WO2010086974A1

WO2010086974A1 - 交流電動機の制御装置

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Publication number: WO2010086974A1
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Inventors: 堅滋山田
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Abstract

　過変調ＰＷＭ制御部（２００）は、電流フィードバック制御に基づく本来の電圧指令（Ｖｄ♯，Ｖｑ♯）の電圧指令振幅ＶＡを演算する電圧振幅演算部（２４５）と、インバータ（１４）から出力されるパルス幅変調電圧の基本波振幅が本来の電圧指令振幅（ＶＡ）と一致するように、電圧指令振幅を線形補償する電圧振幅補正部（２７０）と、相電圧指令への３次高調波成分の重畳有無を判定する高調波判定部（３００）とを含む。高調波判定部（３００）は、３次高調波成分の重畳あり／なしのそれぞれについて予め求められた、基本波振幅と当該基本波振幅を実現するために必要な電圧指令振幅との関係を表す電圧振幅特性が不連続となる変化点の通過を避けるように、本来の電圧指令振幅（ＶＡ）の推移に基づいて３次高調波成分の重畳あり／なしを切換える。

Description

交流電動機の制御装置

　この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、交流電動機の過変調ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御に関する。

　直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえば、電圧指令と搬送波との電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

　ＰＷＭ制御については、交流電動機への相電圧指令の振幅が搬送波の電圧振幅以下の範囲とされる、いわゆる正弦波ＰＷＭ制御が一般的である。しかしながら、正弦波ＰＷＭ制御では、高出力への対応が十分ではないため、搬送波の電圧振幅よりも振幅の大きい相電圧指令を用いた過変調ＰＷＭ制御を行なうことが、たとえば特開２００８－１１６８２号公報（特許文献１）に記載されている。

　特許文献１には、正弦波ＰＷＭ制御と、過変調ＰＷＭ制御と、矩形波電圧位相制御とを切換える交流電動機の駆動制御が記載されており、過変調ＰＷＭ制御では、ｄ軸電流およびｑ軸電流のフィードバック結果に基づくｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に対して、電圧振幅を線形補償することが記載されている。さらに、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、正弦波状の相電圧指令に対して、３次高調波を重畳させた変調と、３次高調波を重畳させない変調とを使い分けることが記載されており、特に、３次高調波の使用有無に応じて、制御モードの切換条件を変更することが提案されている。
特開２００８－１１６８２号公報

　特許文献１に記載された過変調ＰＷＭ制御における電圧振幅補償は、相電圧指令の振幅が搬送波（代表的には三角波キャリア）の振幅を超えることから、相電圧指令振幅の直線的増加に対して、インバータから出力されるパルス幅変調電圧の基本波成分の振幅は直線的に増加しない問題点に対処するものである。

　すなわち、本来の電圧指令振幅に対応する基本波電圧振幅を得るために必要な電圧指令振幅と、当該基本波電圧振幅との比についての特性（電圧振幅特性）を予め求めておくことによって電圧振幅補償を実現できる。具体的には、電流フィードバック制御に基づく本来のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令での本来の電圧指令振幅に対して、必要な電圧振幅の拡大率（補正率）を、マップ化された電圧振幅特性に従って求めるとともに、当該補正率に従って補正された電圧振幅に基づいて、補正されたｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を算出する制御構成とすることができる。

　しかしながら、電圧振幅補償における補正率を示す上記電圧振幅特性は、本来の電圧指令振幅が増大あるいは減少していく際に、必ずしも一様に変化するとは限らず、ある電圧指令振幅を境に補正率の特性が大きく変化する。この補正率が大きく変化するポイント（変化点）で、インバータ出力電圧波形の電気周期毎のスイッチング回数が変化する。インバータ制御では、周知のようにデッドタイムが設けられるため、スイッチング回数の変化時には、デッドタイム影響によって出力電圧が不連続となる。そのため、上述の変化点では制御が不安定化することが懸念される。

　また、３次高調波の使用有無を切換可能な過変調ＰＷＭ制御の適用時には、３次高調波の有無に応じて、相電圧指令のピーク値付近での挙動が変化するため、この点も考慮に入れて過変調ＰＷＭ制御の安定化を図る必要がある。

　この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、電圧指令の振幅補償機能および３次高調波重畳有無の選択機能を備えた過変調ＰＷＭ制御による電動機制御を安定化することである。

　この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、搬送波の電圧振幅を超える振幅の相電圧指令と、当該搬送波との電圧比較に基づいてインバータから交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する過変調ＰＷＭ制御部とを備える。

　過変調ＰＷＭ制御部は、電圧指令生成部と、電圧振幅演算部と、電圧振幅補正部と、電圧指令変換部と、高調波判定部とを含む。電圧指令生成部は、交流電動機の電流指令と電流検出器の検出値に基づく実電流との偏差に応じて、当該偏差を解消するようにｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を生成する。電圧振幅演算部は、電圧指令生成部による本来のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に基づいて本来の電圧指令振幅を演算する。電圧振幅補正部は、パルス幅変調電圧の基本波振幅が本来の電圧指令振幅と合致するように、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を補正する。電圧指令変換部は、電圧振幅補正部による補正後のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を相電圧指令に変換する。電圧振幅補正部は、基本波振幅および、当該基本波振幅を実現するために必要な必要電圧指令振幅の間の関係を表す、予め設定された電圧振幅特性に従って、本来の電圧指令振幅に対して必要な補正比率を演算するとともに、当該補正比率に従って本来の電圧指令振幅を補正した補正後の電圧指令振幅に基づいて補正後のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を算出する。そして、電圧振幅特性は、電圧指令変換部によって変換された相電圧指令への３次高調波成分の重畳の有無にそれぞれ対応して別個に設定された第１および第２の振幅特性を含む。高調波判定部は、第１および第２の振幅特性と、電圧振幅演算部で演算された本来の電圧指令振幅とに基づいて、電圧指令変換部によって変換された相電圧指令への３次高調波成分の重畳有無を指示する。

