a comparator that compares the pulsating DC voltage output from the rectifier to the above-mentioned chitoba with a predetermined voltage, a capacitor that is charged and discharged based on the output of the comparator, It consists of a constant current circuit for charging and discharging the capacitor with a constant current, and a comparison / determination unit that compares the voltage across the capacitor with a predetermined reference value.
  • the constant current circuit charges the capacitor with a constant current from the constant current circuit when it receives the output indicating the result of the pulsating DC voltage exceeding the specified voltage, and otherwise the capacitor power is constant current.
  • the circuit is configured to discharge a constant current.
  • the comparator / determinator When the voltage across the capacitor exceeds the reference value, the comparator / determinator outputs a permission signal that permits the inverter operation to the inverter controller, and otherwise outputs a non-permission signal that stops the inverter operation. Output to the inverter controller.
  • This pulsating voltage detection circuit can be realized with a relatively simple circuit configuration, and a discharge lamp lighting device suitable for integration into an integrated circuit can be obtained.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the above discharge lamp lighting device.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of an inverter controller used in the discharge lamp lighting device.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a frequency sweep circuit used in the above discharge lamp lighting device.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a waveform diagram illustrating the operation of the timer described above.
  • FIG. 10 is a block circuit diagram showing a third modification of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the operation of the modified mode of FIG.
  • FIG. 12 is a block circuit diagram showing a discharge lamp lighting device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a waveform diagram for explaining the operation of the above discharge lamp lighting device.
  • FIG. 1 to 5 show a discharge lamp lighting device according to a first embodiment of the present invention.
  • This discharge lamp lighting device is built in the appliance to which the discharge lamp is mounted.
  • the rectifier 10 rectifies the AC voltage from the AC power supply, and the chopping DC voltage is generated by receiving the pulsating DC voltage of the rectifier 10 20
  • the inverter 30 converts this step-up DC voltage into a high-frequency AC voltage, and the resonance circuit 40 resonates the high-frequency AC voltage.
  • the discharge lamp lighting device further includes a preheating circuit 50 and supplies a preheating current to the filament of the discharge lamp 70.
  • the chopper 20 includes a switching element. By turning on and off the switching element based on a control signal from the chopper controller 700, a smooth DC voltage obtained by boosting the pulsating DC voltage output from the rectifier 10 is obtained.
  • the inverter 30 includes switching elements 31 and 32 connected in series between the output terminals of the capacitors, and the switching elements 31 and 32 are alternately turned on and off by a control signal from the inverter controller 100 so that a resonance circuit is provided.
  • Supply high frequency voltage to The resonance circuit 40 includes an inductor 41 and a capacitor 42 connected in series between both ends of one switching element 32, and turns on the switching elements 31 and 32 at different switching frequencies near the resonance frequency of the resonance circuit.
  • a preheating mode for supplying a preheating current to the discharge lamp 70, a start mode for igniting the discharge lamp 70, and a lighting mode for stably lighting the discharge lamp after the start are created.
  • starting frequency f 2
  • the preheating frequency (fl) is set slightly higher than the starting frequency f2.
  • a lighting frequency (f 3) deviated from the starting frequency is set to give a lighting voltage for maintaining lighting, and the relationship between these frequencies is set as fl> f2> f3. Yes.
  • the inverter controller 100 generates a frequency signal that determines a preheating frequency (fl), a starting frequency (f 2), and a lighting frequency (f 3), and supplies this frequency signal to the driver 38.
  • the driver turns on and off the switching elements 31 and 32 alternately at the switching frequency determined by the frequency signal.
  • the inverter controller 100 is formed with a sweep circuit 110 that gradually changes the switching frequency toward the starting frequency (f2) force lighting frequency (f3), and is determined by the output from the timer 80 as shown in FIG.
  • a preheating voltage, a starting voltage, a sweep voltage, and a lighting voltage are applied to the discharge lamp 70 via the resonance circuit 40.
  • the preheating controller 58 turns on the switching element 51 of the preheating circuit 50 on the basis of the signal from the timer 80, and the inverter 30 A preheating current is generated from the output voltage via the transformer 52, and this is passed through the filament 72. In other periods, the switching element 51 is turned off.
  • the discharge lamp lighting device is provided with feedback means 400 for making the lamp current flowing in the discharge lamp 70 constant after the discharge lamp is lit.
  • the feedback means 400 is configured to adjust the switching frequency of the inverter 30 so that the current flowing through the switching element 32 of the inverter 30 becomes a predetermined value in proportion to the lamp current, and this current is compared with the predetermined value.
  • the output of the comparator 401 is supplied to the inverter controller 100, and the inverter controller 100 adjusts the switching frequency according to this output.
  • the reset means 200 for returning the inverter 30 to the preheating mode when the output voltage Vc from the chopper 20 to the inverter 30 falls below a predetermined threshold, and the discharge lamp are at the end of life.
  • An inverter stop means 300 is provided for stopping the inverter 30 when this is detected.
  • the reset means 200 is configured to output a reset signal Rst to the timer 80 when the output of the chopper 20 falls below a predetermined threshold value.
  • the timer 80 receives the reset signal Rst and sets the inverter 30 in the start mode. Outputs the signal for operation to the inverter controller 100.
  • the inverter may be returned to the preheating mode.
  • Inverter stopping means 300 has a discharge lamp at the end of its life from discharge lamp abnormality detection circuit 500.
  • the discharge lamp abnormality detection circuit 500 includes a peak detection circuit 510 that detects a voltage across the discharge lamp 70, that is, a peak value VLp of the lamp voltage, and a DC component detection circuit 520 that detects a DC component VLd included in the lamp voltage. Composed.
  • the inverter stopping means 300 includes a first signal generating circuit 310 that outputs a stop signal when the peak value of the lamp voltage exceeds a predetermined lamp threshold, and a first signal that outputs a stop signal when the DC component exceeds a predetermined lamp threshold.
  • Two-signal generation circuit 320 is provided, and these circuits 310 and 320 are connected to the inverter controller 100 via the OR gate 330, and when a stop signal is output from any circuit, the inverter controller 100 stops the inverter 30.
  • Stopping the inverter in this case means stopping the lighting of the discharge lamp, and includes the case where the output of the inverter is not completely zero.
  • a constant lamp threshold VLT is used as the ramp threshold compared with the peak value
  • the first lamp threshold VLT1 is used as the ramp threshold compared with the DC component.
  • a second ramp threshold VLT2 is used (VLT1 ⁇ V LT2).
  • the second ramp threshold VLT2 is used only during the transition period (t3 to t4), and the first ramp threshold LVT1 is used otherwise.
  • the reset means is disabled and the lighting is maintained, but the output current of the inverter 30 As a result of the decrease, the lamp voltage may rise and momentarily exceed the first lamp threshold VLT1.
  • the second signal generation circuit 320 uses the second lamp threshold value VLT2 that is higher than the first lamp threshold value. It is possible to prevent the inverter from being stopped by determining an abnormality.
  • these two different lamp threshold values can also be applied to the first signal generation circuit 310, and during the transition period (t3 to t4), the DC component of the lamp voltage is reduced due to the instantaneous drop in the chitsuba output. Even if the voltage rises momentarily, the inverter 30 can be prevented from stopping accidentally. Accordingly, by providing such two ramp threshold values in at least one of the first and second signal generation circuits 310 and 320, stable operation is ensured.
  • the reset means 200 determines whether the preheating period shown in FIG. The operation is prohibited for the transition period (tl to t4), and the inverter stop means 300 and the feedback means 400 are set for the start period (tl to t3) from the preheating period by the prohibition signal Sd from the timer 80. Therefore, the operation is prohibited. In other words, the reset means 200 is permitted to operate at the end of the transition period (t3 to t4), and the inverter stop means 300 and the feedback means 400 are permitted to operate from the transition period (t3 to t4). Therefore, as shown in FIG. 2, after the discharge lamp is lit during the start-up period, the inverter 30 is immediately stopped when the end of life is detected in the transition period (t3 to t4).
  • the feedback means 400 is configured so that the feedback operation is prohibited during the period from the preheating period to the starting period (tl to t3) when the switch 402 is turned on and off based on the signal from the timer 80, and otherwise permitted. Is done.
  • the inverter controller 100 includes a sweep circuit 110 that generates a continuously decreasing DC voltage, and a first current generation circuit 101 that uses the output DC voltage VI from the sweep circuit 110 as a current source.
  • the second current generation circuit 102 using the constant voltage V2 as a current source, the switch circuit 140, and the drive signal generation circuit 150 are configured.
  • Timer 80 outputs signals Vtl, Vt2, and Vt3 indicating the preheating period start time (tl), start period start time (t2), and lighting period start time (t3), based on the internal clock signal. Based on this signal, the switch circuit 140 and the sweep circuit 110 are controlled to generate the frequency signal.
  • the drive signal generation circuit 150 includes a current switch 151, 152, 153 coupled to the reference power supply 108, a capacitor 162, a charging switch 154 for charging the capacitor 162 by the current flowing through the current mirror 152, and a reference voltage Vref.
  • Switching A circuit 155 and a comparator 158 that compares the voltage of the capacitor 162 with a reference voltage are included.
  • One FET constituting the current mirror 153 is provided in the discharge path from the capacitor 162, and the pulse voltage output from the comparator 158 generates the above frequency signal as the capacitor 162 is charged / discharged. It is sent to the driver 38, and the switching frequency of the inverter, that is, the preheating frequency (fl), the starting frequency (f 2), and the lighting frequency (f 3) are determined.
  • the first current generation circuit 101, the second current generation circuit 102, the switch circuit 140, the drive signal generation circuit, and the sweep circuit 110 that constitute the inverter controller 100 are integrated with the integrated circuit as one chip together with the timer 80.
  • the capacitor 162 and the resistors 121, 122, and 123 are externally attached to the integrated circuit.
  • the magnitude of the charging current Ic for charging the capacitor 162 via the current mirror 152 and the magnitude of the discharge current Id associated therewith are, as will be described below, the first current generation circuit 101 to the second current. It is determined by the current flowing from the generation circuit 102.
  • the first current generation circuit 101 includes an operational amplifier 103 and a transistor 105 for flowing a current corresponding to the DC voltage VI output from the sweep circuit 110, and is connected in series with external resistors 121 and 123. A first current path for the first current flowing through the internal resistor 131 is formed.
  • the second current generation circuit 102 includes an operational amplifier 104 and a transistor 106 for flowing a constant current according to a constant voltage V2, and a second current flowing through an external resistor 122 and an internal resistor 132 connected in series to the resistor 122. The two current paths are formed.
  • the switch circuit 140 includes switching elements 141, 142, and 143, and is on / off controlled by a timer 80.
  • the first switching element 141 is connected between the base-emitters of the transistor 105, and allows the first current to flow in the first current path only when turned off by the signal Vtl from the timer 80.
  • the second switching element 1 42 is connected between the base emitters of the transistor 106 and allows the second current to flow into the second current path only when turned off by the signal Vt2 from the timer 80.
  • the third switching element 143 is inserted into the shunt path that also shunts the first current path force.
  • the current value that defines the preheating frequency (fl) is set to the sum of the first current flowing through the shunt path of the first current path and the second current flowing through the second current path, and the starting frequency ( The current value that defines f 2) is set as the sum of the first current value and the second current flowing through the first current path, and the current value that defines the lighting frequency (f 3) is based only on the second current. It is set!
  • both the first and second switching elements 141 and 142 of the switch circuit 140 are turned off by the output signals Vtl and Vt2 from the timer 80.
  • the third switching element 143 is turned on by the output signal Vt3
  • the first current Ila from the first current generation circuit 101 flows through the resistors 131, 121, 133, the third switching element 143, and the second current
  • the second current 12 from the generator circuit 102 flows through the resistors 132 and 122.As a result, the combined current (Ila + I2) flows through the current mirror, and the capacitor 162 is charged and discharged in a fast cycle, resulting in a high frequency.
  • a frequency signal specifying the preheating frequency (fl) is output from the comparator 158.
  • the first current lib As a result of the current value generated in the first current generation path 101 gradually decreasing in response to the output from the sweep circuit 110, the first current lib also gradually decreases, and the current for charging and discharging the capacitor 162 gradually increases.
