WO2008023679A1

WO2008023679A1 - Power supply circuit and power supply system

Info

Publication number: WO2008023679A1
Application number: PCT/JP2007/066150
Authority: WO
Inventors: Hiroyasu Kitamura; Mikihiro Yamashita; Seiichi Iwao
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2006-08-25
Filing date: 2007-08-21
Publication date: 2008-02-28
Anticipated expiration: 2009-02-25
Also published as: RU2392726C1; US8031490B2; CN101507091A; JP4775176B2; CN101507091B; KR20090050083A; KR101050327B1; EP2056437A4; JP2008054435A; EP2056437A1; US20100177537A1

Description

明細書

電源回路及び電源システム

技術分野

[0001] 本発明は自励発振型の電源回路及び電源システムに関するものである。

背景技術

[0002] 近年、海外旅行の活発化に伴い、シエーバゃ電動歯ブラシ等の装置を充電する電源装置として、国内のみならず、国内とは商用電源の電圧の大きさが異なる海外においても使用可能、すなわちワールドワイドに対応することができる電源装置の開発が要望されている。

[0003] 図 17は、特許文献 1に示される従来の電源装置を示す回路図である。図 17に示す電源装置は、自励発振型の電源装置であり、以下のように動作する。まず、電源部 E 0が接続されるとコンデンサ C20にバイアス抵抗 R80を介して電力が供給され、コンデンサ C20が充電され、 FET1のゲートの電圧 VGが上昇する。そして、電圧 VGが、 FET1のスレショルド電圧を超えると、 FET1はオンし、電流 IDが流れる。電流 IDが増大し、 R40IDがトランジスタ TrlOのスレショルド (threshold)電圧を超えると、トランジスタ TrlOがオンし、 FET1のゲート容量を放電する。これにより電圧 VGが減少し、 FET1がオフし始め、コイル電流 IL1もオフし始める。これにより、帰還巻線 L30に誘起される電圧により、電圧 VGは急激に低下し、 FET1は完全にオフする。

[0004] FET1がオフすると、コンデンサ C10、 1次巻線 L10とからなる共振回路が自由振動となり、電圧 VGは、コイル電流 IL1によって再び FET1のスレショルド電圧を超え、 FET1が再びオンする。このようにして、 FET1のオン、オフが繰り返され、負荷 E20 に電力が供給される。

[0005] そして、 FET1は、抵抗 R40の両端電圧 ID 'R40、すなわち、電流 IDで決定されるため、過渡時においても過大な電流 IDが流れることがなくなり、電圧 VGも過度に低下することなぐ共振回路における発振を安定させることができる。

[0006] その他、本願発明に関連する技術として、 RCC (Ringing Choke Converter)型の電源装置が特許文献 2に開示されている。 [0007] しかしながら、特許文献 1の電源装置では、ワールドワイドに対応されておらず、電源部 EOが大きい地域や国で使用した場合、 FET1のドレインソース間電圧が過大となること力、 FET1としてドレインソース間耐圧の大きいものを採用しなければならないという問題がある。

[0008] 一方、引用文献 2のスイッチング電源装置は、 RCC型であるため、スイッチング素子がハードスイッチングする結果、ノイズが多く発生すると共に、電力ロスが大きくなるという問題がある。更に、引用文献 2のスイッチング電源装置は、 RCC型であるため、電源の大きな国や地域で使用したとしても、スイッチング素子のドレインソース間電圧が共振型のように大きくならないことから、スイッチング素子のドレインソース間電圧を低下させる必要はない。そのため、自励発振型の電源装置に生じる上記問題は存在しない。

[0009] 本発明の目的は、耐電圧の大きなスイッチング素子を用いなくとも、ワールドワイドに対応させることが可能であり、しかも、負荷装置に安定した電力を供給することができる電源回路及び電源システムを提供することである。

特許文献 1：特開平 8— 80042号公報

特許文献 2 :特開平 10— 98880号公報

発明の開示

[0010] 本発明による電源回路は、電源部から供給される電力によって自励発振する電源回路であって、共振コンデンサと共振コイルとを含み、前記負荷装置に電力を供給する共振部と、前記共振部に直列接続された第 1のスィッチング素子と、前記共振コィルに磁気結合された帰還コイルとを含み、前記第 1のスイッチング素子をオンオフして前記共振部を自励発振させる発振部と、第 2のスイッチング素子と、前記第 2のスィツチング素子の制御端子及び電源部の負極間に接続されたターンオフコンデンサとを含み、前記第 1のスイッチング素子がオンした際に流れるオン電流が所定レベルに達したときに、前記第 2のスイッチング素子がオンして前記第 1のスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ部と、アノードが前記帰還コイル側に接続されたダイォードと、力ソードが前記ダイオードの力ソードに接続され、アノードが前記ターンオフコンデンサ側に接続された定電圧ダイオードとを含む第 1の充電部とを備えることを特徴とする。

[0011] この構成によれば、帰還コイルとターンオフコンデンサとの間に、ターンオフコンデンサから帰還コイルの方向への電流の流れを阻止するダイオードと、帰還コイルの電圧が一定の値を超えたときに動作する定電圧ダイオードとを含む第 1の充電部とを備えている。そのため、電源部から大きな電圧が出力されると、帰還コイルの電圧が一定の値を超えて第 1の充電部が動作して、ターンオフコンデンサに電流を供給する。これにより、ターンオフコンデンサは、第 1のスイッチング素子のオン期間において、第 1のスイッチング素子のオン電流と第 1の充電部から供給される電流とによって充電され、第 2のスイッチング素子を速やかにオンし、第 1のスイッチング素子を速やかにターンオフさせることが可能となる。その結果、第 1のスイッチング素子のオン期間が短くなり、共振部で蓄えられるエネルギーが小さくなり、負荷装置に流れる出力電流の増大を抑制することができる。これにより、電源部から出力される電圧を横軸にとり、負荷装置に流れる出力電流を縦軸にとったときの両者の関係を示す出力特性がフラットになり、ワールドワイドに対応可能な電源回路を提供することができる。

[0012] また、電源部から出力される電圧が高い場合は、第 1の充電部の動作によってターンオフコンデンサが速やかに充電されるため、第 1のスイッチング素子のオン期間が短くなり、第 1のスイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができる。

[0013] 更に、第 1の充電部はターンオフコンデンサから帰還コイルの方向に流れる電流を阻止するダイオードを備えているため、第 1のスイッチング素子がオンする際のターンオフコンデンサが蓄える電荷量が一定にされ、ターンオフコンデンサの充電時間が一定になり、第 1のスイッチング素子のオン期間を一定にすることが可能となり、負荷装置に安定した電力を供給することができる。

