WO2012015252A2 - 무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호 송수신 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호 송수신 방법 및 장치 Download PDF

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    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053—Allocation of signalling, i.e. of overhead other than pilot signals

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting and receiving a precoded signal.
  • Multi-Input Multi-Output is a technology that improves the transmission and reception efficiency of data by using multiple transmission antennas and multiple reception antennas, instead of using one transmission antenna and one reception antenna. If a single antenna is used, the receiving side receives data through a single antenna path, but if multiple antennas are used, the receiving end receives data through multiple paths. Therefore, the data transmission speed and the transmission amount can be improved, and the coverage can be increased.
  • a receiver eg, a terminal feeds back to a transmitter (eg, a base station), a rank indicator (RI), a precoding matrix index (PMI), Channel Quality Information (CQI) and the like are defined.
  • the feedback information may be collectively referred to as channel state information (CSI).
  • the terminal may feed back the PMI and RI preferred by the terminal to the base station based on the measurement result for the channel from the base station.
  • the RI preferred by the UE corresponds to a downlink transmission tank value that may have the highest data rate if used by the base station in a given channel state.
  • the PMI preferred by the terminal is an index indicating a precoding matrix suitable for the channel state measured by the terminal in a codebook, which is a set of precoding matrix candidates, and a codebook that is predetermined and shared between the base station and the terminal is used.
  • the CQI is calculated based on the PMI / RI reported by the UE and corresponds to a modulation and coding scheme (MCS) level applied to downlink transmission.
  • MCS modulation and coding scheme
  • the CQI may indicate an MCS level that provides an acceptable packet error rate when precoder information and rank values according to PMI / RI reported by the UE are used.
  • the channel state is more than that of the communication according to the single user-MIM0 (SU-MIMO) scheme.
  • PMI feedback based on a predetermined codebook
  • the precoding information is obtained using a hierarchical codebook that determines one final precoding matrix W from two different attribute precoding information representing the channel state (for example, W1 and W2). Can represent.
  • the first precoding matrix indicator (PMI) is indicated ( determine a first matrix W1 from a first codebook comprising precoding matrices indicating, and determine a second matrix W2 from a second codebook containing all the precoding matrices indicated by the second PMI, Determining a precoding matrix (W) based on the first matrix (W1) and the second matrix (W2); Performing precoding using the determined precoding matrix (W) on at least one layer to which a signal to be transmitted is mapped; And the precoded And transmitting the signal to a receiver.
  • PMI precoding matrix indicator
  • each of the precoding matrices included in the first codebook may be configured as a block diagonal matrix, and the blocks of the block diagonal matrix may be configured to be independent of each other.
  • each of the precoding matrices included in the second codebook may include an upper element and a lower element, and the lower element may include a phase rotation value.
  • a method for receiving a signal pre-coded by a receiver includes at least one layer to which a signal transmitted by a transmitter is mapped. Receiving a precoded signal from the transmitter, on which precoding has been performed; And a precoding matrix indicated by a first matrix W1 and a second PMI determined from a first codebook including precoding matrices indicated by a first precoding matrix indicator (PMI) for the precoded signal. And processing using the precoding matrix W determined based on the second matrix W2 determined from the second codebook comprising the following.
  • each of the precoding matrices included in the first codebook may be configured as a block diagonal matrix, and the blocks of the block diagonal matrix may be configured to be independent of each other.
  • each of the precoding matrices included in the second codebook may include an upper element and a lower element, and the lower element may include a phase rotation value.
  • a transmitter for transmitting a precoded signal in a wireless communication system supporting multiple antenna transmission the transmission module for transmitting a signal to the receiver; Receiving modules for receiving a signal from the receiver; And a processor controlling the transmitter including the transmission modules and the reception modules.
  • the processor determines the first matrix W1 from the first codebook including the precoding matrices indicated by the first precoding matrix indicator (PMI), and the precoding matrices indicating the second PMI.
  • PMI precoding matrix indicator
  • each of the precoding matrices included in the first codebook may be configured as a block diagonal matrix, and the blocks of the block diagonal matrix may be configured to be independent of each other.
  • each of the precoding matrices included in the second codebook may include an upper element and a lower element, and the lower element may include a phase rotation value.
  • a receiver for receiving a precoded signal in a wireless communication system supporting multiple antenna transmission a transmission module for transmitting a signal to the transmitter; Reception modules for receiving a signal from the transmitter; A processor may be configured to control the receiver including the transmission modules and the reception modules. Wherein the processor is further configured to receive a precoded signal from the transmitter via the receiving modules, wherein the precode is performed on at least one layer to which a signal transmitted by the transmitter is mapped; Precoding matrices indicated by a first matrix W1 and a second PMI determined from a first codebook including precoding matrices indicated by a first precoding matrix indicator (PMI).
  • PMI precoding matrix indicator
  • each of the precoding matrices included in the first codebook may be configured as a block diagonal matrix, and the blocks of the block diagonal matrix may be configured to be independent of each other.
  • Each of the precoding matrices included in the codebook consists of an upper element and a lower element, and the lower element may include a phase rotation value.
  • the i th precoding matrix W1 (i) among the precoding matrices included in the first codebook and the j th precoding matrix W2 (j) among the precoding matrices included in the second codebook are Is defined as a mathematical expression
  • Wl (i) is defined as a block diagonal matrix of size Ntx2M, i and Y / correspond to each block of the block diagonal matrix, each of and is a matrix of size (Nt / 2) XM, and Nt is the above Is the number of transmit antennas of the transmitter
  • W2 (j) is defined as a matrix of size 2MXr, r is the number of layers
  • (; ⁇ , /, ...,) is a vector of size Mxl and ⁇ vectors of P-component of the component is 1 and the remaining components are 0, e , ee corresponds to the upper element, , ...
  • Y j ⁇ M corresponds to the sub-element,
  • ⁇ ] Yj corresponds to the phase rotation value
  • l ⁇ k, 1, / 7 ⁇ M, k '/, ⁇ are each integer Can be.
  • the i th precoding matrix W1 (i) among the precoding matrices included in the first codebook and the j th precoding matrix W2 (j) among the precoding matrices included in the second codebook are Is defined as a mathematical expression
  • Wl (i) is defined as a block diagonal matrix of size Ntx2M, X / corresponds to each block of the block diagonal matrix, X, and. Is a matrix of size (Nt / 2) XM, Nt is the number of transmit antennas of the transmitter, W2 (j) is defined as a matrix of size 2MXr, and r is the above The number of layers, ⁇ ( , 1, k2, 11, 12, nl,?
  • the i th precoding matrix W1 (i) among the precoding matrices included in the first codebook and the j th precoding matrix W2 (j) among the precoding matrices included in the second codebook are Is defined as a mathematical expression
  • Wl (i) is defined as a block diagonal matrix of size Ntx2M, i and Y / correspond to each block of the block diagonal matrix, X,. And ⁇ ,.
  • Nt / 2 is the number of transmit antennas of the transmitter
  • W2 (j) is a size of 2MXr.
  • r is the number of layers, M FFkl, kl, 11, 12, nl,
  • e M Pj Q M, ...,? e M corresponds to the lower element, Ctj, j , ⁇ corresponds to the phase rotation value, l ⁇ Ji, k2, 11, 12, nl, ⁇ 2 ⁇ , kl, k2, 11, 12, nl, n2 may each be an integer.
  • the i th precoding matrix W1 (i) and the j th precoding matrix W2 (j) in the precoding matrices included in the second codebook are Is defined as
  • Wl (i) is defined as a block diagonal matrix of size Ntx2M, X / corresponds to each block of the block diagonal matrix, ⁇ ⁇ is a matrix of size (Nt / 2) XM, and Nt is a transmission of the transmitter.
  • W2 (j) is defined as a matrix of size 2MXr, r is the number of layers, (i ⁇ k, /, ...,) is a vector of size Mx l and the column of X / (column) are coefficients that make up the linear combination (linear combinat ion) of the vector, ⁇ , ..., and is corresponding to the top element, Ke ⁇ ⁇ ⁇ 1, ..., ⁇ corresponds to the lower element And ci j , P j , and ⁇ ⁇ correspond to the phase rotation value, and ⁇ 1, may each be an integer.
  • ⁇ C 2 C 3 C 4 ] r , Cl , C2 , C 3 , C4 is a complex number
  • W can be defined as in the following equation.
  • a method and apparatus for transmitting and receiving a precoded signal using an efficient hierarchical codebook capable of more accurately reflecting a channel state in a system having an extended antenna configuration can be provided. Effects obtained in the present invention are not limited to the above-mentioned effects, and other effects not mentioned above may be clearly understood by those skilled in the art from the following description. will be.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a structure of a type 2 wireless frame.
  • 3 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • 5 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 7 is a diagram for describing a codebook based precoding technique.
  • 8 and 9 are diagrams illustrating examples of 8Tx cross-polar antenna configurations.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving a precoded signal according to an example of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of a transmitter apparatus and a receiver apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • the base station communicates directly with the terminal. It has a meaning as a terminal node of a performing network. Certain operations described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a NodeB, an eNodeB (eNB), an access point (AP), and the like.
  • the term can be used as a concept including a cell or sector.
  • a serving base station may be referred to as a serving cell
  • a cooperative base station may also be referred to as a cooperative cell.
  • terminal may be replaced with terms such as UE user equipment (MS), Mole le Station (MS), Mole le Subscriber Station (MSS), and Subscriber Station (SS).
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-A (LTE-Advanced) system and 3GPP2 system. That is, the steps or parts which are not described in order to clarify the technical spirit of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document may be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC to FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA It may be implemented by a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolut ion (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolut ion
  • 0FDMA may be implemented with a radio technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRAC Evolved UTRA (etc.).
  • UTRA is part of the UMTS Jniversal Mobile Telecommuni- cation Systems.
  • 3rd Generat ion Partnership Project (3GPP) long term evolut ion (LTE) is part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UT A, employing 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink .
  • LTE-A Advanced
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN- 0FDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WirelessMAN- 0FDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m WirelessMAN-OFDMA Advanced system
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of 0FDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission timing interval (TTI).
  • TTI transmission timing interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of the CP (conf igurat ion).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP normal CP (CP).
  • normal CP normal CP
  • CP normal CP
  • the number of symbols may be seven.
  • the OFDM symbol is configured by an extended CP, since the length of one OFDM symbol is increased, the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a PDCClKphysical downlink control channel (PDCC), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCC PDCClKphysical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • the type 2 radio frame consists of two half frames, and each half frame consists of five subframes. Subframes may be classified into a general subframe and a special subframe.
  • the special subframe is a subframe including three fields of DwPTSCDownlinkPilot Time Slot (GPW), Gap Period (GP), and UpPTSCUpHnk Pi lot Time Slot (GPW). The length of these three fields can be set individually, but the total length of the three fields must be 1 ms.
  • One subframe consists of two slots. That is, one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is only an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers (subcarriers) by way of example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located at the kth subcarrier and the first 0FDM symbol.
  • one The RB includes 12X7 resource elements (in the case of an extended CP, it includes 12X6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • N D1 ⁇ r The number of resource blocks included in the downlink slot. N DI ⁇ ] may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of the base station.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • a maximum of three (one, two, or three) OFDM symbols in front of the first slot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), and a physical HARQ indicator channel.
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PHICH Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NAC signal as a response of the uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of a UL shared channel (UL-SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • Resource allocation of a higher layer control message such as a random access response transmitted to a mobile station, a set of transmit power control commands for individual terminals in a certain terminal group, transmission power control information, activation of VoIPCVoice over IP), and the like. It may include.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE processes multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH The number of available bits is determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH. If the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a paging indicator identifier may be masked to the CRC.
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SIB system information block
  • RNTKSI-RNTI may be masked to the CRC.
  • the random access -RNTKRA-RNTI may be masked to the CRC.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • PUCCH has three main uses: transmitting an ACK / NACK for PDSCH, transmitting a Channel Quality Indicator (CQI) for frequency domain scheduling of PDSCH, and requesting a PUSCH transmission resource (scheduling request). to be.
  • the CQI information bit may include one or more fields.
  • the CQI field indicating the CQI index for determining the Modulation and Coding Scheme (ICS)
  • the PMKPrecoding Matrix Indicator (PMK) field indicating the index of the precoding matrix on the codebook
  • the RKRank Indicator (RKR) field indicating the tank
  • CQI information May be included in the bit.
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe.
  • Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called that the resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • Multiple Antenna (MIMO) System MIMO
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the number of transmit antennas, as Fig. 6 (a) shown in ⁇ ⁇ open-circuit, receiving, increasing the number of antennas of the open-circuit N R, is in proportion to the number of antennas, unlike in the case only the transmitter or the receiver to use a plurality of antenna theory Channel transmission capacity is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate is theoretically the maximum transmission rate with a single antenna. 0) has to be increased by the increase rate became (0 multiplied.
  • the research trends related to multi-antennas to date include the study of information theory aspects related to the calculation of multi-antenna communication capacity in various channel environments and multi-access environments, the study of wireless channel measurement and model derivation of multi-antenna systems, improvement of transmission reliability and improvement of transmission rate Research is being actively conducted from various viewpoints, such as research on space-time signal processing technology.
  • the communication method in a multi-antenna system will be described in more detail using mathematical modeling. It is assumed that there are n transmit antennas and ⁇ receive antennas in the system.
  • the transmission information may be expressed as follows.
  • Each transmission information S ⁇ 3S 2f 3S N T may have a different transmission power.
  • Each transfer Power , ⁇ ,... ,, The transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • the weight matrix W is applied to the information vector s of which the transmission power is adjusted.
  • the W transmission information is appropriately distributed to each antenna according to a transmission channel situation.
  • "1 ⁇ 2 vector X it can be expressed as follows.
  • W is also called a precoding matrix.
  • the reception signal of each antenna; ⁇ , ⁇ 2 , "' , :) ⁇ may be expressed as a vector as follows.
  • channels may be divided according to transmit and receive antenna indexes.
  • the channel from the transmit antenna _ / to the receive antenna / is denoted by. Note that, in ⁇ : /, the order of the index is the receiving antenna index first, and the index of the transmitting antenna is later.
  • FIG. 6 (b) shows channels from ⁇ transmit antennas to receive antennas /.
  • the channels may be bundled and displayed in the form of a vector and a matrix.
  • a channel arriving from a total of ⁇ transmit antennas to a receive antenna / may be represented as follows.
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the white noise «1, « 2 , "' » ⁇ added to each of the N R receiving antennas may be expressed as follows.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel state is determined by the number of transmitting and receiving antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number of receiving antennas, and the number of columns is equal to the number of transmitting antennas 7. That is, the channel matrix H is N R X N.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other. Thus, the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the tank (ranA: (H)) of the channel matrix H is limited as follows.
  • a tank can be defined as the number of nonzero eigenvalues when the matrix is eigenvalue decomposition.
  • another definition of a tank can be defined as the number of nonzero singular values when singular value decomposition. Therefore, the physical meaning of the tank in the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • 'Rank' for MIM0 transmission refers to the number of paths that can independently transmit signals at specific time points and specific frequency resources, and 'Number of layers' denotes each path. It indicates the number of signal streams transmitted through the system. In general, since the transmitting end transmits a number of layers corresponding to the number of tanks used for signal transmission, unless otherwise specified, a tank has the same meaning as the number of layers.
  • the MIM0 method may be divided into an open-loop method and a closed-loop method.
  • the open-loop MIM0 scheme means that the transmitter performs MIM0 transmission without feedback of channel state information from the MIM0 receiver.
  • Closed-loop MIM0 scheme MIM0 This means that the MIM0 transmission is performed by the transmitter by receiving the channel state information from the receiver.
  • each of the transmitter and the receiver may perform beamforming based on channel state information in order to obtain a multiplexing gain of the MIM0 transmit antenna.
  • the transmitting end eg, the base station
  • the channel state information (CSI) fed back may include a tank indicator (RI), a precoding matrix index (PMI) and a channel quality indicator (CQI).
  • RI tank indicator
  • PMI precoding matrix index
  • CQI channel quality indicator
  • RI is information about a channel tank.
  • the rank of the channel means the maximum number of layers (or streams) that can transmit different information through the same time-frequency resource.
  • the tank value is mainly determined by the long term fading of the channel, so it can generally be fed back over longer periods (ie less frequently) compared to PMI and CQI.
  • PMI is information about a precoding matrix used for transmission from a transmitter and is a value reflecting spatial characteristics of a channel. Precoding means mapping a transmission layer to a transmission antenna, and a layer-antenna mapping relationship may be determined by a precoding matrix.
  • the PMI corresponds to the precoding matrix index of the base station preferred by the terminal based on metrics such as signal-to-interference plus noise ratio (SINR).
  • SINR signal-to-interference plus noise ratio
  • a scheme in which the transmitter and the receiver share a codebook including various precoding matrices in advance, and a method of feeding back only an index indicating a specific precoding matrix in the corresponding codebook may be used.
  • the transmitting end and the receiving end share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to the number of transmission tanks and antennas. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the precoding matrices included in the codebook may be predetermined as precoding matrices in which the channel state is quantized. The finer the quantization applied, the more accurately a precoding matrix can be determined that reflects the actual channel state.However, if the codebook becomes too large, the feedback overhead As it is increased, a codebook of appropriate size can be designed.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information. For example, the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal by MUMaximum Likelihood (MUMaximum Likelihood) or MMSE (Minimum Mean Square Error) method.
  • MUMaximum Likelihood MUMaximum Likelihood
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter may select the precoding matrix to be applied to the MIM0 transmission in consideration of the precoding matrix index fed back from the receiver.
