WO2007110954A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2007110954A1
WO2007110954A1 PCT/JP2006/306517 JP2006306517W WO2007110954A1 WO 2007110954 A1 WO2007110954 A1 WO 2007110954A1 JP 2006306517 W JP2006306517 W JP 2006306517W WO 2007110954 A1 WO2007110954 A1 WO 2007110954A1
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voltage
power supply
capacitor
input
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PCT/JP2006/306517
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English (en)
French (fr)
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Hirokazu Nakabayashi
Kenji Fujiwara
Hiroshi Ito
Naoki Nishio
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Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0074—Plural converter units whose inputs are connected in series

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device that boosts a DC voltage by switching.
  • Patent Document 1 As a power supply device according to a conventional technique that boosts a DC voltage by switching, for example, Patent Document 1 below exists.
  • This power supply device (referred to as a “power supply system” in this document) is supplied with a first power supply, a voltage converter for converting a voltage output from the first power supply, and a voltage from the voltage converter.
  • the second power supply, the electrical load system that receives the voltage from the voltage converter and / or the second power supply, and the output current that is output from the voltage converter is lower than the current value during normal operation.
  • a control device that controls the voltage change so as to increase the output voltage output from the voltage change at least for a predetermined period when the state force shifts to the second state. .
  • a voltage converter and a load system connected to a first power supply that is a main power supply, and an auxiliary machine system serving as a second power supply power are configured, and the first power supply voltage converter
  • the second power supply is driven by a higher voltage than normal from the voltage converter. Charged. Therefore, there is an advantage that the charge amount of the auxiliary system can be recovered earlier with a simple configuration.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2003-333835
  • the power supply system shown in Patent Document 1 can obtain a voltage higher than the input with a simple circuit configuration
  • the voltage applied to the switching elements and diodes constituting the booster circuit is the output voltage.
  • the maximum voltage is applied. If the input voltage or output voltage increases, the voltage (rated voltage) required for switching elements and diodes increases. Therefore, it was necessary to use a high breakdown voltage element that can withstand this requirement.
  • the present invention has been made in view of the above, and can suppress the use of high-voltage components, and can increase the size and cost of the apparatus by using special-purpose products such as high-voltage components.
  • the purpose is to provide a highly efficient power supply device with excellent power conversion efficiency by using general-purpose parts with good performance.
  • a power supply device boosts the output of a DC power source connected to an input end and outputs a predetermined DC output to a load connected to the output end.
  • the first and second booster circuits each having an input capacitor, a rear tuttle, a diode, a switch element, and an output capacitor are provided, and the power supply device for supplying the first and second booster circuits includes:
  • Each rear tuttle is configured to be magnetically coupled to each other, and both ends of a pair of input capacitors in which the input capacitor of the first booster circuit and the input capacitor of the second booster circuit are connected in series.
  • a voltage boosting circuit configured with a connection terminal of the first voltage boosting circuit as an intermediate voltage terminal, a control circuit for controlling the voltage boosting circuit, a voltage across both input capacitors and output capacitors of the first and second voltage boosting circuits, or the pair Voltage measuring means for directly or indirectly measuring either end voltage of the input capacitor of the input capacitor and the pair of output capacitors, and the control circuit is a measurement result of the voltage measuring means.
  • each switch element of the first and second booster circuits is simultaneously controlled to be on / off.
  • the first booster circuit connected to the positive electrode side of the DC power supply And the second booster circuit connected to the negative side of the DC power supply are magnetically coupled to each other, and each input capacitor of the first and second booster circuits is configured to be magnetically coupled. Since each switch element included in the first and second booster circuits is simultaneously turned on and off based on the voltage across each output capacitor, the first and second booster circuits are configured.
  • the applied voltage to each element can be reduced to about half of the input voltage and Z or output voltage, so it is possible to suppress the use of high voltage components, and by using special applications such as high voltage components The effect is that an increase in the size and cost of the apparatus can be avoided.
  • since it is possible to use general-purpose parts with good performance it is possible to provide a highly efficient power supply device with excellent power conversion efficiency.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing a control mode at the time of inverter positive output in the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing a control mode at the time of inverter negative output in the power supply device shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply device according to the first embodiment of the present invention.
  • a power supply device is connected to a booster circuit 1 and DC input terminals 11 and 12 of the booster circuit 1, for example, a DC power supply 3 that is a solar cell or a fuel cell, and a control circuit that controls the booster circuit 1.
  • the load R1 to be supplied with the output of the DC power supply 3 is connected between the output terminal 13 and the intermediate voltage terminal 15 of the booster circuit 1, and the load R2 is connected to the booster circuit 1.
  • a mode of connection between the output terminal 14 and the intermediate voltage terminal 15 is shown.
  • the booster circuit 1 shown in the figure includes a capacitor Cl, a rear tuttle Ll, a diode Dl, and a switch element S.
  • the second booster circuit is arranged symmetrically up and down.
  • a switch element such as a capacitor Cl or IGB T from the side close to the DC power supply 3 (input terminal 11).
  • One end is connected to the DC bus 31 on the positive electrode side connecting the input end 11 and the output end 13, and the other end is connected to the intermediate potential line 32.
  • a rear tuttle L1 is inserted between one end of the capacitor C1 and one end of the switch element S1, and a DC current supplied from the DC power supply 3 is inserted between one end of the switch element S1 and one end of the capacitor C3.
  • the diode D1 is inserted so that the direction of the current flowing, that is, the anode is connected to one end of the switch element S1, and the force sword is connected to one end of the capacitor C3.
  • the capacitor C is connected from the side close to the DC power supply 3 (input terminal 12).
  • Switch element S2 in which diodes are connected in reverse parallel to a switching element such as IGBT, and one end of capacitor C4 is connected to DC bus 33 on the negative electrode side connecting input terminal 12 and output terminal 14 and Each of the other ends is connected to the intermediate potential line 32.
  • a rear tuttle L2 is inserted between one end of the capacitor C2 and one end of the switch element S2, and a DC current supplied from the DC power source 3 is inserted between one end of the switch element S2 and one end of the capacitor C4.
  • the diode D2 is inserted so that the flowing direction, that is, the force sword is connected to one end of the switch element S2, and the anode is connected to one end of the capacitor C4.
  • Reactor 1 and rear tuttle L2 are magnetically coupled and have the action of a transformer.
  • the capacitors CI and C2 are inserted in series between the input terminals 11 and 12, and the DC voltage supplied from the DC power supply 3 is divided into approximately two minutes. It functions as a pair of input capacitors that hold them.
  • Capacitors C3 and C4 are connected in series between output terminals 13 and 14 and function as a pair of output capacitors that supply the voltages held by the capacitors to loads Rl and R2, respectively. Note that the voltage across the series connection circuit consisting of capacitors CI and C2 that form a pair of input capacitors is connected between input terminals 11 and 12.
  • Voltage measuring means 6 is provided to directly or indirectly measure the voltage across the series connection circuit with capacitors C3 and C4 constituting a pair of output capacitors between the output terminals 13 and 14.
  • Voltage measuring means 7 for measuring automatically is provided. Further, the measurement output from these measuring means is output to the control circuit 5 and contributes to the control of the booster circuit 1.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device shown in FIG.
  • the voltage or current in each main part of the circuit in FIG. 1 is expressed as follows.
  • VL1 Voltage at both ends of rear tuttle L1
  • VL2 Voltage across the rear tuttle L2
  • FIG. 1 when the switch elements SI and S2 are turned on, a closed circuit is formed from the DC power source 3 through the path of the rear tuttle Ll, the switch element Sl, the switch element S2, and the rear tuttle L2, and the voltage of the DC power supply 3 is It is applied to the series circuit of rear tuttle L1 and rear tuttle L2.
  • the current energy stored in the rear tuttle L1 is as follows: the rear tuttle Ll, the diode Dl, the capacitor C3, the capacitor C4, the diode D2, the rear tuttle L2, and the DC power supply 3 , Flows through the route of the rear tuttle L1, and supplies power to the output end side.
  • the current energy stored in the rear tuttle L2 flows through the path of the rear tuttle L2, DC power supply 3, reactor Ll, diode Dl, capacitor C3, capacitor C4, diode D2, and rear tuttle L2, and supplies power to the output end side. .
