WO2010108823A1 - Konverter zum perfekten entspreizen von orthogonalen cdma-sequenzen - Google Patents

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Reinhart Rudershausen
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H04J13/0048—Walsh

Definitions

  • the invention relates to a method and a decoder for despreading a data signal which is spread by means of Walsh sequence or Golay-Walsh sequence.
  • the invention relates to a method and a decoder for despreading a data signal which is spread by means of spreading sequences.
  • the transmitter broadcasts the data signals of the individual subscribers with different spreading sequences (ie encodes them with a spreading code, or a code sequence), which allow a clear assignment of the signals in a receiver.
  • spreading sequences ie encodes them with a spreading code, or a code sequence
  • the entire available system bandwidth can be used, that is to say the utilized bandwidth of each individual subscriber is multiplied in the frequency domain. In practical systems, spreading factors between about 10 and 1000 are used.
  • An advantage of this method is the low susceptibility to multipath propagation effects. Due to the high transmission bandwidth, only a small part of the occupied spectrum is always influenced by frequency-selective Rayleigh fading, so that the typical signal dips are significantly weaker than in narrow-band systems. Another advantage is the low spectral power density, which is lowered by the spreading process. Thus, a community even below the threshold. Further advantages are the low influence of interference signals of different causes (anti-jamming), including the co-channel interference (anti-interference) by other participants, and the effect of the spreading sequence as encryption, since the message can be detected in the receiver only if the spreading code is known ,
  • the binary data signal to be transmitted is transmitted with a spreading sequence, e.g. a (pseudo) random, noise-like sequence (PN sequence), distributed over a wider spectral range.
  • PN sequence noise-like sequence
  • the now spread data signal is transmitted, e.g. emitted via the antenna.
  • the receiver demodulates the spread data signal and then performs despreading with a spreading signal synchronous to the transmitter.
  • the receiver receives not only the spread data signal of the desired subscriber but additional spread data signals from other subscribers transmitting in the same frequency range. By despreading in the receiver, however, only that data signal is despread and reduced in bandwidth using the same and synchronous spreading sequences as the transmitter. After despreading, the desired data signal can easily be filtered out by means of a matched filter (see J.G. Proakis, M. Salehi, Kunststoffn der Medunikationstechnik, Pearson105, Kunststoff, 2004, p. 793-797).
  • the filter for spreading sequences can be described with the auto and cross correlation function (AKF). This can be formed for discrete functions by an autocorrelation sum (AKFk) and indicates the statistical binding of the elements of a sequence Xi (k) with N elements:
  • the aperiodic autocorrelation properties for incoherent reception and the cross-correlation properties are also of great interest.
  • the interference between two different spread data signals is proportional to the scalar product of the two spreading sequences.
  • spreading sequences should be at least orthogonal, meaning that their scalar product is zero.
  • orthogonality alone is not sufficient for applications in which the spreading sequences are not transmitted synchronously or when large signal delays can arise due to multipath propagation. In these cases, the scalar product must also be shifted by the delay ⁇ , i. the cross-correlation function (KKF) can be minimized.
  • the KKF is thus a measure of the suitability of different sequences Xi (k) and Y j (k) in code division multiplex systems and can be formed for discrete functions via the cross-correlation sum (KKFk): - A -
  • DE 197 17 546 A1 discloses a method and a device for decoding or for demodulating the received signal in a CDMA transmission system, which is present in serial code chaining.
  • a two-stage coding on the transmitter side of the transmission system consisting of outer and inner coding applied.
  • the inner coding is an orthogonal multi-level modulation with Walsh functions, whereas the outer coding is an error-correcting code.
  • a disadvantage of such a system, which is used in the transmission of spread data signals, is that a second signal must be transmitted here for error correction of the transmission. This reduces the available useful bandwidth and is computationally very expensive.
  • EP 1 311 095 B1 discloses the use of pairs of go-lay sequences for spread modulation.
  • binary input data are subjected to spread coding by means of ⁇ pairs of complementary Golay sequences, and these pairs are transmitted via a device for digital communication.
  • the resulting sequences are correlated with the ⁇ pairs of complementary Golay sequences, with the results of the convolution summed according to the same pairs of complementary Golay sequences to yield ⁇ data streams.
  • EP 1 726 1 14 B1 also discloses the use of pairs of Golay sequences for spread modulation. However, only one Golay sequence of a pair has to be transmitted here since the respective complementary sequence is only generated on the receiver side.
  • Golay sequences are sequence pairs that have the useful property that their phase-shifted aperiodic autocorrelation coefficients add up to zero. This avoids disturbing secondary maxima in the autocorrelation function.
  • EP 1 726 114 B1 discloses the additional transition to complex-valued sequences using differential phase shift keying (DPSK).
  • DPSK differential phase shift keying
  • the object of the present invention is to provide a method and a device which make it possible to decode spread data signals, which are transmitted with many other spread data signals on the existing bandwidth of a data connection, with little technical effort, without disturbing crosstalk or other Impairments of the individual data signals caused by the other data signals.
  • the method should comply with existing standards that use spread data signals.
  • the inventive method can be easily integrated as a software or hardware add-on module in existing transmission systems.
  • the method according to the invention has the advantage that the correlation properties of the transmitted spread data signals are greatly improved. Both the inventive sum of the auto-and in the Wienkorrelati- onsfunktionen the spread data signals have no or at least significantly less and smaller secondary maxima than without the method.
  • the spread data signal is much better detected from the noise with the method according to the invention and it can be better filtered out from interfering signals or co-channel interferences.
  • the new method can therefore be used not only in the downlink but also in the uplink of a mobile radio system, e.g. in the case of UMTS, which already uses whales OVFS sequences, are supplemented on the receiver side as an advantageous improvement and increase the practically achievable number of participants per cell in the direction of the theoretical, full system charge, ie N participants simultaneously with N spreading sequences.
  • the method according to the invention offers an improved possibility of starting synchronization of the data transmission simultaneously with the ideal reception pulse.
  • the data signals are spread with Walsh functions.
  • Walsh functions have the advantage that they are strictly orthogonal. They are referred to below as W (n, m), where n denotes the order of the Walsh family of functions used (with 2 n elements as chips and 2 n different Walsh functions) and m denotes the respective Walsh function thereof (1 ⁇ m ⁇ 2 n ). They are used for spreading both as signature sequences for separating user channels and for higher-order orthogonal modulation.
  • the higher-level orthogonal modulation offers the advantage of a factor n of increased useful bit rate and lower bit error probability.
  • the data signals are spread with novel Golay-Walsh sequences as spreading sequences.
  • Golay-Walsh sequences result from multiplication of a Golay sequence with a Walsh function.
  • the orthogonality with each other is maintained in the novel Golay-Walsh sequences.
  • the cross-correlation functions (KKF) of the Golay-Walsh sequences have no or only minimal values.
  • KF cross-correlation functions
  • they are suitable both as signature sequences for channel separation and for the orthogonal higher-level modulation for increasing the useful bit rate and reducing the bit error probability.
  • the complementary spread data signal is first generated in the receiver.
  • the chips of a received sequence are alternately multiplied by +1 and -1 (so-called evaluation), either serially at the branching of the sequence or in parallel after storage of the received chips.
  • evaluation +1 and -1
  • a spread data signal of a pair of complementary spread data signals is transmitted and on the available system bandwidth, only half of the data must be transmitted.
  • This additionally reduces the susceptibility of the system to disturbances of the transmitted data signal and leaves room for the transmission of further data signals on the same frequency band.
  • the aforementioned advantages of the inventive method occur in CDMA systems.
  • Walsh functions W (n, m) are used for the spreading, which in this case correspond to the spreading sequences S.
  • Walsh sequences are strictly orthogonal, in the example of the 3rd order Walsh family of functions, eight users can be perfectly separated.
  • Sequences are therefore suitable, e.g. for the downlink of a mobile system, if it is synchronous and there is a non-frequency-selective channel.
  • the Walsh functions as sole user codes can therefore not be used in the downlink; in addition, the code division signals are multiplied by a PN code to suppress path crosstalk.
  • the gradual degradation is perceived only as noise; she is no longer recognizable as crosstalk.
  • the novel method of the invention can remedy these problems of Walsh functions.
  • the spreading sequences S are orthogonal Golay-Walsh sequences which have improved correlation properties with respect to the Walsh functions, as described below.
  • a ' (1, 1, 1, -1, 1, 1, -1, 1) where t denotes the time at which the respective chip arrives in a decoder.
  • Go lay sequences of any other length may be used which are suitable for combination with Walsh functions, ie in particular those with the same chip length.
  • the Golay sequence A is multiplied by the straight Walsh functions of order 3 - W (3, m) - to give the Golay-Walsh sequences AW (3, m).
  • AW Golay-Walsh sequence
  • Exemplary is the formation of AW (3,1), AW (3,3), AW (3,5) and AW (3,7). These are shown in the following Table 1 with two phase stages 0 ° and 180 °, which consist of eight sub-pulses which correspond to the chips:
  • the family of orthogonal Walshund Golay-Walsh sequences suitable for a code division system has the size N, so that N spread data signals can be transmitted in one frequency band.
  • the method comprises the additional steps of forming a converted spread data signal by multiplying the spread Walsh data signal by a Golay sequence, forming the time-reversed converted spread data signal, forming of the complementary converted spread data signal from the spread converted data signal and the complementary time-reversed converted data signal from the time-reversed converted data signal by alternately multiplying the chip sequence by +1 and -1, correlating the converted spread data signal with a Golay-Walsh sequence, time-reversed converted data signal having the time-reversed Golay-Walsh sequence, the complementary converted spread data signal with the complementary Golay-Walsh sequence, and the complementary time-reversed converted spread data signal with the complementary time-reversed Golay-Walsh sequence, summing these four correlations and the linking of the two sums formed by conjunction.
  • This second embodiment of the method therefore has the advantage that the correlation properties of the transmitted spread data signals are improved to the perfect optimum.
  • Both the inventive sums of the auto and the cross-correlation functions of the despread data signals have absolutely no secondary maxima values different from zero, in contrast to applications without this method.
  • Figs. 8 and 9 show the possibilities of improvement of this invention in multiples compared to previously used Walsh sequences or gold sequences:
  • Figure 8 shows the multiplication of the major to minor maximum ratio of AKF and KKF versus Walsh sequences.
  • FIG. 9 shows the multiplication of the major to secondary maximum ratio of KKF and aperiodic AKF with respect to gold sequences.
  • the spread data signal can be optimally recognized from the noise and it can be filtered out optimally from interfering signals or co-channel interferences.
