WO2014167645A1 - 永久磁石型モータ及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

永久磁石型モータ及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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美奈子 家藤
勇二 滝澤
祥子 川崎
中野　正嗣
豊秋 有働
阿久津　悟
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Definitions

  • the present invention relates to a rotation in which a magnetic projection is provided between a stator in which multiple multiphase windings are wound around a stator core, and a permanent magnet having a different polarity arranged adjacent to the rotor core.
  • the present invention relates to a permanent magnet type motor composed of a child and an electric power steering apparatus equipped with the same.
  • Patent Document 1 discloses a multi-phase winding motor having a multi-phase winding group composed of a multi-phase winding and an inverter for driving the multi-phase winding in a single AC motor. ing.
  • the torque of the entire motor is obtained by energizing the inverters so that the torque ripple generated by one multiphase winding and the torque ripple generated by another multiphase winding are in opposite phases. Ripple can be offset.
  • the present invention provides a permanent magnet type motor capable of ensuring the controllability of the motor and an electric power steering apparatus equipped with the permanent magnet type motor.
  • the permanent magnet type motor according to the present invention has a magnetic projection between adjacent permanent magnets for a multiplex multiphase winding AC motor, so that the reluctance torque can be increased in each multiphase winding, The motor output can be increased.
  • a permanent magnet on the surface of the rotor core, the magnetic gap between the rotor and the stator can be increased, and a non-magnetic gap is provided between the permanent magnet and the protrusion. Therefore, magnetic coupling between multiphase windings, that is, an increase in mutual inductance can be suppressed, so even when the current control response frequency is high, disturbance voltages are unlikely to overlap each other between the multiphase windings, thus canceling out the torque ripple.
  • Such motor control becomes possible.
  • the same effect can be achieved also in the electric power steering apparatus equipped with the permanent magnet type motor according to the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of armature windings between a set of multiple multiphase winding AC motors in the first embodiment.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing a q-axis equivalent circuit configuration of the multiple multiphase winding AC motor according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the electric drive device according to the first embodiment.
  • 1 is a cross-sectional view showing a configuration of a multi-phase winding permanent magnet type motor in Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a method for driving the multiplex multiphase winding AC motor according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing torque characteristics of the multiplex multiphase winding AC motor according to Embodiment 1.
  • FIG. It is explanatory drawing which simplifies and shows the rotor which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 9 is a diagram showing the no-load rotation speed and the iron core length when the electrical angle ⁇ t occupied by the surface of the protruding portion facing the stator iron core is changed.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating a rotor according to a third embodiment in a simplified manner.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating a rotor according to a third embodiment in a simplified manner.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the no-load rotation speed and the iron core length when the thickness h of the permanent magnet is constant and the height h of the protrusion is changed.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating a rotor according to a fourth embodiment in a simplified manner. It is a figure which shows the change of the rated torque at the time of changing the space
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing a configuration of a rotor in a fifth embodiment.
  • FIG. 3 is a perspective view showing a rotor in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a perspective view showing a rotor in a sixth embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a voltage waveform of a motor terminal in the first embodiment. It is explanatory drawing which shows the structure of a general electric power steering apparatus.
  • FIG. FIG. 18 is an explanatory diagram showing a configuration of a general electric power steering device of an automobile.
  • the driver steers a steering wheel (not shown), and the torque is transmitted to the shaft 3 via a steering shaft (not shown).
  • the torque detected by the torque sensor 4 is converted into an electric signal and transmitted to an ECU (Electronic Control Unit) through the connector 1 through a cable (not shown).
  • the ECU includes an inverter circuit that drives the control board and the motor.
  • vehicle information such as vehicle speed is converted into an electrical signal and transmitted to the ECU via the connector 2.
  • the ECU calculates necessary assist torque from the vehicle information such as the torque and the vehicle speed, and supplies current to the permanent magnet type motor 5 through the inverter.
  • the permanent magnet type motor 5 is arranged in a direction parallel to the movement direction Dr (indicated by an arrow) of the rack shaft.
