WO2007116488A1 - Ｃｄｍａ受信装置及びｃｄｍａ受信方法 - Google Patents

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WO2007116488A1
WO2007116488A1 PCT/JP2006/306897 JP2006306897W WO2007116488A1 WO 2007116488 A1 WO2007116488 A1 WO 2007116488A1 JP 2006306897 W JP2006306897 W JP 2006306897W WO 2007116488 A1 WO2007116488 A1 WO 2007116488A1
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received data
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data sequence
interpolation
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PCT/JP2006/306897
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Akira Ito
Masahiko Shimizu
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Fujitsu Ltd
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
    • H04B2201/7071—Efficiency-related aspects with dynamic control of receiver resources

Definitions

  • the present invention receives a signal obtained by spreading a transmission data sequence with a spreading code sequence, converts the received signal into a digital signal with a reception data sequence having a predetermined sample rate, and then transmits the same code sequence as the spreading code sequence
  • the present invention relates to a CDMA receiving apparatus and a CDMA receiving method in a CDMA A communication system that despreads a received signal by applying a despreading process to the received signal using CDMA.
  • the present invention relates to a technique for optimizing a despreading timing for performing a despreading process on a received data string in a CDMA receiver and a CDMA receiving method.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration diagram of a conventional CDMA receiver shown in Patent Document 1 below.
  • the radio unit 12 converts the radio frequency high-frequency signal received by the antenna 11 into an intermediate-frequency baseband signal.
  • the quadrature detection unit 13 performs quadrature detection on the baseband signal and outputs in-phase component (I channel component) data and quadrature component (Q channel component) data.
  • a low-pass filter (LPF) 14 limits the band of the output signal of the quadrature detection unit 13, and an AD conversion unit (ADC) 15 converts the I channel component signal and the Q channel component signal at a predetermined sampling frequency, for example, a chip rate. Sampling and conversion to digital received data string. This received data string is oversampled as necessary and then input to the nose search unit 20 and the fingers 30a to 30d.
  • sampling of the received data string input to the path search unit 20 is performed. Indicates speed, sampling frequency and sampling period.
  • the path search unit 20 generates a reference code string generator 21 that generates a spreading code assigned to the receiving apparatus 1 as a reference code string, and performs a predetermined timing between the input received data string and the reference code string.
  • a correlation calculation unit 22 for calculating a correlation value; a power calculation unit 23 for calculating a correlation power value or an absolute value of the correlation value; and a timing determination unit 24 for determining a path timing for each multipath node. Configured.
  • This path timing is used by a despreading unit 31 described later in each finger 30a to 30d to determine a despreading timing at which the received data sequence should be multiplied by the despreading code for the despreading processing of the received data sequence. It is.
  • Q channel component reference code string is Qn
  • I channel component received data output from AD converter 15 If the sequence is a (tn) and the received data sequence of the Q channel component output from the AD conversion unit 15 is b (tn), the correlation calculation unit 22 calculates the correlation value for each sampling period by the following equation (1). Calculate to
  • the power calculation unit 23 calculates a correlation power value for each sampling period by the following equation (2).
  • the correlation calculation unit 22 can be configured by a matched filter MF shown in FIG.
  • the shift register SFR (SO to Sn) sequentially shifts the received data string output from the AD converter at the sampling frequency
  • the reference code register R SF (CO to Cn) holds the reference code.
  • the multiplier (MO to Mn) multiplies the corresponding data of the received data string sequentially shifted to the shift register SFR (SO to Sn) and the reference code string held in the reference code register RSF (CO to Cn).
  • the adder A adds the outputs of the multipliers MO to Mn and outputs the result.
  • the correlation value between the received data string and the reference code string at a predetermined timing can be calculated in one sampling period, and the phase is shifted by one sampling period at the next timing after one sampling period.
  • the correlation value between the received data string and the reference code string can be calculated. In the same manner, all correlation values are calculated when one sampling period is sequentially shifted in the 1-bit period of transmission data. According to this matched filter MF, the correlation value becomes large when the phase of the received data string and the reference code string match.
  • the correlation value increases at the timing corresponding to the delay time (phase delay) of each path.
  • the correlation power value S having a peak value corresponding to the received electric field strength is output from the power calculation unit 23 to the timing determination unit 24.
  • the timing determination unit 24 that has input the correlation power value detects a peak value larger than a predetermined threshold, and determines a despreading timing for multiplying the received data sequence by the despread code sequence for each of the multipath paths. Output to the corresponding fingers 30a to 30d.
  • Fingers 30a to 30d corresponding to each path have the same configuration.
  • the despreading circuit 31 multiplies the reception code string input from the AD conversion unit 15 by the despreading code string for reception demodulation at the nose timing indicated by the path search unit 20. I do.
  • the synchronous detector 32 also removes the influence of the fuzzing of the detection signal power by performing channel estimation.
  • the signals detected by the fingers 30 a to 30 d are rake combined by the rake unit 16.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2003-198427
  • Patent Document 2 JP 2000-244367 A
  • Patent Document 3 Japanese Patent No. 3322246
  • Patent Document 4 Japanese Patent No. 3443113
  • the path search unit 20 detects the path timing for despreading.
  • each timing detected by the path search unit 20 is a discrete time corresponding to the sampling time of the received data string, and is a timing relative to the original received signal path path timing.
  • Have ming errors. The magnitude of this timing error is at most half the sampling period.
  • a system in which the path timing by the path search unit 20 is made to follow in an analog manner using a delay locked loop (DLL) can be considered, but the system becomes complicated. Furthermore, a method of increasing the sample rate of the AD conversion unit 15 can be considered, but the cost and power consumption are greatly increased.
  • DLL delay locked loop
  • the present invention uses a simple configuration between the dispersive nose timing detected by the path search unit 20 and the optimal nose timing determined according to the actual reception time. The purpose is to reduce the timing error.
  • the correlation value at the adjacent sample timing is calculated in addition to the correlation value at the path timing, and the optimum nose timing is sampled based on the comparison result between these correlation values. It is determined whether the force is between timings, and if it is between sample timings, despreading processing is performed on the interpolated data sequence of the received data sequence.
  • the CDMA receiver is a CDMA A receiver that demodulates a received signal by applying a despreading process to the received signal using the same code sequence as the spread code sequence. Therefore, the received data string is input, the path timing that is the sample timing at which the correlation value between the received data string and the reference code string reaches a peak, and the correlation value at the sample timing adjacent to this path timing is output as the adjacent timing correlation value. And a despreading unit that despreads the output of the interpolation adjustment unit at the path timing.
  • the interpolation adjusting unit is provided with an interpolating unit that generates an interpolated received data sequence shifted by a predetermined sample time, which is a time less than one sample time from the received data sequence. On the basis of the comparison result between and the adjacent timing correlation value, either the received data string or the interpolated received data string is switched and output.
  • a CDMA reception method is a CDMA reception method for demodulating a received signal by applying a despreading process to the received signal using the same code sequence as the spread code sequence.
  • a no timing that is the sample timing at which the correlation value between the received data string and the reference code string becomes a peak is output, and the correlation value at the sample timing adjacent to the nose timing is output as the adjacent timing correlation.
  • a path search step that is output as a value, and an interpolated received data sequence shifted by a predetermined sample time that is less than one sample time from the received data sequence, and the correlation value at the above path timing and the adjacent timing correlation value
  • An interpolation adjustment step for switching and outputting either 1 or deviation of the received data string or the interpolated received data string based on the comparison result;
  • the data sequence output by more switching between adjustment step; and a despreading stearyl-up of despreading by the path timing.
  • the switching control between the received data sequence and the interpolated received data sequence is performed for each of a plurality of path timings corresponding to the multipath detected during the path search. You can do at least the path timing that maximizes the path timing correlation value.
  • the data sequence selected as the data sequence to be despread among the interpolated received data sequence and the original received data sequence is fed back as the received data sequence, and the correlation value with the reference code sequence is calculated. Then, the path timing may be determined.
  • the data sequence selected as the data sequence to be despread among the interpolated received data sequence and the original received data sequence is used for despreading, and the path timing determination is based on the original data sequence. You can go.
  • the interpolated reception data sequence can be generated by calculating an interpolation value between each value of the reception data sequence using a digital filter. At this time, by changing the tap coefficient of the digital filter, the output data string of the digital filter force may be despread by switching either the interpolated reception data string or the reception data string.
  • the reception data sequence may be shifted and output to the despreading unit with the path timing shifted in the direction opposite to the direction in which the interpolation reception data sequence was generated.
  • By shifting the path timing in this way it is possible to perform despread processing on the received data sequence at a timing shifted by a time less than one sample time in the direction opposite to the direction in which the interpolated received data sequence was generated. Become.
  • the timing error between the discrete path timing detected by the path search unit 20 and the optimal nose timing determined according to the actual reception time is reduced using a simple configuration.