図面の簡単な説明

[0014] [図 1]本発明の実施の形態 1による電源システムの回路図を示している。

[図 2]図 1に示す電源システムのタイミングチャートを示し、（a)はトランジスタ Q1のドレインソース間電圧を示し、（b)はドレイン電流を示し、（c)は帰還コイルの電圧を示し、 (d)はターンオフトランジスタ Trのベースェミッタ間電圧を示し、 (e)はターンオフトランジスタ Trのコレクタ電流を示して!/、る。 [図 3]本電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。

[図 4]本発明の実施の形態 2による電源システムの回路図を示している。

[図 5]本発明の実施の形態 3による電源システムの回路図を示している。

[図 6]本電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。

[図 7]本発明の実施の形態 4による電源システムの回路図を示している。

[図 8]本発明の実施の形態 5による電源システムの回路図を示している。

[図 9]本発明の実施の形態 6による電源システムの回路図を示している。

[図 10]本発明の実施の形態 7による電源システムの回路図を示している。

[図 11]本発明の実施の形態 8による電源システムの回路図を示している。

[図 12]充電信号と充電電流との波形図を示し、（a)は、通常充電時における充電信号と充電電流との波形図を示し、 (b)は通常充電時よりも充電電流の平均値を小さくしたとき（出力を絞ったとき）の充電信号と充電電流との波形図を示している。

[図 13]本発明の実施の形態 9による電源システムの回路図を示している。

[図 14]本発明の実施の形態 10による電源システムの回路図を示している。

[図 15]本発明の実施の形態 11による電源システムの回路図を示して!/、る。

[図 16]本発明の実施の形態 11による電源システムの回路図を示して!/、る。

[図 17]特許文献 1に示される従来の電源装置を示す回路図である。

発明を実施するための最良の形態

[0015] 以下、本発明の実施の形態による電源システムについて説明する。

[0016] (実施の形態 1)

図 1は、本発明の実施の形態 1による電源システムの回路図を示している。本電源システムは電源回路 10及び負荷装置 20を備えている。電源回路 10は、共振部 11、発振部 12、ターンオフ部 13、充電部 14 (第 1の充電部）、及び電源部 15を備えてい

[0017] 共振部 11は、並列接続された共振コイル L1及び共振コンデンサ C3を備え、負荷装置 20に電力を供給する。 [0018] 発振部 12は、帰還コイル L3、コンデンサ C2、抵抗 R2、及びトランジスタ Q1 (第 1のスイッチング素子）、及び抵抗 R4を備え、共振部 11を自励発振させる。帰還コイル L 3は、トランジスタ Q1のゲート側の端子が正極性となるように共振コイル L1と磁気結合されている。以下、帰還コイル L3のトランジスタ Q1のゲート側の端子を正端子と呼び、正端子と逆側の端子を負端子と呼ぶ。帰還コイル L3の負端子は、電源部 15の負極 T1と接続されている。共振コイル L1の一端はトランジスタ Q1のドレインに接続されている。

[0019] トランジスタ Q1は、 nチャネル電界効果型トランジスタから構成され、ドレインが共振部 11に接続され、ソースがターンオフ部 13に接続され、ゲート (制御端子）が抵抗 R2 及びコンデンサ C2を介して帰還コイル L3の正端子と接続されている。また、トランジスタ Q1のゲート'ソース間には、ゲートに過大な電圧が出力されることを防止するための抵抗 R4が接続されている。

[0020] コンデンサ C2は一端が帰還コイル L3を介して電源部 15の負極 T1に接続され、他端が抵抗 R2を介してトランジスタ Q1のゲートに接続されている。そして、コンデンサ C2と抵抗 R2とで、起動抵抗 R1から帰還コイル L3側への電流の流れが阻止される。

[0021] ターンオフ部 13は、ターンオフトランジスタ Tr (第 2のスイッチング素子）、ターンォフコンデンサ C4、抵抗 R5, R6を備え、トランジスタ Q1がオンした際に流れるドレイン電流（オン電流）によりターンオフコンデンサ C4を充電し、ターンオフコンデンサ C4 の電圧がターンオフトランジスタ Trのスレショルド電圧を超えたときターンオフトランジスタ Trがオンして、トランジスタ Q1をターンオフさせる。

[0022] ターンオフコンデンサ C4は、一端が負極 T1に接続され、他端がターンオフトランジスタ Trのベース（制御端子）に接続されて!/、る。

[0023] ターンオフトランジスタ Trは、 npnバイポーラトランジスタ力も構成され、ェミッタが電源部 15の負極 T1に接続され、ベースェミッタ間にターンオフコンデンサ C4が並列接続され、コレクタが起動抵抗 R1を介して電源部 15の正極 T2と接続されている。そして、ターンオフトランジスタ Trは、ターンオフコンデンサ C4の電圧がスレショルド電圧を超えたときオンして、トランジスタ Q1のゲート容量を放電し、トランジスタ Q1をターンオフさせる。これにより、過大なドレイン電流がトランジスタ Q1に流れることを防止し、トランジスタ Qlを保護することができる。

[0024] 抵抗 R6は、一端が負極 T1に接続され、他端が抵抗 R5を介して、ターンオフトランジスタ Trのベースに接続され、トランジスタ Q1がオンしたときに流れるドレイン電流に応じた電圧を、抵抗 R5を介してターンオフコンデンサ C4に出力し、ターンオフコンデンサ C4を充電する。

[0025] 充電部 14は、ダイオード Dl、定電圧ダイオード Zl、及び抵抗 R3を備え、電源部 1 5から一定の値より大きな電圧が出力されたときに動作して、ターンオフコンデンサ C 4を充電する。ダイオード D1は、アノードが帰還コイル L3の正端子に接続されている。定電圧ダイオード Z1は力ソードがダイオード D1の力ソードに接続され、アノードが抵抗 R3を介してターンオフコンデンサ C4に接続されている。

[0026] 電源部 15は、整流回路 151及びコンデンサ C1から構成され、商用電源 Eからの交流電圧を直流電圧に変換する。商用電源 Eは、振幅が 80V〜246Vの交流電圧を出力する。整流回路 151は、例えばダイオードブリッジ回路から構成され、商用電源 Eから出力される交流電圧を全波整流する。コンデンサ C1は、例えば電解コンデンサから構成され、整流回路 151により全波整流された電圧を平滑化し、直流電圧を生成する。

[0027] 負荷装置 20は、負荷コイル L2、負荷コイル L2に並列接続されたコンデンサ C5、ァノードがコンデンサ C5に接続されたダイオード D2、及び正極がダイオード D2のカソードに接続され、負極がコンデンサ C5に接続された二次電池 21を備える。

