WO2012107987A1 - ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法 - Google Patents

ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法 Download PDF

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篠本　洋介
和徳 畠山
真作 楠部
真也 松下
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Definitions

  • This invention relates to a method for heating a compressor used in a heat pump apparatus.
  • Patent Document 1 describes that a high-frequency low voltage is supplied to the compressor while the operation is stopped during heating.
  • Patent Document 2 describes that when the ambient temperature of the air conditioner becomes a low temperature state, a single-phase AC voltage having a higher frequency than that during normal operation is supplied to the compressor.
  • a high-frequency AC voltage is applied to the compressor in accordance with a decrease in the outside air temperature, whereby the compressor is heated or kept warm, and the lubricating action inside the compressor is smoothed.
  • Patent Document 1 does not have a detailed description of high-frequency low voltage. For this reason, it is not known what high frequency low voltage is supplied to the compressor.
  • Patent Document 2 describes that a high-frequency single-phase AC power source of 25 kHz is applied. Since it is a high-frequency single-phase AC power supply, as shown in FIG. 3 of Patent Document 2, the entire off section in which all the switching elements are turned off occurs relatively long. In the all-off period, the high-frequency current is regenerated to the DC power supply without returning to the motor via the return diode. Therefore, in the all-off section, current decay is fast, and high-frequency current does not flow efficiently to the motor, so that the heating efficiency of the compressor is deteriorated.
  • An object of the present invention is to efficiently heat the refrigerant staying in the compressor.
  • the heat pump device is A compressor having a compression mechanism for compressing the refrigerant; A motor for operating the compression mechanism of the compressor; An inverter for applying a predetermined voltage to the motor, and a three-phase inverter configured by connecting three serially connected portions of two switching elements in parallel; Generates six drive signals corresponding to each switching element of the three-phase inverter, and outputs the generated drive signals to the corresponding switching elements of the three-phase inverter, thereby generating a high-frequency AC voltage in the three-phase inverter An inverter control unit for generating a switching pattern A drive signal for turning on all of the three switching elements on the positive voltage side or the negative voltage side of the three-phase inverter, and driving the switching pattern A Next to the signal, two of the three switching elements are turned on without generating a drive signal of a switching pattern that turns off two or more of the three switching elements. Switching to turn off one switching element Characterized in that it comprises an inverter control unit for generating a drive signal turn B.
  • the heat pump device since the high-frequency voltage is applied to the three-phase inverter, the refrigerant accumulated in the compressor is efficiently heated by the iron loss of the motor and the copper loss generated by the current flowing through the winding. Can do.
  • the heat pump device since all of the three switching elements on the positive voltage side are on, two or more of the three switching elements on the positive voltage side are not simultaneously turned off. One switching element is turned off. Therefore, it is possible to efficiently pass a current through the motor, and as a result, the refrigerant staying in the compressor can be efficiently heated.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a heat pump device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. The figure which shows eight kinds of switching patterns. 7 is a flowchart showing the operation of the inverter control unit 12. The timing chart at the time of switching voltage command value Vu *, Vv *, Vw * by turns at the timing of the top (peak) and the bottom (valley) of a carrier signal.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of an output voltage and a current flowing through the motor 8 when the inverter 9 is operated by the PWM signal shown in FIG. 5.
  • FIG. 6 is a timing chart different from FIG.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of an output voltage and a current flowing through the motor 8 when the inverter 9 is operated by the PWM signal shown in FIG. 8.
  • the figure which shows the structural example of the power supply part 30 of the inverter. 1 is a circuit configuration diagram of a heat pump device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a heat pump device 100 according to the first embodiment.
  • the heat pump device 100 includes a refrigeration cycle in which a compressor 1, a four-way valve 2, a heat exchanger 3, an expansion mechanism 4, and a heat exchanger 5 are sequentially connected by a refrigerant pipe 6. Inside the compressor 1, a compression mechanism 7 that compresses the refrigerant and a motor 8 that operates the compression mechanism 7 are provided. An inverter 9 that drives the motor 8 by applying a voltage is electrically connected to the motor 8.
  • the DC power supply 10 of the inverter 9 is provided with a bus voltage detection unit 11 that detects a bus voltage that is the voltage.
  • a control input terminal of the inverter 9 is connected to the inverter control unit 12.
  • the inverter control unit 12 includes a heating determination unit 13, a voltage command generation unit 14 (voltage command selection unit), and a PWM signal generation unit 15 (drive signal generation unit).
  • the inverter 9 is a three-phase inverter in which series connection circuits of two switching elements (16a and 16d, 16b and 16e, 16c and 16f) are connected in parallel for three phases.
  • the inverter 9 is switched by PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN (driving signals) sent from the inverter control unit 12 to correspond to the switching elements (UP is 16a, VP is 16b, WP is 16c, UN drives 16d, VN drives 16e, and WN drives 16f).
  • the inverter control unit 12 determines the voltage applied to the motor 8 by the voltage command generation unit 14 when the heating determination unit 13 determines that the liquid refrigerant has accumulated in the compressor 1 (the refrigerant has stagnated). Command values Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the PWM signal generation unit 15 generates a PWM signal based on the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * obtained by the voltage command generation unit 14.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating input / output waveforms of the PWM signal generation unit 15.
  • the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are defined as sine waves whose phases are different by 2 ⁇ / 3 as shown in equations (1) to (3).
  • ⁇ is the phase of the voltage command value (an example of an operation command)
  • A is the amplitude of the voltage command value.
  • Vu * Acos ⁇
  • Vv * Acos ( ⁇ (2/3) ⁇ )
  • Vw * Acos ( ⁇ + (2/3) ⁇ )
  • the voltage command generation unit 14 calculates the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * by the equations (1) to (3), and calculates the calculated voltage command value Vu *.
  • Vv *, Vw * are output to the PWM signal generator 15.
  • the PWM signal generation unit 15 compares the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * with a carrier signal (reference signal) having a predetermined frequency and an amplitude Vdc / 2, and determines the PWM signal UP, VP, WP, UN, VN, WN are generated.
  • Vdc is a bus voltage detected by the bus voltage detector 11. For example, when the voltage command value Vu * is larger than the carrier signal, UP outputs a voltage for turning on the switching element 16a, and UN outputs a voltage for turning off the switching element 16d.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating eight switching patterns.
  • reference symbols V0 to V7 are given to voltage vectors generated in each switching pattern.
  • the voltage direction of each voltage vector is represented by ⁇ U, ⁇ V, ⁇ W (0 when no voltage is generated).
  • + U is a voltage that generates a current in the U-phase direction that flows into the motor 8 via the U-phase and flows out of the motor 8 via the V-phase and the W-phase
  • ⁇ U is the V-phase.
  • a voltage that generates a current in the ⁇ U-phase direction that flows into the motor 8 via the W-phase and flows out of the motor 8 via the U-phase.
  • ⁇ V and ⁇ W The same interpretation is applied to ⁇ V and ⁇ W.
  • a desired voltage can be output to the inverter 9 by outputting a voltage vector by combining the switching patterns shown in FIG.
  • the phase ⁇ is changed at high speed, and the frequency of the modulation wave (three sine waves in FIG. 2) that defines the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * is increased to output a high-frequency voltage. It becomes possible.