  • the This makes it possible to multiply the received data sequence by the despread code sequence at a highly accurate timing.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional CDMA receiver.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a matched filter MF constituting the correlation calculation unit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration of a CDMA receiver according to the present invention.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a CDMA reception method according to the present invention.
  • FIG. 5A is an explanatory diagram (part 1) of a CDMA receiving method according to the present invention.
  • FIG. 5B is an explanatory diagram (part 2) of the CDMA receiving method according to the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a first configuration example of a correlation calculation unit shown in FIG.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a second configuration example of the correlation calculation unit shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram (part 1) illustrating the difference between the despread timing and the optimum path timing in the CDMA receiver shown in FIG.
  • FIG. 10 is a graph of simulation results showing that the reception quality of the CDMA receiver shown in FIG. 6 has improved.
  • FIG. 11A is an explanatory diagram (part 3) of the CDMA receiving method according to the present invention.
  • FIG. 11B is an explanatory diagram (part 4) of the CDMA receiving method according to the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram (part 1) showing a difference between despreading timing and optimum path timing in the CDMA receiver shown in FIG.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the basic configuration of the CDMA receiver according to the present invention
  • Fig. 4 is a flowchart for explaining the CDMA receiving method according to the present invention
  • Figs. 5A and 5B show the CDMA receiving method according to the present invention. It is explanatory drawing.
  • the CDMA receiver 1 may be a correlation value (or correlation power value) between a received data sequence that is a digital data sequence of a received signal and a reference code sequence corresponding to the spread code sequence. ) And the path timing that is the sample timing at which the correlation value reaches a peak is determined as the despreading timing of the despreading process, and the path timing specified by the path search unit 20 is received.
  • a despreading circuit 31 that performs a despreading process by multiplying the received code string by a despread code string for demodulation.
  • the received data may be a data string having a sampling period obtained by digitally converting the received signal in the preceding stage, or may be a data string having a sampling period after oversampling it.
  • the received signal used for the path search may be a CPICH (common pilot) signal, for example.
  • the path search unit 20 outputs the correlation value (path timing correlation value) at the path timing output to the despreading circuit 31 and the correlation value (adjacent timing correlation value) at the adjacent timing adjacent to this path timing. Is output to the interpolation adjustment unit 40 (steps S1 and S2 in FIG. 4).
  • the adjacent timing adjacent to the path timing is, for example, if the no timing is the nth sample, the timing that is one sample prior to the n ⁇ first timing and / or one sample The later timing may be the (n + 1) th timing.
  • the correlation value (and correlation power value) at the timing adjacent to the nose timing is obtained by multiplying the sample of the received data string and the reference code string by each other when calculating the correlation value at the nose timing.
  • This combination may be the correlation value (and correlation power value) calculated by multiplying the samples shifted by one sample before and Z or after.
  • the interpolation adjustment unit 40 calculates the difference between the path timing correlation value input from the path search unit 20 and the adjacent timing correlation value (step S3 in FIG. 4). At this time, as shown in FIG. 5A, if the nose timing correlation value is sufficiently large and the difference from the adjacent timing is large, the path timing detected by the path search unit 20 is expected to be sufficiently close to the actual path timing. On the other hand, as shown in FIG. 5B, since the path timing correlation value is small, if the difference from the adjacent timing is small, it is estimated that the actual path timing exists between the sample timings.
  • the CDMA receiver 1 includes an interpolation unit 60 that generates an interpolated received data sequence that is a data sequence of interpolation values between sample timings of the received data sequence.
  • an interpolation unit 60 can be realized by a digital filter (interpolation filter).
  • the interpolation adjustment unit 40 inversely expands the deviation between the original received data sequence and the interpolated received data sequence obtained by interpolating the received received data sequence according to the comparison result between the path timing correlation value and the adjacent timing correlation value. Select whether to perform spreading processing, switch these data strings, and output them to the despreading unit 31 (Fig. 4). Step S4).
  • the interpolation adjustment unit 40 determines that the difference or ratio (path timing correlation value Z adjacent timing correlation value) between the nose timing correlation value and the adjacent timing correlation value is a predetermined threshold value. In the above case, it is determined that interpolation is not necessary, and the original received data string is output to the despreading unit 31. On the contrary, when the difference or ratio is less than the predetermined threshold, it is determined that the actual path timing exists between the sample timings, and the interpolated reception data string output by the interpolation unit 60 is output to the despreading unit 31.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of the CDMA receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the conventional CDMA receiver shown in Fig. 1 are denoted by the same reference numerals. Explanation of similar functions is omitted.
  • the correlation calculation unit 22 in the present embodiment also calculates the correlation value at the previous timing.
  • the correlation value at the next timing is also calculated.
  • the power calculator 23 also counts the correlation power value at each sample timing, and combines the correlation power value at the previous timing with the correlation power value at the next timing. To calculate.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a first configuration example of the correlation calculation unit 22 shown in FIG.
  • the correlation calculation unit 22 is provided with a delay element D1 that delays the received data string by one sample timing, and a delay element D2 that further delays the delayed received data string by one sample timing.
  • matched filters MF1 to MF3 are provided for calculating correlation values with the same reference code sequence for the original received data sequence, the received data sequence delayed by one sample timing, and the received data sequence delayed by 2 sample timings. May be configured.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a second configuration example of the correlation calculation unit shown in FIG. A delay element D1 for delaying the output of the adder A of the matched filter similar to the matched filter in FIG. 2 by one sample timing and a delay element D2 for further delaying the delayed output by one sample timing are provided.
  • the adder A outputs a correlation value when the timing between the reference code string and the received data string is sequentially shifted by one sampling period, so that the delay element D1 and D2 can obtain a correlation value at a certain timing. Thus, it is possible to simultaneously output the correlation value at the timing one sample before this timing and the correlation value at the timing one sample later.
  • the timing determination unit 24 passes the timing at which the correlation power value at the timing becomes a peak value greater than a predetermined threshold among the correlation power value at the timing and the correlation power value at the preceding and following timings.
  • the correlation power value at that timing is defined as the path timing correlation power value
  • the correlation power values at the previous and subsequent timings are defined as the previous timing correlation power value and the subsequent timing correlation power value, respectively.
  • these pre-timing correlation power values and post-timing correlation power values may be collectively referred to as “adjacent timing correlation power values”.
  • the timing determination unit 24 outputs the path timing to the despreading units of the fingers 30a to 30d, and also outputs the path timing correlation power value, the previous timing correlation power value, and the subsequent timing.
  • the correlation power value is output to the complementary adjustment unit 40.
  • the complementary adjustment unit 40 interpolates signal values at adjacent sample timings in the received data string, and interpolates values at intermediate times of the respective sample timings, that is, each sample timing force is 0.
  • a pre-interpolation unit 62 and a post-interpolation unit 63 for calculating an interpolation value at a time shifted by 5 samples are provided.
  • the front interpolation unit 62 is provided to calculate an interpolation reception data sequence advanced by 0.5 samples with respect to the reception data sequence, and the rear interpolation unit 62 performs interpolation reception delayed by 0.5 samples with respect to the reception data sequence. It is set up to calculate the data string.
  • Each interpolation unit 62 and 63 may use a digital filter such as a known interpolation filter. At this time, if the number of oversamples in the received data string is sufficiently large, the number of taps of the digital filter may be small. For example, using a 2-tap digital filter, the received data at the previous and subsequent timings may be averaged and interpolated at the time between them.
  • a digital filter such as a known interpolation filter.
  • the complementary adjustment unit 40 compares the path timing correlation power value with the previous timing correlation power value and the subsequent timing correlation power value. Based on the comparison result, the selector 61 is controlled so that the original received data string, the interpolated received data string advanced by 0.5 samples compared to the original received data string, and the interpolated received data delayed by 0.5 samples are compared. Select any of the columns, switch these data columns, and output to fingers 30a-30d.
  • the complementary adjustment unit 40 determines the difference between the previous timing correlation power value, which is one of the previous timing and the subsequent timing correlation power value, and the path timing correlation power value, or the ratio ( When the path timing correlation power value Z (pre-timing correlation power value) becomes smaller than the predetermined threshold value Thl, the interpolated reception data sequence advanced by 0.5 samples is output to the fingers 30a to 30d via the previous interpolation unit 62. Yo! /
  • the difference between the post-timing correlation power value, which is the other of the pre-timing and post-timing correlation power values, and the path timing correlation power value, or a ratio thereof path timing correlation power value Z timing after When the correlation power value becomes smaller than the predetermined threshold value Thl, the interpolated received data sequence delayed by 0.5 samples is output to the fingers 30a to 30d via the post-interpolator 63! /.
  • the threshold value Thl is determined in advance by experiments, simulations, or theoretical values.
  • the interpolated received data sequence shifted by 0.5 samples is the optimum path timing corresponding to the time when the received signal was actually received and the discrete path timing and force determined by the timing determination unit 24, either before or after.
  • the direction is shifted by 0.25-0.5 samples, the correlation with the reference code is higher than that of the original received data string, and the path timing shift is less than 0.25 samples.