  • FIG. 1 shows a flowchart in which a method for despreading a spread data signal according to a first embodiment of the invention is shown.
  • FIG. 2 schematically shows a first implementation of a device for exporting the method of the first embodiment according to FIG. 1.
  • FIG. 3 schematically shows a second embodiment of a device for carrying out the method of the first embodiment according to FIG. 1.
  • Figure 4 is a graph of the sum of the cross-correlation sums KF AW (3.5) / AW (3.3) and KF AW (3.5) / AW (3.5) ', i. without adding the cross-correlation sums of the time-reversed spread data signals according to the method of the first embodiment of FIG. 1.
  • FIG. 5 shows a tabular representation of the sum of the autocorrelation sums KF1 to KF4 of AW (3,1) and the cross-correlation sums KKF1 to KKF4 between AW (3,1) and respectively AW (3,3), AW (3,5) and AW (3,7) according to the method of the first embodiment of Fig. 1.
  • a spreading sequence S e.g. a PN sequence, a gold sequence, a Walsh function or a Golay-Walsh sequence, spread, i. one bit of the data signal is encoded into a spreading sequence S, so that a spread data signal DS with a number of chips corresponding to the spreading sequence S used arises.
  • FIG. 6 is a graph showing the correlations of third order Walsh sequences after carrying out the process steps of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a graph showing the correlations of Golay-Walsh third-order sequences after carrying out the process steps of the first embodiment.
  • FIG. 8 shows the multiplication of the main to secondary maximum ratio of AKF and KKF compared to Walsh sequences according to a second embodiment of the method according to the invention.
  • FIG. 9 shows the multiplication of the main to secondary maximum ratio of KKF and aperiodic AKF with respect to gold sequences according to the second embodiment of the method according to the invention.
  • FIG. 10 shows a flowchart in which a method for despreading a spread data signal according to the second embodiment of the invention is illustrated.
  • FIG. 11 schematically shows a first implementation of an apparatus for carrying out the method of the second embodiment according to FIG. 10.
  • FIG. 12 schematically shows a second implementation of an apparatus for carrying out the method of the second embodiment according to FIG. 10.
  • FIG. 13 summarizes the overall result of the new method of AKF and KKF for the example of the Walsh sequences W (3, m).
  • one of the spreading sequences S is multiplied by the data signal of the assigned user to be transmitted, ie encoded, for the transmission of the data signals of a plurality of users within a frequency band. Since these spread data signals DS are orthogonal to one another, the data signals of different subscribers can later be reconstructed by the receiver almost without interference.
  • the spread data signals DS are then A / D converted and transmitted in step 102, eg via a radio network in a CDMA mobile radio system or via a fiber optic cable in a backbone network.
  • the inventive decoder described later in detail for despreading the spread data signal DS can be used, of which two exemplary implementations for the chip length 8 of the spreading sequences in FIGS. 2 and 3 are shown.
  • step 103 from the received, z. B. with a Walsh sequence spread data signal DS formed a time-reversed spread data signal DSrev.
  • the received chips of the spread data signal DS are stored in the reverse order.
  • step 104 the respective evaluated spread data signals DS ', DS rev ' are formed from these two spread data signals DS, DSrev.
  • Steps 103 and 104 may also be performed in reverse order.
  • the four spread data signals DS, DS rev , DS ', DS rev ' are then correlated with the spread sequence S stored in the receiver for the relevant subscriber or their derivatives S ', S rev , or S rev ' in accordance with the invention sent spread data signal DS from the plurality of received splayed data signals of other participants, which were modulated on the frequency band, filter out.
  • the spread data signal DS with the spreading sequences S the time-reversed spread data signal DSR ev with the time-reversed spreading sequences SR ev, the estimated spread data signal DS 'with the evaluated spread sequences S' and the estimated time-reversed data signal DSR ev 'with the time-reversed spreading sequences S Rev 'are autocorrelated or cross-correlated, using the already described auto or cross-correlation sums:
  • N is the number of chips in a sequence
  • i is a chip in the sequence
  • k is the transit time shift of the sequence in the calculation of the individual correlation functions KF k (shift in the number of subpulses ⁇ ).
  • Tables 3, 4, 5, and 6 below show, by way of example, the various cross-correlation functions shown above for the Golay-Walsh sequences AW (3,7) and AW (3,1). In each case one column corresponds to the running time with which the signals have arrived to each other. In this example, it is assumed that the Golay-Walsh sequence AW (3,1) and its derivatives are stored in the correlator calculating device.
  • step 106 the sum is formed over the four cross-correlation totals of the example from Tables 3 to 6 (see Table 7):
  • the autocorrelation functions AKF1 are formed analogously to the cross-correlations illustrated above:
  • AKF1 Correlation of the spread data signal DS with the stored spreading sequence S.
  • AKF2 correlation of the spread evaluated data signal DS 'with the stored evaluated spreading sequence S'.
  • AKF3 correlation of the time-reversed spread data signal DSR ev with the stored time-reversed spreading sequence SR ev .
  • AKF4 correlation of the received weighted time-reversed data signal DSRev 'with the stored weighted time-reversal spreading sequence SRev'.
  • the process according to the invention substantially improves the AKF and KKF properties of the Walsh sequences.
  • the result after execution of the below-mentioned process steps shows the following example of the first eight correlations in FIG. 6.
  • the method according to the invention also significantly improves their AKF and KKF properties. These have the following internal symmetry property, which in the receiver filter is ideal for pulse compression In the above addition, for the sum of the ACF, all secondary maxima values become zero, as can be seen from the table in FIG. 5, and graphically illustrated in FIG. 7. This is a great advantage compared to the AKF for transmission of the data signal without the method according to the invention.
  • the KKFs have at most four values between the data signals which are spread by the inventive spread-modulation method, which are very small in the case of the exemplified values for the Golay-Walsh sequence with eight chips and only three in each case There are seven other Golay-Walsh sequences used, for AW (3,1) for AW (3,6), AW (3,7), and AW (3,8), as shown in FIG. 5 and FIG .7 becomes apparent.
  • Fig. 5 will be explained in more detail below.
  • FIG. 4 shows the result of the direct KKF without time reversal between the Golay-Walsh sequences AW (3, 5) and AW (3, 3). As can be seen, there occur four large glitches, which would lead to disturbances during decoding.
  • a decoder is described below, which is shown in two different embodiments in FIGS. 2 and 3.
  • the receiver receives spread data signals DS, which are first smoothed, for example, by means of a Subpulsf ⁇ ters and analog / digital converted. These are then applied to the input E of the decoder.
  • the envelope of the spread data signal DS after a subpulse filter and A / D converter is output as a positive or negative digital number, here symbolized as +1 or -1, depending on the phase position of the spread data signal DS.
  • the spread data signals DS are binary data sequences of length 8, ie eight chips, which have been spread by means of the spreading sequences S.
  • the encoder can be adapted accordingly for each data sequence length 2 n .
  • the digital spread data signal DS is branched.
  • serially received sequences of the spread data signal DS are then stored and brought into a parallel form. This can e.g. by means of a shift register or another serial-to-parallel converter.
  • the eight chips are fed one after the other into the shift registers 2, 4, 5, 7, which switch on after each subpulse duration ⁇ over time.
  • the times at which the chips were fed to the shift registers 2, 4, 5, 7 are indicated by the times tl to t8.
  • Two of the shift registers 5, 7 are filled in the reverse order, which corresponds to the time reversal from step 104 of the method according to the invention, since in the later readout of the sequence from the shift registers 5, 7 the temporal arrangement of the chips is reversed, ie a time-reversed read-out he follows.
  • the branching device 1 branches the digital spread data signal DS only twice.
  • the decoder can be constructed so that a decoding circuit according to FIG. 2 or 3, each with stored spreading sequences S, is provided for each of the different spreading sequences S of the multi-subscriber operation.
  • only one decoder circuit is used whose correlation circuits have a writable memory into which the spreading sequence S can be stored for the respective subscriber, for example during the initialization of the communication process.
  • the useful signal is the autocorrelation signal (with value 32 in the examples according to FIG. 5), which is clearly differentiated from the significantly smaller secondary maxima (with value 16) and can be processed electronically without further ado.
  • the second embodiment of the method according to the invention and its realization as a device is explained below with reference to FIGS. 8 to 13:
  • the second embodiment of the method according to the invention is based on the first embodiment.
  • both sums are connected by conjunction:
  • the Golay-Walsh sequences AW (n, m) generated in the receiver by multiplication have the following internal symmetry property, which is exploited in the receive filter for ideal pulse compression: in the above addition, all secondary maxima values for the sum of the ACF become zero as in the table in
  • Fig. 5 can be seen and shown graphically in diagram 2. Therefore applies at one
  • the KKF still have four, compared to the AKF very small values, which in the case of exemplified values for the Golay Walsh sequence with eight chips for each three of the seven other Golay-Walsh sequences used exist in the case of AW (3,1) for AW (3,6), AW (3,7), and AW (3,8), as shown in FIG. 6 and FIG 7 becomes apparent.
  • the second embodiment of the method according to the invention improves both the AKF and the KKF properties of the Walsh sequences to the absolute optimum, since the AND linkage of the sums of the KKF of Walsh sequences with those of the Golay-Walsh sequences to completely extinguish the secondary maxima, as the following two examples show:
  • AW (3,1) / AW (3,7): 0,0,0,0,0,16,0,16,0,0,0,0,0,0,0,0,0 0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0
  • FIG. 13 summarizes the overall result of the new method of AKF and KKF for the example of the Walsh sequences W (3, m).
  • the comparison with an AND operation in the receiver of the output value from the correlation sums of the Walsh sequences according to method steps 101 to 106 with the threshold value from the correlation sums of the Golay-Walsh sequences therefore provides an absolutely pure pulse peak without secondary maxima for the AKF and all KKF remain also absolutely zero as shown in diagram 5 above.
  • the method is also applicable when instead of the Walsh sequences the corresponding Golay-Walsh sequences are emitted. Golay-Walsh sequences are correlated and summed in the first part of the method of steps 101 to 106.
  • the corresponding Walsh sequences and their correlation sums are then formed in the receive filter after the multiplication step by means of steps 107 to 111 each sequence length N several Go lie sequences from which Golay Walsh sequences can be generated (see eg MJE Golay, Complementary Sequences, IRE Transactions on Information Theory, Vol. IT-7, p. 82-87, April 1961), which can also be used as a basis for the new process.
  • the mentioned decoders can alternatively be realized with digital signal processors (DSP).