  • the frequency signal that decreases and gradually decreases the switching frequency from f2 to f3 is output from the comparator 158.
  • the first and third switching elements 141 and 14 3 are turned off, and only the second switching element 142 is turned on, and the second current generating circuit 1 Only the second current 12 from 02 flows through the resistors 132 and 122, and this current charges and discharges the capacitor 162.
  • a frequency signal specifying the lighting frequency (f3) is output from the comparator 158.
  • the preheating frequency (fl) is determined based on one of the first current and the second current individually flowing from each circuit and the combined current thereof. Since the starting frequency (f2) and lighting frequency (f3) are determined, these frequencies can be clearly distinguished and set accurately by a simple combination of resistors used. Further, the continuous change of the frequency during the transition period (t3 to t4) can be easily set based on the input DC voltage to the first current generation circuit 101.
  • a series circuit of the external resistor 121 and the internal resistor 133 forms a shunt path connected in parallel with the external resistor 123.
  • Switching between the preheating frequency (fl) and the starting frequency (f 2) is performed by selectively flowing a first current through this shunt path and a path parallel thereto, and a small number of external resistances are applied. It is possible to set the optimum frequency by using it.
  • the second current path resistor 122 is connected between the integrated circuit T2 and ground.
  • the sweep circuit 110 includes three constant current sources 111, 112, 113, two transistors 114, 115, a mirror circuit 116, a comparator 117, a switching element 118, a transfer gate 119, A voltage dividing resistor circuit 128 is provided.
  • the voltage dividing resistor circuit 128 divides the voltage from the reference power supply to give different threshold voltages Vthl and Vth2 (Vth2 and Vthl), one threshold voltage Vth 1 force 3 ⁇ 4 input to the base of the np-type transistor 114, and the other
  • the threshold voltage Vt h2 is input to the non-inverting input terminal of the comparator 117.
  • the base of the npn-type transistor 115 and the constant current source 111 are connected to the emitter of the transistor 114 through a resistor, and the emitter voltage of the transistor 115 and the threshold voltage Vt hi applied to the base of the transistor 114 are abbreviated. Are equal.
  • An external capacitor 180 is connected to the emitter of the transistor 115 via the terminal T4, and the inverting input terminal of the comparator 117 and the mirror circuit 116 are connected. Therefore, the capacitor 180 has a voltage substantially equal to the threshold voltage Vthl. Charged. Comparator 117 compares the voltage across capacitor 180 with threshold voltage Vth2. When the voltage across the capacitor 180 is higher than the threshold voltage Vth2, an L level signal is output to the transfer gate circuit 119 otherwise.
  • the switching element 118 is connected between the base of the transistor 115 and the ground, and is turned on / off by the output signal Vt4 from the timer 80. When the switching element 118 is off, the capacitor 180 is charged via the transistor 115. When the switching element 118 is on, the voltage across the capacitor 180 becomes almost 0 [V].
  • the switching element 118 is turned off only during the period from the preheating period to the starting period (tl to t3) by the output signal Vt4 from the timer 80, and the capacitor 180 is charged during this period.
  • the voltage across the capacitor 180 becomes higher than the threshold voltage Vth2, and the output of the comparator 117 becomes L level, so that a constant voltage substantially equal to the voltage across the capacitor 180 is transferred from the transfer gate circuit 119 to the lighting frequency setting circuit 42. Is output.
  • FIG. 6 shows a first modification of the first embodiment described above, and the connection relationship between the external resistors 121, 122, and 123 and the third switching element 143 in the inverter controller 100. Otherwise, the configuration and function are the same as those of the first embodiment. For this reason, the same code
  • the connection point between the terminal T2 of the integrated circuit and the external resistor 122 connected thereto is connected to the terminal T3 via the external resistor 123, so that the third switching element 143 and the external resistor are connected.
  • 123 and the internal resistor 133 are connected in parallel with the external resistor 122, and the second current Form a diversion path that diverts from the path!
  • the first and second switching elements 141 and 142 are turned off and the third switching element 143 is turned on. While the current II flows through the resistors 131 and 121, the second current I2a from the second current generation circuit 102 flows through the shunt path (resistor 123, third switching element 143), and the sum of these currents (II + I2a) is passed through the current mirror 152 and the capacitor 162 is charged and discharged based on this current to determine the preheating frequency.
  • the first and second switching elements 141 and 142 are turned off, and the third switching element 143 is also turned off. While the current II flows through the resistors 131 and 121, the second current I2b from the second current generation circuit 102 flows through the external resistor 122, and the sum of these currents (II + I2b) flows through the current mirror 152, The starting frequency is determined by charging and discharging the capacitor 162 based on this current.
  • the first and third switching elements 141 and 143 are turned off, and only the second switching element 142 is turned on. Only one current II flows through the resistors 131 and 121, and this current flows through the current mirror 152 to charge and discharge the capacitor 162, thereby determining the lighting frequency.
  • FIG. 7 shows a second modification of the first embodiment described above, and is different from that of the first embodiment except that the capacitor 180 used in the sweep circuit 110 is shared by the timer 80.
  • the configuration and function are the same. For this reason, the same code
  • the timer 80 determines the start time (t2) and the end time (t3) of the start period using the charging / discharging of the capacitor 180! /.
  • the timer 80 in this modified mode includes a constant current circuit 810 for supplying a constant current from the reference power source 801, and a current mirror 811, 812, 813 for charging and discharging the capacitor 180 with a constant current.
  • Switching element 820 for switching charge / discharge, a pair of comparators 831 and 832 for comparing the voltage across capacitor 180 with a reference value, starting point of start period (t2), equipped with flip-flops 851 and 852 that output a signal for determining the end point (t3)
  • the voltage across the capacitor 180 is input to the inverting input terminals of the comparators 831 and 832, the first reference value switching circuit 841 is connected to the non-inverting input terminal of the first comparator 831, and the second The second reference value switching circuit 842 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 832.
  • the first reference value switching circuit 841 switches between the reference value TH1 and the reference value THO according to the output of the first comparator 831, and the second reference value switching circuit 842 corresponds to the output of the second comparator 832.
  • the relationship between each reference value is set as TH1> TH2> TH0.
  • the output of the first comparator 831 is inverted by the NOT gate 833 and input to the set terminal S of the first flip-flop 851.
  • the output of the second comparator 832 is input to one of the AND gates 834, and the output of the first flip-flop 851 is input to the other of the AND gates 834.
  • the output of the AND gate 834 is input to the set terminal S of the second flip-flop 852.
  • the output of the first comparator 831 becomes L level, the switching element 820 is turned off, and as a result, the charging of the capacitor 180 is completed, and the capacitor is passed through the current mirror 813. 180 begins to discharge.
  • the L level output from the first comparator 831 causes the H level signal to be input to the set terminal S of the first flip-flop 851, and the H level signal is output from the first flip-flop 851.
  • This signal is sent to the inverter controller 100 as determining the start of the starting period (t2).
  • the first and second reference value switching circuits 841 and 842 switch the reference value from TH1 to TH0 and from TH1 to TH2, respectively.
  • the output terminal of the first comparator 831 is connected to the ground.
  • the connected switch 835 is turned on by the H level output from the first flip-flop 851
  • the output of the first comparator 831 is forcibly set to the L level, and the switching element 820 after this point is turned off. The charging of capacitor 180 is prohibited.
  • FIG. 10 shows a third modification of the above-described first embodiment.
  • a similar output DC is obtained by using a sweep signal generation circuit 190 instead of the sweep circuit 110 using the capacitor 180.
  • the configuration and functions other than the output of the voltage VI to the frequency setting unit 120 (see Fig. 3) in the inverter controller 100 and the dimming ratio input means 194 are used for dimming the discharge lamp. This is the same as the first embodiment. For this reason, the same reference numerals are assigned to the same members, and duplicate descriptions are omitted.
  • the sweep signal generation circuit 190 is configured to output a DC voltage VI that gradually decreases at the end of the starting period (t3) as shown in FIG.
  • the DC voltage VI maintains this reference value after reaching the reference value Vd determined by the reference voltage generating circuit 192.
  • This reference value Vd changes according to the dimming ratio of the discharge lamp specified by the dimming ratio input means 194. For this reason, as shown in FIG. 11, the starting point of the lighting period changes from t4 force to t4 ′ according to the dimming ratio.
  • This reference value Vd is used as a reference voltage for the comparator 401 of the feedback means 400.
  • the lamp current is adjusted to perform dimming.
  • the sweep signal generator circuit 190 is based on the timer 80 clock signal.
  • the trigger signal Se that permits these operations is output to the inverter stop means 300 and the feedback means 400, and the end of the transition period (t4)
  • the trigger signal Re that permits the operation is output to the reset means 200.
  • the inverter stop means 300, the feedback stop means 400, and the reset means 200 are disabled before receiving this permission signal.
  • FIG. 12 shows a discharge lamp lighting device according to the second embodiment of the present invention.
  • This discharge lamp lighting device is basically the same in configuration and function as the first embodiment, but when the pulsating DC voltage Vp from the rectifier 10 to the chopper 20 becomes a predetermined value or less, the inverter 30 And a pulsating voltage detection circuit 600 for stopping the chopper 20 is added.
  • the same members are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the rectifier 10 outputs a pulsating DC voltage to the chopper 20 via the filter capacitor 11.
  • the chopper 20 includes a switching element 24 connected in series with an inductor 21 between output terminals of the rectifier 10, and a smoothing capacitor 26 connected in series with a diode 25 between both ends of the switching element 24.
  • the switching element 24 is ON / OFF controlled by the chopper controller 700, accumulates the smoothed DC voltage in the smoothing capacitor 26, and this smoothed DC voltage is output to the inverter 30.
  • the pulsating DC voltage from the rectifier 10 is input as a voltage Vp to the pulsating voltage detection circuit 600 via the resistors 12 and 13 and the capacitor 14, and is compared with a predetermined threshold value. When the level falls below this threshold, the pulsating voltage detection circuit 600 outputs a stop signal to the inverter controller 100 and the chopper controller 700 to stop the inverter 30 and the chopper 20.
  • the pulsating voltage detection circuit 600 includes a comparator 610 that compares the voltage Vp with the first threshold Vxl, a constant current circuit 630 that charges and discharges the capacitor 620 with a constant current according to the output of the comparator 610, and a capacitor 620 A comparator 640 that compares the voltage across the terminal with the second threshold Vx2.
  • the output of the comparator 610 is inverted by the NOT gate voltage 631, and when the voltage Vp exceeds the first threshold value Vxl, the capacitor 620 is charged with a constant current discharged from the constant current circuit 30, and the voltage Vp Is below a first threshold Vxl, the capacitor 620 is released at a constant current drawn into the constant current circuit 630. Electricity. As shown in FIG.
  • the first threshold value Vxl changes to two levels according to the output of the comparator 610 to give hysteresis characteristics, and the switching circuit force composed of a resistor and a switch also has the first threshold value.
  • Vx is input to the non-inverting input of comparator 610.
  • the charging current of the capacitor 620 is set to be larger than the discharging current.Thus, the voltage V620 across the capacitor 620 is repeatedly charged and discharged based on the pulsating DC voltage.
  • the comparator 640 H level signal is output to the inverter controller 100, and the operation of the inverter 30 is permitted.
  • This H level signal is inverted by NOT gate 660 and the L level signal is output to reset terminal R of flip-flop 710 of chopper controller 700, and chopper controller 700 continues operation of chopper 20.
  • the chopper controller 700 outputs a signal for driving on / off of the comparator 28, a comparator 720 for determining the presence or absence of current flowing through the switching element 21, a one-shot trigger 730, and A comparator 740 that determines the on-time of the switching element 24 of the chipper 20 is provided.
  • the one-shot trigger 730 When no current flows through the inductor 21, that is, when the switching element 24 is OFF, the one-shot trigger 730 outputs an H level signal to the set terminal S of the flip-flop 730 by the output from the comparator 720. Switching element 24 is turned on. Accordingly, a current flows through the switching element 24.
  • the comparator 740 receives a voltage corresponding to the current flowing through the switching element 24 at the non-inverting input terminal, and compares this voltage with a threshold value input to the inverting input terminal.
