WO2009099013A1 - 移動通信システム、受信装置及び方法 - Google Patents

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transmitted
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Kenichi Higuchi
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NTT Docomo Inc
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to the technical field of mobile communication, and more particularly to a mobile communication system, a receiving apparatus, and a method in which single carrier MIMO (Multiple Input Multiple Output) transmission is performed.
  • single carrier MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the multicarrier transmission scheme is a scheme in which a frequency band is divided into a plurality of narrow bands (subcarriers) and signals are transmitted independently on each subcarrier.
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • the Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) scheme increases frequency utilization efficiency and increases speed and capacity by arranging subcarriers so that the subcarriers are orthogonal to each other.
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • inter-subcarrier interference can be effectively suppressed, and signals can be transmitted in parallel using each subcarrier, so that the length of one symbol can be increased.
  • multipath interference can be effectively suppressed by ensuring a certain guard interval.
  • PAPR peak power to average power ratio
  • the single carrier transmission method is generally advantageous.
  • the SC-FDMA (Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) method or the DFT spread OFDM (Discrete Fourier Transform spread OFDM) method is a single carrier method, but can effectively use a wide frequency band.
  • the transmission signal is mapped to one of the subcarriers after Fourier transform, and the mapped signal is wirelessly transmitted after inverse Fourier transform.
  • the received signal is Fourier transformed, signal components mapped to each subcarrier are extracted, and transmission symbols are estimated.
  • Such a single carrier transmission method is desirable from the viewpoint of effectively using the frequency band while reducing PAPR.
  • Multipath interference becomes particularly prominent when a higher transmission speed is required. For example, this is particularly noticeable when the data modulation multilevel number is large or when the MIMO multiplex transmission method is used. This greatly affects the deterioration of signal detection accuracy on the receiving side.
  • the number of transmission antennas is N
  • the assumed number of multipaths is P
  • the maximum likelihood determination method MLD on the receiving side: Maximum Likelihood Detection
  • MLD on the receiving side Maximum Likelihood Detection
  • An object of the present invention is to improve signal detection accuracy on the receiving side when a single carrier MIMO scheme is used and an SC-FDMA scheme is used in a mobile communication system.
  • a single carrier MIMO transmission system is used, and a mobile communication system including a transmission apparatus and a reception apparatus is used.
  • the transmission apparatus includes a unit that maps a group of symbols in a symbol sequence to be transmitted to a plurality of subcarriers together with a predetermined weight by Fourier transform, a unit that performs inverse Fourier transform on the group of mapped symbols, and inverse Fourier Means for transmitting a signal including the converted symbol from a plurality of transmitting antennas.
  • the receiving apparatus performs a Fourier transform on signals received by a plurality of receiving antennas, extracts a signal component mapped to each subcarrier, applies a QR decomposition algorithm to the extracted signal component, and outputs each subcarrier.
  • Signal detecting means for estimating the symbols transmitted in (1).
  • the signal detection means is a triangular matrix that is a product of a matrix that determines a correspondence relationship between the symbol sequence to be transmitted and a subcarrier, a channel matrix that represents a radio channel state between the transmission and reception antennas, and a certain unitary matrix.
  • FIG. 2 shows a partial functional block diagram of a transmission apparatus.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram showing the contents of calculation performed in a DFT unit 21.
  • FIG. 2 shows a partial functional block diagram of a receiving apparatus. It is a figure which shows an example of a signal detection part. The functional block diagram of a more detailed receiving apparatus is shown. It is a figure which shows a mode that the difficulty level which determines the combination of a symbol changes according to the magnitude of a fading correlation.
  • a receiving apparatus used in a mobile communication system in which a single carrier MIMO transmission scheme is used is used.
  • an SC-FDMA multiple access method is used.
  • the receiving apparatus performs Fourier transform on signals received by a plurality of receiving antennas, extracts a signal component mapped to each subcarrier, applies a QR decomposition algorithm to the extracted signal component, and applies each subcarrier.
  • Signal detecting means for estimating the symbols transmitted in (1).
  • the signal detection means has a product of a matrix W that determines the correspondence between the symbol sequence to be transmitted and a subcarrier, a channel matrix H that represents a radio channel state between the transmission and reception antennas, and a unitary matrix Q H.
  • the means for obtaining the unitary matrix so as to be a triangular matrix R the vector obtained by multiplying the unitary matrix Q H by the reception vector Y including the signal component received by each receiving antenna, and the triangular matrix R, Means for estimating a symbol candidate x transmitted from a transmission antenna.
  • the QR decomposition algorithm is used on the receiving side to reduce the amount of computation in signal detection and to improve signal detection accuracy Will be able to. By improving the signal detection accuracy, it is possible to save the transmission power required to ensure the required quality. This is particularly advantageous when the transmitting side is a user device. Further, by using the QR decomposition algorithm, equalization processing in the frequency domain and signal separation processing by MLD or the like can be efficiently performed at a time.
  • the signal detection means may further include means for preparing a metric for each candidate of the symbol and narrowing down candidates according to the metric.
  • the metric may represent a squared Euclidean distance between a received symbol and a symbol candidate in a symbol constellation.
  • Permutation control means for providing an instruction signal for rearranging rows or columns of matrix products of the channel matrix and the weight matrix to the decomposition means may be provided in the receiving apparatus.
  • the decomposition unit may obtain the triangular matrix and the unitary matrix according to the instruction signal so that the matrix product in which rows or columns are rearranged is equal to a product of a triangular matrix and a unitary matrix.
  • the estimation means estimates symbols according to the M algorithm
  • the parallel antenna is estimated so that a symbol of a transmission antenna corresponding to stronger received power is estimated before a symbol of a transmission antenna corresponding to weaker received power.
  • the replacement control means may prepare the instruction signal.
  • the rearrangement control means may prepare the instruction signal so that the component is estimated by the estimation means.
  • FIG. 1 schematically shows a mobile communication system used in an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a cell 50, user apparatuses 100 1 , 100 2 , 100 3 located in the cell 50, a base station 200, an access gateway 300, and a core network 400.
  • one or more user apparatuses perform wireless communication with a base station using a MIMO scheme.
  • the user equipment is typically a mobile station, but may be a fixed station.
  • SC-FDMA or DFT spread OFDM
  • the SC-FDMA scheme may be used for the downlink.
  • FIG. 2 shows an example of a transmission device used in a mobile communication system.
  • this transmission apparatus is provided in the user apparatus, but in another embodiment, it may be provided in the base station.
  • FIG. 2 shows a discrete Fourier transform unit (DFT) 21, a frequency domain mapper 22, an inverse fast Fourier transform unit (IFFT) 23, and a guard interval adding unit (+ CP) 24.
  • DFT discrete Fourier transform unit
  • IFFT inverse fast Fourier transform unit
  • CP guard interval adding unit
  • a discrete Fourier transform unit (DFT unit) 21 receives a series of symbol sequences to be transmitted and performs a discrete Fourier transform for each predetermined number of symbols.
  • This symbol sequence is typically a sequence of symbols after error correction coding and data modulation, but more generally any suitable symbol sequence.
  • the DFT 21 performs discrete Fourier transform for each predetermined number (for example, N DFT ) symbols, and converts a time-domain symbol sequence into a frequency-domain signal.
  • N DFT represents the window size or block size of the discrete Fourier transform.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram for explaining the calculation contents performed in the DFT unit 21.
  • X 1 shown on the left side represents a signal transmitted from the first transmission antenna among all N TX transmission antennas.
  • the signals x 2 , x 3 , ..., x NTX transmitted from the 2nd, 3rd, ... N TX transmit antennas actually exist, but they are drawn for the sake of simplicity.
  • Transmission symbol x 1 requires a note that a comprehensive representation of the N DFT symbols.
  • x 1 includes N DFT symbols associated with one point on the symbol constellation. The discrete Fourier transform is equivalent to the weighted addition process of these NDFT symbols.
  • the frequency domain mapper 22 in FIG. 2 associates (maps) a group of symbols after DFT with individual subcarriers.
  • mapping is performed by mapping each symbol to an available resource unit.
  • the available resource units are indicated by scheduling information in the control information received by the transmitting apparatus.
  • the present invention does not depend on how the mapping is performed, and a symbol group may be mapped to each subcarrier by any appropriate method.
  • the simplest mapping would be associating N DFT symbols after DFT directly to N DFT subcarriers from the low frequency side.
  • the inverse fast Fourier transform unit (IFFT) 23 performs inverse fast Fourier transform on the symbol associated with each subcarrier, and converts the frequency domain signal into a time domain signal (transmission symbol).
  • FIG. 4 shows an example of a receiving apparatus used in a mobile communication system.
  • FIG. 4 shows a guard interval removal unit (-CP) 41, a fast Fourier transform unit (FFT) 42, a frequency domain demapper 43, and a signal detection unit 44.
  • -CP guard interval removal unit
  • FFT fast Fourier transform unit
  • Guard interval remover (-CP) 41 removes the guard interval from the baseband received signal.
  • FFT Fast Fourier transform unit 42 performs a fast Fourier transform on the received signal, and converts a time domain signal into a frequency domain signal.