[0028] 負荷コイル L2は、二次電池 21の負極側が正極性を持つように、共振コイル L1と磁気結合されている。ここで、共振コイル L1と負荷コイル L2とは、図略の絶縁体を介して非接触で接続されている。なお、共振コイル L1と負荷コイル L2とでトランスが構成され、共振コイル L1がー次巻線、負荷コイル L2が二次巻線となる。

[0029] コンデンサ C5は、負荷コイル L2から出力される電圧を平滑化し、ダイオード D2は負荷コイル L2から出力される電圧を整流する。これにより、二次電池 21には、一定の充電電流が流れる。二次電池 21は、リチウムイオン二次電池、ニッケルカドミウム二次電池等から構成されて!/、る。

[0030] 次に、図 1に示す電源システムの動作について説明する。図 2は、図 1に示す電源システムのタイミングチャートを示し、 (a)はトランジスタ Q1のドレインソース間電圧を示し、（b)はドレイン電流を示し、（c)は帰還コイル L3の電圧を示し、（d)はターンォフトランジスタ Trのベースェミッタ間電圧を示し、（e)はターンオフトランジスタ Trのコレクタ電流を示している。以下、図 1の回路図及び図 2のタイミングチャートを参照しつつ本電源システムの動作につ!/、て説明する。

[0031] 商用電源 Eから出力される AC80〜AC264Vの電圧は、整流回路 151で整流され、コンデンサ C1で平滑化され、 DC113〜DC374Vの直流電圧となる。帰還コイル L 3及びコンデンサ C1の電圧が上昇すると、起動抵抗 R1に電流が流れ、トランジスタ Q1のゲートに電圧が力、かり始める。トランジスタ Q1のゲートの電圧がトランジスタ Q1 のスレショルド電圧を超えると、トランジスタ Q1がオンし（時刻 TM1)、共振コンデンサ C3及び共振コイル L1に電流が流れはじめる。

[0032] このとき、図 2 (b)に示すように、トランジスタ Q1にドレイン電流が流れ始め、共振コィル L1に電流が流れはじめる。共振コイル L1に電流が流れはじめると、共振コイル L 1と磁気結合している帰還コイル L3にも電圧が生じ、共振コイル L1の方向性より、トランジスタ Q1がオンを維持する。また、トランジスタ Q1がオンすると、ドレイン電流により抵抗 R6に電圧が生じ始め、ターンオフコンデンサ C4が充電される。

[0033] これと同時に帰還コイル L3の正端子にプラスの電圧が生じ、商用電源 Eの電圧が一定の値より大きい場合、充電部 14が動作して、ダイオード Dl、定電圧ダイオード Z 1、抵抗 R3を介してターンオフコンデンサ C4に電流が流れ、ターンオフコンデンサ C 4は充電される。すなわち、ターンオフコンデンサ C4は、充電部 14と抵抗 R6に生じる電圧とによって充電されるため、速やかにターンオフトランジスタ Trをオンすることができる。

[0034] ターンオフコンデンサ C4の電圧がターンオフトランジスタ Trのスレショルド電圧まで上昇すると（時刻 TM2)、ターンオフトランジスタ Trがオンし、トランジスタ Q1のゲート容量を放電させ、トランジスタ Q1がオフする（時亥 IJTM3)。

[0035] このとき、ターンオフトランジスタ Trは、ターンオフコンデンサ C4が存在するため、時刻 TM4が経過するまで、しばらくオンを維持し、帰還コイル L3の正端子にマイナスの電圧が生じ、トランジスタ Q1がオフを維持する。このとき、共振コイル L1に流れていた電流は共振コンデンサ C3に流れ、共振コイル L1のリーケージインダクタンスと共振コンデンサ C3とで共振が始まり、図 2 (a)に示すようにトランジスタ Q1のドレインソース間の電圧が上に凸の曲線を描いて変化する。また、これに伴って、帰還コイル L 3の電圧は下に凸の曲線を描いて変化する。

[0036] なお、本実施の形態では共振コイル L1と負荷コイル L2とは疎結合であり、共振コィル L1に励磁インダクタンスとリーケージインダクタンスとを作っている。共振が始まりしばらくすると、帰還コイル L3の正端子にプラスの電圧が生じて再度トランジスタ Q1がオンする（時刻 TM5)。なお、トランジスタ Q1がオンするときにターンオフコンデンサ C4に蓄えられた電荷の全て又は一定量力トランジスタ Q1のオン期間において、抵抗 R5及び抵抗 R6を介して放電されるように、ターンオフコンデンサ C4の静電容量及び抵抗 R5, R6の抵抗値が定められている。

[0037] 図 3は、本電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。実線のグラフは、充電部 14を採用した場合の出力特性を示し、点線のグラフは充電部 14を採用しない場合の出力特性を示している。出力電流は、負荷装置 20の二次電池 21に流れる充電電流を示し、入力電圧は、商用電源 Eが出力する電圧を示す。更に、 E1は、充電部 14が動作を開始する閾値となる電圧が帰還コイル L3の正端子に印加されるときの商用電源 Eの電圧を示す。

[0038] 共振コイル L1の巻数を Nl、帰還コイル L3の巻数を N3、商用電源 Eが出力する電圧を Eとし、共振コイル L1と帰還コイル L3とが完全に結合しているとすると、帰還コィル L3には、 E X N3/N1の電圧が生じる。そして、帰還コイル L3に生じる電圧（E X N3/N1)が定電圧ダイオード Z1の降伏電圧 VZ1よりも高くなると充電部 14は動作する。

[0039] これにより、図 3の点線で示す増加すべき充電電流が実線のように抑制され、 El り大きい高電圧域において充電電流の増大が大幅に抑制される。すなわち、商用電源 Eの電圧が高くなるにつれて、充電部 14に流れる電流はより多くなる力これによりトランジスタ Q 1のオン期間が短くなり、オン期間に共振部 11で蓄えられるエネルギー力 S小さくなる結果、出力電流の増大が抑制されることになる。なお、図 3に示す高電圧域における出力電流の傾きは、抵抗 R3の抵抗値を調整することで調整することができるため、抵抗 R3の抵抗値を調整することで出力電流をほぼ一定にしたり、図 6に示すように緩やかに減少させたりすることができる。

[0040] 次に、充電部 14がダイオード D1を備えていない場合を考える。この場合、トランジスタ Q1のオフ期間において、図 2 (c)に示すように、帰還コイル L3には、マイナスの電圧が生じるため、ターンオフコンデンサ C4の電荷が帰還コイル L3側にも放電される。そして、帰還コイル L3に生じるマイナスの電圧は経時的に変化しており不安定であるため、放電される電荷の量も不安定となり、トランジスタ Q1がオンするときのターンオフコンデンサ C4の残容量が一定にならない虞がある。そのため、ターンオフコンデンサ C4から毎回一定の電荷を放電させることが困難となり、トランジスタ Q 1のオン期間が不安定になってしまう。