  • the voltage vectors V0 and V7 where no voltage is generated are called zero vectors, and the other voltage vectors are called real vectors.
  • the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * may be obtained by two-phase modulation, third harmonic superposition modulation, space vector modulation, or the like.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the inverter control unit 12.
  • S1 heating judgment step
  • the heating determination unit 13 determines whether to operate the voltage command generation unit 14 based on whether or not the refrigerant has accumulated in the compressor 1 while the operation of the compressor 1 is stopped.
  • the process proceeds to S2 and enters a heating operation mode in which a PWM signal for preheating is generated. Transition.
  • the heating determination unit 13 determines that the voltage command generation unit 14 is not operated because the refrigerant is not retained in the compressor 1 (NO in S1)
  • the voltage command generation unit 14 is operated again after a predetermined time has elapsed. Judge whether to make it.
  • S2 Voltage command value generation step
  • the voltage command generation unit 14 calculates the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * by the equations (1) to (3), and calculates the calculated voltage command value Vu *. , Vv *, Vw * are output to the PWM signal generator 15.
  • the PWM signal generation unit 15 compares the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * output from the voltage command generation unit 14 with the carrier signal to obtain the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN. And output to the inverter 9. As a result, the switching elements 17 a to 17 f of the inverter 9 are driven to apply a high frequency voltage to the motor 8.
  • the motor 8 is efficiently heated by the iron loss of the motor 8 and the copper loss generated by the current flowing through the winding.
  • the liquid refrigerant staying in the compressor 1 is heated and vaporized, and leaks to the outside of the compressor 1. After a predetermined time has elapsed, the process returns to S1 again to determine whether further heating is necessary.
  • a high frequency voltage equal to or higher than the operation frequency during the compression operation (compression operation mode) is applied to the motor 8, the rotor in the motor 8 cannot follow the frequency, and rotation and vibration are not generated.
  • the operating frequency during the compression operation is at most 1 kHz. Therefore, a high frequency voltage of 1 kHz or higher may be applied to the motor 8.
  • a high frequency voltage of 14 kHz or higher is applied to the motor 8, the vibration sound of the iron core of the motor 8 approaches the upper limit of the audible frequency, which is effective in reducing noise.
  • the upper limit of the carrier frequency which is the frequency of the carrier signal, is determined by the switching speed of the switching element of the inverter. For this reason, it is difficult to output a high-frequency voltage equal to or higher than the carrier frequency that is a carrier wave.
  • the upper limit of the switching speed is about 20 kHz.
  • the frequency of the modulation wave defining the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * is about 1/10 of the carrier frequency, the waveform output accuracy of the high-frequency voltage may be deteriorated and a DC component may be superimposed. There is.
  • the carrier frequency is 20 kHz
  • the frequency of the modulated wave is 2 kHz or less, which is 1/10 of the carrier frequency
  • the frequency of the high frequency voltage becomes an audible frequency region, and there is a concern about noise deterioration.
  • the voltage command generator 14 does not calculate the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * by the method described based on FIG. 2, but synchronizes with the carrier signal to generate the voltage command value Vu. *, Vv *, and Vw * are alternately switched between Hi (here, + A) and Lo (here, -A).
  • FIG. 5 is a timing chart when the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are alternately switched at the top (peak) and bottom (valley) timing of the carrier signal. In FIG.
  • the voltage command value Vu * is Lo
  • the voltage command values Vv * and Vw * are Hi
  • the carrier signal is from the top to the bottom.
  • the voltage command value Vu * is Hi
  • the voltage command values Vv * and Vw * are Lo in the interval up to (hereinafter referred to as the latter half).
  • UP and UN, VP and VN, and WP and WN are on / off states opposite to each other, and if one is known, the other is also known, so only UP, VP, and WP are shown here.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of changes in the voltage vector shown in FIG.
  • the switching element 16 surrounded by a broken line is turned on, and the switching element 16 not surrounded by a broken line is turned off.
  • the lines of the motor 8 are short-circuited and no voltage is output.
  • the energy stored in the inductance of the motor 8 becomes a current and flows in the short circuit. That is, a return current that circulates between the motor 8 and the inverter 9 flows by the diode 17 connected in reverse parallel to the switching elements 16a to 16f of the inverter 9.
  • a current in the U-phase direction flows into the motor 8 via the U phase and flows out of the motor 8 via the V phase and the W phase.
  • a current in the ⁇ U phase direction ( ⁇ Iu current) flowing into the motor 8 via the phase and the W phase and flowing out of the motor 8 via the U phase flows in the winding of the motor 8. That is, a current in the reverse direction flows through the winding of the motor 8 when the V4 vector is applied and when the V3 vector is applied. Since the voltage vector changes in the order of V0, V4, V7, V3, V0,..., + Iu current and ⁇ Iu current flow alternately in the winding of the motor 8. In particular, as shown in FIG.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of the output voltage and the current flowing through the motor 8 when the inverter 9 is operated by the PWM signal shown in FIG.
  • the current flowing through the motor 8 increases at the voltage vector V4 and decreases at the voltage vector V3.
  • the voltage vectors V0 and V7 are zero vectors, as described above, the return current that circulates between the motor 8 and the inverter 9 by the diode 17 connected in reverse parallel to the switching elements 16a to 16f of the inverter 9. Flows.
  • the refrigerant staying in the compressor can be efficiently heated by using a state in which the current of zero vector is returned to the motor 8 without turning off all the switching elements. .
  • FIG. 8 is a timing chart different from FIG. 5 when the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are alternately switched at the top and bottom timings of the carrier signal.
  • the difference between FIG. 5 and FIG. 8 is that the relationship between the phase of the carrier frequency and the phase of the voltage command (Vu *, Vv *, Vw *) is reversed. That is, in FIG. 8, in the first half of the carrier signal, the voltage command value Vu * is Hi, the voltage command values Vv * and Vw * are Lo, and in the second half of the carrier signal, the voltage command value Vu * is Lo and the voltage command value Vv. *, Vw * is Hi. When the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * shown in FIG.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of the output voltage and the current flowing through the motor 8 when the inverter 9 is operated by the PWM signal shown in FIG.
  • the broken lines indicate the output voltage shown in FIG. 7 (that is, when the inverter 9 is operated with the PWM signal shown in FIG. 5) and the current flowing through the motor 8.
  • the current is inverted at the voltage vectors V3 and V4 which are real vectors, and an alternating high-frequency current is generated.
  • the rise of the output voltage is slower than in the case of the phase relationship shown in FIG. 5, and the output voltage becomes lower than the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. Will occur.
  • the polarity change of the current flowing through the motor 8 is delayed, and the amount of current flowing through the motor 8 is reduced as compared with the case where the inverter 9 is operated by the PWM signal shown in FIG. Therefore, when the inverter 9 is operated with the PWM signal shown in FIG. 8, the power for preheating the motor 8 is smaller than when the inverter 9 is operated with the PWM signal shown in FIG. 5, and the same voltage command value Vu. Regardless of *, Vv *, Vw *, the amount of preheating is reduced.
  • the current change is only attenuation due to the impedance consumption of the motor 8, so the current time change rate di / dt indicating the magnitude of the current change per time is small.
  • the current time change rate di / dt is large.
  • the current time change rate di / dt may be small.
  • the current time change rate di / dt is originally changed to a small state, and thus the influence is small.