  • the frequency domain demapper 43 performs processing complementary to the frequency mapper 22 on the transmission side, and extracts signal components mapped to each subcarrier.
  • the signal detection unit 44 narrows down transmission symbol candidates from the signal mapped to each subcarrier, and finally determines what it is.
  • the operation will be described next. For convenience of explanation, it is transmitted from the n-th transmission antenna in the transmission apparatus of FIG. 2, to write a transmission symbol sequence input to the DFT21 and x n.
  • the transmission symbol sequence xn includes N DFT symbols as elements.
  • N DFT represents the window size (block size) of the discrete Fourier transform.
  • x n [x n1 x n2 ... x nNDFT ] T
  • T represents transposition
  • n is a natural number equal to or less than N TX
  • N TX is the total number of transmission antennas.
  • weighting factor wi applied to the i-th (i is a natural number equal to or smaller than N DFT ) subcarrier in the DFT unit 21 is expressed as follows.
  • the received signal yi for the i-th subcarrier can be written as:
  • Hi is a channel matrix representing a radio channel state related to the i-th subcarrier.
  • the channel matrix Hi can be expressed as:
  • the channel matrix Hi is a matrix having dimensions of N RX rows ⁇ N TX columns, where N RX is the total number of reception antennas and N TX is the total number of transmission antennas.
  • the matrix elements h i, pq of the channel matrix represent the i th subcarrier component in the channel state (transfer function) between the p th receive antenna and the q th transmit antenna.
  • the matrix elements of the channel matrix may be derived from the reception state of the pilot signal.
  • w i is a vector representing the weighting factor
  • 0 NDFT is a 0 vector having N DFT elements.
  • xn represents a signal transmitted from the nth transmitting antenna.
  • Ni represents the noise component related to the i-th subcarrier.
  • a unitary matrix Q is obtained so that the channel matrix H and the weight matrix W can be expressed by a product of a unitary matrix Q and an upper triangular matrix R.
  • “H” that is not a superscript represents a channel matrix, while “H” that is a superscript represents a conjugate transposition.
  • transmission symbol candidates for x M are narrowed down based on equation (5).
  • x M should correspond to any signal point on the symbol constellation.
  • e1 (x)
  • S1 (S1 ⁇ C) candidates are left in ascending order, and the other candidates are discarded.
  • C is the total number of signal points (possible candidate total number) included in the symbol constellation.
  • e2 (s M (x), s M-1 (x))
  • the second term on the right side is the value of the survival metric derived in the first stage.
  • S2 (S2 ⁇ S1C) candidates are left in ascending order of the survival metric e2 (s M (x), s M ⁇ 1 (x)), and the other candidates are discarded.
  • the same processing is repeatedly performed, and the survival metric is cumulatively increased for each stage, and the combination of transmission symbols that yields the smallest metric in the final stage is estimated as actually transmitted.
  • FIG. 5 shows the details of the signal detection unit of FIG. 4 and mainly executes the above-described operation explanation processing.
  • the signal detection unit includes a QR decomposition unit 210, a signal conversion unit 212, a maximum likelihood determination unit 214, and a likelihood output unit 215.
  • the maximum likelihood determination unit 214 includes four determination units 216-1, 216-2, 216-3, and 216-4. In order to simplify the illustration, only four determination units are illustrated, but any number of determination units may be prepared according to the number of transmission signals. Since each determination unit has similar processing blocks, the fourth determination unit 216-4 will be described as a representative example.
  • the determination unit includes a symbol replica generation unit 218-4, a square Euclidean distance calculation unit 220-4, and a surviving symbol candidate selection unit 222-4.
  • processing elements in FIG. 5 and other blocks may be prepared in hardware, software, or a combination thereof.
  • Signal conversion unit 212 a plurality of received signals in vector Y to component, by multiplying the conjugate transposition matrix Q H of the unitary matrix Q, performs signal conversion.
  • the received signal after such unitary conversion is expressed by the product of the upper triangular matrix R and the transmission symbol x, if noise is ignored.
  • the maximum likelihood determination unit 214 narrows down the symbol candidates of the transmission signal by the maximum likelihood determination method (MLD method).
  • Symbol replica generation unit 218-4 of the determining unit 216-4 uses matrix elements of the upper triangular matrix R, generates symbol candidates of transmission signals corresponding to the received signal x 4.
  • the number of symbol candidates is, for example, C.
  • the square Euclidean distance calculation unit 220-4 calculates a square Euclidean distance between the received signal z i after the unitary conversion and the C symbol candidates.
  • the squared Euclidean distance represents the survival metric that is the basis for calculating the likelihood.
  • the surviving symbol candidate selection unit 222-4 outputs S 1 ( ⁇ C) symbol candidates as surviving symbol candidates based on the squared Euclidean distance for each candidate.
  • the likelihood output unit 215 calculates the likelihood or likelihood of the symbol candidate output from the surviving symbol candidate selection unit in the final stage. More specifically, this likelihood is represented by a log likelihood ratio (LLR: Log Likelihood Ratio).
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • the output from the likelihood output unit 215 represents a signal separation result and is transmitted to a demodulator (for example, a turbo decoder) at a subsequent stage.
  • N 0 is the average noise power measured at the receiver.
  • I is a unit matrix of N TX rows and N TX columns.
  • the unitary matrix Q in this case is a matrix having dimensions of N DFT (N TX + N RX ) rows (N DFT ⁇ N TX ) columns.
  • the triangular matrix is a square matrix with (N DFT ⁇ N TX ) rows (N DFT ⁇ N TX ) columns, and has the same dimensions as in the above embodiment.
  • the received signal Y is a vector of (N DFT ⁇ N RX ) rows and 1 column.
  • a vector of (N DFT ⁇ (N TX + N RX )) rows and 1 column is used. It is.
  • N DFT ⁇ N TX components are zero.
  • reception signal vector Y ′ and the matrix G modified in this way is advantageous from the viewpoint of performing MMSE-type QR decomposition and ZF-type QR decomposition.
  • H is a channel matrix.
  • W is a weight matrix representing weighting in the frequency direction by DFT.
  • F represents a matrix product of the channel matrix H and the weight matrix W.
  • x represents a symbol to be transmitted.
  • the matrix product F is subjected to QR decomposition.
  • the transmitted symbols were estimated in order according to the M algorithm.
  • the total number of stages of the M algorithm is N TX ⁇ N DFT .
  • Unitary matrix Q H is multiplied to the received signal Y, is estimated from the lowest symbol sequentially performed.
  • the product of a matrix A and a column vector s is equal to the product of a matrix A ′ in which the columns in the matrix are replaced and s ′ in which the components of the column vector s are replaced accordingly.
  • the column vector x ′ is a column vector in which the components of the column vector x are rearranged in accordance with the replacement method.
  • the successive selection of symbol replica candidates is performed for each stage in order from the lower symbol of the transmitted symbol vector. Therefore, the order in which symbols are estimated greatly affects the selection accuracy of surviving symbol replica candidates.
  • the columns of the matrix F are rearranged so as to improve the selection accuracy of surviving symbol replica candidates and, consequently, the estimation accuracy of symbols.
  • the rows and columns of the matrix are relative concepts. Therefore, unlike the specific description of the present embodiment, when the transmission symbol is defined by a row vector, the rows included in the matrix F are rearranged. Even if the transmission symbol is defined by a column vector as in this embodiment, the generality of the present invention is not lost.
  • FIG. 6 shows details of the receiving apparatus shown in FIG.
  • FIG. 6 shows a guard interval removal unit (-CP) 41, a fast Fourier transform unit (FFT & demapping) 42, a QR decomposition unit 210, a signal conversion unit 212, an MLD unit 214, and a likelihood output unit 215.
  • a channel estimation unit 62 and a rearrangement control unit 64 are shown.
  • Guard interval remover (-CP) 41 removes the guard interval from the baseband received signal.
  • Fast Fourier transform unit (FFT & demapping) 42 converts a time domain signal into a frequency domain signal by performing a fast Fourier transform on the received signal.
  • FFT & demapping is performed in addition to the FFT, but this is not essential.
  • the FFT unit and the demapping unit may be prepared separately.
  • the channel estimation unit 62 estimates the radio channel state for each subcarrier and derives a channel matrix H.
  • a channel matrix is prepared for each subcarrier. Therefore, the entire channel matrix H is a matrix of N RX ⁇ N DFT rows N TX ⁇ N DFT columns.
  • the matrix elements of the channel matrix may be derived from the reception state of the pilot signal.
  • Signal conversion unit 212 a plurality of received signals in vector Y to component, by multiplying the conjugate transposition matrix Q H of the unitary matrix Q, performs signal conversion.
  • the received signal after such unitary conversion is expressed by the product of the upper triangular matrix R and the transmission symbol x, if noise is ignored.
  • M maximum likelihood determination method
  • the likelihood output unit 215 calculates the likelihood of the symbol candidate output from the surviving symbol candidate selection unit in the final stage. More specifically, this likelihood is represented by a log likelihood ratio (LLR: Log Likelihood Ratio). An output from the likelihood output unit 215 represents a signal separation result and is transmitted to a subsequent decoding unit.