[0041] 一方、本電源システムにおいて、充電部 14は、アノードが帰還コイル L3の正端子に接続されたダイオード D1を備えている。そのため、トランジスタ Q1のオフ期間において、ターンオフコンデンサ C4に蓄えられた電荷は、抵抗 R5, R6のみから放電され、充電部 14を介しての放電が阻止されることとなる。その結果、トランジスタ Q1がオンするとき、ターンオフコンデンサ C4が蓄える電荷は 0、又一定の値になり、トランジスタ Q1のオン期間を一定することが可能になる。

[0042] 以上説明したように実施の形態 1の電源システムによれば、充電部 14を備えているため、商用電源 Eの電圧の大きさにかかわらず、出力電流をある程度の範囲内に収めることが可能となり、ワールドワイドに対応可能な電源回路 10を提供することができる。更に、充電部 14を備えており、商用電源 Eの電圧が大きくなるにつれて、トランジスタ Q1のオン期間が短くなるため、トランジスタ Q1に過大な電圧力 Sかかることを防止すること力 Sできる。更に、充電部 14は、アノードが帰還コイル L3の正端子に接続されたダイオード D1を備えているため、ターンオフコンデンサ C4の充電部 14を介しての放電が阻止され、トランジスタ Q1のオン期間を安定させ、負荷装置 20に供給する電力を安定化させることができる。

[0043] (実施の形態 2)

次に、本発明の実施の形態 2による電源システムについて説明する。図 4は、実施の形態 2による電源システムの回路図を示している。なお、図 4において、実施の形態 1と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 2による電源システムは、正極 T2と、ターンオフトランジスタ Trのベースとの間に抵抗 R7を接続したことを特徴とする。

[0044] 商用電源 Eより電圧が入力されると、抵抗 R7を介してターンオフコンデンサ C4に電流が流れるため、抵抗 R7と抵抗 R5, R6の合成抵抗との分圧の電圧が常にターンォフコンデンサ C4に出力される。従って、商用電源 Eの電圧が大きくなるにつれて、ターンオフコンデンサ C4に出力される電圧は大きくなることから、商用電源 Eの電圧に応じてトランジスタ Q1のオン期間を制御し、負荷装置 20への出力を制御することができる。

[0045] また、ターンオフコンデンサ C4は、充電部 14のみならず、抵抗 R7を介して電流が供給されるため、ターンオフコンデンサ C4はターンオフトランジスタ Trを速やかにォンすること力 Sでき、トランジスタ Q1のオン期間が短くなり、トランジスタ Q1として耐電圧の低!/、ものを採用することが可能となる。

[0046] 以上説明したように、実施の形態 2による電源システムによれば、商用電源 Eの電圧を調整して負荷装置 20への出力を制御することができると共に、トランジスタ Q1に過大な電圧力かかることを防止することができる。

[0047] (実施の形態 3)

次に、本発明の実施の形態 3による電源システムについて説明する。図 5は、実施の形態 3による電源システムの回路図を示している。なお、図 5において、実施の形態 1 , 2と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 3による電源システムは、実施の形態 1の電源システムにおいて、充電部 14に平滑部 16を並列接続させたことを特徴とする。平滑部 16は、ダイオード D3、コンデンサ C7、及び抵抗 R 8を備える。ダイオード D3はアノードが帰還コイル L3の正端子に接続され、力ソードが抵抗 R8を介して、ターンオフトランジスタ Trのベースに接続されると共に、コンデンサ C7を介して負極 T1に接続されて!/、る。

[0048] 平滑部 16は、帰還コイル L3の電圧を平滑化して、電源電圧に相当する電圧を生成する。これにより、ターンオフコンデンサ C4は、充電部 14と平滑部 16との 2経路から充電される。そのため、コンデンサ C1に生じる電圧に含まれるリプルが低減された電圧がターンオフコンデンサ C4に出力され、ターンオフトランジスタ Trがオンするまでの時間が安定し、トランジスタ Q1のオン期間が安定し、共振部 11に安定した発振を fiわせること力 Sできる。

[0049] 図 6は、実施の形態 3における電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。なお、実線が実施の形態 3の出力特性を示し点線は実施の形態 4の出力特性を示す。出力電流は、負荷装置 20の二次電池 21に流れる充電電流を示し、入力電圧は、商用電源 Eの電圧を示す。図 6 に示すように、平滑部 16を設けると、図 3に示すグラフと比べ、電圧が E1に達するまでの低電圧域における傾きが緩やかになっていることが分かる。そのため、商用電源 Eが出力する電圧の大きさにかかわらず、出力電流を一定の範囲内に収めることができる。

[0050] 以上説明したように実施の形態 3による充電システムによれば、平滑部 16を備えるため、ターンオフコンデンサ C4に安定した電圧が出力されて、出力特性がよりフラットとなる結果、よりワールドワイドに適した電源システムを提供することができる。

[0051] (実施の形態 4)

次に、本発明の実施の形態 4による電源システムについて説明する。図 7は、実施の形態 4による電源システムの回路図を示している。なお、図 7において、実施の形態 1〜3と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 4による電源システムは、実施の形態 3による電源システムにおいて、平滑部 16に代えて、充電部 17を備えること、すなわち、ターンオフコンデンサ C4を 2つの充電部 14, 17を用 V、て充電することを特徴とする。

[0052] 充電部 17は、充電部 14と同様の構成でありダイオード D5、定電圧ダイオード Z2、及び抵抗 R9を備えている。ダイオード D5はアノードが帰還コイル L3の正端子に接続され、力ソードが定電圧ダイオード Z2の力ソードに接続されている。定電圧ダイォード Z2は、アノードが抵抗 R9を介してターンオフトランジスタ Trのベースに接続されている。

[0053] ここで、定電圧ダイオード Z2の降伏電圧 VZ2は、定電圧ダイオード Z1の降伏電圧 VZ1よりも大きいとする。これにより、帰還コイル L3の正端子の電圧が VZ1より低い場合、充電部 14, 17は動作せず、帰還コイル L3の正端子の電圧が VZ1以上、 VZ2 未満の場合、充電部 14のみ動作し、帰還コイル L3の正端子の電圧が VZ2以上の場合、充電部 14、充電部 17が共に動作する。