  • the on-time of the switching element 24 Is determined by this threshold.
  • This threshold value is defined by the output from the multiplier 750 and is created based on the pulsating DC voltage output from the rectifier 10 and the output voltage of the chitoba 20. That is, the voltage Vp input to the pulsating voltage detection circuit 600 and the voltage from the error amplifier 760 indicating the output voltage of the chopper 20 are input to the multiplier 750, and the current flowing through the switching element 24 is output from the multiplier 750.
  • an H level signal is input to the reset terminal R of the flip-flop 710 and the switching element 24 is turned off.
  • a constant DC output Vc is output from the chopper 20 at a high power factor.
  • the pulsating voltage detection circuit 600 includes a comparator 650 that compares the voltage V620 across the capacitor 620 with a third threshold Vx3, a latch 652 that holds the output of the comparator 650, and the output of the latch 652 An AND gate 65 4 to which the output of the comparator 640 is input is added.
  • the third threshold Vx3 is set to a value higher than the voltage Vp corresponding to the normal pulsating DC voltage. Normally, the output of the latch 652 is at the H level, so the output from the comparator 640 is ANDed as it is.
  • the operation of the inverter 30 and the chopper 20 output from the gate 654 is permitted and stopped based on the comparison between the second threshold value Vx2 and the capacitor 620.
  • a peak detection circuit 510 and a DC component detection circuit 520 that detect the end of life of the discharge lamp are provided, and each circuit has a lamp voltage of the discharge lamp.
  • the capacitor 620 of the pulsating voltage detection circuit 620 is charged by the peak value and the DC component. For this reason, when an end-of-life discharge lamp is connected, at least one of the peak value and the DC component becomes high, and the charging voltage of the capacitor 620 exceeds the third threshold value Vx3.
  • the comparator 650 outputs an L level signal and the AND gate 654 force also outputs an L level signal, a signal to stop the inverter 30 is sent to the inverter controller 100 and is sent to the chopper controller 700. Sends a signal to stop the operation of the chopper 20 and stops the inverter 30 and the chopper 20 Thus, it is possible to prevent an excessive stress from acting on the components constituting each circuit.
  • a no-load determination circuit 530 is further provided, and when the discharge lamp is not connected, the inverter 30 and the chopper 20 are stopped.
  • the no-load determination circuit 530 is connected when the switch 531 that is turned on when the voltage across the series circuit of the switching elements 31 and 32 in the inverter 30 exceeds a predetermined value is connected in parallel with the capacitor 620 and no load is detected.
  • Capacitor 620 discharges through switch 531.
  • the voltage V620 across the capacitor 620 falls below the second threshold value Vx2, and in the same way as when the pulsating DC voltage drops, an L level signal is output from the comparator 640, and the inverter 30 and the chopper 20 To prevent excessive stress on the circuit components.
  • the pulsating voltage detection circuit 600, the end-of-life detection circuits 510, 520, and the no-load determination circuit 530 share the capacitor 620, and thus achieve multiple functions. However, the number of parts is reduced.
  • the pulsating voltage detection circuit 600 excluding the capacitor 620 is formed as an integrated circuit together with the inverter controller 100, the chopper controller 700, and the drivers 28 and 38.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

明 細 書
放電灯点灯装置並びに照明器具
技術分野
[0001] 本発明は、放電灯点灯装置並びにその放電灯点灯装置を備えた照明器具に関す るものである。
背景技術
[0002] 日本特許公開 2003— 203795号公報に開示されているように、放電灯、特に熱陰 極型の蛍光灯を点灯する放電灯点灯装置にぉ 、ては、フィラメントの予熱を行う先行 予熱モード、先行予熱後に高電圧を印加して放電灯を始動する始動モードを経て放 電灯を定格点灯あるいは調光点灯する点灯モードを作り出すように構成され、各モ ードの期間はタイマーを使用して設定している。この放電灯点灯装置は、交流電源 力もの AC電力を整流した DC電力を昇圧するチヨツバと、チヨツバから出力される DC 電力を AC電力に変換するインバータと、インバータから出力される高周波 AC電力 を共振させて放電灯に印加させる共振回路と備え、インバータを構成するスィッチン グ素子のスイッチング周波数を変化させることで、先行予熱モード、始動モード、点灯 モードの各期間にお 、て互いに異なる電圧を放電灯に印加するように構成されて ヽ る。
[0003] この放電灯点灯装置では、チヨツバからインバータへの出力電圧を検知し、交流電 源の瞬時停電によってインバータへの直流出力電圧が低下した場合には、インバー タを先行予熱モードにリセットするリセット手段を設けることで、放電灯やインバータの 回路部品に過大なストレスが生じることを防止している。
[0004] また、この放電灯点灯装置では、無負荷や放電灯が寿命末期であるような放電灯 異常を検知した場合に、インバータを停止させることで、インバータの回路部品に過 大なストレスが作用することを防止している。
[0005] 更に、この放電灯点灯装置では、放電灯の始動直後に、チヨツバの出力にリプル電 圧が発生してチヨツバからインバータへの出力電圧が一時的に低下することで、イン バータが先行予熱モードや始動モードにリセットされてしまうのを防止するために、先 行予熱モードや始動モードの期間では、リセット手段を無効として、インバータへの出 力電圧が低下しても先行予熱モードに移行することを禁止するように設計されて ヽる
[0006] しカゝしながら、寿命末期に近くなつた放電灯を使用した場合、放電灯が始動した後 は、ランプ電圧が高いため負荷電力が過大となり、その結果チヨツバからインバータ への出力電圧が低下することがある。このため、始動直後にリセット手段が動作して 予熱モードや始動モード戻り、予熱モード、始動モードが繰り返され、回路部品に過 大なストレスが作用して、ひいては放電灯点灯装置の故障につながるという問題があ る。特に、始動モードと点灯モードでのスイッチング周波数の差が大きくて、インバー タの出力変化が大きくなるような場合 (例えば、調光点灯の場合）においては、始動 モード力 点灯モードへ移行する期間に、チヨツバからインバータへの出力電圧が瞬 間的に低下する場合があるため、この移行期間中に上記のリセット手段が動作してし まうという問題がある。
発明の開示
[0007] 本発明は、上記の問題に鑑みて達成されたものであり、始動直後においてインバ ータへの入力電圧が瞬間的に低下しても、リセットされることが無ぐ回路部品に多大 なストレスを与えることなく安定した点灯動作を行うことが出来る放電灯点灯装置を提 供するものである。
[0008] 本発明に係る放電灯点灯装置は、交流電源からの AC電圧を整流する整流器、チ ョッパ、インバータ、共振回路、及びインバータコントローラを備える。チヨッパはインダ クタ、平滑コンデンサ並びにスイッチング素子を具備して整流器の出力電圧を DC電 圧に変換する。インバータは少なくとも一つのスイッチング素子を具備し、このスイツ チング素子を高周波でオン ·オフすることでチヨツバの出力を AC電力に変換する。共 振回路は少なくとも一つのインダクタ及びコンデンサを具備し、インバータから出力さ れる AC電力を共振させて放電灯へ印加する。インバータコントローラはインバータの 少なくとも一つのスイッチング素子を互いに異なる予熱周波数 (fl)、始動周波数 (f 2 )、及び点灯周波数 (f3)で選択的に駆動することにより、それぞれ放電灯のフィラメン トを予熱する予熱電圧をインバータから出力させる予熱モード、放電灯を始動させる ための始動電圧をインバータカ 出力させる始動モード、放電灯を安定点灯させるた めの点灯電圧をインバータから出力させる点灯モードを与える。この放電灯装置は、 放電灯の異常状態を検出する放電灯異常検出回路、リセット手段、インバータ停止 手段、タイマーを備える。リセット手段は、チヨツバからインバータへの供給されるチヨ ツバ出力電圧を検出し、この出力電圧が第 1の閾値よりも低下した時に、インバータコ ントローラを始動モードゃ予熱モードで動作させる。インバータ停止手段は放電灯異 常検出回路にて放電灯の異常が検出された時に、インバータコントローラを動作させ てインバータを停止させる。タイマーは予熱モード、始動モード乃至点灯モードの開 始を決定する信号をインバータコントローラへ与えると共に、リセット手段の動作を禁 止するリセット信号禁止信号、及びインバータ停止手段の動作を禁止するインバータ 停止禁止信号をそれぞれ発生する。