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • the rearrangement control unit 64 gives an instruction signal to the QR decomposition unit 210.
  • the indication signal indicates how the columns of the matrix product F of the channel matrix H and the weight matrix W are to be rearranged.
  • the above formula (9) is established without depending on a specific rearrangement method. How it should be sorted is not uniquely determined. An appropriate sorting method is determined from some point of view. As will be described later in this modification, the rearrangement of the columns of the product matrix F may be performed from the viewpoint of (Method 1) received power of received symbols (power received by the receiving device), and / or Alternatively, (Method 2) may be performed in units of subcarriers.
  • the narrowing-down of surviving symbol replica candidates is applied to the transmission symbols ordered up to the k-th, from the (N TX N SF -k + 1) -th row of the (N TX N SF -k + 1) -th column of the matrix R, respectively.
  • the received signal power of the transmission symbol from each transmission antenna is measured, and a transmission symbol having a higher received signal power is estimated with higher priority. This is because if the received power is high, the selection of the symbol replica candidate is less likely to be erroneous.
  • the order of the columns of the product matrix F and the components of the transmission symbol x is controlled so that such priorities are realized.
  • DFT-MIMO multiplex transmission to which frequency domain spreading is applied according to this method, there are several transmission symbols transmitted after code multiplexing.
  • Each component of the transmission symbol transmitted from each transmission antenna gives the same received signal power. Therefore, in this method, a transmission antenna that provides stronger received power is identified, and a symbol transmitted from the transmission antenna is estimated with priority (first) over symbols of other transmission antennas.
  • Any appropriate method known in the art may be used as a method of measuring the strength of the received power for the symbols from each transmission antenna. For example, a matrix element of a channel matrix may be used.
  • the channel matrix Hi related to the i-th subcarrier is a matrix having dimensions of N RX rows ⁇ N TX columns, where N RX is the total number of reception antennas and N TX is the total number of transmission antennas.
  • the matrix elements h i, pq of the channel matrix represent the i th subcarrier component in the channel state (transfer function) between the p th receive antenna and the q th transmit antenna. Therefore,
  • rearrangement of the columns of the product matrix F ′ and rearrangement of the components of the transmission symbol x are performed.
  • the rearranged transmission symbol x ′ can be written as follows.
  • the elements of the symbol x 1 is, to come to the lower column vector, sorting is performed. Furthermore, in which order the subcarrier components x 11 , x 12 , and x 13 in the symbol x 1 are to be estimated is not uniquely determined at this stage. As an example, the younger order of subcarrier numbers may be used. In this case, the rearranged transmission symbol x ′ can be written as follows.
  • x ' (x 23 x 22 x 21 x 13 x 12 x 11 ) T Not only the youngest order but also other orders may be used.
  • FIG. 7 shows a state in which the difficulty level for determining the combination of symbols varies depending on the magnitude of the fading correlation.
  • N TX and the number of reception antennas N RX are both 2.
  • Symbol 1 (x 1 ) is transmitted from the first transmitting antenna.
  • Symbol 2 (x 2 ) is transmitted from the second transmitting antenna.
  • the symbols transmitted from the transmission antenna are data modulated by the QPSK method.
  • the symbol is one of predetermined four signal points on the signal point arrangement diagram (constellation). Since there are four possibilities for each of symbol 1 and symbol 2, the total number of combinations is 16.
  • symbols 1 and 2 are received in a combined state (r i1 , r i2 ). This is because the transmission signal and the reception signal satisfy the relationship of the following equation as described above.
  • r i1 h i, 11 x 1 + h i, 12 x 2
  • r i2 h i, 21 x 1 + h i, 22 x 2 .
  • each symbol is subjected to considerably different fading.
  • the combined received signal can distinguish all 16 symbol combinations. Therefore, the symbol combination selection accuracy is high.
  • the fading correlation is large, each symbol undergoes the same fading.
  • the illustrated example assumes, as an extreme example, a case where the symbols 1 and 2 receive the same fading correlation.
  • the combined received signal can only partially distinguish combinations of 16 symbols. Due to symbol overlap, only nine combinations can be distinguished. In the case of signal points indicated as “2-symbol overlap” or “4-symbol overlap” in the figure, it is not possible to distinguish which of the overlapping symbols is likely only by comparing the square Euclidean distance and phase. It is.
  • the order of symbol detection is controlled so that a symbol that has undergone fading different from that symbol is estimated. More specifically, the order is controlled so that transmission symbols transmitted from different transmission antennas are estimated after estimation of transmission symbols transmitted from a certain transmission antenna.
  • the similarity determination of the fading correlation may be made by any appropriate method.
  • the similarity of the fading correlation may be determined based on the similarity of the amplitude and phase of the matrix elements h i, pq of the channel matrix. For example, for the i-th subcarrier, a pilot signal of size 1 is transmitted from the a-th and b-th transmission antennas and received by the p-th reception antenna. In this case, the correlation between the two received signals may be evaluated by h i, pa * h i, pb (* is a complex conjugate).
  • the similarity determination method for fading correlation is not limited to this, and another method may be used.
  • the symbol detection order rearranged based on the fading correlation may be an order in which symbols of all transmission antennas are estimated for each subcarrier component.
  • signals transmitted from the same antenna are subjected to similar fading, they are likely to have a similar fading correlation.
  • signals transmitted from different antennas are susceptible to different fading, they are likely to have different fading correlations. Therefore, for example, paying attention to the i-th subcarrier component, N TX transmission symbols transmitted on the subcarrier are estimated. Then, paying attention to, for example, the i + 1th subcarrier component, N TX transmission symbols transmitted on the subcarrier are estimated. Similarly, the processing is performed.
  • the subcarrier components of the symbols to be estimated are in order of increasing numbers, and symbols for all transmission antennas are estimated in each of the subcarrier components.
  • the rearranged transmission symbol x ′ can be written as follows.
  • the order of estimation regarding the subcarrier components is the youngest. This is not essential. An order other than the youngest order may be used.
  • the received power of the subcarrier components may be compared, and the order of higher power may be used in combination. For example, it is assumed that the received power is high in the order of the second, third, and first subcarrier components. As described in Method 1 of Modification 2, it is desirable to perform rearrangement in descending order of received power from the viewpoint of improving estimation accuracy. Therefore, the desired rearranged transmission symbol x ′ in this case can be written as follows.
  • x ' (x 21 x 11 x 23 x 13 x 22 x 12 ) T
  • x 21 x 11 x 23 x 13 x 22 x 12 ) T The numerical values of the number of antennas and the number of subcarriers described above are merely examples, and more values may be used.