　好ましくは、高調波判定部は、３次高調波成分の重畳ありでの制御時には、本来の電圧指令振幅が、第１の振幅特性上で基本波振幅に対する必要電圧指令振幅の線形特性が不連続となる変化点へ所定以上接近したときに、３次高調波成分の重畳なしの制御へ切換える一方で、３次高調波成分の重畳なしでの制御時には、本来の電圧指令振幅が、第２の振幅特性上での変化点へ所定以上接近したときに、３次高調波成分の重畳ありの制御へ切換える。

　さらに好ましくは、高調波判定部は、変化点記憶部と、推移度算出部と、接近判定部とを含む。変化点記憶部は、第１および第２の振幅特性上の変化点を予め記憶する。推移度算出部は、電圧指令振幅の現在値および変化方向を表す推移度を算出する。接近判定部は、推移度算出部による推移度および変化点記憶部に記憶された変化点に基づいて、現在の本来の電圧指令振幅と、変化点に対応する電圧振幅との差が、第１の所定値より小さいときに、３次高調波成分の重畳有無を現在から切換えるように構成される。

　さらに好ましくは、第１の所定値は、本来の電圧指令振幅の変化速度に応じて可変に設定される。

　好ましくは、高調波判定部は、３次高調波成分の重畳ありでの制御が維持される間において、本来の電圧指令振幅と、第１の振幅特性上での変化点に対応する電圧振幅との差が第２の所定値より大きいときには３次高調波成分の振幅を所定の上限まで徐々に増大する一方で、差が第２の所定値以下のときは、３次高調波成分の振幅を徐々に減少させる。

　また好ましくは、過変調ＰＷＭ制御部は、電圧指令変換部からの相電圧指令と搬送波との位相を同期させるように構成された同期ＰＷＭ制御部をさらに含む。同期ＰＷＭ制御部は、相電圧指令１周期あたりの搬送波の周期数である同期数を、交流電動機の回転速度に応じて可変に決定するように、相電圧指令と搬送波との位相を同期させ、第１および第２の振幅特性は、同期数ごとに予め設定される。

　この発明によれば、電圧指令の振幅補償機能および３次高調波重畳有無の選択機能を備えた過変調ＰＷＭ制御による電動機制御を安定化することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。図１に示したモータ駆動制御システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。ＰＷＭ制御の基本原理を説明する波形図である。交流電動機の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を示す概念図である。本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御を説明する機能ブロック図である。図５に示した高調波判定部による判定結果に従う相電圧指令の変化を説明する波形図である。電圧振幅特性マップの例を示す図である。搬送波への３次高調波の重畳有無による電圧振幅特性の違いを例示する第１の図である。搬送波への３次高調波の重畳有無による電圧振幅特性の違いを例示する第２の図である。図５に示した高調波判定部の構成を説明する機能ブロック図である。図５に示した高調波判定部による制御処理を説明するフローチャートである。本実施の形態による過変調ＰＷＭ制御における３次高調波あり／なしの選択制御の第１の動作例である。本実施の形態による過変調ＰＷＭ制御における３次高調波あり／なしの選択制御の第２の動作例である。本実施の形態の変形例による過変調ＰＷＭ制御における３次高調波成分の振幅制御を説明する概念図である。本実施の形態の変形例による過変調ＰＷＭ制御における３次高調波成分の振幅制御を説明するフローチャートである。

符号の説明

　５　アース線、６，７　電力線、１０，１３　電圧センサ、１０♯　直流電圧発生部、１１，２４　電流センサ、１２　コンバータ、１４　インバータ、１５～１７　各相アーム、２５　回転角センサ、３０　制御装置（ＥＣＵ）、１００　モータ駆動制御システム、１６０　搬送波、１７０　相電圧指令、１７２　３次高調波成分、１７５　相電圧指令（３次高調波重畳）、１８０　パルス幅変調電圧、２００　過変調ＰＷＭ制御部、２１０　電流指令生成部、２２０，２５０　座標変換部、２３０　電流フィルタ、２４０　電圧指令生成部、２４５　電圧振幅演算部、２６０　ＰＷＭ変調部、２７０　電圧振幅補正部、２７１，２７２　マップ（電圧振幅特性）、２８０　同期ＰＷＭ制御部、２９０　回転周波数演算部、３００　高調波判定部、３００ａ　電圧振幅特性（高調波なし）、３００ｂ　電圧振幅特性（高調波あり）、３０２　変化点マップ、３０４　パラメータ算出部、３０６　変化点接近判定部、５００　接近領域、５１０　接近予備領域、Ａ１　低回転数域、Ａ２　中回転数域、Ａ３　高回転数域、Ｂ　直流電源、Ｃ０，Ｃ１　平滑コンデンサ、Ｄ１～Ｄ８　ダイオード、Ｉｂ　直流電流、Ｉｄ　ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ　ｄ軸電流指令値、Ｉｑ　ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ　ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ　三相電流、Ｋ　同期数、Ｌ１　リアクトル、Ｍ１　交流電動機、Ｐａ（ｉ）　変化点（高調波なし）、Ｐｂ（ｉ）　変化点（高調波あり）、Ｑ１～Ｑ８　電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１～Ｓ８　スイッチング制御信号、Ｓｈｒ　判定フラグ（高調波あり／なし）、ＳＲ１，ＳＲ２　システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ　トルク指令値、ＶＡ　電圧指令振幅（補償前）、ＶＡ♯　電圧振幅指令（線形補償後）、ＶＬ　直流電圧（バッテリ）、Ｖｄ　ｄ軸電圧指令（補正前）、Ｖｄ♯　ｄ軸電圧指令値（補正後）、ＶＨ　システム電圧、Ｖｐ　推移パラメータ、Ｖｑ　ｑ軸電圧指令（補正前）、Ｖｑ♯　ｑ軸電圧指令値（補正後）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ　各相電圧指令、ΔＩｄ　ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ　ｑ軸電流偏差、θ　ロータ回転角、ωｅ　回転角速度。