[0009] 本発明の放電灯点灯装置の特徴は、インバータコントローラが始動周波数力 点 灯周波数へスイッチング周波数を徐々に変化させる周波数スイープ手段を有するこ と、タイマーは予熱周波数が選択された時点力 周波数スイープ手段によりスィッチ ング周波数が点灯周波数となるまでの期間においてのみ、リセット禁止信号を発生し てこの期間でのリセット手段の動作を禁止し、予熱周波数が選択された時点から周波 数スイープ手段によりスイッチング周波数が始動周波数力 点灯周波数に変化し始 める期間においてのみ、インバータ停止禁止信号を発生させて、この期間でのインバ ータ停止手段の動作を禁止することである。
[0010] 従って、放電灯が始動して点灯モードに移行する迄は、リセット手段が無効とされ、 始動直後にチヨツバからインバータへの出力電圧が瞬間的に低下したとしても、始動 モードゃ予熱モードに戻ることなぐ点灯モードに移行することができ、回路部品へ過 大なストレスが作用することが防止出来る。また、インバータ停止手段は、リセット手段 が無効とされる期間の終了前に、有効とされるため、放電灯の始動直後に、放電灯 異常が検出さると速やかにインバータを停止させて、インバータの回路を保護するこ とができる。特に、周波数スイープ手段を用いて、スイッチング周波数を始動周波数 から点灯周波数までに徐々に変化させる移行期間を設けることで、この移行期間に おいてインバータへ入力されるチヨッパ出力の変動を抑えることができて、始動モード 力も点灯モードへ安定した移行を行うことができる。
[0011] この放電灯装置では、インバータを構成する上記の少なくとも一つのスイッチング素 子に流れる電流を検出し、この電流が所定の値となるようにインバータコントローラを 制御するフィードバック手段が設けられることが望ましい。この場合、タイマーは、予 熱周波数が選択された時点力 周波数スイープ手段によりスイッチング周波数が始 動周波数から上記点灯周波数に変化し始める時点までの期間、即ち、移行期間に 入る前までの期間のみで、フィードバック手段 400を無効とする。このため、フィード バック手段は、放電灯が点灯して放電灯に流れる電流が安定した後にのみ動作する ことができ、安定したフィードバック制御が行われる。
[0012] また、放電灯点灯装置には、放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路 と、予熱回路を制御して予熱電流を調整する予熱コントローラとが備えられることが望 ましい。この予熱コントローラは、タイマー力 の信号を受けて、予熱回路を制御して 予熱モードから始動モードの終了までは予熱電流を供給させ、始動モードの終了後 は予熱電流を抑制させるように構成され、適切な予熱電流を放電灯に与えることが出 来る。
[0013] 放電灯異常判定回路は放電灯の状態を表す物理量を検出するように構成され、ィ ンバータ停止手段は上記の物理量が所定の基準を超えたときに停止信号を出力す る信号発生回路を備え、インバータコントローラは上記停止信号を受けてインバータ の出力を停止する。信号発生回路は、上記の基準を規定する第 1のランプ閾値とこ の第 1のランプ閾値よりも大きい第 2のランプ閾値とを有し、信号発生回路は、スイツ チング周波数が始動周波数から点灯周波数への移行期間（t3〜t4)は、第 2のラン プ閾値を選択し、それ以外は第 1のランプ閾値を選択する。この移行期間において、 チヨツバからインバータへの出力電圧が瞬時に低下しても、リセット手段が無効とされ ているため、点灯が維持されるが、インバータの出力電流が減少する結果ランプ電圧 が上昇して、瞬間的に第 1のランプ閾値を超えることがある。しかしながら、この移行 期間では放電灯の異常を判定するために第 1のランプ閾値よりも高い第 2のランプ閾 値を使用しているため、誤って、放電灯の異常を判定してインバータを停止させてし まうことが防止される。 [0014] インバータ停止手段は、放電灯の両端電圧のピーク値と該両端電圧に含まれる直 流成分とに基づいて放電灯の異常を検出するよることが望ましい。この場合、放電灯 異常検出回路は放電灯の両端電圧のピーク値を検出するピーク検出回路と、放電 灯の両端電圧に含まれる直流成分を検出する直流成分検出回路とを備えるように構 成される。インバータ停止手段はのピーク値が所定の閾値を超えたときに第 1停止信 号を出力する第 1の信号発生回路と、直流成分が所定の閾値を超えたときに第 2停 止信号を出力する第 2の信号発生部回路とを備え、第 1停止信号と第 2停止信号の 何れかを受けた時に、上記インバータの出力を低下させる停止信号を上記インバー タコントローラへ出力し、第 1と第 2の信号発生回路との少なくとも一方は、第 1の閾値 と該第 1の閾値よりも大きい第 2の閾値とを有し、スイッチング周波数が始動周波数か ら点灯周波数への移行期間 (t3〜t4)は、第 2の閾値を選択し、それ以外は第 1の閾 値を選択する。この構成により、放電灯の異常についてランプ電圧のピーク値と直流 成分とを用いて、放電灯の異常を正確に判断出来ると共に、移行期間において誤つ て放電灯異常を判定することが防止出来る。
[0015] また、インバータコントローラ、リセット手段、インバータ停止手段が一つの集積回路 で構成されることが好ましい。この場合、インバータコントローラは、上記タイマーから の出力信号に応じて上記のスイッチング周波数を各モードに応じた周波数に設定す る周波数設定部を具備し、周波数スイープ手段は、上記の集積回路に外付けされる コンデンサの充*放電に伴う両端電圧の変化に応じて上記周波数設定部で設定され る周波数をスイープさせる。
[0016] 更に、タイマーは集積回路に外付けされるコンデンサを充放電させる回路を備え、 この充電電圧によって予熱モードの終了時点、始動モードの終了時点を決定し、周 波数スイープ手段における周波数設定部がこのコンデンサの両端電圧の変化に応じ て周波数をスイープさせることで点灯モードの開始時点を決定するようにすれば、一 つのコンデンサをタイマーと周波数スイープ手段で共用でき、集積回路に外付けす る部品点数を少なくすることが出来る。
[0017] その他、周波数スイープ手段は、タイマーの出力信号に応じて始動モードの終了 直後から上昇または下降する直流電圧を出力するスイープ信号発生回路を備え、こ の直流電圧の変化に応じて周波数設定部がスイッチング周波数を変化させるように 構成することも好ましい。この場合、スイープ信号発生回路はリセット手段の動作を禁 止及び許可させるための第 1トリガ信号を出力すると共に、インバータ停止手段の動 作を禁止及び許可するための第 2トリガ信号を出力するように構成される。
[0018] また、インバータコントローラは、点灯モードにおいて、外部から与えられる調光比 の指令に応じて上記インバータから出力される高周波電力を変化させるように構成さ れることが望ましぐこの場合、周波数スイープ手段は、調光比に基づいてスイープ 期間を変化させるように構成される。
[0019] 好ましい実施形態においては、インバータコントローラに使用される周波数スイープ 手段は、始動モードの終了時点から点灯モードの開始時点までの移行期間におい て次第に変化するスイープ電圧を出力するように構成される。インバータコントローラ は、このスイープ電圧に比例した第 1の出力電流を流す第 1の電流生成回路と、一定 の第 2の出力電流を流す第 2の電流生成回路と、第 1及び第 2の出力電流に基づい て充放電されるコンデンサを有しコンデンサの充放電速度に基づいて上記のスイツ チング周波数を決定するドライブ信号発生回路と、第 1の電流生成回路と第 2の電流 生成回路とを同時または選択的に動作させるスィッチ回路とを備える。このスィッチ回 路はタイマーにて制御され、予熱モード時には第 1の電流発生回路と第 2の電流発 生回路を動作させて、第 1電流と第 2電流との合計値に基づいて上記の予熱周波数 を決定し、始動モード時には、第 1電流発生回路のみを動作させて第 1電流に基づ いて上記の始動周波数を決定し、上記移行モード時には、上記第 1電流発生回路の みを動作させ、上記のスイープ電圧に応じて上記のスイッチング周波数を上記点灯 周波数までに次第に変化させ、上記点灯モード時には、上記第 2電流発生回路のみ を動作させて第 2電流に基づいて上記の点灯周波数を決定する。このように、互いに 独立した第 1と第 2の電流生成回路を使用し、第 1電流と第 2電流及び、第 1電流と第 2電流の合計値に基づいて、予熱周波数、始動周波数、点灯周波数を決定するもの であるため、単一の電流生成回路力 の電流の変化に基づ 、て周波数を決定する 場合に比べて、周波数の設定を精度良く行えることが出来る。
[0020] また、本発明では、整流器カゝらチヨツバへの出力電圧を検知して、この出力電圧が 低下した時にインバータを停止させるための信号をインバータコントローラへ出力す る脈流電圧検出回路が設けられる。この脈流電圧検出回路は、整流器から上記チヨ ツバへ出力される脈流 DC電圧を所定の電圧と比較する比較器と、この比較器の出 力に基づ 、て充放電されるコンデンサと、このコンデンサへの充放電を一定の電流 で行うための定電流回路と、このコンデンサの両端電圧を所定の基準値と比較する 比較判定器とで構成される。定電流回路は、脈流 DC電圧が所定の電圧を超えた結 果を示す出力を比較器力 受けた時に、定電流回路からの一定の電流でコンデンサ を充電し、それ以外はコンデンサ力 定電流回路に一定の電流を放電するように構 成される。比較判定器は、コンデンサの両端電圧が上記の基準値を超えている場合 は、インバータの動作を許可する許可信号をインバータコントローラへ出力し、それ 以外はインバータの動作を停止させる不許可信号を上記インバータコントローラへ出 力する。この脈流電圧検出回路は、比較的簡単な回路構成で実現できて、集積回路 化に適した放電灯点灯装置を得ることが出来る。
[0021] 上述した本発明の有用な構成や利点に加えてその他の有用な構成や利点につい ては、図面に基づいて説明される以下の好ましい実施形態に明確に把握される。 図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本発明の第 1の実施形態に係る放電灯点灯装置を示すブロック回路図。
[図 2]同上の放電灯点灯装置の動作を説明する波形図。
[図 3]同上の放電灯点灯装置に使用されるインバータコントローラの回路図。
圆 4]同上の放電灯点灯装置の動作を説明する波形図。
[図 5]同上の放電灯点灯装置に使用される周波数スイープ回路を示す回路図。
[図 6]第 1の実施形態の第 1変更態様を示す回路図。
[図 7]第 1の実施形態の第 2変更態様を示す回路図。
[図 8]同上に使用されるタイマーの回路図。
[図 9]同上のタイマーの動作を説明する波形図。
[図 10]第 1の実施形態の第 3変更態様を示すブロック回路図。
[図 11]図 10の変更態様の動作を説明する波形図。
[図 12]本発明の第 2の実施形態に係る放電灯点灯装置を示すブロック回路図。 [図 13]同上の放電灯点灯装置の動作を説明する波形図。
発明を実施するための最良の形態
[0023] (第 1実施形態）
図 1〜図 5は、本発明の第 1の実施形態に係る放電灯点灯装置を示す。この放電 灯点灯装置は、放電灯を装着する器具内に内蔵され、 AC電源からの AC電圧を整 流する整流器 10、整流器 10の脈流 DC電圧を受けて昇圧 DC電圧を発生するチヨッ パ 20、この昇圧 DC電圧を高周波 AC電圧に変換するインバータ 30、高周波 AC電 圧を共振させる共振回路 40とで構成され、共振回路からの共振電圧を放電灯 70〖こ 印カロして放電灯を点灯させる。放電灯点灯装置は更に予熱回路 50を備え、放電灯 7 0のフィラメントへ予熱電流を供給する。
[0024] チヨッパ 20はスイッチング素子を備え、チヨッパコントローラ 700からの制御信号に 基づいてスイッチング素子をオン'オフさせることで、整流器 10から出力される脈流 D C電圧を昇圧させた平滑 DC電圧をインバータ 30へ供給する。インバータ 30はチヨッ パの出力端間に直列に接続されたスイッチング素子 31、 32を備え、インバータコント ローラ 100からの制御信号によりスイッチング素子 31、 32が交互にオン'オフされるこ とで共振回路へ高周波電圧を供給する。共振回路 40は一方のスイッチング素子 32 の両端間へ直列に接続されたインダクタ 41とコンデンサ 42で構成され、共振回路の 共振周波数の近傍の異なるスイッチング周波数でスイッチング素子 31、 32をオン'ォ フさせることで、放電灯 70へ予熱電流を供給する予熱モード、放電灯 70を点火する 始動モード、始動後の放電灯を安定点灯させる点灯モードが作り出される。始動モ ードでは、放電灯を点火させるための大きな始動電圧が必要なため、スイッチング周 波数を共振周波数に最も近い値 (始動周波数 =f 2)に設定し、予熱モードでは、未 点火の放電灯へ十分な予熱電流を流すことができる予熱電圧を与えるために始動 周波数 f 2から少し高い方にずれた予熱周波数 (fl)と設定する。また、点灯モードで は、点灯を維持するための点灯電圧を与えるために、始動周波数から低い方にずれ た点灯周波数 (f 3)が設定され、これらの周波数の関係を fl >f2>f3としている。