  • the precoding information fed back by the receiving end is the precoding information preferred by the receiving end, and the transmitting end does not necessarily have to use a precoding matrix indicated by the precoding matrix index fed back by the receiving end. You can also choose.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals by the transmission rank with the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the transmitter may inform the receiver of precoding information applied to the transmission signal.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is a Hermit of the precoding matrix (P) used for the precoding of the transmitter. (Hermit) matrix (P H ) can be made by multiplying the received signal.
  • CQI is information indicating channel quality or channel strength.
  • CQI may be expressed as a predetermined MCS combination. That is, the fed back CQI index indicates a corresponding modulation scheme and code rate.
  • the CQI is a value that reflects the received SINR obtained when the base station configures the spatial channel using the PMI.
  • the UE uses a reference signal to determine a channel state or validity.
  • Signal-to-interference plus noise ratio (SINR) can be calculated.
  • the channel state or effective SINR may be measured over the overall system bandwidth (which may be referred to as set S) or may be measured over some bandwidth (specific subband or specific RB).
  • the CQI for the total system bandwidth (set S) may be referred to as a wideband (WB) CQI, and the CQI for some bands may be referred to as a subband (SB) CQI.
  • WB wideband
  • SB subband
  • the UE can obtain the highest MCS based on the calculated channel state or the effective SINR.
  • the highest MCS means an MCS in which the transport block error rate does not exceed 10% in decoding and satisfies the assumptions for the CQI calculation.
  • the terminal may determine the CQI index related to the obtained MCS, and report the determined CQI index to the base station.
  • the reporting method of such channel information is periodically transmitted periodically
  • periodic reporting and aperiodic reporting transmitted at the request of the base station.
  • the base station is configured to each terminal by a 1-bit request bit (CQI request bit) included in the uplink scheduling information to the terminal, each terminal receives its own transmission mode Considering this, the channel information may be transmitted to the base station through a physical uplink shared channel (PUSCH). RI and CQI / PMI may not be transmitted on the same PUSCH.
  • CQI request bit 1-bit request bit
  • Channel information may be transmitted to a base station through a physical uplink control channel (PUCCH).
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • RI and CQI / PMI may be transmitted on the same PUSCH.
  • the precoding information fed back by the receiver may be indicated by a combination of two PMIs.
  • One of the two PMIs (first PMI)
  • W1 the property of long term and / or wideband and may be referred to as W1.
  • second PMI the other one of the two PMIs
  • W1 is referred to as channel state information (or long term-wideband PMI) of long term-wideband attribute.
  • W2 reflects a relatively instantaneous channel characteristic compared to W1.
  • W2 reflects the characteristics of a short term channel in time, reflects the characteristics of a subband channel in frequency, or reflects the characteristics of a subband channel in frequency while being short in time. It can be defined as status information.
  • W1 is referred to as channel state information (or short-term subband PMI) of short-term-subband attributes.
  • the precoding matrices representing the channel information of each attribute are There is a need to construct separate codebooks that are constructed (ie, the first codebook for W1 and the second codebook for W2).
  • the form of the codebook configured as described above may be referred to as a hierarchical codebook.
  • determining a codebook to be finally used using the hierarchical codebook may be referred to as hierarchical codebook transformation.
  • a codebook may be converted using a long term covariance matrix of a channel as shown in Equation 12 below. [Equation 12]
  • W1 long term-wideband PMI
  • W1 long term-wideband PMI
  • W2 short-term subband PMI
  • W1 corresponds to a precoding matrix included in the first codebook reflecting channel information of long-term-wideband attributes.
  • W2 short-term subband PMI
  • W2 represents a codeword constituting a codebook (for example, a second codebook) made to reflect channel information of short-term-subband attributes. That is, W2 corresponds to a precoding matrix included in the second codebook reflecting channel information of short-term subband attributes.
  • W represents the codeword of the converted final codebook.
  • norm ⁇ A means a matrix in which a norm for each column of matrix A is normalized to one.
  • W1 and W2 may be designed to have a structure as shown in Equation 13 below.
  • Wl may be defined as a block diagonal matrix, each block is the same matrix, and one block (X /) is defined as a matrix having a size of (Nt / 2) XM. Can be. Where Nt is the number of transmit antennas.
  • the M value increases, the number of vectors fed back to express a long term / wideband channel increases at a time, thereby increasing feedback accuracy.
  • the M value can be determined so that the feedback overhead does not increase too much while maintaining proper feedback accuracy.
  • W2 ⁇ , ⁇ ', and ⁇ represent predetermined phase values, respectively.
  • Equation 13 l ⁇ k, ⁇ U, and k, 1, and m are integers, respectively.
  • the codebook structure shown in Equation 13 above uses a cross-polarized (X-pol) antenna configuration, where the spacing between antennas is dense (typically, the distance between adjacent antennas is less than half the signal wavelength). In this case, it is designed to reflect the correlation characteristics of the channel occurring in the case).
  • 8 is 8Tx
  • An example of a cross-polar antenna configuration is shown. As shown in FIG. 8, an 8Tx cross-polar antenna may be configured as an antenna group having two mutually orthogonal polarities, and antennas of antenna group 1 (antennas 1, 2, 3, and 4) may have the same polarity ( For example, antennas of antenna group 2 (antennas 5, 6, 7, 8) with vertical polarization may have the same polarity (eg, horizontal polarization).
  • both antenna groups are co-located.
  • antennas 1 and 5 may be installed at the same position
  • antennas 2 and 6 may be installed at the same position
  • antennas 3 and 7 may be installed at the same position
  • antennas 2 and 8 may be installed at the same position.
  • the antennas in one antenna group have the same polarity as a uniform linear array (ULA), and the correlation between antennas in one antenna group has a linear phase increment characteristic.
  • the correlation between antenna groups has a phase rotated characteristic.
  • Equation 14 shows an example in which the final codeword W is determined by multiplying the W1 codeword and the W2 codeword in the case of tank 1.
  • the final code word in the above equation 14 is represented by the Ntxi vector, and is structured into two vectors of the parent vector (X '(3 ⁇ 4) and sub vector ( ⁇ ' jjyo.
  • Top vector ( ⁇ '() is a cross-polar The correlation characteristics of the horizontal polarity antenna group of the antenna are shown, and the lower vector ( ⁇ ⁇ ) indicates the correlation characteristics of the vertical polarity antenna group. Indicates.
  • ⁇ J is preferably represented by a vector having a linear phase increase (eg, a DFT matrix) to reflect correlation characteristics between antennas in each antenna group.
  • the upper vector QQ of the final codeword W1 * W2 represents a correlation characteristic of one antenna group
  • sub-vector ( ⁇ ⁇ ,.) denotes the correlation characteristics of the other antenna group. If the correlation exists within one antenna group (eg, when the phase increases linearly) as in the above example, the codebook structure as described above may correctly reflect the channel characteristics. However, it is difficult to correctly reflect the channel characteristics when the inter-antenna correlation is low or does not exist (for example, when there is an independent channel characteristic between antenna groups).
  • the present invention proposes a codebook structure that can accurately reflect channel characteristics according to various antenna configurations.
  • Wl (i) which is the i th codeword of the W1 codebook and W2 (j) which is the jth codeword of the codebook may be defined as in Equation 15 below.
  • ⁇ is a block diagonal matrix form.
  • the diagonal term of the block diagonal matrix may be composed of X / and Y /, which are independent matrices.
  • X / and ⁇ , ⁇ are independent matrices, meaning that there is no correlation between X, ⁇ , and ,, and thus X / and Y / may be the same matrix or different matrices. It means.
  • Each of X ,. and ⁇ / can be defined as a matrix of size (Nt / 2) XM (Nt is the number of transmit antennas).
  • W2 is defined as a matrix of size 2MXr, and r corresponds to a transmission rank value (ie, number of layers). In W2, (?
  • ⁇ , /, ⁇ ⁇ .,) Is a vector of size Mxl, of which ⁇ th component is 1, and the remaining components represent 0 vectors. Since the p th column is selected from the columns of W1 when is multiplied by W1, such a vector may be referred to as a selection vector.
  • a J ,, yj each represent a predetermined phase value.
  • Equation 13 l ⁇ k, l, n ⁇ , and k, /, and / 7 are integers, respectively.
  • an 8Tx cross-polar antenna may be configured as an antenna group having two mutually orthogonal polarities, and antennas of antenna group 1 (antennas 1, 2, 3, and 4) may have the same polarity (eg, vertical polarity).
  • antennas of antenna group 2 (antennas 5, 6, 7, and 8) may have the same polarity (for example, horizontal polarization).
  • the distance between antennas 1 and 2 (or antennas 5 and 6) and the distance between antennas 3 and 4 (or antennas 7 and 8) is half the signal wavelength ( ⁇ / 2), but antennas 2 and 3 (Or the distance between antennas 6 and 7) may consist of 10 times the signal wavelength (10 ⁇ ).
  • the codebook structure as shown in Equation 15 may be used to better reflect the characteristics of the actual channel. do.
  • a codebook configuration such as Equation 15 may be applied to a CoMP (Coordinated Mult i-Point) communication method for performing data transmission.
  • the correlation between two antenna groups may not be represented by one phase value.
  • the correlation of each of the other antennas with respect to antenna 1 may be represented by Equation 16 below.
  • u and V are 2 ⁇ 1 sized vectors, and the i th element of the vector denotes a correlation between antenna 1 and antenna i of FIG. 9.
  • the correlation between the antennas can be expressed through phase rotation as much as the phase difference between the vertical polarity and the horizontal polarity. have.
  • the vertical polarity antenna 2 and the horizontal polarity antenna 6 are located at the same position, the correlation between the antennas can be expressed through phase rotation by ⁇ '.
  • antennas 1 and 2 in the vertical polar antenna group has a linear phase increase characteristic according to the compact distance ( ⁇ / 2) between the two antennas, which can be expressed as a vector u.
  • the correlation between antennas 5 and 6 in the horizontal polarity antenna group has a linear phase increase characteristic, which can be expressed as a vector u. Accordingly, antennas 1, 2, 5, and 6 each
  • the correlation for 1 may be expressed as u, which is the first element of Equation 16, and e U, which is the third element.
  • the correlation between the vertically polarized antennas 3 and 4 for antenna 1, or the horizontally polarized antennas 7 and 8 for antenna 1 may be represented by a vector V.
  • the vertical polarity antenna 3 and the horizontal in the same position Correlation between polarity antennas 7, or The correlation between the vertically polarized antenna 4 and the horizontally polarized antenna 8 in the same position may be represented by a phase rotation of ⁇ . Accordingly, the correlation for antenna 1 of antennas 3, 4, 7, and 8 may be expressed as V, the second element of Equation 16, and e V, the fourth element.
  • an independent channel is generated between the groups of antennas 1, 2, 5, and 6 and the groups of antennas 3, 4, 7, and 8 due to a long distance 10 ⁇ .
  • the upper element reflecting the channels of antennas 1, 2, 5, 6) and the lower element (antennas 3, 4, 7, 8) in the structure of the final codeword (W1 * W2) Reflect each other's channels).
  • the upper matrix and the lower matrix of the final codeword W1 * W2 may have a basis independent of each other.
  • Equation 17 below shows the final codeword W1 * W2 in the case of tank 1 and tank 2.
  • Equation 17 X / (j) denotes a j th column vector of i, and Y,. (J) denotes a j th column vector of Y /.
  • the phase difference between antennas 1, 2 and 5, 6 in the same position, or The phase difference between antennas 3 and 4 and antennas 7 and 8 at the position can be reflected as ⁇ .
  • the final codeword in the case of tank 2 has substantially the same characteristics as described above except that the number of thermal vectors is two. That is, even in the case of tank 2, since the basis of the upper matrix and the lower matrix of the final codeword is independent, the channel characteristics are mutually independent because of large intervals between antennas.
  • Equation 18 the final codeword (W1 * W2) may be expressed as Equation 18 below.
  • Equation 18 each element of the final codeword is represented by an independent variable. This means that it is possible to reflect channel characteristics according to various configurations of 4Tx antennas (ULA, cross-polarity, antenna structure with uneven antenna spacing, etc.).
  • This embodiment is an example of a codebook structure that can reflect channel characteristics according to various antenna configurations in the case of 4 ⁇ tank 1.
  • the codebook according to the present embodiment may be defined as in Equation 19 below.
  • Wl is composed of a block diagonal matrix, and may include eight codewords having the same diagonal component and two codewords having different diagonal components.
  • the diagonal component X (/) may be configured as the i th column vector in the X matrix of Equation 19.
  • the final codeword W (W1 * W2) for each case is expressed as shown in Table 1 of the following 1
  • the final codebook according to the present embodiment shown in Table 1 is composed of 40 different codewords, and each codeword satisfies a constant modulus characteristic. do.
  • the final codebook according to the present embodiment includes all 16 4Tx closed-loop ⁇ 0 codewords defined in the existing 3GPP LTE Release-8 or Release-9 system, and W2 is the existing 3GPP LTE Release-8 or Release. -9 is defined by the 2 ⁇ closed-loop MIM0 codeword defined by the system.
  • W1 uses 10 codewords
  • W2 Since it is included, it can be represented by 4 bits, and W2 can be represented by 2 bits because it includes four codewords.
  • This embodiment is for another example of a codebook structure that can reflect channel characteristics according to various antenna configurations in the case of 4Tx tank 1.
  • the codebook according to this embodiment may be defined as in Equation 20 below.
  • Wl is composed of a block diagonal matrix, and four codewords having the same diagonal component and six codewords having different diagonal components may be configured.
  • the final codeword W (W1 * W2) for each case may be represented as shown in Table 2 below. Since W1 has 10 codewords and W2 has two codewords, the final codewords may be all 20.
  • the final codebook according to the present embodiment shown in Table 2 is composed of 20 different codewords, and each codeword satisfies a constant modulus characteristic. do.
  • the final codebook according to the present embodiment includes all 16 4Tx closed-loop MIM0 codewords defined in the existing 3GPP LTE Release-8 or Release-9 system.
  • W1 may be represented by 4 bits because it includes 10 codewords, and W2 may be represented by 1 bit since it includes 2 codewords.
  • the codebook according to the second embodiment has a smaller codebook size compared to W1 having a 4-bit size and W2 having a 2-bit size in the above-described Embodiment 1 (ie, the payload size for W2 is 1 to 2 bits. Reduced to beats). Accordingly, in the feedback method in which W2 is transmitted in a short-period period, according to the second embodiment, the feedback overhead may be reduced as compared with the above-described first embodiment.
  • This embodiment is an example of a codebook structure that can reflect channel characteristics according to various antenna configurations in the case of 4 ⁇ tank 2.
  • the codebook according to the present embodiment may be defined as in Equation 21 below.
  • Wl is composed of a block diagonal matrix, and four codewords having the same diagonal component and one codeword having different diagonal components may be configured.
  • the final codeword W (W1 * W2) for each case may be represented as shown in Table 3 below. Since W1 has five codewords and W2 has eight codewords, the final codeword can be composed of all 40.
  • the final codebook according to the present embodiment shown in Table 3 includes 40 different codewords, and each codeword satisfies a constant modulus characteristic. .
  • the final codebook according to the present embodiment includes all 16 4Tx closed-loop MIM0 codewords defined in the existing 3GPP LTE Release-8 or Release-9 system. Therefore, the codebook according to the present embodiment can be said to be composed of a superset of codebooks defined in the existing 3GPP LTE Release-8 or Release-9 system.
  • W1 may be represented by three bits because it includes five codewords
  • W2 may be represented by three bits because it includes eight codewords.
  • This embodiment relates to a codebook design method that can support various antenna configurations while defining a codebook structure in a manner different from that of Equation 15 described above.
  • Wl (i) which is the i-th codeword of the W1 codebook
  • W2 (j) which is the j-th codeword of the W2 codebook
  • Wl may be defined as a block diagonal matrix, each block is the same matrix, and one block (X ,.) is defined as a matrix having a size of (Nt / 2) XM. Can be. Where Nt is the number of transmit antennas. W2 is defined as a matrix of size 2MXr, where r corresponds to the transmission tank value (i.e. number of layers).
  • k2, 11, 12, ..., nl, 2) represents a vector having a size of ⁇ > ⁇ 1, ⁇ component of 1 of ⁇ vector components is 1, and the remaining components are 0. Since the second column is selected from the columns of ⁇ 1 when is multiplied by W1, such a vector may be referred to as a selection vector.
  • the positions of the elements having the value of 1 (ie, kl and k2) in the upper selection vector (eg,) of W2 and the lower selection vector (eg, ⁇ ⁇ ) are different from each other.
  • aj ,, yj represent predetermined phase values, respectively.
  • I ⁇ kl, k2, ll, 12, nl, n2 ⁇ ! I, and kl, k2, ll, 12, nl, n2 are integers, respectively.
  • Equation 15 The codebook structure of Equation 15 and the codebook structure of Equation 22 are compared and described.
  • the diagonal components of W1 are constituted by independent matrices (that is, X,. And Y / ), and the same columns are selected from each of X / and Y / of W1 by W2, and thus the final codeword.
  • the upper matrix and to sub-matrix is configured (e.g., top matrix W is the kl-th column vector of X / W1 is selected by the W2, sub-matrix of W of the by CCj M of W2
  • the k2th column vector of ⁇ / of the final codeword has a flexible codebook structure that can reflect the channel characteristics of various antenna configurations.
  • a more general codebook including various codewords suitable for all configurations of a 4Tx antenna may be configured.
  • This embodiment relates to a codebook design method that can support various antenna configurations while defining a codebook structure in a manner different from that of Equation 15 or 22 described above.
  • Wl (i) which is the i th codeword of the W1 codebook and W2 (j) which is the jth codeword of the W2 codebook may be defined as in Equation 23 below. .
  • Wl may be defined as a block diagonal matrix.
  • the diagonal term of the block diagonal matrix may be composed of X / and Y / which are independent of each other.