  • the correlation between the original received data string and the reference code is higher.
  • the threshold Thl to be compared with the difference between the adjacent timing correlation power value and the path timing correlation power value is determined in the comparison between the path timing correlation power value and the adjacent timing correlation power value.
  • a correlation value is calculated by de-spreading the despreading timing by 0.25 samples from the optimal path timing (that is, the timing when the correlation value is maximized) in advance, and the difference between this and the maximum correlation value is It is determined as the threshold value Th1.
  • the threshold value Thl to be compared with the ratio of the adjacent timing correlation power value and the path timing correlation power value is determined, the correlation value obtained by shifting the despreading timing by 0.25 samples from the optimal nose timing power. And the ratio of this to the maximum correlation value is determined as the threshold value Thl.
  • the horizontal axis shows the timing difference between the nose timing determined by the timing determination unit 24 and the optimal timing
  • the vertical axis shows the timing when the despreading unit 31 despreads the input data sequence and the optimal timing. The timing difference with the path timing is shown.
  • the optimal path timing and the path timing determined by the timing determination unit 24 and the force are excluded except when 0 to 0.25 samples are shifted in the forward direction and 0 to 0.25 samples are shifted in the backward direction.
  • the amount of deviation is between 0.25 and 0.75 samples
  • the difference between the despreading timing and the optimal nose timing is obtained by inputting the interpolated received data string to the despreading unit 31. 0. Less than 25 samples, reduced compared to no interpolation.
  • the despreading unit selects the! / Between the original received data sequence, the interpolated received data sequence advanced by 0.5 samples, and the interpolated received data sequence delayed by 0.5 samples.
  • the switching control to input to 31 may be performed only for the correlation power value in the path timing for the maximum path, that is, the path with the strongest reception strength, and the adjacent timing correlation power value. This makes it possible to reduce the circuit configuration.
  • the data string selected in this way may be input to all of the fingers 30a to 30d that perform despreading for each path of the detected multipath.
  • the complemented timing may be far from the actual path timing force.
  • the data sequence selected only for the finger that performs despreading for the maximum path may be used, and for other nodes, despreading may be performed on the original received data sequence.
  • FIG. 10 is a simulation result graph showing that the reception quality of the CDMA receiver shown in FIG. 6 is improved.
  • the amount of deviation between the interpolated received data sequence created by the pre-interpolator 62 and the post-interpolator 63 and the original received data sequence is not limited to 0.5 sample time, but other sample times smaller than 1 sample time (Eg, 0.4 sample time).
  • the pre-interpolation unit 62 and the post-interpolation unit 63 perform 0.5 sample time and 0.25 sample time from the original received data sequence according to the comparison result between the path timing correlation power value and the adjacent timing correlation power value. It may be configured to generate an interpolated reception data sequence that is shifted stepwise by multiple times.
  • the threshold value to be compared with the difference or ratio between the adjacent timing correlation power value and the path timing correlation power value is also A plurality may be set step by step. Then, the pre-interpolation unit 62 and the post-interpolation unit 63 have a difference or ratio between the adjacent timing correlation power value and the path timing correlation power value exceeding any of the threshold values set in stages. Accordingly, the interpolated reception data sequence may be generated by shifting the timing step by step.
  • a plurality of threshold values used when the complementary adjustment unit 40 compares between the path timing correlation power value and the adjacent timing correlation power value are also set in two stages of threshold values Th2 and Th3.
  • Such thresholds Th2 and Th3 are obtained by, for example, experimenting with the correlation value obtained by shifting the despreading timing by 0.125 and 0.375 samples, respectively, and the maximum correlation value as described above. To determine these differences and ratios.
  • the difference ⁇ C between the path timing correlation power value and the adjacent timing correlation power value is the optimum path timing force despreading timing, respectively. . Shifting by 0.125 sample time is greater than shifting by 375 sample time. Therefore, the magnitude relation between the thresholds Th2 and Th3 is Th2 ⁇ Th3.
  • the complementary adjustment unit 40 determines that the difference between the adjacent timing correlation power value and the path timing correlation power value or the ratio thereof (path timing correlation power value Z adjacent timing correlation power value) is equal to or less than the predetermined threshold Th2. Then, output the interpolated received data string shifted forward or backward by 0.5 samples to the fingers 30a to 30d via the front interpolation unit 62 and the rear interpolation unit 63! /.
  • the complementary adjustment unit 40 performs the pre-interpolation unit 62 and the post-interpolation Output the interpolated received data sequence shifted by 0.25 samples forward or backward via unit 63 to fingers 30a-30d! / ,.
  • the original received data sequence may be output to the fingers 30a to 30d.
  • the optimum path timing and the path timing and force determined by the timing determination unit 24 are 0.125-0.375 samples when they are shifted by 375 samples.
  • the despreading is applied to the interpolated received data sequence that is shifted by a certain amount, and the despreading is applied to the interpolated received data sequence that is shifted by 0.5 samples when it is shifted by 0.375 to 0.5 samples. This will be described with reference to FIG.
  • the horizontal axis indicates the timing difference between the nose timing determined by the timing determination unit 24 and the optimal nose timing
  • the vertical axis indicates the timing at which the despreading unit 31 despreads the input data sequence. And the timing difference between the optimum path timing.
  • the two stages (0.25 and 0.5 samples) of deviation received data By using a column, the difference between the despread timing and the optimal nose timing can be reduced to 0.125 samples or less, and the despread timing can be made closer to the optimal nose timing. It becomes.
  • the number of steps of the threshold value and the amount of shift of the interpolated received data string is not limited to two, and can be further increased. By increasing the number of stages, it is possible to further improve the despread timing correction accuracy.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • the data sequence subjected to despreading processing using the correlation power values before and after the path search detection timing is converted into the original received data. Switch between column and interpolated received data sequence. Therefore, the same interpolating / adjusting unit 40 as in FIG. 6 is provided for each of all the finger units 30a to 30d. Then, according to the determination result by the interpolation adjustment unit 40, the data sequence to be despread is switched between the original received data sequence and the interpolated received data sequence before and after that for each path.
  • each interpolation adjustment unit 40 receives the path timing correlation power value, the previous timing correlation power value, and the subsequent timing correlation power value from the timing determination unit 24 in the same manner as the interpolation adjustment unit 40 described above with reference to FIG.
  • the circuit scale of this embodiment is larger than that of the embodiment of FIG. 6, but the characteristic improvement amount is large.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • the original received data sequence and the preceding and subsequent interpolated received data sequence force are also fed back to the path search unit 20 as the data sequence selected by the selector 61.
  • the path timing can be detected by using the data sequence interpolated by this configuration, and the effect of facilitating the detection of the correlation value peak between the reference code sequence can be expected.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
  • an interpolated reception data string is generated from the reception data string using the digital filter 42 that filters the reception data string.
  • the data string output from the digital filter 42 to the fingers 30a to 30d is either the original received data string or the interpolated received data string whose timing is shifted before and after. Choose from. Therefore, the CDMA receiver 1 includes a tap coefficient changing unit 41 that changes the tap coefficient according to the determination result by the interpolation adjusting unit 40.
  • the method of changing the timing by changing the tap coefficient of the digital filter is already known.
  • the CDMA receiver 1 may implement a band limiting filter in advance in order to limit the reception band. In this case, the band limiting filter that has been implemented in advance may be used as the digital filter 42 of this configuration. Thus, the present invention can be easily realized.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a schematic configuration of a CDMA receiver according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the interpolation is performed only by the front interpolation unit 62, but when the process of shifting backward is performed, the front interpolation unit 62
  • the received data string input to the despreading unit 31 is shifted forward by a predetermined time less than one sample time, and the despreading timing is delayed by one sample from the timing set by the path search unit 20.
  • the CDMA receiver 1 includes a path timing correction unit 43 that changes the path timing input to the despreading unit 31 according to the determination result by the interpolation adjustment unit 40.
  • the despreading timing by the despreading unit 31 is the same as that for one path timing detected by the path search unit 20. There is a possibility that it will fluctuate by 1 sample in total of 5 samples and 0.5 samples after.
  • the despread timing correction width by the interpolation unit is reduced to 0.5 samples, different sample timings can be input to the despread unit 31 for the same path timing.
  • the complexity is reduced when processing related to timing is performed.
  • the post-interpolation unit 63 can be omitted, which is advantageous in terms of circuit scale.
  • a post-interpolation unit for shifting by 0.5 samples is provided, and when the process of shifting by 0.5 samples is performed, the post-interpolation unit inputs to the despreading unit 31. Shift the received data string 0.5 samples later, and use the path timing correction unit 43 to advance the despreading timing one sample earlier than the timing set by the nossearch unit 20.
  • the pre-interpolation unit 62 and the post-interpolation unit 63 perform the shift amount from the received data string as described with reference to Figs. You can also generate an interpolated received data sequence that changes step by step! / ,.