　以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
（電動機制御の全体構成）
　図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

　図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

　交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

　直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

　直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

　システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

　コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

　この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

　インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３～Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８によって制御される。

　代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５～１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

　コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

　また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

　平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

　インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

　さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

　電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

　回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ωｅ（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

　制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

　代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１～Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

　コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

　また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

　さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

　（制御モードの説明）
　制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

　図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

　図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

　制御モードは、ＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとに大別され、ＰＷＭ制御モードでは、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が選択的に適用される。

　図３を参照して、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と、相電圧指令１７０との比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が印加される。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。

　なお、インバータ制御のためのＰＷＭ変調において、本来、搬送波１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、相電圧指令１７０の振幅をシステム電圧ＶＨに応じて変換すれば、搬送波１６０の振幅を固定できる。

　周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

　一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

　過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、上述の電圧振幅補償のために電圧振幅を補正することによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

　交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

　したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

　図４は、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
　図４を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

　以下の説明で明らかになるように、本実施の形態による交流電動機の制御装置は、過変調ＰＷＭ制御に特徴点を有するものである。したがって、過変調ＰＷＭ制御の制御構成について詳細に説明していく。

　（過変調ＰＷＭ制御）
　図５は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御を説明する機能ブロック図である。

　図５を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０と、電流フィルタ２３０と、電圧指令生成部２４０と、電圧振幅演算部２４５と、座標変換部２５０と、ＰＷＭ変調部２６０と、電圧振幅補正部２７０と、同期ＰＷＭ制御部２８０と、回転周波数演算部２９０とを有する。図５を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現されるものとする。

　電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。たとえば、同一電流振幅に対する出力トルクが最大となる電流位相が実現されるように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍの組が決定される。

　座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗに基づく３相電流を変換して、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

　電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑがフィルタ処理される。

　電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ－Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ－Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑを解消するための所定の制御演算（代表的には、ＰＩ（比例積分）演算）に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

　電圧振幅演算部２４５は、電圧指令生成部２４０によって演算された本来のｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ♯に基づいて、下記（１）式に従って、電圧指令振幅ＶＡを演算する。すなわち、電圧振幅演算部２４５によって演算された電圧指令振幅ＶＡは、電流フィードバック制御のために本来必要な電圧指令振幅を示している。

　ＶＡ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^0.5…　　　（１）
　電圧振幅補正部２７０は、電圧振幅演算部２４５で演算された本来の電圧指令振幅ＶＡに対して、当該電圧指令振幅ＶＡを過変調ＰＷＭによるパルス幅変調電圧１８０（図３）の基本波振幅として得るために必要な電圧指令振幅の拡大率（補正率）を求めるするとともに、当該補正率に従って電圧指令振幅が線形補償されるように、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を補正する。そして、補正されたｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令Ｖｑが出力される。なお、電圧振幅補正部２７０による線形補償の詳細については後述する。

　座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、電圧振幅補正部２７０によって補正されたｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令Ｖｑを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを総括的に表記したものが、図３での相電圧指令１７０に相当する。上述のように、相電圧指令１７０の振幅については、システム電圧ＶＨに応じて変換されてもよい。

　回転周波数演算部２９０は、回転角センサ２５の出力に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転周波数（角速度）ωｅを演算する。同期ＰＷＭ制御部２８０は、回転周波数演算部２９０によって求められた回転角速度ωｅに応じて、搬送波１６０および相電圧指令１７０（図３）の位相を同期させた同期ＰＷＭを実行するように、ＰＷＭ変調部２６０を制御する。

　より詳細には、同期ＰＷＭ制御部２８０は、回転角速度ωｅに応じて、相電圧指令の１周期（交流電動機Ｍ１の電気角１周期）に含まれる搬送波１６０の周期数に相当する同期数Ｋを決定するとともに、搬送波の周波数ｆｃを設定してＰＷＭ変調部２６０へ送信する。

　ＰＷＭ変調部２６０では、同期ＰＷＭ制御部２８０によって設定された周波数ｆｃに従う搬送波１６０が、相電圧指令１７０と同期するように生成される。そして、ＰＷＭ変調部２６０は、図３に示した搬送波１６０および相電圧指令１７０の電圧比較に従って、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。

　過変調ＰＷＭ制御部２００は、さらに、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの３次高調波の重畳要否を判定する高調波判定部３００を含む。

　高調波判定部３００は、電圧振幅演算部２４５によって求められた本来の電圧指令振幅ＶＡに基づいて、相電圧指令への３次高調波の重畳有無（以下、高調波あり／なしとも表記する）を指示する判定フラグＳｈｒを生成する。

　図６には、高調波判定部による判定結果に従う相電圧指令の変化を説明する波形図が示される。

　図６を参照して、ＰＷＭ変調部２６０は、判定フラグＳｈｒがオンされたときには、座標変換部２５０によって発生された相電圧指令１７０に対して、３次高調波成分１７２を重畳した相電圧指令１７５を搬送波１６０（図３）と比較する。３次高調波成分１７２は、相電圧指令１７０の３倍の周波数を有しているため、相電圧指令１７０に重畳されても交流電動機Ｍ１の線間では相殺される。このため、交流電動機Ｍ１の線間電圧は、正弦波状の相電圧指令１７０に従ったものとできる一方で、３次高調波成分によるピーク値部分を歪ませることによって、パルス幅変調電圧１８０（図３）の基本波成分を相対的に高めることが可能となる。なお、交流電動機Ｍ１の回転周波数（電気角）の３ｎ倍（ｎ＞２の自然数）の周波数であれば、３次高調波と同様の効果が得られることも周知である。以下、本実施の形態では、このような３ｎ次（ｎ：自然数）高調波を包括して「３次高調波」と表記するものとする。