  • X / and ⁇ Each of may be defined as a matrix of size (Nt / 2)
  • XM Nt is the number of transmit antennas).
  • W2 is defined as a matrix of size 2MXr r corresponds to the transmission tank value (ie number of layers).
  • e M (,, ⁇ , / I ( 12, nl, 2) is a vector of size Mxl, of which ⁇ is the 1st component, and the remaining components represent the vector 0.
  • a vector Since the pth column is selected from the columns of W1 when multiplied, such a vector can be referred to as a selection vector, where the higher selection vector (eg,) and lower selection vector of W2 ( For example, the positions of elements having a value of 1 in ⁇ ⁇ ) (that is, kl and k2) are different from each other, and aj and ⁇ ⁇ in W2 represent predetermined phase values, respectively.
  • I ⁇ kl, k2, ll, 12, iil, n2 ⁇ ⁇ and kl, k2, 11, 12, nl, n2 are integers, respectively.
  • the codebook structure of Equation 23 is a form in which some features of the codebook structure of Equation 15 and the codebook structure of Equation 22 are combined. Specifically, the equation
  • * W2) is selected so that the upper and lower matrices of W2) are constructed (e.g., the upper matrix of W is e of W2), the kl-th column vector of X / of W1 is selected, and the lower matrix of W is ae ⁇ of W2.
  • the final codeword has a flexible codebook structure that can reflect the channel characteristics of various antenna configurations.
  • the present embodiment relates to a codebook design method that can support various antenna configurations while defining a codebook structure in a manner different from the above-described equations (15), (22) or (23).
  • Wl (i) which is the i-th codeword of the W1 codebook
  • W2 (j) which is the j-th codeword of the W2 codebook
  • Wl may be defined as a block diagonal matrix, each block is the same matrix, and one block (X /) is defined as a matrix having a size of (Nt / 2) XM. Can be. Where Nt is the number of transmit antennas. W2 is defined as a matrix of size 2MXr, where r corresponds to the transmission tank value (i.e. number of layers).
  • Mxl is a vector and linear combination of column vectors of matrix X / of W1 ( linear combinat ion), for example,
  • Equation 25 The codebook structure as shown in Equation (24) is a channel characteristic of the cross-polar antenna configuration. Is an element that reflects the channel characteristics of an antenna group (eg, a vertical polarity antenna group), and 4
  • This final codeword W is generated by W1 and W2.
  • W1 For W1, X into M column vectors close to (ie reflecting long term correlation) long term correlat ion between antennas in one antenna group (vertical polar antenna group or horizontal polar antenna group) X, ⁇ Can be configured.
  • M column vectors close to the dominant right singular vector are diagonal components of W1.
  • X / can be a linear combination of two or more of these M column vectors, and the phase value (e.g.) of the lower vector of W2 is horizontal to the vertical polar antenna group. shows the correlation between the polarity antenna group.
  • close to are a plurality of M column vectors constituting the X / of W1 a linear combination vector instantaneous channel (instant channel), It can be determined to be a vector reflecting an instantaneous channel, where a coefficient value of a linear combination of column vectors can be transmitted (eg, frequently fed back) in a short period of time.
  • Equation 26 An example of the codebook structure of the present invention for the 4Tx tank 1 according to the codebook structure shown in Equation 24 described above will be described below.
  • the codebook according to this example may be defined as in Equation 26 below.
  • Wl may be composed of a blotting diagonal matrix, and may be configured of a matrix? (/: / + 1) having the same diagonal component.
  • X (/: / + l) means a matrix composed of the i th column and the i + 1 th column in the X matrix of Equation 26. For example, X (/: / + l) is when i is 1 and i is 5
  • Equation 26 W2 has 16 different codewords according to m and ⁇ values. This is summarized in Table 4 below.
  • a T means the transpose of the matrix a.
  • the final codeword W (W1 * W2) for each case may be expressed as shown in Table 5 below.
  • W1 has 4 codewords
  • W2 has 16 codewords
  • 64 possible combinations of W1 and W2 except for the overlapping codewords among the codewords, the final codewords may be composed of 52 pieces.
  • a T means the transpose of the matrix a
  • c l / (2 3/4).
  • the final codebook according to the present embodiment shown in Table 1 is composed of 52 different codewords, 32 of which are all constant modulus characteristics Satisfies.
  • the final codebook according to the present embodiment is the existing 3GPP LTE o
  • W1 may be represented by 2 bits because it includes 4 codewords
  • W2 may be represented by 4 bits because it includes 16 codewords.
  • 10 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving a precoded signal according to an example of the present invention.
  • step S1011 the transmitter determines the first matrix from the first codebook containing the precoding matrices indicated by the first ⁇ , and determines the second matrix from the second codebook containing the precoding matrices indicated by the second ⁇ and
  • the precoding matrix may be determined based on the first matrix and the second matrix.
  • the first and second PMIs are the PMIs fed back from the receiver, and the receiver measures the channel from the transmitter.
  • the first and second PMIs can be determined and fed back.
  • the first and second PMIs may be PMIs appropriately selected by the transmitter in consideration of the PMI fed back from the receiver.
  • the first matrix is derived from the first codebook based on the first PMI. And determining the second matrix from the second codebook based on the second PMI, using the first and second PMIs fed back from the receiver or considering the first and second PMIs fed back from the receiver. Comprises appropriately selecting the first and second matrices from the first and second codebooks.
  • the transmitter may perform precoding on a signal to be transmitted to the receiver by using the selected precoding matrix.
  • the transmitter may transmit the precoded signal to the receiver through the Nt transmit antennas.
  • the receiver may receive a signal transmitted from the transmitter.
  • the receiver can select a precoding matrix indicated by the combination of the first PMI and the second PMI.
  • Information about this precoding matrix (eg, first and second PMI) may be given by the transmitter.
  • the receiver may reconstruct the signal by performing inverse processing of precoding on the received signal using the selected precoding matrix.
  • the precoding matrix W used by the transmitter and the receiver for the precoding process and the reverse processing is the matrix Wl indicated by the first PMI among the matrices included in the first codebook (for example, the W1 codebook). (i)) and the matrix W2 (j) indicated by the second PMI among the matrices included in the second codebook (eg, the W2 codebook).
  • Each of the precoding matrices included in the first codebook is defined as a block diagonal matrix, and diagonal components (that is, blocks) of the block diagonal matrix may be independently configured.
  • a matrix of size XM, and blocks may be the same or different from each other.
  • Each of the precoding matrices included in the second codebook is composed of an upper element and a lower element, and the lower element may include a phase rotation value.
  • the j th precoding matrix W2 (j) may be defined as a matrix having a size of 2MXr (r is the number of layers (ie, the transmission rank value).
  • the upper element and the lower element may each consist of a selection vector that selects the same column from the blocks of W1 (i), and the lower element may be a multiplication of the upper element by a predetermined phase rotation value.
  • the upper element and lower element are selection vectors that select different columns from the blocks of Wl (i), respectively.
  • the lower element may be obtained by multiplying the upper element by a predetermined phase rotation value.
  • the upper element and the lower element may each be coefficients constituting a linear combinat ion of one or more columns in the blocks of Wl (i), and the lower element may be a product of the upper element multiplied by a predetermined phase rotation value.
  • the transmitter may be a base station and the receiver may be a terminal, or the transmitter may be a terminal and the receiver may be a base station.
  • the operation of the transmitter can be equally applied to the repeater apparatus as the downlink transmission entity, and the operation of the receiver can be equally applied to the repeater apparatus as the downlink receiving entity.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of a transmitter and a receiver according to the present invention.
  • the transmitter 1110 may include a reception module 1111, a transmission module 1112, a processor 1113, a memory 1114, and a plurality of antennas 1115.
  • the plurality of antennas 1115 means a transmitter that supports MIM0 transmission and reception.
  • the processor 1113 may control the overall operation of the transmitter 1110.
  • the transmitter 1110 may be configured to transmit a precoded signal to a receiver.
  • the transmitter 1110 includes Nt antennas 1115 and may store codebooks (ie, first and second codebooks) used for selecting a precoding matrix in the memory 1114.
  • the processor 1113 of the transmitter may be configured to select a precoding matrix indicated by the combination of the first PMI and the second PMI. For example, the processor 1113 of the transmitter determines a first matrix from a first codebook that includes the precoding matrices indicated by the first PMI, and includes a second codebook that includes the precoding matrices indicated by the second PMI. The second matrix can be determined from the P-D matrix, and the precoding matrix can be determined based on the first matrix and the second matrix.
  • the second PMIs are PMIs fed back from the receiver and the receiver can measure the channel from the transmitter to determine and feed back the first and second PMIs.
  • the first and second PMIs may be PMIs that the processor 1113 selects appropriately in consideration of the PMI fed back from the receiver. That is, the processor 1113 determines the first matrix from the first codebook based on the first PMI, and determines the second matrix from the second codebook based on the second PMI, including the first and second feedbacks from the receiver. Using the PMI as it is, or including the processor 1113 selecting the first and second matrices appropriately from the first and second codebooks in consideration of the first and second PMIs fed back from the receiver.
  • the processor 1113 may be configured to perform precoding on one or more layers to which a signal to be transmitted is mapped using the selected precoding matrix. In addition, the processor 1113 may be configured to transmit the precoded signal through the transmission modules 1112 and the Nt antennas 1115.
  • the processor 1113 of the transmitter 1110 performs a function of processing information received by the transmitter 1110 and information to be transmitted to the outside, and the memory 1114 stores the processed information and the like for a predetermined time. It may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the receiver 1120 may include a receiving module 1121, transmission modules 1122, a processor 1123, a memory 1124, and a plurality of antennas 1125.
  • the plurality of antennas 1125 means a receiver device supporting MIM0 transmission and reception.
  • the processor 1123 may control the overall operation of the receiver 1120.
  • the receiver 1120 may be configured to receive a precoded signal from a transmitter 1110 having Nt transmit antennas.
  • the receiver 1120 may store codebooks (ie, first and second codebooks) used for selecting a precoding matrix in the memory 1124.
  • the processor 1123 of the receiver may be configured to transmit the first and second PMIs to the transmitter 1110 via the transmission module 1122.
  • the processor 1123 may be configured to receive a precoded signal from the transmitter 1110 through the receiving module 1121.
  • the precoding matrix used to perform the precoding of the transmitter is, for example, one selected using the first and second PMIs transmitted by the receiver 1120, or the first and second PMIs transmitted by the receiver 1120. Consider the transmitter 1110 It may be a proper choice.
  • the processor 1123 may be configured to select a precoding matrix indicated by a combination of the first PMI and the second PMI. Information about the precoding matrix that the processor 1123 of the receiver selects may be provided by the transmitter 1110. In addition, the processor 1123 may be configured to perform a reverse processing of the precoding on the received signal using the selected precoding matrix to recover the signal.
  • the processor 1123 of the receiver 1120 performs a function of processing information received by the receiver 1120 and information to be transmitted to the outside, and the memory 1124 stores the processed information for a predetermined time. It may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the first and second codebooks used by the transmitter 1110 and the receiver 1120 may be configured as follows.
  • Each of the precoding matrices included in the first codebook is defined as a block diagonal matrix, and diagonal components (that is, blocks) of the block diagonal matrix may be independently configured.
  • a matrix of size XM, and blocks may be the same or different from each other.
  • Each of the precoding matrices included in the second codebook includes an upper element and a lower element, and the lower element may include a phase rotation value.
  • the j th precoding matrix W2 (j) may be defined as a matrix of size 2MXr (r is the number of layers (ie, the transmission rank value). being).
  • the upper element and the lower element may each consist of a selection vector that selects the same column from the blocks of W1 (i), and the lower element may be a multiplication of the upper element by a predetermined phase rotation value.
  • the upper element and the lower element may each consist of a selection vector that selects a different column from the blocks of W1 (i), and the lower element may be a multiplication of the upper element by a predetermined phase rotation value.
  • the upper element and the lower element may be coefficients constituting a linear combination of one or more columns in the blocks of W1 (i), respectively, and the lower element may be a product of a predetermined phase rotation value multiplied by the upper element. .
  • the first codebook W1 As a scheme for configuring the matrices included in the codebook) and the matrices included in the second codebook (W2 codebook), the above descriptions of the various examples of the present invention may be applied independently, or two or more embodiments may be applied simultaneously. Duplicate content is omitted for clarity.
  • the transmitter may be a base station and the receiver may be a terminal, or the transmitter may be a terminal and the receiver may be a base station.
  • the operation of the transmitter can be equally applied to the repeater apparatus as the downlink transmission entity, and the operation of the receiver can be equally applied to the repeater apparatus as the downlink receiving entity.
  • Embodiments of the present invention described above may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • a method according to embodiments of the present invention may include one or more Application Specific Integrated Circuits (ASICs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), and Programmable Logic (PLDs).
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention as described above may be applied to various mobile communication systems.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 프리코딩된 신호를 송수신하는 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신기가 프리코딩된 신호를 전송하는 방법은, 제 1 프리코딩행렬지시자가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬을 결정하고, 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬을 결정하고, 제 1 행렬 및 제 2 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬을 결정하는 단계; 전송될 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 결정된 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계; 및 프리코딩된 신호를 수신기로 전송하는 단계를 포함하며, 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬로 구성되고, 상기 블록대각행렬의 블록들은 상호 독립적으로 구성되며, 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소와 하위요소로 구성되며, 상기 하위요소는 위상 회전 값을 포함할 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호 송수신 방법 및 장치
【기술분야】
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로， 보다 구체적으로는 프리코딩된 신호를 송수신하는 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
다중 입출력 (MIMO: Multi-Input Multi-Output)기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신측은 데이터를 단일 안테나 경로 (path)를 통해 수신하지만， 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서， 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고， 커버리지 (coverage)를 증대시킬 수 있다. 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 수신단 (예를 들어， 단말)이 송신단 (예를 들어,기지국)으로 피드백하는 정보로서， 랭크 지시자 (Rank Indicator; RI),프리코딩 행렬 인텍스 (Precoding Matrix Index; PMI), 채널 품질 정보 (Channel Quality Information; CQI) 등이 정의되어 있다. 이들 피드백 정보를 통칭하여 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)라고 할 수 있다. 단말은 기지국으로부터의 채널에 대한 측정 결과에 기초하여， 단말이 선호하는 PMI및 RI를 기지국에게 피드백할 수 있다. 여기서， 단말이 선호하는 RI 는， 주어진 채널 상태에서 기지국에 의해 사용된다면 가장 높은 전송률을 가질 수 있는 하향링크 전송 탱크 값에 해당한다. 또한， 단말이 선호하는 PMI 는 프리코딩 행렬 후보들의 집합인 코드북에서 단말이 측정한 채널 상태에 적합한 프리코딩 행렬을 나타내는 인텍스이며， 코드북은 기지국과 단말 사이에 미리 정해져서 공유되어 있는 것이 사용된다. 또한， CQI 는 단말이 보고한 PMI/RI 에 기초하여 계산되며， 하향링크 전송에 적용되는 변조및코딩기법 (Modulation and Coding Scheme; MCS) 레벨에 해당한다. 여기서， CQI 는， 단말이 보고한 PMI/RI 에 따른 프리코더 정보 및 랭크 값이 사용되는 경우에， 허용가능한 정도의 패킷 에러율을 제공하는 MCS 레벨을 나타낼 수 있다.
【발명의 상세한 설명】 【기술적 과제】
기존의 다중 안테나 무선 통신 시스템에 비하여 확장된 안테나 구성을 가지는 새로운 시스템의 도입 이 논의되고 있다. 예를 들어， 기존의 시스템에서 4 개의 송신 안테나 (4Tx)까지만을 지원하였지만， 확장된 안테나 구성을 갖는 새로운 시스템에서는 8 개의 송신 안테나 (8Τχ)를 통한 ΜΙΜ0 전송을 지원하여 보다 증대된 시스템 용량을 제공할 수 있다 .
또한， 다중 사용자 (Mult iple User )_MIM0 (MU-MIMO) 기법에 따른 통신을 을바르게 수행하기 위해서는 , 단일 사용자 (Single User)-MIM0 (SU-MIMO) 기법에 따른 통신에 비하여 채널 상태를 보다 더 정확하게 나타낼 수 있는 채널 상태 피드백이 요구된다 . 특히， 미 리 정해진 코드북에 기반한 PMI 피드백의 경우에는 보다 정확하게 채널 상태를 나타낼 수 있는 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 설계하는 것이 증요하다 . 이를 위하여 채널 상태를 나타내는 2 개의 서로 다른 속성의 프리코딩 정보 (예를 들어 , W1 및 W2)로부터 하나의 최종 프리코딩 행렬 (W)을 결정하는 계층적 코드북 (hierarchical codebook)을 이용하여 프리코딩 정보를 나타낼 수 있다 .
본 발명에서는 확장된 안테나 구성을 가지는 시스템에서 채널 상태를 보다 정확하게 반영할 수 있는 계층적 코드북을 이용하여 프리코딩된 신호를 송수신하는 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다 .
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기 재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 게 명확하게 이해될 수 있을 것이다 .