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Abstract

　送信装置は、送信するシンボル系列中の一群のシンボルを、離散フーリエ変換し、個々のサブキャリアにマッピングし、逆フーリエ変換後に複数の送信アンテナから送信する。受信装置は、受信信号をフーリエ変換し、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を抽出し、QR分解アルゴリズムを適用することで、各サブキャリアで伝送されたシンボルを推定する。受信装置は、送信するシンボル系列とサブキャリアとの対応関係を決める行列Wと、チャネル行列Hと、ユニタリ行列QHとの積が三角行列Rになるように該ユニタリ行列を導出し、それらを用いて各送信アンテナから送信されたシンボルの候補を推定する。

Description

移動通信システム、受信装置及び方法
　本発明は移動通信の技術分野に関連し、特にシングルキャリア方式のMIMO(Multiple　Input　Multiple　Output)伝送が行われる移動通信システム、受信装置及び方法に関連する。
　マルチキャリア伝送方式は、周波数帯域を複数の狭い帯域(サブキャリア)に分割し、各サブキャリアで独立に信号を伝送する方式である。特に、直交周波数分割多重接続(OFDMA:　Orthogonal　Frequency　Division　Multiple　Access)方式は、各サブキャリアが互いに直交するようにサブキャリアを配置することで周波数利用効率を高め、高速大容量化を図る。OFDMA方式では、サブキャリア間干渉を効果的に抑制できるので、各サブキャリアを用いて信号を並列に送信することができるため、１シンボルの長さを長くできる。また、ガードインターバルを或る程度長く確保することで、マルチパス干渉を効果的に抑制することもできる。
　しかしながら、マルチキャリア伝送方式では、各サブキャリアにマッピングされた信号が、時間領域で互いに重畳されて送信されるので、瞬時的にかなり大きなピーク電力が送信に必要になる。即ち、マルチキャリア伝送方式では、ピーク電力対平均電力比(PAPR:　Peak-to-Average　Power　Ratio)がかなり大きくなるおそれがあり、このとは移動端末にとって特に懸念される。
　PAPRを低減する観点からは、一般的に、シングルキャリア伝送方式が有利である。特に、SC-FDMA(Single　Carrier－Frequency　Division　Multiple　Access)方式又はDFTスプレッドOFDM(Discrete　Fourier　Transform　spread　OFDM)方式は、シングルキャリア方式ではあるが、広帯域の周波数帯域を有効に活用できる。SC-FDMA方式では、送信信号はフーリエ変換後にいずれかのサブキャリアにマッピングされ、マッピング後の信号が逆フーリエ変換後に無線送信される。受信側では、受信信号がフーリエ変換され、各サブキャリアにマッピングされている信号成分が取り出され、送信シンボルが推定される。このようなシングルキャリア伝送方式は、PAPRを低減しつつ周波数帯域の有効活用を図る観点から望ましい。
　しかしながらシングルキャリア方式の場合、各サブキャリアの帯域幅が広くなるので、マルチパス干渉が生じやすくなる。マルチパス干渉は、伝送速度の高速化が求められる場合に特に顕著になる。例えば、データ変調多値数が大きい場合や、MIMO多重伝送方式が使用されるような場合に特に顕著になる。このことは、受信側での信号検出精度の劣化にも大きな影響を及ぼす。
　一例として、送信アンテナ数がNであり、データ変調多値数がＢ(例えば、16QAMならB=4)であり、想定されるマルチパス数がＰであり、受信側で最尤判定法(MLD:　Maximum　Likelihood　Detection)による信号検出が行われるとする（従来のQRM-MLD法については、例えば非特許文献１参照。）。上述したように、OFDM方式が使用される場合、サブキャリア間干渉は効果的に抑制され、ガードインターバルの範囲内に収まるマルチパス干渉は十分に抑制される。この場合、受信側で考察しなければならないシンボル候補総数は、
　　2N×B
になる。これに対して、シングルキャリア方式の場合、マルチパス干渉が無視できないので、考察しなければならないシンボル候補総数は、
　　2N×B×P
にも及ぶ。マルチパス数に応じて候補数が指数関数的に増えるので、信号検出の演算量はかなり大きくなってしまう。このことは、シングルキャリア方式のMIMO伝送を行う際に、信号検出が高精度ではあるが演算量の大きいMLD法の適用を困難にしてしまう。一方、ゼロフォーシング(ZF)法や最小二乗誤差(MMSE)法のような演算量が小さい信号検出法では、信号検出精度の劣化が懸念される。受信側での信号検出精度が良くないということは、所要信号品質(所要SINR)を維持するために、より強い電力で信号を送信しなければならなくなることを意味する。PAPRを抑制し、バッテリーを節約する等の観点からシングルキャリア方式を採用したにもかかわらず、結局大きな送信電力を必要としてしまうことは望ましくない。
K.J.Kim,et　al.,"Joint　channel　estimation　and　data　detection　algorithm　for　MIMO-OFDM　systems",　Proc.　36th　Asilomar　Conference　on　Signals,　Systems　and　Computers,　Nov.　2002
　本発明の課題は、移動通信システムでシングルキャリアのMIMO方式が使用され且つSC-FDMA方式が使用される場合に、受信側での信号検出精度の向上を図ることである。
　本発明では、シングルキャリア方式のMIMO伝送方式が使用され、送信装置及び受信装置を含む移動通信システムが使用される。
　前記送信装置は、送信するシンボル系列中の一群のシンボルを、フーリエ変換により、所定のウエイトと共に複数のサブキャリアにマッピングする手段と、マッピングされた一群のシンボルを逆フーリエ変換する手段と、逆フーリエ変換後のシンボルを含む信号を複数の送信アンテナから送信する手段とを有する。
　前記受信装置は、複数の受信アンテナで受信した信号をフーリエ変換し、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を抽出する手段と、抽出された信号成分にQR分解アルゴリズムを適用し、各サブキャリアで伝送されたシンボルを推定する信号検出手段とを有する。
　前記信号検出手段は、前記送信するシンボル系列とサブキャリアとの対応関係を決める行列と、前記送信及び受信アンテナ間の無線チャネル状態を表すチャネル行列と、あるユニタリ行列との積が三角行列になるように該ユニタリ行列を導出する手段と、各受信アンテナで受信した信号成分を含む受信ベクトルに前記ユニタリ行列を乗算したベクトルと、前記三角行列とを用いて、各送信アンテナから送信されたシンボルの候補を推定する手段とを有する。
　本発明によれば、移動通信システムでシングルキャリアのMIMO方式が使用され且つSC-FDMA方式が使用される場合に、受信側での信号検出精度の向上を図ることができる。
本発明の一実施例で使用される移動通信システムを示す図である。 送信装置の部分的な機能ブロック図を示す。 DFT部21で行われる演算内容を表す概念図である。 受信装置の部分的な機能ブロック図を示す。 信号検出部の一例を示す図である。 より詳細な受信装置の機能ブロック図を示す。 シンボルの組合せを判定する難易度が、フェージング相関の大小に応じて異なる様子を示す図である。
符号の説明
　50　セル
　100　ユーザ装置(UE)
　200　基地局(eNB)
　300　アクセスゲートウエー
　400　コアネットワーク
　21　離散フーリエ変換部(DFT)
　22　周波数領域マッパー
　23　逆高速フーリエ変換部(IFFT)
　24　ガードインターバル付与部
　41　ガードインターバル除去部(－CP)
　42　高速フーリエ変換部(FFT)
　43　周波数領域デマッパー
　44　信号検出部
　62　チャネル推定部
　64　並替制御部
　210　ＱＲ分解部
　212　信号変換部
　214　最尤判定部
　215　尤度出力部
　216-1～4　判定部
　本発明の一形態では、シングルキャリア方式のMIMO伝送方式が使用される移動通信システムで使用される受信装置が使用される。移動通信システムでは、SC-FDMA方式の多元接続法が使用される。当該受信装置は、複数の受信アンテナで受信した信号をフーリエ変換し、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を抽出する手段と、抽出された信号成分にQR分解アルゴリズムを適用し、各サブキャリアで伝送されたシンボルを推定する信号検出手段とを有する。前記信号検出手段は、前記送信するシンボル系列とサブキャリアとの対応関係を決める行列Wと、前記送信及び受信アンテナ間の無線チャネル状態を表すチャネル行列Hと、あるユニタリ行列QHとの積が三角行列Rになるように該ユニタリ行列を求める手段と、各受信アンテナで受信した信号成分を含む受信ベクトルYに前記ユニタリ行列QHを乗算したベクトルと、前記三角行列Rとを用いて、各送信アンテナから送信されたシンボルの候補ｘを推定する手段とを有する。
　SC-FDMA方式によるシングルキャリアのMIMO方式が移動通信システムで使用される場合に、受信側でQR分解アルゴリズムを使用することで、信号検出における演算量の軽減を図り、信号検出精度の向上を図ることができるようになる。信号検出精度が向上することで、所要品質を確保するのに要する送信電力を節約できるようになる。これは、送信側がユーザ装置である場合に特に有利である。また、QR分解アルゴリズムを使用することで、周波数領域での等化処理及びMLD等による信号分離処理を一度に効率的に行えるようになる。