　一方で、ＰＷＭ変調部２６０は、判定フラグＳｈｒがオフされたときには、座標変換部２５０によって生成された相電圧指令１７０をそのまま搬送波１６０（図３）と比較する。

　次に、電圧振幅補正部２７０による電圧指令振幅の線形補償について詳細に説明する。
　上述のように、相電圧指令１７０（三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の振幅が搬送波１６０の振幅を超える過変調ＰＷＭ制御においては、相電圧指令１７０の振幅の直線的増加に対して、インバータ１４から出力されるパルス幅変調電圧１８０の基本波成分の振幅は直線的に増加せず、当該基本波成分の振幅は、相電圧指令１７０の振幅に比べて小さくなる。このため、電圧振幅補正部２７０では、インバータ１４の出力電圧（パルス幅変調電圧１８０）の基本波振幅が、電圧振幅演算部２４５で演算された、本来の電圧振幅指令ＶＡと合致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ♯を、ｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令Ｖｑへ補正している。

　ここで、過変調ＰＷＭのパルス幅変調電圧の基本波振幅を、本来の電圧指令振幅ＶＡとするために必要な電圧指令振幅ＶＡ♯については、図６に示すような電圧振幅特性に従って従って求めることができる。

　図７には、上述の電圧振幅特性に従って電圧指令振幅の補正率を求めるための電圧振幅特性マップの一例が示される。電圧指令振幅が同一であっても、搬送波１６０の同期数Ｋが異なると、インバータ１４からのパルス幅変調電圧１８０の基本波成分の振幅（以下、基本波振幅）が変化するため、同期数Ｋごとに電圧振幅特性マップを設定することが好ましい。

　図７（ａ）は同期数Ｋ＝６に対応する電圧振幅特性マップ、図７（ｂ）は同期数Ｋ＝９に対応する電圧振幅特性マップ、図７（ｃ）は同期数Ｋ＝１２に対応する電圧振幅特性マップ、図７（ｄ）は同期数Ｋ＝１５に対する電圧振幅特性マップをそれぞれ示している。なお、同期数Ｋについては、図７に例示したＫ＝６，９，１２，１５以外の任意の数（３の倍数）についても適用可能である点に確認的に記載する。また、本実施の形態において、同期数Ｋを可変とすることは必須ではなく、同期数を固定した同期ＰＷＭが適用される過変調ＰＷＭ制御についても、本発明が適用可能である点について確認的に記載する。

　図７の電圧振幅特性マップにおいて、基本波振幅および電圧指令振幅の値は搬送波振幅で割った正規化値としている。たとえば、同期数Ｋ＝６、本来の電圧指令振幅ＶＡ＝１．２（搬送波振幅の１．２倍）の場合は、パルス幅変調電圧１８０の基本波振幅を１．２（搬送波振幅の１．２倍）にするために、図７（ａ）に示す電圧振幅補正マップを用いて電圧指令振幅の値を２．２（搬送波振幅の２．２倍）に補正する。一方、同期数Ｋ＝９、電圧指令振幅ＶＡ＝１．２（搬送波振幅の１．２倍）の場合には、パルス幅変調電圧の基本波振幅を１．２（搬送波振幅の１．２倍）にするために、図７（ｂ）に示す電圧振幅特性マップを用いて電圧指令振幅の値を１．９（搬送波振幅の１．９倍）に補正する。すなわち、図７（ａ）～（ｄ）の横軸は、本来の電圧指令振幅ＶＡに相当し、縦軸は、電圧振幅補正部２７０による補正後の電圧指令振幅ＶＡ♯に相当する。

　同期数Ｋに応じて異なる電圧振幅特性を用いて電圧指令振幅を補償することにより、同期数Ｋの変化によって、インバータ１４の出力電圧（パルス幅変調電圧１８０）の基本波振幅が変化することによる制御性低下が回避される。

　さらに、同期数Ｋが同一であっても、高調波ありのときと高調波なしのときとでは、電圧振幅特性が変化する。図８には、同期数Ｋ＝９のときの、高調波あり、および、高調波なしのそれぞれでの電圧振幅特性が示される。

　図８を参照して、高調波なしのときの電圧振幅特性３００ａは、図７（ｂ）と同様となる。一方、高調波ありのときの電圧振幅特性３００ｂでは、３次高調波の重畳によって相電圧指令１７０のピーク値周辺でスイッチング素子のオン期間が確保されるため、同一の基本波振幅を得るための電圧指令振幅（補正後）は、高調波なしのときよりも低くなる。

　また、電圧振幅特性３００ａにおいて、基本波電圧振幅に対する補正後の電圧指令振幅の比、すなわち図８における電圧振幅特性の傾きが変化する変化点Ｐａ（１），Ｐａ（２）が存在することが理解される。電圧振幅特性３００ｂにおいても、同様の変化点Ｐｂ（１）が存在する。ただし、電圧振幅特性３００ａおよび電圧振幅特性３００ｂの間では、変化点に対応する電圧指令振幅（ＶＡ）も異なることが理解される。これらの変化点Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ）（ｉ：自然数）では、当該変化点を境にして、基本波電圧振幅に対する補正後の電圧指令振幅の比が非連続となっている。

　図９には、同期数Ｋ＝１５について、高調波ありのときの電圧振幅特性３００ａおよび、高調波なしのときの電圧振幅特性３００ｂが示される。電圧振幅特性３００ａ上には、変化点Ｐａ（１），Ｐａ（２）が存在し、電圧振幅特性３００ｂ上には、Ｐｂ（１），Ｐｂ（２）が存在することが理解できる。