【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신기가 프리코딩 된 신호를 전송하는 방법은， 제 1 프리코딩 행렬지시자 (PMI )가 지시 ( indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬 (W1)을 결정하고， 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들올 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고 , 상기 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하는 단계 ; 전송될 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계 ; 및 상기 프리코딩된 신호를 수신기로 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 상기 블록대각행렬의 블록들은 상호 독립적 (independent)으로 구성될 수 있다. 또한， 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며, 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함할 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신기가 프리코딩된 신호를 수신하는 방법은, 송신기가 전송하는 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된, 프리코딩된 신호를 상기 송신기로부터 수신하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를， 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 처리하는 단계를 포함할 수 있다. 여기서， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고, 상기 블록대각행렬의 블록들은 상호 독립적 (independent)으로 구성될 수 있다. 또한， 상기 제 2코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며， 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함할 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호를 전송하는 송신기는， 수신기로 신호를 전송하는 전송 모들; 상기 수신기로부터 신호를 수신하는 수신 모들; 상기 전송 모들 및 상기 수신 모들을 포함하는 상기 송신기를 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 여기서， 상기 프로세서는， 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬 (W1)을 결정하고, 제 2 PMI가지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2코드북으로부터 제 2행렬 (W2)을 결정하고， 상기 제 1행렬 (W1)및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하고; 전송될 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하고; 상기 전송 모들을 통하여 상기 프리코딩된 신호를 상기 수신기로 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 상기 블록대각행렬의 블록들은 상호 독립적 (independent)으로 구성될 수 있다. 또한， 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며， 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함할 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호를 수신하는 수신기는， 송신기로 신호를 전송하는 전송 모듈; 상기 송신기로부터 신호를 수신하는 수신 모들; 상기 전송 모들 및 상기 수신 모들을 포함하는 상기 수신기를 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 여기서， 상기 프로세서는， 상기 송신기가 전송하는 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된, 프리코딩된 신호를 상기 송신기로부터 상기 수신 모들을 통하여 수신하고; 상기 프리코딩된 신호를, 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 처리하도록 구성될 수 있다. 여기서， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 상기 블록대각행렬의 블록들은 상호 독립적 ( independent )으로 구성될 수 있다.또한，상기 제 2코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며, 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예들에 대해서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000007_0001
Figure imgf000007_0002
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， i 및 Y/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， 와 의 각각은 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며， W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r은 상기 레이어의 개수이고， (；尸 ，/,...， )는 Mxl크기의 백터이고 의 Μ개의 백터 성분 중에서 p번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고， e , e e 은 상기 상위 요소에 해당하고，
Figure imgf000007_0003
, ...
Yj^M는 상기 하위 요소에 해당하고， ， β] ， Yj는 상기 위상 회전 값에 해당하고, l≤k, 1， /7<M 이고， k' /， Λ은 각각 정수 (integer)일 수 있다.
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000007_0004
Figure imgf000007_0005
Wl(i)는 Ntx2M크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X/는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고, X,. 는 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며， W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고， Μ (、 1, k2, 11, 12, nl, ?2)는 M><1 크기의 백터이고 의 M 개의 백터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고， eM , eM ， ...， eM은 상기 상위 요소에 해당하고， aj M , PjeM , ... ,
Figure imgf000008_0001
는 상기 하위 요소에 해당하고， , β} ， γ} 는 상기 위상 회전 값에 해당하고, ≤kl, k2, 11， 12， nl, η2< 이고， kl, k2, 11, 12, nl, n2은 각각 정수 (integer)일 수 있다.
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000008_0002
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， i 및 Y/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， X,. 와 Υ,. 의 각각은 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고, Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며， W2(j) 는 2MXr 크기의
P
행렬로서 정의되고， r은 상기 레이어의 개수이고， M FFkl, kl, 11, 12, nl,
,Ρ
/72)는 Mxl 크기의 백터이고 e 의 M 개의 백터 성분 중에서 p번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고， ,
Figure imgf000008_0003
은 상기 상위 요소에 해당하고， kl J2 _ —n2
e M PjQM , ..., ? eM는 상기 하위 요소에 해당하고， Ctj， j , ^는 상기 위상 회전 값에 해당하고， l≤Ji, k2, 11, 12, nl, η2< 이고， kl, k2, 11, 12, nl, n2은 각각 정수 (integer)일 수 있다. 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 증에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고,
Figure imgf000009_0001
Figure imgf000009_0002
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고, X/는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， Χ· 는 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며， W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고， (i^k, /, ... , )는 Mx l 크기의 백터이고 상기 X/ 의 열 (column) 백터들의 선형 조합 (linear combinat ion)을 구성하는 계수이고, ^， ， ...， 은 상기 상위 요소에 해당하고,케 β^Μ 1 , ...， ^ 은 상기 하위 요소에 해당하고， cij , Pj , ^ᅳ는 상기 위상 회전 값에 해당하고， ^ 1， 은 각각 정수 (integer)일 수 있다. 여기서， = C2 C3 C4]r이고， Cl, C2, C3, C4 는 복소수이고， W 는 다음의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
W = [Xc„X,.(n) «.Xc„X((n)f .
n=\ n=\
본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며， 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
본 발명에 따르면 , 확장된 안테나 구성을 가지는 시스템에서 채널 상태를 보다 정확하게 반영할 수 있는 효율적인 계층적 코드북을 이용하여 프리코딩된 신호를 송수신하는 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 타입 2무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 7은 코드북 기반 프리코딩 기법을 설명하기 위한 도면이다.
도 8 및 9 는 8Tx 크로스—극성 안테나 구성의 예시를 나타내는 도면이다.
도 10 은 본 발명의 일례에 따른 프리코딩된 신호의 송수신 방법을 설명하기 위한흐름도이다.
도 11은 본 발명에 따른 송신기 장치 및 수신기 장치의 구성을 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 ( terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉， 기지국올 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Stat ion)'은 고정국 (fixed station)， NodeB, eNodeB(eNB),액세스 포인트 (AP: Access Point)등의 용어에 의해 대체될 수 있다.또한， 이하의 설명에 있어서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 예를 들어， 본 발명에서 서빙 기지국 (serving base station) 은 서빙 셀이라고도 할 수도 있으며， 협력 기지국은 협력 셀이라고도 할 수 있다. 또한， '단말 (Terminal)'은 UE User Equipment) , MS(Mobi le Station) , MSS(Mobi le Subscriber Station) , SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능올 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802시스템 , 3GPP시스템， 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 증 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC~FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobi le communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolut ion)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi ) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20， E-UTRAC Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jniversal Mobi le Telecommunicat ions System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generat ion Partnership Project ) LTE( long term evolut ion)는 E-UT A를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A( Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN— 0FDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다 . 도 1 및 2를 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다 .
셀를라 0FDM 무선 패킷 통신 시스템에서 , 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 0FDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다 .
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다 . 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯 (slot )으로 구성된다 . 하나의 서브프레임 이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI ( transmission t ime interval )이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다 . 하나의 슬롯은 시간 영 역 (t ime domain)에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고， 주파수 영 역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다.
하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CP의 구성 (conf igurat ion)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP normal CP)가 있다 . 예를 들어， 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우， 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우， 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
일반 CP가사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때， 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCClKphysical downlink control channel)에 할당되고， 나머지 OFDM심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
도 2는 타입 2무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (Half frame)으로 구성되며， 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임으로 구성된다. 서브프레임들은 일반 서브프레임과 특별 서브프레임 (special subframe)으로 분류될 수 있다. 특별 서브프레임은 DwPTSCDownlinkPilot Time Slot), GP(Gap Period)및 UpPTSCUpHnk Pi lot Time Slot)의 3개의 필드를 포함하는 서브프레임이다. 이들 3 개의 필드의 길이는 개별적으로 설정될 수 있지만, 3개의 필드의 전체 길이는 1ms이어야 한다. 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. 즉， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 3을 참조하면， 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (resource block; RB)을 포함한다. 여기서， 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록은 12 부반송파 (subcarrier)를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나， 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element)를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어， 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 1번째 0FDM심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에， 하나의 자원블록은 12X7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12X6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. ND1^r 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDI^] 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3개 (1개， 2개 또는 3개)의 OFDM심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH) , 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel； PDCCH) , 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NAC 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보, VoIPCVoice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTKSI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTKRA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. PUCCH 의 용도는 크게 3 가지로， PDSCH에 대한 확인응답 (ACK/NACK) 전송, PDSCH의 주파수 영역 스케줄링을 위한 채널품질지시자 (Channel Quality Indicator; CQI)의 전송， 및 PUSCH 전송 자원 요청 (스케줄링 요청)이다. CQI 정보 비트는 하나 이상의 필드를 포함할 수 있다. 예를 들어， ICS (Modulation and Coding Scheme)를 결정하는 CQI 인텍스를 지시하는 CQI 필드， 코드북 상의 프리코딩 행렬의 인덱스를 지시하는 PMKPrecoding Matrix Indicator) 필드， 탱크를 지시하는 RKRank Indicator) 필드 등이 CQI 정보 비트에 포함될 수 있다.
단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다. 다중안테나 (MIMO) 시스템
도 6은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 6(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 Ντ 개로， 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서， 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라， 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 ?0)에 레이트 증가율 ( 0ᅵ 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
【수학식 1】
Rt =πύη(Ντ,Νκ)
예를 들어 , 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다.또한， 몇몇 기술들은 이미 3세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구， 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 개의 송신 안테나와 ^개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
송신 신호를 살펴보면, ^개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 ^개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 2】
I I7，
, ^2， · · ·， SNT J
각각의 전송 정보 S\3S2f3SNT는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 ， ^，…， 라고 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 3] s = , 52 , · · · , ^ = , P2s2 ,···, PN],SNT ^ 또한， S는 전송 전력의 대각행렬 尸를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수
Figure imgf000017_0001
전송전력이 조정된 정보 백터 s에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는
^개의 송신신호 1， 2 ^가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬
W 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. 1，"½ 백터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다. 【수
Figure imgf000017_0002
Figure imgf000017_0003
여기에서， 는 /번째 송신 안테나와 /번째 정보간의 가중치를 의미한다.
W는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.
수신신호는 Λ¾> 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 ； ^，^2，"'，：) ^은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 6] 다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널올 모델링하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 _/로부터 수신 안테나 /를 거치는 채널을 로— 표시하기로 한다. ^：/에서 , 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저， 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
도 6(b)에 ^개의 송신 안테나에서 수신 안테나 /로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 6(b)에서, 총 ^개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 /로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식
Figure imgf000018_0001
따라서， r개의 송신 안테나로부터 Λ ^개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 8】
Figure imgf000018_0002
실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 «1，«2，"'»^^은 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 9] η = [η1,η2,···,ΜΛΓΛ]Γ 상술한수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 10】
Figure imgf000019_0001
한편, 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다.채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 같고，열의 수는 송신 안테나의 수 7와 같다. 즉， 채널 행렬 H는 행렬이 NRXN된 .
행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서， 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 탱크 (ranA:(H))는 다음과 같이 제한된다.
【수학식 11】
rank H)≤ min(iVr， NR )
탱크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해 (Eigenvalue decomposition)하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게， 탱크의 또 다른 정의는 특이치 분해 (singular value decomposition)하였을 때， 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서， 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 문서의 설명에 있어서， MIM0전송에 대한 '탱크 (Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며， '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다. 채널 상태 정보 피드백
MIM0방식은 개 -루프 (open- loop) 방식과 폐 -루프 (closed-loop) 방식으로 구분될 수 있다. 개 -루프 MIM0방식은 MIM0수신단으로부터의 채널상태정보의 피드백이 없이 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보를 피드백 받아 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식에서는 MIM0 송신 안테나의 다중화 이득 (multiplexing gain)을 얻기 위해서 송신단과 수신단의 각각이 채널 상태정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 수신단 (예를 들어， 단말)이 채널상태정보를 피드백할 수 있도록 송신단 (예를 들어， 기지국)은 수신단 (예를 들어， 단말)에게 상향링크 제어 채널 또는 상향링크 공유 채널을 할당할 수 있다.
피드백되는 채널상태정보 (CSI)는 탱크 지시자 (RI), 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI) 및 채널품질지시자 (CQI)를 포함할수 있다.
RI는 채널 탱크에 대한 정보이다. 채널의 랭크는 동일한 시간-주파수 자원을 통해서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 레이어 (또는 스트림)의 최대 개수를 의미한다. 탱크 값은 채널의 장기간 (long term) 페이딩에 의해서 주로 결정되므로， PMI 및 CQI 에 비하여 일반적으로 더 긴 주기에 따라 (즉， 덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.
PMI는 송신단으로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이며， 채널의 공간 특성을 반영하는 값이다. 프리코딩이란 전송 레이어를 송신 안테나에 매핑시키는 것을 의미하며， 프리코딩 행렬에 의해 레이어-안테나 매핑 관계가 결정될 수 있다. PMI 는 신호대잡음및간섭비 (Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR)등의 측정값 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 (preferred)기지국의 프리코딩 행렬 인덱스에 해당한다. 프리코딩 정보의 피드백 오버헤드를 줄이기 위해서， 송신단과 수신단이 여러 가지 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 미리 공유하고 있고， 해당 코드북에서 특정 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스만을 피드백하는 방식이 사용될 수 있다.
도 7을 참조하여 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 설명한다. 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우 송신단과 수신단은 전송 탱크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 여기서， 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들은 채널 상태를 양자화 (quantization)한 프리코딩 행렬들로 미리 정해질 수 있다. 보다 세밀한 양자화가 적용될수록 실제 채널 상태를 보다 정확하게 반영하는 프리코딩 행렬이 결정될 수 있지만， 코드북의 크기가 너무 커지게 되면 피드백 오버헤드가 증가되므로， 적절한 크기의 코드북이 설계될 수 있다.
수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 MUMaximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 여기서, 송신단은 수신단에서 피드백한 프리코딩 행렬 인덱스를 고려하여， MIM0 전송에 적용될 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 여기서, 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보는 수신단이 선호하는 프리코딩 정보이고， 송신단에서는 반드시 수신단이 피드백한 프리코딩 행렬 인덱스가 지칭하는 프리코딩 행렬을 사용해야만 하는 것은 아니며， 송신단에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택할 수도 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 송신단은 전송 신호에 적용된 프리코딩 정보가 무엇인지 수신단에게 알려줄 수도 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
CQI는 채널 품질 또는 채널 세기를 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. 즉， 피드백되는 CQI 인덱스는 해당하는 변조기법 (modulation scheme) 및 코드 레이트 (code rate)를 나타낸다. 일반적으로， CQI 는 기지국이 PMI 를 이용하여 공간 채널을 구성하는 경우에 얻을 수 있는 수신 SINR올 반영하는 값이 된다.
CQI 측정과 관련하여 단말은 참조신호를 이용하여 채널 상태 또는 유효 SINR(Signal-to-Interference plus Noise Ratio)를 계산할 수 있다. 또한, 채널 상태 또는 유효 SINR은 전체 시스템 대역폭 (set S라 칭할 수 있음) 상에서 측정되거나, 또는 일부 대역폭 (특정 서브대역 또는 특정 RB) 상에서 측정될 수 있다. 전체 시스템 대역폭 (set S)에 대한 CQI를 광대역 (Wideband; WB) CQI 라 하고， 일부 대역에 대한 CQI를 서브대역 (SB) CQI라 할 수 있다. 단말은 계산된 채널 상태 또는 유효 SINR에 기반하여， 가장 높은 MCS를 구할 수 있다. 가장 높은 MCS는, 디코딩시 전송블록에러율이 10%를 초과하지 않고 CQI 계산에 대한 가정을 만족하는 MCS를 의미한다. 단말은 구해진 MCS에 관련된 CQI 인텍스를 결정하고, 결정된 CQI 인텍스를 기지국으로 보고할 수 있다.
또한， 또한 이러한 채널정보의 보고방식은 주기적으로 전송되는 주기적 보고
(periodic reporting)와 기지국의 요청에 의해서 전송되는 비주기적 보고 (aperiodic reporting)로 나눠진다.
비주기적 보고의 경우， 기지국이 단말에게 내려주는 상향링크 스케줄링 정보에 포함된 1 비트의 요청 비트 (CQI request bit)에 의해 각각의 단말에게 설정되며， 각각의 단말은 이 정보를 받으면 자신의 전송 모드를 고려한 채널정보를 물리상향링크공유채널 (PUSCH)를 통해서 기지국에 전달할 수 있다. 동일한 PUSCH 상에서 RI 및 CQI/PMI 가 전송되지 않도록 설정될 수 있다.
주기적 보고의 경우， 상위계층 신호를 통해 채널정보가 전송되는 주기와 해당 주기에서의 오프셋 (offset) 등이 서브프레임 단위로 각각의 단말에게 시그널링되며， 정해진 주기에 따라 각각의 단말의 전송 모드를 고려한 채널정보가 물리상향링크제어채널 (PUCCH)를 통해서 기지국에 전달될 수 있다. 정해진 주기에 따라 채널정보가 전송되는 서브프레임에 상향링크로 전송되는 데이터가 동시에 존재하는 경우에는， 이때는 해당 채널정보를 물리상향링크제어채널 (PUCCH)이 아닌 데이터와 함께 물리상향링크공유채널 (PUSCH)를 통해서 전송할 수 있다. PUCCH를 통한 주기적 보고의 경우에는 PUSCH에 비하여 제한된 비트가 사용될 수 있다. 동일한 PUSCH 상에서 RI 및 CQI/PMI 가 전송될 수 있다. 주기적 보고와 비주기적 보고가 동일한 서브프레임 내에서 충돌하는 경우에는 비주기적 보고만이 수행될 수 있다. 코드북 설계 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어， LTE-A 시스템)에서는 다중사용자 -MIM0 (MU-MIM0) 방식을 이용하여 추가적인 다중사용자 다이버시티를 획득하는 것을 고려하고 있다. MU-MIM0 방식에서는 안테나 영역 (domain)에서 다중화되는 단말들 간의 간섭 채널이 존재하므로， 다중사용자 중 하나의 단말이 피드백하는 채널상태정보를 기지국에서 이용하여 하향링크 전송을 수행하는 경우에 다른 단말에 대해서 간섭이 발생하지 않도록 하는 것이 필요하다. 따라서， MU-MIM0 동작이 을바르게 수행되기 위해서는 단일사용자 -MIM0 (SU-MIM0) 방식에 비하여 보다 높은 정확도의 채널상태정보가 피드백되어야 한다.