  • VC3 VC1 + VL1--(2)
  • VC4 VC2 + VL2--(3)
  • VL1 VL2--(5)
  • the first and second booster circuits shown in FIG. 1 operate to divide the voltage of the DC power supply 3 and its own output voltage into two equal parts.
  • the on-time ratio also referred to as on-duty
  • the current flowing through the rear tuttles LI and L2 increases, so capacitors C3 and C4
  • the on-time ratio of the switch elements SI and S2 is reduced, so that the current flowing through the rear tuttles LI and L2 is reduced, so that the voltages across the capacitors C3 and C4 (VC3 and VC4) can be reduced.
  • a desired output voltage (VC3 + VC4) can be obtained with respect to the voltage of the DC power supply 3 by adjusting the ON ratio of the switch elements SI and S2.
  • the above control is performed by a pair of input capacitors (CI, C2) and a pair of output capacitors (C 3 and C4) are executed by the control circuit 5 to which the measurement outputs of the voltage measuring means 6 and 7 for measuring the voltages at both ends are inputted.
  • the first and second booster circuits are arranged and the element characteristics are symmetrical, and as shown in the above equations (4) and (6), a pair of Since the voltage of the input capacitor (CI, C2) and the pair of output capacitors (C3, C4) is equally divided into two, each of the pair of input capacitors (CI, C2) and the pair of output capacitors (C3, C4)
  • the configuration only measures the voltage at both ends. Of course, you can measure each terminal voltage of capacitors C1 to C4 individually.
  • the applied voltage to each element constituting the power supply device can be reduced to about half of the input voltage and Z or the output voltage.
  • a circuit that can cope with the output voltage can be configured.
  • switch elements, diodes and capacitors with low withstand voltage generally-purpose
  • switch elements and diodes with good switching characteristics can be used.
  • the conversion efficiency can be increased.
  • the withstand voltage of the capacitor may be small, the circuit can be miniaturized.
  • the voltages applied to the first and second booster circuits can be made equal, and the effects of the mutual inductance can make the entire rear tuttle LI and L2 Since the inductance value can be increased, the rear tuttle LI, L2 can be made smaller and more efficient.
  • the rear tuttle included in the first booster circuit connected to the positive side of the DC power supply and the second connected to the negative side of the DC power supply.
  • the first and second booster circuits are configured to be magnetically coupled to each other, and the first and second booster circuits are connected to each other based on the voltage across the input capacitors and the output capacitors of the first and second booster circuits. Since each switch element included in the booster circuit is simultaneously turned on and off, the voltage applied to each element constituting the first and second booster circuits is approximately equal to the input voltage and Z or output voltage.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply device according to the second embodiment of the present invention.
  • the arrangement and connection configuration of each element of the power supply apparatus according to this embodiment are the same as those of the first embodiment.
  • the voltage measuring means 8a, 8b that measure the terminal voltage of the pair of input capacitors (CI, C2) directly or indirectly individually and each of the pair of output capacitors (C3, C4) Voltage measuring means 8c and 8d for directly or indirectly measuring the terminal voltage are arranged between them.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the first embodiment shown in FIG. 1, and the same reference numerals are given to the respective components, and a detailed description for their configuration and connection is given. Omitted.
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device shown in FIG.
  • the meanings of symbols representing the voltage or current in each main part of the circuit are the same as those in the first embodiment.
  • the magnetic coupling coefficient with the rear tuttles LI, L2 is as small as about 0.5, for example, the number of turns of the reactors LI, L2 is matched to turn on the switch elements SI, S2 simultaneously.
  • the voltage at each end of the rear turtles LI and L2 is different due to the difference in switching speed between the switch elements SI and S2 and the difference in on-voltage.
  • the voltage across the capacitors CI and C2 and the voltage across the capacitors C3 and C4 are different. Therefore, based on the measured voltage measured across the capacitors C1 to C4, the switch elements S1, S2 To operate at different timings.
  • the voltage force across the capacitor C1 is smaller than the voltage across the capacitor C2.
  • the time for turning on the switch element S2 is made longer than the time for turning on the switch element SI.
  • the switch element S1 is turned on and the switch element S2 is turned on.
  • a closed circuit is formed from the DC power source 3 by the path of the rear tuttle Ll, the switch element SI, the switch element S2, and the rear tuttle L2, and the voltage of the DC power source 3 is applied to the series circuit of the rear tuttle L1 and the rear tuttle L2.
  • the rear tuttles LI and L2 operate as transformers.
  • the inductance value Lt in the series circuit of the rear tuttle LI, L2 is
  • the switch element S1 is kept on while the switch element S1 is controlled to turn off as described above.
  • the voltage across the rear tuttle L1 becomes + on the D1 side, and the current IL1 decreases while charging the capacitor C3.
  • the voltage across the rear tuttle L2 does not change because the D2 side remains +, so the current IL2 rises.
  • the switch element S2 is kept off as described above, while the switch element S2 is also controlled to turn off.
  • the voltage across the rear tuttle L2 becomes negative on the D1 side, and the current IL2 decreases while charging the capacitor C4. That is, in this state, both currents IL1 and IL2 decrease while charging capacitors C3 and C4.
  • the vertical stripe hatching Sal (hereinafter referred to as “longitudinal stripe Sal” t) and horizontal stripe hatching Sa3 (hereinafter referred to as “horizontal stripe Sa3” t) shown on the waveform of current IL1 are represented by capacitor C1.
  • the vertical stripe hatching Sa2 (hereinafter referred to as “vertical stripe Sa2” t) and horizontal stripe hatching Sa4 (hereinafter referred to as “horizontal stripe Sa4”) shown on the waveform of the current IL2
  • the capacitor C2 side force also shows the charge supplied.
  • the horizontal stripe portion Sa3 of the current IL1 indicates the charge supplied to the capacitor C3, and the horizontal stripe portion Sa4 of the current IL2 indicates the charge supplied to C4.
  • a desired output voltage (VC3 + VC4) is obtained with respect to the voltage of the DC power supply 3 by varying the on-time ratio of the switch elements SI and S2. be able to.
  • the switching element S2 when the coupling coefficient between the rear tuttle L1 and the rear tuttle L2 is small, the switching element S2 is turned on or off with respect to the switching element S1, or the switching element.
  • the voltage applied to the first and second booster circuits can be balanced by adjusting the ON / OFF timing of the switch element S1 with respect to S2.
  • the rear tuttle included in the first booster circuit connected to the positive side of the DC power supply and the second connected to the negative side of the DC power supply.
  • the booster circuit's rear tuttle is configured to be magnetically coupled to the first and second
  • the switch elements of the first booster circuit and the switch elements of the second booster circuit are operated at different timings based on the voltage across each input capacitor and each output capacitor of the second booster circuit.
  • the effect that the imbalance of the voltages applied to the first and second booster circuits can be eliminated is obtained.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply device according to the third embodiment of the present invention.
  • the power supply device shown in the figure has the input terminals 17, 18 and the intermediate voltage terminal 19 and the output terminals 21, 22 at the output terminals 13, 14 and the intermediate voltage terminal 15 of the power supply apparatus shown in FIG. This is characterized by connecting a three-level inverter 2.
  • the output of the DC power supply 3 is connected to the input terminals 11 and 12 of the booster circuit 1 that constitutes the power supply device, and the output terminal 21 of the three-level inverter 2 that constitutes the power supply device.
  • FIG. 22 shows a mode of connecting a system power supply 4 for grid connection.
  • the three-level inverter 2 shown in the figure includes an inverter circuit having diodes D3 and D4 and switch elements S3 to S6, and a low-pass filter having an inductor L3 and a capacitor C5.
  • the direct current bus 31 to which the output terminal 13 of the booster circuit 1 and the input terminal 17 of the booster circuit 1 are connected is connected to the switch element such as an IGBT from the side close to the booster circuit 1 (input terminal 17).
  • Switch elements S3 and S4 with diodes connected in antiparallel are inserted.
  • a diode is anti-parallel to a switch element such as an IGBT from the side close to boost circuit 1 (input terminal 18) to DC bus 33 where output terminal 14 of boost circuit 1 and its own input terminal 18 are connected.