  • the present invention can be applied to a CDMA receiving apparatus and a CDMA receiving method that use a CDMA communication system such as a direct spreading code division multiple access system.
  • the present invention can be suitably implemented in a technique for optimizing the despreading timing for performing the despreading process on the received data string in such a CDMA receiving apparatus and CDMA receiving method.

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Abstract

　ＣＤＭＡ受信装置１は、受信データ列を入力して受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともにパスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチ部２０と、補間調整部４０と、パスタイミングにより補間調整部４０の出力を逆拡散する逆拡散部３０と、を備え、補間調整部４０は、受信データ列より１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分時間をずらした補間受信データ列を生成する補間部６０を有し、パスタイミングにおける相関値と隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、受信データ列または補間受信データ列のいずれかを切り替えて出力する。

Description

CDMA受信装置及び CDMA受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、送信データ列を拡散符号列で拡散した信号を受信し、その受信信号を 所定のサンプル速度の受信データ列でディジタル信号に変換した後に、拡散符号列 と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施し、受信信号を復調する CDM A通信方式における CDMA受信装置及び CDMA受信方法に関する。特に本発明 は、 CDMA受信装置及び CDMA受信方法にお ヽて受信データ列に逆拡散処理を 行う逆拡散タイミングを最適化するための技術に関する。
背景技術
[0002] 近年、移動体通信において、所定の周波数帯域における受信電界強度が落ち込 んでも、その他の帯域から情報を復元できる直接拡散符号分割多元接続 (DS— CD MA: Direct Sequence Code Division Multiple Access)技術が採用されている。 図 1は、下記特許文献 1に示された従来の CDMA受信部の概略構成図を示すブ ロック図である。
無線部 12は、アンテナ 11により受信した無線周波数の高周波信号を中間周波数 のベースバンド信号へと周波数変換する。直交検波部 13はベースバンド信号を直交 検波し、同相成分 (Iチャネル成分)データと直交成分 (Qチャネル成分)データを出 力する。ローパスフィルタ (LPF) 14は直交検波部 13の出力信号の帯域を制限し、 A D変換部 (ADC) 15は、 Iチャネル成分信号及び Qチャネル成分信号をそれぞれ所 定のサンプリング周波数、例えばチップレートでサンプリングして、ディジタル形式の 受信データ列に変換する。この受信データ列は必要に応じてオーバサンプリングさ れた後に、ノ スサーチ部 20及び各フィンガー 30a〜30dへ入力する。
なお、以下の説明において、特に説明を行わずに「サンプリング速度」、「サンプリン グ周波数」及び「サンプリング周期」の用語を使用した場合には、パスサーチ部 20へ 入力される受信データ列のサンプリング速度、及びサンプリング周波数及びサンプリ ング周期を示す。 [0003] パスサーチ部 20は、当該受信装置 1に割り当てられた拡散符号を参照符号列とし て発生する参照符号列発生器 21と、入力した受信データ列と参照符号列との所定タ イミングの相関値の演算を行う相関演算部 22と、相関電力値又は相関値の絶対値を 算出する電力演算部 23と、マルチパスの各ノ スそれぞれについてパスタイミングを 決定するタイミング決定部 24とを備えて構成される。このパスタイミングは、各フィンガ 一 30a〜30dにおける後述の逆拡散部 31が、受信データ列の逆拡散処理のために 受信データ列に逆拡散符号を乗ずるべき逆拡散タイミングを決定するために使用さ れる。
[0004] Iチャネル成分の参照符号列を In (n= l, 2, ···)とし、 Qチャネル成分の参照符号 列を Qnとし、 AD変換部 15から出力される Iチャネル成分の受信データ列を a (tn)と し、 AD変換部 15から出力される Qチャネル成分の受信データ列を b (tn)とすれば、 相関演算部 22は次式（1)により相関値をサンプリング周期ごとに演算する。
[0005] [数 1]
∑n {a (tn) - l n + j b (tn) - Qn} (n = 1, 2, -) (1 )
[0006] また電力演算部 23は、次式 (2)により相関電力値をサンプリング周期ごとに演算す る。
[0007] [数 2]
∑„ { [a (tn) - I n] 2 + [b itn) - Qn] 2 } (n= 1, 2,■' -) (2)
[0008] 相関演算部 22は、図 2に示すマッチドフィルタ MFで構成することが可能である。マ ツチドフィルタ MFにおいて、シフトレジスタ SFR(SO〜Sn)が AD変換部より出力す る受信データ列をサンプリング周波数で順次シフトする一方で、参照符号レジスタ R SF (CO〜Cn)は参照符号を保持する。
乗算器（MO〜Mn)は、シフトレジスタ SFR(SO〜Sn)に順次シフトされる受信デー タ列と参照符号レジスタ RSF (CO〜Cn)に保持される参照符号列の対応データを乗 算し、加算器 Aは各乗算器 MO〜Mnの出力を加算して出力する。 このマッチドフィルタ MFによれば、 1サンプリング周期で所定タイミングにおける受 信データ列と参照符号列との間の相関値を演算でき、 1サンプリング周期後の次のタ イミングで 1サンプリング周期だけ位相をずらした受信データ列と参照符号列との間 の相関値を演算できる。以下同様にして、送信データの 1ビット期間において順次 1 サンプリング周期ずつずらした場合の全相関値を演算する。このマッチドフィルタ MF によれば、受信データ列と参照符号列の位相が一致した時点にお!、て相関値が大 きくなる。
[0009] パスサーチ 20にマルチパスの直接拡散信号 (DS信号）が入力すると各パスの遅延 時間 (位相遅れ）に応じたタイミングで相関値が各々大きくなり、これらのタイミングに おいて各パスの受信電界強度に応じたピーク値を有する相関電力値力 S、電力演算 部 23からタイミング決定部 24へと出力される。
相関電力値を入力したタイミング決定部 24は、所定の閾値より大きなピーク値を検 出して、マルチパスのそれぞれのパスについて、受信データ列に逆拡散符号列を乗 ずるべき逆拡散タイミングを決定して、対応するフィンガー 30a〜30dに出力する。
[0010] 各パスに対応するフィンガー 30a〜30dは同一構成になっている。
逆拡散回路 31は、 AD変換部 15から入力した受信コード列に対して、受信復調用 の逆拡散符号列を、パスサーチ部 20から指示されたノ スタイミングで乗算することに よって逆拡散処理を行う。また、同期検波部 32はチャネル推定を行うことにより検波 信号力もフ ージングの影響を取り除く。各フィンガー 30a〜30dに検波された信号 は、レイク部 16によりレイク合成される。
[0011] 特許文献 1：特開 2003 - 198427号公報
特許文献 2：特開 2000 - 244367号公報
特許文献 3：特許第 3322246公報
特許文献 4：特許第 3443113公報
発明の開示
[0012] 上述の通り、パスサーチ部 20では逆拡散を行うパスタイミングを検出する。ここで、 パスサーチ部 20により検出される各タイミングは、受信データ列のサンプリング時刻 に対応する離散的な時刻であり、到来した受信信号本来パスタイミングに対してタイ ミング誤差を有する。このタイミング誤差の大きさは、最大でサンプリング周期の半分 となる。
[0013] 通常の環境、すなわち他のセルからの電波の干渉やマルチパス干渉などがある環 境では、このタイミング誤差による劣化量はそれほど大きくないが、受信品質が良く速 いデータ転送速度が実現できる環境下では、このタイミング誤差が目立つことになる 例えば、 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access:高速ダウンリンクパケットァ クセス)規格における受信品質測定 (SIR測定)において使用される受信品質の良否 を示す CQI値が、最も高い受信品質を示す 30程度の環境下で、 AD変換部 15がチ ップレートの 4倍でオーバサンプリングしてアナログディジタル変換を行った場合を想 定すると、パスサーチ部 20で検出したノ スタイミングが本来のパスタイミングと一致し たときと半サンプリング周期ずれた場合とで 5dB以上の違いが生じる。
[0014] ノ スサーチ部 20が検出するノ スタイミングと、本来のパスタイミングとの間のタイミン グ誤差をできるだけ小さくする方法として、受信データ列をオーバサンプリングする倍 率を増大する方法が考えられる。しかしながら、サンプリング速度の増大は回路規模 の増大を伴 、製品デザインに対する影響が大き 、ため、現在の W— CDMAシステ ムでは、チップレートの 4倍が限度と考えられている。