[0025] インバータコントローラ 100は、予熱周波数 (fl)、始動周波数 (f 2)、点灯周波数 (f 3)を決定する周波数信号を作り出し、この周波数信号をドライバ 38に与えるものであ り、ドライバはこの周波数信号で決定されたスイッチング周波数でスイッチング素子 3 1、 32を交互にオン'オフさせる。インバータコントローラ 100には、スイッチング周波 数を始動周波数 (f2)力 点灯周波数 (f3)に向けて次第に変化させるスイープ回路 110が形成され、図 2に示されるように、タイマー 80からの出力によって決定される予 熱期間 (tl〜t2)、始動期間 (t2〜t3)、スイープ期間 (t3〜t4)、点灯期間 (t4〜）に 、それぞれのスイッチング周波数でスイッチング素子 31、 32を駆動することで、予熱 電圧、始動電圧、スイープ電圧、点灯電圧が共振回路 40を介して放電灯 70に印加 される。
[0026] 予熱期間（tl〜t2)及び始動期間（t2〜t3)では、予熱コントローラ 58がタイマー 8 0からの信号に基づいて、予熱回路 50のスイッチング素子 51をオンさせて、インバー タ 30の出力電圧からトランス 52を介して予熱電流を作りだし、これをフィラメント 72に 流す。それ以外の期間では、スイッチング素子 51がオフとされる。
[0027] 放電灯点灯装置には、放電灯の点灯後に、放電灯 70に流れるランプ電流を一定と するフィードバック手段 400が設けられる。フィードバック手段 400は、ランプ電流に 比例してインバータ 30のスイッチング素子 32を流れる電流が所定の値となるようにィ ンバータ 30のスイッチング周波数を調整するように構成され、この電流を所定の値と 比較するコンパレータ 401の出力をインバータコントローラ 100へ与え、インバータコ ントローラ 100はこの出力に応じてスイッチング周波数を調整する。
[0028] 放電灯点灯装置には、更に、チヨッパ 20からインバータ 30への出力電圧 Vcが所定 の閾値を下回った時に、インバータ 30を予熱モードに戻すリセット手段 200や、放電 灯が寿命末期であることを検出した時にインバータ 30を停止させるためのインバータ 停止手段 300が設けられる。
[0029] リセット手段 200は、チヨッパ 20の出力が所定の閾値より低下した時に、タイマー 80 ヘリセット信号 Rstを出力するように構成され、タイマー 80はリセット信号 Rstを受けて インバータ 30を始動モードで動作させるための信号をインバータコントローラ 100に 出力する。本実施形態では、リセット信号によりインバータを始動モードにリセットする 例を示して ヽるが、予熱モードに戻すようにしてもょ 、。
[0030] インバータ停止手段 300は、放電灯異常検出回路 500から放電灯が寿命末期であ ることを示す信号を受けた時に、インバータを停止させる信号をインバータコントロー ラ 100へ出力する。放電灯異常検出回路 500は、放電灯 70の両端電圧、即ちランプ 電圧のピーク値 VLpを検出するピーク検出回路 510と、ランプ電圧に含まれる DC成 分 VLdを検出する DC成分検出回路 520とで構成される。インバータ停止手段 300 は、ランプ電圧のピーク値が所定のランプ閾値を超えた時に停止信号を出力する第 1信号発生回路 310と、 DC成分が所定のランプ閾値を超えた時に停止信号を出力 する第 2信号発生回路 320を備え、これらの回路 310、 320が ORゲート 330を介して インバータコントローラ 100に接続され、何れかの回路からの停止信号が出力された 時に、インバータコントローラ 100はインバータ 30を停止させる。この場合のインバー タの停止とは、放電灯の点灯を停止させることを意味するものであり、インバータの出 力が完全にゼロとならない場合も含む。
[0031] 本実施形態においては、図 2に示すように、ピーク値と比較されるランプ閾値として 一定のランプ閾値 VLTが使用され、 DC成分と比較されるランプ閾値としては第 1の ランプ閾値 VLT1とこれよりも高 、第 2のランプ閾値 VLT2が使用される (VLT1 < V LT2)。第 2の信号発生回路 320では、移行期間（t3〜t4)の間のみ、第 2のランプ 閾値 VLT2が使用され、それ以外は第 1のランプ閾値 LVT1を使用する。移行期間（ t3〜t4)では、チヨッパ 20からインバータ 30への出力電圧が瞬時に低下しても、リセ ット手段が無効とされているため、点灯が維持されるが、インバータ 30の出力電流が 減少する結果ランプ電圧が上昇して、瞬間的に第 1のランプ閾値 VLT1を超えること がある。し力しながら、この移行期間（t3〜t4)において、第 2の信号発生回路 320は 第 1のランプ閾値よりも高い第 2のランプ閾値 VLT2を使用しているため、誤って、放 電灯の異常を判定してインバータを停止させてしまうことが防止される。尚、このような 2つの異なるランプ閾値は、第 1の信号発生回路 310についても適用することができ 、移行期間（t3〜t4)において、チヨツバ出力の瞬間的な低下によって、ランプ電圧 の DC成分が瞬間的に上昇するような場合でも、インバータ 30が誤って停止するのを 防止出来る。従って、このような 2つのランプ閾値は、第 1と第 2の信号発生回路 310 と 320との少なくとも一方に設けることで、安定した動作が保証される。
[0032] リセット手段 200は、タイマー 80からの出力 Rdに基づいて、図 2に示す予熱期間か ら移行期間（tl〜t4)に亘つてその動作が禁止され、インバータ停止手段 300及びフ イードバック手段 400は、タイマー 80からの禁止信号 Sdによって、予熱期間から始動 期間（tl〜t3)に亘つて、その動作が禁止される。即ち、リセット手段 200は、移行期 間（t3〜t4)が終了して力も動作が許可され、インバータ停止手段 300やフィードバ ック手段 400は移行期間（t3〜t4)から動作が許可される。このため、図 2に示すよう に、放電灯が始動期間において点灯した後、移行期間 (t3〜t4)において、寿命末 期であることが検出されるとインバータ 30は直ちに停止されて、インバータを構成す る回路部品に過大なストレスが作用することを防ぐことができる。一方、移行期間 (t3 〜t4)においては、スイッチング周波数を徐々に始動周波数 (f 2)から点灯周波数 (f 3)に変化させることで、チヨッパ出力 Vcに大きな変化を生じさせないようにしているも のの、この期間において、放電灯が点灯直後で不安定であるこことからチヨッパ出力 が瞬間的に変化したとしても、リセット手段 200の動作を禁止しているため、予熱モー ドにリセットされることがなぐ速やかに点灯モードに移行できる。移行期間を経て点 灯期間（t4〜）になると、リセット手段 200は動作可能となり、放電灯の消灯に伴って 、チヨッパ出力が閾値を低下することになれば、インバータ 30を始動モードに復帰さ せて放電灯を再点灯させる。フィードバック手段 400はタイマ― 80からの信号に基づ いてスィッチ 402がオン'オフされることで、予熱期間から始動期間に亘る期間（tl〜 t3)にはフィードバック動作が禁止され、それ以外は許可される。
インバータコントローラ 100は、図 3に示すように、連続的に下降する DC電圧を発 生させるスイープ回路 110と、スイープ回路 110からの出力 DC電圧 VIを電流源とす る第 1電流生成回路 101と、一定の電圧 V2を電流源とする第 2電流生成回路 102と 、スィッチ回路 140と、ドライブ信号発生回路 150とで構成される。タイマー 80は、内 部のクロック信号に基づいて、予熱期間開始時点 (tl)、始動期間の開始時点 (t2)、 点灯期間の開始時点 (t3)を示す信号 Vtl、 Vt2、 Vt3を出力し、この信号に基づい て、スィッチ回路 140及びスイープ回路 110を制御することにより、上記の周波数信 号を作成する。ドライブ信号発生回路 150は、基準電源 108に結合されたカレントミ ラー 151、 152、 153、コンデンサ 162、カレン卜ミラー 152を流れる電流によってコン デンサ 162を充電するための充電用スィッチ 154、基準電圧 Vrefを切り替える切換 回路 155、コンデンサ 162の電圧を基準電圧と比較するコンパレータ 158とで構成さ れる。カレントミラー 153を構成する一つの FETはコンデンサ 162からの放電経路に 設けられ、コンデンサ 162の充放電に伴って、コンパレータ 158から出力されるパル ス電圧が上記の周波数信号を作りだし、この周波数信号がドライバ 38に送られ、イン バータのスイッチング周波数、即ち、予熱周波数 (fl)、始動周波数 (f 2)、点灯周波 数 (f 3)が決定される。
[0034] インバータコントローラ 100を構成する第 1電流生成回路 101、第 2電流生成回路 1 02、スィッチ回路 140、ドライブ信号発生回路、及びスイープ回路 110は、タイマー 8 0と共に一つのチップとして集積回路とされており、この集積回路に、コンデンサ 162 及び抵抗 121、 122、 123が外付けされる。
[0035] カレントミラー 152を介してコンデンサ 162を充電する充電電流 Icの大きさ、及びこ れに伴う放電電流 Idの大きさは、以下に述べるように、第 1電流生成回路 101乃至第 2電流生成回路 102から流れる電流によって決定される。
[0036] 第 1電流生成回路 101はスイープ回路 110から出力される DC電圧 VIに応じた電 流を流すためのオペアンプ 103とトランジスタ 105を備え、外付けの抵抗 121、 123 及びこれに直列接続される内部抵抗 131を流れる第 1電流の第 1電流経路を形成す る。第 2電流生成回路 102は定電圧 V2に応じた一定電流を流すためのオペアンプ 1 04とトランジスタ 106とを備え、外付けの抵抗 122及びこれに直列接続される内部抵 抗 132を流れる第 2電流の 2電流経路を形成する。
[0037] スィッチ回路 140は、スイッチング素子 141、 142、 143を備え、それぞれタイマー 8 0によってオン'オフ制御される。第 1のスイッチング素子 141はトランジスタ 105のべ 一ス.ェミッタ間に接続され、タイマー 80からの信号 Vtlによりオフとされた時にのみ 、第 1電流が第 1電流経路に流れるのを許可する。同様に、第 2のスイッチング素子 1 42はトランジスタ 106のベース'ェミッタ間に接続され、タイマー 80からの信号 Vt2に よりオフとされた時にのみ、第 2電流が第 2電流経路に流れるのを許可する。第 3のス イッチング素子 143は第 1電流経路力も分流した分流経路に挿入され、タイマー 80 力もの信号 Vt3によりオンとされた時には、第 1電流を内部抵抗 131、外部抵抗 121 、及び内部抵抗 133を介して分流経路に流し、オフの場合は第 1電流を内部抵抗 13 1と外部抵抗 121、 123を介して第 1電流経路に流す。本実施形態においては、予熱 周波数 (fl)を規定する電流値は第 1電流経路の分流経路を流す第 1電流と第 2電 流経路を流れる第 2電流との和と設定され、始動周波数 (f 2)を規定する電流値は第 1電流経路を流れる第 1電流値と第 2電流の和として設定され、点灯周波数 (f 3)を規 定する電流値は第 2電流のみに基づ 、て設定されて!、る。
即ち、図 4に示すように、予熱期間（tl〜t2)では、タイマー 80からの出力信号 Vtl 、 Vt2によりスィッチ回路 140の第 1及び第 2のスイッチング素子 141、 142が共にォ フとされ、出力信号 Vt3により第 3のスイッチング素子 143がオンされることにより、第 1電流生成回路 101からの第 1電流 Ilaが抵抗 131、 121、 133、第 3のスイッチング 素子 143を流れると共に、第 2電流生成回路 102からの第 2電流 12が抵抗 132、 122 を流れ、その結果これらの合成電流 (Ila+I2)がカレントミラーを流れて、早いサイク ルでコンデンサ 162の充放電が行われ、高い周波数の予熱周波数 (fl)を指定する 周波数信号がコンパレータ 158から出力される。
[0038] 始動期間（t2〜t3)では、タイマー 80からの出力信号 Vtl、 Vt2によりスィッチ回路 140の第 1及び第 2のスイッチング素子 141、 142が共にオフに維持されると共に、出 力信号 Vt3により第 3のスイッチング素子 143がオフされることにより、第 1電流生成 回路 101からの第 1電流 libが抵抗 131、 121、 123を流れると共に、第 2電流生成 回路 102からの第 2電流 12が抵抗 132、 122を流れ、その結果これらの合成電流（II b + I2)がカレントミラーを流れて、この合成電流によってコンデンサ 162の充放電が 行われ、始動周波数 (f2)を指定する周波数信号がコンパレータ 158から出力される
[0039] 移行期間（t3〜t4)では、始動期間と同様の合成電流 (lib + 12)を流すものである