  • DSP digital signal processors
  • Another possibility of implementation is to use the fast Fourier transform DFFT and / or the fast Hadamard transform in the decoder. The same applies to a device for transmitting digital data signals, which comprises an encoder and the decoder according to the invention.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals, welches mittels einer Spreizsequenz gespreizt ist. Das Verfahren eignet sich insbesondere zum Verbessern der Korrelationen von gespreizten Datensignalen nach der Übertragung. Es kann dabei als Software- oder Hardware-Zusatzmodul in vorhandenen Übertragungssystemen integriert werden. Das Verfahren umfasst die Schritte des Bildens eines zeitumgekehrten gespreizten Datensignals aus dem gespreizten Datensignal, des Bildens einer Sequenz, die durch abwechselnde Multiplikation der Chips mit dem gespreizten Datensignal aus dem gespreizten Datensignal entsteht, und der Sequenz des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals, das aus dem zeitumgekehrten Datensignal durch abwechselnde Multiplikation der Chips der Sequenz mit +1 und -1 entsteht, des Korrelierens des gespreizten Datensignals mit der Spreizsequenz, des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals mit der zeitumgekehrten Spreizsequenz, des mit +1,-1 abwechselnder Sequenz multiplizierten, gespreizten Datensignals mit der mit +1,-1 abwechselnder Sequenz multiplizierten Spreizsequenz und des mit +1,-1 abwechselnder Sequenz multiplizierten, zeitumgekehrten gespreizten Datensignals mit der mit +1,-1 abwechselnder Sequenz multiplizierten, zeitumgekehrten Spreizsequenz, und des Summierens der vier Korrelationen.

Description

Konverter zum perfekten Entspreizen von orthogonalen CDMA-Sequenzen
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen Decodierer zum Entspreizen eines Datensignals, welches mittels Walsh-Sequenz oder Golay-Walsh-Sequenz gespreizt ist.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen Decodierer zum Entspreizen eines Datensignals, welches mittels Spreizsequenzen gespreizt ist.
Bei Datenübertragungssystemen, welche ein Co demultiplexver fahren verwenden, wie z.B. CDMA, UMTS, GPS, RFID, WLAN und WIMAX, können mehrere Teilnehmer auf einem Nachrichtenübertragungs-Kanal gleichzeitig Daten übertra- gen. Damit es dennoch nicht zu Kollisionen kommt, spreizt der Sender die Datensignale der einzelnen Teilnehmer mit jeweils unterschiedlichen Spreizsequenzen (d.h. codiert sie mit einem Spreizcode, bzw. einer Codesequenz), die eine eindeutige Zuordnung der Signale in einem Empfänger ermöglichen. Durch diese Spreizung der einzelnen Datensignale kann die gesamte zur Verfügung stehende Sys- tembandbreite genutzt werden, d.h., die genutzte Bandbreite jedes einzelnen Teilnehmers wird im Frequenzbereich vervielfacht. In praktischen Systemen werden Spreizfaktoren zwischen etwa 10 und 1000 eingesetzt.
Ein Vorteil dieses Verfahrens ist die geringe Anfälligkeit gegenüber Effekten der Mehrwegeausbreitung. Aufgrund der hohen Sendebandbreite wird immer nur ein kleiner Teil des belegten Spektrums von frequenzselektivem Rayleigh-Fading beeinflusst, so dass die typischen Signaleinbrüche wesentlich schwächer sind als bei Schmalbandsystemen. Ein weiterer Vorteil ist die geringe spektrale Leistungsdichte, welche durch den Spreizvorgang abgesenkt wird. Somit ist eine Kommu- nikation sogar noch unterhalb der Rauschschwelle möglich. Weitere Vorteile sind die geringe Beeinflussung durch Störsignale unterschiedlicher Ursachen (Anti- jamming), einschließlich der Gleichkanalinterferenz (Antiinterference) durch andere Teilnehmer, und die Wirkung der Spreizsequenz als Verschlüsselung, da die Nachricht im Empfänger nur dann detektiert werden kann, wenn der Spreizcode bekannt ist.
Bei der Spreizung wird das zu übertragende binäre Datensignal mit einer Spreizsequenz, z.B. einer (pseudo-) zufälligen, rauschähnlichen Sequenz (PN-Sequenz), über einen größeren Spektralbereich verteilt. Nach der Modulation auf dieses hochfrequente Trägersignal wird das nunmehr gespreizte Datensignal übermittelt, z.B. über die Antenne abgestrahlt. Der Empfänger demoduliert das gespreizte Datensignal und führt darauf eine Entspreizung mit einem zum Sender synchronen Spreizsignal durch.
Der Empfänger empfängt nicht nur das gespreizte Datensignal des gewünschten Teilnehmers, sondern zusätzliche gespreizte Datensignale von anderen Teilnehmern, die im gleichen Frequenzbereich senden. Durch den Entspreizvorgang im Empfänger wird allerdings nur jenes Datensignal entspreizt und in der Bandbreite verringert, welches die gleichen und synchronen Spreizsequenzen wie der Sender verwendet. Nach dem Entspreizen kann das gewünschte Datensignal leicht mittels eines signalangepassten Filters („Matched Filter", siehe J. G. Proakis, M. Salehi, Grundlagen der Kommunikationstechnik, Pearson Studium, München, 2004, S. 793 - 797) herausgefiltert werden.
Der Filter für Spreizsequenzen lässt sich mit der Auto- und Kreuzkorrelationsfunktion (AKF) beschreiben. Diese kann für diskrete Funktionen durch eine Autokorrelationssumme (AKFk) gebildet werden und gibt die statistische Bindung der Elemente einer Sequenz Xi(k) mit N Elementen an:
AKFk = I=Q∑ Xi Xi+k wobei der Index k die relative Laufzeitverschiebung der Spreizsequenz (Verschiebung in Anzahl von Subpulsen τ bei der Berechnung der Korrelation; 0 ≤ k ≤ N-I) zueinander beschreibt; bei idealen Bedingungen ohne Störungen und synchronem Empfang ergibt sich nur bei k = 0 ein Wert ungleich Null der Autokorrelation, welcher dann gerade dem Datensignal entspricht. Andere Werte, sogenannte Ne- benmaxima, treten dann nicht auf.
Es existieren Spreizsequenzen deren periodische AKF fast ideal sind, z.B. die M- Sequenzen und Goldfolgen.
Es sind jedoch nicht nur die periodischen Autokorrelationseigenschaften einer Spreizsequenz für die Spreiztechnik relevant. Für Anwendungen in Codemultip- lexverfahren sind auch besonders die aperiodischen Autokorrelationseigenschaf- ten für inkohärenten Empfang und die Kreuzkorrelationseigenschaften von großem Interesse. Die Interferenz zwischen zwei verschiedenen gespreizten Datensignalen ist proportional zum Skalarprodukt der beiden Spreizsequenzen. Demnach sollten Spreizsequenzen mindestens orthogonal sein, was bedeutet, dass ihr Skalarprodukt Null ist. Jedoch reicht allein die Ortho gonalität nicht aus für An- Wendungen, bei denen die Spreizsequenzen nicht synchron gesendet werden oder wenn große Signalverzögerungen durch Mehrwegeausbreitung entstehen können. In diesen Fällen muss auch das Skalarprodukt verschoben um die Verzögerung τ, d.h. die Kreuzkorrelationsfunktion (KKF), minimiert werden.
Die KKF ist damit ein Maß für die Eignung verschiedener Sequenzen Xi(k) und Yj (k) in Codemultiplexsystemen und kann für diskrete Funktionen über die Kreuzkorrelationssumme (KKFk) gebildet werden:
Figure imgf000005_0001
- A -
Je niedriger die Kreuzkorrelationswerte der Spreizsequenzen verschiedener Teilnehmersignale sind, desto geringer sind die Störungen und desto mehr Teilnehmer können am Codemultiplex teilhaben.
Es wurde in der Vergangenheit eine Vielzahl von speziellen Spreizsequenzen mit besonders guten Kreuzkorrelationseigenschaften untersucht. Ein Beispiel hierfür sind die Goldfolgen (siehe Optimal Binary Sequences for Spread Spectrum MuI- tiplexing, R. Gold, IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-13, Octo- ber l967, S. 619 - 621).
Die geringsten Kreuzkorrelationswerte der Goldfolgen, der besten bekannten Spreizsequenzen, sind jedoch auf 1 + 2°'5*(-z+^ begrenzt, wobei z die Anzahl der Schieberegisterstufen ist, (siehe H. D. Luke, „Korrelationssignale", Springer, 1992).
In Systemen, welche Codemultiplexverfahren einsetzen, z.B. bei CDMA Vielfachzugriffssystem, wird durch hohe Werte der Kreuzkorrelation der Signal- Rauschabstand vor dem Decodierer verringert, was wiederum die maximale Teilnehmeranzahl begrenzt. Sind zusätzlich die gespreizten Datensignale der Teil- nehmer unterschiedlich stark, können die nicht idealen Korrelationseigenschaften einer Spreizsequenz dazu führen, dass im Empfänger das eigentlich gesuchte gespreizte Datensignal trotz richtiger Spreizsequenz von den anderen gespreizten Datensignalen zugedeckt wird und daher nicht erkannt wird (Near-Far Effekt).
DE 197 17 546 Al offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Decodierung bzw. zum Demodulieren des Empfangssignals in einem CDMA Übertragungssystem, welches in serieller Codeverkettung vorliegt. Dabei wird eine zweistufige Codierung auf der Senderseite des Übertragungssystems, bestehend aus äußerer und innerer Codierung, angewendet. Die innere Codierung ist eine orthogonale mehrstufige Modulation mit Walsh-Funktionen, wohingegen es sich bei der äußeren Codierung um einen fehlerkorrigierenden Code handelt. Ein Nachteil eines solchen Systems, welches bei der Übertragung von gespreizten Datensignalen eingesetzt wird, besteht darin, dass hier zur Fehlerkorrektur der Übertragung ein zweites Signal übertragen werden muss. Dies reduziert die zur Verfügung stehende Nutzbandbreite und ist rechnerisch sehr aufwendig.
EP 1 311 095 Bl offenbart die Verwendung von Paaren von Go lay- Sequenzen zur Spreizmodulation. In dem beschriebenen Verfahren werden binäre Eingabedaten mittels η Paaren komplementärer Golay-Sequenzen der Spreizcodierung unterzo- gen und diese Paare über eine Vorrichtung zur digitalen Kommunikation übermittelt. Beim Empfangen werden die so entstandenen Sequenzen mit den η Paaren komplementärer Golay-Sequenzen mittels Korrelation gefaltet, wobei die Resultate der Faltung entsprechend den gleichen Paaren von komplementären Golay- Sequenzen summiert werden, um η Datenströme zu erhalten.