　前記信号検出手段は、メトリックを前記シンボルの候補毎に用意し、該メトリックに応じて候補を絞り込む手段を更に備えていてもよい。前記メトリックは、シンボルコンステレーションにおける受信シンボル及びシンボルの候補間の二乗ユークリッド距離を表してもよい。信号検出時の演算量が軽減されることで、シングルキャリアMIMO伝送には従来では適用できなかったMLD法を適用できるようになる。これは、信号検出精度の向上を更に図る観点から好ましい。
　前記チャネル行列及び前記ウエイト行列の行列積の行又は列を並べ替えるための指示信号を、前記分解手段に与える並替制御手段が、当該受信装置に設けられてもよい。前記分解手段は、前記指示信号に従って、行又は列の並べ替えられた前記行列積が、三角行列及びユニタリ行列の積に等しくなるように、該三角行列及び該ユニタリ行列を求めてもよい。
　前記推定手段が、Mアルゴリズムに従ってシンボルを推定する際、より強い受信電力に対応する送信アンテナのシンボルが、より弱い受信電力に対応する送信アンテナのシンボルよりも先に推定されるように、前記並替制御手段は前記指示信号を用意するしてもよい。
　第1の送信アンテナから送信されたシンボルの第1のサブキャリアのサブキャリア成分が前記推定手段で推定された後に、該第1のサブキャリアで第２の送信アンテナから送信されたシンボルのサブキャリア成分が前記推定手段で推定されるように、前記並替制御手段は前記指示信号を用意してもよい。
　説明の便宜上、発明の理解を促すため具体的な数値例を用いて説明がなされるが、特に断りのない限り、それらの数値は単なる一例に過ぎず適切な如何なる値が使用されてもよい。
　本発明の実施例は、以下の観点から説明される。
　１．システム
　２．送信装置
　３．受信装置
　４．動作
　５．信号検出部の詳細
　６．変形例１
　７．変形例２
　８．変形例２－方法１，方法２
　＜１．システム＞
　図１は本発明の実施例で使用される移動通信システムの概略を示す。図１には、セル50と、セル50内に在圏するユーザ装置1001,1002,1003と、基地局200と、アクセスゲートウエー300と、コアネットワーク400とが示されている。本発明の一実施例では、１つ以上のユーザ装置は、基地局とMIMO方式で無線通信を行う。ユーザ装置は典型的には移動局であるが、固定局でもよい。この移動通信システムでは、上りリンクにSC-FDMA方式(又は、DFTスプレッドOFDM方式)が使用されている。別の実施例では、下りリンクにSC-FDMA方式が使用されてもよい。
　＜２．送信装置＞
　図２は、移動通信システムで使用される送信装置の一例を示す。本実施例では、この送信装置はユーザ装置に備わっているが、別の実施例では基地局に備わっていてもよい。図２には、離散フーリエ変換部(DFT)21と、周波数領域マッパー22と、逆高速フーリエ変換部(IFFT)23と、ガードインターバル付与部(＋CP)24とが示されている。
　離散フーリエ変換部(DFT部)21は、送信対象の一連のシンボル系列を受信し、所定数個のシンボル毎に離散フーリエ変換を行う。このシンボル系列は、典型的には、誤り訂正符号化及びデータ変調後のシンボルの系列であるが、より一般的には適切な如何なるシンボル系列でもよい。DFT21は、所定数個(例えば、NDFT個)のシンボル毎に離散フーリエ変換し、時間領域のシンボル系列を周波数領域の信号に変換する。NDFTは離散フーリエ変換のウインドウサイズ又はブロックサイズを表す。
　図３はDFT部21で行われる演算内容を説明するための概念図である。左側に示されるx1は、全部でNTX個の送信アンテナの内、第1の送信アンテナから送信される信号を表す。第２、第３、...第NTXの送信アンテナから送信される信号x2,x3,...,xNTXも実際には存在するが、図示の簡明化を図るためそれらは描かれていない。送信シンボルx1は、NDFT個のシンボルを表す包括的な表現であることに留意を要する。例えば一例として、x1は、シンボルコンステレーション上の１点に関連付けられるシンボルをNDFT個を含む。離散フーリエ変換は、これらNDFT個のシンボルの重み付け加算処理と等価である。図示されているように、x1に含まれる一連のNDFT個のシンボルの系列x1=(x11,x12,...,x1NDFT)は直並列変換器(S/P)で変換され、シンボル毎に所定のウエイトw1jが乗算された後に加算されることで、１番目のサブキャリアの信号w1・x1が導出される。２番目のサブキャリアについては、w2・x1が導出され、以下同様に各サブキャリアにマッピングされる信号が導出される。こうして、第1の送信アンテナから全サブキャリアにわたって一度に送信されるNDFT個のサブキャリア成分が用意される。他の送信アンテナからの信号x2,…,xNTXについても同様な演算がなされる。
　図２の周波数領域マッパー22は、DFT後の一群のシンボルを個々のサブキャリアに対応付ける(マッピングする)。マッピングは、上りリンクについて周波数スケジューリングが行われる場合、利用可能なリソースユニットに各シンボルをマッピングすることで行われる。利用可能なリソースユニットが何であるか等については、この送信装置が受信した制御情報中のスケジューリング情報で指示されている。本発明は、どのようにマッピングするかに依存せず、適切な如何なる方法でシンボル群が各サブキャリアにマッピングされてよい。最も簡易なマッピングは、DFT後のNDFT個のシンボルを低周波側から順にNDFT個のサブキャリアにそのまま対応付けることであろう。
　逆高速フーリエ変換部(IFFT)23は、各サブキャリアに対応付けられたシンボルを逆高速フーリエ変換し、周波数領域の信号を時間領域の信号(送信シンボル)に変換する。
　ガードインターバル付与部(＋CP)24は、送信シンボルにガードインターバルを付加し、後段の送信信号作成部(図示せず)に与える。ガードインターバルは、サイクリックプレフィックス(CP)法により用意されてもよい。　
　＜３．受信装置＞
　図４は移動通信システムで使用される受信装置の一例を示す。図４には、ガードインターバル除去部(－CP)41と、高速フーリエ変換部(FFT)42と、周波数領域デマッパー43と、信号検出部44とが示されている。
　ガードインターバル除去部(－CP)41は、ベースバンドの受信信号からガードインターバルを除去する。
　高速フーリエ変換部(FFT)42は、受信信号を高速フーリエ変換し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。
　周波数領域デマッパー43は、送信側の周波数マッパー22と相補的な処理を行い、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を取り出す。
　信号検出部44は、各サブキャリアにマッピングされている信号から、送信シンボルの候補を絞り込み、最終的にそれが何であるかを決定する。
　＜４．動作＞
　動作を次に説明する。説明の便宜上、図２の送信装置でｎ番目の送信アンテナから送信される、DFT21に入力される送信シンボル系列をxnと書くことにする。送信シンボル系列xnはNDFT個のシンボルを要素として含む。NDFTは離散フーリエ変換のウインドウサイズ(ブロックサイズ)を表す。
　　xn=[xn1　 xn2　...　xnNDFT]T
ここで、Tは転置(transposition)を表し、ｎはNTX以下の自然数であり、NTXは送信アンテナ総数である。
　また、DFT部21でｉ番目(ｉはNDFT以下の自然数)のサブキャリアに適用される重み係数wiは、次式のように表現される。
　　wi=[wi1　 wi2　...　wiNDFT]T
　図３の受信装置でNRX個の受信アンテナを介して一度に受信された全ての信号Ｙを、
　　Ｙ＝[y1　y2　...　yNDFT]T　
のように表現する。yiはNRX個の受信アンテナでそれぞれ受信された、ｉ番目のサブキャリアに関する信号を表す。
　　yi=[yi1　 yi2　...　yiNRX]T。
この場合、ｉ番目のサブキャリアに関する受信信号yiは、次式のように書ける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　Hiは、ｉ番目のサブキャリアに関する無線チャネル状態を表すチャネル行列である。チャネル行列Hiは次式のように表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 チャネル行列Hiは、NRX行×NTX列の次元を有する行列であり、NRXは受信アンテナ総数であり、NTXは送信アンテナ総数である。チャネル行列の行列要素hi,pqは、ｐ番目の受信アンテナとｑ番目の送信アンテナとの間のチャネル状態(伝達関数)の内、ｉ番目のサブキャリア成分に関するものを表す。チャネル行列の行列要素は、一例として、パイロット信号の受信状態から導出されてもよい。
　wiは上記の重み係数を表現するベクトルであり、0NDFTは、NDFT個の要素を有する０ベクトルである。
　xnはｎ番目の送信アンテナから送信される信号を表す。
　Niはｉ番目のサブキャリアに関するノイズ成分を表す。
　NRX個の受信アンテナ各々で受信したNDFT個のサブキャリア成分の全てをまとめて表現すると、次式のように書ける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　Ｙ＝Ｈ×Ｗ×ｘ＋Ｎ　　・・・（１）
このような信号が図４の信号検出部44に入力される。
　先ず、チャネル行列Ｈとウエイト行列Ｗが、あるユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒの積で表現できるようにするようなユニタリ行列Ｑが求められる。
　Ｈ×Ｗ＝Ｑ×Ｒ　・・・（２）
ここで、上三角行列Ｒは、Ｍ行Ｍ列の正方行列(M=NDFT×NTX)であって、行列要素rij(i>j)が全てゼロであるような行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 本明細書において、ある行列Ａがユニタリ行列であるとは、ＡHＡ=ＡＡH=1　を満たすことをいう。従って、行列Ａが正方行列であることは必須でないことに留意を要する。また、上付き文字でない「H」はチャネル行列を表すが、上付き文字の「H」は、共役転置(conjugate　transposition)を表す。