1S 第 1電流生成路 101にて発生させる電流値がスイープ回路 110からの出力に応 じて次第に減少する結果、第 1電流 libも次第に減少することになり、コンデンサ 162 を充放電させる電流が次第に減少して、スイッチング周波数を f2から f3へ徐々に低 下させる周波数信号がコンパレータ 158から出力される。
[0040] 点灯期間（t4〜）では、第 1及び第 3のスイッチング素子 141とスイッチング素子 14 3がオフとされ、第 2のスイッチング素子 142のみがオンとされて、第 2電流生成回路 1 02からの第 2電流 12のみが抵抗 132、 122を介して流れ、この電流によってコンデン サ 162の充放電が行われ、
点灯周波数 (f3)を指定する周波数信号がコンパレータ 158から出力される。
[0041] このように、 2つの電流生成回路 101、 102を用いて、各回路から個別に流す第 1 電流と第 2電流との一方、及びこれらの合成電流に基づいて、予熱周波数 (fl)、始 動周波数 (f2)点灯周波数 (f3)を決定するものであるため、使用する抵抗の簡単な 組み合わせによって、これらの周波数を明確に区別させて正確に設定することが出 来る。また、移行期間 (t3〜t4)における周波数の連続的な変化は、第 1電流生成回 路 101への入力 DC電圧に基づ 、て容易に設定できる。
[0042] 更に、本実施形態においては、集積回路の端子 T1とグランドとの間に直列に接続 される外部抵抗 121と 123との接続点に集積回路の端子 T3を接続することにより、 一方の外部抵抗 121と内部抵抗 133の直列回路が、外部抵抗 123と並列に接続さ れた分流経路を構成している。予熱周波数 (fl)と始動周波数 (f 2)との切替は、この 分流経路とこれに並列の経路とに第 1電流を選択的に流すことで行われるものであり 、少ない数の外部抵抗を使用して、最適な周波数の設定を行えることが可能となって いる。第 2電流経路の抵抗 122は集積回路 T2とグランドとの間に接続される。
[0043] 図 5に示すように、スイープ回路 110は、 3つの定電流源 111、 112、 113と、 2つの トランジスタ 114、 115、ミラー回路 116、比較器 117、スイッチング素子 118、トランス ファゲート 119、分圧抵抗回路 128を備える。分圧抵抗回路 128は基準電源からの 電圧を分圧して互いに異なる閾値電圧 Vthl, Vth2 (Vth2く Vthl)を与え、一方の 閾値電圧 Vth 1力 ¾np型のトランジスタ 114のベースに入力され、他方の閾値電圧 Vt h2が比較器 117の非反転入力端子に入力される。トランジスタ 114のェミッタには抵 抗を介して npn型のトランジスタ 115のベース並びに定電流源 111が接続されており 、トランジスタ 115のェミッタ電圧とトランジスタ 114のベースに印加される閾値電圧 Vt hiとが略等しくされている。トランジスタ 115のェミッタには端子 T4を介して外付けの コンデンサ 180が接続され、比較器 117の反転入力端子とミラー回路 116が接続さ れているため、コンデンサ 180が閾値電圧 Vthlに略等しい電圧まで充電される。比 較器 117ではコンデンサ 180の両端電圧をしきい値電圧 Vth2と比較しており、コン デンサ 180の両端電圧が閾値電圧 Vth2よりも高いときに Lレベル、それ以外は Hレ ベルの信号をトランスファゲート回路 119に出力する。スイッチング素子 118は、トラン ジスタ 115のベースとグランドとの間に接続され、タイマー 80からの出力信号 Vt4によ つてオン.オフされる。スイッチング素子 118がオフのときはトランジスタ 115を介して コンデンサ 180が充電され、オンの時はコンデンサ 180の両端電圧がほぼ 0 [V]とな る。
[0044] 図 4に示すように、スイッチング素子 118はタイマー 80からの出力信号 Vt4によって 予熱期間から始動期間までの間 (tl〜t3)の間のみがオフとされ、この間にコンデン サ 180が充電されてコンデンサ 180の両端電圧が閾値電圧 Vth2よりも高くなり、比較 器 117の出力が Lレベルとなるためにトランスファゲート回路 119からコンデンサ 180 の両端電圧に略等しい一定電圧が点灯周波数設定回路 42に出力される。始動期 間が終了した時点（t3)でスイッチング素子 118がオンすると、トランジスタ 115がオフ となり、コンデンサ 180がミラー回路 116によって決まる定電流により放電され、その 両端電圧がほぼ一定の傾きで低下する。この結果、スイープ回路 110からの出力電 圧がコンデンサ 180の両端電圧と同じ傾きで低下し、コンデンサ 180の両端電圧が 閾値電圧 Vth2を下回ったとき (t=t4)に比較器 117の出力が Hレベルに切り替わり 、スイープ回路 110からは閾値電圧 Vth2に等しい一定電圧が出力される。すなわち 、始動期間力 点灯期間への移行期間 (t3〜t4)ではスイープ回路 110の出力が一 定の傾きで低下するために、図 3に示すインバータコントローラ 100内での抵抗 122 を流れる第 2電流 12の値が同様に減少して、インバータコントローラ 100からドライブ 回路 11に出力されるスイッチング周波数を一定の傾きで下降させる（f 2→f 3)。
[0045] 図 6は、上述の第 1の実施形態の第 1の変更態様を示すもので、インバータコントロ ーラ 100での外部抵抗 121、 122、 123と第 3のスイッチング素子 143との接続関係 が異なる他は、第 1の実施形態と構成及び機能において同一である。このため、同一 の部材については同一の符号を付して、重複する説明は省略する。この変更態様で は、集積回路の端子 T2とこれに接続した外部抵抗 122との間の接続点が外部抵抗 123を介して端子 T3に接続されることにより、第 3のスイッチング素子 143と外部抵抗 123と内部抵抗 133との直列回路を、外部抵抗 122と並列接続して、第 2の電流経 路から分流する分流経路を形成して!/ヽる。
[0046] 予熱期間（tl〜t2)では、第 1及び第 2のスイッチング素子 141、 142がオフ、第 3の スイッチング素子 143がオンとされることで、第 1電流生成回路 101からの第 1電流 II が抵抗 131、 121を介して流れると共に、第 2電流生成回路 102からの第 2電流 I2a が分流経路 (抵抗 123、第 3のスイッチング素子 143)を流れ、これらの電流の和 (II +I2a)をカレントミラー 152に流して、この電流に基づいてコンデンサ 162を充放電 させることで、予熱周波数を決定する。
[0047] 始動期間（t2〜t3)では、第 1及び第 2のスイッチング素子 141、 142力オフ、第 3の スイッチング素子 143もオフとされることで、第 1電流生成回路 101からの第 1電流 II が抵抗 131、 121を介して流れると共に、第 2電流生成回路 102からの第 2電流 I2b が外部抵抗 122を流れ、これらの電流の和（II +I2b)をカレントミラー 152に流して、 この電流に基づいてコンデンサ 162を充放電させることで、始動周波数を決定する。
[0048] 移行期間（t3〜t4)では、スイープ回路 110からの出力電圧が次第に低下するに 従って、第 1電流と第 2電流の和 (II +I2b)が低下することで、スイッチング周波数が 始動周波数 (f 2)から点灯周波数 (f 3)へ次第に変化する。
[0049] 点灯期間（t4〜）では、第 1及び第 3のスイッチング素子 141、 143がオフし、第 2の スイッチング素子 142のみがオンとされることで、第 1電流生成回路 101からの第 1電 流のみ IIが抵抗 131、 121を介して流れ、この電流をカレントミラー 152に流して、コ ンデンサ 162を充放電させることで、点灯周波数を決定する。
[0050] 図 7は、上述の第 1の実施形態の第 2の変更態様を示すもので、スイープ回路 110 に使用するコンデンサ 180をタイマー 80で共有することを除いて、第 1の実施形態と 構成及び機能は同一である。このため、同一の部材については同一の符号を付して 、重複する説明は省略する。この変更態様では、タイマー 80はこのコンデンサ 180の 充放電を利用して始動期間の開始時点 (t2)、終了時点 (t3)を決定して!/、る。
[0051] この変更態様におけるタイマー 80は、図 8に示すように、基準電源 801から一定の 電流を流す定電流回路 810、コンデンサ 180の充放電を一定の電流で行うカレントミ ラー 811、 812、 813、充放電を切り替えるスィッチング素子 820、コンデンサ 180の 両端電圧を基準値と比較する一対のコンパレータ 831、 832、始動期間の開始時点 (t2)、終了時点 (t3)を決定する信号を出力するフリップフロップ 851、 852を備える
[0052] 各コンパレータ 831、 832の反転入力端にはコンデンサ 180の両端電圧が入力さ れ、第 1のコンパレータ 831の非反転入力端に第 1の基準値切替回路 841が接続さ れ、第 2のコンパレータ 832の非反転入力端に第 2の基準値切替回路 842が接続さ れる。第 1の基準値切替回路 841は、第 1のコンパレータ 831の出力に応じて基準値 TH1と基準値 THOを切替え、第 2の基準値切替回路 842は、第 2のコンパレータ 83 2の出力に応じて基準値 TH1と基準値 TH2を切替える。各基準値の関係は TH1 > TH2>TH0と設定される。第 1のコンパレータ 831の出力は NOTゲート 833で反転 されて第 1のフリップフロップ 851のセット端子 Sに入力される。第 2のコンパレータ 83 2の出力は ANDゲート 834の一方に入力され、 ANDゲート 834の他方には第 1のフ リップフロップ 851の出力が入力される。 ANDゲート 834の出力は第 2のフリップフロ ップ 852のセット端子 Sに入力される。
[0053] このように構成されたタイマー 80の動作を図 9に基づいて説明する。電源投入直後 は、コンデンサ 180が充電されていないため、第 1のコンパレータ 831からは Hレベル 信号が出力され、これに伴ってスイッチング素子 820がオンとなり、コンデンサ 180が カレントミラー 812を流れる一定の電流で充電される。コンデンサ 180の両端電圧が 基準値 TH1に達するまでは、第 1のコンパレータ 831及び第 2のコンパレータ 832か らは Hレベル信号が出力され、第 1のフリップフロップ 851と第 2のフリップフロップ 85 2の出力は Lレベルに維持される。コンデンサ 180の両端電圧が基準値 TH1に達す ると、第 1のコンパレータ 831の出力が Lレベルとなり、スイッチング素子 820がオフさ れ、その結果コンデンサ 180の充電が終わり、カレントミラー 813を介してコンデンサ 180が放電を開始する。この時点で、第 1のコンパレータ 831からの Lレベルの出力 により、第 1のフリップフロップ 851のセット端子 Sに Hレベル信号が入力されて、第 1 のフリップフロップ 851から Hレベルの信号が出力され、この信号が始動期間の開始 (t2)を決定するものとして、インバータコントローラ 100に送られる。また、第 1及び第 2の基準値切替回路 841、 842はそれぞれ、基準値を TH1から TH0、 TH1から TH 2に切り替える。更に、この時点では、第 1のコンパレータ 831の出力端とグランド間に 接続されたスィッチ 835が第 1のフリップフロップ 851からの Hレベルの出力によって オンすることで、第 1のコンパレータ 831の出力を強制的に Lレベルとして、この時点 以降のスイッチング素子 820をオフさせて、コンデンサ 180の充電を禁止する。
[0054] コンデンサ 180の放電が進み、両端電圧が第 2のコンパレータ 832における基準値 TH2を下回ると、第 2のコンパレータ 832から Hレベルの信号が ANDゲート 834を経 て第 2のフリップフロップ 852のセット端子 Sに入力され、第 2のフリップフロップ 852力 ら Hレベルの出力が Hレベルの信号が出力され、この信号が始動期間の終了（t3)を 決定するものとして、インバータコントローラ 100に送られる。コンデンサ 180の両端 電圧はインバータコントローラ 100内のスイープ回路 110に送られ、この電圧が所定 の値に低下した時点が移行期間の終了時点 (t4)として認識される。尚、第 1のフリツ プフロップ 851及び第 2のフリップフロップ 852との両方からの出力が Lレベルの時が 予熱期間の開始時点 (tl)であることをインバータコントローラ 100おいて認識できる ものである。
[0055] 図 10は、上述の第 1の実施形態の第 3の変更態様を示すもので、コンデンサ 180を 利用したスイープ回路 110の代わりに、スイープ信号発生回路 190を使用して同様 の出力 DC電圧 VIをインバータコントローラ 100内部の周波数設定部 120 (図 3参照 )出力すること、及び調光比入力手段 194を用いて放電灯の調光を行う用にしたこと 以外の構成及び機能は、第 1の実施形態と同一である。このため、同一の部材につ いては同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