  • the switch elements S5 and S6 connected to are inserted.
  • diode D3 is connected to the connection point between switch element S3 and switch element S4 so that the voltage between DC bus 31 and intermediate potential line 32 is clamped.
  • the anode is connected to the intermediate potential line 32.
  • the diode D4 has its anode connected to the connection point between the switch element S5 and the switch element S6 so that the voltage between the DC bus 33 and the intermediate potential line 32 is clamped, and its force sword has an intermediate potential. Connected to line 32.
  • the capacitor C5 is connected in parallel to the output terminals 21 and 22 of the three-level inverter 2, one end of the inductor L3 is connected to one end of the capacitor C5, and the other end is the switch element. Connected to the connection point between S4 and switch element S6.
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device shown in FIG.
  • the meanings of the symbols representing the voltage or current in each main part of the circuit are the same as in Embodiments 1 and 2.
  • the switch element S4 is always turned on, the switch element S5 is always turned off, and the switch element S3 is subjected to switching control, so that the switch element S3, S4 is switched on from the capacitor C3 to the switch element.
  • a closed circuit is formed by the path of S3, S4, inductor L3, capacitor C5, and capacitor C3, and the output terminal 21 has a positive voltage, that is, the output current of the 3-level inverter also flows out of the output terminal force. (Hereinafter, this state is called “inverter positive output”) is supplied from the capacitor C3 to the system power supply 4.
  • PWM control the voltage waveform of the system power supply 4 (system voltage ( The voltage waveform linked to (see U)) can be output.
  • the switching element S6 is always on, the switching element S3 is always off, and the switching element S5 is subjected to switching control, so that during the period when the switching elements S5 and S6 are on, the capacitor C4 to the capacitor C5,
  • a closed circuit is formed by the path of inductor L3, switch elements S6 and S5, and capacitor C4, and the voltage at which output terminal 21 is negative, that is, the direction in which the output current of the three-level inverter flows into the output terminal
  • Such a state is called “inverter negative output”) from the capacitor C4 to the system power supply 4.
  • PWM control the voltage waveform of the system power supply 4
  • system voltage system voltage
  • U It is possible to output a voltage waveform linked to (see).
  • the power supply device of this embodiment configured as described above, it is possible to obtain substantially equal positive and negative voltages from the booster circuit 1, and to obtain positive and negative power supplies necessary for operating the three-level inverter 2. It becomes possible.
  • the input terminal of the three-level inverter is connected to the output terminal and the intermediate voltage terminal of the booster circuit, and the output power of the three-level inverter is a one-pass filter. Therefore, in addition to the effects of the first and second embodiments, it is possible to obtain the positive and negative power sources necessary to operate the three-level inverter 2. It becomes.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the power supply device shown in the figure has a configuration in which the booster circuit of FIG. 3 that enables measurement of the respective terminal voltages of the capacitors C1 to C4 is applied as the booster circuit in the power supply device shown in FIG.
  • Other configurations are the same as or equivalent to those of the third embodiment shown in FIG. 5, and the same reference numerals are given to the respective components, and the detailed description for their configuration and connection is omitted. To do.
  • FIG. 7 is a diagram showing a control mode at the time of inverter positive output in the power supply device shown in FIG. 7, and FIG. 9 is a diagram showing a control mode at the time of inverter negative output in the power source device shown in FIG. It is.
  • the meanings of the symbols representing the voltage or current in each main part of the circuit are the same as those defined in Embodiments 1 to 3. Further, in this embodiment, the following symbols are used for the control elements. Define.
  • Vref Target voltage for VC3 and VC4
  • the on-time ratio of the switch elements SI and S2 is determined based on the input voltage and output voltage (that is, VCl, VC3) of the first booster circuit (positive output side booster circuit). control Is done.
  • the on-time ratio of the switch elements S1 and S2 is determined based on the input voltage and output voltage of the second booster circuit (negative output side booster circuit) (ie, VC2 and VC4). Be controlled.
  • control value X2 that has been subjected to each predetermined processing by the proportional integral compensator (PI) and limiter (LIM) for the difference value between the target voltage Vref of VC3 and the measured voltage VC3 of the capacitor C3 is Calculated.
  • This control value X2 is
  • the on-time ratio DS1 of the switch element S1 is determined based on the added value (XI + ⁇ 2) of these control values.
  • the meaning of the control performed based on the equations (7) and (8) is as follows. First, when the control value ⁇ 2 is not given, there is no control value added to the basic duty XI, so DS1 matches the basic duty XI. That is, switching control is performed on the switch element S 1 based on the on-time ratio determined by the step-up ratio. On the other hand, when the voltage of the capacitor C3 falls below the target value, the control value ⁇ ⁇ ⁇ 2 becomes a positive value and DS1 increases. As a result, as described in the second embodiment, the voltage VC3 of the capacitor C3 is controlled to increase. On the other hand, when the voltage of the capacitor C3 exceeds the target value, the control value ⁇ 2 becomes negative, DS1 becomes smaller, and the voltage VC3 of the capacitor C3 is controlled to decrease.
  • the proportional integral compensator ( ⁇ ) and the limiter (LIM) perform predetermined processing on the difference between the half value (VSZ2) of the voltage of the DC power supply 3 and the measured voltage VC1 of the capacitor C1.
  • the control value ⁇ 3 to which is applied is calculated.
  • the on-time ratio DS2 of the switch element S2 is an addition value (XI + X2 +) obtained by adding the addition value (XI + X 2) calculated above and the control value X3 calculated by the equation (9). Determined based on X3).
  • control values X2 and X3 are not assigned, there is no control value to be added to the basic flow rate XI, so DS2 matches the basic flow rate XI. That is, switching control is performed on the switch element S2 based on the on-time ratio determined by the step-up ratio.
  • the control value X3 becomes positive, and DS2 Will grow.
  • the voltage VC1 of the capacitor C1 is controlled to increase more than the voltage VC2 of the capacitor C2.
  • the control value X2 becomes a negative value
  • DS2 becomes smaller
  • the voltage VC1 of the capacitor C1 is controlled to decrease more than the voltage VC2 of the capacitor C2.
  • the target voltage and measured voltage when calculating control value X2 are the target voltage and measured voltage for capacitor C4, respectively, and control value X3 is calculated. Except for the fact that the measured voltage at that time is the measured voltage for the capacitor C2, it is the same as the contents shown in FIG.
  • the on-time ratios of the switch elements SI and S2 are controlled so that the output voltage VC3 of the first booster circuit is constant.
  • the on-time ratios of the switch elements SI and S2 are controlled so that the output voltage VC4 of the second booster circuit is constant.
  • the voltages VCl and VC2 of the capacitors CI and C2 are prevented from becoming unbalanced, and VCl and VC2 are held at the same voltage.
  • the supply output from the three-level inverter outputs a current alternately between the positive side and the negative side every half cycle of the system cycle.
  • the power supply must be synchronized to this operation.
  • the amount of charge accumulated in these capacitors can be stably controlled based on the measured voltages of the capacitors C1 to C4. Can operate stably.
  • the booster connected to the positive electrode side of the DC power supply.
  • the on-time ratio of switch elements SI and S2 is controlled based on the voltage at both ends of the input capacitor and output capacitor of the circuit, and when the output current of the 3-level inverter flows into the output end of the 3-level inverter, Since the on-time ratio of the switch elements SI and S2 is controlled based on the voltage across the input capacitor and output capacitor of the booster circuit connected to the negative side of the DC power supply, the above embodiments 1 to 3 are used. In addition to the above effects, the three-level inverter can be operated stably.
  • the power supply apparatus according to the present invention is useful for a power supply apparatus that boosts and outputs a DC voltage by switching.