EP 1 726 1 14 Bl offenbart ebenfalls die Verwendung von Paaren von Golay- Sequenzen zur Spreizmodulation. Allerdings muss hier nur eine Golay-Sequenz eines Paares übertragen werden, da die jeweilige Komplementärsequenz erst emp- fängerseitig erzeugt wird.
Golay-Sequenzen sind Sequenzpaare, welche die nützliche Eigenschaft haben, dass ihre phasenverschobenen aperiodischen Autokorrelationskoeffizienten sich zu null aufaddieren. So werden störende Nebenmaxima in der Autokorrelationsfunktion vermieden.
Ein Nachteil der Spreizmodulation mit reinen Golay-Sequenzen besteht darin, dass nur wenige Exemplare einer Sequenzlänge existieren. Somit ist eine Multip- lexübertragung vieler gespreizter Datensignale durch die geringe Größe der Sequenzfamilie begrenzt, welche zur Spreizcodierung benötigt wird. Des Weiteren sind diese zwar orthogonal zueinander, haben also eine Nullstelle bei Verschie- bung τ = 0; bei Verschiebungen τ > 0 zeigt die Kreuzkorrelation zwischen den verschiedenen Go lay-Sequenzen jedoch störende Nebenmaxima.
Um diese Beschränkung zu überwinden, offenbart EP 1 726 114 Bl den zusätzli- chen Übergang zu komplexwertigen Sequenzen unter Verwendung von DPSK (differential phase shift keying).
Dies ist aber sehr aufwendig, da sowohl ein zweites, völlig unterschiedliches Modulationssystems mit zusätzlichen Verfahrensschritten als auch zusätzliche Hard- warekomponenten benötigt werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, welche es ermöglichen, gespreizte Datensignale, welche mit vielen anderen gespreizten Datensignalen auf der vorhandenen Bandbreite einer Datenverbindung übertragen werden, mit geringem technischen Aufwand zu decodieren, ohne dass störendes Nebensprechen oder sonstige Beeinträchtigungen der einzelnen Datensignale durch die anderen Datensignale entstehen. Zugleich soll das Verfahren möglichst vorhandene Standards, die gespreizte Datensignale verwenden, einhalten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß Anspruch 1 , einen Decodierer zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß Anspruch 10 und einer Vorrichtung zur digitalen Kommunikation nach Anspruch 15 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen werden in den abhängigen Ansprüchen beansprucht.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann als Software- oder Hardware-Zusatzmodul einfach in vorhandene Übertragungssysteme integriert werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat den Vorteil, dass die Korrelationseigenschaften der übertragenen gespreizten Datensignale sehr stark verbessert werden. Sowohl die erfϊndungsgemäße Summe der Auto- als auch in der Kreuzkorrelati- onsfunktionen der gespreizten Datensignale weisen gar keine oder zumindest wesentlich weniger und kleinere Nebenmaxima auf als ohne das Verfahren.
Ohne das erfϊndungsgemäße Verfahren weisen manche der bisher als Signatursequenzen in Codemultiplexsystemen verwendeten Sequenzen, wie z.B. Gold- Sequenzen und Walsh-Funktionen, schlechte aperiodische AKF und hohe Werte der KKF auf, außerdem geht ihre Orthogonalität schon bei kleinen Synchronisationsfehlern oder Fehlern durch Signalverzerrung oder Mehrwegeausbreitung ver- loren.
Bei asynchronem Empfang, d.h. wenn eine unbekannte, relative zeitliche Verschiebung der Spreizsequenzen zueinander besteht, wird mit dem erfmdungsge- mäßen Verfahren das gespreizte Datensignal wesentlich besser aus dem Rauschen erkannt und es kann besser aus Störsignalen oder Gleichkanalinterferenzen herausgefiltert werden. Das neue Verfahren kann daher nicht nur im Downlink sondern auch im Uplink eines Mobilfunksystems, z.B. bei UMTS, das bereits Walshund OVFS-Sequenzen verwendet, als vorteilhafte Verbesserung empfängerseitig ergänzt werden und die praktisch erreichbare Teilnehmerzahl pro Zelle in Rich- tung der theoretischen, vollen Systemladung - also N Teilnehmer gleichzeitig bei N Spreizsequenzen - erhöhen.
Bei synchronem Empfang in digitalen Kommunikationssystemen ist das Erhöhen der Teilnehmerzahl und/oder ein Vergrößern der Reichweite bzw. Verringern der Sendeleistung ebenfalls möglich.
Durch die guten Korrelationseigenschaften und Orthogonalität verschiedener Spreizsequenzen gemäß dem erfmdungsgemäßen Verfahren erfolgt auch ein verbessertes Verhalten gegen Nebensprechen bei Frequency Hopping. Weiterhin bietet das erfϊndungsgemäße Verfahren gleichzeitig mit dem idealen Empfangsimpuls eine verbesserte Möglichkeit der Start- Synchronisierung der Datenübertragung.
Auch der bei den bisher verwendeten Spreizverfahren übliche Übergang zu kom- plexwertigen Sequenzen mit dem zugehörigen Zusatzaufwand kann vermieden werden durch die einfache Ausnutzung interner Eigenschaften orthogonaler binärer Spreizsequenzen, wie der Walsh-Sequenzen, oder orthogonaler Golay- Walsh- Sequenzen. Nichtsdestotrotz können, da die Folgen binär bleiben, die bekannten, höherwertigen komplexen Modulationen, wie z.B. Vi-QPSK, 8-Phasenmodulation weiterhin für die bisher üblichen Zwecke genutzt werden, z.B. zur Erhöhung der Datenrate.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Datensignale mit Walsh- Funktionen gespreizt. Walsh- Funktionen haben den Vorteil, dass diese streng orthogonal sind. Sie werden im Folgenden mit W(n,m) bezeichnet, wobei n die Ordnung der benutzten Walsh-Funktionenfamilie (mit 2n als Chips bezeichneten Elementen und 2n verschiedenen Walsh-Funktionen) und m die jeweilige Walsh- Funktion daraus bezeichnet (1 ≤ m ≤ 2n). Sie werden zur Spreizung sowohl als Signatursequenzen zum Trennen von Nutzerkanälen als auch zur höherstufigen orthogonalen Modulation verwendet. Die höherstufige orthogonale Modulation bietet den Vorteil einer um den Faktor n erhöhten Nutzbitrate sowie geringerer Bitfehlerwahrscheinlichkeit.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform sind die Datensignale mit neuar- tigen Golay- Walsh-Sequenzen als Spreizsequenzen gespreizt.
Golay- Walsh-Sequenzen entstehen durch Multiplikation einer Golay-Sequenz mit einer Walsh-Funktion.
Diese neuartigen Spreizsequenzen werden im Folgenden als AW(n,m) analog der Walsh-Funktionen W(n,m) bezeichnet. Die vorteilhafte komplementäre Eigenschaft der Golay-Sequenzen bleibt in den neuartigen Spreizsequenzen erhalten, da die Golay-Walsh-Sequenzen nach Golay ebenfalls komplementäre Sequenzen sind (siehe dazu z.B. M.J.E. Golay, Comple- mentary Sequences, IRE Transactions on Information Theory, Bd. IT-7, S. 82-87, April 1961). Daher weisen die Golay-Walsh-Sequenzen, genauso wie die Golay- Ausgangssequenzen, eine perfekte Autokorrelationsfunktion (AKF) mit nur einem Wert ungleich null auf, also einen idealen Empfangsimpuls. Synchronisationsfehler bei der Übertragung wirken sich durch die Addition des durch die komplemen- tären Spreizsequenzen gespreizten Datensignals nicht mehr aus. Die Nebenmaxi- ma der Autokorrelation werden weiterhin durch die Addition der Autokorrelation komplementärer Sequenzen beseitigt.
Durch das erfmdungsgemäße Verfahren bleibt bei den neuartigen Golay- Walsh- Sequenzen auch die Orthogonalität untereinander erhalten. So weisen die Kreuzkorrelationsfunktionen (KKF) der Golay-Walsh-Sequenzen keine oder nur minimale Werte auf. Damit sind sie wie die originalen Walsh- Sequenzen dank des erfindungsgemäßen Verfahrens sowohl als Signatursequenzen zur Kanaltrennung als auch für die orthogonale höherstufige Modulation zur Erhöhung der Nutzbitra- te und Senkung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit geeignet.
Das komplementäre gespreizte Datensignal wird erst im Empfänger erzeugt. Dazu werden die Chips einer empfangenen Sequenz abwechselnd mit +1 und -1 multipliziert (sogenannte Bewertung), entweder seriell bei der Verzweigung der Sequenz oder parallel nach Speicherung der empfangenen Chips. Anders als in herkömmlichen Co demultiplexver fahren wird somit nur ein gespreiztes Datensignal eines Paares komplementärer gespreizter Datensignale übertragen und auf der zur Verfügung stehenden Systembandbreite muss nur die Hälfte der Daten übertragen werden. Dies verringert zusätzlich die Anfälligkeit des Systems gegenüber Stö- rungen des übertragenen Datensignals und eröffnet Spielraum zur Übertragung weiterer Datensignale auf demselben Frequenzband. Insbesondere treten die vorgenannten Vorteile des erfϊndungsgemäßen Verfahrens in CDMA-Systemen auf. Hier ergibt sich durch die Anwendung des Verfahrens eine schnelle Leistungsregelung, ein vereinfachter Soft-Handover an den Zellengrenzen sowie ein Frequenzwiederverwendungsfaktor N = I zwischen Nachbarzellen, d.h. mehr Teilnehmerkapazität durch Verwenden von mehr als einer Frequenz in einer Zelle.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden zur Spreizung Walsh-Funktionen W(n,m) eingesetzt, welche in diesem Fall den Spreizsequenzen S entsprechen.
Da Walsh- Sequenzen streng orthogonal sind, können im Beispiel der Walsh- Funktionenfamilie 3. Ordnung acht Nutzer perfekt separiert werden. Walsh-
Sequenzen sind demnach geeignet z.B. für den Downlink eines Mobilsystems, sofern dieser synchron ist und ein nicht frequenzselektiver Kanal vorliegt. Für den
Uplink eines Codemultiplexsystems gilt diese Synchronität jedoch nicht, da die
Signale der örtlich verteilten Nutzer die Basisstationen unter verschiedenen Ver- zögerungszeiten erreichen, so dass - auch unter nichtselektiven Kanälen - die orthogonale Eigenschaft der Walsh- Sequenzen verloren geht.