  • the change from the zero vector to the real vector is a case where the current-time change rate di / dt changes from a small state to a large state.
  • the current time change rate di / dt is changed even though the current time change rate di / dt is changed to a large state. Because it becomes smaller, the impact is great.
  • the polarity change of the motor 8 current is delayed due to the influence that the current cannot be changed greatly despite the fact that the current is changed to a state where the current is changed greatly. Therefore, if two-phase switching occurs when changing from a zero vector to a real vector, the polarity change of the current flowing through the motor 8 is delayed.
  • the inductance component of the motor 8 is increased and the winding impedance is increased, so that the current flowing through the winding is reduced and the current flowing through the inverter 9 is also reduced.
  • the current that flows in the motor 8 is split off to the two switching elements and is simultaneously turned off and is commutated to the diode 17 connected in antiparallel. Become.
  • the current flowing through the inverter 9 is small, a tail is generated when the switching element 16 is turned off, and it takes time until the current becomes zero. Therefore, when two-phase switching occurs, the rise of the output voltage is delayed, and the polarity change of the current flowing through the motor 8 is delayed.
  • the voltage command generator 14 does not generate a voltage command value that causes two-phase switching when changing from a zero vector to a real vector, but only when changing from a real vector to a zero vector.
  • a voltage command value that generates switching is generated.
  • the commutation of the current by switching on and off the switching element 16 can be performed smoothly.
  • the delay in rising of the output voltage can be suppressed, an output voltage according to the voltage command value can be obtained, and the amount of preheating can be ensured.
  • the inverter 9 is set with an upper and lower arm short-circuit prevention time generally called Td. During the Td period, all the switching elements are turned off and a reflux current flows.
  • the heat pump device 100 retains in the compressor due to the iron loss of the motor and the copper loss generated by the current flowing through the winding by applying the high frequency voltage to the motor 8. It is possible to efficiently heat the refrigerant. In particular, the generation of a voltage command value that causes two-phase switching when changing from a zero vector to a real vector is prohibited, allowing current to flow efficiently to the motor, resulting in stagnation in the compressor. It is possible to efficiently heat the refrigerant. Further, since the high frequency voltage is applied to the motor 8, no rotational torque or vibration is generated.
  • an IPM Interior Permanent Magnet
  • a concentrated winding motor with a small coil end and a low winding resistance are widely used for high efficiency. Since the concentrated winding motor has a small winding resistance and a small amount of heat generated by copper loss, a large amount of current needs to flow through the winding. When a large amount of current is passed through the windings, the current flowing through the inverter 9 also increases and the inverter loss increases. Therefore, when heating is performed by applying the above-described high frequency voltage, an inductance component due to a high frequency is increased, and the winding impedance is increased.
  • the current flowing through the winding is reduced and the copper loss is reduced, the iron loss due to the application of the high frequency voltage is generated and heating can be performed effectively. Furthermore, since the current flowing through the winding is reduced, the current flowing through the inverter is also reduced, the loss of the inverter 9 can be reduced, and more efficient heating is possible. Further, when heating is performed by applying the high-frequency voltage described above, when the compressor is an IPM motor, the rotor surface where the high-frequency magnetic flux is linked also becomes a heat generating portion. For this reason, an increase in the refrigerant contact surface and rapid heating of the compression mechanism are realized, so that the refrigerant can be efficiently heated.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the power supply unit 30 of the inverter 9.
  • the power supply unit 30 is shown as the DC power supply 10.
  • the power supply unit 30 smoothes the outputs of the three-phase four-wire AC power supply 31, the three-phase rectifier 32 (first rectifier) that rectifies the three-phase AC output of the AC power supply 31, the DCL 33, and the three-phase rectifier 32.
  • a smoothing capacitor 34 an ACL 35, a single-phase rectifier 36 (second rectifier) that rectifies the output of any one phase and neutral point of the AC power supply 31, and a smoothing capacitor that smoothes the output of the single-phase rectifier 36. 37, and a switching unit 38 that switches whether the smoothing capacitor 34 or the smoothing capacitor 37 outputs the voltage to the inverter 9.
  • the voltage across the smoothing capacitor 34 and the smoothing capacitor 37 is different.
  • the voltage across the smoothing capacitor 37 is 1 / ⁇ 3 times the voltage across the smoothing capacitor 34.
  • the inverter 9 is driven using the voltage across the smoothing capacitor 34.
  • the heating operation mode when the inverter 9 is driven using the voltage across the smoothing capacitor 34, the current loss is reduced by the inductance component of the motor 8 due to the high frequency, and the conduction loss due to the current flowing can be reduced. It increases itself. Note that the switching loss depends on the input voltage of the inverter 9.
  • the inverter 9 is driven not using the voltage across the smoothing capacitor 34 but using the voltage across the smoothing capacitor 37. That is, in the compression operation mode, the switching unit 38 is switched so that a voltage is output from the smoothing capacitor 34 to the inverter 9 and in the heating operation mode, a voltage is output from the smoothing capacitor 37 to the inverter 9. As described above, the voltage across the smoothing capacitor 37 is 1 / ⁇ 3 times the voltage across the smoothing capacitor 34. Therefore, the input voltage of the inverter 9 in the heating operation mode can be lowered than in the compression operation mode, and the switching loss can be reduced.
  • the switching loss in the inverter 9 in the heating operation mode can be reduced, the efficiency of the inverter 9 can be improved, and the power consumption can be reduced.
  • switching noise can be reduced due to the voltage drop, and noise countermeasures can be realized at low cost.
  • the DC voltage in the heating operation mode may be lowered by the other method than the method described based on FIG.
  • the switching elements 16a to 16f constituting the inverter 9 and the diodes 17a to 17f connected in parallel to the switching elements 16a to 16f generally use a semiconductor made of silicon (Si).
  • a semiconductor made of silicon Si
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • a switching element or a diode element formed of such a wide band gap semiconductor has a high withstand voltage and a high allowable current density. Therefore, the switching element and the diode element can be reduced in size, and by using these reduced switching element and diode element, the semiconductor module incorporating these elements can be reduced in size.
  • the switching element and the diode element formed by such a wide band gap semiconductor have high heat resistance.
  • the heat sink fins of the heat sink can be miniaturized and the water cooling part can be air cooled, so that the semiconductor module can be further miniaturized.
  • switching elements and diode elements formed of such a wide band gap semiconductor have low power loss. For this reason, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the diode element, and to increase the efficiency of the semiconductor module.
  • both the switching elements 16a to 16f and the diodes 17a to 17f are formed of a wide band gap semiconductor, but either one of the elements may be formed of a wide band gap semiconductor.
  • only the upper switching elements 16a to 16c or the lower switching elements 16d to 16f may be formed of a wide band gap semiconductor.
  • the diode 17 connected in antiparallel with the switching elements 16a to 16f may be formed of a wide band gap semiconductor. This is because the reflux current flows only by the impedance of the motor 8. In particular, the effect is large when the voltage command value is low so that the time during which the return current flows is long.
  • the fan motor for air cooling may be stopped when a high frequency voltage is applied in the heating operation mode.