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Abstract

　直流電圧をスイッチングにより昇圧する電源装置において、高耐圧部品の使用を抑制可能とし、高耐圧部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化、高コスト化を回避すること。第１、第２の昇圧回路は、入力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）、リアクトル（Ｌ１，Ｌ２）、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２）、スイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）および出力コンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）を有して正負対称形に構成され、リアクトルＬ１，Ｌ２は磁気的に結合される。このように構成されたとき、入力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）および出力コンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）の両端電圧に基づいてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオン／オフ制御される。

Description

明 細 書
電源装置
技術分野
[0001] 本発明は、電源装置に関するものであり、特に、直流電圧をスイッチングにより昇圧 する電源装置に関するものである。
背景技術
[0002] 直流電圧をスイッチングにより昇圧する型の従来技術にかかる電源装置として、例 えば下記特許文献 1が存在する。この電源装置（同文献では「電源システム」と称さ れる）は、第 1の電源と、第 1の電源から出力された電圧を変換する電圧変換器と、電 圧変換器からの電圧が印加される第 2の電源と、電圧変換器および/または第 2の 電源から電圧を受ける電気負荷系と、電圧変 カゝら出力される出力電流が通常動 作時の電流値よりも低下した第 iの状態力も回復する第 2の状態に移行したとき、電 圧変 カゝら出力される出力電圧を少なくとも所定期間高くするように電圧変 を 制御する制御装置と、を備えるように構成されている。
[0003] この電源システムでは、メイン電源である第 1の電源に接続された電圧変換器およ び負荷系ならびに第 2の電源力 なる補機系が構成され、第 1の電源力 電圧変換 器へ供給される電圧が低下し、電圧変換器の出力電流が低電流値になった後に、 通常動作時の電流値に戻ると、第 2の電源は電圧変換器からの通常よりも高い電圧 によって充電される。したがって、補機系の充電量を簡単な構成でより早期に回復で きるという利点を有している。
[0004] 特許文献 1：特開 2003 - 333835号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 上記特許文献 1に示された電源システムは、簡単な回路構成で入力よりも高い電 圧を得ることができるものの、昇圧回路を構成するスイッチング素子やダイオードに加 わる電圧は、出力電圧の最大電圧が印加されることになる。もし、入力電圧や出力電 圧が高くなれば、スイッチング素子やダイオードに要求される電圧 (定格電圧）が高く なるので、この要求に耐え得る高耐圧の素子を使用する必要があった。
[0006] し力しながら、高耐圧の素子は、スイッチング特性に劣って 、るので、このような高 耐圧のスイッチング素子を使用した場合には、損失が増大するという問題点があった 。また、昇圧回路の入力側かつ正負の直流母線間に挿入されるコンデンサや、昇圧 回路の出力側かつ正負の直流母線間に挿入されるコンデンサにおいても、高耐圧 のものを使用する必要があり、部品が大型化するといった問題点もあった。
[0007] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高耐圧部品の使用を抑制可能とし 、高耐圧部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化、高コスト化を 回避する一方で、性能のよい汎用的な部品の使用により、電力変換効率に優れた高 効率な電源装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電源装置は、入力 端に接続される直流電源の出力を昇圧して出力端に接続される負荷に所定の直流 出力を供給する電源装置において、入力コンデンサ、リアタトル、ダイオード、スイツ チ素子および出力コンデンサをそれぞれ具備して構成される第 1、第 2の昇圧回路を 有し、該第 1、第 2の昇圧回路の各リアタトル同士が磁気的に結合されるように構成さ れるとともに、該第 1の昇圧回路の入力コンデンサと該第 2の昇圧回路の入力コンデ ンサとを直列に接続した一対の入力コンデンサの各両端を入力端とし、該第 1の昇圧 回路の出力コンデンサと該第 2の昇圧回路の出力コンデンサとを直列に接続した一 対の出力コンデンサの各両端を出力端とし、該出力コンデンサ同士の接続端を中間 電圧端として構成される昇圧回路と、前記昇圧回路を制御する制御回路と、前記第 1 、第 2の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧、または、 前記一対の入力コンデンサおよび前記一対の出力コンデンサの両端電圧のうちのい ずれ力の両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段と、を備え、前記 制御回路は、前記電圧計測手段の計測結果に基づいて前記第 1、第 2の昇圧回路 の各スィッチ素子を同時にオン Zオフ制御することを特徴とする。
発明の効果
[0009] 本発明にかかる電源装置によれば、直流電源の正極側に接続される第 1昇圧回路 に具備されるリアタトルと直流電源の負極側に接続される第 2の昇圧回路のリアタトル とが磁気的に結合されるように構成されるとともに、第 1、第 2の昇圧回路の各入力コ ンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧などに基づいて、第 1、第 2の昇圧回路 に具備される各スィッチ素子を同時にオン Zオフ制御するようにしているので、第 1、 第 2の昇圧回路を構成する各素子への印加電圧を、入力電圧および Zまたは出力 電圧の約半分にすることができるので、高耐圧部品の使用を抑制可能とし、高耐圧 部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化、高コスト化を回避する ことができるという効果が得られる。また、性能のよい汎用的な部品の使用が可能に なるので、電力変換効率に優れた高効率な電源装置を提供することができると!ヽぅ効 果が得られる。
図面の簡単な説明
[0010] [図 1]図 1は、本発明の実施の形態 1にかかる電源装置の回路構成を示す図である。
[図 2]図 2は、図 1に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである
[図 3]図 3は、本発明の実施の形態 2にかかる電源装置の回路構成を示す図である。
[図 4]図 4は、図 3に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである
[図 5]図 5は、本発明の実施の形態 3にかかる電源装置の回路構成を示す図である。
[図 6]図 6は、図 5に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである
[図 7]図 7は、本発明の実施の形態 4にかかる電源装置の回路構成を示す図である。
[図 8]図 8は、図 7に示した電源装置におけるインバータ正出力時の制御態様を示す 図である。
[図 9]図 9は、図 7に示した電源装置におけるインバータ負出力時の制御態様を示す 図である。
符号の説明
[0011] 1 昇圧回路
2 3レベルインバータ 3 直流電源
4 系統電源
5 制御回路
6, 7, 8a, 8b, 8c, 8d 電圧計測手段
11, 12 直流入力端
13, 14, 21, 22 出力端
15, 19 中間電圧端
17, 18 入力端
31, 33 直流母線
32 中間電位線
C1 コンデンサ
C1〜C5 コンデンサ
D1〜D4 ダイオード
LI, L2 リアタトル
L3 インダクタ
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下に、本発明にかかる電源装置の好適な実施の形態を図面に基づいて詳細に 説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、 以下に示す回路構成は、その一例を示すものであり、本発明の技術的意義を逸脱し な 、範囲内で種々の変形が可能である。
[0013] 実施の形態 1.