　同期数Ｋ＝１５のときにも、図８に示したＫ＝９のときと同様に、電圧振幅特性３００ａおよび電圧振幅特性３００ｂの間では、同一の基本波振幅を得るために必要な電圧振幅指令（ＶＡ♯）、および、変化点に対応する電圧指令振幅（ＶＡ）が異なっている。さらに、高調波あり、高調波なしの各々について、同期数Ｋが異なると、変化点に対応する電圧指令振幅（ＶＡ）も異なってくる。

　再び図５を参照して、マップ２７１には、図７に示すような、高調波なしのときの電圧振幅特性マップが、同期数Ｋごとに記憶されている。一方、高調波ありのときについても、図７と同様の同期数Ｋごとの電圧振幅特性マップが予め作成されて、マップ２７２に記憶される。

　電圧振幅補正部２７０は、同期ＰＷＭ制御部２８０からの同期数Ｋおよび高調波判定部３００による高調波判定フラグＳｈｒに応じて、マップ２７１，２７２から、必要な電圧振幅特性を読出す。そして、電圧振幅補正部２７０は、読出した電圧振幅特性に従って、本来の電圧指令振幅ＶＡを基本波振幅として得るために必要な電圧指令振幅ＶＡ♯を算出するとともに、算出した電圧指令振幅ＶＡ＃をもとに補正後のｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令Ｖｑを算出する。これによって、当初のｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ♯を線形補償することができるので、電圧指令振幅ＶＡの直線的増加に対してパルス幅変調電圧の基本波振幅も直線的に増加させることが可能となる。

　次に、高調波判定部３００による高調波あり／高調波なしの選択制御について説明する。まず、電動車両への加速要求等により交流電動機の出力トルクを増大させるために、交流電動機Ｍ１への印加電圧の振幅を増大させる必要があるときの過変調ＰＷＭ制御について考えてみる。

　この場合には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍの増大に伴って、ｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ♯が、電圧指令振幅ＶＡが増大するように変化するように過変調ＰＷＭが行なわれる。この際に、図８，９に示した電圧振幅特性３００ａ，３００ｂ上で変化点Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ）（ｉ：自然数）を通過するように、電圧指令振幅ＶＡが変化すると、当該変化点を境にして、基本波電圧振幅に対する補正後の電圧指令振幅の比が非連続となるので、その通過時に制御動作が不安定化されることが懸念される。

　このため、本発明の実施の形態による過変調ＰＷＭ制御では、上述したような、電圧振幅特性３００ａ，３００ｂ上での変化点Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ）に対応する電圧指令振幅の違いに着目して、以下に説明するような、高調波あり／高調波なしの選択制御を実行する。

　図１０は、図５に示した高調波判定部３００の構成を説明する機能ブロック図である。
　図１０を参照して、高調波判定部３００は、変化点マップ３０２と、パラメータ算出部３０４と、変化点接近判定部３０６とを含む。

　変化点マップ３０２は、図８，９に例示した、変化点Ｐａ（ｉ）またはＰｂ（ｉ）を読出すためのマップである。具体的には、上述した同期数Ｋごとの電圧振幅特性３００ａ，３００ｂに従って、同期数Ｋから高調波なしのときの変化点Ｐａ（ｉ）を読出すためのマップ（図示せず）と、同期数Ｋから高調波ありのときの変化点Ｐｂ（ｉ）を読出すためのマップ（図示せず）とが用意されている。変化点マップ３０２により、同期ＰＷＭ制御部２８０からの同期数Ｋ、および、現在の判定フラグＳｈｒに基づいて、変化点Ｐａ（ｉ）またはＰｂ（ｉ）を得ることができる。

　パラメータ算出部３０４は、過変調ＰＷＭ制御の制御周期毎に電圧振幅演算部２４５によって演算される本来の電圧指令振幅ＶＡを受けて、電圧指令振幅ＶＡの推移パラメータＶｐを発生する。たとえば、推移パラメータＶｐは、電圧指令振幅ＶＡの変化方向（増大／低下）および現在値を少なくとも含む。さらに、推移パラメータＶｐは、直近の所定数の制御周期における電圧指令振幅ＶＡの変化量（すなわち、ＶＡの変化速度）をさらに含んでもよい。

　変化点接近判定部３０６は、パラメータ算出部３０４によって算出された推移パラメータＶｐと、変化点マップ３０２によって読出された変化点Ｐａ（ｉ）またはＰｂ（ｉ）とに基づいて、判定フラグＳｈｒを生成する。判定フラグＳｈｒは、ＰＷＭ変調部２６０および電圧振幅補正部２７０へ送出される。

　図１１は、図１０に示した高調波判定部３００による制御処理を説明するフローチャートである。図１１に示したフローチャートに従う制御処理は、過変調ＰＷＭ制御が適用された制御周期毎に実行される。また、図１１に示したフローチャートの各ステップは、制御装置３０によるソフトウェアあるいはハードウェアでの処理によって実現されるものとする。

　図１１を参照して、制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ１００では、同期ＰＷＭの同期数Ｋ、電流フィードバック制御による本来のｄ軸電圧指令Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＃に基づく本来の電圧指令振幅ＶＡを読込む。すなわち、ステップＳ１００の処理は、図１０における、変化点マップ３０２およびパラメータ算出部３０４への情報読込機能に対応する。

　制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ１１０では、判定フラグＳｈｒの現在値に基づいて、現在の過変調ＰＷＭ制御が、高調波ありであるか否かを判定する。そして、高調波ありの過変調ＰＷＭ制御の実行時（ステップＳ１１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ１２０により、変化点マップ３０２に記憶された、高調波ありのときのマップから、同期数Ｋに基づいて変化点Ｐｂ（ｉ）を読出す。一方、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御の実行時（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ１３０により、高調波なしのときのマップから、同期数Ｋに基づいて変化点Ｐａ（ｉ）を読出す。

　さらに、制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ１４０では、電圧指令振幅ＶＡの過去値を含む推移（推移パラメータＶｐ）に基づき、変化点への接近度合を評価する。