  • the power supply to the ECU is sent from the battery or alternator via the power connector 6.
  • the torque generated by the motor 5 is decelerated by a gear box 7 containing a belt (not shown) and a ball screw (not shown), and a rack shaft (not shown) inside the housing 8 is moved in the direction of the arrow Dr.
  • Thrust is generated to assist the driver's steering force.
  • the tie rod 9 moves, the tire can steer and the vehicle can be turned.
  • the rack boot 10 is provided so that foreign matter does not enter the apparatus.
  • the motor 5 and the ECU are integrated to constitute an electric drive device.
  • the bearing 15a together with the bearing 15b, rotatably supports a rotating shaft (shaft) 16.
  • the bearing 15b is supported by a wall portion 17 provided integrally with the frame 13 or separately.
  • a rotor core 18 is press-fitted into the shaft 16, and a permanent magnet 19 is fixed to the rotor core 18.
  • a pulley 20 that drives the rack shaft is coupled to the front end of the shaft 16.
  • a sensor permanent magnet 21 is coupled to the rear end of the shaft 16.
  • the frame 13 is fixed by a housing that also serves as a heat sink 24 provided on the rear surface of the motor 5.
  • a case 25 is hermetically fixed to the rear surface of the heat sink 24.
  • a control board 26 of the ECU and a switching element 27 constituting an inverter circuit for driving the motor 5 are housed with an intermediate member 34 interposed.
  • the switching element 27 dissipates heat generated by being placed on the heat sink 24.
  • a sensor unit 28 that detects the rotational position of the motor 5 is provided with a substrate 30 with a magnetic sensor 29 facing the sensor permanent magnet 21 coupled to the shaft 16, and the rotational position of the motor 5 detected by the magnetic sensor 29. Is output to the control board 26 via the connection member 31.
  • Reference numeral 32 denotes a support part for fixing the connection member 31 to the substrate 30, and 33 denotes a recess 33 provided in the heat sink 24 with respect to the substrate 30.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view showing the configuration of a multi-phase winding permanent magnet motor.
  • a stator 42 is provided on the outer peripheral side of the rotor 41, and the stator 42 has an armature winding 12 and a stator core 11.
  • the stator core 11 includes an annular core back 43 made of a magnetic material such as an electromagnetic steel plate, and teeth 44 extending from the core back 43 to the inner peripheral side.
  • the armature winding 12 is accommodated in a slot 45 provided between adjacent teeth 44.
  • insulating paper or the like is inserted between the armature winding 12 and the stator core 11 to ensure electrical insulation. For example, a total of 48 teeth 44 are provided, and therefore the number of slots 45 is also 48. Slot numbers 1 to 48 are assigned to the slots 45. In the slot 45, the coil of the armature winding 12 is accommodated.
  • the first armature winding set is composed of three phases U1, V1 and W1 (see FIG. 1), and the second armature winding set is composed of U2, V2 and W2 phases. It is configured. As shown in FIG. 5, the windings are arranged in the order of U1, U2, W1, W2, V1, V2 from the first slot, and in the order of U1, U2, W1, W2, V1, V2 after the seventh slot. Arranged in the same order up to the 48th. That is, the first armature winding and the second armature winding are disposed in adjacent slots. However, the armature windings are arranged so that the current directions of U1 of the first slot and U1 of the seventh slot are opposite to each other.
  • a rotor 41 including a permanent magnet 19 facing the stator core is provided on the surface of the rotor core 18.
  • Eight permanent magnets 19 are arranged in the circumferential direction. The polarities of adjacent permanent magnets 19 are opposite to each other.
  • protrusions 46 are provided between the permanent magnets 19 on the surface of the rotor core 18.
  • a non-magnetic gap 47 for reducing leakage magnetic flux is provided between the projection 46 and the permanent magnet 19 on both sides of the projection 46.
  • the protrusion 46 has the effect of reducing the gap of the motor 5 and increases the inductance. As a result, the flux-weakening control can easily exert an effect, and there is an effect that the torque can be improved during high-speed rotation.