이와 같이 보다 정확한 채널상태정보를 측정 및 보고할 수 있도록， 기존의 RI, PMI 및 CQI 로 구성되는 CSI 를 개선한 새로운 CSI 피드백 방안이 적용될 수 있다. 예를 들어， 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보가 2 개의 PMI 의 조합에 의해서 지시될 수 있다. 2개의 PMI중 하나 (제 1 PMI)는， 장기간 및 /또는 광대역 (long term and/or wideband)의 속성을 가지고， W1 으로 지칭될 수 있다. 2 개의 PMI 중 다른 하나 (제 2 PMI)는， 단기간 및 /또는 서브대역 (short term and/or subband)의 속성을 가지고， 으로 지칭될 수 있다. Π 및 의 조합 (또는 함수)에 의해서 최종적인 PMI가 결정될 수 있다. 예를 들어， 최종 PMI를 W라 하면， W=W1*W2또는 W=W2*W1과 같이 정의될 수 있다.
여기서， 은 채널의 주파수 및 /또는 시간상 평균적인 특성을 반영한다. 다시 말하자면， 은 시간상에서 장기간 (long term) 채널의 특성을 반영하거나， 주파수 상에서 광대역 (wideband) 채널의 특성을 반영하거나， 또는 시간상에서 장기간인 동시에 주파수 상에서 광대역 채널의 특성을 반영하는 채널 상태 정보로서 정의될 수 있다. n 의 이러한 특성을 간략하게 표현하기 위해서， 본 문서에서는 W1 를 장기간-광대역 속성의 채널 상태 정보 (또는, 장기간-광대역 PMI)라고 한다.
한편， W2 는 W1 에 비하여 상대적으로 순간적인 (instantaneous) 채널 특성을 반영한다. 다시 말하자면， W2 는 시간 상에서 단기간 (short term) 채널의 특성을 반영하거나， 주파수 상에서 서브대역 (subband) 채널의 특성을 반영하거나， 또는 시간상에서 단기간인 동시에 주파수 상에서 서브대역 채널의 특성을 반영하는 채널 상태 정보로서 정의될 수 있다. W2 의 이러한 특성을 간략하게 표현하기 위해서， 본 문서에서는 W1 를 단기간-서브대역 속성의 채널 상태 정보 (또는, 단기간-서브대역 PMI)라고 한다. 채널 상태를 나타내는 2 개의 서로 다른 속성의 정보 (예를 들어， W1 및 W2)로부터 하나의 최종 프리코딩 행렬 (W)을 결정할 수 있도록 하기 위해서， 각각의 속성의 채널 정보를 나타내는 프리코딩 행렬들로 구성되는 별도의 코드북 (즉, W1 에 대한 제 1 코드북 및 W2 에 대한 제 2 코드북)을 구성할 필요가 있다. 이와 같이 구성되는 코드북의 형태를 계층적 코드북 (hierarchical codebook)이라 할 수 있다. 또한, 계층적 코드북을 이용하여 최종 사용될 코드북을 결정하는 것을, 계층적 코드북 변환 (hierarchical codebook transformation)이라 할 수 있다.
계층적 코드북 변환 방식의 일례로서， 다음 수학식 12 와 같이 채널의 장기간 공분산 행렬 (long term covariance matrix)을 이용하여 코드북을 변환할 수 있다. 【수학식 12】
W = (WlW2)
상기 수학식 12 에서 W1 (장기간-광대역 PMI) 는 장기간-광대역 속성의 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 코드북 (예를 들어， 제 1 코드북)을 구성하는 요소 (즉， 코드워드 (codeword))를 나타낸다. 즉， W1은 장기간-광대역 속성의 채널 정보를 반영하는 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬에 해당한다. 한편， W2 (단기간-서브대역 PMI) 는 단기간-서브대역 속성의 채널 정보를 반영하기 위해서 만들어진 코드북 (예를 들어， 제 2코드북)올 구성하는 코드워드를 나타낸다. 즉, W2는 단기간-서브대역 속성의 채널 정보를 반영하는 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬에 해당한다. W은 변환된 최종 코드북의 코드워드를 나타낸다. norm{A) 은 행렬 A 의 각각의 열 (column)에 대한 놈 (norm)이 1 로 정규화 (normalization)된 행렬을 의미한다.
W1과 W2는 예시적으로 다음의 수학식 13과 같은 구조로 설계될 수 있다.
【수학식 13】
Figure imgf000025_0001
r columns
Figure imgf000025_0002
상기 수학식 13 에서 Wl 는 블록대각행렬 (block diagonal matrix) 형태로서 정의될 수 있고， 각각의 블록은 동일한 행렬이고， 하나의 블록 (X/)은 (Nt/2)XM 크기의 행렬로서 정의될 수 있다. 여기서， Nt 는 전송 안테나의 개수이다. W2 에서, i =k, 1 πύ는 Mxl 크기의 백터이며 , M 개의 백터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고， 나머지 성분들은 0 인 백터를 나타낸다. 가 W1 과 곱해지는 경우에 n 의 열들 (columns) 중에서 p번째 열이 선택되므로, 이러한 백터를 선택 백터 (select ion vector)라고 할 수 있다. 여기서， M 값이 커질수록 장기간-광대역 (long term/wideband) 채널을 표현하기 위해 한번에 피드백 되는 백터의 수가 많아지게 되며， 이에 따라 피드백 정확도가 높아지게 된다. 하지만 M 값이 커질 수록， 낮은 빈도로 피드백되는 W1의 코드북 크기 (codebook size)는 줄어들고， 높은 빈도로 피드백되는 W2의 코드북 크기가 늘어남에 따라 결과적으로 피드백 오버헤드가 늘어나게 된다. 즉， 피드백 오버헤드와 피드백 정확도 간에 트레이드 -오프 (tradeoff)가 존재한다. 따라서， 적절한 피드백 정확도를 유지하면서도 피드백 오버헤드가 너무 크게 증가하지 않도록 M 값을 결정할 수 있다. 한편， W2 에서 ^， β' , ^는 각각 소정의 위상값을 나타낸다. 상기 수학식 13 에서 l<k , <U 이고， k, 1, m은 각각 정수 (integer)이다. 상기 수학식 13 과 같은 코드북 구조는， 크로스 -극성 (cross polarized; X-pol) 안테나 구성 (configuration)을 사용하면서 안테나 간 간격이 조밀한 경우 (통상적으로, 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우)에 발생하는 채널의 상관 (correlation) 특성을 잘 반영하도록 설계한 구조이다. 도 8 은 8Tx 크로스 -극성 안테나 구성의 예시를 나타낸다. 도 8 에서 도시하는 바와 같이， 8Tx 크로스 -극성 안테나는, 2 개의 서로 직교하는 극성을 가지는 안테나 그룹으로 구성될 수 있고， 안테나 그룹 1 (안테나 1， 2， 3， 4)의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수직 극성 (vertical polarization))을 가지고 안테나 그룹 2(안테나 5， 6， 7, 8)의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수평 극성 (horizontal polarization))을 가질 수 있다. 또한， 두 안테나 그룹은 동일한 위치에 위치한다 (co-located). 예를 들어， 안테나 1 과 5 는 동일한 위치에 설치되고， 안테나 2 과 6은 동일한 위치에 설치되고， 안테나 3 과 7 은 동일한 위치에 설치되고， 안테나 2 과 8 은 동일한 위치에 설치될 수 있다. 달리 표현하자면， 하나의 안테나 그룹 내의 안테나들은 ULA(Uniform Linear Array)와 같이 동일한 극성을 가지고， 하나의 안테나 그룹 내의 안테나 간 상관 (cor relation)은 선형 위상 증가 (linear phase increment) 특성을 가진다. 또한， 안테나 그룹 간의 상관은 위상 회전 (phase rotation)된 특성을 갖는다.
코드북은 채널을 양자화 (quantization)한 값이기 때문에， 실제 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 이와 같이 실제 채널 특성이 상기 수학식 13과 같이 설계된 코드북의 코드워드에 반영되었음을 설명하기 위해서， 탱크 1 코드북을 예시적으로 설명한다. 아래의 수학식 14 는 탱크 1 인 경우의 W1 코드워드와 W2 코드워드의 곱으로 최종 코드워드 (W)가 결정되는 예시를 나타낸 것이다.
【수학식 14] wi( * W2( ) =
케
상기 수학식 14 에서 최종 코드워드는 Ntxi 의 백터로 표현되며， 상위 백터 (X'(¾)와 하위 백터 ( Χ '쬬의두 개의 백터로 구조화되어 있다. 상위 백터 ( Χ' ( )는 크로스 극성 안테나의 수평 극성 안테나 그룹의 상관 특성올 나타내고， 하위 백터 ( Λ ^ )는 수직 극성 안테나 그룹의 상관 특성을 나타낸다. 또한, Λ J 는 각각의 안테나 그룹 내의 안테나 간 상관 특성을 반영하여 선형 위상 증가를 갖는 백터 (예를 들어, DFT 행렬)로 표현하는 것이 바람직하다.
다양한 안테나 구성을 지원하는 코드북 설계 전술한 바와 같이 W1및 W2를 사용하여 계층적 코드북을 구성하는 경우에， 최종 코드워드 (W1*W2)의 상위 백터 QQ는 하나의 안테나 그룹의 상관 특성을 나타내고， 하위 백터 ( α Χ,.)는 다른 안테나 그룹의 상관 특성을 나타낸다. 만약 전술한 예시에서와 같이 하나의 안테나 그룹 내에서 상관이 존재하는 경우 (예를 들어， 위상이 선형 증가하는 경우)에는 위와 같은 코드북 구조가 채널 특성을 올바르게 반영할 수 있다. 그러나， 안테나 간 상관이 낮거나 존재하지 않는 경우 (예를 들어， 안테나 그룹 간에 독립적인 (independent) 채널 특성을 가지는 경우)의 채널 특성을 올바르게 반영하기 어렵다. 본 발명에서는 다양한 안테나 구성에 따른 채널 특성을 올바르게 반영할 수 있는 코드북 구조에 대하여 제안한다.
본 발명에서 제안하는 W1 과 W2 의 코드북 구조 및 이러한 코드북 구조에 따른 구체적인 코드북의 예시에 대하여 이하에서 설명한다. 본 발명에 따른 코드북 W1 및 W2 에 있어서， W1 코드북의 i 번째 코드워드인 Wl(i)과， 코드북의 j 번째 코드워드인 W2(j) 는 다음의 수학식 15와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 15】
Figure imgf000027_0001
r columns
Figure imgf000027_0002
상기 수학식 15 에서 Π 는 블록대각행렬 (block diagonal matrix) 형태로서 정의될 수 있다. 여기서， 블록대각행렬의 대각 성분 (diagonal term)은 서로 독립적인 (independent) 행렬인 X/ 와 Y/ 로 구성될 수 있다. 여기서， X/ 와 Υ,· 가 독립적인 행렬이라는 것은 X,·와 Υ,·사이에 상관이 존재하지 않는다는 의미이며，이에 따라 X/ 와 Y/ 가 동일한 행렬일 수도 있고， 서로 상이한 행렬일 수도 있다는 의미이다. X,.와 Υ/의 각각은 (Nt/2)XM크기의 행렬로서 정의될 수 있다 (Nt는 전송 안테나의 개수). W2 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되며, r 은 전송 랭크 값 (즉, 레이어의 개수)에 해당한다. W2에서, (；尸 ，/，ᅳᅳ., )는 Mxl크기의 백터이며， Μ 개의 백터 성분 중에서 ρ 번째 성분은 1 이고， 나머지 성분들은 0 인 백터를 나타낸다. 가 W1 과 곱해지는 경우에 W1 의 열들 (columns) 중에서 p 번째 열이 선택되므로， 이러한 백터를 선택 백터 (selection vector)라고 할 수 있다. W2 에서 aJ , ， yj는 각각 소정의 위상값을 나타낸다. 상기 수학식 13 에서 l<k,l,n<^ 이고, k, /, /7은 각각 정수 (integer)이다.
상기 수학식 15 에서와 같이 W1 의 대각 성분이 독립적인 행렬로 구성되도톡 함으로써， 보다 다양한 안테나 구성에 적합한 코드북을 설계할 수 있다. 이에 대해서 도 9 와 같은 안테나 구성을 예를 들어 설명한다. 도 9 에서는 8Tx 크로스 -극성 안테나가， 2 개의 서로 직교하는 극성을 가지는 안테나 그룹으로 구성될 수 있고， 안테나 그룹 1 (안테나 1， 2， 3, 4)의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수직 극성 (vertical polarization))을 가지고 안테나 그룹 2(안테나 5， 6， 7， 8)의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수평 극성 (horizontal polarization))을 가질 수 있다. 여기서， 예를 들어， 안테나 1과 2 (또는 안테나 5 와 6) 사이의 거리 및 안테나 3과 4 (또는 안테나 7 과 8) 사이의 거리는 신호 파장의 반 (λ/2)이지만， 안테나 2와 3 (또는 안테나 6 과 7) 사이의 거리는 신호 파장의 10 배 (10λ)로 구성될 수 있다. 도 9 에서 도시하는 바와 같이 8 Τχ 크로스 -극성 안테나 구성에 있어서， 각 안테나 간 간격이 일정한 것이 아니라 비 균등 할 경우 상기 수학식 15 와 같은 코드북 구조에 의해서 실제 채널의 특성올 보다 잘 반영할 수 있게 된다. 도 9 와 같은 안테나 구성은 단지 예시적인 것이며， 송신 안테나 간 간격이 커서 안테나 그룹 간에 독립적인 채널 톡성을 가지는 다양한 경우 (예를 들어， 분산 안테나 시스템 (Distributed Antenna System; DAS), 2 이상의 기지국이 협력하여 데이터 전송을 수행하는 CoMP(Coordinated Mult i -Point) 통신 방식 등)에 상기 수학식 15와 같은 코드북 구성이 적용될 수 있다.
이와 같이 안테나 간 간격이 균등하지 않은 경우에, 두 안테나 그룹 (예를 들어， 수직 극성 그룹 및 수평 극성 그룹) 간의 상관 (correlation)올 하나의 위상 (phase) 값으로 나타낼 수 없다. 예를 들어, 안테나 1에 대한 다른 안테나들 각각의 상관은 다음의 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 16]
U
V
ejAu
ej02 v
상기 수학식 16 의 백터에서， u, V는 2X1 크기의 백터이고， 이 백터의 i 번째 요소는 도 9의 안테나 1과 안테나 i사이의 상관을 의미한다. 예를 들어，도 9에서 수직 극성 안테나 1 과 수평 극성 안테나 5 는 동일한 위치에 위치하므로 (Co- located), 수직 극성과 수평 극성의 위상 차이인 만큼의 위상 회전을 통해서 안테나 간 상관이 표현될 수 있다. 이와 마찬가지로， 수직 극성 안테나 2 와 수평 극성 안테나 6 은 동일한 위치에 위치하므로， θ'만큼의 위상 회전을 통해서 안테나 간 상관이 표현될 수 있다. 또한, 수직 극성 안테나 그룹 내에서 안테나 1 및 2 간의 상관은 두 안테나 간의 조밀한 거리 (λ/2)에 따른 선형 위상 증가 특성을 가지며， 이를 u 라는 백터로 표현할 수 있다. 마찬가지로， 수평 극성 안테나 그룹 내에서 안테나 5및 6간의 상관은 선형 위상증가 특성을 가지며， 이를 u라는 백터로 표현할 수 있다. 이에 따라， 안테나 1, 2, 5및 6각각의 안테나
1에 대한 상관은， 전술한 수학식 16의 첫 번째 요소인 u와 세 번째 요소인 e U 로서 표현할수 있다.
이와 마찬가지로， 안테나 1 에 대한 수직 극성 안테나 3 및 4 간의 상관， 또는 안테나 1 에 대한 수평 극성 안테나 7 및 8 간의 상관은 V 라는 백터로 표현될 수 있다.또한,동일 위치의 수직 극성 안테나 3과 수평 극성 안테나 7간의 상관，또는 동일 위치의 수직 극성 안테나 4과 수평 극성 안테나 8간의 상관은 ^만큼의 위상 회전으로 표현될 수 있다. 이에 따라， 안테나 3, 4， 7및 8각각의 안테나 1에 대한 상관은， 전술한 수학식 16 의 두 번째 요소인 V 와 네 번째 요소인 e V 로서 표현할 수 있다.
여기서， 안테나 1， 2, 5， 6 의 그룹과 안테나 3， 4, 7， 8 의 그룹 간에는 먼 거리 (10λ)로 인하여 독립적인 (independent) 채널이 생성된다. 이와 같이 독립적인 채널을 올바르게 반영하기 위해서는, 최종 코드워드 (W1*W2)의 구조에서 상위 요소 (안테나 1， 2, 5， 6 의 채널을 반영)와 하위 요소 (안테나 3， 4， 7， 8 의 채널을 반영)가서로 독립적인 특성을 가지도록 해야 한다. 예를 들어， 전술한 수학식 15와 같은 코드북 구조에 따르면， 최종 코드워드 (W1*W2)의 상위 행렬 (upper matrix)과 하위 행렬 (lower matrix)가 서로 독립적인 기저 (basis)를 가질 수 있다. 아래의 수학식 17 은 탱크 1 인 경우와 탱크 2 인 경우에서의 최종 코드워드 (W1*W2) 를 예시적으로 나타낸다.