またタイミング誤差をできるだけ小さくするために、遅延ロックループ (DLL:Delayed 1 ocked loop)を用いて、パスサーチ部 20によるパスタイミングをアナログ的に追従させ る方式も考え得るがシステムが複雑になる。さらに AD変換部 15のサンプルレートを 増大するという手法も考えられるが、コストや消費電力が大きく増加する。
[0015] 上記問題に鑑み本発明は、簡易な構成を用いて、パスサーチ部 20が検出する離 散的なノ スタイミングと、実際の受信時刻に応じて定まる最適なノ スタイミングとの間 のタイミング誤差を低減することを目的とする。
[0016] 本願発明者らは、最適なパスタイミングが離散的なサンプルタイミングとサンプルタ イミングの間にある場合には、受信データ列と参照符号列との間の相関値が最も大き いパスタイミングにおける相関値と、このパスタイミングに隣接するサンプルタイミング における相関値と、の間の差が小さくなり、最適なパスタイミングがサンプルタイミング に近い場合には、これらの相関値間の差が大きくなる事実に着目した。
[0017] このため、本発明ではパスタイミングにおける相関値にカ卩えて、その隣接するサン プルタイミングにおける相関値を算出し、これらの相関値間の比較結果に基づいて 最適なノ スタイミングがサンプルタイミング間にある力否かを判断し、サンプルタイミン グ間にある場合には、受信データ列の補間値のデータ列に対して逆拡散処理を行う こととした。
[0018] すなわち、本発明の第 1形態に係る CDMA受信装置は、拡散符号列と同一の符 号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調する CDM A受信装置であって、受信データ列を入力して受信データ列と参照符号列の相関値 がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともにこのパスタイ ミングに隣接したサンプルタイミングにおける相関値を隣接タイミング相関値として出 力するパスサーチ部と、補間調整部と、上記パスタイミングで補間調整部の出力を逆 拡散する逆拡散部と、を備える。そしてこの補間調整部に、受信データ列より 1サンプ ル時間未満の時間である所定サンプル時間分時間をずらした補間受信データ列を 生成する補間部を設け、補間調整部は、パスタイミングにおける相関値と隣接タイミ ング相関値との比較結果に基づき、受信データ列または補間受信データ列のいずれ かを切り替えて出力する。
[0019] また、本発明の第 2形態に係る CDMA受信方法は、拡散符号列と同一の符号列を 用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調する CDMA受信 方法であって、受信データ列を入力して受信データ列と参照符号列の相関値がピー クとなるサンプルタイミングであるノ スタイミングを出力するとともにこのノ スタイミング に隣接したサンプルタイミングにおける相関値を隣接タイミング相関値として出力する パスサーチステップと、受信データ列より 1サンプル時間未満の時間である所定サン プル時間分時間をずらした補間受信データ列を生成し上記パスタイミングにおける 相関値と隣接タイミング相関値との比較結果に基づき受信データ列または補間受信 データ列の 1、ずれかを切り替えて出力する補間調整ステップと、補間調整ステップに より切り替えて出力されたデータ列を上記パスタイミングにより逆拡散する逆拡散ステ ップと、を有する。 [0020] 上記の受信データ列と補間受信データ列との間の切り替え制御は、パスサーチの 際に検出したマルチパスに対応する複数のパスタイミングについてそれぞれ行っても よぐこれらパスタイミングのうち、少なくともパスタイミング相関値が最大となるパスタイ ミングにつ 、て行ってもよ 、。
なお、補間受信データ列及び元の受信データ列のうち逆拡散処理を施すべきデー タ列として選択されたデータ列を、受信データ列としてフィードバックして、参照符号 列との間の相関値を算出してパスタイミングを決定してもよい。
または、補間受信データ列及び元の受信データ列のうち逆拡散処理を施すべきデ ータ列として選択されたデータ列は逆拡散に用いて、パスタイミング決定は元のデー タ列に基づ 、て行ってもよ 、。
[0021] 補間受信データ列は、ディジタルフィルタを用いて受信データ列の各値の間の補 間値を算出して生成することができる。このときディジタルフィルタのタップ係数を変 更することにより、ディジタルフィルタ力 の出力データ列を補間受信データ列及び 受信データ列のうち何れかを切り替えて逆拡散を施してもよい。
[0022] 受信データ列をずらして補間受信データ列を生成した方向と反対の方向に、パスタ イミングをずらして逆拡散部に出力することとしてもよい。このようにパスタイミングをず らすことにより、補間受信データ列を生成した方向と反対方向に 1サンプル時間未満 の時間分だけずらしたタイミングで、受信データ列に逆拡散処理を行うことが可能と なる。
[0023] 本発明によって、簡易な構成を用いて、パスサーチ部 20が検出する離散的なパス タイミングと、実際の受信時刻に応じて定まる最適なノ スタイミングとの間のタイミング 誤差が低減される。これによつて精度の高いタイミングで、受信データ列に逆拡散符 号列を乗ずることが可能となる。
図面の簡単な説明
[0024] [図 1]従来の CDMA受信部の概略構成を示すブロック図である。
[図 2]図 1に示す相関演算部を構成するマッチドフィルタ MFの構成例を示す図であ る。
[図 3]本発明による CDMA受信装置の基本構成を示すブロック図である。 [図 4]本発明による CDMA受信方法を説明するフローチャートである。
[図 5A]本発明による CDMA受信方法の説明図（その 1)である。
[図 5B]本発明による CDMA受信方法の説明図（その 2)である。
[図 6]本発明の第 1実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック図であ る。
[図 7]図 6に示す相関演算部の第 1構成例を示すブロック図である。
[図 8]図 6に示す相関演算部の第 2構成例を示すブロック図である。
[図 9]図 6に示す CDMA受信装置における逆拡散タイミングと最適パスタイミングとの 差を示す図（その 1)である。
[図 10]図 6に示す CDMA受信装置の受信品質が向上したことを示すシミュレーショ ン結果のグラフである。
[図 11A]本発明による CDMA受信方法の説明図（その 3)である。
[図 11B]本発明による CDMA受信方法の説明図（その 4)である。
[図 12]図 6に示す CDMA受信装置における逆拡散タイミングと最適パスタイミングと の差を示す図（その 1)である。
[図 13]本発明の第 2実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック図で ある。
[図 14]本発明の第 3実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック図で ある。
[図 15]本発明の第 4実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック図で ある。
[図 16]本発明の第 5実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック図で ある。
符号の説明
1 CDMA受信装置
15 ディジタルアナログ変換部
20 パスサーチ部
31 逆拡散部 40 補間調整部
60 補間部
発明を実施するための最良の形態
[0026] 以下、本発明の好適な実施例を説明する前に、本発明の基本原理を説明する。図 3は本発明による CDMA受信装置の基本構成を示すブロック図であり、図 4は本発 明による CDMA受信方法を説明するフローチャートであり、図 5A及び図 5Bは本発 明による CDMA受信方法の説明図である。
図 3に示すように CDMA受信装置 1は、受信信号のディジタルデータ列である受信 データ列と前記拡散符号列に対応する参照符号列との間の相関値 (又は相関電力 値でもよい。以下同様)を算出してその相関値がピークとなるサンプルタイミングであ るパスタイミングを、前記逆拡散処理の逆拡散タイミングとして決定するパスサーチ部 20と、パスサーチ部 20から指示されたパスタイミングで受信復調用の逆拡散符号列 を受信コード列に対して乗算することによって逆拡散処理を行う逆拡散回路 31と、を 備える。
ここで受信データは、前段で受信信号をディジタルアナログ変換したままのサンプリ ング周期のデータ列でもよぐまたそれをオーバサンプリングして、オーバサンプリン グした後のサンプリング周期を有するデータ列でもよ 、。またパスサーチに使用する 受信信号は、例えば従来どおり CPICH (共通パイロット)信号としてよい。
[0027] ここで、パスサーチ部 20は、逆拡散回路 31へ出力したパスタイミングにおける相関 値 (パスタイミング相関値）と、このパスタイミングに隣接する隣接タイミングにおける相 関値（隣接タイミング相関値)を補間調整部 40へ出力する（図 4のステップ S1、S2)。 ここでパスタイミングに隣接する隣接タイミングとは、例えば、ノ スタイミングが n番目の サンプルであった場合には、その 1サンプル前のタイミングである n— 1番目のタイミン グ、及び/又は 1サンプル後のタイミングである n+ 1番目のタイミングとしてよい。
[0028] また、このノ スタイミングに隣接するタイミングにおける相関値 (及び相関電力値）は 、ノ スタイミングにおける相関値の算出の際に乗算される受信データ列のサンプルと 参照符号列のサンプルとの組合せを、前及び Z又は後に 1サンプルずつずらしたサ ンプル同士を乗算して算出した、相関値 (及び相関電力値)としてよい。 例えば、受信データ列を {S(t)： t= 、 一 1、 0、 1、 2、 ···、 i一 1、 i、 ···}と順次続く サンプルの列とし、参照符号列を {CO、 Cl、 C2、 ."01— 1、 Cn}とすることとし、この とき次式 (3)にて算出される相関値 CL(O)が所定の閾値よりも大きなピークとなり、サ ンプル t = 0がパスタイミングであると決定するとする。
[0029] [数 3]
