JP2012105393A - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過変調領域でのパルス幅変調におけるデッドタイム誤差電圧の変動も加味してデッドタイム補償を行い、指令値通りの出力電圧を得るＰＷＭインバータ装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子の短絡防止用のデッドタイムによって発生するデッドタイム誤差電圧に基づいて第２の交流電圧指令信号を生成するデッドタイム補償手段を備え、上記デッドタイム補償手段は少なくとも、上記第２の交流電圧指令信号の振幅が上記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調領域において、上記第２の交流電圧指令信号または上記第２の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさの割合を示す第２の変調率指令ｋ２^＊のうちの少なくとも１つと、上記第１の交流電圧指令信号の位相である第１の交流電圧位相とＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の検出値または演算値の位相との間の差に応じて発生する上記デッドタイム誤差電圧に基づき上記第２の交流電圧指令信号を生成する。
【選択図】図１

Description

この発明は、パルス幅変調により直流電圧を交流電圧に変換するＰＷＭインバータ装置に関し、より特定的には、交流電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅よりも大きい過変調領域におけるパルス幅変調を行うＰＷＭインバータ装置に関するものである。

スイッチング素子をオンオフさせることで直流電圧を交流電圧に変換するＰＷＭインバータ装置では、スイッチング素子の短絡を防止するために、スイッチング素子のターンオフ時間を考慮してデッドタイムが挿入される。このデッドタイムによりインバータの電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧（以下、デッドタイム誤差電圧という。）が発生するため、これを補償するデッドタイム補償を行うのが一般的である。

ところで、交流電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅以下である正弦波変調領域でパルス幅変調を行う場合、デッドタイム誤差電圧は搬送波周期に比例する振幅を持つ方形波状の電圧であるため、搬送波周期に比例してデッドタイム補償を行うＰＷＭインバータ装置が特許文献１に開示されている。

しかし、ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさを高める場合、例えば電動機を高速回転させる必要がある場合などには、交流電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅よりも大きい過変調領域でパルス幅変調を行うことがある。過変調領域では、交流電圧指令信号の振幅が大きくなるにつれて平均的なスイッチング回数が減少していくため、デッドタイム誤差電圧の振幅の変動が生じる。このため、上記特許文献１のように単純に搬送波周期に比例したデッドタイム補償では適切な補償を行うことができない。

特許文献２には、過変調領域でパルス幅変調を行う場合におけるインバータ出力電圧へのデッドタイム誤差電圧の影響の変化を抑制する技術が開示されている。

特開２００６−２１７７７６号公報 特開２０１０−１０４１５１号公報

上記特許文献２に開示された技術は、正弦波変調領域と過変調領域の切り替え、及び過変調領域におけるスイッチング回数減少によるデッドタイムの影響の変化を抑制するように交流電圧指令信号の振幅を補正し、インバータ出力電圧の変動を抑制している。

しかし、上記特許文献２に開示された技術では、デッドタイム誤差電圧自体は補償されていないため、インバータ出力電圧はデッドタイム誤差電圧を含んだものとなり、適切なインバータ出力電圧が得られない。

この発明の目的は、過変調領域でのパルス幅変調におけるデッドタイム誤差電圧の変動も加味してデッドタイム補償を行い、指令値通りの出力電圧を得るＰＷＭインバータ装置を提供することにある。

この発明に係るＰＷＭインバータ装置は、制御指令に基づいてスイッチング素子をオンオフさせることにより、直流電圧を交流電圧に変換するＰＷＭインバータ装置であって、上記直流電圧で出力可能な上記交流電圧の基本波成分の大きさに対する第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさの割合を示す第１の変調率指令を生成する第１の変調率指令生成手段と、上記第１の交流電圧指令信号の生成に用いる第１の位相を生成する第１の位相生成手段と、上記第１の位相と上記スイッチング素子の短絡防止用のデッドタイムによって発生するデッドタイム誤差電圧に基づいて第２の交流電圧指令信号を生成するデッドタイム補償手段と、上記第２の交流電圧指令信号と搬送波信号の比較に基づくパルス幅変調制御によって上記制御指令を生成するＰＷＭ制御手段と、を備え、
上記デッドタイム補償手段は少なくとも、上記第２の交流電圧指令信号の振幅が上記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調領域において、上記第２の交流電圧指令信号または上記第２の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさの割合を示す第２の変調率指令のうちの少なくとも１つと、上記第２の交流電圧指令信号の位相である第２の交流電圧位相と上記ＰＷＭインバータ装置の出力電流の検出値または演算値の位相との間の差に応じて発生する上記デッドタイム誤差電圧に基づき上記第２の交流電圧指令信号を生成することを特徴とする。

この発明に係るＰＷＭインバータ装置は、過変調領域を使用する場合において生じるデッドタイム誤差電圧変化も加味して所望のＰＷＭインバータ出力電圧が得られる交流電圧指令信号を生成する。これにより、過変調領域においても適切にデッドタイム補償を行うことができる。

この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置を含む同期電動機の制御系を示すブロック構成図である。 図１の交流電圧生成手段の内部を示す図である。 図１のＰＷＭ制御手段による制御指令の生成を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置の電圧応答特性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置の位相補償手段の機能を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置により過変調領域で方形波型デッドタイム補償を行う際の同期電動機の制御系を示す図である。

以下、添付の図面を参照して、この発明に係るＰＷＭインバータ装置について好適な実施の形態を説明する。なお、各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して説明し、指令を表す文字には＊を付すこととする。また、以下の各実施の形態では、このＰＷＭインバータ装置を同期電動機の磁極位置センサレス制御装置として使用した場合について説明する。