【수학식 17】
Figure imgf000030_0001
상기 수학식 17에서 X/(j) 는 i의 j 번째 열 백터를 의미하고, Y,.(j) 는 Y/의 j 번째 열 백터를 의미한다. 예를 들어， 8 Tx 안테나 구성의 경우에 탱크 1 에 대한 최종 코드워드에서 X,.(k)와 Y/(k) 의 각각은 4 (=Nt/2) 길이의 열 백터이고， X;.(k)와 Yy(k)는 서로 독립적인 백터이므로, 안테나 그룹 1， 2, 5， 6과 안테나 그룹 3， 4, 7, 8 의 안테나간 간격이 커서 상호 독립적인 채널 특성을 을바르게 반영할 수 있다. 또한， 동일한 위치의 안테나 1， 2 와 안테나 5， 6 간의 위상 차이， 또는 동일한 위치의 안테나 3, 4와 안테나 7， 8간의 위상 차이는 Ω .로서 반영될 수 있다. 상기 수학식 17 에서 탱크 2 인 경우의 최종 코드워드는 열 백터의 개수가 2 개인 것을 제외하고 전술한 바와 실질적으로 동일한 특성올 가진다. 즉， 탱크 2 인 경우에도 최종 코드워드의 상위 행렬과 하위 행렬의 기저가 독립적이므로， 안테나 간 간격이 커서 상호 독립적인 채널 특성을 을바르게 표현할 수 있다.
또한， 상기 수학식 15 내지 17 을 통하여 설명한 코드북 구조는 4Τχ 안테나 구성에 있어서 안테나 간 간격이 커서 상관이 존재하지 않는 경우 (예를 들어， 일부 안테나 간 간격이 λ/2보다 커서 독립적인 채널 특성을 가지는 경우)에도 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 4Τχ 탱크 1 의 경우에 (즉， Nt=4 이고 최종 코드워드의 열의 개수는 1)， 최종 코드워드 (W1*W2)는 다음의 수학식 18 과 같이 표현될 수 있다. 【수학식 18】
Figure imgf000031_0001
Figure imgf000031_0002
상기 수학식 18 에서 최종 코드워드의 각각의 요소는 독립적인 변수로 표현된다는 것올 알 수 있다. 이는， 4Tx 안테나의 다양한 구성 (ULA, 크로스-극성， 안테나간 간격이 균등하지 않은 안테나 구조 등)에 따른 채널 특성을 반영할 수 있음을 의미한다.
이하에서는， 상기 수학식 15 내지 수학식 18 의 특성을 만족하는 4Τχ 코드북에 대한 본 발명의 다양한 예시들에 대하여 설명한다.
실시예 1
본 실시예는 4Τχ 탱크 1 의 경우의 다양한 안테나 구성에 따른 채널 특성을 반영할 수 있는 코드북 구조의 일례에 대한 것이다. 본 실시예에 따른 코드북은 다음의 수학식 19와 같이 정의될 수 있다.
【수학식 19]
Figure imgf000032_0001
Figure imgf000032_0002
상기 수학식 19 에서 Wl 는 블록대각행렬로 구성되며， 대각성분이 동일한 8 가지의 코드워드와 대각성분이 상이한 2 가지의 코드워드로 구성될 수 있다 . W1 의 코드워드 중에서 대각성분이 동일한 경우에 대각성분인 X( /)는 수학식 19 의 X 행렬에서 i 번째 열 (column) 백터로 구성될 수 있다 . 이와 같이 訂및 W2 가 구성되는 경우에， 각각의 경우에 대한 최종 코드워드 W(W1*W2)는 다음 1의 표 1 과 같이 나타낼 o o
수 있다 . W1 가 10 개의 코드워드를 가지고， W2 가 4 개의 코드워드를 가지므로， 최종 코드워드는 모두 40 개로 구성될 수 있다 . 아래의 표 1 에서 aT 는 행렬 a 의 전치 (transpose) 행렬을 의 미하고， C = 1/(2V )이다 .
【표 1】
W(l) =
[0.5 0.5 0.5 0.5]T
W(2) =
[0.5 0.5 -0.5 -0.5]T
(3) =
[0.5 0.5 - 0.5i
W(4) =
[0.5 0.5 + 0.5i
(5) =
[0.5 -0.5 0.5 -0.5]T
W(6) = //:/ O l9ssoono2Ml>d zszsszszAV
J
υ
+
1 1
1
o
o LO LO LO
o + LO LO
+ o o o
+ 1 1 o 1 o
1 +
1 1
LO 1 1
o o
+ 1
LO
LO LO LO LO LO LO
O
1 o o o o o o
1 + LO 1 + LO LO I +
LO LO LO LO LO LO
o o o
o o o o o 1 1 o
1 u o o o o io LO LO LO
J LO
LO LO LO + + + + 1 1 1 o o o o
1 o o o o o o o + + + +
1 1 1 o 1 1 1 1
1
LO LO LO LO II LO II LO II LO II II LO n LO II LO II LO 11 LO II LO II LO II LO
II · II - II · LO
o o o o ^ o o ^ o o ^ o ^ o ^ o o ^ o ^ o o
O ' " ' CO ' ~ ' CO o '―' LO ' ~ ' O ' ~ ' O ' ~ '
CM
//:/ O l9ssoono2Ml>d zszsszszAV
•LO
o o
+ 1
L LO LO <J
O o o o + 1
1
+ 1 + o o + 1
1
CJ o 1 + LO LO
1
CJ o o
1
1 +
LO LO LO
LO
o o o o
o o
1 + 1 +
LO 1 + LO LO
o LO LO o o
1 1
O o
1 LO o LO o o o
1
o
LO LO
1 1 1 1 + + + + LO LO o o o LO LO LO o o o o o
1 1 1 1 1 1 1 o o o
1
LO LO LO
o o o
1
LO LO LO
LO II LO It LO II LO II LO II LO II l II LO II LO II LO II LO II - II · II LO II LO 11 · o o o o ^ o ^ o ^ o ^ o o ^ o ^ o ^ o o ^ o ^ o ^ o
CO ' ~ ' LO ' ~ ' CD ' ~ ' 00 ' ~ ' O ' ' CO 1ᅳ"1 LO '™ ' O ' ~ ' l> -
CM CO O CO CO CO CO 00 00
[0.5 -0.5 -0.5 -0.5]τ
W(39) =
[0.5 -0.5 - 0.5i
W(40) =
[0.5 -0.5 + 0.5i + 0.5i]T 상기 표 1 에서 나타내는 본 실시예에 따른 최종 코드북은 40 개의 서로 다른 코드워드로 구성되며， 각각의 코드워드는 모두 일정 계수 (constant modulus) 특성을 만족 한다. 또한， 본 실시예에 따른 최종 코드북은 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8또는 릴리즈 -9 시스템에서 정의하는 4Tx 폐 -루프 ΜΙΜ0코드워드 16 개를 모두 포함하고， W2는 기존의 3GPP LTE릴리즈 -8또는 릴리즈 -9시스템에서 정의하는 2Τχ폐루프 MIM0 코드워드로 정의된다. 달리 표현하자면， 본 실시예에 따른 최종 코드북은 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8 또는 릴리즈 -9 시스템에서 정의된 코드북의 상위집합 (super set)으로 구성된다고 할 수 있다. W1 은 10 개의 코드워드를
1
포함하므로 4비트로 표현될 수 있고， W2는 4개의 코드워드를 O포함하므로 2비트로 표현될 수 있다.
실시예 2
본 실시예는 4Tx 탱크 1 의 경우의 다양한 안테나 구성에 따른 채널 특성을 반영할 수 있는 코드북 구조의 다른 예시에 대한 것이다. 본 실시예에 따른 코드북은 다음의 수학식 20과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 20】
Figure imgf000036_0001
1 1 1 1
x =
i -i J -J
8PSK; = e7'2"78
Figure imgf000036_0002
상기 수학식 20 에서 Wl 는 블록대각행렬로 구성되며， 대각성분이 동일한 4 가지의 코드워드와 대각성분이 상이한 6 가지의 코드워드로 구성될 수 있다. W1 의 코드워드 중에서 대각성분이 동일한 경우에 대각성분인 X(/)는 수학식 20 의 X 행렬에서 i 번째 열 (column) 백터로 구성될 수 있다. W1 의 코드워드 중에서 대각성분이 상이한 경우에 8PSKi로 표시되는 성분은 e7^^이며， 예를 들어 , 8PSK ^2κ/8, 8PSKs= ^6π/ 8PSK5= ^10π/ 8PSK7= ^14π/8 이다. 이와 같이 W1 및 W2 가 구성되는 경우에, 각각의 경우에 대한 최종 코드워드 W(W1*W2)는 다음의 표 2 와 같이 나타낼 수 있다. W1 가 10 개의 코드워드를 가지고， W2 가 2 개의 코드워드를 가지므로， 최종 코드워드는 모두 20 개로 구성될 수 있다. 아래의 표 2 에서 aT 는 행렬 a 의 전치행렬을 의미하고， C = 1/(2 ^)이다.
【표 2]
/ O zszsszszAV//:> l9ssoono2Mld
Figure imgf000037_0001
o o o o o o
o o o o o o o o
o o o o o o o o o o o o
LO LO o o o o o o LO LO LO LO o o o o o o LO LO
o o LO LO LO IO o o o o 1 1 1
1 o o 1 1
o o o o o
1 1 1 1 1 o o o o o
o o o o o o
o o o o o o
LO LO LO LO LO LO
o o o o o o
1
Figure imgf000037_0002
()9I = W(17) =
[0.5000 -c + ci - 0.5000i c + ci]T
W(18) =
[0.5000 ᅳ c + ci 0.5000i -c - ci]T
W(19) =
[0.5000 c + ci 0.5000i ᅳ c + ci]T
W(20) =
[0.5000 c + ci - 0.5000i c - ci]T 상기 표 2 에서 나타내는 본 실시예에 따른 최종 코드북은 20 개의 서로 다른 코드워드로 구성되며, 각각의 코드워드는 모두 일정 계수 (constant modulus) 특성을 만족 한다. 또한， 본 실시예에 따른 최종 코드북은 기존의 3GPP LTE 릴리즈—8 또는 릴리즈—9시스템에서 정의하는 4Tx폐 -루프 MIM0코드워드 16개를 모두 포함한다. W1 은 10 개의 코드워드를 포함하므로 4 비트로 표현될 수 있고， W2 는 2 개의 코드워드를 포함하므로 1 비트로 표현될 수 있다. 본 실시예 2 에 따른 코드북은, 전술한 실시예 1 에서 W1 가 4 비트 크기를 가지고 W2 가 2 비트를 크기를 가지는 것에 비해서 코드북 크기가 작다 (즉， W2 를 위한 페이로드 크기가 2 비트에서 1 비트로 감소하였다). 이에 따라， W2가 단 -기간 주기로 전송되는 피드백 방식에 있어서， 본 실시예 2에 따르는 경우， 전술한 실시예 1에 비하여 피드백 오버헤드가 감소될 수 있다.
실시예 3
본 실시예는 4Τχ 탱크 2 의 경우의 다양한 안테나 구성에 따른 채널 특성을 반영할 수 있는 코드북 구조의 일례에 대한 것이다. 본 실시예에 따른 코드북은 다음의 수학식 21 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 21]
Figure imgf000039_0001
상기 수학식 21 에서 Wl 는 블록대각행렬로 구성되며， 대각성분이 동일한 4 가지의 코드워드와 대각성분이 상이 한 1 가지 의 코드워드로 구성될 수 있다 . 이와 같이 W1 및 W2 가 구성되는 경우에， 각각의 경우에 대한 최종 코드워드 W(W1*W2)는 다음의 표 3 과 같이 나타낼 수 있다. W1 가 5 개의 코드워드를 가지고， W2 가 8 개의 코드워드를 가지므로， 최종 코드워드는 모두 40 개로 구성될 수 있다 . 아래의 표 3 에서 aT 는 행렬 a 의 전치 행렬을 의미하고 , C = 1/(2V^)이다 . 【표 3】
W(l) =
[0.5000 0.5000 0.5000 0.5000]τ
[0.5000 0.5000 -0.5000 -0.5000]τ
W(2) =
[0.5000 -0.5000 0.5000 -0.5000]τ
[0.5000 -0.5000 -0.5000 0.5000]τ
W(3) =
[0.5000 0.5000 0.5000 0.5000]τ
[0.5000 -0.5000 0.5000 -0.5000]τ
/ O zszsszszAV// sssoonosMld
E- o
O
o o
o +
LO o o + +
o o o -l o o o I o 1
1 LO LO o
o o + +
x[00009' +
1 o
1 1
x[00009*
o o o o o o o o o o o o o o o o o o o LO LO LO LO LO o o
LO LO T]iΪ00 0 000 0505.. o o o o o o o 1 1 1 1 1 o o o o o o o
1 o o
O LO T]Ϊ000i 0000055 - .. o o o
L o o o
LO LO LO
o o
1 1 o o o
T]iΪ 0000 000055..
o o o o o o o T]i 00000500i o50 - ,. o o
o o o o o o o o o o o υ J o CJ o o o o o o o o o o
LO in LO LO LO LO LO LO LO LO + + 1 1 + 1 + 1 + 1 o o o o o o O o o O o o υ o
1 1 1 1 Ϊ 05000 - . 1 1 1 1 1 1
T]0i0 0000500i5一..
o o o o o o o o o O o o o o o o o o o o o o o o o o o o o O o o o o o o o o o o o o o o o o o o o O o o o o o o o o o o
LO LO LO LO LO LO LO LO LO LO LO II LO II LO LO II LO LO II LO LO II
II II
o o o o o o O o o o o o o o o o o o o
LO D
00 050.
00005. [0.5000 -c - ci 0.5000i c - ci ]T
W(15) =
[0.5000 c + ci 0.5000Ϊ -c + ci ]T
[0.5000 -c - ci - 0.5000Ϊ -c + ci ]T
W(16) =
[0.5000 c + ci - 0.5000i c - ci ]T
[0.5000 -c - ci - 0.5000i -c + ci ]T
W(17) =
[0.5000 0.5000i 0 5000 0.5000i ]T
[0.5000 0.5000i -0 5000 0.5000i ]T
W(18) =
[0.5000 - 0.5000Ϊ 0.5000 - 0.5000i ]T
[0.5000 - 0.5000Ϊ -0.5000 0.5000i ]T
W(19) =
[0.5000 0.5000Ϊ 0.5000 0.5000i ]T
[0.5000 - 0.5000i 0.5000 - 0.5000i ]T
W(20) =
[0.5000 0.5000i -0.5000 - 0.5000i ]T
[0.5000 - 0.5000Ϊ -0.5000 0.5000i ]T
W(21) =
[0.5000 0.5000i 0.5000 0.5000i ]T
[0.5000 - 0.5000i -0.5000 0.5000i ]T
W(22) =
[0.5000 0.5000Ϊ 0.5000i -0.5000]T
[0.5000 - 0.5000Ϊ 0.5000i 0.5000]T
W(23) =
[0.5000 0.5000i 0.5000i -0.5000]T
[0.5000 - 0.5000i - 0.5000Ϊ -0.5000]T
W(24) =
[0.5000 0.5000i 0 - 0.5000i 0.5000]T
[0.5000 - 0.5000i 0 - 0.5000Ϊ -0.5000]T
W(25) = O/:/o2M>d l9ssoon
o o CJ CJ
+
J o a
+ + + o o o
o 1
1 1 1 + +
o
1 o +
+ o
1
o o o
LO
o
II
LO
CO
Figure imgf000042_0001
J]O0 OOOOOOS OOSOOS—''' W(36) =
[0.5000 0 5000 -0.5000 0.5000]T
[0.5000 -0 5000 -0.5000 -0.5000]T
W(37) =
[0.5000 0 5000 0.5000 -0.5000]T
[0.5000 -0 5000 -0.5000 -0.5000]T
W(38) =
[0.5000 0.5000 0.5000i - 0.5000i]T
[0.5000 0.5000 0.5000i 0.5000i]T
W(39) =
[0.5000 0.5000 0.5000i - 0.5000i]T
[0.5000 0.5000 - 0.5000i - 0.5000i]T
W(40) =
[0.5000 0.5000 - 0.5000Ϊ 0.5000i]T
[0.5000 0.5000 - 0.5000i - 0.5000i]T 상기 표 3 에서 나타내는 본 실시예에 따른 최종 코드북은 40 개의 서로 다른 코드워드로 구성되며， 각각의 코드워드는 모두 일정 계수 (constant modulus) 특성을 만족 한다. 또한， 본 실시예에 따른 최종 코드북은 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8 또는 릴리즈 -9 시스템에서 정의하는 4Tx 폐 -루프 MIM0 코드워드 16 개를 모두 포함한다. 따라서， 본 실시예에 따른 코드북은 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8 또는 릴리즈 -9 시스템에서 정의된 코드북의 상위집합 (superset)으로 구성된다고 할 수 있다. W1 은 5 개의 코드워드를 포함하므로 3 비트로 표현될 수 있고, W2 는 8 개의 코드워드를 포함하므로 3 비트로 표현될 수 있다.
실시예 4
본 실시예는 전술한 수학식 15 와 다른 방식으로 코드북 구조를 정의하면서， 다양한 안테나 구성을 지원할 수 있는 코드북 설계 방안에 대한 것이다. 본 실시예에 따른 코드북 W1및 W2에 있어서， W1코드북의 i 번째 코드워드인 Wl(i)과， W2코드북의 j 번째 코드워드인 W2(j)는 다음의 수학식 22와 같이 정의할 수 있다.
【수학식 22]
Figure imgf000044_0001
상기 수학식 22 에서 Wl 는 블록대각행렬 (block diagonal matrix) 형태로서 정의될 수 있고， 각각의 블록은 동일한 행렬이고， 하나의 블록 (X,.)은 (Nt/2)XM 크기의 행렬로서 정의될 수 있다. 여기서， Nt 는 전송 안테나의 개수이다. W2 는 2MXr크기의 행렬로서 정의되며， r은 전송 탱크 값 (즉， 레이어의 개수)에 해당한다.