Die Mehrzahl der Werte der kreuzkorrelierten Paare liegt im Bereich der PN- Sequenzen. Extrem schlecht sind dagegen die Werte der Paare W(3,3) / W(3,6) und W(3,4) / W(3,5). Im letzteren Fall erreicht das Maximum der KKF bereits bei geringer Verschiebung von einem τ mit N - 1 = 7 fast den Maximalwert der AKF; damit ist unter asynchronen Verhältnissen keine sichere Nutzertrennung zu erreichen. Ungünstig sind auch die Breiten der AKF im Falle des Codes W(3,l) und W(3,8), wodurch bei frequenzselektiven Kanälen keine Unterdrückung benach- barter Kanalechos möglich ist. Auch bei Walsh-Sequenzen höherer Ordnung mit Sequenzlänge 32 oder höher sind die AKF- und KKF- Werte ähnlich unbefriedigend.
Unter frequenzselektiven Bedingungen können die Walsh-Funktionen als alleinige Nutzercodes deshalb im Downlink nicht verwendet werden; man multipliziert die Codemultiplexsignale zusätzlich mit einem PN-Code, um das Pfadübersprechen zu unterdrücken. Damit wird bei zunehmender Mehrnutzerinterferenzen die allmähliche Qualitätsminderung (graceful degradation) nur als Rauschen wahrgenommen; sie ist damit nicht mehr als Nebensprechen erkennbar.
Das neuartige Verfahren der Erfindung kann für diese Probleme der Walsh- Funktionen Abhilfe schaffen.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Spreizse- quenzen S orthogonale Golay-Walsh-Sequenzen, die verbesserte Korrelationseigenschaften gegenüber den Walsh-Funktionen aufweisen, wie im Folgenden beschrieben.
Zur Veranschaulichung der Bildung der Golay-Walsh-Sequenzen wird folgendes Paar komplementärer Go lay- Sequenzen der Länge 8 verwendet, d.h. mit acht Chips:
A = ( I, 1, 1,-1,-1,-1, 1,-1)
A'=(l, 1, 1, -1, 1, 1, -1, 1)
Figure imgf000013_0001
wobei t den Zeitpunkt bezeichnet, zu dem der jeweilige Chip in einem Decodierer ankommt. Selbstverständlich können Go lay- Sequenzen jeder anderen Länge verwendet werden, die sich zur Kombination mit Walsh-Funktionen eignen, d.h. insbesondere jene mit gleicher Chiplänge.
Die Golay-Sequenz A wird mit den geraden Walsh-Funktionen der Ordnung 3 - W(3,m) - multipliziert, so dass sich die Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,m) ergeben. Beispielhaft ist die Bildung der AW(3,1), AW(3,3), AW(3,5) und AW(3,7). Diese sind in der folgenden Tabelle 1 mit zwei Phasenstufen 0° und 180° dargestellt, wobei diese aus acht Subpulsen, welche den Chips entsprechen, bestehen:
Figure imgf000014_0001
Tabelle 1
Die Familie der für ein Codemultiplexsystem geeigneten, orthogonalen Walshund Golay-Walsh-Sequenzen hat die Größe N, so dass N gespreizte Datensignale in einem Frequenzband übertragen werden können.
In einer zweiten bevorzugten Ausführungsform umfasst das Verfahren die zusätzlichen Schritte des Bildens eines gewandelten gespreizten Datensignals durch Multiplikation des gespreizten Walsh-Datensignals mit einer Golay-Sequenz, des Bildens des zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals, des Bildens des komplementären gewandelten gespreizten Datensignals aus dem gespreizten gewandelten Datensignal und des komplementären zeitumgekehrten gewandelten Datensignals aus dem zeitumgekehrten gewandelten Datensignal durch abwechselnde Multiplikation der Chipsequenz mit +1 und -1, der Korrelation des gewan- delten gespreizten Datensignals mit einer Golay-Walsh-Sequenz, des zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals mit der zeitumgekehrten Golay- Walsh-Sequenz, des komplementären gewandelten gespreizten Datensignals mit der komplementären Golay-Walsh-Sequenz und des komplementären zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals mit der komplementären zeitumge- kehrten Golay-Walsh-Sequenz, des Summierens dieser vier Korrelationen und des Verknüpfens der beiden gebildeten Summen durch Konjunktion.
Nebenmaxima sowohl in der AKF und gleichzeitig in allen KKFs bei Walsh- Sequenzen oder Golay-Walsh-Sequenzen, welche bei wenigen Verschiebungen τ > 0 noch existierten, werden durch diese Ausfuhrungsform vollständig beseitigt.
Diese zweite Ausführungsform des Verfahrens hat daher den Vorteil, dass die Korrelationseigenschaften der übertragenen gespreizten Datensignale bis zum perfekten Optimum verbessert werden. Sowohl die erfmdungsgemäßen Summen der Auto- als auch die der Kreuzkorrelationsfunktionen der entspreizten Datensignale weisen absolut keine Nebenmaxima werte verschieden von Null auf im Gegensatz zu Anwendungen ohne dieses Verfahren.
Ohne das erfindungsgemäße Verfahren weisen manche der bisher als Signaturse- quenzen in Codemultiplexsystemen verwendeten Sequenzen, wie z.B. Gold- Sequenzen und Walsh-Funktionen, schlechte aperiodische AKF und hohe Werte der KKF auf, außerdem geht ihre Orthogonalität schon bei kleinen Synchronisationsfehlern oder Fehlern durch Signalverzerrung oder Mehrwegeausbreitung verloren. Die Diagramme der Figs. 8 und 9 zeigen die Verbesserungsmöglichkeiten dieser Erfindung in Vielfachen gegenüber bisher verwendeter Walsh-Sequenzen bzw. Gold-Sequenzen: Figur 8 zeigt die Vervielfachung des Haupt- zu Nebenmaximumverhältnisses von AKF und KKF gegenüber Walsh-Sequenzen.
Figur 9 zeigt die Vervielfachung des Haupt- zu Nebenmaximumverhältnisses von KKF und aperiodischer AKF gegenüber Gold-Sequenzen.
Durch diese Ausführungsform kann das gespreizte Datensignal optimal aus dem Rauschen erkannt und es kann optimal aus Störsignalen oder Gleichkanalinterfe- renzen herausgefiltert werden.
In einem asynchronen CDMA-System addieren sich zum Nutzwert mit der Amplitude N die N-I anderen Nutzer leistungsmässig am Eingang der Entscheidungsstufe, Leistungsregelung vorausgesetzt. Damit wird nach dem neuen erfmdungs- gemässen Verfahren das Nutz- zu Störleistungsverhältnis N / (N-I) ~ N. D.h., mit Sequenzlänge N = 64 erhält man bereits 18 dB - zur bipolaren Übertragung würden bereits 13 dB ausreichen - , bzw. bis zu 30 dB bei Sequenzlänge 1024. Dies sind Werte, wie sie mit bisherigen Sequenzen nicht erreicht werden konnten, siehe Diagramm 1 und 2. Bisher war mit Gold-Sequenzen bei asynchronem Be- trieb mit N= 1024 etwa 3 dB erreichbar. Mit anderen Worten, Synchronität ist keine notwendige Voraussetzung mehr wie bei bisherigen CDM-Systemen mit deren Walsh- oder Gold-Sequenzen und die Teilnehmerzahl wird nicht durch Nebensprechen anderer Teilnehmer reduziert.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand von Zeichnungen näher beschrieben.
Figur 1 zeigt ein Flussdiagramm, in welchem ein Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung dargestellt ist. Figur 2 zeigt schematisch eine erste Realisierung einer Vorrichtung zum Ausfuhren des Verfahrens der ersten Ausführungsform nach Fig. 1 .
Figur 3 zeigt schematisch eine zweite Realisierung einer Vorrichtung zum Aus- fuhren des Verfahrens der ersten Ausführungsform nach Fig. 1.
Figur 4 zeigt eine graphische Darstellung der Summe der Kreuzkorrelationssummen KF AW(3,5)/AW(3,3) und KF AW(3,5)/AW(3,5)', d.h. ohne Addition der Kreuzkorrelationssummen der zeitumgekehrten gespreizten Datensignale gemäß dem Verfahren der ersten Ausführungsform nach Fig. 1.
Figur 5 zeigt eine tabellarische Darstellung der Summe der Autokorrelationssummen KFl bis KF4 von AW(3,1) und der Kreuzkorrelationssummen KKFl bis KKF4 zwischen AW(3,1) und jeweils AW(3,3), AW(3,5) und AW(3,7) gemäß dem Verfahren der ersten Ausführungsform nach Fig. 1. Anhand von Fig. 1 wird nun das Verfahren nach einer der Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Zunächst wird in Schritt 101 das zu übertragende Datensignal im Sender mit einer Spreizsequenz S, z.B. einer PN-Sequenz, einer Goldfolge, einer Walsh-Funktion oder einer Golay-Walsh-Sequenz, gespreizt, d.h. ein Bit des Datensignals wird in eine Spreizsequenz S codiert, so dass ein gespreiztes Datensignal DS mit einer der verwendeten Spreizsequenz S entsprechenden Anzahl von Chips entsteht.
Figur 6 stellt die Korrelationen von Walsh- Sequenzen dritter Ordnung nach Ausführung der Verfahrensschritte der ersten Ausführungsform in einem Diagramm dar.
Figur 7 stellt die Korrelationen von Golay-Walsh-Sequenzen dritter Ordnung nach Ausführung der Verfahrensschritte der ersten Ausführungsform in einem Diagramm dar. Figur 8 zeigt die Vervielfachung des Haupt- zu Nebenmaximumverhältnisses von AKF und KKF gegenüber Walsh- Sequenzen gemäß einer zweiten Ausführungs- form des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 9 zeigt die Vervielfachung des Haupt- zu Nebenmaximumverhältnisses von KKF und aperiodischer AKF gegenüber Gold-Sequenzen gemäß der zweiten Aus- führungsform des erfmdungsgemäßen Verfahrens.
Figur 10 zeigt ein Flussdiagramm, in welchem ein Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung dargestellt ist.
Figur 11 zeigt schematisch eine erste Realisierung einer Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens der zweiten Ausführungsform nach Fig. 10.
Figur 12 zeigt schematisch eine zweite Realisierung einer Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens der zweiten Ausführungsform nach Fig. 10.