実施の形態1．
図１は、この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置を同期電動機とともに示すブロック構成図である。
図１において、ＰＷＭインバータ装置１０は、同期電動機１１の駆動を制御する。同期電動機１１は、固定子１２および回転子１３を有している。また、ＰＷＭインバータ装置１０は、減算器１４、周波数補償手段１５、第１のｄｑ電圧指令生成手段１６、第１の位相生成手段である積分器１７、３相−ｄｑ座標変換手段１８、第２のｄｑ電圧指令生成手段１９、第１の交流電圧指令信号生成手段２０、位相補償手段２１、過変調領域検出手段２２、第２の交流電圧指令信号生成手段２３、ＰＷＭ制御手段２４、交流電圧生成手段２５、第１の変調率指令生成手段２６、第２の変調率指令生成手段２７を備えている。なお、デッドタイム補償手段は、第２のｄｑ電圧指令生成手段１９、第１の交流電圧指令信号生成手段２０、位相補償手段２１、第２の交流電圧指令信号生成手段２３、第２の変調率指令生成手段２７から構成される。

ＰＷＭインバータ装置１０は、上述したように、磁極位置センサレス制御装置であり、ｄ−ｑ軸を知ることができない。そこで、制御側で設定した仮想ｄ−ｑ軸を用いて同期電動機１１に通電し、回転子磁束と電機子反作用磁束との合計磁束を一定値に維持するとともに、この合計磁束を仮想ｄ軸と合わせる磁束ベクトル制御を用いる。これにより、磁極位置を見失うことなく、電圧を制御することができる。

減算器１４は、周波数補償手段１５から出力される周波数補償量ｆｃを回転速度指令ω^＊から減算し、周波数補償後の回転速度指令ω１^＊を出力する。

周波数補償手段１５は、３相−ｄｑ座標変換手段１８からのｑ軸電流Ｉｑに基づいて、回転速度指令ω^＊の周波数を補償する周波数補償量ｆｃを算出して出力する。周波数補償量ｆｃは、次式（１）で表される。

ｆｃ＝（ｋｈｐｆ×ωｈｐｆ）×ｓ／（ｓ＋ωｈｐｆ）×Ｉｑ・・・（１）

なお、式（１）でｋｈｐｆは周波数補償ゲイン、ωｈｐｆはハイパスフィルタ通過周波数、ｓはラプラス演算子を示している。

第１のｄｑ電圧指令生成手段１６は、入力される界磁磁束と、減算器１４からの周波数補償後の回転速度指令ω１^＊と、３相−ｄｑ座標変換手段１８からのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊を生成して出力する。なお、この実施の形態では、磁極位置センサレス制御アルゴリズムの１つである磁束ベクトル制御のアルゴリズムに基づいて第１のｄｑ電圧指令値（第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊）を生成するが、他のアルゴリズムに基づいて第１のｄｑ電圧指令を算出してもよい。

積分器１７は、減算器１４からの周波数補償後の回転速度指令ω１^＊に基づいて、回転子１３の位相（第１の位相）θを算出し、この回転子１３の位相θを出力する。具体的には、積分器１７は、前回の回転子１３の位相に、演算周期分の位相進みを加算して回転子１３の位相θを算出する。なお、この位相進みは、演算周期に周波数補償後の回転速度指令ω１^＊を乗算することによって得られる。

３相−ｄｑ座標変換手段１８は、積分器１７からの回転子１３の位相θに基づいて、同期電動機１１の固定子１２に流れる３相電流からｄｑ電流値（ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ）を算出して出力する。なお、この実施の形態では、３相電流のうち、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを検出し、これらの検出電流に基づいてｄｑ電流値を算出しているが、これに限定されず、検出する相電流は、３相のうちどの２相であってもよい。３相−ｄｑ座標変換手段１８で算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、第１のｄｑ電圧指令生成手段１６に用いられる。

第１の変調率指令生成手段２６は、第１のｄｑ電圧指令生成手段１６から出力される第１のｄｑ電圧指令値から第１の変調率指令ｋ１^＊を生成する。第１の変調率指令ｋ１^＊は、Ｖｄ１^＊、Ｖｑ１^＊の二乗和の平方根をＰＷＭインバータ装置１０の出力可能な交流電圧の基本波成分の大きさ、例えばＰＷＭインバータの入力直流電圧で除算して算出する。

第２の変調率指令生成手段２７は、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａ、力率（ＰＷＭインバータ装置１０及びＰＷＭインバータ装置１０に接続される同期電動機１１の間で授受される交流電力の力率）ｐｆ、第１の変調率指令ｋ１^＊に基づいてデッドタイム誤差電圧を算出するデッドタイム誤差電圧算出手段を有する。

力率ｐｆは、上記第２の交流電圧指令信号の位相である第２の交流電圧位相とＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の位相との間の差を表わすものの例であり、上記第２の交流電圧指令信号の位相である第２の交流電圧位相とＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の位相との間の差の余弦で定義される。第２の変調率指令生成手段２７は、デッドタイム誤差電圧算出手段により算出されるデッドタイム誤差電圧に基づき、第１のｄｑ電圧指令に等しいＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧が得られる第２の変調率指令ｋ２^＊を生成する。なお、第２の変調率指令生成手段２７の詳細な機能については後述する。

第２のｄｑ電圧指令生成手段１９は、第２の変調率指令生成手段２７から出力される第２の変調率指令ｋ２^＊を第１の変調率指令ｋ１^＊で除算した値を、Ｖｄ１^＊、Ｖｑ１^＊にそれぞれ乗算し、その値をＶｄ２^＊、Ｖｑ２^＊とする。すなわち、Ｖｄ２^＊、Ｖｑ２^＊は、第１の変調率指令の値をｋ１^＊、第２の変調率指令の値をｋ２^＊として、それぞれ次式（２）、（３）で表せる。

Ｖｄ２^＊＝（ｋ２^＊／ｋ１^＊）・Ｖｄ１^＊・・・（２）

Ｖｑ２^＊＝（ｋ２^＊／ｋ１^＊）・Ｖｑ１^＊・・・（３）

第１の交流電圧指令信号生成手段２０は、第１のｄｑ電圧指令生成手段１６からの第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊および第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊と、積分器１７から出力される回転子位相θとに基づいて、第１のＵ相電圧指令Ｖｕ１^＊、第１のＶ相電圧指令Ｖｖ１^＊および第１のＷ相電圧指令Ｖｗ１^＊を生成して出力する。第１のＵ相電圧指令Ｖｕ１^＊、第１のＶ相電圧指令Ｖｖ１^＊および第１のＷ相電圧指令Ｖｗ１^＊は、それぞれ次式（４）〜（６）で表される。