[0054] これにより、図 6の点線のグラフに示すように出力特性には、 2つの変曲点 PI , P2 が表れることになる。すなわち、商用電源 Eの電圧が E2より低ぐ帰還コイル L3の正端子の電圧が降伏電圧 VZ1未満の場合、充電部 14, 17は動作しない。また、商用電源 Eの電圧が E2以上、 E3未満であり、帰還コイル L3の正端子の電圧が降伏電圧 VZ1以上、降伏電圧 VZ2未満の場合、充電部 14のみ動作する。これにより、ターンオフコンデンサ C4は、充電部 14により充電される結果、その分、オン期間が短くなり、出力電流が低くなる。そのため、出力特性は、 E2〜E3の中電圧域において、低電圧域よりも傾きが緩やかになる。

[0055] 更に、商用電源 Eの電圧が E3以上であり、帰還コイル L3の正端子の電圧が降伏電圧 VZ2より高くなる場合、充電部 14に加えて更に充電部 17も動作する。これにより、ターンオフコンデンサ C4は、充電部 14と充電部 17との 2経路から充電される結果、その分、更にオン期間が短くなり、出力電流が低くなる。そのため、出力特性は、高電圧域にお!/、て、中電圧域よりも傾きが緩やかになる。

[0056] 以上説明したように実施の形態 4による電源システムによれば、充電部 14に加えて充電部 17を設けたため、出力特性が 2段階に変化して、出力電流の変動幅が更に小さく抑えられ、更にフラットな出力特性が得られ、ワールドワイドにより適した電源システムを提供することができる。

[0057] なお、実施の形態 4による電源システムでは、 2つの充電部 14, 17を設けたがこれに限定されず、 3つ以上の充電部を設けても良い。この場合、各充電部が備える定電圧ダイオードの降伏電圧を異なる値に設定すれば、充電部の個数に応じた変曲点を有する出力特性が得られ、更にフラットな出力特性を得ることができる。更に、充電部の個数及び定電圧ダイオードの降伏電圧の値を調整することで、ターゲットとなる商用電源 Eの電圧域において、所望する出力電流が得られるように、出力特性を調整することが可能となる。

[0058] (実施の形態 5) 次に、本発明の実施の形態 5による電源システムについて説明する。図 8は、実施の形態 5による電源システムの回路図を示している。なお、図 8において、実施の形態 1〜4と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 5による電源システムは、実施の形態 4による電源システムにおいて、充電部 17の定電圧ダイオード Z2が省かれた充電部 18を備えることを特徴とする。

[0059] 充電部 18は、定電圧ダイオード Z2を含んでいないため、商用電源 Eの電圧が低く、充電部 14が動作しない場合においても動作し、ターンオフコンデンサ C4を充電させる。そのため、電源システムの出力特性の低電圧域での傾きが緩やかになり、出力特性をよりフラットにすることができる。

[0060] 一方、商用電源 Eが、充電部 14を動作させるような高い電圧を出力する場合、実施の形態 1と同様、高電圧域での出力電流の増大が抑制され、フラットな出力特性を得ること力 Sでさる。

[0061] 以上説明したように、実施の形態 5による電源システムによれば、充電部 18を備えているため、低電圧域での出力特性をフラットにすることができ、よりワールドワイドに適した電源システムを提供することができる。

[0062] (実施の形態 6)

次に、本発明の実施の形態 6による電源システムについて説明する。図 9は、実施の形態 6による電源システムの回路図を示している。なお、図 9において、実施の形態 1〜5と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 6による電源システムは、実施の形態 1による電源システムにおいて、電源回路 10と負荷装置 2 0とをハウジング 30を介して接続したことを特徴とする。

[0063] ハウジング 30は、共振コイル L1と負荷コイル L2とを絶縁させて、共振コイル L1で発生した磁束を負荷コイル L2で鎖交させて電磁誘導によって電力を伝送している。これにより電源回路 10は、二次電池 21を非接触充電する。ハウジング 30としては、電源回路 10の筐体と負荷装置 20の筐体とを採用することができる。そして、電源回路 10の筐体に負荷装置 20を載置するための載置部を設け、この載置部に負荷装置 20を載置すると、共振コイル L1と負荷コイル L2とが磁気結合されるように、共振コィル L1と負荷コイル L2とを配設すればよい。 [0064] 負荷装置 20が電源回路 10から取り外された場合、共振コイル L1において励磁ィンダクタンスもリーケージインダクタンスになり、負荷装置 20が取り付けられている場合に比べてリーケージインダクタンスが大きくなり、それに伴って共振電圧が大きくなり、トランジスタ Q1のドレイン電圧も大きくなつてしまう。し力、しながら、実施の形態 6による電源システムは、充電部 14を備えるため、共振電圧が大きくなつても、充電部 14 が動作してトランジスタ Q 1のオン期間が短くなるため、トランジスタ Q 1として耐電圧の大きなものを使用しなくてもよくなると共に、出力特性がフラットになる。

[0065] 以上説明したように実施の形態 6による電源システムによれば、ハウジング 30を設けたため、二次電池 21を非接触充電することができる。そして、負荷装置 20が取り外され、共振電圧が大きくなつても、充電部 14が動作してトランジスタ Q 1のオン期間が短くなるため、トランジスタ Q1に大きな電圧が長期間印加されず、トランジスタ Q 1を保護すること力できる。その結果、トランジスタ Q1として耐電圧の大きなものを使用する必要がなくなり、回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。

[0066] (実施の形態 7)

次に、本発明の実施の形態 7による電源システムについて説明する。図 10は、実施の形態 7による電源システムの回路図を示している。なお、図 10において、実施の形態 1〜6と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 7による電源システムは、負荷装置 20としてシエーバを採用し、電源回路 10がシエーバに電力を供給して刃面 22を加熱することを特徴とする。

[0067] シエーバは、刃面 22と本体部 23とを備えている。刃面 22は、金属から構成され、人物が髭を剃る際に、皮膚と接触して、皮膚に発生している毛を剃る。本体部 23は、シエーバを制御する種々の回路等を備える。

[0068] ハウジング 30は、電源回路 10の筐体から構成され、共振コイル L1と刃面 22とを絶縁させる。電源回路 10は、実施の形態 1の電源回路 10と同様の電源回路であり、共振コイル L1で生じた磁束を刃面 22と鎖交させ、刃面 22に渦電流を流して刃面 22を加熱する。刃面 22は厚みが lOOnm程度と薄ぐ金属鍋と同様、結合が低い。そのため、共振コイル L1は、インダクタンスのほとんどがリーケージインダクタンスとなり、共振電圧も高くなり、トランジスタ Q 1のドレイン電圧も大きくなつてしまう。しかしながら、実施の形態 7による電源システムは、充電部 14を備えるため、共振電圧が大きくなつても、充電部 14が動作してトランジスタ Q1のオン期間が短くなり、トランジスタ Q1として耐電圧の大きなものを使用しなくてもよくなると共に、出力特性がフラットになる。