Figur 13 fasst das Gesamtergebnis des neuen Verfahrens von AKF und KKF für das Beispiel der Walsh-Sequenzen W(3,m) zusammen.
Die erste Ausführungsform des Verfahrens sowie deren Realisierungen wird im Folgenden anhand der Figs. 1 bis 8 erläutert:
In einem Codierer wird für die Übertragung der Datensignale mehrerer Teilnehmer innerhalb eines Frequenzbandes jeweils eine der Spreizsequenzen S mit dem zu übertragenden Datensignal des zugeordneten Teilnehmers multipliziert, d.h. codiert. Da diese gespreizten Datensignale DS orthogonal zueinander sind, können die Datensignale unterschiedlicher Teilnehmer später von dem Empfänger fast störungsfrei wieder rekonstruiert werden. Daraufhin werden die gespreizten Datensignale DS A/D-gewandelt und in Schritt 102 übertragen, z.B. über ein Funknetzwerk in einem CDMA-Mobilfunksystem oder über ein Glasfaserkabel in einem Backbone-Netzwerk.
Nach der Übertragung des gespreizten Datensignals DS im Schritt 102 wird es gemäß den Schritten 103 bis 106 im Empfänger digitalisiert und decodiert. Dabei kann der später im Einzelnen beschriebene erfindungsgemäße Decodierer zum Entspreizen des gespreizten Datensignals DS eingesetzt werden, von welchem zwei beispielhafte Realisierungen für die Chiplänge 8 der Spreizsequenzen in Fig. 2 und 3 dargestellt sind.
Zunächst wird in Schritt 103 aus dem empfangenen, z. B. mit einer Walsh- Sequenz gespreizten Datensignal DS ein zeitumgekehrtes gespreiztes Datensignal DSrev gebildet. Dazu werden die empfangenen Chips des gespreizten Datensignals DS in umgekehrter Reihenfolge gespeichert.
Dann werden in Schritt 104 von diesen beiden gespreizten Datensignalen DS, DSrev die jeweiligen bewerteten gespreizten Datensignale DS', DSrev' gebildet.
Dies geschieht durch serielle oder parallele alternierende Bewertung des jeweiligen gespreizten Datensignals mit +1 und -1, wie beispielhaft in der folgenden Tabelle 2 für die Golay-Walsh-Sequenz AW(3,7) dargestellt:
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Tabelle 2
Die Schritte 103 und 104 können auch in umgekehrter Reihenfolge ausgeführt werden. Die vier gespreizten Datensignale DS, DSrev, DS', DSrev' werden dann mit der im Empfänger für den betreffenden Teilnehmer gespeicherten Spreizsequenz S bzw. deren Derivaten S', Srev, oder Srev' gemäß der Erfindung korreliert, um das ursprünglich versandte gespreizte Datensignal DS aus der Vielzahl von empfange- nen gespreizten Datensignalen anderer Teilnehmer, welche auf das Frequenzband moduliert wurden, herauszufiltern.
Es ist zu beachten, dass das gespreizte Datensignal DS mit den Spreizsequenzen S, das zeitumgekehrte gespreizte Datensignal DSRev mit den zeitumgekehrten Spreizsequenzen SRev, das bewertete gespreizte Datensignal DS' mit den bewerteten Spreizsequenzen S' und das bewertete zeitumgekehrte Datensignal DSRev' mit den bewerteten zeitumgekehrten Spreizsequenzen SRev' autokorreliert bzw. kreuz- korreliert werden, wobei die schon beschriebenen Auto- bzw. Kreuzkorrelationssummen benutzt werden:
AKFk =
Figure imgf000020_0001
X1 Y1+k
dabei ist N die Anzahl der Chips einer Sequenz, i jeweils ein Chip in der Sequenz und k die Laufzeitverschiebung der Sequenz bei der Berechnung der einzelnen Korrelations funktionen KFk (Verschiebung in Anzahl der Subpulse τ).
Die nachfolgenden Tabellen 3, 4, 5 und 6 zeigen als Beispiel die verschiedenen oben dargestellten Kreuzkorrelationsfunktionen für die Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,7) und AW(3,1). Jeweils eine Spalte entspricht der Laufzeit mit welcher die Signale zueinander angekommen sind. Bei diesem Beispiel wird angenommen, dass in der Vorrichtung zur Berechung der Korrelationen die Golay-Walsh- Sequenz AW(3,1) und ihre Derivate gespeichert sind.
Figure imgf000021_0001
Tabelle 3
Figure imgf000021_0002
Tabelle 4
Figure imgf000022_0001
Tabelle 5
Figure imgf000022_0002
Tabelle 6
Abschließend wird in Schritt 106 die Summe über die vier Kreuzkorrelatiossum- men des Beispiels aus den Tabellen 3 bis 6 gebildet (vgl. Tabelle 7):
Figure imgf000023_0001
Tabelle7
Trifft in dem Decodierer mit gespeicherten Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,1) das gespreizte Datensignal AW(3,3) oder AW(3,5) ein, ergeben die entsprechend den Tabellen 3 bis 7 berechnete Summen der Kreuzkorrelationen überall den Wert null.
Die Autokorrelationen ergeben sich entsprechend, wenn das empfangene ge- spreizte Datensignal DS mit derselben Spreizsequenz S gespreizt wurde die im Decodierer gespeichert ist:
∑ AKFl - AKF4
Die Autokorrelations funktionen AKFl werden dabei analog zu den oben darge- stellten Kreuzkorrelationen gebildet:
AKFl = Korrelation des gespreizten Datensignals DS mit der gespeicherten Spreizsequenz S.
AKF2 = Korrelation des gespreizten bewerteten Datensignals DS' mit der gespeicherten bewerteten Spreizsequenz S'.
AKF3 = Korrelation des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals DSRev mit der gespeicherten zeitumgekehrten Spreizsequenz SRev.
AKF4 = Korrelation des empfangenen bewerteten zeitumgekehrten Datensignal DSRev' mit der gespeicherten bewerteten zeitumgekehrten Spreizsequenz SRev'. Durch das erfindungsgemäße Verfahren werden die AKF- und KKF- Eigenschaften der Walsh-Sequenzen wesentlich verbessert. Das Ergebnis nach Ausführung der unten bezeichneten Verfahrensschritte zeigt folgendes Beispiel der ersten acht Korrelationen in Fig. 6.
Im Gegensatz zu den KKF der Walsh-Sequenzen ohne erfindungsgemäßes Verfahren sind mit dem Verfahren die Nebenmaxima zum überwiegenden Teil verschwunden. Allein drei Korrelationspaare W(3,l) / W(3,3) (siehe Fig.6), W(3,2) / W(3,4) und W(3,5) / W(3,7) von insgesamt 27 Möglichkeiten der Kreuzkorrelation zeigen kleine Nebenmaxima. Selbst die Autokorrelationssummen, die bei den originalen Walsh-Sequenzen dreiecksförmig breit und damit ungeeignet zur Synchronisation sind, sind verbessert und enthalten neben der Nutzsignalspitze jeweils ein vorteilhaftes Minimum, das hilft, geringe Zeitverschiebungen auszure- geln.
So befindet sich nun auf jeder Seite des Hauptmaximums der AKF ein Minimum mit einer Nullstelle bzw. sogar -1, so dass eine Laufzeitverschiebung von τ selbst bei Beeinträchtigung des Hauptmaximums ausgeglichen werden kann. Auch wei- sen vier der sieben KKF gar keine Werte ungleich null auf.
Erfolgt die Spreizung mit Go lay- Walsh-Sequenzen AW(n,m), so werden mit dem erfmdungsgemäßen Verfahren auch deren AKF- und KKF-Eigenschaften wesentlich verbessert: Diese haben folgende, innere Symmetrieeigenschaft, die im Emp- fangsfilter zur idealen Impulskompression mit geringen Nebenmaxima ausgenutzt wird: bei der obigen Addition werden für die Summe der AKF alle Nebenmaxi- mawerte zu null wie aus der Tabelle in Fig. 5 ersichtlich und graphisch in Fig. 7 dargestellt. Dies ist ein großer Vorteil verglichen mit der AKF für eine Übertragung des Datensignals ohne das erfindungsgemäße Verfahren. Des Weiteren haben die KKF zwischen den mit dem erfϊndungsgemäßen Spreiz- modulations verfahren gespreizten Datensignalen höchstens vier, im Vergleich zur AKF sehr kleine Werte, welche im Falle der beispielhaft angegebenen Werte für die Golay-Walsh-Sequenz mit acht Chips auch nur für jeweils drei der sieben wei- teren benutzten Golay-Walsh-Sequenzen existieren, im Falle der AW(3,1) für AW(3,6), AW(3,7) und AW(3,8), wie in Fig. 5 und Fig.7 ersichtlich wird.
Fig. 5 wird im Folgenden näher erläutert. Die vier Zeilen der ersten Gruppe betreffen den Fall, dass im erfindungsgemäßen Empfänger die Golay-Walsh- Sequenz AW(3,1) und ihre Derivate gespeichert sind. Kommt in diesem Empfänger ein gespreiztes Datensignal AW(3,1) an, so ergibt die Korrelation (erste Zeile der ersten Gruppe in Fig. 5) nur einen einzigen Ausgangsimpuls der Amplitude 32 in der Spalte t8, in der die beiden Sequenzen keine gegenseitige Verschiebung aufweisen (τ = 8 oder Index k = 0). Das entspricht dem Fall der Autokorrelation.
Kommt dagegen im Empfänger mit der gespeicherten Sequenz AW(3,1) eine gespreizte Sequenz AW(3,3,) an, so ergibt die Korrelation dieser beiden Sequenzen überall null, entsprechend der zweiten Zeile der ersten Gruppe von Tabelleneinträgen.
Kommt ein gespreiztes Signal AW(3,5) an, so ergibt sich wie im zweiten Fall auch in der dritten Zeile überall der Wert null.