CL(0)=∑n {S(n) xCln)} (n=0, 1, 2, ,··) (3)
[0030] このとき、このパスタイミングに隣接する、 1つ前及び後のタイミングにおけるそれぞ れの相関値 CL(— 1)及び CL(1)は、次式 (4)及び次式（5)により算出される相関値 となる。
[0031] 画
CL (-1) =∑„ iS(n-1) XC(n)} (n=0, 1, 2, ··■) (4)
CL(1) =∑n {S(n + D xC(n) } (n = 0, 1, 2,■■■) (51
[0032] 補間調整部 40は、パスサーチ部 20から入力したパスタイミング相関値と、隣接タイ ミング相関値との差を算出する（図 4のステップ S3)。このとき図 5Aに示すように、ノ スタイミング相関値が十分に大きく隣接タイミングとの差が大きければ、パスサーチ部 20が検出したパスタイミングが実際のパスタイミングに十分近いことが予定される。 反対に、図 5Bに示すようにパスタイミング相関値が小さぐこのために隣接タイミン グとの差が小さければ、実際のパスタイミングはサンプルタイミング間に存在している と推測される。
[0033] そこで、 CDMA受信装置 1は、受信データ列の各サンプルタイミング間における補 間値のデータ列である補間受信データ列を生成する補間部 60を備える。このような 補間部 60は、ディジタルフィルタ (補間フィルタ）により実現可能である。そして、補間 調整部 40は、パスタイミング相関値と隣接タイミング相関値との間の比較結果に従つ て、元の受信データ列及びこれを補間した補間受信データ列の 、ずれに対して逆拡 散処理を施すかを選択し、これらデータ列を切り替えて逆拡散部 31へ出力する（図 4 のステップ S4)。
[0034] 図 3の構成では、例えば補間調整部 40は、ノ スタイミング相関値と隣接タイミング相 関値との間の差、または比 (パスタイミング相関値 Z隣接タイミング相関値)が所定閾 値以上となる場合には、補間が必要ないと判断し元の受信データ列を逆拡散部 31 へ出力する。反対に上記差又は比が所定閾値未満である場合には、実際のパスタイ ミングがサンプルタイミング間に存在すると判断して、補間部 60が出力する補間受信 データ列を逆拡散部 31へ出力する。
[0035] 逆拡散部 31に入力する補間受信データ列を、元の受信データ列に対して 1サンプ リング間隔未満だけ進めた補間受信データ列とするか遅らせた補間受信データ列と するかの選択、すなわちパスサーチ部 20が検出した元のパスタイミングとその 1つ前 の隣接タイミングとの間の補間値、及び元のノ スタイミングとその 1つ後の隣接タイミ ングとの後の補間値のいずれを、新たなノ スタイミングとするかの選択は、前後の隣 接タイミングにおける相関値のうちいずれの相関値がパスタイミングの相関値に近い かにより決定することとしてよ 、。
[0036] 上述した CDMA受信装置及び CDMA受信方法によって、実際のパスタイミングが 、受信信号をサンプリングしたサンプルタイミング間にある場合には、サンプルタイミン グ間を補完したデータ列に対して逆拡散を施すため、離散的なサンプルタイミングに おける受信信号のデータ列である受信データ列に逆拡散を施す場合に生じる、本来 のパスタイミングとのタイミング誤差を低減することが可能となる。
[0037] 以下、添付する添付する図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図 6は、本発明の第 1実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック図 である。図 1に示す従来の CDMA受信装置の各構成要素と同様の構成要素に対し て、同じ参照符号を付す。また同様の機能については説明を省略する。
本実施例における相関演算部 22では、それぞれ従来と各サンプルタイミングにお ける受信データ列と参照符号列との間の相関値を算出するのに加えて、その 1つ前 のタイミングにおける相関値と 1つ後のタイミングにおける相関値も併せて算出する。 電力演算部 23もまた各サンプルタイミングにおける相関電力値にカ卩えて、その 1つ前 のタイミングにおける相関電力値と 1つ後のタイミングにおける相関電力値も合わせ て算出する。
[0038] 図 7は、図 6に示す相関演算部 22の第 1構成例を示すブロック図である。相関演算 部 22には、受信データ列を 1サンプルタイミング遅らせる遅延素子 D1と、この遅れた 受信データ列をさらに 1サンプルタイミング遅らせる遅延素子 D2が設けられる。 そして、元の受信データ列、 1サンプルタイミング遅れた受信データ列、及び 2サン プルタイミング遅れた受信データ列に対して、同じ参照符号列との相関値を算出する マッチドフィルタ MF1〜MF3を備えて構成してよい。
このようにして、あるタイミングにおける相関値と、このタイミングより 1サンプル前のタ イミングにおける相関値と、 1サンプル後のタイミングにおける相関値を同時に算出す ることが可能となる。
[0039] 図 8は、図 6に示す相関演算部の第 2構成例を示すブロック図である。図 2のマッチ ドフィルタと同様のマッチドフィルタの加算器 Aの出力を 1サンプルタイミング遅らせる 遅延素子 D1と、この遅れた出力をさらに 1サンプルタイミング遅らせる遅延素子 D2が 設けられる。
加算器 Aからは、参照符号列と受信データ列との間のタイミングを順次 1サンプリン グ周期ずつずらした場合の相関値が出力されるので、遅延素子 D1及び D2によって 、あるタイミングにおける相関値と、このタイミングより 1サンプル前のタイミングにおけ る相関値と、 1サンプル後のタイミングにおける相関値を同時に出力することが可能と なる。
[0040] 図 6に戻り、タイミング決定部 24は、当該タイミングの相関電力値及び前後タイミン グにおける相関電力値のうち、当該タイミングの相関電力値が所定閾値よりも大きな ピーク値となるタイミングをパスタイミングとして決定し、そのときの当該タイミングの相 関電力値をパスタイミング相関電力値とし、前及び後のタイミングにおける相関電力 値を、それぞれ前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値とする。なお以 下の説明にお 、て、これら前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値を総 称して「隣接タイミング相関電力値」と記すことがある。
そしてタイミング決定部 24は、フィンガー 30a〜30dの逆拡散部にパスタイミングを 出力するとともに、パスタイミング相関電力値、前タイミング相関電力値及び後タイミン グ相関電力値を補完調整部 40へ出力する。
[0041] 補完調整部 40は、受信データ列中の隣接するそれぞれのサンプルタイミングにお ける信号値を補間して、各サンプルタイミングの中間の時刻における補間値、すなわ ち各サンプルタイミング力 0. 5サンプルずれた時刻における補間値を算出する前 補間部 62及び後補間部 63とを備える。ここで前補間部 62は受信データ列に対して 0. 5サンプル進んだ補間受信データ列を算出するために設けられ、後補間部 62は 受信データ列に対して 0. 5サンプル遅れた補間受信データ列を算出するために設 けられる。
各補間部 62及び 63には、既知の補間フィルタのようなディジタルフィルタを使用し てよい。このとき受信データ列のオーバサンプル数が充分大きければ、ディジタルフ ィルタのタップ数は小さくても良い。例えば 2タップのディジタルフィルタを用いて、前 後のタイミングの受信データを平均値をその間の時刻における補間としてもよい。
[0042] 補完調整部 40では、パスタイミング相関電力値と、前タイミング相関電力値及び後 タイミング相関電力値との間を比較する。その比較結果に基づ 、てセレクタ 61を制御 して、元の受信データ列、元の受信データ列と比べて 0. 5サンプル進めた補間受信 データ列、及び 0. 5サンプル遅らせた補間受信データ列のいずれを選択し、これら データ列を切り替えてフィンガー 30a〜30dへ出力する。
[0043] 例えば補完調整部 40は、前タイミング及び後タイミング相関電力値のいずれかのう ちの一方である前タイミング相関電力値と、パスタイミング相関電力値との間の差、ま たは、その比 (パスタイミング相関電力値 Z前タイミング相関電力値)が所定閾値 Thl よりも小さくなつたとき、前補間部 62を介して 0. 5サンプル進めた補間受信データ列 をフィンガー 30a〜30dへ出力することとしてよ!/、。
または、前タイミング及び後タイミング相関電力値のいずれかのうちの他方である後 タイミング相関電力値と、パスタイミング相関電力値との間の差、または、その比 (パス タイミング相関電力値 Z後タイミング相関電力値)が所定閾値 Thlよりも小さくなつた とき、後補間部 63を介して 0. 5サンプル遅らせた補間受信データ列をフィンガー 30 a〜30dへ出力することとしてよ!/、。
[0044] そして、前タイミング及び後タイミング相関電力値のいずれについても、ノ スタイミン グ相関電力値との間の差、またはその比 (パスタイミング相関電力値 Z前又は後タイ ミング相関電力値）が所定閾値 Thl以上であるとき、元の受信データ列をフィンガー
30a〜30dへ出力することとしてよ!/、。
[0045] 閾値 Thlは、実験、シミュレーションや理論値によって予め定めておく。ここで 0. 5 サンプルだけずらした補間受信データ列は、受信信号を実際に受信した時刻に対応 する最適なパスタイミングとタイミング決定部 24が決定した離散的なパスタイミングと 力、前後いずれかの方向に 0. 25-0. 5サンプル分ずれているときに、元の受信デ ータ列よりも、参照符号との間の相関が高くなり、パスタイミングのずれが 0. 25サンプ ル分より小さい場合には、元の受信データ列の方が参照符号との間の相関は高い。
[0046] したがって、例えば、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との間 の比較の際に、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との差と比較さ れる閾値 Thlを定める場合には、予め実験等により逆拡散を行うタイミングを最適な パスタイミング (すなわち相関値が最大となるタイミング)から 0. 25サンプル分ずらせ た相関値を算出し、これと最大相関値との差を閾値 Th 1として決定する。