W2에서， k2, 11, 12, ...， nl, 2)는 Μ><1크기의 백터이며， Μ개의 백터 성분 중에서 ρ번째 성분은 1 이고， 나머지 성분들은 0 인 백터를 나타낸다. 가 W1과 곱해지는 경우에 Ψ1의 열들 (columns) 중에서 번째 열이 선택되므로， 이러한 백터를 선택 백터 (selection vector)라고 할 수 있다. 여기서 , W2의 상위 선택 백터 (예를 들어， )와 하위 선택 백터 (예를 들어， α ^ )에서 1 의 값을 가지는 요소의 위치 (즉, kl 및 k2)가 서로 상이하다. 또한， W2 에서 aj , ， yj는 각각 소정의 위상값을 나타낸다. 상기 수학식 22 에서 I≤kl,k2,ll,12,nl,n2≤!i 이고， kl,k2,ll,12,nl,n2은 각각 정수 ( integer)이다.
상기 수학식 15 의 코드북 구조와 상기 수학식 22 의 코드북 구조를 비교하여 설명한다. 상기 수학식 15 의 코드북 구조에서는 W1 의 대각성분을 독립적인 행렬로 구성하고 (즉， X,.및 Y/), W2에 의해서 W1의 X/및 Y /각각에서 동일한 열이 선택되어 최종 코드워드 (W=W1*W2)의 상위 행렬과 하위 행렬이 구성되도록 (예를 들어, W 의 상위행렬은 W2 의 ek M 에 의해 W1 의 X/ 의 k 번째 열 백터가 선택되고, W 의 하위행렬은 W2 의 (x/ 에 의해 W1 의 Y /의 k 번째 열 백터가 선택되도록) 설계함으로써, 최종 코드워드가 다양한 안테나 구성의 채널 특성을 반영할 수 있는 유연한 (flexible) 코드북 구조를 가진다. 본 실시예에 따른 상기 수학식 22 의 코드북 구조에서는 W1의 대각성분을 동일하게 하고 (즉， X/및 X/), W2에 의해서 Π 의 i 의 상이한 열이 선택되어 최종 코드워드 (W=W1*W2)의 상위 행렬과 하위 행렬이 구성되도록 (예를 들어， W의 상위행렬은 W2의 에 의해 W1의 X/의 kl번째 열 백터가 선택되고, W 의 하위행렬은 W2 의 CCj M 에 의해 의 Χ/의 k2 번째 열 백터가 선택되도톡) 설계함으로써， 최종 코드워드가 다양한 안테나 구성의 채널 특성을 반영할 수 있는 유연한 코드북 구조를 가진다. 이와 같은 원리에 따라 코드북올 설계하는 경우에 예를 들어 4Tx 안테나의 모든 구성에 적합한 다양한 코드워드들을 포함하는 보다 일반적인 코드북을 구성할 수 있다.
실시예 5
본 실시예는 전술한 수학식 15또는 수학식 22와 다른 방식으로 코드북 구조를 정의하면서， 다양한 안테나 구성을 지원할 수 있는 코드북 설계 방안에 대한 것이다. 본 실시예에 따른 코드북 W1 및 W2 에 있어서， W1 코드북의 i 번째 코드워드인 Wl(i)과， W2코드북의 j 번째 코드워드인 W2(j)는 다음의 수학식 23과 같이 정의할 수 있다.
【수학식 23】
Figure imgf000045_0001
상기 수학식 23 에서 Wl 는 블톡대각행렬 (block diagonal matrix) 형태로서 정의될 수 있다. 여기서，블록대각행렬의 대각 성분 (diagonal term)은 서로 독립적인 행렬인 X/와 Y/로 구성될 수 있다. X/와 Υ;·의 각각은 (Nt/2)XM크기의 행렬로서 정의될 수 있다 (Nt는 전송 안테나의 개수). W2는 2MXr크기의 행렬로서 정의되며 r 은 전송 탱크 값 (즉, 레이어의 개수)에 해당한다. W2 에서， eM (、 ， ^， /I ( 12， nl, 2)는 Mxl크기의 백터이며， Μ개의 백터 성분 중에서 ρ번째 성분은 1 이고, 나머지 성분들은 0 인 백터를 나타낸다. 가 W1 과 곱해지는 경우에 W1 의 열들 (columns) 중에서 p번째 열이 선택되므로， 이러한 백터를 선택 백터 (selection vector)라고 할 수 있다. 여기서， W2 의 상위 선택 백터 (예를 들어， )와 하위 선택 백터 (예를 들어， α ^)에서 1 의 값을 가지는 요소의 위치 (즉， kl 및 k2)가 서로 상이하다 . 또한 , W2 에서 aj , β ^는 각각 소정의 위상값을 나타낸다 . 상기 수학식 13 에서 I≤kl,k2,ll,12,iil,n2≤^ 이고， kl,k2, 11， 12,nl,n2 은 각각 정수 (integer)이다.
상기 수학식 23 의 코드북 구조는 상기 수학식 15 의 코드북 구조와 상기 수학식 22의 코드북 구조의 일부 특징을 흔합한 형태이다. 구체적으로, 상기 수학식
23 의 코드북 구조에서는 W1 의 대각성분을 독립적으로 구성하고 (즉， X,.및 Y,.), W2 에 의해서 Ψ1의 X/및 Y/각각에서 상이한 열이 선택되어 최종 코드워드 (W=W1*W2)의 상위 행렬과 하위 행렬이 구성되도록 (예를 들어， W 의 상위행렬은 W2 의 e) 에 의해 W1의 X/의 kl번째 열 백터가 선택되고， W의 하위행렬은 W2의 ae ^에 의해 W1 의 Y /의 k2 번째 열 백터가 선택되도록) 설계함으로써， 최종 코드워드가 다양한 안테나 구성의 채널 특성을 반영할 수 있는 유연한 코드북 구조를 가진다.
실시예 6
본 실시예는 전술한 수학식 15, 수학식 22 또는 수학식 23 과 다른 방식으로 코드북 구조를 정의하면서， 다양한 안테나 구성을 지원할 수 있는 코드북 설계 방안에 대한 것이다. 본 실시예에 따른 코드북 Ψ1 및 W2 에 있어서, W1 코드북의 i 번째 코드워드인 Wl(i)과， W2 코드북의 j 번째 코드워드인 W2(j) 는 다음의 수학식
24 와 같이 정의할 수 있다.
【수학식 24】
Figure imgf000047_0001
상기 수학식 24 에서 Wl 는 블록대각행렬 (block diagonal matrix) 형태로서 정의될 수 있고, 각각의 블록은 동일한 행렬이고， 하나의 블록 (X/)은 (Nt/2)XM 크기의 행렬로서 정의될 수 있다. 여기서, Nt 는 전송 안테나의 개수이다. W2 는 2MXr크기의 행렬로서 정의되며, r은 전송 탱크 값 (즉， 레이어의 개수)에 해당한다.
W2에서， p=k, 1, 77) (는 전술한 수학식들에서 선택 백터를 나타내는 와 다른 의미를 가진다. W2에서 는 Mxl크기의 백터이며， W1의 행렬 X/의 열 백터들의 선형 조합 (linear combinat ion)을 구성하는 계수를 의미한다. 예를 들어,
¾ = [C\ C2 C3 C 로 표현될 수 있고, 여기서 ， C2, C3, ^는 복소수이다. 또한， W2 에서 으 , A , ^는 각각 소정의 위상값을 나타낸다. 상기 수학식 24에서 k, 은 각각 정수 (integer)이다.
예를 들어， 최종 코드워드 (W=W1*W2)는 다음의 수학식 25 와 같이 계산될 수 있다.
【수학식 25】
Figure imgf000047_0002
상기 수학식 24와 같은 코드북 구조는 크로스 -극성 안테나 구성의 채널 특성을 안테나 그룹 (예를 들어， 수직 극성 안테나 그룹)의 채널 특성을 반영하는 요소이고， 4
")∑C"X,(n) 는 다른 안테나 그룹 (예를 들어， 수평 극성 안테나 그룹)의 채널 «=1
특성을 반영하는 요소일 수 있다. 이러한 최종 코드워드 W 는， W1 및 W2 에 의하여 생성된다. W1 에 있어서， 하나의 안테나 그룹 (수직 극성 안테나 그룹 또는 수평 극성 안테나 그룹) 내의 안테나들 간의 장기간 상관 (long term correlat ion)에 가까운 (즉， 장기간 상관을 반영하는) M개의 열 백터들로 X,·를 구성할 수 있다. 다시 말하자면， 하나의 안테나 그룹에 의해 형성되는 채널 행렬을 특이치 분해 ((singular value decomposition)하였을 때에， 지배적인 우측 특이 백터 (dominant right singular vector)에 가까운 M 개의 열 백터들로 W1 의 대각성분인 X/ 를 구성할 수 있다. W2의 는 이러한 M개의 열 백터들 중에서 2개 이상을 선형 조합 (linear combination)하고, W2의 하위 백터의 위상 값 (예를 들어， )은 수직 극성 안테나 그룹과 수평 극성 안테나 그룹 간의 상관을 나타낸다. 다시 말하자면， W2의 ¾ 를 구성하는 계수들은， W1 의 X/를 구성하는 M 개의 열 백터 중 복수개가 선형 조합된 백터가 순간 채널 (instant channel)에 가까운 (즉， 순간 채널을 반영하는) 백터가 되도록 결정될 수 있다. 여기서, 열 백터들의 선형 조합의 계수 값을 단기간으로 전송 (예를 들어， 빈번하게 피드백)할 수 있다.
전술한수학식 24 와 같은 코드북 구조에 따라서 4Tx 탱크 1 에 대한 본 발명의 코드북 구조의 일례에 대해서 이하에서 설명한다. 본 예시에 따른 코드북은 다음의 수학식 26 과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 26】
Figure imgf000048_0001
J 1 J and
Figure imgf000049_0001
상기 수학식 26 에서 Wl 는 블톡대각행렬로 구성되며, 대각성분이 동일한 행렬 Χ(/:/+1) 로 구성될 수 있다. X(/:/+l) 는 상기 수학식 26 의 X행렬에서 i 번째 열 및 i+1 번째 열로 구성되는 행렬을 의미한다. 예를 들어， X(/:/+l) 는, i 가 1 인 경우에 이고， i 가 5 인 경우에
Figure imgf000049_0002
1 1 1 1
.5π .1π
이고， i 가 7 인 경우에 이다. 따라서， W1 는 4 개의
-1 ^ J e
코드워드를 가진다.
상기 수학식 26 에서 W2 는 m 및 η 값에 따라 서로 다른 16 개의 코드워드를 가진다. 이를 정리하면 다음의 표 4 와 같다. 아래의 표 4 에서 aT 는 행렬 a 의 전치행렬을 의미한다.
【표 4】
Figure imgf000049_0003
상기 수학식 26과 같이 Wl및 W2가구성되는 경우에， 각각의 경우에 대한 최종 코드워드 W(W1*W2)는 다음의 표 5와 같이 나타낼 수 있다. W1는 4개의 코드워드를 가지고， W2 는 16 개의 코드워드를 가지며， W1 과 W2 의 조합으로 가능한 64개의 코드워드 중 중첩된 코드워드를 제외하면 최종 코드워드는 모두 52 개로 구성될 수 있다. 아래의 표 5 에서 aT 는 행렬 a 의 전치행렬을 의미하고, c = l/(2 ¾이다.
【표 5】
W(l) =
[2c 0 2c 0 ]τ
W(2) =
[2c 0 -2c 0 ]τ
W(3) =
[2c 0 0 + 2c i ]T
W(4) =
0 0 1
[2c - 2c i
W(5) =
[0 2c 0 2c ]T
W(6) =
[0 2c 0 -2c ]T
W(7) =
[0 2c 0 + 2ci]T
W(8) =
[0 2c 0
W(9) =
[c - ci c + ci c - ci c + ci]T
W(10) =
[c - ci c + ci c + ci — c - ci]T
W(ll) =
[c - ci c + ci c + ci -c + ci]T
W(12) =
[c - ci c + ci •c - ci c - ci ]T
W(13) =
[c + ci c - ci c + ci c - ci]T
W(14) =
[c + ci c - ci -c - ci ᅳ c + ci]T W(15) =
[c + ci c - ci ᅳ c + ci c + ci ]T
W(16)
[c + ci c - ci c - ci -c - ci ]T
W(17)
[0 0.5000 + 0 5000 i 0 0.5000 + 0.5000i ]T
W(18) =
[0 0.5000 + 0 5000 i 0 -0.5000 - 0.5000i ]T
WC19) =
[0 0.5000 + 0 5000 i 0 -0.5000 + 0.5000i ]T
W(20)
[0 0.5000 + 0 5000 i 0 0.5000 - 0.5000i ]T
W(21)
[c - ci + 0.5000i c - - ci + 0.5000i ]T
W(22)
[c - ci + 0.5000Ϊ ᅳ c + ci - 0.5000i ]T
W(23) =
[c - ci + 0.5000i c + ci -0.5000 ]T
W(24)
[c - ci + 0.5000i -c - ci 0.5000 ]T
W(25) =
[c + ci 0.5000 c + ci 0.5000 ]T
W(26) =
[c + ci 0.5000 -c - ci -0.5000 ]T
W(27) =
[c + ci 0.5000 -c + ci + 0.5000i ]T
W(28) -
[c + ci 0.5000 c - ci - 0.5000i ]T
W(29)
[0 + 2c i 0
W(30)
[0 + 2ci 0 - 2ci ]T W(31) =
[0 + 2c i 0 -2c ]T
W(32) =
[0 + 2c i 0 2c ]T
W(33) =
[c - ci ᅳ c + ci c - ci -c + ci]T
W(34) =
[c - ci ᅳ c + ci ᅳ c + ci c - ci]T
W(35)
[c - ci -c + ci c + ci ᅳ c - ci]T
W(36)
[c - ci -c + ci ᅳ c - ci c + ci]T
W(37) =
[c + ci c + ci c + ci c + ci]T
W(38) =
[c + ci c + ci -c - ci -c - ci]T
W(39) =
[c + ci c + ci -c + ci ᅳ c + ci]T
W(40) =
[c + ci c + ci c - ci c ― ci]T
W(41) =
[0 -0.5000 + 0 5000 i 0 -0.5000 + 0.5000i]T
W(42) =
[0 -0.5000 + 0 5000 i 0 0.5000 - 0.5000i]T
W(43)
[0 -0.5000 + 0 5000 i 0 -0.5000 - 0.5000i]T
W(44) =
[0 -0.5000 + 0.5000i 0 0.5000 + 0.5000i]T
W(45)
[c - ci -0.5000 c - ci -0.5000 ]T
W(46) =
[c - ci -0.5000 -c + ci 0.5000 ]T W(47) =
[c - ci -0.5000 c + ci - 0.5000i ]T
W(48) =
[c - ci -0.5000 -c - ci + 0.5000i ]T
W(49) =
[c + ci + 0.5000Ϊ c + ci + 0.5000i ]T
W(50) =
[c + ci + 0.5000Ϊ -c - ci - 0.5000i ]T
W(51) =
[c + ci + 0.5000Ϊ ᅳ c + ci -0.5000]1
W(52) =
[c + ci + 0.5000Ϊ c - 상기 표 1 에서 나타내는 본 실시 예에 따른 최종 코드북은 52 개의 서로 다른 코드워드로 구성되며， 그 중에서 32 개의 코드워드는 모 o두 일정 계수 (const ant modulus) 특성을 만족 한다 . 또한， 본 실시 예에 따른 최종 코드북은 기존의 3GPP LTE o
릴리즈 -8 또는 릴리즈 -9 시스템에서 정의하는 4Tx 폐 -루프 ΜΙΜ0 코드워드 16 개 중에서 12 개를 포함한다 . W1 은 4 개의 코드워드를 포함하므로 2 비트로 표현될 수 있고， W2 는 16 개의 코드워드를 포함하므로 4 비트로 표현될 수 있다 . 도 10 은 본 발명의 일례에 따른 프리코딩된 신호의 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
단계 S1011 에서 송신기는 제 1 ΡΜΙ가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬을 결정하고， 제 2 ΡΜΙ가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬을 결정하고 , 제 1 행렬 및 제 2 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다 . 이와 같이 제 1 ΡΜΙ 및 제 2 ΡΜΙ 의 조합에 의해서 지시 ( indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하는 경우에， 계 1 및 제 2 PMI 는 수신기로부터 피드백되는 PMI들이고 수신기는 송신기로부터의 채널을 측정하여 제 1 및 제 2 PMI 를 결정하고 이를 피드백할 수 있다 . 또는， 계 1 및 제 2 PMI 는 수신기로부터 피드백되는 PMI 를 고려하여 송신기가 적 절하게 선택하는 PMI들일 수도 있다 . 즉 , 제 1 PMI에 기초하여 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬을 결정하고， 제 2 PMI에 기초하여 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬을 결정하는 것은， 수신기로부터 피드백된 제 1 및 제 2 PMI 를 그대로 이용하거나， 수신기로부터 피드백된 제 1및 제 2 PMI를 고려하여 송신기가 제 1및 제 2코드북으로부터 제 1 및 제 2 행렬을 적절하게 선택하는 것을 포함한다.
단계 S1012 에서 송신기는 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 수신기로 전송할 신호에 프리코딩을 수행할 수 있다. 단계 S1013 에서 송신기는 프리코딩된 신호를 Nt 개의 전송 안테나를 통하여 수신기로 전송할 수 있다.
단계 S1021 에서 수신기는 송신기로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있다. 단계 S1022 에서 수신기는 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시되는 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 이러한 프리코딩 행렬에 대한 정보 (예를 들어， 제 1및 제 2 PMI)는 송신기에 의해서 주어질 수도 있다. 단계 S1023 에서 수신기는 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 수신된 신호에 프리코딩의 역처리를 수행하여 신호를 복원할 수 있다.