  • the power consumption at the time of operation stop (during operation standby) can be further reduced by the amount of fan motor drive. Thereby, further reduction in standby power can be realized.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the compressor 1 can be efficiently heated, and the liquid refrigerant in the compressor 1 can be prevented from staying. Therefore, since liquid compression can be prevented, it is effective even when a scroll compressor is used as the compressor 1.
  • the amplitude of the voltage command value may be adjusted in advance so as not to exceed 50 W, or the feedback control may be performed so that the flowing current or voltage is detected to be 50 W or less.
  • the inverter control unit 12 includes a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), a microcomputer (microcomputer), an electronic circuit, and the like.
  • CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer
  • FIG. 1 shows the heat pump device 100 in which the compressor 1, the four-way valve 2, the heat exchanger 3, the expansion mechanism 4, and the heat exchanger 5 are sequentially connected by piping.
  • the heat pump apparatus 100 having a more specific configuration will be described.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the heat pump device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a Mollier diagram of the state of the refrigerant in the heat pump apparatus 100 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents specific enthalpy and the vertical axis represents refrigerant pressure.
  • a compressor 41, a heat exchanger 42, an expansion mechanism 43, a receiver 44, an internal heat exchanger 45, an expansion mechanism 46, and a heat exchanger 47 are sequentially connected by piping, Is provided with a main refrigerant circuit 48 that circulates.
  • a four-way valve 49 is provided on the discharge side of the compressor 41 so that the refrigerant circulation direction can be switched.
  • a fan 50 is provided in the vicinity of the heat exchanger 47.
  • the compressor 41 is the compressor 1 described in the above embodiment, and includes the motor 8 driven by the inverter 9 and the compression mechanism 7.
  • the heat pump apparatus 100 includes an injection circuit 52 that connects between the receiver 44 and the internal heat exchanger 45 to the injection pipe of the compressor 41 by piping.
  • An expansion mechanism 51 and an internal heat exchanger 45 are sequentially connected to the injection circuit 52.
  • a water circuit 53 through which water circulates is connected to the heat exchanger 42.
  • the water circuit 53 is connected to a device that uses water, such as a water heater, a radiator or a radiator such as floor heating.
  • the heating operation includes not only heating used for air conditioning, but also hot water supply that heats water to make hot water.
  • the gas-phase refrigerant (point 1 in FIG. 12) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 41 is discharged from the compressor 41, and is heat-exchanged and liquefied by a heat exchanger 42 that is a condenser and a radiator (FIG. 12). Point 2). At this time, the water circulating through the water circuit 53 is warmed by the heat radiated from the refrigerant and used for heating and hot water supply. The liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 42 is decompressed by the expansion mechanism 43 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 12).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 43 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 41 by the receiver 44, cooled, and liquefied (point 4 in FIG. 12).
  • the liquid-phase refrigerant liquefied by the receiver 44 branches and flows into the main refrigerant circuit 48 and the injection circuit 52.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 48 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 45 with the refrigerant flowing through the injection circuit 52 that has been depressurized by the expansion mechanism 51 and is in a gas-liquid two-phase state, and further cooled (FIG. 12). Point 5).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the internal heat exchanger 45 is decompressed by the expansion mechanism 46 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 12).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 46 is heat-exchanged with the outside air by the heat exchanger 47 serving as an evaporator and heated (point 7 in FIG. 12).
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 47 is further heated by the receiver 44 (point 8 in FIG. 12) and sucked into the compressor 41.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 52 is decompressed by the expansion mechanism 51 (point 9 in FIG. 12) and heat-exchanged by the internal heat exchanger 45 (point 10 in FIG.
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 45 flows into the compressor 41 from the injection pipe of the compressor 41 in the gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant sucked from the main refrigerant circuit 48 (point 8 in FIG. 12) is compressed and heated to an intermediate pressure (point 11 in FIG. 12).
  • the injection refrigerant (point 10 in FIG. 12) joins the refrigerant compressed and heated to the intermediate pressure (point 11 in FIG. 12), and the temperature decreases (point 12 in FIG. 12).
  • the opening of the expansion mechanism 51 is fully closed. That is, when the injection operation is performed, the opening degree of the expansion mechanism 51 is larger than the predetermined opening degree. However, when the injection operation is not performed, the opening degree of the expansion mechanism 51 is made larger than the predetermined opening degree. Make it smaller. Thereby, the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 41.
  • the opening degree of the expansion mechanism 51 is controlled by electronic control by a control unit such as a microcomputer.
  • the cooling operation includes not only cooling used for air conditioning but also making cold water by taking heat from water, freezing and the like.
  • the gas-phase refrigerant (point 1 in FIG. 12) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 41 is discharged from the compressor 41, and is heat-exchanged and liquefied by a heat exchanger 47 that is a condenser and a radiator (FIG. 12).
  • Point 2 The liquid phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 47 is depressurized by the expansion mechanism 46 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 12).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 46 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 45, cooled and liquefied (point 4 in FIG. 12).
  • the refrigerant that has become a gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 46 and the liquid-phase refrigerant that has been liquefied by the internal heat exchanger 45 have been decompressed by the expansion mechanism 51, and have become a gas-liquid two-phase state.
  • Heat is exchanged with the refrigerant (point 9 in FIG. 12).
  • the liquid phase refrigerant (point 4 in FIG. 12) heat-exchanged by the internal heat exchanger 45 branches and flows to the main refrigerant circuit 48 and the injection circuit 52.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 48 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 41 by the receiver 44 and further cooled (point 5 in FIG.
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the receiver 44 is decompressed by the expansion mechanism 43 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 12).
  • the refrigerant that has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 43 is heat-exchanged and heated by the heat exchanger 42 serving as an evaporator (point 7 in FIG. 12).
  • the heat exchanger 42 serving as an evaporator
  • the refrigerant absorbs heat the water circulating in the water circuit 53 is cooled and used for cooling and freezing.
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 42 is further heated by the receiver 44 (point 8 in FIG. 12) and sucked into the compressor 41.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 52 is decompressed by the expansion mechanism 51 (point 9 in FIG. 12) and heat-exchanged by the internal heat exchanger 45 (point 10 in FIG. 12).
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 45 flows from the injection pipe of the compressor 41 in the gas-liquid two-phase state.
  • the compression operation in the compressor 41 is the same as in the heating operation.
  • the opening degree of the expansion mechanism 51 is fully closed so that the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 41 as in the heating operation.
  • the heat exchanger 42 has been described as a heat exchanger such as a plate heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and the water circulating in the water circuit 53.
  • the heat exchanger 42 is not limited to this, and may exchange heat between the refrigerant and the air.
  • the water circuit 53 may be a circuit in which other fluid circulates instead of a circuit in which water circulates.
  • the heat pump device 100 can be used for a heat pump device using an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator.
  • an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator.