図 1は、本発明の実施の形態 1にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同 図において、電源装置は、昇圧回路 1と、昇圧回路 1の直流入力端 11, 12に接続さ れる、例えば太陽電池、燃料電池である直流電源 3と、昇圧回路 1を制御する制御回 路 5と、を備えて構成される。なお、図 1の回路構成では、直流電源 3の出力の供給 対象である負荷 R1を昇圧回路 1の出力端 13と中間電圧端 15との間に接続するとと もに、負荷 R2を昇圧回路 1の出力端 14と中間電圧端 15との間に接続する態様を示 している。 [0014] つぎに、図 1に示した電源装置を構成する昇圧回路の構成について説明する。同 図に示す昇圧回路 1は、コンデンサ Cl、リアタトル Ll、ダイオード Dl、スィッチ素子 S
1、コンデンサ C3で構成される第 1の昇圧回路と、コンデンサ C2、リアタトル L2、ダイ オード D2、スィッチ素子 S2、コンデンサ C4で構成される第 2の昇圧回路とを備え、こ れらの第 1、第 2の昇圧回路が上下に対称形で配置されている。
[0015] 第 1の昇圧回路では、直流電源 3 (入力端 11)に近い側から、コンデンサ Cl、 IGB Tなどのスィッチ素子にダイオードが逆並列に接続されたスィッチ素子 SI、コンデン サ C3の各一端が入力端 11と出力端 13とを結ぶ正極側の直流母線 31に接続される とともに、その各他端は中間電位線 32に接続される。また、コンデンサ C1の一端とス イッチ素子 S1の一端との間にはリアタトル L1が挿入され、スィッチ素子 S1の一端とコ ンデンサ C3の一端との間には、直流電源 3から供給される直流電流の流れる向き、 すなわちアノードがスィッチ素子 S1の一端に接続され、力ソードがコンデンサ C3の 一端に接続されるようにダイオード D1が挿入されて ヽる。
[0016] 同様に、第 2の昇圧回路では、直流電源 3 (入力端 12)に近い側から、コンデンサ C
2、 IGBTなどのスィッチ素子ング素子にダイオードが逆並列に接続されたスィッチ素 子 S2、コンデンサ C4の各一端が入力端 12と出力端 14とを結ぶ負極側の直流母線 33に接続されるとともに、その各他端は中間電位線 32に接続される。また、コンデン サ C2の一端とスィッチ素子 S2の一端との間にはリアタトル L2が挿入され、スィッチ素 子 S2の一端とコンデンサ C4の一端との間には、直流電源 3から供給される直流電流 の流れる向き、すなわち力ソードがスィッチ素子 S2の一端に接続され、アノードがコ ンデンサ C4の一端に接続されるようにダイオード D2が挿入されている。なお、リアク トルし 1とリアタトル L2とは磁気的に結合されており、トランスの作用を有する。
[0017] 図 1に示すように構成された結果、コンデンサ CI, C2は、入力端 11, 12の間に直 列に接続されて挿入され、直流電源 3から供給される直流電圧をほぼ 2分して保持す る一対の入力コンデンサとして機能する。また、コンデンサ C3, C4は、出力端 13, 1 4の間に直列に接続されて挿入され、各自が保持する電圧を負荷 Rl, R2にそれぞ れ供給する一対の出力コンデンサとして機能する。なお、入力端 11, 12の間には一 対の入力コンデンサを構成するコンデンサ CI, C2による直列接続回路の両端電圧 を直接的または間接的に計測する電圧計測手段 6が具備され、出力端 13, 14の間 には一対の出力コンデンサを構成するコンデンサ C3, C4による直列接続回路の両 端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段 7が具備される。また、これら の計測手段による計測出力は、制御回路 5に出力されて、昇圧回路 1の制御に寄与 する。
[0018] つぎに、図 1に示す電源装置の動作について図 1および図 2を参照して説明する。
なお、図 2は、図 1に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートであ る。また、図 1の回路の各要部における電圧または電流をつぎのように表現する。
VC 1：コンデンサ C 1の両端電圧
VC2 :コンデンサ C2の両端電圧
VC3 :コンデンサ C3の両端電圧
VC4：コンデンサ C4の両端電圧
VE ：基準電位（中間電位線の電位）
VL1：リアタトル L1の両端電圧
VL2：リアタトル L2の両端電圧
IL1 :リアタトル L1に流れる電流
IL2：リアタトル L2に流れる電流
[0019] 図 1において、スィッチ素子 SI, S2をオンさせると、直流電源 3からリアタトル Ll、ス イッチ素子 Sl、スィッチ素子 S2、リアタトル L2の経路で閉回路が構成され、直流電 源 3の電圧がリアタトル L1とリアタトル L2との直列回路に印加される。上述したようにリ ァクトル LI, L2は、磁気的に結合しており、トランスとして動作する。また、リアタトル L 1, L2の磁気的結合係数を高くし、巻き数等を等しくしておけばリアタトル LI, L2の 各両端電圧は等しくなる。この作用により、リアタトル LI, L2にそれぞれ並列に接続 されて!/、るコンデンサ CI , C2の各両端電圧が等しくなる（VC1 = VC2)。
[0020] いま、リアクトノレ LI, L2の各自己インダクタンスを Laとし、相互インダクタンスを Mと すると、リアタトル LI, L2の直列回路でのインダクタンス値 Ltは、
Lt = 2-La + 2-M
となり、直流電源 3の電圧 Eとこのインダクタンス Ltとで決まる右上がりの電流値が流 れる（図 2の、 IL1, IL2を参照）。この間、直流電源 3のエネルギーは、電流としてリア タトル LI, L2にそれぞれ蓄積される。
[0021] つづいて、スィッチ素子 SI, S2をオフさせると、リアタトル L1に蓄積された電流エネ ルギ一は、リアタトル Ll、ダイオード Dl、コンデンサ C3、コンデンサ C4、ダイオード D 2、リアタトル L2、直流電源 3、リアタトル L1の経路で流れ、出力端側に電力を供給す る。また、リアタトル L2に蓄積された電流エネルギーは、リアタトル L2、直流電源 3、リ ァクトル Ll、ダイオード Dl、コンデンサ C3、コンデンサ C4、ダイオード D2、リアタトル L2の経路で流れ、出力端側に電力を供給する。
[0022] このとき、
VC3=VC1 +VL1 - -- (2)
VC4=VC2+VL2 - -- (3)
の関係がある。
また、上述のように、
VC1 =VC2 - -- (4)
VL1 =VL2 - -- (5)
の関係があるので、
VC3=VC4 - -- (6)
となる。
すなわち、図 1に示される第 1、第 2の昇圧回路は、直流電源 3の電圧および自身 の出力電圧を 2等分するように動作する。
[0023] また、スィッチ素子 SI, S2をオンしている時間の割合 (オン時比率 (オンデューティ ともいう））を大きくすると、リアタトル LI, L2に流れる電流が増加するので、コンデン サ C3, C4の各両端電圧 (VC3, VC4)を増加させることができる。一方、スィッチ素 子 SI, S2のオン時比率を小さくすると、リアタトル LI, L2に流れる電流が減少するの で、コンデンサ C3, C4の各両端電圧 (VC3, VC4)を減少させることができる。すな わち、スィッチ素子 SI, S2のオン時比率を調整することで、直流電源 3の電圧に対し て所望の出力電圧 (VC3+VC4)を得ることができる。
[0024] 上述の制御は、一対の入力コンデンサ（CI, C2)および一対の出力コンデンサ（C 3, C4)の各両端電圧をそれぞれ計測する電圧計測手段 6, 7の計測出力が入力さ れた制御回路 5によって実行される。なお、この図 1の構成では、第 1、第 2の昇圧回 路を配置、素子特性ともに対称形に構成しており、上記 (4)式、（6)式に示されるよう に、一対の入力コンデンサ（CI, C2)および一対の出力コンデンサ（C3, C4)の電 圧が等しく 2分されるので、一対の入力コンデンサ（CI, C2)および一対の出力コン デンサ (C3, C4)の各両端電圧を計測するのみの構成としている。無論、コンデンサ C 1〜C4の各端子電圧を個々に計測するようにしてもょ 、ことは言うまでもな!/、。
[0025] 上述のように、この実施の形態の電源装置では、電源装置を構成する各素子への 印加電圧を、入力電圧および Zまたは出力電圧の約半分にすることができるので、 高い入力電圧および出力電圧に対応できる回路を構成することができる。その結果 、スィッチ素子、ダイオードおよびコンデンサとして耐電圧の低いもの（汎用的なもの） が使用可能となるとともに、小型かつスイッチング特性が良好なスィッチ素子、ダイォ ードが使用可能となるので、電源装置における変換効率を高めることができる。また、 コンデンサの耐電圧も小さくてよいことから回路を小型化することができる。さらに、リ ァクトル LI, L2を磁気的に結合させることで、第 1,第 2の昇圧回路に印加される電 圧を等しくすることができるとともに、相互インダクタンスの効果によりリアタトル LI, L2 全体でのインダクタンス値を大きくすることができるので、リアタトル LI, L2を小型化 かつ高効率ィ匕することができる。
[0026] 以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、直流電源の正極側に 接続される第 1昇圧回路に具備されるリアタトルと直流電源の負極側に接続される第 2の昇圧回路のリアタトルとが磁気的に結合されるように構成されるとともに、第 1、第 2の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧などに基づい て、第 1、第 2の昇圧回路に具備される各スィッチ素子を同時にオン Zオフ制御する ようにしているので、第 1、第 2の昇圧回路を構成する各素子への印加電圧を、入力 電圧および Zまたは出力電圧の約半分にすることができるので、高耐圧部品の使用 を抑制可能とし、高耐圧部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化 、高コストィ匕を回避することができるという効果が得られる。また、性能のよい汎用的な 部品の使用が可能になるので、電力変換効率に優れた高効率な電源装置を提供す ることがでさる。
[0027] 実施の形態 2.