Kommt ein gespreiztes Datensignal AW(3,7) an, so ergibt sich entsprechend der vierten Zeile in den Spalten t6 und tio ein Ausgangswert von 16. Dieser Korrelationswert zwischen den gespreizten Signalen AW (3,1) und AW(3,7) ist jedoch so weit vom Wert 32 der Autokorrelation des Signals AW(3,1) mit sich selbst entfernt, so dass eine eindeutige Erkennung des gewünschten Signals AW(3,1) gewährleistet ist. Die drei Gruppen in Fig. 5 betreffen die Fälle, wenn der Empfänger die Sequenzen AW(3,3), bzw. AW(3,5) bzw. AW(3,7) und deren Derivate gespeichert hat. In allen Fällen besteht ein großer Abstand zwischen dem jeweiligen Nutzsignal mit dem Wert 32 und den Störsignalen mit dem Wert +/-16
Würde das erfindungsgemäße Verfahren ohne den Schritt der Zeitumkehr 103 und die Summierung der so berechneten Korrelationswerte ausgeführt werden, so würden mehr Werte der KKF ungleich null und ihre Beträge wären größer. Als Beispiel hierfür zeigt Fig. 4 das Ergebnis der direkten KKF ohne Zeitumkehr zwi- sehen den Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,5) und AW (3,3) angeführt. Wie ersichtlich, treten dort vier große Störspitzen auf, die zu Störungen beim Decodieren führen würden.
Natürlich könnten einige oder alle der hier aufgeführten und weitere eventuell eingefügte Verfahrensschritte auch im Frequenzbereich ausgeführt werden.
Zur empfängerseitigen Umsetzung des Verfahrens wird im Folgenden ein Deco- dierer beschrieben, welcher in zwei verschiedenen Ausführungsformen in den Fig. 2 und 3 dargestellt ist.
Der Empfänger empfängt gespreizte Datensignale DS, welche zunächst z.B. mittels eines Subpulsfϊlters geglättet und analog/digital gewandelt werden. Diese werden dann an den Eingang E des Decodierers angelegt. Die Einhüllende des gespreizten Datensignals DS nach einem Subpulsfilter und A/D-Wandler wird als positive oder negative Digitalzahl, hier symbolisiert als +1 bzw. -1, je nach Phasenlage des gespreizten Datensignals DS, ausgegeben. In diesen Ausführungsbeispielen handelt es sich bei den gespreizten Datensignalen DS um binäre Datensequenzen der Länge 8, d.h. acht Chips, welche mittels der Spreizsequenzen S gespreizt wurden. Selbstverständlich kann der Codierer entsprechend für jede Da- tensequenzlänge 2n angepasst werden. In einem Verzweiger 1 wird das digitale gespreizte Datensignal DS verzweigt.
Die seriell empfangenen Sequenzen des gespreizten Datensignals DS werden daraufhin gespeichert und in eine parallele Form gebracht. Dies kann z.B. mittels eines Schieberegisters oder eines anderen Seriell-Parallel-Umsetzers erfolgen. In der beschriebenen Ausführungsform werden die acht Chips hintereinander in die Schieberegister 2, 4, 5, 7 gespeist, welche nach jeder Subpulsdauer τ über die Zeit weiterschalten. Die Zeitpunkte, zu welchen die Chips in die Schieberegister 2, 4, 5, 7 gespeist wurden, werden durch die Zeitangaben tl bis t8 angegeben. Zwei der Schieberegister 5, 7 werden in umgekehrter Reihenfolge befüllt, was der Zeitum- kehr aus Schritt 104 des erfindungsgemäßen Verfahrens entspricht, da bei dem späteren Auslesen der Sequenz aus den Schieberegistern 5, 7 die zeitliche Anordnung der Chips vertauscht ist, also ein zeitumgekehrtes Auslesen erfolgt. In einer alternativen Ausführungsform, welche in Fig. 3 dargestellt ist, kommen nur zwei Schieberegister 4, 7 zum Einsatz. Natürlich verzweigt der Verzweiger 1 das digitale gespreizte Datensignal DS dann auch nur zweifach.
Zwei der in den Schieberegistern 2, 4, 5, 7 gespeicherten Sequenzen des gespreizten Datensignals DS werden in Komplementärform gebracht indem die Chips der Sequenzen alternierend mit +1 bzw. -1 bewertet werden. Nach der ersten Subpulsdauer τ wird z.B. nach der ersten Stelle des Schieberegisters 2, 7 ein zweites Signal abgeleitet und abwechselnd in einem Filterteil mit + und - bewertet. Durch die Bewertung des empfangenen Signalcodes mit der einfachen Folge von alternierenden Phasensprüngen B1 = +, -, +, -, +, -, +, - (oder Digitalwerte +1, -1 usw. oder z.B. L, 0 usw. bei QPSK) entsteht das zugehörige bewertete gespreizte Datensignal DS', für ein mit einer Golay- oder Golay-Walsh-Sequenz gespreiztes Datensignal DS das komplementäre Datensignal DS'. Alternativ kann die Bewertung des empfangenen Signalcodes mit der +/- Folge auch in paralleler Schaltung erfolgen, wie in den Ausführungsformen der Fig. 2 und 3 dargestellt. Sobald die Schieberegister gefüllt sind, werden die Chips parallel ausgelesen. Zwei der vier gespeicherten Sequenzen der gespreizten Datensignale DS, DS', darunter eine der beiden Sequenzen in bewerteter Form, werden wie oben erwähnt zeitumgekehrt ausgelesen, so dass Signalsequenzen eines zeitumgekehrten ge- spreizten Datensignals (DSrev, DSrev') entstehen. Die Signalsequenzen werden daraufhin (entsprechend Schritt 105 in Fig.l) in Korrelationsfiltern (KFl, KF2, KF3, KF4) mit der jeweiligen, dort gespeicherten, Spreizsequenz S(3,m), S (3,m)Rev, S (3,m)', S (3,m) Rev' korreliert.
Der Decodierer kann so aufgebaut werden, dass für jede der verschiedenen Spreizsequenzen S des Mehr-Teilnehmerbetriebs eine Decodierschaltung nach Fig. 2 oder 3 mit jeweils gespeicherten Spreizsequenzen S vorgesehen wird. In einer bevorzugten Ausführungsform wird nur eine Dekodierschaltung verwendet, deren Korrelationsschaltungen einen schreibbaren Speicher aufweisen, in den die Spreizsequenz S für den jeweiligen Teilnehmer gespeichert werden kann, beispielsweise bei der Initialisierung des Kommunikationsvorganges.
Abschließend wird in dem Summationsfilter 8 die Summe über die vier Autobzw. Kreuzkorrelationen der vier parallel verarbeiteten Signalsequenzen gebildet.
Dies kann beispielsweise mit dem Filterteil 8, gezeigt in den Fig. 2 und 3 vor dem Ausgang A der Vorrichtung, geschehen, welcher eine einfache Addition ist. Als Nutzsignal wird dabei das Autokorrelationssignal (mit Wert 32 in den Beispielen nach Fig. 5) erkannt, das von den deutlich kleineren Nebenmaxima (mit Wert 16) deutlich unterschieden ist und elektronisch ohne Weiteres verarbeitet werden kann.
Die zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens sowie deren Realisierung als Vorrichtung wird im folgenden anhand der Fig. 8 bis 13 erläutert: Die zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens baut auf der ersten Ausführungsform auf.
Zum Decodieren wird sowohl die Summe der Korrelationen des gespreizten Da- tensignals DS mit gespeicherten Walsh-Sequenzen W(n,m) als auch nach Multiplikation mit der Golay-Walsh-Sequenz AW(n,l) die Korrelationen des so entstandenen gewandelten gespreizten Datensignals DAW(n,m) mit gespeicherten Golay- Walsh-Sequenzen AW(n,m), AW(n,m)', AW(n,m)rev und AW(n,m)rev' gebildet, siehe Schritte 106 und 111. Nachdem die beiden Summen in Schritt 106 und 111 gebildet sind, werden im letzten Schritt 112 beide Summen durch Konjunktion verknüpft:
d∑4 KFZ) Λ (5∑8 KFZ).
Das Ergebnis nach Ausführung der Verfahrensschritte 101 bis 106 ohne die Ergänzung der zweiten Ausführungsform zeigen die Beispiele der ersten acht Korrelationen in den Figs. 6 und 7.
Zu jedem Wert eines Nebenmaximums einer KKF der Walsh-Sequenzen korres- pondiert ein Nullwert der KKF der entsprechenden Golay- Walsh-Sequenzen bis auf das Hauptmaximum AKF bei τ = 0, das voll erhalten bleibt. Mithin werden alle Nebenmaxima bei allen Verschiebungen τ > 0 durch die Operation der logischen UND-Funktion unterdrückt, während die AKF das gewünschte Ergebnis aufweist: die ideale Form der Einheitspuls- Spitze bei τ = 0 für die Entdeckung des Nutzsignals und gleichzeitig bei allen Verschiebungen τ > 0 sind alle Nebenmaxima gleich Null.
Die drei Korrelationspaare W(3,l) / W(3,3) (siehe Fig. 6), W(3,2) / W(3,4) und W(3,5) / W(3,7) von insgesamt 27 Möglichkeiten der Kreuzkorrelation zeigen kleine Nebenmaxima. Die Autokorrelationssummen, die bei den originalen Walsh-Sequenzen dreiecksförmig breit und damit ungeeignet zur Synchronisation sind, sind zwar verbessert, enthalten aber neben der Nutzsignalspitze jeweils immer noch hohe Nebenmaxima. Dies wird in Fig. 5 ersichtlich. Kommt ein gespreiztes Datensignal AW(3,7) an, so ergibt sich entsprechend der vierten Zeile in den Spalten t6 und tio ein Ausgangswert von 16. Dieser Wert wird jedoch durch die im Folgenden dargestellte Konjunktion mit der Summe der Walsh- Sequenzen- Korrelationen, die überall den Wert Null hat, unterdrückt.