Ｖｕ１^＊＝（√２／√３）Ｖｄ１^＊・ｃｏｓθ−（√２／√３）Ｖｑ１^＊・ｓｉｎθ
・・・（４）

Ｖｖ１^＊＝（√２／√３）Ｖｄ１^＊・ｃｏｓ（θ＋２４０°）
−（√２／√３）Ｖｑ１^＊・ｓｉｎ（θ＋２４０°）・・・（５）

Ｖｗ１^＊＝−（Ｖｕ１^＊＋Ｖｖ１^＊） ・・・（６）

位相補償手段２１は、力率ｐｆ、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａ、第２の変調率指令生成手段２７から出力される第２の変調率指令ｋ２^＊、積分器１７から出力される第１の位相θに基づき、デッドタイム誤差電圧の発生により生じる位相ずれを補償した第２の位相θｃを出力する。なお、位相補償手段２１の詳細な機能については後述する。

過変調領域検出手段２２は、第１の交流電圧指令信号の振幅Ｖａｍｐと、正弦波変調領域で用いるデッドタイム補償量Ｖｔｄｃの和が、ＰＷＭ制御手段２４における搬送波信号の振幅以下の場合を正弦波変調領域、搬送波信号の振幅よりも大きい場合を過変調領域として検出し、過変調領域検出信号Ｏｖを生成して出力する。第１の交流電圧指令信号の振幅Ｖａｍｐは、第１の変調率指令ｋ１^＊にＰＷＭインバータ装置１０の出力可能な交流電圧の基本波成分の大きさ、例えばＰＷＭインバータ装置１０の入力直流電圧を乗算することで算出する。

第２の交流電圧指令信号生成手段２３は、過変調領域検出手段２２からの過変調領域検出信号Ｏｖによって、正弦波変調領域であると判定されたときは、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄに基づくデッドタイム補償量ＶｔｄｃをＰＷＭインバータ装置１０の出力電流（固定子１２に流れる相電流）の極性に応じて、第１の交流電圧指令信号に加算または減算したものを第２の交流電圧指令信号（第２のＵ相電圧指令Ｖｕ２^＊、第２のＶ相電圧指令Ｖｖ２^＊および第２のＷ相電圧指令Ｖｗ２^＊）として出力する。なお、本実施の形態では固定子１２に流れる相電流のうちＷ相電流Ｉｗは、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの総和が０になる関係を利用して、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖから算出する。

正弦波変調領域におけるデッドタイム誤差電圧は、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流をＩｐ、デッドタイム誤差電圧の振幅をＶｔｄａとすると、次の式（７）〜（９）のように表せる。この式（７）〜（９）からわかるように、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流Ｉｐの極性に依存する方形波電圧である。出力電流Ｉｐの位相θｉｐは、例えば交流電圧信号の位相θｐと力率ｐｆにより次の式（１０）のように定められる。

Ｖｔｄ＝Ｖｔｄａ（Ｉｐ＜０） ・・・（７）

Ｖｔｄ＝０（Ｉｐ＝０） ・・・（８）

Ｖｔｄ＝−Ｖｔｄａ（Ｉｐ＞０） ・・・（９）

θｉｐ＝θｐ−ａｒｃｃｏｓ（ｐｆ） ・・・（１０）

なお、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａは、次の式（１１）の通り、ＰＷＭインバータ装置１０の入力直流電圧ＥとＰＷＭ制御装置２４で生成される搬送波周期ｆ、デッドタイムｔｄを用いて表せる。

Ｖｔｄａ＝Ｅ・ｆ・ｔｄ ・・・（１１）

デッドタイム補償量Ｖｔｄｃは式（７）〜（１１）で表されるデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを打ち消すように第１の交流電圧指令信号に加算、または減算する。具体的には、Ｖｔｄｃ＝Ｖｔｄａとして、Ｉｐ＜０のとき、第１の交流電圧指令信号にＶｔｄｃを減算、Ｉｐ＞０のとき、第１の交流電圧指令信号にＶｔｄｃを加算する。Ｉｐ＝０のときは第１の交流電圧指令信号に加算も減算も行わない。このようにデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを第１の交流電圧指令信号に加算、または減算したものを第２の交流電圧指令信号として出力する。

第２の交流電圧指令信号生成手段２３は、過変調領域検出手段２２からの過変調領域検出信号Ｏｖによって、過変調領域であると判定されたときは、第２のｄｑ電圧指令から第２の交流電圧指令信号を生成して出力する。具体的には、上述の式（２）〜（４）のＶｄ１^＊、Ｖｑ１^＊をそれぞれＶｄ２^＊、Ｖｑ２^＊に、θをθｃに置き換えた式で第２の交流電圧指令信号を生成して出力する。

交流電圧生成手段２５は、直流電圧とＰＷＭ制御手段２４から出力される制御指令に基づいてスイッチング素子をオンオフさせることで３相交流電圧を出力し、同期電動機１１の固定子１２に通電する。

図２は、交流電圧生成手段２５の内部を示す図である。交流電圧生成手段２５は、Ｕ相上下アーム（Ｕ相上側アーム、Ｕ相下側アーム）、Ｖ相上下アーム（Ｖ相上側アーム、Ｖ相下側アーム）、Ｗ相上下アーム（Ｗ相上側アーム、Ｗ相下側アーム）を有している。

Ｕ相上側アームはスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１から成り、Ｕ相下側アームはスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２から成っている。また、Ｖ相上側アームはスイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ３から成り、Ｖ相下側アームはスイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４から成っている。更に、Ｗ相上側アームはスイッチング素子Ｑ５、ダイオードＤ５から成り、Ｗ相下側アームはスイッチング素子Ｑ６、ダイオードＤ６から成っている。ＰＷＭ制御手段２４から生成される制御指令はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に入力され、スイッチング素子がオンオフされる。