[0056] スイープ信号発生回路 190は、タイマー 80からの出力信号に基づいて、図 11に示 すように、始動期間の終了時点 (t3)力 次第に減少する DC電圧 VIを出力するよう に構成され、 DC電圧 VIは基準電圧発生回路 192にて決定される基準値 Vdに達し た後はこの基準値を維持する。この基準値 Vdは調光比入力手段 194にて指定され る放電灯の調光比に応じて変化する。このため、図 11に示すように、調光比に応じて 点灯期間の開始時点が t4力も t4 'と変化することになる。この基準値 Vdはフィードバ ック手段 400のコンパレータ 401の基準電圧として使用され、インバータ 30を流れる 電流をこの基準値に調整することで、ランプ電流を調整して調光が行われる。この変 更態様においては、スイープ信号発生回路 190はタイマー 80のクロック信号に基づ いて時間を管理しており、始動期間の終了時点 (t3)に、インバータ停止手段 300及 びフィードバック手段 400へこれらの動作を許可するトリガ信号 Seを出力し、移行期 間の終了時点 (t4)では、リセット手段 200へその動作を許可するトリガ信号 Reを出 力する。インバータ停止手段 300、フィードバック停止手段 400及びリセット手段 200 は、この許可信号を受ける前までは動作不能とされて 、る。
[0057] (第 2の実施形態）
図 12は本発明の第 2の実施形態に係る放電灯点灯装置を示す。この放電灯点灯 装置は、基本的に第 1の実施形態と構成及び機能について同一であるが、整流器 1 0からのチヨッパ 20への脈流 DC電圧 Vpが所定値以下となった時に、インバータ 30 やチヨッパ 20を停止させる脈流電圧検出回路 600が追加される。同一の部材につい ては同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
[0058] 整流器 10はフィルタコンデンサ 11を介してチヨッパ 20へ脈流 DC電圧を出力する。
チヨッパ 20は、整流器 10の出力端間にインダクタ 21と直列接続されたスイッチング 素子 24と、スイッチング素子 24の両端間にダイオード 25と直列に接続された平滑コ ンデンサ 26とで構成される。スイッチング素子 24はチヨッパコントローラ 700によって オン'オフ制御されて、平滑コンデンサ 26に平滑された DC電圧を蓄積し、この平滑 DC電圧がインバータ 30に出力される。
[0059] 整流器 10からの脈流 DC電圧は、抵抗 12、 13とコンデンサ 14を介して脈流電圧検 出回路 600へ電圧 Vpとして入力され、所定の閾値と比較され、脈流 DC電圧のレべ ルがこの閾値を下回る場合に、脈流電圧検出回路 600が停止信号をインバータコン トローラ 100やチヨッパコントローラ 700へ出力して、インバータ 30及びチヨッパ 20を 停止させる。 脈流電圧検出回路 600は、電圧 Vpを第 1の閾値 Vxlと比較するコン パレータ 610と、コンパレータ 610の出力に応じてコンデンサ 620を一定の電流で充 放電する定電流回路 630と、コンデンサ 620の両端電圧を第 2の閾値 Vx2と比較す るコンパレータ 640とを備える。コンパレータ 610の出力は NOTゲート電圧 631によ つて反転されており、電圧 Vpが第 1の閾値 Vxlを超えた時に、コンデンサ 620が定 電流回路 30から吐き出される一定の電流にて充電され、電圧 Vpが第 1の閾値 Vxl を下回った時に、コンデンサ 620が定電流回路 630に吸い込まれる一定の電流で放 電される。図 13に示すように、第 1の閾値 Vxlが、コンパレータ 610の出力に応じて 2 つのレベルに変化してヒステリシス特性を与えるものであり、抵抗とスィッチで構成さ れる切替回路力も第 1の閾値 Vxがコンパレータ 610の非反転入力に入力される。こ の定電流回路 630はコンデンサ 620の充電電流を放電電流よりも大きく設定している このようにして脈流 DC電圧に基づ 、て充放電が繰り替えされるコンデンサ 620の 両端電圧 V620は、コンパレータ 640にて第 2の閾値 Vx2と比較され、電圧 V620が 第 2の閾値 Vx2を超えている場合、即ち、整流器 10からチヨッパ 20への出力電圧が 十分であると判断された場合は、コンパレータ 640から Hレベルの信号がインバータ コントローラ 100に出力され、インバータ 30の動作が許可される。この Hレベルの信 号は、 NOTゲート 660で反転されて Lレベル信号がチヨッパコントローラ 700のフリツ プフロップ 710のリセット端子 Rに出力されており、チヨッパコントローラ 700はチヨッパ 20の動作を継続させる。一方、図 13に示すように、コンデンサ 620の両端電圧 V62 0が第 2の閾値 Vx2を下回ることになれば、即ち、整流器 10からの出力が低下すると 、コンパレータ 640から Lレベル信号が出力され、インバータコントローラ 100はこれを 受けてインバータ 30を停止させる。同時に、コンパレータ 640からの出力は NOTゲ ート 660で Hレベル信号に反転され、これがフリップフロップ 710のリセット端子に入 力されて、チヨッパ 20の動作を停止させる。 をオン ·オフ駆動させる信号をドライバ 28に出力するものであり、チヨッパコントローラ 700はフリップフロップ 710に加えて、スイッチング素子 21に流れる電流の有無を判 定するコンパレータ 720、ワンショットトリガー 730、及びチヨッパ 20のスイッチング素 子 24のオン時間を決定するコンパレータ 740を備える。インダクタ 21に電流が流れ ていない時に、即ち、スイッチング素子 24がオフの時は、コンパレータ 720からの出 力で、ワンショットトリガー 730がフリップフロップ 730のセット端子 Sに Hレベル信号を 出力して、スイッチング素子 24をオンさせる。これに伴ってスイッチング素子 24に電 流が流れ、その電流が所定値を超えるとコンパレータ 740から Hレベル信号がフリツ プフロップのリセット端子 Rに出力されて、スイッチング素子 24をオフさせる。この動作 が繰り返されてチヨツバ 20が出力電圧を発生させる。
[0062] コンパレータ 740は非反転入力端でスイッチング素子 24を流れる電流に対応する 電圧が入力され、この電圧を反転入力端に入力される閾値と比較するものであり、ス イッチング素子 24のオン時間がこの閾値によって決定される。この閾値はマルチプラ ィャ 750からの出力で規定され、整流器 10から出力される脈流 DC電圧と、チヨツバ 2 0の出力電圧とに基づいて作成される。即ち、脈流電圧検出回路 600へ入力される 電圧 Vpと、チヨッパ 20の出力電圧を示す誤差アンプ 760からの電圧がマルチプライ ャ 750に入力され、スイッチング素子 24を流れる電流がこのマルチプライヤ 750で決 定された閾値を超えた時に、フリップフロップ 710のリセット端子 Rに Hレベル信号が 入力されてスイッチング素子 24がオフされる。このようなオン'オフ制御により、高い力 率で一定の DC出力 Vcをチヨッパ 20から出力する。
[0063] 脈流電圧検出回路 600には、コンデンサ 620の両端電圧 V620を第 3の閾値 Vx3 と比較するコンパレータ 650、このコンパレータ 650の出力を保持するラッチ 652、及 びラッチ 652の出力と前記のコンパレータ 640の出力とが入力される ANDゲート 65 4が付加されている。第 3の閾値 Vx3は、正常時の脈流 DC電圧に対応する電圧 Vp よりも高い値に設定されており、通常はラッチ 652の出力が Hレベルとなるため、コン パレータ 640から出力がそのまま ANDゲート 654から出力されて、インバータ 30や チヨッパ 20の動作の許可及び停止は、第 2の閾値 Vx2とコンデンサ 620との比較に 基づいて行われる。
[0064] 本実施形態においては、第 1の実施形態と同様に、放電灯の寿命末期を検出する ピーク検出回路 510と DC成分検出回路 520が設けられており、各回路は放電灯の ランプ電圧のピーク値及び DC成分によって、脈流電圧検出回路 620のコンデンサ 6 20を充電するように構成されている。このため、寿命末期の放電灯が接続された場 合、ピーク値と DC成分との少なくとも一方が高くなり、コンデンサ 620の充電電圧が 第 3の閾値 Vx3を超えることになる。この場合、コンパレータ 650は Lレベル信号を出 力して、 ANDゲート 654力も Lレベル信号が出力されるため、インバータコントローラ 100へはインバータ 30の停止を指令する信号が送られ、チヨッパコントローラ 700に はチヨッパ 20の動作を停止させる信号が送られて、インバータ 30とチヨッパ 20が停止 され、各回路を構成する部品に過大なストレスが作用することを防止する。
[0065] 本実施形態では、更に、無負荷判定回路 530が設けられ、放電灯が接続されてい な 、場合はインバータ 30及びチヨッパ 20を停止させるように構成されて 、る。無負荷 判定回路 530はインバータ 30におけるスイッチング素子 31、 32の直列回路の両端 電圧が所定の値を超えた時にオンとなるスィッチ 531がコンデンサ 620と並列に接続 され、無負荷が検出された時に、コンデンサ 620がスィッチ 531を介して放電する。こ の結果、コンデンサ 620の両端電圧 V620が第 2の閾値 Vx2を下回ることになり、脈 流 DC電圧が低下した時と同様に、コンパレータ 640から Lレベル信号が出力されて 、インバータ 30及びチヨッパ 20を停止させて、回路部品に過大なストレスが及ぶこと を防ぐ。
[0066] 上述したように、本実施形態では、脈流電圧検出回路 600、寿命末期検出回路 51 0、 520、無負荷判定回路 530で、コンデンサ 620を共用しているため、多機能を達 成しながらも、部品点数を少なくしている。また、本実施形態では、図 12の鎖線 ICで 示すように、コンデンサ 620を除く脈流電圧検出回路 600がインバータコントローラ 1 00、チヨッパコントローラ 700、ドライバ 28、 38と共に集積回路として形成される。

Claims

請求の範囲
以下の構成からなる放電灯点灯装置
交流電源からの AC電圧を整流する整流器、
チヨッパ、このチヨッパはインダクタ、平滑コンデンサ並びにスイッチング素子を具備し て整流器の出力電圧を DC電圧に変換する、
インバータ、このインバータは少なくとも一つのスイッチング素子を具備し、上記スィ ツチング素子を高周波でオン'オフすることでチヨツバの出力を AC電力に変換する、 共振回路、この共振回路は少なくとも一つのインダクタ及びコンデンサを具備し、ィ ンバータから出力される AC電力を共振させて放電灯へ印加する、
インバータコントローラ、このインバータコントローラは上記インバータの少なくとも一 つのスイッチング素子を互いに異なる予熱周波数、始動周波数、及び点灯周波数で 選択的に駆動することにより、それぞれ放電灯のフィラメントを予熱する予熱電圧をィ ンバータから出力させる予熱モード、放電灯を始動させるための始動電圧をインバー タカ 出力させる始動モード、放電灯を安定点灯させるための点灯電圧をインバータ から出力させる点灯モードを与える、
放電灯の異常状態を検出する放電灯異常検出回路、
リセット手段、このリセット手段は上記チヨツバからインバータへの供給されるチヨッパ 出力電圧を検出し、このチヨツバ出力電圧が第 1の閾値よりも低下した時に、上記イン バータコントローラを上記始動モードまたは予熱モードで動作させる、
インバータ停止手段、このインバータ停止手段は放電灯異常検出器にて放電灯の 異常が判定された時に、インバータコントローラを動作させてインバータを停止させる タイマー、このタイマーは上記の予熱モード、始動モード、乃至点灯モードの開始 を決定する信号をインバータコントローラへ与えると共に、上記のリセット手段の動作 を禁止するリセット禁止信号 Rdis及びインバータ停止手段の動作を禁止するインバー タ停止禁止信号 Sdisをそれぞれ発生する、
上記インバータコントローラは、上記始動周波数から上記点灯周波数へスィッチン グ周波数を徐々に変化させる周波数スイープ手段を有し、 上記タイマーは、上記予熱周波数が選択された時点から上記周波数スイープ手段 によりスイッチング周波数が上記点灯周波数となるまでの期間（tl〜t4)においての み、上記のリセット禁止信号を発生してこの期間での上記リセット手段の動作を禁止 し、
上記タイマーは、上記予熱周波数が選択された時点から上記周波数スイープ手段 によりスイッチング周波数が始動周波数力 上記点灯周波数に変化し始める時点ま での期間（tl〜t3)においてのみ、上記インバータ停止禁止信号を発生させてこの 期間での上記インバータ停止手段の動作を禁止する。
[2] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記インバータを構成する上記の少なくとも一つのスイッチング素子に流れる電流を 検出し、この電流が所定の値となるようにインバータコントローラを制御するフィードバ ック手段が設けられ、