また、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との比と比較される閾 値 Thlを定める場合には、逆拡散を行うタイミングを最適ノ スタイミング力も 0. 25サ ンプル分ずらせた相関値を算出し、これと最大相関値との比を閾値 Thlとして決定 する。
[0047] このように閾値 Thlを決定することによって、最適パスタイミングとタイミング決定部 2 4が決定したパスタイミングとが、 0. 25〜0. 5サンプル分ずれているときに補間受信 データ列に逆拡散が施されることになる。この様子を図 9を参照して説明する。
図 9では、横軸にタイミング決定部 24が決定したノ スタイミングと最適なノ スタイミン グとのタイミング差を示し、縦軸に逆拡散部 31が入力データ列を逆拡散するタイミン グと最適なパスタイミングとのタイミング差を示している。
図示するように、最適なパスタイミングとタイミング決定部 24が決定したパスタイミン グと力 前方向に 0〜0. 25サンプル分及び後方向に 0〜0. 25サンプル分ずれた場 合を除いた、ずれ量が 0. 25〜0. 75サンプル分である場合に、逆拡散部 31に補間 受信データ列が入力されることにより、逆拡散タイミングと最適ノ スタイミングとの差が 0. 25サンプル分以下となり、補間なしの場合に比べて低減される。
[0048] このとき元の受信データ列と、 0. 5サンプル進めた補間受信データ列、及び 0. 5サ ンプル遅らせた補間受信データ列との間の!/、ずれを選択して逆拡散部 31に入力す るかの切替制御は、最大パス、すなわち受信強度が最も強いパスに関するパスタイミ ングにおける相関電力値と及びその隣接タイミング相関電力値だけについてのみ行 つてもよい。これにより回路構成を小さくすることが可能となる。
そして、このように選択されたデータ列を、検出されたマルチパスの各パスについて 逆拡散を行うフィンガー 30a〜30dの全てに入力してもよ 、。この場合には最大パス の以外のパスタイミングでは、補完されたタイミングが実際のパスタイミング力も遠くな る可能性もある。最大パスについて逆拡散を行うフィンガーにのみ選択されたデータ 列を用い、他のノ スについては元の受信データ列に対して逆拡散を行うこととしても よい。
[0049] 図 10は、図 6に示す CDMA受信装置の受信品質が向上したことを示すシミュレ一 シヨン結果のグラフである。本グラフは、 HSPDA方式における CQI用の SIR測定結 果であり、静的な 1つのノ スについて、 IorZloc = 30dBの受信状況において、受信 データ列を 4倍オーバーサンプルしたデータを用いて逆拡散した場合を想定して 、る 。図示するとおり、実際のパスタイミングがサンプルタイミング間にある場合における S IRが向上していることが分かる。
[0050] 前補間部 62及び後補間部 63が作成する補間受信データ列と元の受信データ列と のずれ量は、 0. 5サンプル時間に限らず 1サンプル時間よりも小さい他のサンプル時 間（例えば 0. 4サンプル時間）としてもよい。
また前補間部 62及び後補間部 63は、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相 関電力値との間の比較結果に応じて、元受信データ列から 0. 5サンプル時間及び 0 . 25サンプル時間といった複数の時間分だけ段階的にずらした補間受信データ列を 生成できるように構成してもよ 、。
[0051] このとき、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との間の比較の際 に、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との差や比と比較される閾 値もまた、段階的に複数設定してもよい。 そして前補間部 62及び後補間部 63は、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング 相関電力値との間で比較したこれらの間の差や比が、段階的に設定された各閾値の いずれを超えるかにしたがって、段階的にタイミングをずらして補間受信データ列を 生成することとしてよい。
[0052] 例えば前補間部 62及び後補間部 63が、元受信データ列力もタイミングを 0. 5サン プル時間及び 0. 25サンプル時間の 2段階にずらして補間受信データ列を生成する 場合を考える。このとき、補完調整部 40がパスタイミング相関電力値と隣接タイミング 相関電力値との間で比較する際に使用する閾値もまた、閾値 Th2及び Th3の 2段階 に複数設定する。
このような閾値 Th2及び Th3は、例えば、上記説明したように逆拡散を行うタイミン グを最適パスタイミング力 それぞれ 0. 125及び 0. 375サンプル分ずらせた相関値 と、最大相関値とを実験などにより導出して、これらの差や比を求めることにより決定 する。
[0053] このとき図 11A及び図 11Bに示すように、パスタイミング相関電力値と隣接タイミン グ相関電力値との差 Δ Cは、最適パスタイミング力 逆拡散を行うタイミングを力 そ れぞれ 0. 375サンプル時間だけずらせた場合よりも、 0. 125サンプル時間だけずら せた場合の方が大きい。したがって閾値 Th2及び Th3の大小関係は、 Th2<Th3と なる。
したがって補完調整部 40は、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力 値との間の差、または、その比 (パスタイミング相関電力値 Z隣接タイミング相関電力 値)が所定閾値 Th2以下となったとき、前補間部 62や後補間部 63を介して 0. 5サン プルだけ前方や後方にずらせた補間受信データ列をフィンガー 30a〜30dへ出力す ることとしてよ！/、。
[0054] また補完調整部 40は、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との 間の差、または、その比が所定閾値 Th2よりも大きく Th3以下のとき、前補間部 62や 後補間部 63を介して 0. 25サンプルだけ前方や後方にずらせた補間受信データ列 をフィンガー 30a〜30dへ出力することとしてよ!/、。
そして、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との間の差、または その比が所定閾値 Th3以上であるとき、元の受信データ列をフィンガー 30a〜30d へ出力することとしてよい。
[0055] このように閾値 Th2、 Th3を決定することによって、最適パスタイミングとタイミング決 定部 24が決定したパスタイミングと力 0. 125-0. 375サンプル分ずれているとき に 0. 25サンプルだけずれた補間受信データ列に逆拡散が施され、 0. 375〜0. 5 サンプル分ずれているときに 0. 5サンプルだけずれた補間受信データ列に逆拡散が 施されることになる。この様子を図 12を参照して説明する。
[0056] 図 12では、横軸にタイミング決定部 24が決定したノ スタイミングと最適なノ スタイミ ングとのタイミング差を示し、縦軸に逆拡散部 31が入力データ列を逆拡散するタイミ ングと最適なパスタイミングとのタイミング差を示している。
1段階 (0. 5サンプル)のずれ量の補間受信データ列だけを使用した場合 (図 9を 参照）と対比すると、 2段階 (0. 25及び 0. 5サンプル)のずれ量の補間受信データ列 を使用することによって、逆拡散タイミングと最適ノ スタイミングとの差を 0. 125サン プル分以下に低減することが可能になり、逆拡散タイミングを最適ノ スタイミングによ り近づけることが可能となる。
また、閾値及び補間受信データ列のずらし量の段階数は、 2段階に限られずさらに 増やすことが可能である。段階数を増やすことによって逆拡散タイミングの補正精度 をさらに上げることが可能となる。
[0057] 図 13は、本発明の第 2実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック 図である。本実施例では、パスサーチ部 20が検出したマルチパスすベてのパスタイミ ングについて、パスサーチ検出タイミングの前後の相関電力値を用いて、逆拡散処 理を施すデータ列を、元の受信データ列と補間受信データ列との間で切り替える。 このため全てのフィンガー部 30a〜30dのそれぞれに対して、図 6と同様の補間調 整部 40を設ける。そして補間調整部 40による判定結果に従って、各パスごとに、逆 拡散を施すデータ列を、元の受信データ列、その前後の補間受信データ列の間で 切り替える。
なお、図においてタイミング決定部 24から、各フィンガー部 30a〜30dにそれぞれ 設けられた補間調整部 40に至る信号線を省略して示して ヽるが、各補間調整部 40 は、図 6を参照して上記説明した補間調整部 40と同様に、タイミング決定部 24から、 パスタイミング相関電力値、前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値を 受信する。
本実施例は、図 6の実施例に比べて回路規模が大きくなるが、特性改善量は大き い。
[0058] 図 14は、本発明の第 3実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック 図である。本実施例では、補間調整部 40による判定結果に従って、元の受信データ 列及びその前後の補間受信データ列力もセレクタ 61により選択されたデータ列を、 パスサーチ部 20へフィードバック入力し、このデータ列を用いてパスサーチを行う。 本構成によって補間されたデータ列を用いてパスタイミングを検出することが可能と なり、参照符号列と間の相関値のピークを検出することを容易にする効果が期待でき る。