ＰＷＭ制御手段２４は、第２の交流電圧指令信号生成手段２３から出力される第２の交流電圧指令信号と、ＰＷＭ制御手段２４の内部で生成される三角波状の搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御により、制御指令を生成する。

図３は、ＰＷＭ制御手段２４による一相分の制御指令の生成を示す図である。第２の交流電圧指令信号と搬送波信号を比較し、第２の交流電圧指令信号≧搬送波信号となる場合は、上側アームのスイッチング素子、例えばＵ相の場合はＱ１をＯＮ、下側アームのスイッチング素子、例えばＵ相の場合はＱ２をＯＦＦする。また、第２の交流電圧指令信号＜搬送波信号の場合は、上側アームのスイッチング素子、例えばＵ相の場合はＱ１をＯＦＦ、下側アームのスイッチング素子、例えばＵ相の場合はＱ２をＯＮする。

なお、上下アーム（上側アーム、下側アーム）のスイッチング素子は直列接続されているため、スイッチングによる短絡を防止する必要がある。このため、上側アーム、下側アームともスイッチング素子がＯＮとなるタイミングを所定の時間ｔｄだけ遅らせる。この時間ｔｄがデッドタイムである。

続いて、第２の変調率指令生成手段２７の詳細な機能を処理の流れに沿って説明する。
第２の変調率指令生成手段２７は、第１の変調率指令ｋ１^＊に対してデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを補償しない場合のＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさとの関係を示す電圧応答特性から、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさが、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさと等しくなる第２の変調率指令ｋ２^＊を生成する。

第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさは、第１の変調率指令ｋ１^＊に、ＰＷＭインバータ装置１０の出力可能な交流電圧の基本波成分の大きさ、例えばＰＷＭインバータ装置１０の入力直流電圧を乗算することで算出できる。

次に、第１の変調率指令ｋ１^＊から第２の変調率指令ｋ２^＊を生成するために用いる電圧応答特性について説明する。図４は、電圧応答特性の図示例であり、あわせて第１の変調率指令ｋ１^＊と第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさの関係も図示している。

第１の変調率指令ｋ１^＊と第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさは線形関係にあるが、ＰＷＭ制御手段２４によってパルス幅変調を行うと、ある第１の変調率指令ｋ１^＊の値以上から過変調領域に入る。過変調領域では、第１の変調率指令ｋ１^＊と第１の交流電圧指令信号をＰＷＭ制御手段２４に入力したときのＰＷＭインバータ装置１０の基本波成分の大きさの関係が非線形となる。これに加え、過変調領域においては第１の変調率指令ｋ１^＊が大きくなるにつれてＰＷＭのスイッチング回数が減少するため、デッドタイム誤差電圧の影響が小さくなる。そのため電圧応答特性も非線形となる。

図４のＶｍａｘは、デッドタイム誤差電圧がない場合のＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の最大値を示している。Ｖｃｏｍ１は、第１の変調率指令ｋ１^＊がある値ｋｃｏｍ１のときの第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさを示す。電圧応答特性からＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさがＶｃｏｍ１となる第２の変調率指令ｋ２^＊を図４のように求めることができる。

以上、図４を用いて電圧応答特性から第２の変調率指令ｋ２^＊が求められることを説明したが、第２の変調率指令ｋ２^＊を求める方法について数式等を用いて説明する。

第２の変調率指令ｋ２^＊を求めるために設定する未知数Ｖｐａを用いて、次の式（１２）のように第２の交流電圧指令信号を仮定した交流電圧信号Ｖｐの式を立てる。θｐは、交流電圧信号Ｖｐの位相を示す。

Ｖｐ＝−（√２／√３）Ｖｐａ・ｓｉｎθｐ・・・（１２）

なお、交流電圧信号Ｖｐが搬送波の取りうる値の範囲を逸脱する場合は、次のように交流電圧指令信号Ｖｐの値を定める。

搬送波振幅の値をＶｃとすると、交流電圧信号Ｖｐの値がＶｃよりも大きい場合は、交流電圧信号Ｖｐの値をＶｃとする。交流電圧信号Ｖｐの値が−Ｖｃよりも小さい場合は、交流電圧信号Ｖｐの値を−Ｖｃとする。

以上のように設定される交流電圧信号Ｖｐに対して、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを重畳したデッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧を算出する。交流電圧信号Ｖｐの値がＶｃ以下、かつ−Ｖｃ以上の場合、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは、その振幅をＶｔｄａとすると正弦波変調領域のときと同様に、式（７）〜（１１）のようにＰＷＭインバータ装置１０の各相の出力電流Ｉｐの極性に応じて場合分けして表せる。

なお、過変調領域でパルス幅変調を行う場合に生じる、交流電圧信号ＶｐがＶｃまたは−Ｖｃに保持される区間については、パルス幅変調によるスイッチングが発生しないため、デッドタイムも生成されない。このため、この区間についてはデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄが発生せず、式（７）〜（１１）に依らずＶｔｄ＝０である。

交流電圧信号ＶｐがＶｃまたは−Ｖｃに保持される区間は、式（１２）中の未知数Ｖｐａの値に依存するため、Ｖｔｄも未知数である。

デッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧は、交流電圧信号ＶｐにＶｔｄを加算することで得られる。このデッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧の基本波成分の大きさを抽出したものが、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさに相当する。基本波成分の大きさは、例えばフーリエ級数展開によって基本波成分の大きさに相当するフーリエ係数を求めることで抽出できる。

以上のステップから、式（１２）中の未知数ＶｐａとＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさとの関係が求まる。この関係から、デッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧の基本波成分の大きさが、図４のＶｃｏｍ１に等しくなるＶｐａが求まる。

このＶｐａから第２の変調率指令ｋ２^＊を求めるには、ＶｐａをＰＷＭインバータ装置１０の出力可能な交流電圧の基本波成分の大きさ、例えばＰＷＭインバータ装置１０の入力直流電圧で除算すればよい。以上のステップで第１の変調率指令ｋ１^＊から第２の変調率指令ｋ２^＊を演算によって求めることができる。