　たとえば、図１２に例示するように、変化点Ｐａ（１）への接近度合については、変化点Ｐａ（１）に対応する電圧指令振幅Ｖａと、電圧指令振幅ＶＡとの差に基づいて判定できる。すなわち、ＶＡ＜Ｖａで、かつ、ＶＡが増加方向であるときには、Ｖａから所定電圧低い判定電圧Ｖ１を設定して、Ｖ１＜ＶＡ≦Ｖａの電圧範囲を接近領域５００として設定するとともに、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００内となったときに、ステップＳ１５０をＹＥＳ判定とし、接近領域５００外のときにステップＳ１５０をＮＯ判定とすることができる。接近領域５００は、現在の電圧指令振幅ＶＡの変化方向に応じて、変化点の片側のみに設定してもよく、変化点の両側に設定してもよい。また、接近領域５００の範囲についても、電圧指令振幅ＶＡの変化速度に応じて可変に、たとえば、変化が速いときには接近領域５００が広くなるように設定することができる。

　再び、図１１を参照して、制御装置３０（高調波判定部３００）は、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐａ（ｉ）またはＰｂ（ｉ）へ接近しているとき（Ｓ１５０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１６０により、判定フラグＳｈｒを反転する。すなわち、高調波ありの過変調ＰＷＭ制御の実行時には、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御へ切換えられ、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御の実行時には、高調波ありの過変調ＰＷＭ制御へ切換えられる。

　一方、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐａ（ｉ）またはＰｂ（ｉ）へ接近していないとき（Ｓ１５０のＮＯ判定時）には、制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ１７０に処理を進めて、判定フラグＳｈｒを現在値に維持する。この結果、過変調ＰＷＭ制御における高調波あり／高調波なしは、現在の状態に維持される。

　図１２および図１３には、図１０，１１に示した高調波あり／なしの選択制御の動作例が示される。

　図１２を参照して、高調波なしの状態で、ＶＡ＜Ｖ１の領域から、電圧指令振幅ＶＡが徐々に増大していく場面を想定する。この場合には、高調波なしのときの変化点Ｐａ（１）に対応する電圧指令振幅Ｖａから一定範囲内に接近領域５００が設定される。変化点Ｐａ（１）の接近領域５００の境界は、ＶＡ＝Ｖ１である。上述したように、接近領域５００の範囲については、電圧指令振幅ＶＡの変化方向あるいは変化速度によって可変とすることができる。

　そして、ＶＡ＞Ｖ１となって、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００に入ると、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐａ（１）を通過するのを回避するために、電圧振幅特性３００ｂではＶａ近傍に変化点Ｐｂ（ｉ）が存在しないことを利用して、過変調ＰＷＭ制御が高調波なしから、高調波ありへ切換えられる。

　さらに、高調波ありの過変調ＰＷＭ制御の下で、電圧指令振幅ＶＡがＶ１から増大していくと、今度は、高調波ありのときの変化点Ｐｂ（１）に対応する電圧指令振幅Ｖｂから一定範囲内に設定された接近領域５００に入ったか否かが判定される。変化点Ｐｂ（１）の接近領域５００の境界は、ＶＡ＝Ｖ３である。

　そして、ＶＡ≦Ｖ３の間は、高調波ありの過変調ＰＷＭ制御が維持される一方で、ＶＡ＞Ｖ３となって、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００に入ると、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐｂ（１）を通過するのを回避するために、先ほどとは逆に、過変調ＰＷＭ制御が高調波ありから、高調波なしへ切換えられる。これは、電圧振幅特性３００ａではＶｂ近傍に変化点Ｐａ（ｉ）が存在しないためである。

　さらに、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御の下で、電圧指令振幅ＶＡがＶ３から上昇していくと、今度は、高調波なしのときの変化点Ｐａ（２）に対応する電圧指令振幅Ｖｃから一定範囲内に設定された接近領域５００に入ったか否かが判定される。変化点Ｐａ（２）の接近領域５００の境界は、ＶＡ＝Ｖ５である。そして、ＶＡ≦Ｖ５の間は、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御が維持される一方で、ＶＡ＞Ｖ５となって、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００に入ると、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐａ（２）を通過するのを回避するために、再度、過変調ＰＷＭ制御が高調波なしから、高調波ありへ切換えられる。

　このように、高調波あり／なしを適宜切換えることによって、電圧振幅特性３００ａ，３００ｂ上の変化点Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ）を横切ることなく、電圧指令振幅ＶＡの増大に対応した過変調ＰＷＭ制御を安定化できる。

　図１３では、図１２とは反対に、高調波なしの状態で電圧指令振幅ＶＡが徐々に低下していく場面を想定する。

　図１３を参照して、高調波ありの状態でのＶＡ＞Ｖｃの領域から、電圧指令振幅ＶＡが徐々に低下していく場面を想定する。この場合には、高調波ありのときの変化点Ｐｂ（１）に対応する電圧指令振幅Ｖｂから一定範囲内に接近領域５００が設定される。このときの接近領域５００の境界は、ＶＡ＝Ｖ４である。

　そして、ＶＡ＜Ｖ４となって、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００に入ると、電圧振幅特性３００ａ上にはＶｂ近傍に変化点Ｐｂ（ｉ）が存在しないことから、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐｂ（１）を通過するのを回避するために、過変調ＰＷＭ制御が高調波ありから、高調波なしへ切換えられる。

　さらに、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御の下で、電圧指令振幅ＶＡがＶ４から低下していくと、今度は、高調波なしのときの変化点Ｐａ（１）に対応する電圧指令振幅Ｖａから一定範囲内に設定された接近領域５００に入ったか否かが判定される。このときの接近領域５００の境界は、ＶＡ＝Ｖ２である。