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Abstract

　この発明は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することを目的とする。インバータ制御部１２は、インバータ９の各スイッチング素子１６ａ～１６ｆに対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号をインバータ９の対応するスイッチング素子１６ａ～１６ｆへ出力することにより、インバータ９に高周波交流電圧を発生させる。特に、インバータ制御部１２は、インバータ９の正電圧側又は負電圧側の３つのスイッチング素子１６ａ～１６ｃ又は１６ｄ～１６ｆの全てをオンの状態とするスイッチングパターンＡの次には、前記３つのスイッチング素子１６ａ～１６ｃ又は１６ｄ～１６ｆのうち２つのスイッチング素子をオンの状態とし、１つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンＢの駆動信号を生成する。

Description

ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法
　この発明は、ヒートポンプ装置に使用される圧縮機の加熱方法に関する。
　特許文献１には、暖房時の運転停止中に高周波の低電圧を圧縮機に供給することが記載されている。特許文献２には、空気調和機の周囲温度が低温状態になった場合に、通常運転時より高周波数の単相交流電圧を圧縮機に供給することが記載されている。
　特許文献１及び特許文献２では、外気温度の低下に応じて圧縮機に高周波の交流電圧を印加することにより、圧縮機を加熱もしくは保温し、圧縮機内部の潤滑作用を円滑にしている。
実開昭６０－６８３４１号公報 特開昭６１－９１４４５号公報
　特許文献１には、高周波の低電圧についての詳細な記載がない。そのため、どのような高周波の低電圧を圧縮機に供給するかがわからない。
　特許文献２には、２５ｋＨｚといった高周波の単相交流電源を印加することが記載されている。高周波の単相交流電源であるため、特許文献２の図３に示されるように、全てのスイッチング素子がオフとなる全オフ区間が比較的長く発生することになる。全オフ区間では、高周波電流は還流ダイオードを介してモータへ還流せずに、直流電源に回生される。そのため、全オフ区間では、電流の減衰が早く、モータに効率的に高周波電流が流れないため、圧縮機の加熱効率が悪くなってしまう。
　この発明は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することを目的とする。
　この発明に係るヒートポンプ装置は、
　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと、
　前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンＡの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンＡの駆動信号の次には、前記３つのスイッチング素子のうち２つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記３つのスイッチング素子のうち２つのスイッチング素子をオンの状態とし、１つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンＢの駆動信号を生成するインバータ制御部と
を備えることを特徴とする。
　この発明に係るヒートポンプ装置では、高周波電圧を三相インバータに印加するため、モータの鉄損と、巻き線に流れる電流により発生する銅損とによって、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。
　特に、この発明に係るヒートポンプ装置では、正電圧側の３つのスイッチング素子の全てがオンの状態から、前記正電圧側の３つのスイッチング素子のうち２つ以上のスイッチング素子が同時にオフになることなく、１つのスイッチング素子がオフになる。そのため、モータに電流を効率的に流すことができ、結果として圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。
実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図。 ＰＷＭ信号生成部１５の入出力波形を示す図。 ８通りのスイッチングパターンを示す図。 インバータ制御部１２の動作を示すフローチャート。 キャリア信号の頂（山）及び底（谷）のタイミングで、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を交互に切り替えた場合のタイミングチャート。 図５に示す電圧ベクトルの変化の説明図。 図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合における出力電圧とモータ８に流れる電流との説明図。 キャリア信号の頂及び底のタイミングで、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を交互に切り替えた場合における図５とは異なるタイミングチャート。 図８に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合における出力電圧とモータ８に流れる電流との説明図。 インバータ９の電源部３０の構成例を示す図。 実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図。 図１１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図。
　実施の形態１．
　図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。
　ヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、熱交換器５が冷媒配管６によって順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構７と、圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。
　また、モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９の直流電源１０には、その電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部１１が設けられている。インバータ９の制御入力端は、インバータ制御部１２と接続されている。インバータ制御部１２は、加熱判定部１３、電圧指令生成部１４（電圧指令選択部）、ＰＷＭ信号生成部１５（駆動信号生成部）を備える。
　インバータ９は、２つのスイッチング素子（１６ａと１６ｄ、１６ｂと１６ｅ、１６ｃと１６ｆ）の直列接続回路が、三相分並列接続された三相インバータである。インバータ９は、インバータ制御部１２から送られたＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ（駆動信号）により、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１６ａ、ＶＰは１６ｂ、ＷＰは１６ｃ、ＵＮは１６ｄ、ＶＮは１６ｅ、ＷＮは１６ｆ）を駆動する。
　インバータ制御部１２は、加熱判定部１３が圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態（冷媒が寝込んだ状態）であると判断した場合に、電圧指令生成部１４にてモータ８に印加する電圧の指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める。そして、電圧指令生成部１４が求めた電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を元に、ＰＷＭ信号生成部１５にてＰＷＭ信号を生成する。
　ＰＷＭ信号生成部１５のＰＷＭ信号の基本的な生成方法について説明する。
　図２は、ＰＷＭ信号生成部１５の入出力波形を示す図である。
　例えば、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を式（１）～式（３）のように位相が２π／３づつ異なる正弦波と定義する。但し、θは電圧指令値の位相（運転指令の一例）、Ａは電圧指令値の振幅である。
　（１）Ｖｕ＊＝Ａｃｏｓθ
　（２）Ｖｖ＊＝Ａｃｏｓ（θ－（２／３）π）
　（３）Ｖｗ＊＝Ａｃｏｓ（θ＋（２／３）π）
　電圧指令生成部１４は、電圧位相指令θと振幅Ａとに基づき、式（１）～式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部１５へ出力する。ＰＷＭ信号生成部１５は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。なお、Ｖｄｃは、母線電圧検出部１１にて検出される母線電圧である。
　例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子１６ａをオンにする電圧を出力し、ＵＮはスイッチング素子１６ｄをオフにする電圧を出力する。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子１６ａをオフにする電圧を出力し、ＵＮはスイッチング素子１６ｄをオンにする電圧を出力する。他の信号についても同様であり、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰ、ＶＮが決定され、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰ、ＷＮが決定される。
　一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなり、８通りのスイッチングパターンを組み合わせることでインバータは電圧を出力する。
　図３は、８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図３では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０～Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧であり、－Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様の解釈である。
　図３に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。このときに位相θを高速で変化させ、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を定義する変調波（図２では３つの正弦波）の周波数を高くすることにより、高周波の電圧を出力することが可能となる。
　なお、電圧が発生しない電圧ベクトルＶ０、Ｖ７をゼロベクトルと呼び、他の電圧ベクトルを実ベクトルと呼ぶ。
　式（１）～式（３）以外にも二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めてもよい。
　次に、インバータ制御部１２の動作について説明する。
　図４は、インバータ制御部１２の動作を示すフローチャートである。
　（Ｓ１：加熱判断ステップ）
　加熱判定部１３は、圧縮機１の運転停止中に、圧縮機１内に冷媒が滞留したか否かにより、電圧指令生成部１４を動作させるかを判断する。
　圧縮機１内に冷媒が滞留したため電圧指令生成部１４を動作させると加熱判定部１３が判断した場合（Ｓ１でＹＥＳ）、処理をＳ２へ進め、予熱用のＰＷＭ信号を発生させる加熱運転モードへ移行する。一方、圧縮機１内に冷媒が滞留していないため電圧指令生成部１４を動作させないと加熱判定部１３が判断した場合（Ｓ１でＮＯ）、所定時間経過後に、再び電圧指令生成部１４を動作させるかを判断する。
　（Ｓ２：電圧指令値生成ステップ）
　電圧指令生成部１４は、電圧位相指令θと振幅Ａとに基づき、式（１）～式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部１５へ出力する。
　（Ｓ３：ＰＷＭ信号生成ステップ）
　ＰＷＭ信号生成部１５は、電圧指令生成部１４が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ９へ出力する。これにより、インバータ９のスイッチング素子１７ａ～１７ｆを駆動してモータ８に高周波電圧を印加する。
　モータ８に高周波電圧を印加することにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。
　所定の時間経過後、再びＳ１へ戻りさらに加熱が必要かを判定する。