演算負荷低減の観点からは、使用する範囲の第１の変調率指令ｋ１^＊と力率ｐｆを引数として第２の変調率指令ｋ２^＊を求めることができるマップを演算装置内に用意することが考えられる。

なお、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさとＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさが等しくなる第２の変調率指令ｋ２^＊が存在しない場合には、例えば第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさに最も近くなる第２の変調率指令ｋ２^＊を選択することとする。

続いて位相補償手段２１の詳細な機能について説明する。この実施の形態において、正弦波変調領域におけるデッドタイム補償量を用いたデッドタイム補償は、デッドタイム誤差電圧による影響を位相も含めて補償できるため、正弦波変調領域においては、位相補償手段２１は第１の位相θをそのまま第２の位相θｃとして出力する。過変調領域におけるデッドタイム補償は、第１の変調率指令ｋ１^＊から第２の変調率指令ｋ２^＊を求めることで、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさのみを補償するため、デッドタイム誤差電圧による位相のずれが生じる。デッドタイム誤差電圧による位相のずれを補償するためには、位相補償手段２１が必要となる。

位相補償手段２１は、過変調領域検出手段２２で過変調領域と検出された場合は、第２の変調率指令生成手段２７から出力される第２の変調率指令ｋ２^＊に基づいて生成される第２のｄｑ電圧指令と、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａ、同期電動機１１の力率ｐｆを用いて、第２の変調率指令ｋ２^＊に基づいて第２の交流電圧指令信号が出力されたときのＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の位相と、第１の交流電圧指令信号の位相とのずれを補償する。

ＰＷＭインバータ装置１０のデッドタイム誤差電圧を含まないＵ相出力電圧Ｖｕは、ＶｕがＶｃ以下かつ−Ｖｃ以上の場合、次の式（１３）のように表せる。

Ｖｕ＝（√２／√３）Ｖｄ２^＊・ｃｏｓθ−（√２／√３）Ｖｑ２^＊・ｓｉｎθ
・・・（１３）

ＶｕがＶｃより大きい場合はＶｕ＝Ｖｃ、Ｖｕが−Ｖｃより小さい場合はＶｕ＝−Ｖｃとする。

以上のように表されるＵ相出力電圧Ｖｕに対して、フーリエ級数展開などの手法により、その基本波成分の大きさを抽出したものをＶｕ＿１とする。

次に、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを、式（７）〜（１１）に基づき算出する。ただし、上述したように交流電圧信号ＶｐがＶｃまたは−Ｖｃに保持される区間については、パルス幅変調によるスイッチングが発生しないため、デッドタイムも生成されない。このため、この区間についてはデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄが発生せず、式（７）〜（１１）に依らずＶｔｄ＝０である。

以上のように算出されるＶｔｄに対して、フーリエ級数展開などの手法により、その基本波成分の大きさを抽出したものをＶｔｄ＿１とする。

図５は、第１の交流電圧指令信号、デッドタイム誤差電圧を含まないＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧、デッドタイム誤差電圧、デッドタイム誤差電圧を含むＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流のそれぞれの基本波成分のベクトルの一例を示す図であり、それぞれの基本波成分のベクトルに対して符号５１、５２、５３、５４、５５を付与している。図５中の円は、ベクトル５１の大きさを半径とする。

第２の変調率指令生成手段２７により、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさ（図５ではベクトル５１の大きさに相当）と等しい大きさをもつベクトル５４が得られているが、ベクトル５４の向きは、図５のようにベクトル５１に対してαだけずれていることがわかる。位相補償手段２１では、このベクトルのずれを補償し、５４のベクトルの向きを５１のベクトルの向きに一致させる位相補償を行う。

図５から、５２、５３、５４の３つのベクトルは三角形を構成することがわかる。５２、５３、５４のベクトルの大きさは既知であるため、αを余弦定理により求めることができる。ベクトル５２、５３、５４の大きさをそれぞれａ、ｂ、ｃとすると、αは次の式（１４）のように算出できる。

α＝ａｒｃｃｏｓ｛（ａ^２＋ｃ^２−ｂ^２）／（２・ａ・ｃ）｝・・・（１４）

この位相補償量αを第１の位相θから減算することで、図５中でベクトル５４の向きをベクトル５１の向きに合わせることができる。位相補償手段２１は、入力される第１の位相θに対して位相補償量αを減算して第２の位相θｃを出力する。

以上、代表的にＰＷＭインバータ装置１０のＵ相出力電圧Ｖｕを用いて位相補償手段２１の機能の詳細について説明したが、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の違いはＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の位相が異なるのみであり、各相でデッドタイム誤差電圧、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の大きさの違いはないため、各相で三角形の形が変わることはない。そのため、どの相についても図５を用いて説明できる。従って、位相補償量αは各相の違いを考慮する必要はない。

なお、演算負荷低減の観点からは、ＰＷＭインバータ装置１０のデッドタイム誤差電圧を含まない出力電圧の基本波成分の大きさの抽出は、式（１３）が第２の変調率ｋ２^＊によって定められること、各相の違いは考慮する必要がないことから、第２の変調率指令ｋ２^＊を引数とするマップを演算装置内に用意して行うことが考えられる。

同じく演算負荷低減の観点からは、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄの基本波成分の大きさの抽出は、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄがデッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａと第２の変調率指令ｋ２^＊によって定められることから、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａと第２の変調率指令ｋ２^＊を引数とするマップを演算装置内に用意して行うことが考えられる。

同じく演算負荷低減の観点からは、位相補償量αは、ベクトル５２、５３、５４の大きさを引数とするマップ、あるいは式（１４）右辺のａｒｃｃｏｓ内の値を引数とするマップを演算装置内に用意して求めることが考えられる。

以上説明したように、この実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置１０では、過変調領域でパルス幅変調を行う際にもＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分を第１の交流電圧指令信号の基本波成分と等しくすることができる。