　（１）式の両辺に左からQHを乗算した場合、左辺は、
　　z=QHY
と書ける。右辺は、
　　QH×(H×W×x＋N)＝QH×(Q×R×x＋N)=R×x＋QHN　・・・（３）
と書ける。従って、ユニタリ変換後の受信信号ｚは、ノイズを無視すると、Ｒ×ｘで表現できる。
　　ｚ＝R×x　・・・（４）
Ｒは上三角行列なので、Ｍ番目の信号成分に着目すると(M=NDFT×NTX)、
　　zM=rMM×xM　・・・（５）
と書ける。これは、M番目の信号成分xMは、他のサブキャリア及び／又は他の送信アンテナからの信号の干渉を考慮せずに、かなり簡易に推定できることを意味する。
　送信シンボル推定の第1ステージでは、（５）式に基づいて、xMに関する送信シンボルの候補が絞り込まれる。xMは、シンボルコンステレーション上の何れかの信号点に対応するはずである。例えば、QPSKならば４通りの可能性(又は候補)があり、64QAMならば64通りの可能性がある。可能な全ての候補について、ユニタリ変換後の受信信号zMと、rMM×(xMの候補=sM(x))との二乗ユークリッド距離が計算され、それが生き残りメトリックとして使用される。
　　e1(x)=|zM－rMM×sM (x)|2　・・・（６）
この生き残りメトリックの内、小さい順にS1個(S1≦C)の候補が残され、他の候補は破棄される。Cはシンボルコンステレーションに含まれる信号点の総数(可能な候補総数)である。
　送信シンボル推定の第２ステージでは、（４）式に基づく次式が使用される。
　　zM-1=rM-1M-1×xM-1＋rM-1M×xM・・・（７）
xMについては第1ステージで導出されたS1個の候補が使用される。xM-1についても全部でC通りの候補が存在する。従って、xMとｘM-1との可能な全ての組み合わせ(S1×C個)について、上記と同様な生き残りメットリックが計算される。
　　e2(sM (x),sM-1 (x))=| zM-1－(rM-1M-1×sM-1(x)+rM-1M×sM(x))|2＋e1(x)　・・・（８）
右辺第２項は、第1ステージで導出された生き残りメトリックの値である。この生き残りメトリックe2(sM (x),sM-1 (x))の小さい順にS2個(S2≦S1C)の候補が残され、他の候補は破棄される。
　以後同様な処理が反復的に行われ、生き残りメトリックは各ステージ毎に累積的に増やされ、最終ステージで最も小さなメトリックをもたらす送信シンボルの組み合わせが、実際に送信されたものとして推定される。
　＜５．信号検出部の詳細＞
　図５は、図４の信号検出部の詳細を示し、主に上記の動作説明の処理を実行する。信号検出部は、QR分解部210と、信号変換部212と、最尤判定部214と、尤度出力部215とを有する。最尤判定部214は、４つの判定部216-1,216-2,216-3,216-4を有する。図示の簡明化を図るため、判定部の数は４つしか描かれていないが、送信信号数に合わせていくつでも用意されてよい。各判定部は同様な処理ブロックを有するので、第４の判定部216-4がそれらを代表して説明される。判定部は、シンボルレプリカ生成部218-4と、二乗ユークリッド距離算出部220－4と、生き残りシンボル候補選択部222-4とを有する。
　なお、当業者に明らかなように、図５及び他のブロックの各処理要素は、ハードウエアで、ソフトウエアで又はそれらの組み合わせとして用意されてもよい。
　ＱＲ分解部210は、チャネル行列Ｈとウエイト行列Wとの積が、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒの積で表現できるように、行列Ｑ，Ｒを求める（ＨW＝ＱＲ）。
　信号変換部212は、複数の受信信号を成分とするベクトルYに、ユニタリ行列Ｑの共役転置行列ＱＨを乗算することで、信号変換を行なう。このようなユニタリ変換後の受信信号は、ノイズを無視すると、上三角行列Rと送信シンボルｘとの積で表現される。
　　z=Rx
　最尤判定部214は、最尤判定法(MLD法)により、送信信号のシンボル候補を絞り込む。判定部216-4のシンボルレプリカ生成部218-4は、上三角行列Ｒの行列要素を用いて、受信信号x4に対応する送信信号のシンボル候補を生成する。シンボル候補数は例えばＣ個である。
　二乗ユークリッド距離算出部220-4は、ユニタリ変換後の受信信号ｚｉと、Ｃ個のシンボル候補との二乗ユークリッド距離を算出する。二乗ユークリッド距離は、尤度を計算する際の基礎となる生き残りメトリックを表す。
　生き残りシンボル候補選択部２２２－４は、各候補に対する二乗ユークリッド距離に基づいて、Ｓ１（≦Ｃ）個のシンボル候補を、生き残りシンボル候補として出力する。
　尤度出力部215は、最終段の生き残りシンボル候補選択部から出力されたシンボル候補の尤度又は確からしさを算出する。より具体的には、この尤度は、対数尤度比(LLR:　Log Likelihood　Ratio)で表現される。尤度出力部２１５からの出力は、信号分離結果を表し、後段の復調部（例えば、ターボデコーダ）へ伝送される。
　＜６．変形例１＞
　上記実施例では、F=H×WがQR分解された。しかしながら本発明はこれに限定されない。例えば、次式のような行列GがQR分解されるようにしてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ここで、N0は受信機で測定された平均雑音電力である。IはNTX行NTX列の単位行列である。この場合のユニタリ行列Qは、NDFT(NTX＋NRX)行(NDFT×NTX)列の次元を有する行列である。三角行列は、(NDFT×NTX)行(NDFT×NTX)列の正方行列であり、上記の実施例の場合と同じ次元を有する。上記の実施例では、受信信号Yは、(NDFT×NRX)行１列のベクトルであったが、目下の変形例では、(NDFT×(NTX＋NRX))行1列のベクトルである。但し、NDFT×NTX個の成分はゼロである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 このように修正された受信信号ベクトルY'及び行列Gを用いることは、MMSE型のQR分解やZF型のQR分解を行う観点から有利である。
　＜７．変形例２＞
　上記の動作説明で述べたように、NTX個の送信アンテナからNDFT個のサブキャリアでシンボルが送信された場合、受信信号Ｙは、ノイズを省略すると次のように書ける。
　Ｙ＝Ｈ×Ｗ×ｘ＝Ｆ×ｘ　・・・（９）
Ｈはチャネル行列である。ＷはDFTによる周波数方向の重み付けを表すウエイト行列である。Ｆはチャネル行列Ｈとウエイト行列Ｗとの行列積を表す。ｘは送信されるシンボルを表す。上記の動作説明では、行列積ＦがＱＲ分解された。そして、Ｍアルゴリズムに従って、送信されたシンボルが順に推定された。Ｍアルゴリズムの総ステージ数は、NTX×NDFT個である。受信信号Yにユニタリ行列ＱHが乗算され、最下位のシンボルから順に推定が行われる。
　QHＹ＝QH×(H×W×x)＝QH×(Q×R×x)=R×x　・・・（１０）
ＲはNDFT×NTX行NDFT×NTX列の上三角行列である。
　ところで、ある行列Ａと列ベクトルｓの積は、その行列中の列を置換した行列Ａ'とそれに応じて列ベクトルｓの成分を置換したものｓ'との積に等しい。
　Ａ×ｓ＝Ａ'×ｓ'
例えば、行列Ａが２行２列の行列であり、列ベクトルｓが２行１列の列ベクトルｓ=(s1　s2)Tであったとすると、次式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 より高次の行列の場合でも、このような関係は成立する。行列中の列の並べ替えは、どのように行われてもよい。列ベクトルの成分の並替がそれに対応していればよいからである。本発明の変形例２では、このような性質を活用して、上記のＱＲ分解が行われる。
　Ｙ＝Ｈ×Ｗ×ｘ＝Ｆ×ｘ＝Ｆ'×ｘ'　・・・（９）
行列Ｆ'は、行列Ｆ(＝Ｈ×Ｗ)に含まれている列を何らかの方法で置換したものである。列ベクトルｘ'は、その置換方法に対応して、列ベクトルｘの成分が並べ替えられた列ベクトルである。
　Mアルゴリズムの場合、逐次的なシンボルレプリカ候補の絞り込みは、送信されたシンボルベクトルの下位のシンボルから順に、ステージ毎に行われる。従って、シンボルの推定をどのような順序で行うかは、生き残りシンボルレプリカ候補の選択精度に大きな影響を与える。本変形例２では、生き残りシンボルレプリカ候補の選択精度、ひいてはシンボルの推定精度が向上するように、行列Ｆの列が並べ替えられる。
　なお、行列の行及び列は相対的な概念である。従って本実施例の具体的説明とは異なり、送信シンボルが行ベクトルで定義される場合、行列Ｆに含まれる行が並べ替えられる。本実施例のように、送信シンボルが列ベクトルで定義されたとしても、本発明の一般性は失われない。
　図６は、図４に示される受信装置の詳細を示す。図６には、ガードインターバル除去部(－CP)41と、高速フーリエ変換部(FFT＆デマッピング)42と、QR分解部210と、信号変換部212と、MLD部214と、尤度出力部215と、チャネル推定部62と、並替制御部64とが示されている。
　ガードインターバル除去部(－CP)41は、ベースバンドの受信信号からガードインターバルを除去する。
　高速フーリエ変換部(FFT＆デマッピング)42は、受信信号を高速フーリエ変換することで、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。説明の便宜上、高速フーリエ変換部(FFT＆デマッピング)において、FFTに加えてデマッピングも行われているが、このことは必須ではない。FFT部とデマッピング部が別個に用意されてもよい。