[0069] 以上説明したように実施の形態 7による電源システムによれば、電源回路 10をシェ一バの刃面 22を非接触で加熱させることができる。また、共振コイル L1の二次側が金属からなる刃面 22であるため共振電圧が大きくなる力充電部 14が動作してトランジスタ Q1のオン期間が短くなるため、トランジスタ Q1に大きな電圧が長期間印加されず、トランジスタ Q1を保護することができる。その結果、トランジスタ Q1として耐電圧の大きなものを使用する必要がなくなり、回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。

[0070] (実施の形態 8)

次に、本発明の実施の形態 8による電源システムについて説明する。図 11は、実施の形態 8による電源システムの回路図を示している。なお、図 11において、実施の形態 1〜7と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 8による電源システムは、負荷装置 20aで電流制御を行うことを特徴とする。

[0071] 負荷装置 20aは、実施の形態 1の負荷装置 20に対して更に、トランジスタ Q2、 4個の抵抗 R21 , R22, R23, R24、及びマイコン 24を備える。トランジスタ Q2は、 nチヤネル電界効果型トランジスタから構成され、ドレインがダイオード D2の力ソードに接続され、ソースが二次電池 21の正極に接続されている。直列接続された抵抗 R21及び抵抗 R22は二次電池 21と並列接続されている。抵抗 R21と抵抗 R22との接続点はマイコン 24と接続されて!/、る。トランジスタ Q2のゲートは抵抗 R23を介してマイコン 2 4と接続されている。抵抗 R24は負荷コイル L2の正端子及び二次電池 21の負極間に接続されている。マイコン 24のグランド端子は、二次電池 21の負極と接続されてい

[0072] マイコン 24は、抵抗 R24を流れる充電電流を検出し、充電電流の平均値が一定の値を保つようにトランジスタ Q2のゲートにパルス信号 (充電信号)を出力し、トランジスタ Q2を PWM制御する。これにより充電電流の平均値が一定の値を保つように調整され、電源回路 10から出力された不安定な電流が安定した電流にされ、二次電池 2 1を精度良く充電することができる。

[0073] なお、実施の形態 8において、二次電池 21が負荷本体部に相当し、負荷コイル L2 、ダイオード D2、コンデンサ C5、トランジスタ Q2、抵抗 R24が供給部に相当し、マイコン 24が電流検出部及び制御部に相当する。

[0074] 図 12は、充電信号と充電電流との波形図を示し、 (a)は、通常充電時における充電信号と充電電流との波形図を示し、 (b)は通常充電時よりも充電電流の平均値を小さくしたとき（出力を絞ったとき）の充電信号と充電電流との波形図を示している。

[0075] 図 12の（a)、（b)とも、充電信号がハイレベルになると、トランジスタ Q2がオンされて一定の大きさの充電電流が流れ、充電信号がローレベルになると、トランジスタ Q2がオフされて充電電流が 0になっていることが分かる。すなわち、マイコン 24は、充電電流の平均値を大きくするときは、充電信号のパルス幅を大きくし、充電電流の平均値を小さくするときは、充電信号のノ^レス幅を小さくすることで、充電電流の平均値を調整すること力 Sでさる。

[0076] 以上説明したように、実施の形態 8の電源システムによれば、負荷装置 20aにトランジスタ Q2、抵抗 R2；!〜 R24、及びマイコン 24を設けたため、充電電流の平均値が一定の値を保つように調整され、電源回路 10から出力された不安定な電流が安定した電流にされ、二次電池 21を精度良く充電することができると共に、充電電流の平均値を大きくしたり小さくしたりといった調整も行うことができる。

[0077] なお、実施の形態 8では、マイコン 24は、充電電流の平均値が一定の値を保つようにトランジスタ Q2を制御した力二次電池 21の充電電圧が一定の値を保つようにトランジスタ Q2を制御しても良い。

[0078] この場合、マイコン 24は、抵抗 R21 , R22に加わる電圧から二次電池 21の充電電圧を検出し、検出した充電電圧が一定の値を保つように、充電信号のパルス幅を調整し、トランジスタ Q2を制御すればよい。二次電池 21の電圧が一定の値を保つ制御は、二次電池 21として、リチウムイオン電池のように定電圧充電を行う必要がある二次電池を採用した場合に有効となる。更に、本電源システムによれば、マイコン 24がトランジスタ Q2を常にオフさせ、充電を停止させることも可能である。

[0079] (実施の形態 9) 次に、本発明の実施の形態 9による電源システムについて説明する。図 13は、実施の形態 9による電源システムの回路図を示している。なお、図 13において、実施の形態 1〜8と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 9による電源システムは、二次電池 21を構成するセル数が変わったときにコンデンサ C5の静電容量の大きさを変えることで充電電流を調整することを特徴とする。

[0080] 負荷装置 20において、ダイオード D2の流れる充電電流を縦軸にとり、コンデンサ C 5の静電容量を横軸にとり、充電電流と静電容量との関係を示すと、充電電流は、負荷コイル L2とコンデンサ C5とが共振するときの静電容量をピークとして、山状に変化する。

[0081] そのため、コンデンサ C5の静電容量を調整することにより充電電流を目標の値にすること力 Sでさる。

[0082] 従って、セル数が 1個の二次電池 21を備える負荷装置 20に代えて、セル数が 2個の二次電池 21を備える負荷装置 20bを採用する場合、負荷装置 20よりも充電電流が高くなるように負荷装置 20bのコンデンサ C5の静電容量を設定することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20bに好ましい大きさの充電電流を流すこと力 Sできる。

[0083] なお、実施の形態 9では、負荷装置 20bが備える二次電池 21のセル数を 2個とした力これに限定されず、二次電池 21のセル数を 3個以上にしてもよい。この場合も、二次電池 21のセル数に応じて好ましい充電電流が流れるようにコンデンサ C5の静電容量を設定することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20bに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。また、セル数のみならず、ニッケル力ドミゥム電池、リチウムイオン電池というように二次電池 21の種類に応じて好ましい充電電流が流れるように、コンデンサ C5の静電容量を設定してもよい。

[0084] 以上説明したように、実施の形態 9による電源システムによれば、二次電池 21のセル数が変化しても、好ましい大きさの充電電流が流れるようにコンデンサ C5の静電容量を設定することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20bに所望の充電電流を流すことができる。

[0085] (実施の形態 10) 次に、本発明の実施の形態 10による電源システムについて説明する。図 14は、実施の形態 10による電源システムの回路図を示している。なお、図 14において、実施の形態 1〜9と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 10による電源システムは、二次電池 21を構成するセル数が変わったときに負荷コイル L2 の巻数を変えることで充電電流を調整することを特徴とする。