　なお、圧縮動作時（圧縮運転モード）の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。さらに、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。
　ここで、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。
　また、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を定義する変調波の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、変調波の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。
　そこで、加熱運転モードでは、電圧指令生成部１４は、図２に基づき説明した方法により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算するのではなく、キャリア信号に同期させて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＨｉ（ここでは、＋Ａ）とＬｏ（ここでは、－Ａ）とに交互に切り替える。
　図５は、キャリア信号の頂（山）及び底（谷）のタイミングで、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、図５では、キャリア信号の底から頂までの区間（以下、前半と呼ぶ）で、電圧指令値Ｖｕ＊をＬｏ、電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＨｉとし、キャリア信号の頂から底までの区間（以下、後半と呼ぶ）で、電圧指令値Ｖｕ＊をＨｉ、電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＬｏとしている。また、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮはそれぞれオン／オフ状態が逆であり、一方がわかれば他方もわかるため、ここではＵＰ、ＶＰ、ＷＰのみを示している。
　図５に示す電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較すると、図５に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。
　図６は、図５に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図６では、破線で囲まれたスイッチング素子１６がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１６がオフの状態であることを表している。
　図６に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトル印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。つまり、インバータ９のスイッチング素子１６ａ～１６ｆの逆並列に接続されたダイオード１７により、モータ８とインバータ９とを循環する還流電流が流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流（－Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と－Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図５に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
　また、Ｖ４ベクトル（＋Ｉｕの電流）とＶ３ベクトル（－Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。
　図７は、図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合における出力電圧とモータ８に流れる電流との説明図である。
　図７に示すように、モータ８に流れる電流は、電圧ベクトルＶ４の時に増加し、電圧ベクトルＶ３の時に減少する。また、ゼロベクトルである電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の時は、上述したように、インバータ９のスイッチング素子１６ａ～１６ｆの逆並列に接続されたダイオード１７により、モータ８とインバータ９とを循環する還流電流が流れる。
　なお、スイッチング素子全てをオフにすると、上述した還流電流は流れることができず、逆並列に接続されたダイオードのみに電流が流れ、直流電源１０へ電流が流れ込む回生モードとなる。直流電源１０は、電荷を蓄積するコンデンサで構成されることが一般的であるため、回生モードの場合、モータ８に流れている電流は急峻に減衰する。そのため、スイッチング素子１６ａ～１６ｆをオンする時間を長くする必要がある。スイッチング素子１６ａ～１６ｆに、ダイオードよりオン電圧（閾値電圧）の高いＩＧＢＴなどを利用している場合、スイッチング素子１６ａ～１６ｆをオンする時間を長くすると、電流が流れることで発生する通流損などが増加してしまう。
　実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、スイッチング素子全てをオフにせず、ゼロベクトルという電流がモータ８を還流する状態を利用することにより、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。
　図８は、キャリア信号の頂及び底のタイミングで、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を交互に切り替えた場合における図５とは異なるタイミングチャートである。図５と図８との違いは、キャリア周波数の位相と電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の位相との関係が反転している点である。つまり、図８では、キャリア信号の前半で、電圧指令値Ｖｕ＊をＨｉ、電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＬｏとし、キャリア信号の後半で、電圧指令値Ｖｕ＊をＬｏ、電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＨｉとしている。
　図８に示す電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較すると、図８に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）・・・の順で変化する。
　つまり、図５では、図６に示す電圧ベクトルがＶ０から時計回りに変化していた。これに対して、図８では、図６に示す電圧ベクトルがＶ０から反時計回りに変化する。
　図９は、図８に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合における出力電圧とモータ８に流れる電流との説明図である。なお、図９において、破線は、図７に示す（つまり、図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合における）出力電圧とモータ８に流れる電流とを示す。
　図９に示すように、実ベクトルである電圧ベクトルＶ３、Ｖ４にて電流が反転して交流の高周波電流が生成される。しかし、図８に示す位相関係の場合は、図５に示す位相関係の場合に比べて、出力電圧の立ち上りが遅く、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対し出力電圧が低くなる現象が発生する。その結果、モータ８に流れる電流の極性変化が遅れ、モータ８に流れる電流量が、図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合と比較して少なくなる（破線参照）。
　したがって、図８に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合、図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合に比べて、モータ８を予熱する電力が小さくなり、同じ電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊にも拘らず予熱量が減少してしまう。
　図８に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合、出力電圧の立ち上りが遅くなる理由について説明する。
　図８に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合、電圧ベクトルは、Ｖ０、Ｖ３、Ｖ７、Ｖ４、Ｖ０、・・・と順に変化する。この電圧ベクトルの軌跡においては、Ｖ０からＶ３へ変化する場合と、Ｖ７からＶ４へ変化する場合とにおいて、正電圧側又は負電圧側の２相分のスイッチング素子が同時に変化する２相スイッチングが発生している（図６参照）。つまり、ゼロベクトルから実ベクトルへ変化する場合において、２相スイッチングが発生している。
　図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合でも２相スイッチングは発生している。しかし、図５に示すＰＷＭ信号でインバータ９を動作させた場合、電圧ベクトルは、Ｖ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・と順に変化する。そのため、２相スイッチングが発生するのは、Ｖ４からＶ７へ変化する場合と、Ｖ３からＶ０へ変化する場合とである（図６参照）。つまり、実ベクトルからゼロベクトルへ変化する場合において、２相スイッチングが発生している。
　２相スイッチングが発生した場合、スイッチング素子１６を構成するアームが２つ同時に変化する。例えば、Ｖ０からＶ３へ変化する場合、ＶＰ＝ＷＰ＝０がＶＰ＝ＷＰ＝１に変化する。すなわち、スイッチング素子１６ｅ、１６ｆがオンからオフになり、スイッチング素子１６ｂ、１６ｃがオフからオンなる。
　ゼロベクトル出力時は、電流の変化は、モータ８のインピーダンス消費による減衰だけであるため、時間当たりの電流の変化の大きさを示す電流時間変化率ｄｉ／ｄｔは小さい。一方、実ベクトル出力時は、電流の極性を変化させており、電流時間変化率ｄｉ／ｄｔは大きい。
　ここで、２相スイッチングが発生すると電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが小さくなる場合がある。
　実ベクトルからゼロベクトルに変化する場合、電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが大きい状態から小さい状態に変化する。この場合、２相スイッチングが発生して電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが小さくなったとしても、もともと電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが小さい状態に変化する場合であるため、影響は少ない。しかし、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合は、電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが小さい状態から大きい状態に変化する場合である。この場合、２相スイッチングが発生して電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが小さくなると、電流時間変化率ｄｉ／ｄｔを大きい状態に変化させようとしているにも関わらず、電流時間変化率ｄｉ／ｄｔが小さくなってしまうため、影響が大きい。つまり、電流を大きく変化させる状態に変化させようとしているにも関わらず、電流を大きく変化させることができなくなってしまうこの影響により、モータ８電流の極性変化が遅れる。
　そのため、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に２相スイッチングが発生すると、モータ８に流れる電流の極性変化が遅れてしまう。
　また、高周波電圧を印加することで、モータ８のインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が少なくなり、インバータ９に流れる電流も少なくなる。ここで、２相スイッチングが発生する場合、モータ８に流れる電流は、２つのスイッチング素子に分流して流れていたものが同時オフして、逆並列に接続されたダイオード１７へ転流することになる。しかし、上述したように、インバータ９に流れる電流が少ないため、スイッチング素子１６をオフした時のテールが発生し、電流が０になるまでに時間がかかる。そのため、２相スイッチングが発生すると、出力電圧の立ち上りが遅くなり、モータ８に流れる電流の極性変化が遅れてしまう。