なお、この実施の形態では第１の変調率指令ｋ１^＊から、第２の変調率指令生成手段２７によりＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさに着目してデッドタイム補償を行えることを説明した。

ところで、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは上述したように正弦波変調領域では振幅Ｖｔｄａの方形波であるため、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄには高調波成分も含まれている。この実施の形態では、上述したように正弦波変調領域ではＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の極性に応じて、デッドタイム補償量Ｖｔｄｃを加算または減算することでデッドタイム補償を行う。ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の極性に応じて、デッドタイム補償量Ｖｔｄｃを加算または減算することでデッドタイム補償を行うことを、以下方形波型デッドタイム補償という。正弦波変調領域で方形波型デッドタイム補償を行う場合、方形波状のデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを打ち消すようにデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを加算または減算するため、デッドタイム誤差電圧ＶｔｄによるＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分への影響のみならず、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄの高調波成分の影響も除去することができる。

この実施の形態においては、過変調領域ではデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを用いたデッドタイム補償は行わず、デッドタイム誤差電圧ＶｔｄによるＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさに着目してデッドタイム補償を行っているが、過変調領域においても方形波型デッドタイム補償を行うことにより、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄの高調波成分の影響も低減することができる。

過変調領域では、第２の交流電圧指令信号がＶｃより大きい、または−Ｖｃより小さくなる区間においては、パルス幅変調によるスイッチングが発生しないため、デッドタイムも発生しない。従って、この区間においてデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは０となる。

また、過変調領域において第１の交流電圧指令信号に対してデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを加算または減算した結果、第２の交流電圧指令信号がＶｃより大きい、または−Ｖｃより小さくなることがある。この場合に発生する第２の交流電圧指令信号がＶｃより大きい、または−Ｖｃより小さくなる区間においても、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは０となる。

正弦波変調領域においては、デッドタイム誤差電圧が一定であるため、一定のデッドタイム補償量を用いて方形波型デッドタイム補償を行えるが、過変調領域ではデッドタイム誤差電圧が変化するため、一定のデッドタイム補償量を用いた方形波型デッドタイム補償が行えない。

過変調領域で方形波型デッドタイム補償を行うために、この実施の形態を図１から図６のように変更する。図６では図１における第２の変調率指令生成手段２７と第２のｄｑ電圧指令生成手段１９の代わりに、デッドタイム補償量生成手段６０を備えている。デッドタイム補償量算出手段６０は、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａと力率ｐｆから、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさが第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさに等しくなるデッドタイム補償量を算出する。

次に、デッドタイム補償量生成手段６０の詳細な機能について説明する。第２の交流電圧指令信号を仮定した交流電圧信号Ｖｐは、次の式（１５）〜（１７）のように表せる。式（１５）〜（１７）では代表的にＵ相の場合について表している。Ｖｔｄｃは求めるべきデッドタイム補償量であり、未知数である。

Ｖｐ＝（√２／√３）Ｖｄ１^＊・ｃｏｓθ−（√２／√３）Ｖｑ１^＊・ｓｉｎθ
−Ｖｔｄｃ （Ｉｐ＜０）・・・（１５）

Ｖｐ＝（√２／√３）Ｖｄ１^＊・ｃｏｓθ−（√２／√３）Ｖｑ１^＊・ｓｉｎθ
＋Ｖｔｄｃ （Ｉｐ＞０）・・・（１６）

Ｖｐ＝（√２／√３）Ｖｄ１^＊・ｃｏｓθ−（√２／√３）Ｖｑ１^＊・ｓｉｎθ
（Ｉｐ＝０） ・・・（１７）

なお、ＶｐがＶｃよりも大きい、または−Ｖｃよりも小さい場合はそれぞれＶｐ＝Ｖｃ、Ｖｐ＝−Ｖｃとする。

上記のように設定される交流電圧信号Ｖｐに対して、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを加算することにより、デッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧を算出する。デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは式（７）〜（１１）に基づき算出されるが、上記のように設定される交流電圧ＶｐがＶｃよりも大きい、または−Ｖｃよりも小さい区間では０とする。

上記のように設定されるデッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧に対して、その基本波成分を抽出する。基本波成分は、例えばフーリエ級数展開によって基本波成分に相当するフーリエ係数を求めることで抽出できる。これにより、デッドタイム誤差電圧重畳後交流電圧の基本波成分を抽出後、デッドタイム誤差電圧重畳後の基本波成分の大きさが、第１の交流電圧指令信号の基本波成分と等しくなるようなデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを求めることができる。このデッドタイム補償量とＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさとの関係が補償量応答特性である。

なお、演算負荷低減の観点からは、デッドタイム補償量Ｖｔｄｃの生成を、第１の変調率指令ｋ１^＊と力率ｐｆを引数とするマップを演算装置内に用意することにより行うことが考えられる。

以上、デッドタイム補償量生成手段６０の詳細な機能について、Ｕ相の場合を考えて説明したが、各相の違いは位相の違いのみであり、他の相で考える場合も同様の方法でデッドタイム補償量が生成できる。

第２の交流電圧指令信号生成手段２３は、過変調領域検出手段２２によって過変調領域であると検出された場合は、デッドタイム補償量生成手段６０によって生成されたデッドタイム補償量を、正弦波変調領域であると検出された場合は、式（１０）により定められるデッドタイム補償量を、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の極性に応じて、第１の交流電圧指令信号に加算または減算することにより第２の交流電圧指令信号を生成する。

次に、過変調領域で方形波型デッドタイム補償を行う際の、位相補償手段２１の詳細な機能について説明する。デッドタイム誤差電圧を含まないＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧は、式（１５）〜（１７）にデッドタイム補償量生成手段６０から出力されるデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを代入することで算出できる。ただし、ＶｐがＶｃよりも大きい場合はＶｐ＝Ｖｃ、−Ｖｃよりも小さい場合はＶｐ＝−ＶｃとしてＶｐを算出する。このようにして得られたデッドタイム誤差電圧を含まないＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分を抽出する。基本波成分の抽出には、例えばフーリエ級数展開を用いる。