上記タイマーは、上記予熱周波数が選択された時点から上記周波数スイープ手段に よりスイッチング周波数が始動周波数から上記点灯周波数に変化し始める時点まで の期間（tl〜t3)のみで、上記フィードバック手段を無効とする。
[3] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、この予熱回路を制御し て予熱電流を調整する予熱コントローラとが備えられ、上記の予熱コントローラは、上 記タイマーからの信号を受けて、上記の予熱回路を制御して予熱モードから始動モ ードの終了までは予熱電流を供給させ、始動モードの終了後は予熱電流を抑制させ る。
[4] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記放電灯異常検出回路は、放電灯の状態を表す物理量を検出し、
上記インバータ停止手段は、上記の物理量が所定の基準を超えたときに停止信号を 出力する信号発生回路を備え、
上記インバータコントローラは上記停止信号を受けてインバータの出力を停止し、 上記信号発生回路は、上記の基準を規定する第 1のランプ閾値とこの第 1のランプ閾 値よりも大きい第 2のランプ閾値とを有し、 上記信号発生回路は、スイッチング周波数が始動周波数から点灯周波数に移行す る期間は、第 2のランプ閾値を選択し、それ以外は第 1のランプ閾値を選択する。
[5] 請求項 4に記載の放電灯点灯装置にお 、て、
上記のインバータ停止手段は、放電灯の両端電圧のピーク値と該両端電圧に含まれ る直流成分とに基づいて放電灯の異常を検出するように構成された。
[6] 請求項 5に記載の放電灯点灯装置にお 、て、
上記の放電灯異常検出回路は、放電灯の両端電圧のピーク値を検出するピーク検 出回路と、放電灯の両端電圧に含まれる直流成分を検出する DC成分検出回路とを 備え、
上記のインバータ停止手段は、上記のピーク値が所定の閾値を超えたときに第 1停 止信号を出力する第 1の信号発生回路と、上記の直流成分が所定の閾値を超えた 時に第 2停止信号を出力する第 2の信号発生部回路とを備え、第 1停止信号と第 2停 止信号の何れかを受けた時に、上記インバータの出力を低下させる停止信号を上記 インバータコントローラへ出力し、
第 1と第 2の信号発生回路との少なくとも一方は、第 1の閾値と該第 1の閾値よりも大 きい第 2の閾値とを有し、スイッチング周波数が始動周波数から点灯周波数に移行 する期間 (t3〜t4)は、第 2の閾値を選択し、それ以外は第 1の閾値を選択する。
[7] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記のインバータコントローラ、リセット手段、インバータ停止手段が一つの集積回路 で構成され、
上記インバータコントローラは、上記タイマー力 の出力信号に応じて上記のスィッチ ング周波数を各モードに応じた周波数に設定する周波数設定部を具備し、 周波数スイープ手段は、上記の集積回路に外付けされるコンデンサの充'放電に伴 う両端電圧の変化に応じて上記周波数設定部で設定される周波数をスイープさせる
[8] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記のインバータコントローラ、上記リセット手段、上記インバータ停止手段 300がー つの集積回路で構成され、上記のインバータコントローラは、上記タイマーの出力信 号に応じて上記のスイッチング周波数を各モードに対応した周波数に設定する周波 数設定部を具備し、
上記タイマーは、集積回路に外付けされるコンデンサを充放電させる回路を備え、こ のコンデンサの充電電圧により、予熱モードの終了時点および始動モードの終了時 点を決定し、
上記周波数スイープ手段は、前記コンデンサの放電に伴う両端電圧の変化に応じて 周波数設定部で設定される周波数をスイープさせて、点灯モードの開始時点を決定 する。
[9] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記インバータコントローラ、上記リセット手段、上記インバータ停止手段が一つの集 積回路で構成され、
上記インバータコントローラは、上記のタイマーの出力信号に応じて上記のスィッチン グ周波数を各モードに対応した周波数に設定する周波数設定部を具備し、 上記タイマーは、集積回路に外付けされるコンデンサを充放電させる回路を備え、こ のコンデンサの充電電圧が第 1の所定値に上昇した時点を予熱モードの終了時点と 決定し、コンデンサの放電に伴う電圧が第 2の所定値に下降した時点を始動モード の終了時点と決定し、
上記周波数スイープ手段は、上記コンデンサの放電に伴って両端電圧が第 2の所定 値を超えて下降するコンデンサの電圧の変化に応じて、上記周波数設定部で設定さ れる周波数を上記の始動周波数から上記の点灯周波数までにスイープさせる。
[10] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記のインバータコントローラ、上記リセット手段、上記インバータ停止手段が一つの 集積回路で構成され、
上記のインバータコントローラは、上記タイマーからの出力信号に応じて上記のスイツ チング周波数を各モードに応じた周波数に設定する周波数設定部を具備し、 上記の周波数スイープ手段は、タイマーの出力信号に応じて始動モードの終了直後 から下降する直流電圧を出力するスイープ信号発生回路を有し、当該直流電圧の変 化に応じて上記の周波数設定部がスイッチング周波数を変化させる。
[11] 請求項 10に記載の放電灯点灯装置において、
上記のスイープ信号発生回路は、上記リセット手段の動作を禁止及び許可させるた めの第 1トリガ信号を出力するとともに、上記のインバータ停止手段の動作を禁止及 び許可するための第 2トリガ信号を出力する。
[12] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記インバータコントローラは、点灯モードにおいて、外部から与えられる調光比の 指令に応じて上記インバータカ 出力される高周波電力を変化させるように構成され 上記の周波数スイープ手段は、当該調光比に基づいてスイープ期間を変化させる。
[13] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記周波数スイープ手段は、始動モードの終了時点から点灯モードの開始時点まで の移行期間において次第に変化するスイープ電圧を出力するように構成され、 上記インバータコントローラは、
上記のスイープ電圧に比例した第 1の出力電流を流す第 1の電流生成回路と、 一定の第 2の出力電流を流す第 2の電流生成回路と、
第 1及び第 2の出力電流に基づいて充放電されるコンデンサを有し、コンデンサの 充放電速度に基づいて上記のスイッチング周波数を決定するドライブ信号発生回路 と、
上記第 1の電流生成回路と上記第 2の電流生成回路とを同時または選択的に動作 させるスィッチ回路と
を備え、
上記スィッチ回路は上記タイマーにて制御され、上記予熱モード時には第 1の電流 発生回路と第 2の電流発生回路を動作させて、第 1電流と第 2電流との合計値に基 づ 、て上記の予熱周波数を決定し、
上記始動モード時には、上記第 1電流発生回路のみを動作させて第 1電流に基づい て上記の始動周波数を決定し、
上記移行モード時には、上記第 1電流発生回路のみを動作させ、上記のスイープ 電圧に応じて上記のスイッチング周波数を上記点灯周波数までに次第に変化させ、 上記点灯モード時には、上記第 2電流発生回路のみを動作させて第 2電流に基づ V、て上記の点灯周波数を決定する。
[14] 請求項 13に記載の放電灯点灯装置において、
上記第 1の電流生成回路は上記第 1電流を流す第 1のインピーダンス素子を備え、 上記第 2の電流生成回路は上記第 2電流を流す第 2のインピーダンス素子を備え、 上記スィッチ回路は、上記第 1のインピーダンスを流れる上記第 1電流を遮断する第 1スイッチング素子、及び第 2のインピーダンス素子を流れる上記第 2電流を遮断する 第 2スイッチング素子を備える。
[15] 請求項 14に記載の放電灯点灯装置において、
上記第 1インピーダンス素子は第 1の電流生成回路の電流源とグランドとの間の第 1 電流経路に挿入された少なくとも一つの第 1抵抗で構成され、
上記第 2インピーダンス素子は第 2の電流生成回路の電流源と上記グランドとの間の 第 2電流経路に挿入された少なくとも一つの第 2抵抗で構成され、
上記スィッチ回路は、上記第 1電流経路から分流した分流経路に挿入された第 3スィ ツチング素子を備え、
上記第 3スイッチング素子が上記タイマーにて制御されて、予熱モードと始動モード の一方で第 1電流を第 1電流経路に流し、他方のモードで第 1電流を分流経路に流 す。
[16] 請求項 15に記載の放電灯点灯装置において、
上記インバータコントローラは、上記の第 1抵抗及び第 2抵抗を除いて、集積回路に 形成され、
上記集積回路に設けた第 1端子と上記グランドとの間に第 1抵抗が接続され、 上記集積回路に設けた第 2端子と上記グランドとの間に上記の第 2抵抗が接続され、 上記集積回路に設けた第 3端子とグランドとの間に、集積回路内に含まれる上記第 3 スイッチング素子が挿入され、
上記第 3端子が上記第 1抵抗と上記第 1端子との間に接続された。
[17] 請求項 15に記載の放電灯点灯装置において、
上記第 1インピーダンス素子は第 1の電流生成回路の電流源とグランドとの間の第 1 電流経路に挿入された少なくとも一つの第 1抵抗で構成され、
上記第 2インピーダンス素子は第 2の電流生成回路の電流源と上記グランドとの間の 第 2電流経路に挿入された少なくとも一つの第 2抵抗で構成され、
上記スィッチ回路は、上記第 2電流経路から分流した分流経路に第 3の抵抗と直列 に挿入された第 3スイッチング素子を備え、
上記第 3スイッチング素子が上記タイマーにて制御されて、予熱モードと始動モード の一方で第 2電流を第 2電流経路に流し、他方のモードで第 2電流を分流経路に流 す。
[18] 請求項 17に記載の放電灯点灯装置において、
上記インバータコントローラは、上記の第 1抵抗 121及び第 2抵抗を除いて、集積回 路に形成され、
上記集積回路に設けた第 1端子と上記グランドとの間に第 1抵抗が接続され、 上記集積回路に設けた第 2端子と上記グランドとの間に上記の第 2抵抗が接続され、 上記集積回路に設けた第 3端子とグランドとの間に、集積回路内に含まれる上記第 3 スイッチング素子が挿入され、
上記第 3端子が上記第 2抵抗と上記第 2端子との間に接続された。
[19] 請求項 1に記載の放電灯点灯装置にお!、て、
上記整流器力 チヨツバへの出力電圧を検知して、この出力電圧が低下した時に上 記インバータを停止させるための信号を上記インバータコントローラへ出力する脈流 電圧検出回路が設けられ、
上記脈流電圧検出回路は、
上記整流器力 上記チヨツバへ出力される脈流 DC電圧を所定の電圧と比較する 比較器と、
上記比較器の出力に基づ!/ヽて充放電されるコンデンサと、
上記コンデンサへの充放電を一定の電流で行うための定電流回路と、 上記コンデンサの両端電圧を所定の基準値と比較する比較判定器と、 で構成され、
上記定電流回路は、上記の脈流 DC電圧が所定の電圧を超えた結果を示す出力 を上記比較器から受けた時に、上記定電流回路からの一定の電流で上記コンデン サを充電し、それ以外は上記コンデンサから上記定電流回路に一定の電流を放電し 上記比較判定器は、上記コンデンサの両端電圧が上記の基準値を超えて ヽる場 合は、インバータの動作を許可する許可信号を上記インバータコントローラへ出力し 、それ以外はインバータの動作を停止させる不許可信号を上記インバータコントロー ラへ出力する。
[20] 請求項 19に記載の放電灯点灯装置にお!/、て、
上記のインバータの負荷接続状態を判別する無負荷検出回路が備えられ、 上記無負荷検出回路は、無負荷を検出した時に上記のコンデンサを放電させるよう に構成された。
[21] 請求項 19に記載の放電灯点灯装置において、
上記チヨツバの出力を制御するチヨッパコントローラが設けられ、
上記チヨッパコントローラは上記の脈流 DC電圧の入力と、上記チヨツバの出力電流 に基づ!/、て上記チヨッパを制御する。
[22] 請求項 19に記載の放電灯点灯装置にお!/、て、
上記定電流回路は上記コンデンサへの充電電流をコンデンサから放電電流よりも大 さくする。
[23] 請求項 19に記載の放電灯点灯装置にお!/、て、
上記放電灯の寿命末期状態を判別する寿命末期検出回路が設けられ、
この寿命末期検出回路は上記インバータの出力電圧で上記コンデンサを充電するよ うに構成された。
[24] 請求項 23に記載の放電灯点灯装置にお 、て、
上記寿命末期検出回路は、放電灯に印加される直流電圧成分を検出して、この直 流電圧に基づいて放電灯の寿命を判別する寿命判別回路を備える。
[25] 請求項 23に記載の放電灯点灯装置にぉ 、て、
上記寿命末期検出回路は、前記放電灯に印加される高周波電圧を検出し、この高 周波電圧に基づいて放電灯の寿命を判別する寿命判別回路を備える。 請求項 19に記載の放電灯点灯装置にお ヽて、 上記脈流電圧検出回路は、ヒステリシスを有している。
請求項 1〜26の何れかに記載の放電灯点灯装置を備えた照明器具。
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