　そして、ＶＡ≧Ｖ２の間は、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御が維持される一方で、ＶＡ＜Ｖ２となって、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００に入ると、電圧指令振幅ＶＡが変化点Ｐａ（１）を通過するのを回避するために、先ほどとは逆に、過変調ＰＷＭ制御が高調波なしから、高調波ありへ切換えられる。これは、電圧振幅特性３００ｂではＶａ近傍に変化点Ｐｂ（ｉ）が存在しないためである。

　このように、高調波あり／なしを適宜切換えることによって、電圧振幅特性３００ａ，３００ｂ上の変化点Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ）を横切ることなく、電圧指令振幅ＶＡの低下に対応した過変調ＰＷＭ制御を安定化できる。

　このように本発明の実施の形態による過変調ＰＷＭ制御によれば、高調波あり／なしの選択制御によって、電圧振幅特性３００ａ，３００上の変化点Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ）を通過して電圧指令振幅の線形補償が実行されることを回避できる。したがって、本来の電圧指令振幅に合わせたパルス幅変調電圧１８０の基本波振幅を得るための、電圧指令振幅の線形補償の影響によって、過変調ＰＷＭ制御の制御動作が不安定化することを防止できる。

　［変形例］
　上述した本実施の形態による過変調ＰＷＭ制御では、高調波あり／なしの切換によって、電圧振幅補正における線形補償が急変することを防止した。その一方で、高調波あり／なしの切換によって、３次高調波成分１７２（図６）の振幅、すなわち、相電圧指令の波形は大きく変化することになる。したがって、本実施の形態の変形例では、高調波成分の影響についても急激な変化を防止できる制御構成を説明する。

　図１４は、本実施の形態の変形例による過変調ＰＷＭ制御における３次高調波成分の振幅制御を説明する概念図である。

　図１４を参照して、高調波ありの電圧振幅特性３００ｂ上の変化点Ｐｂ（１）に対して、図１２，１３で説明した接近領域５００（Ｖ３＜ＶＡ＜Ｖ４）が設定されている。上述のように、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００に入ると、高調波なしの過変調ＰＷＭ制御への切換が行なわれる。

　本実施の形態の変形例では、接近領域５００の外側に、さらに、接近予備領域５１０が設けられる。たとえば、Ｖ３～Ｖ３♯（Ｖ３♯＜Ｖ３）およびＶ４～Ｖ４♯（Ｖ４♯＞Ｖ４）の範囲が、接近予備領域５１０とされる。接近予備領域５１０の範囲についても、電圧指令振幅ＶＡの変化方向および変化速度に応じて変化させてもよい。

　そして、高調波判定部３００（図５）は、電圧指令振幅ＶＡが接近領域５００外であって、高調波ありの過変調ＰＷＭ制御が維持される場合には、電圧指令振幅ＶＡが接近予備領域５１０に入っているか否かをさらに判定する。そして、高調波判定部３００は、電圧指令振幅ＶＡが接近予備領域５１０に入っている間は、相電圧指令に重畳される３次高調波成分１７２（図６）の振幅を制御周期毎に徐々に低下させる。一方で、電圧指令振幅ＶＡが接近予備領域５１０に入っていない間は、高調波判定部３００は、３次高調波成分１７２の振幅を制御周期毎に徐々に増大させる。ただし、３次高調波成分１７２の振幅の増大については、所定の上限値までに制限される。たとえば、高調波あり／なしのみを制御した実施の形態において想定される高調波成分１７２の振幅が、上記上限値とされている。

　図１５は、図１４に示したような３次高調波成分の振幅制御を実現するための制御処理手順を示すフローチャートである。図１５に示したフローチャートに従う制御処理は、過変調ＰＷＭ制御が適用された制御周期毎に実行される。また、図１５に示したフローチャートの各ステップについても、制御装置３０によるソフトウェアあるいはハードウェアでの処理によって実現されるものとする。

　図１５を参照して、制御装置３０（高調波判定部３００）は、ステップＳ２００により、現在の設定が高調波ありか否かを判定フラグＳｈｒに基づいて判定する。そして、高調波なしの場合（Ｓ２００のＮＯ判定時）には、以降の処理はスキップされる。

　高調波判定部３００は、高調波ありの場合（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２１０に処理を進めて、電圧指令振幅ＶＡが接近予備領域５１０に入っているか否かを判定する。上述のように、電圧指令振幅ＶＡの変化速度が速い場合には、接近予備領域５１０を相対的に広くしてもよい。

　現在の電圧指令振幅ＶＡが接近予備領域５１０外のとき（Ｓ２１０のＮＯ判定時）には、制御装置３０（高調波判定部３００）は、３次高調波振幅を、現在よりも１段階増大する指示を生成する。なお、３次高調波振幅が既に所定の上限値に達している場合には、上記増大指示は生成されない。

　一方、現在の電圧指令振幅ＶＡが接近予備領域５１０内のとき（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０（高調波判定部３００）は、３次高調波振幅を、現在よりも１段階低下する指示を生成する。なお、３次高調波振幅が既に零のときには、上記低下指示は生成されない。

　ステップＳ２２０，Ｓ２３０による振幅増大／低下指示は、判定フラグＳｈｒと同様に、図５の構成において、高調波判定部３００からＰＷＭ変調部２６０へ入力される。

　このように３次高調波振幅を制御することによって、電圧指令振幅の線形補償挙動が急激に変化することを防止するための高調波あり／高調波なしの切換時における、３次高調波の振幅変化の影響を抑制できる。したがって、本発明の実施の形態による過変調ＰＷＭ制御をさらに安定化することができる。

　なお、本実施の形態では、同期ＰＷＭを適用した過変調ＰＷＭ制御について説明したが、本願発明の適用は、同期ＰＷＭの適用を必須とするものではない。なぜなら、同期ＰＷＭを適用することなく過変調ＰＷＭ制御を実行した場合にも、電圧振幅補正マップ上には、図７～９と同様の変化点が現れ、かつ、この変化点は、高調波あり／高調波なしのときで異なるからである。したがって、同期ＰＷＭを適用した過変調ＰＷＭ制御においても、本実施の形態あるいはその変形例と同様に、電圧指令振幅が変化点を通過するのを回避するように、高調波あり／高調波なしの切換を制御できることについて、確認的に記載する。