図 3は、本発明の実施の形態 2にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同 図において、この実施の形態にカゝかる電源装置の各素子の配置や接続構成は実施 の形態 1と同様である。ただし、図 1とは異なり、一対の入力コンデンサ（CI, C2)の 各端子電圧を個々に直接的または間接的に計測する電圧計測手段 8a, 8bおよび 一対の出力コンデンサ (C3, C4)の各端子電圧を個々に直接的または間接的に計 測する電圧計測手段 8c, 8dをそれぞれの間に配置するように構成している。なお、 その他の構成については、図 1に示した実施の形態 1と同一または同等であり、各構 成部には同一符号を付して示し、それらの構成および接続に力かる詳細な説明を省 略する。
[0028] つぎに、図 3に示す電源装置の動作について図 3および図 4を参照して説明する。
なお、図 4は、図 3に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートであ る。また、回路の各要部における電圧または電流を表現する記号の意味は実施の形 態 1と同一である。
[0029] 図 4において、スィッチ素子 S1をオフする時間 tlと、スィッチ素子 S 2をオフする時 間 t2と力 tl =t2の場合には、リアタトル L1の電流波形 IL1およびリアタトル L2の電 流波形 IL2は等しくなる。この場合、スィッチ素子 SI, S2がオンすると、コンデンサ C 1とコンデンサ C2とに直流電源 3から同等の電流が流れ込み、実施の形態 1で示した のと同様の動作となる。
[0030] 一方、リアタトル LI, L2との磁気結合係数が、例えば 0. 5程度と小さい場合、リアク トル LI, L2の各巻き数を一致させて、スィッチ素子 SI, S2を同時にオン Zオフ制御 していても、スィッチ素子 SI, S2におけるスイッチング速度のずれや、オン電圧の差 などにより、リアタトル LI, L2の各両端電圧は異なる。その結果、コンデンサ CI, C2 の各両端電圧およびコンデンサ C3, C4の各両端電圧がそれぞれ異なってくるため 、コンデンサ C1〜C4の各両端電圧を計測した計測電圧に基づいて、スィッチ素子 S 1, S2を異なるタイミングで動作させるようにする。
[0031] 例えば、コンデンサ C1の両端電圧力 コンデンサ C2の両端の電圧より小さくなつた 場合には、スィッチ素子 SIをオンする時間よりも、スィッチ素子 S2をオンする時間を 長くする。なお、このときの動作については、スィッチ素子 SI, S2を同時にオン (t= 0)してから、スィッチ素子 SIのみをオフにするまでの間（t=0〜tl：第 1の制御期間 )、スィッチ素子 S1のオフを維持し、スィッチ素子 S 2をオン力 オフにするまでの間（t =tl〜t2 :第 2の制御期間）およびスィッチ素子 SI, S2のそれぞれのオフが維持さ れる間 (t=t2〜T:第 3の制御期間 (Tは 1周期の時間））の 3つの期間に分け、それ ぞれの動作を詳細に説明する。
[0032] (第 1の制御期間： t=0〜tl)
第 1の制御期間では、上述のようにスィッチ素子 S1がオン、スィッチ素子 S2がオン とされる。このとき、直流電源 3からリアタトル Ll、スィッチ素子 SI,スィッチ素子 S2、 リアタトル L2の経路で閉回路が構成され、直流電源 3の電圧がリアタトル L1とリアタト ル L2との直列回路に印加される。上述のように、リアタトル LI, L2はトランスとして動 作する。また、リアタトル LI, L2の直列回路でのインダクタンス値 Ltは、
Lt = 2-La + 2-M …ひ）（再掲）
であり、直流電源 3の電圧 Eとこのインダクタンス Ltで決まる右上がりの電流値が流 れる（図 4の、 IL1, IL2参照）。この間、直流電源 3のエネルギーは、電流としてリアク トル LI, L2にそれぞれ蓄積される。
[0033] (第 2の制御期間： t=tl〜t2)
第 2の制御期間では、上述のようにスィッチ素子 S1がオン力もオフに制御される一 方で、スィッチ素子 S2のオンは維持される。このとき、リアタトル L1の両端電圧は、 D 1側が +となり電流 IL1はコンデンサ C3を充電しながら減少する。一方、リアタトル L2 の両端電圧は、 D2側が +のままで変化しないため電流 IL2は上昇する。
[0034] (第 3の制御期間： t=t2〜T)
第 3の制御期間では、上述のようにスィッチ素子 S2のオフは維持される一方で、ス イッチ素子 S2がオン力もオフに制御される。このとき、リアタトル L2の両端電圧は、 D 1側が—となり電流 IL2はコンデンサ C4を充電しながら減少する。すなわち、この状 態では、電流 IL1, IL2の双方がコンデンサ C3, C4を充電しながら減少する。
[0035] つぎに、上記第 1〜第 3の制御期間における電荷の流れについて、さらに詳細に説 明する。図 4において、電流 IL1の波形上に示した縦縞のハッチング部 Sal (以下「 縦縞部 Sal」 t 、う）および横縞のハッチング部 Sa3 (以下「横縞部 Sa3」 t 、う）は、コ ンデンサ C1側力 供給される電荷を示し、電流 IL2の波形上に示した縦縞のハッチ ング部 Sa2 (以下「縦縞部 Sa2」 t 、う）および横縞のハッチング部 Sa4 (以下「横縞部 Sa4」という）は、コンデンサ C2側力も供給される電荷を示している。また、電流 IL1の 横縞部 Sa3は、コンデンサ C3に供給される電荷を示し、電流 IL2の横縞部 Sa4は、 C 4に供給される電荷を示して 、る。
[0036] 図 4から明らかなように、 Sal + Sa3く Sa2 + Sa4の関係力 Sある。すなわち、コンデ ンサ C1側から取り出される電荷 Q1と、コンデンサ C2側から取り出される電荷 Q2との 間には、 Q1 < Q2の関係がある。したがって、コンデンサ C1の両端電圧がコンデン サ C2の両端の電圧より小さくなつた場合には、スィッチ素子 S1のオン時間よりもスィ ツチ素子 S2のオン時間を長くすることで、コンデンサ C1側よりもコンデンサ C2側から 、より多くの電荷を取り出すことで、コンデンサ CI, C2間の電圧バランスをとることが できる。
[0037] 逆にコンデンサ C1の両端電圧がコンデンサ C2の両端の電圧より大きくなつた場合 には、スィッチ素子 S1のオン時間を、スィッチ素子 S2のオン時間よりも長くすることで コンデンサ CI, C2間の電圧バランスをとることができる。
[0038] また、実施の形態 1で説明したように、スィッチ素子 SI, S2のオン時比率を可変す ることで、直流電源 3の電圧に対して所望の出力電圧 (VC3+VC4)を得ることがで きる。
[0039] 上述のように、この実施の形態の電源装置では、リアタトル L1とリアタトル L2との結 合係数が小さい場合に、スィッチ素子 S1に対するスィッチ素子 S2のオン Zオフのタ イミング、あるいはスィッチ素子 S2に対するスィッチ素子 S1のオン Zオフのタイミング を調整することで、第 1,第 2の昇圧回路に印加される電圧をバランスさせることがで きる。
[0040] 以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、直流電源の正極側に 接続される第 1昇圧回路に具備されるリアタトルと直流電源の負極側に接続される第 2の昇圧回路のリアタトルとが磁気的に結合されるように構成されるとともに、第 1、第 2の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧に基づいて、 第 1の昇圧回路のスィッチ素子と前記第 2の昇圧回路のスィッチ素子とを異なるタイミ ングで動作させるようにしているので、上記実施の形態 1の効果に加えて、第 1,第 2 の昇圧回路に印加される電圧のアンバランスを解消することができるという効果が得 られる。
[0041] 実施の形態 3.