[0059] 図 15は、本発明の第 4実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック 図である。本実施例では、受信データ列を濾過するディジタルフィルタ 42を用いて、 受信データ列から補間受信データ列を生成する。そして、ディジタルフィルタ 42のタ ップ係数を変更することによって、ディジタルフィルタ 42からフィンガー 30a〜30dへ 出力するデータ列を、元の受信データ列、その前後にタイミングをずらせた補間受信 データ列のいずれかから選択する。このため CDMA受信装置 1は、補間調整部 40 による判定結果に従ってタップ係数を変更するタップ係数変更部 41を備える。デイジ タルフィルタのタップ係数を変えることにより、タイミングを変える手法自体は既知であ る。なお、 CDMA受信装置 1では、受信帯域を制限するために予め帯域制限フィル タを実装する場合があり、この場合には予め実装された帯域制限フィルタを、本構成 のディジタルフィルタ 42として使用することによって、簡易に本発明を実現することが できる。
[0060] 図 16は、本発明の第 5実施例による CDMA受信装置の概略構成を示すブロック 図である。
本構成では、逆拡散部 31への入力データ列を前方にずらす場合には前補間部 62 のみによる補間を行うが、後方にずらす処理を行う場合には、前補間部 62によって 逆拡散部 31へ入力する受信データ列を 1サンプル時間未満の所定時間だけ前方に ずらすとともに、逆拡散タイミングを、パスサーチ部 20が設定したタイミングよりも 1サ ンプル遅らせる。
このために、 CDMA受信装置 1は、補間調整部 40による判定結果に従って逆拡散 部 31へ入力するパスタイミングを変更するパスタイミング補正部 43を備える。
[0061] 図 6の構成では 2つの補間部 62及び 63があるために、逆拡散部 31による逆拡散タ イミングは、パスサーチ部 20によって検出された 1つのパスタイミングに対して、前 0. 5サンプル及び後 0. 5サンプルの計 1サンプル分だけ変動する可能性がある。
したがって、逆拡散タイミングがサンプルタイミング tlと t2の間の（tl +t2) Z2であ つた場合に、同じパスタイミングに対してパスサーチ部 20から異なるサンプルタイミン グ tl及び t2が入力されることが考えられるため、タイミングに係わる処理 (例えば受信 装置 1が同じパスを継続した信号を受信している力否力など判断処理)が複雑ィ匕する
[0062] 本実施例によれば、補間部による逆拡散タイミングの補正幅は 0. 5サンプルに低 減されるので、同じパスタイミングに対して異なるサンプルタイミングが逆拡散部 31に 入力される可能性がなくなるのでタイミングに係わる処理を行うとき複雑性が減る。ま た、後補間部 63を省略することができ回路規模面でも有利である。
なお、本実施例に代えて、 0. 5サンプル後ろにずらすための後補間部を備え、 0. 5サンプル前にずらす処理を行う場合には、後補間部によって逆拡散部 31へ入力す る受信データ列を 0. 5サンプル後にずらすとともに、パスタイミング補正部 43を用い て、逆拡散タイミングを、ノ スサーチ部 20が設定したタイミングよりも 1サンプル早めて ちょい。
[0063] また図 13〜図 16に示した各実施例においても、前補間部 62及び後補間部 63は、 図 11及び図 12を参照して説明したように、受信データ列からのずらし量を段階的に 変更した補間受信データ列を生成してもよ!/、。
[0064] 以上、説明のみを目的として選択した好適な実施例を参照しながら、本発明を説明 したが、当業者には本発明の趣旨および範囲カゝら逸脱することなぐこれら実施例の 様々な変形、省略、および逸脱を、行なうことが可能であることは明らかである。また、 クレームに使用される各用語は、明細書にて説明された実施例に記載された特定の 意味に限定されるものではない。
産業上の利用可能性
本発明は、直接拡散符号分割多元接続方式のような CDMA通信方式を利用する CDMA受信装置及び CDMA受信方法に利用可能である。特に本発明は、このよう な CDMA受信装置及び CDMA受信方法において受信データ列に逆拡散処理を 行う逆拡散タイミングを最適化するための技術に好適に履行可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受 信信号を復調する CDMA受信装置にお 、て、
受信データ列を入力し、前記受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなる サンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともに、前記パスタイミングに隣 接したサンプルタイミングにおける前記相関値を隣接タイミング相関値として出力する パスサーチ部と、
前記受信データ列より、 1サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分、時 間をずらした補間受信データ列を生成する補間部を有し、前記パスタイミングにおけ る相関値と前記隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、前記受信データ列ま たは前記補間受信データ列のいずれかを切り替えて出力する補間調整部と、 前記パスタイミングにより前記補間調整部の出力を逆拡散する逆拡散部と、 を備えることを特徴とする CDMA受信装置。
[2] 前記補間調整部が、前記受信データ列と前記補間受信データ列との間の切り替え 制御を、前記パスサーチ部がマルチパスについて検出した複数のパスタイミングにつ Vヽてそれぞれ行うことを特徴とする請求項 1に記載の CDMA受信装置。
[3] 前記補間調整部が、前記受信データ列と前記補間受信データ列との間の切り替え 制御を、前記パスサーチ部がマルチパスにっ 、て検出した複数のパスタイミングのう ち、少なくとも前記パスタイミング相関値が最大となるパスタイミングについて行うこと を特徴とする請求項 1に記載の CDMA受信装置。
[4] 前記補間調整部により切り替えて出力されたデータ列が前記パスサーチ部にフィ ードバックして入力され、
該ノ スサーチ部力 このフィードバック入力されたデータ列を前記受信データ列とし て用いて前記パスタイミングを決定することを特徴とする請求項 1に記載の CDMA受 信装置。
[5] 前記パスサーチ部は、前記元の受信データ列について前記パスタイミングを決定 することを特徴とする請求項 1に記載の CDMA受信装置。
[6] 前記補間部としてのディジタルフィルタを備えることを特徴とする請求項 1に記載の CDMA受信装置。
[7] 前記補間部としてディジタルフィルタと、
該ディジタルフィルタのタップ係数を変更して前記受信データ列と前記補間受信デ ータ列との間の切り替え制御を行うタップ係数変更部と、を備えることを特徴とする請 求項 1に記載の CDMA受信装置。
[8] 前記受信データ列をずらして前記補間受信データ列を生成した方向と反対の方向 に、前記パスタイミングをずらして前記逆拡散部に出力するパスタイミング補正部を、 さらに備えることを特徴とする請求項 1に記載の CDMA受信装置。
[9] 拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受 信信号を復調する CDMA受信方法にお 、て、
受信データ列を入力し、前記受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなる サンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともに、前記パスタイミングに隣 接したサンプルタイミングにおける前記相関値を隣接タイミング相関値として出力する パスサーチステップと、
前記受信データ列より、 1サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分、時 間をずらした補間受信データ列を生成し、前記パスタイミングにおける相関値と前記 隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、前記受信データ列または前記補間受 信データ列のいずれかを切り替えて出力する補間調整ステップと、
該補間調整ステップにより切り替えて出力されたデータ列を、前記パスタイミング〖こ より逆拡散する逆拡散ステップと、
を備えることを特徴とする CDMA受信方法。
[10] 前記パスサーチステップにおいてマルチパスについて検出した複数のパスタイミン グにつ 1ヽて、それぞれ前記補間調整ステップを実行することを特徴とする請求項 9〖こ 記載の CDMA受信方法。
[11] 前記ノ スサーチステップにおいてマルチパスについて検出した複数のパスタイミン グのうち、少なくとも前記ノ スタイミング相関値が最大となるパスタイミングについて前 記補間調整ステップを行うことを特徴とする請求項 9に記載の CDMA受信方法。
[12] 前記補間調整ステップにより切り替えて出力されたデータ列をフィードバックし、前 記パスサーチステップにおける前記受信データ列として用いて、前記パスタイミング を決定することを特徴とする請求項 9に記載の CDMA受信方法。
[13] 前記元の受信データ列にっ 、て前記ノ スタイミングを決定することを特徴とする請 求項 9に記載の CDMA受信方法。
[14] ディジタルフィルタにより、前記受信データ列の各値の補間値を算出して前記補間 受信データ列を生成することを特徴とする請求項 9に記載の CDMA受信方法。
[15] ディジタルフィルタにより、前記受信データ列の各値の補間値を算出して前記補間 受信データ列を生成し、
前記ディジタルフィルタのタップ係数を変更することにより、前記受信データ列と前 記補間受信データ列との間の切り替え制御を行う、
ことを特徴とする請求項 9に記載の CDMA受信方法。
[16] 前記受信データ列をずらして前記補間受信データ列を生成した方向と反対の方向 に、前記パスタイミングをずらして前記逆拡散部処理を施すことを特徴とする請求項 1 に記載の CDMA受信方法。
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