次に、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄを算出する。デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄは、式（７）〜（１１）に基づき算出されるが、上記のように設定される交流電圧ＶｐがＶｃよりも大きい、または−Ｖｃよりも小さい区間では０とする。このようにして得られたデッドタイム誤差電圧Ｖｔｄの基本波成分を抽出する。基本波成分の抽出には、例えばフーリエ級数展開を用いる。

以上のステップで得られたデッドタイム誤差電圧を含まないＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさと、デッドタイム誤差電圧の基本波成分の大きさを利用して、位相補償量αを求める。位相補償量αは式（１４）に基づいて算出し、第１の位相θから位相補償量αを減算したものを第２の位相θｃとして出力する。

なお、演算負荷低減の観点からは、式（１５）〜（１７）が第１の変調率指令ｋ１^＊とデッドタイム補償量Ｖｔｄｃ、力率ｐｆによって定められること、各相の違いは考慮する必要がないことから、ＰＷＭインバータ装置１０のデッドタイム誤差電圧を含まない出力電圧の基本波成分の大きさの抽出は、第１の変調率指令ｋ１^＊、デッドタイム補償量Ｖｔｄｃ、力率ｐｆを引数とするマップを演算装置内に用意して行うことが考えられる。

同じく演算負荷低減の観点からは、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄがデッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａ、第１の変調率指令ｋ１^＊、力率ｐｆによって定められることから、デッドタイム誤差電圧Ｖｔｄの基本波成分の大きさの抽出は、デッドタイム誤差電圧の振幅Ｖｔｄａ、第１の変調率指令ｋ１^＊、力率ｐｆを引数とするマップを演算装置内に用意して行うことが考えられる。

同じく演算負荷低減の観点からは、位相補償量αは、ベクトル５２、５３、５４の大きさを引数とするマップ、あるいは式（１４）右辺のａｒｃｃｏｓ内の値を引数とするマップを演算装置内に用意して求めることが考えられる。

なお、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさが、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさに等しくなるデッドタイム補償量Ｖｔｄｃが存在しない場合は、例えばＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさが、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさに最も近くなるデッドタイム補償量Ｖｔｄｃを選択して出力することとする。

以上のように、実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置１０によれば、デッドタイム補償手段は、過変調領域でパルス幅変調を行う際に、第２の交流電圧指令信号とデッドタイム誤差電圧を仮定し、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさとＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさが等しくなる第２の交流電圧指令信号を生成する。あるいは、第２の交流電圧指令信号とデッドタイム誤差電圧、デッドタイム補償量を仮定し、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の大きさが第１の交流電圧指令信号の基本波成分と等しくなるデッドタイム補償量を生成し、このデッドタイム補償量に基づいて第２の交流電圧指令信号を生成する。そのため、過変調領域において第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさとＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさの関係が非線形になること、及びスイッチング素子の短絡を防止するためのデッドタイムによる誤差電圧の大きさが変化することにより、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさとＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさのずれが第２の交流電圧指令信号によって変化する場合であっても、第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさに等しいＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさを得ることができる。

さらに、実施の形態１に係るＰＷＭインバータ装置１０によれば、位相補償手段２１は、ＰＷＭインバータ装置１０のデッドタイム誤差電圧を含まない出力電圧と、デッドタイム誤差電圧のそれぞれの基本波成分の大きさを用いて、位相補償量を算出し、これを第１の位相から減算することで第２の位相を生成する。そのため、デッドタイム誤差電圧によって生じるＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の位相と第１の交流電圧指令信号の位相とのずれを補償することができる。

なお、上記実施の形態では、ＰＷＭインバータ装置１０が、磁極位置センサレス制御装置である場合について説明したが、磁極位置検出センサを用いる制御装置であってもよい。磁極位置を検出する磁極位置検出センサを用いることにより、図１に示した積分器１７が不要となり、微分器を用いることにより、同期電動機１１の実回転速度を算出することができる。また、この実回転速度をフィードバックさせることにより、電動機回転速度の閉ループ制御を実行することができる。

また、上記実施の形態では、ｄ−ｑ座標系によるベクトル制御を実行する構成を示したが、ｄ−ｑ座標系を用いずに、交流電圧そのものを制御する構成であってもよい。この場合には、第１のｄｑ電圧指令生成手段１６、第２のｄｑ電圧指令生成手段１９が不要となる。

また、上記実施の形態では、交流の相数を３としたが、交流の相数はこれに限定されない。

また、上記実施の形態では、第２の交流電圧指令信号の位相と、ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の位相との差を表すものとして力率を用いたが、力率は演算により算出して用いてもよいし、あらかじめ測定しておいた値を用いても良い。また、より直接的には第２の交流電圧指令信号の位相とＰＷＭインバータ出力電流の位相との差を算出してもよい。

また、上記実施の形態では、各相の交流電圧指令を正弦波で表していたが、正弦波に３次高調波を重畳した波形など、正弦波でない交流電圧指令を用いてもよい。

また、上記実施の形態では、電圧応答特性を演算により得ていたが、あらかじめ第１の変調率指令とデッドタイム誤差電圧を補償しない場合のＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさとの関係を測定などにより求めておくことによっても電圧応答特性を得ることができる。

また、上記実施の形態では、デッドタイム補償量応答特性を演算により得ていたが、あらかじめ、デッドタイム補償量と、デッドタイム補償量をＰＷＭインバータ装置１０の上記出力電流の検出値または上記出力電流の演算値の何れかの極性に応じて上記第１の交流電圧指令信号に加算または減算したときの上記ＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分の大きさとの関係を、測定などにより求めておくことによってもデッドタイム補償量応答特性を得ることができる。