図 5は、本発明の実施の形態 3にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同 図に示す電源装置は、図 1または図 3に示した電源装置の出力端 13, 14および中 間電圧端 15に、入力端 17, 18および中間電圧端 19ならびに出力端 21, 22を有す る 3レベルインバータ 2を接続したことを特徴とする。なお、図 5の回路構成では、直 流電源 3の出力を電源装置を構成する昇圧回路 1の入力端 11, 12に接続するととも に、電源装置を構成する 3レベルインバータ 2の出力端 21, 22に、例えば系統連系 するための系統電源 4を接続する態様を示している。
[0042] つぎに、図 5に示した電源装置を構成する 3レベルインバータの構成について説明 する。同図に示す 3レベルインバータ 2は、ダイオード D3, D4,スィッチ素子 S3〜S6 を具備するインバータ回路と、インダクタ L3、コンデンサ C5を具備するローパスフィ ルタと、を備えて構成される。
[0043] インバータ回路では、昇圧回路 1の出力端 13と自身の入力端 17とが接続される直 流母線 31に、昇圧回路 1 (入力端 17)に近い側から、 IGBTなどのスィッチ素子にダ ィオードが逆並列に接続されたスィッチ素子 S3, S4が挿入される。同様に、昇圧回 路 1の出力端 14と自身の入力端 18とが接続される直流母線 33に、昇圧回路 1 (入力 端 18)に近い側から、 IGBTなどのスィッチ素子にダイオードが逆並列に接続された スィッチ素子 S5, S6力挿入される。また、インバータ回路の内部において、ダイォー ド D3は、直流母線 31と中間電位線 32との間の電圧をクランプするように、そのカソ ードがスィッチ素子 S3とスィッチ素子 S4との接続点に接続され、そのアノードが中間 電位線 32に接続される。同様に、ダイオード D4は、直流母線 33と中間電位線 32と の間の電圧をクランプするように、そのアノードがスィッチ素子 S5とスィッチ素子 S6と の接続点に接続され、その力ソードが中間電位線 32に接続される。 [0044] また、ローパスフィルタでは、 3レベルインバータ 2の出力端 21, 22に対してコンデ ンサ C5が並列に接続され、コンデンサ C5の一端にインダクタ L3の一端が接続され、 その他端は、スィッチ素子 S4とスィッチ素子 S6との接続点に接続される。
[0045] つぎに、図 5に示す電源装置の動作について図 5および図 6を参照して説明する。
なお、図 6は、図 5に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートであ る。なお、回路の各要部における電圧または電流を表現する記号の意味は実施の形 態 1, 2と同一である。
[0046] 図 6において、スィッチ素子 S4を常時オン、スィッチ素子 S5を常時オフとし、スイツ チ素子 S3をスイッチング制御することにより、スィッチ素子 S3, S4がオンの期間には 、コンデンサ C3からスィッチ素子 S3, S4、インダクタ L3、コンデンサ C5、コンデンサ C3の経路で閉回路が構成され、出力端 21が正極性となるような電圧の場合、すな わち 3レベルインバータの出力電流が出力端力も流出する方向のとき（以下このよう な状態を「インバータ正出力」という）がコンデンサ C3から系統電源 4に対して供給さ れる。また、図 6に示すように、スィッチ素子 S3とスィッチ素子 S6とを交互に、かつ、 それらのオン時比率を可変制御（PWM制御）することで、系統電源 4の電圧波形 (系 統電圧 (U)参照）に連系させた電圧波形を出力することができる。
[0047] 同様に、スィッチ素子 S6を常時オン、スィッチ素子 S3を常時オフとし、スィッチ素子 S5をスイッチング制御することにより、スィッチ素子 S5, S6がオンの期間には、コン デンサ C4からコンデンサ C5、インダクタ L3、スィッチ素子 S6, S5、コンデンサ C4の 経路で閉回路が構成され、出力端 21が負極性となるような電圧、すなわち 3レベルィ ンバータの出力電流が出力端に流入する方向のとき（以下このような状態を「インバ ータ負出力」という）がコンデンサ C4から系統電源 4に対して供給される。また、図 6 に示すように、スィッチ素子 S4とスィッチ素子 S5とを交互に、かつ、それらのオン時 比率を可変制御 (PWM制御)することで、系統電源 4の電圧波形 (系統電圧 (U)参 照）に連系させた電圧波形を出力することができる。
[0048] 上述のように構成されたこの実施の形態の電源装置では、昇圧回路 1から正負の ほぼ等しい電圧を得ることができ、 3レベルインバータ 2を動作するのに必要な正負の 電源を得ることが可能となる。また、コンデンサ C3, C4、スィッチ素子 S3〜S6、ダイ オード D3, D4の各素子に要求される耐電圧は、系統電源 4の片側振幅値に必要な 電圧で充分となるので、高速スイッチングが可能な損失の少な 、汎用的な素子を使 用することができ、電源装置の電力変換効率を高めることができる。
[0049] 以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、昇圧回路の出力端お よび中間電圧端に 3レベルインバータの入力端を接続し、 3レベルインバータの出力 力 一パスフィルタを介して交流電源に接続可能となるように構成して 、るので、上 記実施の形態 1, 2の効果とともに、 3レベルインバータ 2を動作するのに必要な正負 の電源を得ることが可能となる。
[0050] 実施の形態 4.
図 7は、本発明の実施の形態 4にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同 図に示す電源装置は、図 5に示した電源装置における昇圧回路として、コンデンサ C 1〜C4の各端子電圧の計測を可能とする図 3の昇圧回路を適用した構成とされてい る。なお、その他の構成については、図 5に示した実施の形態 3と同一または同等で あり、各構成部には同一符号を付して示し、それらの構成および接続に力かる詳細 な説明を省略する。
[0051] つぎに、図 7に示す電源装置の動作について図 7〜図 9を参照して説明する。なお 、図 8は、図 7に示した電源装置におけるインバータ正出力時の制御態様を示す図 であり、図 9は、図 7に示した電源装置におけるインバータ負出力時の制御態様を示 す図である。なお、回路の各要部における電圧または電流を表現する記号の意味は 実施の形態 1〜3で定義したものと同一であり、さらにこの実施の形態では、制御要 素に関して以下の記号を用いて定義する。
VS：直流電源 3の電圧 (VS=VC1 +VC2)
Vref： VC3および VC4の目標電圧
DS1：スィッチ素子 S1のオン時比率
DS2 :スィッチ素子 S2のオン時比率
[0052] まず、図 7に示す電源装置の制御態様の概要にっ 、て説明する。まず、インバータ 正出力時の場合には、第 1の昇圧回路 (正出力側の昇圧回路)の入力電圧および出 力電圧（すなわち VCl, VC3)に基づいてスィッチ素子 SI, S2のオン時比率が制御 される。一方、インバータ負出力時の場合には、第 2の昇圧回路 (負出力側の昇圧回 路）の入力電圧および出力電圧 (すなわち VC2, VC4)に基づいてスィッチ素子 S1 , S2のオン時比率が制御される。
[0053] つぎに、この制御態様について、さらに詳細に説明する。なお、これらの制御は、電 源装置に具備される制御回路 5によって具現される。
[0054] インバータ正出力時の場合には、図 8に基づく制御が行われる。同図において、ま ず、基本通流率 XIが計算される。この基本通流率 XIは、図示のように、
Xl = l - (VC1/Vref) - -- (7)
で与えられる。
一方、 VC3の目標電圧 Vrefとコンデンサ C3の計測電圧 VC3との差分値に対して 、比例積分補償器 (PI)および制限器 (LIM)にて各所定の処理が施された制御値 X 2が計算される。この制御値 X2は、図示のように、
X2=Vref-VC3 · '· (8)
で与えられる。
このとき、スィッチ素子 S1のオン時比率 DS1は、これらの制御値の加算値 (XI +Χ 2)に基づいて決定される。
[0055] ここで、（7)式、（8)式に基づいて行われる制御の意味するところは、つぎのとおり である。まず、制御値 Χ2が付与されないときには、基本通流率 XIに加算される制御 値が存在しないので、 DS1は基本通流率 XIに一致する。すなわち、スィッチ素子 S 1は、昇圧比で定められるオン時比率に基づいたスイッチング制御が行われる。一方 、コンデンサ C3の電圧が目標値を下回ったときは、制御値 Χ2が正値となり、 DS1は 大きくなる。その結果、実施の形態 2で説明したように、コンデンサ C3の電圧 VC3が 増大する方向に制御される。他方、コンデンサ C3の電圧が目標値を上回ったときに は、制御値 Χ2が負値となり、 DS1は小さくなつて、コンデンサ C3の電圧 VC3が減少 する方向に制御される。
[0056] 同様に、直流電源 3の電圧の半値 (VSZ2)とコンデンサ C1の計測電圧 VC1との 差分値に対して、比例積分補償器 (ΡΙ)および制限器 (LIM)にて各所定の処理が施 された制御値 Χ3が計算される。この制御値 Χ3は、図示のように、 X3= (VS/2) -VCl - -- (9)