　チャネル推定部62は、サブキャリア毎の無線チャネル状態を推定し、チャネル行列Hを導出する。上述したように、チャネル行列は、サブキャリア毎に用意される。従って全体のチャネル行列Hは、NRX×NDFT行NTX×NDFT列の行列になる。チャネル行列の行列要素は、一例として、パイロット信号の受信状態から導出されてもよい。
　ＱＲ分解部210は、チャネル行列Ｈ、ウエイト行列W及び並替制御部64からの指示信号に基づいて、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを導出する。より具体的には、チャネル行列H及びウエイト行列Wの行列積Fの列が、指示信号に従って並べ替えられることで、行列F'が導出される。この行列Ｆ'が、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒの積で表現できるように、行列Ｑ，Ｒが求められる(Ｆ'＝ＱＲ）。
　信号変換部212は、複数の受信信号を成分とするベクトルYに、ユニタリ行列Ｑの共役転置行列ＱＨを乗算することで、信号変換を行なう。このようなユニタリ変換後の受信信号は、ノイズを無視すると、上三角行列Rと送信シンボルｘとの積で表現される。
　　z=QHY＝Rx。
　MLD部214は、最尤判定法(MLD法)により、送信信号のシンボル候補を絞り込む。ユニタリ行列QHが乗算された後の受信信号QHY(＝Rx)に対して、MLD部214は、下位のシンボルから順にブランチメトリックを計算する。ブランチメトリックは、受信信号とシンボル候補との二乗ユークリッド距離で算出される。累積的なブランチメトリックの小さい順に、所定数個(M個)のシンボル候補が、生き残り候補として選択され、処理は次のステージに移る。NTX×NDFT個の総ステージの各々について、ブランチメトリックの計算及び生き残り候補の選択が行われる。
　尤度出力部215は、最終段の生き残りシンボル候補選択部から出力されたシンボル候補の尤度を算出する。より具体的には、この尤度は、対数尤度比(LLR:　Log Likelihood　Ratio)で表現される。尤度出力部215からの出力は、信号分離結果を表し、後段の復号部へ伝送される。
　並替制御部64は指示信号をQR分解部210に与える。指示信号は、チャネル行列H及びウエイト行列Wの行列積Fの列が、どのように並べ替えられるべきかを示す。上述の数式(９)は、具体的な並べ替えの仕方に依存せず成立する。どのように並べ替えられるべきかは、一義的には決まらない。何らかの観点から、適切な並べ替えの方法が決められる。本変形例では後述するように、積行列Fの列の並べ替えは、(方法１)送信されたシンボルの受信電力(受信装置で受信された電力)の観点からなされてもよいし、及び／又は(方法２)サブキャリア単位でなされてもよい。
　＜８．変形例２－方法１＞
　上記の方法１(送信アンテナ単位の順序制御法)を説明する。本方法では、積行列Fの列の並べ替えは、送信されたシンボルが、受信装置でどの程度強く受信されたかに応じて決定される。Mアルゴリズムで順にシンボルを推定する際、ｋ番目のステージ(1≦ｋ≦NTXNSF)では、1～(ｋ－１)番目までのステージで推定されたシンボルと、三角行列Ｒのｋ番目の行が使用される。これは、生き残りシンボルレプリカ候補の絞り込みが、ｋ番目までに順序づけされた送信シンボルに対し、それぞれ行列Rの第(NTXNSF－k＋1)列の第(NTXNSF－k＋1)行からNTXNSF行までの要素の二乗和(信号電力)を用いて行われることを意味する。従って、初めの方のステージほど(特に、初段では)推定処理は簡易であるが、シンボルレプリカ候補の選択を誤ってしまう確率も高い。本方法では、各送信アンテナからの送信シンボルの受信信号電力を測定し、受信信号電力の大きい送信シンボルほど上位の優先順位で推定される。受信電力が高ければ、シンボルレプリカ候補の選択は誤りにくくなるからである。このような優先順位が実現されるように、積行列Ｆの列及び送信シンボルｘの成分の順序が制御される。
　本方法による周波数領域拡散を適用したDFT－MIMO多重伝送では、符号多重後に送信された送信シンボルが、送信アンテナ数個存在する。各送信アンテナから送信された送信シンボルの各成分は、同一の受信信号電力を与える。従って本方法は、より強い受信電力をもたらす送信アンテナが特定され、その送信アンテナから送信されたシンボルが、他の送信アンテナのシンボルよりも優先的に(先に)推定される。各送信アンテナからのシンボルについて、受信電力の強弱を測定する方法は、当該技術分野で既知の適切な如何なる方法でもよい。例えば、チャネル行列の行列要素が利用されてもよい。上述したように、ｉ番目のサブキャリアに関するチャネル行列Hiは、NRX行×NTX列の次元を有する行列であり、NRXは受信アンテナ総数であり、NTXは送信アンテナ総数である。チャネル行列の行列要素hi,pqは、ｐ番目の受信アンテナとｑ番目の送信アンテナとの間のチャネル状態(伝達関数)の内、ｉ番目のサブキャリア成分に関するものを表す。従って、
　　|hi,pq|2
を全ての受信アンテナについて(p＝１～NRX)合計したものは、ｑ番目の送信アンテナからのシンボルの受信電力推定に使用可能である。例えば、NTX＝NRX＝２，NDFT＝３であったとする。この場合、ｉ番目のサブキャリア(ｉ＝１，２，３)に関し、次式が成り立つ。
　　ri1＝hi,11　x1＋hi,12　x2
　　ri2＝hi,21　x1＋hi,22　x2
第１の送信アンテナからのシンボルの受信電力は、
　　PTx1＝|hi,11|2＋|hi,21|2
により評価できる。同様に、第２の送信アンテナからのシンボルの受信電力は、
　　PTx2＝|hi,12|2＋|hi,22|2
により評価できる。第１の送信アンテナからのシンボルの受信電力が、第２の送信アンテナからのシンボルの受信電力より大きかったとする(PTx1＞PTx2)。本方法の場合、第１の送信アンテナからのシンボルx1＝(x11　x12　x13)Tは、第２の送信アンテナからのシンボルx2＝(x21　x22　x23)Tよりも優先的に推定されるべきである。これを実現するため、積行列Ｆ'の列の並べ替え及び送信シンボルｘの成分の並べ替えが行われる。具体的には、並べ替えられた後の送信シンボルｘ'は、次のように書ける。
　　ｘ'＝(x21　x22　x23　x11　x12　x13)T
第１の送信アンテナのシンボルを優先する観点から、シンボルx1の要素が、列ベクトルの下位に来るように、並べ替えが行われる。更に、シンボルx1の中の各サブキャリア成分x11，x12，x13がどのような順序で推定されるべきかは、この段階では一義的には決まらない。一例として、サブキャリア番号の若番順を使用されてもよい。この場合、並べ替えられた後の送信シンボルｘ'は、次のように書ける。
　　ｘ'＝(x23　x22　x21　x13　x12　x11)T
若番順だけでなく、他の順序が使用されてもよい。
　上記のアンテナ数やサブキャリア数の数値は単なる一例に過ぎず、より多くの値が使用されてもよい。
　＜８．変形例２－方法２＞
　上記の方法２(サブキャリア単位の順序制御法)を説明する。Mアルゴリズムで生き残りシンボルレプリカ候補が選択される場合、フェージング相関の大きいシンボルの組み合わせは、大きな誤差を導入する傾向がある。フェージング相関が大きいとは、シンボルが同様なフェージングを受けていることを意味する。逆に、フェージング相関が小さいとは、シンボルが異なるフェージングを受けていることを意味する。必須ではないが、フェージング相関の値は０以上１以下の値をとり、フェージング相関は、１に近いほど大きく、０に近いほど小さい。
　図７は、シンボルの組合せを判定する難易度が、フェージング相関の大小に応じて異なる様子を示す。説明の便宜上、送信アンテナ数NTX及び受信アンテナ数NRXはともに２であるとする。第１の送信アンテナからはシンボル１(x1)が送信される。第２の送信アンテナからはシンボル２(x2)が送信される。送信アンテナから送信されるシンボルは、QPSK方式でデータ変調されるものとする。この場合、シンボルは、信号点配置図(コンステレーション)上の所定の４つの信号点の内の何れかである。シンボル１及びシンボル２それぞれに４通りの可能性があるので、組合せ総数は、１６通りになる。受信装置ではシンボル１，２が、合成された状態(ri1，ri2)で受信される。上述したように、送信信号及び受信信号は次式の関係を満たすからである。
　　ri1＝hi,11　x1＋hi,12　x2
　　ri2＝hi,21　x1＋hi,22　x2。
　フェージング相関が小さい場合、各シンボルは、かなり異なったフェージングを受ける。図７の右上に示されるように、合成後の受信信号は、１６個のシンボルの組合せを全て区別できる。従って、シンボルの組合せの選択精度は高い。これに対して、フェージング相関が大きい場合、各シンボルは、同様なフェージングを受ける。図示の例は、極端な例として、シンボル１，２が同じフェージング相関を受けた場合を、想定している。図７の右下に示されるように、合成後の受信信号は、１６個のシンボルの組合せを部分的にしか区別できない。シンボルの重複に起因して、９つの組合せしか区別できない。図中、「２シンボル重複」や「４シンボル重複」として示されている信号点の場合、二乗ユークリッド距離や位相を比較するだけでは、重複しているシンボルの何れが確からしいかを区別できないからである。
　周波数領域拡散を適用したDFT－MIMO多重伝送では、同一アンテナから符号多重されて送信されたシンボルは、同様なフェージングを受けやすい(フェージング相関が大きくなりやすい。)。
　本変形例では、このような事情に鑑み、同様なフェージングを受けているシンボルが連続して推定されないように、並べ替えが行われる。あるシンボルを推定した後に、そのシンボルとは異なるフェージングを受けているシンボルが推定されるように、シンボル検出の順序が制御される。より具体的には、ある送信アンテナから送信された送信シンボルを推定した後に、異なる送信アンテナから送信された送信シンボルが推定されるように、順序が制御される。