　また、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動制御システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

　さらに、モータ駆動制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　本発明は、過変調ＰＷＭ制御を適用した交流電動機制御に適用できる。

Claims

　インバータ（１４）によって印加電圧が制御される交流電動機（Ｍ１）の制御装置であって、
　前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器（２４）と、
　搬送波（１６０）の電圧振幅を超える振幅の相電圧指令（１７０）と、当該搬送波との電圧比較に基づいて前記インバータから前記交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧（１８０）を制御する過変調ＰＷＭ制御部（２００）とを備え、
　前記過変調ＰＷＭ制御部は、
　前記交流電動機の電流指令（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）と前記電流検出器の検出値に基づく実電流（Ｉｄ，Ｉｑ）との偏差に応じて、当該偏差を解消するようにｄ軸電圧指令（Ｖｄ♯）およびｑ軸電圧指令（Ｖｑ♯）を生成する電圧指令生成部（２４０）と、
　前記電圧指令生成部による本来のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に基づいて本来の電圧指令振幅（ＶＡ）を演算する電圧振幅演算部（２４５）と、
　前記パルス幅変調電圧の基本波振幅が前記本来の電圧指令振幅と合致するように、前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令を補正する電圧振幅補正部（２７０）と、
　前記電圧振幅補正部による補正後のｄ軸電圧指令（Ｖｄ）およびｑ軸電圧指令（Ｖｑ）を前記相電圧指令に変換する電圧指令変換部（２５０）とを含み、
　前記電圧振幅補正部は、前記基本波振幅および、当該基本波振幅を実現するために必要な必要電圧指令振幅の間の関係を表す、予め設定された電圧振幅特性に従って、前記本来の電圧指令振幅に対して必要な補正比率を演算するとともに、当該補正比率に従って前記本来の電圧指令振幅を補正した補正後の電圧指令振幅に基づいて前記補正後のｄ軸電圧指令（Ｖｄ）およびｑ軸電圧指令（Ｖｑ）を算出し、
　前記電圧振幅特性は、前記電圧指令変換部によって変換された前記相電圧指令への３次高調波成分（１７２）の重畳の有無にそれぞれ対応して別個に設定された第１および第２の振幅特性を含み、
　前記過変調ＰＷＭ制御部は、
　前記第１および前記第２の振幅特性と、前記電圧振幅演算部で演算された前記本来の電圧指令振幅とに基づいて、前記電圧指令変換部によって変換された前記相電圧指令への３次高調波成分（１７２）の重畳有無を指示する高調波判定部（３００）をさらに含む、交流電動機の制御装置。
　前記高調波判定部（３００）は、前記３次高調波成分（１７２）の重畳ありでの制御時には、前記本来の電圧指令振幅（ＶＡ）が、前記第１の振幅特性（３００ｂ）上で前記基本波振幅に対する前記必要電圧指令振幅の線形特性が不連続となる変化点（Ｐｂ（ｉ））へ所定以上接近したときに、前記３次高調波成分の重畳なしの制御へ切換える一方で、前記３次高調波成分の重畳なしでの制御時には、前記本来の電圧指令振幅が、前記第２の振幅特性（３００ａ）上での前記変化点（Ｐａ（ｉ））へ所定以上接近したときに、前記３次高調波成分の重畳ありの制御へ切換える、請求の範囲第１項に記載の交流電動機の制御装置。
　前記高調波判定部（３００）は、
　前記第１および前記第２の振幅特性上の前記変化点（Ｐａ（ｉ），Ｐｂ（ｉ））を予め記憶する変化点記憶部（３０２）と、
　前記電圧指令振幅の現在値および変化方向を表す推移度（Ｖｐ）を算出する推移度算出部（３０４）と、
　前記推移度算出部による前記推移度および前記変化点記憶部に記憶された前記変化点に基づいて、現在の前記本来の電圧指令振幅と、前記変化点に対応する電圧振幅との差が、第１の所定値より小さいときに、前記３次高調波成分（１７２）の重畳有無を現在から切換えるように構成された接近判定部（３０６）とを含む、請求の範囲第２項に記載の交流電動機の制御装置。
　前記第１の所定値は、前記本来の電圧指令振幅（ＶＡ）の変化速度に応じて可変に設定される、請求の範囲第３項に記載の交流電動機の制御装置。
　前記高調波判定部（３００）は、前記３次高調波成分（１７２）の重畳ありでの制御が維持される間において、前記本来の電圧指令振幅（ＶＡ）と、前記第１の振幅特性（３００ｂ）上での前記変化点（Ｐｂ（ｉ））に対応する電圧振幅（Ｖｂ）との差が第２の所定値より大きいときには前記３次高調波成分の振幅を所定の上限まで徐々に増大する一方で、前記差が前記第２の所定値以下のときは、前記３次高調波成分の振幅を徐々に減少させる、請求の範囲第１項～第４項のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
　前記過変調ＰＷＭ制御部は、
　前記電圧指令変換部からの前記相電圧指令と前記搬送波との位相を同期させる同期ＰＷＭ制御部（２８０）をさらに含み、
　前記同期ＰＷＭ制御部（２８０）は、前記相電圧指令１周期あたりの前記搬送波（１６０）の周期数である同期数（Ｋ）を、前記交流電動機（Ｍ１）の回転速度（ωｅ）に応じて可変に決定するように、前記相電圧指令（１７０）と前記搬送波との位相を同期させ、
　前記第１および前記第２の振幅特性（３００ａ，３００ｂ）は、前記同期数ごとに予め設定される、請求の範囲第１項～第４項のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。