　そこで、電圧指令生成部１４は、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に、２相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成せず、実ベクトルからゼロベクトルへの変化する場合のみ、２相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成する。
　これにより、スイッチング素子１６のオンオフ切替えによる電流の転流をスムーズに行うことができる。その結果、出力電圧の立ち上りの遅れが抑制でき、電圧指令値通りの出力電圧が得られ、予熱量を確保できる。
　なお、インバータ９には一般的にＴｄと呼ばれる上下アーム短絡防止時間が設定されている。Ｔｄ期間中は、スイッチング素子全てがオフとなり、還流電流が流れる。そのため、Ｔｄ期間中は、ゼロベクトル時より電流減衰が早く、図９に基づき説明した出力電圧歪みが発生し易い。したがって、Ｔｄを有するインバータを用いた場合、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に、２相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成しないことによる効果が顕著に現れる。
　以上のように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００は、高周波電圧をモータ８に印加することで、モータの鉄損と、巻き線に流れる電流により発生する銅損とによって、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。特に、ゼロベクトルから実ベクトルへ変化する場合における２相スイッチングが発生するような電圧指令値の生成を禁止しているため、モータに電流を効率的に流すことができ、結果として圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。
　また、高周波電圧をモータ８に印加しているため、回転トルクや振動が発生することがない。
　なお、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。
　そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。
　また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
　また、圧縮運転モードにおける直流電圧より、加熱モードにおける直流電圧を低くしてもよい。これにより、高周波によるスイッチング損失を低減できる。
　図１０は、インバータ９の電源部３０の構成例を示す図である。なお、図１では、電源部３０を直流電源１０として示していた。
　電源部３０は、三相四線式の交流電源３１と、交流電源３１の三相交流出力を整流する三相整流器３２（第１整流器）と、ＤＣＬ３３と、三相整流器３２の出力を平滑する平滑コンデンサ３４と、ＡＣＬ３５と、交流電源３１のいずれか一相と中性点との出力を入力として整流する単相整流器３６（第２整流器）と、単相整流器３６の出力を平滑する平滑コンデンサ３７と、平滑コンデンサ３４と平滑コンデンサ３７とのいずれからインバータ９へ電圧を出力するかを切り替える切替部３８とを備える。
　交流電源３１は、三相四線式であるため、平滑コンデンサ３４と平滑コンデンサ３７の両端電圧は異なる。平滑コンデンサ３７の両端電圧は、平滑コンデンサ３４の両端電圧の１／√３倍である。
　圧縮運転モードでは、平滑コンデンサ３４の両端電圧を用いてインバータ９を駆動する。しかし、加熱運転モードでは、平滑コンデンサ３４の両端電圧を用いてインバータ９を駆動すると、高周波化によりモータ８のインダクタンス成分によって電流が低減して電流が流れることによる導通損失は低減できるが、スイッチング損失自体は増加してしまう。なお、スイッチング損失はインバータ９の入力電圧に依存する。
　そこで、加熱運転モードでは、平滑コンデンサ３４の両端電圧ではなく、平滑コンデンサ３７の両端電圧を用いてインバータ９を駆動する。つまり、圧縮運転モードにおいては、平滑コンデンサ３４からインバータ９へ電圧を出力し、加熱運転モードにおいては、平滑コンデンサ３７からインバータ９へ電圧を出力するように切替部３８を切り替える。上述したように、平滑コンデンサ３７の両端電圧は、平滑コンデンサ３４の両端電圧の１／√３倍である。したがって、圧縮運転モード時よりも、加熱運転モード時におけるインバータ９の入力電圧を低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。
　これにより、加熱運転モードにおけるインバータ９におけるスイッチング損失を低減でき、インバータ９の効率を向上させ、消費電力を低減できる。また、電圧が低下したことによりスイッチングノイズも低減でき、ノイズ対策を安価に実現できる。
　もちろん、図１０に基づき説明した方法ではなく、他の方法により圧縮運転モードにおける電圧よりも加熱運転モードにおける直流電圧を低下させてもよい。
　また、インバータ９を構成するスイッチング素子１６ａ～１６ｆと、これに並列に接続されたダイオード１７ａ～１７ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　なお、スイッチング素子１６ａ～１６ｆ及びダイオード１７ａ～１７ｆの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよい。
　また、上側スイッチング素子１６ａ～１６ｃもしくは下側スイッチング素子１６ｄ～１６ｆだけをワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。この場合、ゼロベクトルとなる電圧ベクトルをワイドバンドギャップ半導体で構成した側に合わせて配置することにより、電流が流れることにより発生する通流損失を低減することができる。
　また、スイッチング素子１６ａ～１６ｆと逆並列に接続されているダイオード１７のみワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。これは、還流電流がモータ８のインピーダンスだけで流れるためである。特に、還流電流が流れる時間が長くなるような電圧指令値の低い場合に効果が大きい。
　また、ワイドバンドギャップ半導体を用いた場合、耐熱性が向上するため、加熱運転モードにおける高周波電圧の印加時には、空冷のためのファンモータを停止してもよい。特に、モータ８の運転停止時に冷媒が圧縮機１に滞留することを防止するための予熱通電を行うため、運転停止時（運転待機時）の消費電力をファンモータ駆動分だけさらに削減できる。これにより、一層の待機電力削減が実現できる。
　その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。
　また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。
　また、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅の調整や、流れる電流や電圧を検出して５０Ｗ以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。
　なお、インバータ制御部１２は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）、電子回路などで構成される。
　次に、ヒートポンプ装置１００の回路構成の一例について説明する。
　なお、例えば、図１では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが配管により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。ここでは、より具体的な構成のヒートポンプ装置１００について説明する。
　図１１は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図である。
　図１２は、図１１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図１２において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
　ヒートポンプ装置１００は、圧縮機４１と、熱交換器４２と、膨張機構４３と、レシーバ４４と、内部熱交換器４５と、膨張機構４６と、熱交換器４７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路４８を備える。なお、主冷媒回路４８において、圧縮機４１の吐出側には、四方弁４９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器４７の近傍には、ファン５０が設けられる。また、圧縮機４１は、上記実施の形態で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。
　さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ４４と内部熱交換器４５との間から、圧縮機４１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路５２を備える。インジェクション回路５２には、膨張機構５１、内部熱交換器４５が順次接続される。
　熱交換器４２には、水が循環する水回路５３が接続される。なお、水回路５３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
　まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁４９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。
　圧縮機４１で高温高圧となった気相冷媒（図１２の点１）は、圧縮機４１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器４２で熱交換されて液化する（図１２の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路５３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
　熱交換器４２で液化された液相冷媒は、膨張機構４３で減圧され、気液二相状態になる（図１２の点３）。膨張機構４３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ４４で圧縮機４１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図１２の点４）。レシーバ４４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路４８と、インジェクション回路５２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路４８を流れる液相冷媒は、膨張機構５１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路５２を流れる冷媒と内部熱交換器４５で熱交換されて、さらに冷却される（図１２の点５）。内部熱交換器４５で冷却された液相冷媒は、膨張機構４６で減圧されて気液二相状態になる（図１２の点６）。膨張機構４６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器４７で外気と熱交換され、加熱される（図１２の点７）。そして、熱交換器４７で加熱された冷媒は、レシーバ４４でさらに加熱され（図１２の点８）、圧縮機４１に吸入される。
　一方、インジェクション回路５２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構５１で減圧されて（図１２の点９）、内部熱交換器４５で熱交換される（図１２の点１０）。内部熱交換器４５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機４１のインジェクションパイプから圧縮機４１内へ流入する。
　圧縮機４１では、主冷媒回路４８から吸入された冷媒（図１２の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図１２の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図１２の点１１）に、インジェクション冷媒（図１２の点１０）が合流して、温度が低下する（図１２の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図１２の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図１２の点１）。
　なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構５１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構５１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構５１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機４１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。
　ここで、膨張機構５１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。
　次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁４９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。
　圧縮機４１で高温高圧となった気相冷媒（図１２の点１）は、圧縮機４１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器４７で熱交換されて液化する（図１２の点２）。熱交換器４７で液化された液相冷媒は、膨張機構４６で減圧され、気液二相状態になる（図１２の点３）。膨張機構４６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器４５で熱交換され、冷却され液化される（図１２の点４）。内部熱交換器４５では、膨張機構４６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器４５で液化された液相冷媒を膨張機構５１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図１２の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器４５で熱交換された液相冷媒（図１２の点４）は、主冷媒回路４８と、インジェクション回路５２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路４８を流れる液相冷媒は、レシーバ４４で圧縮機４１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図１２の点５）。レシーバ４４で冷却された液相冷媒は、膨張機構４３で減圧されて気液二相状態になる（図１２の点６）。膨張機構４３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器４２で熱交換され、加熱される（図１２の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路５３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。
　そして、熱交換器４２で加熱された冷媒は、レシーバ４４でさらに加熱され（図１２の点８）、圧縮機４１に吸入される。
　一方、インジェクション回路５２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構５１で減圧されて（図１２の点９）、内部熱交換器４５で熱交換される（図１２の点１０）。内部熱交換器４５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機４１のインジェクションパイプから流入する。
　圧縮機４１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
　なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構５１の開度を全閉にして、圧縮機４１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
　また、上記説明では、熱交換器４２は、冷媒と、水回路５３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器４２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。
　また、水回路５３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
　以上のように、ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。
　１　圧縮機、２　四方弁、３　熱交換器、４　膨張機構、５　熱交換器、６　冷媒配管、７　圧縮機構、８　モータ、９　インバータ、１０　直流電源、１１　母線電圧検出部、１２　インバータ制御部、１３　加熱判定部、１４　電圧指令生成部、１５　ＰＷＭ信号生成部、１６　スイッチング素子、１７　ダイオード、３０　電源部、３１　交流電源、３２　三相整流器、３３　ＤＣＬ、３４　平滑コンデンサ、３５　ＡＣＬと、３６　単相整流器、３７　平滑コンデンサ、３８　切替部、４１　圧縮機、４２，４７　熱交換器、４３，４６，５１　膨張機構、４４　レシーバ、４５　内部熱交換器、４８　主冷媒回路、４９　四方弁、５０　ファン、５２　インジェクション回路、５３　水回路、１００　ヒートポンプ装置。

Claims (11)

  1. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
    　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと、
    　前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンＡの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンＡの駆動信号の次には、前記３つのスイッチング素子のうち２つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記３つのスイッチング素子のうち２つのスイッチング素子をオンの状態とし、１つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンＢの駆動信号を生成するインバータ制御部と
    を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
  2. 　前記インバータ制御部は、
    　所定の周波数の基準信号に同期して、３つの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊それぞれを予め設定された２つの値に順に切り替えて選択する電圧指令選択部と、
    　前記電圧指令選択部が選択した３つの電圧指令値と前記基準信号とを比較して、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する駆動信号生成部と
    を備えることを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  3. 　前記基準信号は、時間に対する値の変化における頂と谷とが特定可能な信号であり、
    　前記電圧指令選択部は、前記基準信号の頂と底との両方のタイミングで前記３つの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊それぞれを切り替える
    ことを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  4. 　前記インバータ制御部は、前記圧縮機に冷媒を圧縮させる圧縮運転モードと、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードとのいずれかで運転し、前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記モータが回転する周波数の交流電圧を前記三相インバータに発生させ、前記加熱運転モードで運転する場合には、前記圧縮運転モードの場合に発生させる交流電圧の周波数より高く、前記モータが回転しない周波数の前記高周波交流電圧を前記三相インバータに発生させる
    ことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  5. 　前記ヒートポンプ装置は、さらに、
    　前記三相インバータへ電圧を印加する電源部であって、前記インバータ制御部が前記加熱運転モードで運転する場合には、前記インバータ制御部が前記圧縮運転モードで運転する場合よりも低い電圧を前記三相インバータへ印加する電源部
    を備えることを特徴とする請求項４に記載のヒートポンプ装置。
  6. 　前記電源部は、
    　三相四線式の交流電源と、
    　前記交流電源の三相交流出力を入力として整流する第１整流器と、
    　前記交流電源のいずれか一相と中性点との出力を入力として整流する第２整流器と、
    　前記インバータ制御部が前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記第１整流器で整流された電圧を前記三相インバータへ印加し、前記インバータ制御部が前記加熱運転モードで運転する場合には、前記第２整流器で整流された電圧を前記三相インバータへ印加するように切り替える切替部と
    を備えることを特徴とする請求項５に記載のヒートポンプ装置。
  7. 　前記三相インバータを構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体である
    ことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  8. 　前記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンドのいずれかである
    ことを特徴とする請求項７に記載のヒートポンプ装置。
  9. 　前記三相インバータを構成するスイッチング素子は、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  10. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、第１熱交換器と、膨張機構と、第２熱交換器とが配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第１熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置とを備えるヒートポンプシステムであり、
    　前記ヒートポンプ装置は、さらに、
    　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと、
    　前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンＡの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンＡの駆動信号の次には、前記３つのスイッチング素子のうち２つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記３つのスイッチング素子のうち２つのスイッチング素子をオンの状態とし、１つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンＢの駆動信号を生成するインバータ制御部と
    を備えることを特徴とするヒートポンプシステム。
  11. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
    　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと
    を備えるヒートポンプ装置における前記三相インバータの制御方法であり、
    　前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御工程であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンＡの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンＡの駆動信号の次には、前記３つのスイッチング素子のうち２つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記３つのスイッチング素子のうち２つのスイッチング素子をオンの状態とし、１つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンＢの駆動信号を生成するインバータ制御工程
    を備えることを特徴とする三相インバータの制御方法。
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