Die im Empfänger durch Multiplikation erzeugten Golay-Walsh-Sequenzen AW(n,m) haben folgende, innere Symmetrieeigenschaft, die im Empfangsfilter zur idealen Impulskompression ausgenutzt wird: bei der obigen Addition werden für die Summe der AKF alle Nebenmaximawerte zu null wie aus der Tabelle in
Fig. 5 ersichtlich und graphisch in Diagramm 2 dargestellt. Mithin gilt bei einer
UND-V erknüpfung der AKF-Ergebnisse der Zeilen W(3,l)/W(3, l) mit den Er- gebnissen der entsprechenden Golay-Walsh-Sequenz AW(3, 1)/AW(3,1) für die
Summe der AKF:
Beispiel 1 :
W(3,l)/W(3,l): 0,8,0,16,0,24,0,32,0,24,0,16,0,8,0 Logisch „UND"
AW(3,1)/AW(3,1): 0,0,0,0,0,0,0,32,0,0,0,0,0,0,0 = 0,0,0,0,0,0,0,32,0,0,0,0,0,0,0
Des Weiteren haben die KKF zwischen den mit den Verfahrensschritten 101 bis 106 gespreizten Datensignalen der ersten Ausführungsform immer noch vier, im Vergleich zur AKF sehr kleine Werte, welche im Falle der beispielhaft angegebenen Werte für die Golay-Walsh-Sequenz mit acht Chips auch für jeweils drei der sieben weiteren benutzten Golay-Walsh-Sequenzen existieren, im Falle der AW(3,1) für AW(3,6), AW(3,7) und AW(3,8), wie in Fig. 6 und Fig. 7 ersichtlich wird. Durch die zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens werden sowohl die AKF- wie auch die KKF-Eigenschaften der Walsh- Sequenzen bis zum absoluten Optimum verbessert, denn die UND-Verknüpfung der Summen der KKF von Walsh- Sequenzen mit denen der Golay-Walsh-Sequenzen führt zum vollständigen Auslöschen der Nebenmaxima, wie die folgenden zwei Beispiele zeigen:
Beispiel 2:
W(3,l)/W(3,3): 0,8,0,0,0,-8,0,0,0,-8,0,0,0,8,0 Logisch „UND"
AW(3,1)/AW(3,3): 0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0
= 0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0 Diagramm 4
Beispiel 3 : W(3,l)/W(3,7): 0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0
Logisch „UND"
AW(3,1)/AW(3,7): 0,0,0,0,0,16,0,16,0,0,0,0,0,0,0 = 0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0
Dies gilt ebenfalls für alle weiteren Summen der KKF wie aus den beiden Diagrammen ersichtlich.
Figur 13 fasst das Gesamtergebnis des neuen Verfahrens von AKF und KKF für das Beispiel der Walsh-Sequenzen W(3,m) zusammen.
Der Vergleich mit einer UND-Operation im Empfänger des Ausgangswerts aus den Korrelationssummen der Walsh-Sequenzen nach Verfahrensschritten 101 bis 106 mit dem Schwellwert aus den Korrelationssummen der Golay-Walsh- Sequenzen liefert also eine absolut reine Impulsspitze ohne Nebenmaxima für die AKF und alle KKF bleiben ebenfalls absolut Null wie im Diagramm 5 oben dargestellt. Das Verfahren ist ebenfalls anwendbar, wenn statt der Walsh-Sequenzen die entsprechenden Golay-Walsh-Sequenzen ausgesandt werden. Im ersten Teil des Verfahrens der Schritte 101 bis 106 werden Golay-Walsh-Sequenzen korreliert und summiert, im zweiten Teil des Verfahrens entstehen dann im Empfangsfilter nach dem Multiplikationsschritt die korrespondierenden Walsh-Sequenzen und deren Korrelationssummen mittels der Schritte 107 bis 111. Es existieren zu jeder Sequenzlänge N mehrere Go lay- Sequenzen, aus denen Golay-Walsh-Sequenzen erzeugt werden können (siehe dazu z.B. M.J.E. Golay, Complementary Sequen- ces, IRE Transactions on Information Theory, Bd. IT-7, S. 82-87, April 1961), die ebenfalls als Basis für das neue Verfahren eingesetzt werden können.
Die genannten Decodierer können alternativ mit digitalen Signalprozessoren (DSP) realisiert werden. Eine weitere Möglichkeit der Realisierung besteht darin, die schnelle Fouriertransformation DFFT und/oder die schnelle Hadamardtrans- formation im Decodierer zu verwenden. Entsprechendes gilt für eine Vorrichtung zur Übertragung digitaler Datensignale, welche einen Codierer und den Decodierer gemäß der Erfindung umfasst.
Bezugszeichenliste
1 Verzweiger
2 Schieberegister 3 Multiplikationsfilter
4 und 5 Schieberegister
6 Multiplikationsfilter
7 Schieberegister
8 Summationsfilter KFl Korrelationsfilter 1
KF2 Korrelationsfilter 2 KF3 Korrelationsfϊlter 3
KF4 Korrelationsfilter 4
9 Schieberegister
10 Multiplikationsfilter 11 Verzweiger
12 Schieberegister
13 Multiplikationsfilter
14 und 15 Schieberegister
16 Multiplikationsfilter 17 Schieberegister
18 Summationsfilter KF5 Korrelationsfilter 5 KF6 Korrelationsfilter 6 KF7 Korrelationsfilter 7 KF8 Korrelationsfilter 8
19 Konjunktionsfϊlter

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals (DS), welches mittels einer Spreizsequenz (S) gespreizt ist, die folgenden Schritte umfassend: a) Bilden (103) eines zeitumgekehrten gespreizten Datensignals
(DSRev) aus dem gespreizten Datensignal (DS); b) Bilden (104) des komplementären gespreizten Datensignals (DS') aus dem gespreizten Datensignal (DS) und des komplementären zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev') aus dem zeitumgekehrten Datensignal durch abwechselnde Multiplikation der Chips der Sequenz mit +1 und -1 ; c) Korrelation (105) des gespreizten Datensignals (DS) mit der
Spreizsequenz (S), des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev) mit der zeitumgekehrten Spreizsequenz (SRev), des komplementären gespreizten Datensignals (DS') mit der komplementären Spreizsequenz (S') und des komplementären zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev') mit der komplementären zeitumgekehrten Spreizsequenz (SRev'); und d) Summieren (106) der vier Korrelationen aus Schritt c).
2. Verfahren zum Entspreizen nach Anspruch 1, wobei die Spreizsequenz (S) eine Walsh-Funktion (W(n,m)) ist.
3. Verfahren zum Entspreizen nach Anspruch 1, wobei die Spreizsequenz (S) ein Exemplar eines Paares komplementärer Golay-Walsh- Sequenzen (AW(n,m), AW(n,m)') (101) ist, welche durch Multip lika- tion einer Golay-Sequenz (A) eines Paares von Go lay- Sequenzen zur Basis zwei (A, A') mit einer Walsh-Funktion (W(m,n)) entstehen.
4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei nur ein Exemplar eines Paares komplementärer gespreizter Datensignale (DS, DS') vom Sender zum Empfänger übertragen wird und die komplementären gespreizten Datensignale (DS', DSRev') aus dem gespreizten Datensignal (DS) bzw. aus dem zeitumgekehrten gespreizten Datensignal (DSRev) gebildet werden.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, des Weiteren die folgenden Schritte umfassend: e) Bilden (107) eines gewandelten gespreizten Datensignals (DAW) durch Multiplikation des gespreizten Datensignals (DS) mit einer
Golay-Walsh-Sequenz (AW(n,l)); f) Bilden (108) des zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals (DAWRev); g) Bilden (109) des komplementären gewandelten gespreizten Daten- signals (DAW') aus dem gespreizten gewandelten Datensignal
(DAW) und des komplementären zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals (DAWRev') aus dem zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignal (DAWRev) durch abwechselnde Multiplikation der Chipsequenz mit +1 und -1; h) Korrelation (110) des gewandelten gespreizten Datensignals
(DAW) mit einer Golay-Walsh-Sequenz (AW), des zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals (DAWRev) mit der zeitumgekehrten Golay-Walsh-Sequenz (AWRev), des komplementären gewandelten gespreizten Datensignals (DAW') mit der komple- mentären Golay-Walsh-Sequenz (AW') und des komplementären zeitumgekehrten gewandelten gespreizten Datensignals (DAWRev') mit der komplementären zeitumgekehrten Go lay-Walsh- Sequenz
(AwRev'); i) Summieren (111) der vier Korrelationen aus Schritt c); und j) Verknüpfen (112) der Summen aus Schritt d) und der Summe aus Schritt i) durch Konjunktion.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das komplementäre gespreizte Datensignal (DS') vor dem zeitumgekehrten gespreizten Datensignal (DSRev') gebildet wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die abwechselnde Multiplikation der Chips der Sequenz mit +1 und -1 einer Sequenz des Datensignals (DS, DSRev) durch abwechselnde Multiplikation der Chips der Sequenz mit +1 und -1 erfolgt.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Sequenzen (DS, S) eine Länge von 2n Chips aufweisen, wobei n eine natürliche Zahl ist.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 8, wobei die Verfahrensschritte zumindest teilweise im Frequenzbereich ausgeführt werden.
10. Decodierer zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals (DS), um- fassend:
Mittel (1) zur Verzweigung des gespreizten Datensignals (DS); Mittel (2, 4, 5, 7) zum Speichern von mindestens zwei verzweigten gespreizten Datensignalen (DS); Mittel (3, 6) zum Bilden und Speichern von komplementären gespreiz- ten Datensignalen (DS') aus den gespreizten Datensignalen (DS); Mittel zum Auslesen der gespeicherten gespreizten Datensignale (DS, DS'), wobei jeweils ein gespreiztes Datensignalen (DS) und ein komplementäres gespreiztes Datensignal (DS ') als zeitumgekehrte gespreizte Datensignale (DSRev, DSRev') ausgelesen werden; Mittel (KFl , KF2, KF3, KF4) zur Korrelation (105) des gespreizten
Datensignals (DS) mit der Spreizsequenz (S), des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev) mit der zeitumgekehrten Spreizsequenz (SRev), des komplementären gespreizten Datensignals (DS') mit der komplementären Spreizsequenz (S') und des komplementären zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev') mit der komplementären zeitumgekehrten Spreizsequenz (SRev'); und Mittel (8) zum Summieren der vier Korrelationen.
11. Decodierer nach Anspruch 10, wobei das Datensignal (DS) mittels ei- ner Walsh-Funktion (W(n,m)) gespreizt ist.
12. Decodierer nach Anspruch 10, wobei das Datensignals (DS) mittels einer Golay-Walsh-Sequenz (AW(n,m)) gespreizt ist, welche durch Multiplikation einer Golay-Sequenz (A) eines Paares von Golay- Sequenzen zur Basis zwei (A, A') mit einer Walsh-Funktion (W(m,n)) entsteht.
13. Decodierer nach Anspruch 10 bis 12, wobei die Mittel zur Bildung der Komplementärsequenzen (3, 6) Multiplikationsfilter sind, welche die einzelnen Chips einer Sequenz abwechselnd mit +1 und -1 multiplizieren.
14. Decodierer nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei die Mittel zur Korrelation (KFl , KF2, KF3, KF4) Korrelationsfilter, die Mittel zum Summieren (8) Summationsfϊlter und die Mittel zum Speichern (2, 4,
5, 7) Schieberegister sind.
15. Vorrichtung zur digitalen Kommunikation mit Spreizmodulation, welches senderseitig einen Codierer zum Spreizen von Datensignalen mit Spreizsequenzen (S) und empfängerseitig einen Decodierer nach einem der Ansprüche 10 bis 14 umfasst.
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