　フェージング相関の類否判定は、適切な如何なる方法でなされてもよい。一例として、チャネル行列の行列要素hi,pqの振幅及び位相の類否により、フェージング相関の類否が判定されてもよい。例えば、ｉ番目のサブキャリアに関し、ａ番目及びｂ番目の送信アンテナから、大きさ１のパイロット信号がそれぞれ送信され、ｐ番目の受信アンテナで受信されたとする。この場合、２つの受信信号の相関は、hi,pa*hi,pbで評価されてもよい(＊は複素共役である)。フェージング相関の類否判定法は、これに限定されず、別の方法が使用されてもよい。
　フェージング相関に基づいて並べ替えたシンボル検出順序は、サブキャリア成分毎に全送信アンテナのシンボルを推定するような順序になるかもしれない。上述したように、同じアンテナから送信された信号は、同様なフェージングを受けるので、それらは同様なフェージング相関を有する可能性が高い。逆に、異なるアンテナから送信された信号は、異なるフェージングを受けやすいので、それらは異なるフェージング相関を有する可能性が高い。従って、例えばｉ番目のサブキャリア成分に着目し、そのサブキャリアで送信されたNTX個の送信シンボルが、推定される。その後、例えばｉ＋１番目のサブキャリア成分に着目し、そのサブキャリアで送信されたNTX個の送信シンボルが、推定される。以下同様に、処理が行われる。このようにすることで、フェージング相関の異なる傾向の強いシンボルを順に推定することができる。本方法では、一例として、推定するシンボルのサブキャリア成分は若番順であり、そのサブキャリア成分の各々において、全送信アンテナ分のシンボルが推定される。
　例えば、上記と同様に、NTX＝NRX＝２，NDFT＝３であったとする。この場合、並べ替えられた後の送信シンボルｘ'は、次のように書ける。
　　ｘ'＝(x23　x13　x22　x12　x21　x11)T
この例では、サブキャリア成分に関する推定の順序は、若番順である。このことは必須ではない。若番順以外の順序がが使用されてもよい。例えば、サブキャリア成分同士の受信電力が比較され、電力の高い順番が併用されてもよい。例えば、第２、第３及び第１のサブキャリア成分の順番で、受信電力が高かったとする。変形例２の方法１で説明したように、推定精度を向上させる観点からは、受信電力の高い順に、並べ替えを行うことが望ましい。従って、この場合に望ましい並べ替え後の送信シンボルｘ'は、次のように書ける。
　　ｘ'＝(x21　x11　x23　x13　x22　x12)T
　上記のアンテナ数やサブキャリア数の数値は単なる一例に過ぎず、より多くの値が使用されてもよい。
　以上本発明は特定の実施例を参照しながら説明されてきたが、実施例は単なる例示に過ぎず、当業者は様々な変形例、修正例、代替例、置換例等を理解するであろう。発明の理解を促すため具体的な数値例を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数値は単なる一例に過ぎず適切な如何なる値が使用されてもよい。発明の理解を促すため具体的な数式を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数式は単なる一例に過ぎず適切な如何なる数式が使用されてもよい。実施例又は項目の区分けは本発明に本質的ではなく、２以上の実施例又は項目に記載された事項が必要に応じて組み合わせて使用されてよいし、或る実施例又は項目に記載された事項が、別の実施例又は項目に記載された事項に(矛盾しない限り)適用されてよい。説明の便宜上、本発明の実施例に係る装置は機能的なブロック図を用いて説明されたが、そのような装置はハードウエアで、ソフトウエアで又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。本発明は上記実施例に限定されず、本発明の精神から逸脱することなく、様々な変形例、修正例、代替例、置換例等が本発明に包含される。
　本国際出願は２００８年２月４日に出願した日本国特許出願第２００８－２４３５５号に基づく優先権を主張するものであり、その全内容を本国際出願に援用する。
　本国際出願は２００８年１２月１０日に出願した日本国特許出願第２００８－３１５０３５号に基づく優先権を主張するものであり、その全内容を本国際出願に援用する。

Claims (8)

  1. 　シングルキャリア方式のMIMO伝送方式が使用される移動通信システムで使用される受信装置であって、
    　送信されるシンボル系列中の一群のシンボルは、フーリエ変換により所定のウエイトと共に複数のサブキャリアにマッピングされた後に逆フーリエ変換され、複数の送信アンテナから送信され、当該受信装置は、
    　複数の受信アンテナで受信した信号をフーリエ変換し、各サブキャリアの信号成分を抽出する手段と、
    　抽出された信号成分にQR分解アルゴリズムを適用し、各サブキャリアのシンボルを推定する信号検出手段と、
    　を有し、前記信号検出手段は、
    　前記送信するシンボル系列とサブキャリアとの対応関係を決めるウエイト行列と、前記送信及び受信アンテナ間の無線チャネル状態を表すチャネル行列と、あるユニタリ行列との積が三角行列になるように該ユニタリ行列を求める分解手段と、
    　各受信アンテナで受信した信号成分を含む受信ベクトルに前記ユニタリ行列を乗算したベクトルと、前記三角行列とを用いて、各送信アンテナから送信されたシンボルの候補を推定する推定手段と、
    　を有する受信装置。
  2. 　前記信号検出手段が、メトリックを前記シンボルの候補毎に用意し、前記メトリックに応じて候補を絞り込む手段を更に有し、前記メトリックは、シンボルコンステレーションにおける受信シンボル及びシンボルの候補間の二乗ユークリッド距離を表す
    　ようにした請求項1記載の受信装置。
  3. 　前記チャネル行列及び前記ウエイト行列の行列積の行又は列を並べ替えるための指示信号を、前記分解手段に与える並替制御手段が、当該受信装置に設けられ、
    　前記分解手段は、前記指示信号に従って、行又は列の並べ替えられた前記行列積が、三角行列及びユニタリ行列の積に等しくなるように、該三角行列及び該ユニタリ行列を求める
    　ようにした請求項１記載の受信装置。
  4. 　前記推定手段が、Mアルゴリズムに従ってシンボルを推定する際、より強い受信電力に対応する送信アンテナのシンボルが、より弱い受信電力に対応する送信アンテナのシンボルよりも先に推定されるように、前記並替制御手段は前記指示信号を用意する
    　ようにした請求項３記載の受信装置。
  5. 　第1の送信アンテナから送信されたシンボルの第1のサブキャリアのサブキャリア成分が、前記推定手段で推定された後に、
    　該第1のサブキャリアで第２の送信アンテナから送信されたシンボルのサブキャリア成分が、前記推定手段で推定されるように、
    　前記並替制御手段は前記指示信号を用意する
    　ようにした請求項３記載の受信装置。
  6. 　シングルキャリア方式のMIMO伝送方式が使用され、送信装置及び受信装置を含む移動通信システムであって、前記送信装置は、
    　送信するシンボル系列中の一群のシンボルを、フーリエ変換により、所定のウエイトと共に複数のサブキャリアにマッピングする手段と、
    　マッピングされた一群のシンボルを逆フーリエ変換する手段と、
    　逆フーリエ変換後のシンボルを含む信号を複数の送信アンテナから送信する手段と、
    　を有し、前記受信装置は、
    　複数の受信アンテナで受信した信号をフーリエ変換し、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を抽出する手段と、
    　抽出された信号成分にQR分解アルゴリズムを適用し、各サブキャリアで伝送されたシンボルを推定する信号検出手段と、
    　を有し、前記信号検出手段は、
    　前記送信するシンボル系列とサブキャリアとの対応関係を決める行列と、前記送信及び受信アンテナ間の無線チャネル状態を表すチャネル行列と、あるユニタリ行列との積が三角行列になるように該ユニタリ行列を導出する分解手段と、
    　各受信アンテナで受信した信号成分を含む受信ベクトルに前記ユニタリ行列を乗算したベクトルと、前記三角行列とを用いて、各送信アンテナから送信されたシンボルの候補を推定する推定手段と、
    　を有する移動通信システム。
  7. 　前記送信装置がユーザ装置に備わり、前記受信装置が基地局装置に備わるようにした請求項６記載の移動通信システム。
  8. 　シングルキャリア方式のMIMO伝送方式が使用され、送信装置及び受信装置を含む移動通信システムで使用される方法であって、
    　送信するシンボル系列中の一群のシンボルを、フーリエ変換により、所定のウエイトと共に複数のサブキャリアにマッピングするステップと、
    　マッピングされた一群のシンボルを逆フーリエ変換するステップと、
    　逆フーリエ変換後のシンボルを含む信号を複数の送信アンテナから送信するステップと、
    　が前記送信装置で行われ、
    　複数の受信アンテナで受信した信号をフーリエ変換し、各サブキャリアの信号成分を抽出するステップと、
    　抽出された信号成分にQR分解アルゴリズムを適用し、各サブキャリアのシンボルを推定する信号検出ステップと、
    　が前記受信装置で行われ、前記信号検出ステップでは、
    　前記送信するシンボル系列とサブキャリアとの対応関係を決める行列と、前記送信及び受信アンテナ間の無線チャネル状態を表すチャネル行列と、あるユニタリ行列との積が三角行列になるように該ユニタリ行列が導出され、
    　各受信アンテナで受信した信号成分を含む受信ベクトルに前記ユニタリ行列を乗算したベクトルと、前記三角行列とを用いて、各送信アンテナから送信されたシンボルの候補が推定されるようにした方法。
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