[0086] 負荷装置 20において、ダイオード D2に流れる充電電流を縦軸にとり、負荷コイル L 2の巻数を横軸にとり充電電流と巻数との関係を示すと、充電電流は、負荷コイル L2 とコンデンサ C5とが共振するときの巻数をピークとして、山状に変化する。

[0087] そのため、負荷コイル L2の巻数を調整することにより充電電流を目標の値にすること力 Sできる。

[0088] 従って、セル数が 1個の二次電池 21を備える負荷装置 20に代えて、セル数が 2個の二次電池 21を備える負荷装置 20cを採用する場合、負荷装置 20よりも充電電流が高くなるように負荷装置 20cの負荷コイル L2の巻数を設定することで、電源回路 1 0の構成を変更することなぐ負荷装置 20cに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。

[0089] なお、実施の形態 10では、負荷装置 20cが備える二次電池 21のセル数を 2個とした力これに限定されず、二次電池 21のセル数を 3個以上にしてもよい。この場合も、二次電池 21のセル数に応じて好ましい充電電流が流れるように負荷コイル L2の巻数を設定することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20bに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。また、セル数のみならず、ニッケルカドミウム電池、リチウムイオン電池というように二次電池 21の種類に応じて好ましい充電電流力 S流れるように、負荷コイル L2の巻数を調整してもよ!/、。

[0090] 以上説明したように、実施の形態 10による電源システムによれば、二次電池 21のセル数が変化しても、好ましい大きさの充電電流が流れるように帰還コイル L3の巻数を設定することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20cに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。

[0091] (実施の形態 11)

次に、本発明の実施の形態 11による電源システムについて説明する。図 15及び図 16は、実施の形態 11による電源システムの回路図を示している。なお、図 15及び図 16において、実施の形態 1〜； 10と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態 11による電源システムは、共振コイル L1と負荷コイル L2との距離を変えることで、ダイオード D2に流れる充電電流を調整することを特徴とする。

[0092] 共振コイル L1と負荷コイル L2との距離を増大させると、漏れ磁束が増大するため、負荷装置 20に伝送される電力が減少する結果、充電電流は小さくなる。一方、共振コイル L1と負荷コイル L2との距離が減少すると、漏れ磁束は減少するため、負荷装置 20に伝送される電力が増大する結果、充電電流は大きくなる。そのため、ハウジング 30の厚みを調整することで充電電流の大きさを調整することができる。

[0093] 図 15に示す負荷装置 20の二次電池 21のセル数は 1個であるのに対し、図 16に示す負荷装置 20の二次電池 21のセル数は 2個である。そのため、図 16に示す負荷装置 20に流す充電電流の大きさは、図 15に示す負荷装置 20に流す充電電流よりも大きくすることが好ましい。

[0094] そこで、図 16に示す電源システムでは、図 15に示す電源システムよりも、共振コィル L1と負荷コイル L2との距離が小さくなるように、ハウジング 30の厚みが設定されている。そのため、図 16に示す電源システムの方が図 15に示す電源システムよりも負荷装置 20に多くの充電電流が流れる。

[0095] 以上説明したように、実施の形態 11による電源システムによれば、二次電池 21のセル数が変化しても、好ましい大きさの充電電流が流れるようにハウジングの厚みを設定することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20に好ましい大きさの充電電流を流すことができる。

[0096] なお、図 16に示す二次電池 21のセル数は 2個である力セル数を 3個以上にしてもよい。この場合、セル数に応じて好ましい大きさの充電電流が流れるようにハウジングの厚みを調整することで、電源回路 10の構成を変更することなぐ負荷装置 20に好ましい大きさの充電電流を流すことができる。また、セル数のみならず、ニッケル力ドミゥム電池、リチウムイオン電池というように二次電池 21の種類に応じて好ましい充電電流が流れるように、ハウジング 30の厚みを調整してもよ!/、。

[0097] (本発明の纏め） (1)本発明による電源回路は、電源部から供給される電力によって自励発振する電源回路であって、共振コンデンサと共振コイルとを含み、前記負荷装置に電力を供給する共振部と、前記共振部に直列接続された第 1のスィッチング素子と、前記共振コイルに磁気結合された帰還コイルとを含み、前記第 1のスィッチング素子をオンオフして前記共振部を自励発振させる発振部と、第 2のスイッチング素子と、前記第 2 のスイッチング素子の制御端子及び電源部の負極間に接続されたターンオフコンデンサとを含み、前記第 1のスイッチング素子がオンした際に流れるオン電流が所定レベルに達したときに、前記第 2のスイッチング素子がオンして前記第 1のスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ部と、アノードが前記帰還コイル側に接続されたダィオードと、力ソードが前記ダイオードの力ソードに接続され、アノードが前記ターンォフコンデンサ側に接続された定電圧ダイオードとを含む第 1の充電部とを備えることを特徴とする。

[0098] この構成によれば、帰還コイルとターンオフコンデンサとの間に、ターンオフコンデンサから帰還コイルの方向への電流の流れを阻止するダイオードと、帰還コイルの電圧が一定の値を超えたときに動作する定電圧ダイオードとを含む第 1の充電部とを備えている。そのため、電源部から大きな電圧が出力されると、帰還コイルの電圧が一定の値を超えて第 1の充電部が動作して、ターンオフコンデンサに電流を供給する。これにより、ターンオフコンデンサは、第 1のスイッチング素子のオン期間において、第 1のスイッチング素子のオン電流と第 1の充電部から供給される電流とによって充電され、第 2のスイッチング素子を速やかにオンし、第 1のスイッチング素子を速やかにターンオフさせることが可能となる。その結果、第 1のスイッチング素子のオン期間が短くなり、共振部で蓄えられるエネルギーが小さくなり、負荷装置に流れる出力電流の増大を抑制することができる。これにより、電源部から出力される電圧を横軸にとり、負荷装置に流れる出力電流を縦軸にとったときの両者の関係を示す出力特性がフラットになり、ワールドワイドに対応可能な電源回路を提供することができる。

[0099] また、電源部から出力される電圧が高い場合は、第 1の充電部の動作によってターンオフコンデンサが速やかに充電されるため、第 1のスイッチング素子のオン期間が短くなり、第 1のスイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができる。 [0100] 更に、第 1の充電部はターンオフコンデンサから帰還コイルの方向に流れる電流を阻止するダイオードを備えているため、第 1のスイッチング素子がオンする際のターンオフコンデンサが蓄える電荷量が一定にされ、ターンオフコンデンサの充電時間が一定になり、第 1のスイッチング素子のオン期間を一定にすることが可能となり、負荷装置に安定した電力を供給することができる。