で与えられる。
このとき、スィッチ素子 S2のオン時比率 DS2は、上記で計算された加算値 (XI +X 2)と（9)式で計算された制御値 X3とが加算された加算値 (XI +X2+X3)に基づ ヽ て決定される。
[0057] ここで、（7)式〜（9)式に基づ!/、て行われる制御の意味するところは、つぎのとおり である。まず、制御値 X2, X3が付与されないときには、基本通流率 XIに加算される 制御値が存在しないので、 DS2は基本通流率 XIに一致する。すなわち、スィッチ素 子 S2は、昇圧比で定められるオン時比率に基づ 、たスイッチング制御が行われる。 一方、コンデンサ C1の電圧が直流電源 3の電圧の半値 (VSZ2)を下回ったとき、す なわち、コンデンサ C1の電圧がコンデンサ C2の電圧を下回ったときには、制御値 X 3が正値となり、 DS2は大きくなる。その結果、実施の形態 2で説明したように、コンデ ンサ C1の電圧 VC1がコンデンサ C2の電圧 VC2よりも増大する方向に制御される。 他方、コンデンサ C1の電圧がコンデンサ C2の電圧を上回ったときには、制御値 X2 が負値となり、 DS2は小さくなつて、コンデンサ C1の電圧 VC1がコンデンサ C2の電 圧 VC2よりも減少する方向に制御される。
[0058] なお、インバータ負出力時の制御については、制御値 X2を計算する際の目標電 圧および計測電圧が、それぞれコンデンサ C4に対する目標電圧および計測電圧で あり、また、制御値 X3を計算する際の計測電圧が、コンデンサ C2に対する計測電圧 である点を除いて、図 8に示す内容と同等であり、詳細な説明を省略する。
[0059] 上記のような制御が行われる結果、インバータ正出力時の場合には、第 1の昇圧回 路の出力電圧 VC3が一定となるようにスィッチ素子 SI, S2の各オン時比率が制御さ れ、インバータ負出力時の場合には、第 2の昇圧回路の出力電圧 VC4が一定となる ようにスィッチ素子 SI, S2の各オン時比率が制御される。また、その際、コンデンサ CI, C2の各電圧 VCl, VC2がアンバランスになることが防止され、 VCl, VC2は等 しい電圧に保持される。
[0060] なお、 3レベルインバータを用いて系統に連系させる場合、 3レベルインバータから の供給出力が、系統周期の半サイクルごとに正側と負側力 交互に電流を出力する ように、電源装置はこの動作に同期していなければならない。一方、この実施の形態 の電源装置では、上述のように、コンデンサ C1〜C4の各計測電圧に基づいて、これ らのコンデンサに蓄積される電荷量を安定制御することができるので、 3レベルインバ ータを安定的に動作させることができる。
[0061] 以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、 3レベルインバータの 出力電流が 3レベルインバータの出力端力 流出する方向のときには、直流電源の 正極側に接続される昇圧回路の入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電 圧に基づいてスィッチ素子 SI, S 2のオン時比率を制御し、 3レベルインバータの出 力電流が 3レベルインバータの出力端に流入する方向のときには、直流電源の負極 側に接続される昇圧回路の入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に 基づいてスィッチ素子 SI, S2のオン時比率を制御するようにしているので、上記実 施の形態 1〜3の効果に加えて、 3レベルインバータを安定的に動作させることができ るという効果が得られる。
産業上の利用可能性
[0062] 以上のように、本発明に力かる電源装置は、直流電圧をスイッチングにより昇圧して 出力する電源装置に有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 入力端に接続される直流電源の出力を昇圧して出力端に接続される負荷に所定 の直流出力を供給する電源装置において、
入力コンデンサ、リアタトル、ダイオード、スィッチ素子および出力コンデンサをそれ ぞれ具備して構成される第 1、第 2の昇圧回路を有し、該第 1、第 2の昇圧回路の各リ ァクトル同士が磁気的に結合されるように構成されるとともに、該第 1の昇圧回路の入 力コンデンサと該第 2の昇圧回路の入力コンデンサとを直列に接続した一対の入力 コンデンサの各両端を入力端とし、該第 1の昇圧回路の出力コンデンサと該第 2の昇 圧回路の出力コンデンサとを直列に接続した一対の出力コンデンサの各両端を出力 端とし、該出力コンデンサ同士の接続端を中間電圧端として構成される昇圧回路と、 前記昇圧回路を制御する制御回路と、
前記第 1、第 2の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電 圧、または、前記一対の入力コンデンサおよび前記一対の出力コンデンサの両端電 圧のうちのいずれかの両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段と、 を備え、
前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測結果に基づいて前記第 1、第 2の昇圧 回路の各スィッチ素子を同時にオン Zオフ制御することを特徴とする電源装置。
[2] 前記昇圧回路の出力端および中間電圧端に 3レベルインバータの入力端を接続し 、該 3レベルインバータの出力がローノ スフィルタを介して交流電源に接続可能とな るように構成されて 、ることを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。
[3] 前記 3レベルインバータの出力電流が該 3レベルインバータの出力端力 流出する 方向のときには、前記第 1、第 2の昇圧回路のうち、前記直流電源の正極側に接続さ れる昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基 づいて該第 1、第 2の昇圧回路にそれぞれ具備される各スィッチ素子のオン時比率を 制御し、
前記 3レベルインバータの出力電流が該 3レベルインバータの出力端に流入する方 向のときには、前記第 1、第 2の昇圧回路のうち、前記直流電源の負極側に接続され る昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づ いて該第 1、第 2の昇圧回路にそれぞれ具備される各スィッチ素子のオン時比率を制 御することを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。
[4] 入力端に接続される直流電源の出力を昇圧して出力端に接続される負荷に所定 の直流出力を供給する電源装置において、
入力コンデンサ、リアタトル、ダイオード、スィッチ素子および出力コンデンサをそれ ぞれ具備して構成される第 1、第 2の昇圧回路を有し、該第 1、第 2の昇圧回路の各リ ァクトル同士が磁気的に結合されるように構成されるとともに、該第 1の昇圧回路の入 力コンデンサと該第 2の昇圧回路の入力コンデンサとを直列に接続した一対の入力 コンデンサの各両端を入力端とし、該第 1の昇圧回路の出力コンデンサと該第 2の昇 圧回路の出力コンデンサとを直列に接続した一対の出力コンデンサの各両端を出力 端とし、該出力コンデンサ同士の接続端を中間電圧端として構成される昇圧回路と、 前記昇圧回路を制御する制御回路と、
前記第 1、第 2の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電 圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段と、
を備え、
前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測結果に基づいて前記第 1の昇圧回路 のスィッチ素子と前記第 2の昇圧回路のスィッチ素子とを異なるタイミングで動作させ ることを特徴とする電源装置。
[5] 前記昇圧回路の出力端および中間電圧端に 3レベルインバータの入力端を接続し 、該 3レベルインバータの出力がローノ スフィルタを介して交流電源に接続可能とな るように構成されて 、ることを特徴とする請求項 4に記載の電源装置。
[6] 前記 3レベルインバータの出力電流が該 3レベルインバータの出力端力 流出する 方向のときには、前記第 1、第 2の昇圧回路のうち、前記直流電源の正極側に接続さ れる昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基 づいて該第 1、第 2の昇圧回路にそれぞれ具備される各スィッチ素子のオン時比率を 制御し、
前記 3レベルインバータの出力電流が該 3レベルインバータの出力端に流入する方 向のときには、前記第 1、第 2の昇圧回路のうち、前記直流電源の負極側に接続され る昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づ いて該第 1、第 2の昇圧回路にそれぞれ具備される各スィッチ素子のオン時比率を制 御することを特徴とする請求項 5に記載の電源装置。
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