이와 같이 송신기 및 수신기가 프리코딩 처리 및 역처리에 사용하는 프리코딩 행렬 (W)은， 제 1코드북 (예를 들어， W1코드북)에 포함된 행렬들 중에서 제 1 PMI 에 의해서 지시되는 행렬 (Wl(i))와 제 2코드북 (예를 들어， W2코드북)에 포함된 행렬들 중에서 제 2 PMI 에 의해 지시되는 행렬 (W2(j))의 곱에 의해서 결정될 수 있다. 제 1코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬로서 정의되고， 블록대각행렬의 대각성분 (즉， 블록들)은 상호 독립적으로 구성될 수 있다. 예를 들어， 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i))은 Ntx2M ( =송신기의 전송 안테나 개수) 크기의 블록대각행렬이고， 각각의 블록은 (Nt/2)XM크기의 행렬이고， 블록들은 서로 동일하거나 또는 상이할 수 있다.
제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위요소와 하위요소로 구성되며, 하위요소는 위상 회전 값을 포함할 수 있다. 예를 들어, 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 2MXr 크기의 행렬로서 정의될 수 있다 (r 은 레이어의 개수 (즉， 전송 랭크 값)임). 예를 들어, 상위요소와 하위요소는 각각 Wl(i)의 블록들에서 동일한 열을 선택하는 선택백터로 구성되며, 하위요소는 상위요소에 소정의 위상 회전 값을 곱한 것일 수 있다. 또는， 상위요소와 하위요소는 각각 Wl(i)의 블록들에서 상이한 열을 선택하는 선택백터로 구성되며, 하위요소는 상위요소에 소정의 위상 회전 값을 곱한 것일 수 있다. 또는， 상위요소와 하위요소는 각각 Wl(i)의 블록들에서 하나 이상의 열의 선형 조합 (linear combinat ion)을 구성하는 계수일 수 있고， 하위요소는 상위요소에 소정의 위상 회전 값을 곱한 것일 수 있다.
도 10를 참조하여 설명한 프리코딩된 신호의 송수신 방법에 있어서, 제 1 코드북 (W1 코드북)에 포함되는 행렬들 및 제 2 코드북 (W2 코드북)에 포함되는 행렬들을 구성하는 방안으로서 전술한 본 발명의 다양한 예시들에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나또는 2 이상의 실시예가동시에 적용될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한， 도 10 에 대한 설명에 있어서 송신기는 기지국이고 수신기는 단말이 될 수 있고， 또는 송신기는 단말이고 수신기는 기지국이 될 수 있다. 또한， 송신기의 동작은 하향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 수신기의 동작은 하향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
도 11은 본 발명에 따른 송신기 및 수신기의 구성을 도시한도면이다.
도 11을 참조하여 본 발명에 따른 송신기 (1110)는， 수신모듈 (1111)， 전송모듈 (1112)， 프로세서 (1113), 메모리 (1114) 및 복수개의 안테나 (1115)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (1115)는 MIM0 송수신을 지원하는 송신기를 의미한다. 프로세서 (1113)는 송신기 (1110)의 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 송신기 (1110) 수신기에게 프리코딩된 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 송신기 (1110)는 Nt 개의 안테나 (1115)를 구비하고， 메모리 (1114)에 프리코딩 행렬의 선택에 이용되는 코드북 (즉， 제 1 및 제 2 코드북)을 저장할 수 있다.
송신기의 프로세서 (1113)는， 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하도록 구성될 수 있다. 예를 들어， 송신기의 프로세서 (1113)는， 제 1 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬을 결정하고， 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬을 결정하고， 제 1 행렬 및 제 2 행렬에 기초하여 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다. 프로세서 (1113)가 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하는 경우에， 제 1 및 제 2 PMI 는 수신기로부터 피드백되는 PMI들이고 수신기는 송신기로부터의 채널을 측정하여 제 1및 제 2 PMI 를 결정하고 이를 피드백할 수 있다. 또는, 제 1및 제 2 PMI 는 수신기로부터 피드백되는 PMI 를 고려하여 프로세서 (1113)가 적절하게 선택하는 PMI들일 수도 있다. 즉， 프로세서 (1113)가 제 1 PMI에 기초하여 제 1 코드북으로부터 제 1행렬을 결정하고， 제 2PMI에 기초하여 제 2코드북으로부터 제 2 행렬을 결정하는 것은， 수신기로부터 피드백된 제 1 및 제 2 PMI 를 그대로 이용하거나， 수신기로부터 피드백된 제 1및 제 2PMI를 고려하여 프로세서 (1113)가 제 1 및 제 2 코드북으로부터 제 1 및 제 2 행렬을 적절하게 선택하는 것을 포함한다.
또한, 프로세서 (1113)는， 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 전송될 신호가 매핑된 하나 이상의 레이어에 프리코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (1113)는， 프리코딩된 신호를 전송 모들 (1112) 및 Nt 개의 안테나 (1115)를 통하여 전송하도록 구성될 수 있다.
송신기 (1110)의 프로세서 (1113)는 그 외에도 송신기 (1110)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (1114)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 11을 참조하여 본 발명에 따른 수신기 (1120)는， 수신모듈 (1121)， 전송모들 (1122)， 프로세서 (1123)， 메모리 (1124) 및 복수개의 안테나 (1125)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (1125)는 MIM0송수신을 지원하는 수신기 장치를 의미한다. 프로세서 (1123)는 수신기 (1120)의 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 수신기 (1120)는 Nt 개의 전송 안테나를 구비하는 송신기 (1110)로부터 프리코딩된 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 수신기 (1120)는 메모리 (1124)에 프리코딩 행렬의 선택에 이용되는 코드북 (즉， 제 1 및 제 2 코드북)을 저장할 수 있다. 수신기의 프로세서 (1123)는， 전송 모듈 (1122)을 통하여 송신기 (1110)로 제 1 및 제 2 PMI 를 전송하도톡 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (1123)는, 수신 모듈 (1121)을 통하여 송신기 (1110)로부터 프리코딩된 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 송신기의 프리코딩 수행에 이용되는 프리코딩 행렬은， 예를 들어, 수신기 (1120)가 전송한 제 1 및 제 2 PMI 를 이용하여 선택된 것이거나， 수신기 (1120)가 전송한 제 1 및 제 2 PMI 를 고려하여 송신기 (1110)가 적절하게 선택한 것일 수도 있다. 또한, 프로세서 (1123)는， 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하도록 구성될 수 있다. 수신기의 프로세서 (1123)가 선택하는 프리코딩 행렬에 대한 정보는 송신기 (1110)에 의해서 제공될 수도 있다. 또한, 프로세서 (1123)는， 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신된 신호에 프리코딩의 역처리를 수행하여 신호를 복원하도록 구성될 수 있다.
수신기 (1120)의 프로세서 (1123)는 그 외에도 수신기 (1120)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (1124)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
송신기 (1110)및 수신기 (1120)에서 이용하는 제 1및 제 2코드북은 다음과 같이 구성될 수 있다.
제 1코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬로서 정의되고， 블록대각행렬의 대각성분 (즉, 블록들)은 상호 독립적으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i))은 Ntx2M ( =송신기의 전송 안테나 개수) 크기의 블록대각행렬이고, 각각의 블록은 (Nt/2)XM크기의 행렬이고， 블록들은 서로 동일하거나 또는 상이할 수 있다.
제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위요소와 하위요소로 구성되며， 하위요소는 위상 회전 값을 포함할 수 있다. 예를 들어， 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 증에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 2MXr 크기의 행렬로서 정의될 수 있다 (r 은 레이어의 개수 (즉， 전송 랭크 값)임). 예를 들어， 상위요소와 하위요소는 각각 Wl(i)의 블록들에서 동일한 열을 선택하는 선택백터로 구성되며， 하위요소는 상위요소에 소정의 위상 회전 값을 곱한 것일 수 있다. 또는， 상위요소와 하위요소는 각각 Wl(i)의 블톡들에서 상이한 열을 선택하는 선택백터로 구성되며， 하위요소는 상위요소에 소정의 위상 회전 값을 곱한 것일 수 있다. 또는， 상위요소와 하위요소는 각각 Wl(i)의 블록들에서 하나 이상의 열의 선형 조합 (linear combination)을 구성하는 계수일 수 있고， 하위요소는 상위요소에 소정의 위상 회전 값을 곱한 것일 수 있다.
도 11 을 참조하여 설명한 송신기 및 수신기의 구성에 있어서， 제 1 코드북 (W1 코드북)에 포함되는 행렬들 및 제 2 코드북 (W2 코드북)에 포함되는 행렬들올 구성하는 방안으로서 전술한 본 발명의 다양한 예시들에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가동시에 적용될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한， 도 11 에 대한 설명에 있어서 송신기는 기지국이고 수신기는 단말이 될 수 있고， 또는 송신기는 단말이고 수신기는 기지국이 될 수 있다. 또한, 송신기의 동작은 하향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고， 수신기의 동작은 하향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits) , DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs( Programmable Logic
Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러， 마이크로 컨트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신기가 프리코딩된 신호를 전송하는 방법으로서，
제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬 (W1)을 결정하고， 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고, 상기 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하는 단계; 전송될 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하는 단계 ; 및
상기 프리코딩된 신호를 수신기로 전송하는 단계를 포함하고，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고, 상기 블톡대각행렬의 블톡들은 상호 독립적 (independent)으로 구성되며，
상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며， 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함하는， 프리코딩된 신호 전송 방법.
【청구항 2】
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 V2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고,
Figure imgf000060_0001
Figure imgf000060_0002
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X/ 및 Y/ 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， X. 와 Xi 의 각각은 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며，
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고，
Figure imgf000061_0001
... , )는 MXI크기의 백터이고 e^의 M개의 백터 성분 중에서 ?번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고, eM k , eM l , ...， 은 상기 상위 요소에 해당하고， « ，
Figure imgf000061_0002
, ...， 7 jeM" 는 상기 하위 요소에 해당하고， a ,
Ϊ j 는 상기 위상 회전 값에 해당하고, l≤k, 1, n≤ 이고， k, 1' n 은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 전송 방법.
【청구항 3】
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고,
Figure imgf000061_0003
Figure imgf000061_0004
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X,. 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， X/ 는 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며，
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고，
&Μ Ρ ^kl, k , 1 , 12, ... , nl, n2 는 M><1크기의 백터이고 의 M개의 백터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고, ， eM , ...， 은 상기 상위 요소에 해당하고，
Figure imgf000062_0001
는 상기 하위 요소에 해당하고, Ctj , β] , Yj는 상기 위상 회전 값에 해당하고， l<kl, k2, 11, 12， nl, n2< 이고， kl, k2, 11, 12, nl, n2은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 전송 방법.
【청구항 4】
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (WKO) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고,
Figure imgf000062_0002
Figure imgf000062_0003
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X/ 및 Y/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， X/ 와 Υ,. 의 각각은 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며，
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고， eM p p=ki, k , li, 12 ύ, )는 Mxi크기의 백터이고 의 M개의 백터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고, e 'M , e M ， e M
12
상기 상위 요소에 해당하고， " eM ， Pj.eM， ᅳᅳᅳ， γ^Μ는 상기 하위 요소에 해당하고， , j ? 는 상기 위상 회전 값에 해당하고， l<Jd, k2, 11, 12, nl, η2< 이고， kl, k2, 11, 12, nl, n2은 각각 정수 ( integer )인， 프리코딩된 신호 전송 방법.
【청구항 5】 제 1 항에 있어서，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000063_0001
Figure imgf000063_0002
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고, X/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， i는 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며，
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고， {p=k,l,..., /?)는 Mx l 크기의 백터이고 상기 X/ 의 열 (column) 백터들의 선형 조합 (linear combination)을 구성하는 계수이고， ^， β , 은 상기 상위 요소에 해당하고， a^M k , β^Μ ι 은 상기 하위 요소에 해당하고， j ， ? 는 상기 위상 회전 값에 해당하고, k, J, n 은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 전송 방법 .
【청구항 6】
제 5 항에 있어서， =[C1 C2 C3 이고 , ， ί¾, 는 복소수이고，
W 는 수학식과 같이 정의되는，
Figure imgf000063_0003
프리코딩된 신호 전송 방법 .
【청구항 7]
다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신기가 프리코딩된 신호를 수신하는 방법으로서，
송신기가 전송하는 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된， 프리코딩된 신호를 상기 송신기로부터 수신하는 단계; 및
상기 프리코딩된 신호를， 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 처리하는 단계를 포함하고，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 상기 블톡대각행렬의 블록들은 상호 독립적 ( i ndependent )으로구성되며,
상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며， 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함하는， 프리코딩된 신호 수신 방법.
【청구항 8】
제 7항에 있어서，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000064_0001
Figure imgf000064_0002
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X/ 및 Y/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고, X； 와 Υ,. 의 각각은 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며，
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고，
/,..., ^는 Mxl크기의 백터이고 의 M개의 백터 성분 중에서 번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고, e^, el M , ...， 은 상기 상위 요소에 해당하고,케 β产1 Μ , ...，
Figure imgf000065_0001
는 상기 하위 요소에 해당하고， ctj , j ,
7j 는 상기 위상 회전 값에 해당하고, l< i：， 1, 7<M 이고， k, /, 7 은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 수신 방법.
【청구항 9]
제 7 항에 있어서，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000065_0002
Figure imgf000065_0003
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블톡에 해당하고， X/ 는 (Nt/2)xM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며,
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고, eM p 尸 k , k , 11， Γ , ... , ιΑ, ή )는 Mxi크기의 백터이고 의 M개의 백터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고， ， 6 은
k2 n 12 n2
상기 상위 요소에 해당하고, eM ， PjeM , Yj^M는 상기 하위 요소에 해당하고, OCj , fij, ^는 상기 위상 회전 값에 해당하고， l<kl, k2, 11， 12, nl, η2<Ά이고， kl, k2, 11, 12, nl, n2은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 수신 방법.
【청구항 10】
제 7 항에 있어서 ,
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고,
Figure imgf000066_0001
Wl(i)는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고, X/ 및 Y/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블록에 해당하고， X. 와 Υ,. 의 각각은 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고， Nt 는 상기 송신기의 전송 안테나의 개수이며，
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고, r 은 상기 레이어의 개수이고，
( - l, kZ, 11, 12 1, 2)는 M><1크기의 백터이고 e^의 M개의 백터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고 나머지 성분들은 0 이고， ， e^， 6 은 상기 상위 요소에 해당하고，
Figure imgf000066_0002
는 상기 하위 요소에 해당하고， 0^， j , ^는 상기 위상 회전 값에 해당하고， <kl, k2, 11, 12, nl, η2< 이고， kl, k2, 11, 12, nl, n2은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 수신
【청구항 11]
제 7 항에 있어서， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 i 번째 프리코딩 행렬 (Wl(i)) 및 상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들 중에서 j 번째 프리코딩 행렬 (W2(j))는 다음의 수학식과 같이 정의되고，
Figure imgf000067_0001
Figure imgf000067_0002
는 Ntx2M 크기의 블록대각행렬로서 정의되고， X/ 는 상기 블록대각행렬의 각각의 블톡에 해당하고， X/ 는 (Nt/2)XM 크기의 행렬이고, Nt 는 상기 송신기의 p
W2(j) 는 2MXr 크기의 행렬로서 정의되고， r 은 상기 레이어의 개수이고， e {p=k,l,..., /?)는 Mx l 크기의 백터이고 상기 X/ 의 열 (column) 백터들의 선형 조합 (linear combination)을 구성하는 계수이고， eM， M , ..ᅳ， ^은 상기 상위 요소에 해당하고， ，
Figure imgf000067_0003
, 은 상기 하위 요소에 해당하고， Ctj
Pj， ? 는 상기 위상 회전 값에 해당하고， k, 1， n 은 각각 정수 (integer)인， 프리코딩된 신호 수신 방법 .
【청구항 12]
제 11 항에 있어서， e ~ lCl C2 C3
Figure imgf000067_0004
이고， Ci, C2, C3, C4는 복소수이고，
W 는 수학식과 같이 정의되는，
Figure imgf000067_0005
프리코딩된 신호 수신 방법 .
【청구항 13】 다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호를 전송하는 송신기로서 ,
수신기로 신호를 전송하는 전송 모들;
상기 수신기로부터 신호를 수신하는 수신 모듈;
상기 전송 모들 및 상기 수신 모들을 포함하는 상기 송신기를 제어하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는，
제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬 (W1)을 결정하고， 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하고， 상기 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하고;
전송될 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 상기 결정된 프리코딩 행렬 0 을 이용하여 프리코딩을 수행하고;
상기 전송 모듈을 통하여 상기 프리코딩된 신호를 상기 수신기로 전송하도록 구성되며，
상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (Mock diagonal matrix)로 구성되고， 상기 블록대각행렬의 블록들은 상호 독립적 ( i ndependent )으로 구성되며，
상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며， 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함하는, 프리코딩된 신호 송신기.
【청구항 14】
다중 안테나 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호를 수신하는 수신기로서 ,
송신기로 신호를 전송하는 전송 모들;
상기 송신기로부터 신호를 수신하는 수신 모들;
상기 전송 모들 및 상기 수신 모들을 포함하는 상기 수신기를 제어하는 프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는,
상기 송신기가 전송하는 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행된， 프리코딩된 신호를 상기 송신기로부터 상기 수신 모들을 통하여 수신하고; 상기 프리코딩된 신호를， 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI)가 지시 (indicate)하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정된 프리코딩 행렬 00을 이용하여 처리하도록 구성되며， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록대각행렬 (block diagonal matrix)로 구성되고， 상기 블록대각행렬의 블톡들은 상호 독립적 ( i ndependent )으로 구성되며,
상기 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 상위 요소 (upper element)와 하위요소 (lower element)로 구성되며, 상기 하위요소는 위상 회전 (phase rotation) 값을 포함하는， 프리코딩된 신호 수신기.
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