また、上記実施の形態では過変調領域検出手段２２により、正弦波変調領域と過変調領域とでデッドタイム補償の方法を切り替えていたが、過変調領域検出手段２２を用いずに、正弦波変調領域でも上記実施の形態で示した、過変調領域におけるデッドタイム補償の方法を実施可能である。なお、上記実施の形態で示した過変調領域における方形波型デッドタイム補償を、正弦波領域でも実施する場合、生成されるデッドタイム補償量は上記実施の形態で示した正弦波変調領域におけるデッドタイム補償に用いるデッドタイム補償量と等しくなるため、等価なデッドタイム補償が行われる。

この発明の範囲は、上記で説明した実施の形態に限定されず、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１０ ＰＷＭインバータ装置
１１ 同期電動機
１２ 同期電動機固定子
１３ 同期電動機回転子
１４ 減算器
１５ 周波数補償手段
１６ 第１のｄｑ電圧指令生成手段
１７ 積分器
１８ ３相−ｄｑ座標変換手段
１９ 第２のｄｑ電圧指令生成手段
２０ 第１の交流電圧指令信号生成手段
２１ 位相補償手段
２２ 過変調領域検出手段
２３ 第２の交流電圧指令信号生成手段
２４ ＰＷＭ制御手段
２５ 交流電圧生成手段
２６ 第１の変調率指令生成手段
２７ 第２の変調率指令生成手段
５１ 第１の交流電圧指令信号の基本波成分を表すベクトル
５２ デッドタイム誤差電圧を含まないＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分を表すベクトル
５３ デッドタイム誤差電圧の基本波成分を表すベクトル
５４ デッドタイム誤差電圧を含むＰＷＭインバータ装置１０の出力電圧の基本波成分を表すベクトル
５５ ＰＷＭインバータ装置１０の出力電流の基本波成分を表すベクトル
６０ デッドタイム補償量生成手段

Claims (7)

1. 制御指令に基づいてスイッチング素子をオンオフさせることにより、直流電圧を交流電圧に変換するＰＷＭインバータ装置であって、
   上記直流電圧で出力可能な上記交流電圧の基本波成分の大きさに対する第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさの割合を示す第１の変調率指令を生成する第１の変調率指令生成手段と、
   上記第１の交流電圧指令信号の生成に用いる第１の位相を生成する第１の位相生成手段と、
   上記第１の位相と上記スイッチング素子の短絡防止用のデッドタイムによって発生するデッドタイム誤差電圧に基づいて第２の交流電圧指令信号を生成するデッドタイム補償手段と、
   上記第２の交流電圧指令信号と搬送波信号の比較に基づくパルス幅変調制御によって上記制御指令を生成するＰＷＭ制御手段と、を備え、
   上記デッドタイム補償手段は少なくとも、上記第２の交流電圧指令信号の振幅が上記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調領域において、上記第２の交流電圧指令信号または上記第２の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさの割合を示す第２の変調率指令のうちの少なくとも１つと、上記第２の交流電圧指令信号の位相である第２の交流電圧位相と上記ＰＷＭインバータ装置の出力電流の検出値または演算値の位相との間の差に応じて発生する上記デッドタイム誤差電圧に基づき上記第２の交流電圧指令信号を生成することを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
2. 上記デッドタイム補償手段は、上記第１の変調率指令に対して上記デッドタイム誤差電圧を補償しない場合の上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさと上記第１の変調率指令との関係を、上記デッドタイム誤差電圧に基づいて示す電圧応答特性から、上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさが上記第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさに等しくなる第２の変調率指令を出力する第２の変調率指令生成手段を備え、
   上記第２の変調率指令に基づき、上記第２の交流電圧指令信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置。
3. 上記電圧応答特性において、上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさが上記第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさと等しくなる上記第２の変調率指令が存在しない場合は、上記第１の変調率指令に応じて上記第２の変調率指令を選択することを特徴とする請求項１又は２に記載のＰＷＭインバータ装置。
4. 上記デッドタイム補償手段は、デッドタイム補償量と該デッドタイム補償量を上記ＰＷＭインバータ装置の上記出力電流の検出値または上記出力電流の演算値の何れかの極性に応じて上記第１の交流電圧指令信号に加算または減算したときの上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさとの関係を、上記デッドタイム誤差電圧に基づいて示す補償量応答特性から、上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさが上記第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさと等しくなる上記デッドタイム補償量を出力するデッドタイム補償量生成手段を備え、
   上記第２の交流電圧指令信号生成手段は、上記ＰＷＭインバータ装置の上記出力電流の検出値または上記出力電流の演算値の極性に応じて、上記デッドタイム補償量を上記第１の交流電圧指令信号に加算または減算したものに基づき上記第２の交流電圧指令信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置。
5. 上記デッドタイム補償量生成手段は、上記補償量応答特性において、上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の基本波成分の大きさが上記第１の交流電圧指令信号の基本波成分の大きさと等しくなる上記デッドタイム補償量が存在しない場合は、上記第１の変調率指令に応じて上記デッドタイム補償量を選択して出力することを特徴とする請求項４に記載のＰＷＭインバータ装置。
6. 上記デッドタイム補償手段は、上記第１の位相に対して、上記デッドタイム誤差電圧によって生じる上記第１の交流電圧指令信号の位相に対する上記ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の位相のずれを補償したものを第２の位相として出力する位相補償手段を備え、
   上記第２の位相に基づき、上記第２の交流電圧指令信号を生成することを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載のＰＷＭインバータ装置。
7. 上記デッドタイム補償手段は、上記第２の交流電圧指令信号の振幅が上記搬送波信号の振幅以下である正弦波変調領域と、上記第２の交流電圧指令信号の振幅が上記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調領域とを判定する過変調領域検出手段を備え、
   上記過変調領域検出手段において、上記正弦波変調領域と判定された場合は、上記デッドタイム補償量を上記搬送波信号の周期と上記デッドタイムの比により算出し、上記第１の交流電圧指令信号に、上記ＰＷＭインバータ装置の出力電流の検出値または上記出力電流の演算値の何れかの極性に応じて上記デッドタイム補償量を加算または減算したものを上記第２の交流電圧指令信号とすることを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載のＰＷＭインバータ装置。

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