[0101] (2)前記第 1の充電部は、一端が前記定電圧ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ターンオフコンデンサに接続された抵抗を含むことが好ましい。

[0102] この構成によれば、抵抗の値を調整することで、出力特性の傾きを調整することができる。

[0103] (3)前記第 1の充電部とは別に前記ターンオフコンデンサを充電する第 2の充電部を更に備えることが好ましい。

[0104] この構成によれば、ターンオフコンデンサは、第 1の充電部に加えて第 2の充電部力、らも充電されるため、より速やかに第 2のスイッチング素子をオンさせ、第 1のスイツチング素子のオン期間を短くすることができる。

[0105] (4)前記第 2の充電部は、複数存在することが好まし!/、。

[0106] この構成によれば、第 2の充電部の数を調整して、負荷装置に流れる出力電流のィ直を調整すること力 Sできる。

[0107] (5)前記第 2の充電部は、前記第 1の充電部と並列接続され、前記帰還コイルの電圧を平滑化する平滑部から構成されてレ、ることが好まし!/、。

[0108] この構成によれば、帰還コイルの電圧が平滑部により平滑化されるため電源部から出力される電圧のリプルの影響による電圧の変動を除去でき、発振部における発振を安定化することができる。

[0109] (6)前記第 2の充電部は、前記電源部の正極と前記第 2のスイッチング素子の制御端子との間に接続された抵抗から構成されていることが好ましい。

[0110] この構成によれば、抵抗のみを用いるという簡便な構成により第 2の充電部を構成すること力 Sでさる。

[0111] (7)前記第 1の充電部は、複数並列接続され、各第 1の充電部が備える各定電圧ダイオードは、各々降伏電圧が異なることが好ましい。 [0112] この構成によれば、降伏電圧が各々異なる定電圧ダイオードを用いたため、出力特性をよりフラットにすることができる。

[0113] (8)本発明の電源システムは、（1)から（7)のいずれかに記載の電源回路と負荷装置とを備える電源システムであって、前記負荷装置は、前記共振コイルと絶縁部材を介して磁気結合された磁気結合体を備えることを特徴とする。

[0114] この構成によれば、負荷装置が取り外されたとき、共振コイルは全てがリーケージィンダクタンスとなり、第 1のスイッチング素子に加わる電圧は高くなる力充電部の動作によって第 1のスイッチング素子のオン期間が短くされるため、第 1のスイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができるとともに、電源回路に流れる無効電流を低減でき、待機電力を低減することができる。

[0115] (9)前記磁気結合体は金属であり、前記電源回路は前記金属に渦電流を発生させて加熱することが好ましい。

[0116] この構成によれば、負荷装置が備える金属には、共振コイルからの磁束が鎖交して、渦電流が生じて加熱されるため、電源回路を加熱装置として使用することができる。また、電源回路から負荷装置が取り外され、金属がなくなったときは負荷がオーブンになり、結果として共振コイルは全てがリーケージインダクタンスとなり、スイッチング素子に加わる電圧が高くなる力 S、第 1の充電部の動作によってスイッチング素子のォン期間が短くされるため、スイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができるとともに、電源回路に流れる無効電流を低減でき、待機電力を低減することができる。

[0117] (10)前記負荷装置は、負荷本体部と、前記共振コイルと磁気結合された負荷コィルを含み、前記負荷コイルで生じた電流を前記負荷本体部に供給する供給部と、前記負荷本体部に供給される電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流が一定の値を保つように制御する制御部とを備えることが好ましい。

[0118] この構成によれば、負荷本体部に流れる電流が検出され、この電流が一定の値を保つように供給部が制御されるため、電源回路の構成を変更しなくとも負荷本体部に安定した電流を供給することが可能となり、電源システム全体としてコスト低減、及び小型化を図ることができる。

Claims

請求の範囲

[1] 電源部から供給される電力によって自励発振する電源回路であって、

共振コンデンサと共振コイルとを含み、負荷装置に電力を供給する共振部と、前記共振部に直列接続された第 1のスイッチング素子と、前記共振コイルに磁気結合された帰還コイルとを含み、前記第 1のスイッチング素子をオンオフして前記共振部を自励発振させる発振部と、

第 2のスイッチング素子と、前記第 2のスイッチング素子の制御端子及び電源部の負極間に接続されたターンオフコンデンサとを含み、前記第 1のスイッチング素子がオンした際に流れるオン電流が所定レベルに達したときに、前記第 2のスイッチング素子がオンして前記第 1のスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ部と、アノードが前記帰還コイル側に接続されたダイォードと、力ソードが前記ダイォードの力ソードに接続され、アノードが前記ターンオフコンデンサ側に接続された定電圧ダイオードとを含む第 1の充電部とを備えることを特徴とする電源回路。

[2] 前記第 1の充電部は、一端が前記定電圧ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ターンオフコンデンサに接続された抵抗を含むことを特徴とする請求項 1に記載の電源回路。

[3] 前記第 1の充電部とは別に前記ターンオフコンデンサを充電する第 2の充電部を更に備えることを特徴とする請求項 1又は 2に記載の電源回路。

[4] 前記第 2の充電部は、複数存在することを特徴とする請求項 3に記載の電源回路。

[5] 前記第 2の充電部は、前記第 1の充電部と並列接続され、前記帰還コイルの電圧を平滑化する平滑部から構成されていることを特徴とする請求項 3又は 4に記載の電源回路。

[6] 前記第 2の充電部は、前記電源部の正極と前記第 2のスイッチング素子の制御端子との間に接続された抵抗から構成されていることを特徴とする請求項 3又は 4に記載の電源回路。

[7] 前記第 1の充電部は、複数並列接続され、

各第 1の充電部が備える各定電圧ダイオードは、各々降伏電圧が異なることを特徴とする請求項 1乃至 6のいずれ力、 1項に記載の電源回路。

[8] 請求項 1乃至 7のいずれか 1項に記載の電源回路と負荷装置とを備える電源システムであって、

前記負荷装置は、前記共振コイルと絶縁部材を介して磁気結合された磁気結合体を備えることを特徴とする電源システム。

[9] 前記磁気結合体は金属であり、

前記電源回路は前記金属に渦電流を発生させて加熱することを特徴とする請求項 8に記載の電源システム。

[10] 前記負荷装置は、

負荷本体部と、

前記共振コイルと磁気結合された負荷コイルを含み、前記負荷コイルで生じた電流を前記負荷本体部に供給する供給部と、

前記負荷本体部に供給される電流を検出する電流検出部と、

前記電流検出部により検出された電流が一定の値を保つように前記供給部を制御する制御部とを備えることを特徴とする請求項 8又は 9に記載の電源システム。