  • the rotor core 18 is configured by laminating electromagnetic steel plates and the like, and the electromagnetic steel plates are connected to each other by a crimping portion (not shown).
  • a shaft 16 passes through the center of the rotor core 18.
  • a metal protective tube may be provided so as to cover the outer periphery of the permanent magnet 19 in order to prevent the permanent magnet 19 from scattering.
  • the protective tube is made of a nonmagnetic metal such as aluminum or SUS (stainless steel).
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a method for driving the multi-phase winding AC motor according to the first embodiment.
  • the 6-phase (U1, V1, W1, U2, V2, W2) armature windings of the multi-phase winding AC motor 5 are connected to the three-phase terminals (U1 ′, V1) of the first inverter. ', W1'), U1 and U1 ', U2 and U2', V1 and V1 ', V2 and V2', W1 and W1 ', W2 on the three-phase terminals (U2', V2 ', W2') of the second inverter And W2 ′ are connected to each other.
  • the magnetic flux generated by the multi-phase winding group is linked to the other multi-phase winding group, so that the other multi-phase windings are combined.
  • a voltage is generated in the wire set. This is superimposed as a disturbance on the voltage applied to the other multi-phase winding set by the inverter, so that the motor control that cancels the torque ripple generated by each multi-phase winding set in the opposite phase is more effective. There was a problem of becoming difficult.
  • FIG. 1 is an explanatory view showing a connection method of armature windings of a motor having a double three-phase winding.
  • FIG. 1A is an explanatory diagram of ⁇ connection
  • FIG. 1B is an explanatory diagram of Y connection.
  • the present invention can be applied to both ⁇ connection and Y connection.
  • An equivalent circuit of the U1 phase of the first winding group (first armature winding group) and the U2 phase armature winding of the second winding group (second armature winding group) is expressed as shown in FIG. be able to.
  • first armature winding group first armature winding group
  • second armature winding group second armature winding group
  • Vu represents each terminal voltage of the winding
  • Iu current
  • R represents resistance
  • Ve represents induced voltage
  • lm leakage inductance
  • M represents mutual inductance
  • subscripts 1 and 2 represent primary sides, respectively.
  • Secondary side. N is a turn ratio referred to as a transformer. Of these values, especially lm and M are different from values used in normal motor control, and indicate the inductances between multiple two phases arranged in parallel.
  • n 1.
  • Equivalent circuit of V1 phase and V2 phase, W1 phase and W2 phase, U1 phase and V2 phase, U1 phase and W2 phase, V1 phase and U2 phase, V1 phase and W2 phase, W1 phase and U2 phase, W1 phase and V2 phase 2 is also the same as FIG. 2, so in the case of three-phase equilibrium, even if coordinate conversion is performed from the UVW three-phase to the dq axis of the rotor, the equivalent circuit on this dq axis is the same as the equivalent circuit shown in FIG. Become.
  • FIG. 3 shows the equivalent circuit of the q-axis in the form of a block diagram when the coordinates are converted to the rotor dq-axis.
  • vq1 and vq2 are q-axis voltages of the first winding group and the second winding group
  • iq1 and iq2 are q-axis currents of the first winding group and the second winding group, respectively
  • Lq1 and Lq2 are respectively Q-axis components of the self-inductance of the windings of the first winding set and the second winding set
  • Ra1 and Ra2 are resistance components of the windings of the first winding set and the second winding set
  • Mq12 and Mq21 are the first It is the q-axis component of the mutual inductance of the winding between the winding set and the second winding set.
  • s represents a differential operator of Laplace transform.
  • vq12 and vq21 are disturbance voltages superimposed on the first winding group and the second winding group due to the mutual inductance between the first winding group and the second winding group, respectively.
  • FIG. 3 shows an equivalent circuit on the rotor q-axis, but the equivalent circuit on the rotor d-axis has the same configuration. Since the disturbance voltage is proportional to the differential value s, which is the control response frequency of the current, it increases as the current is controlled at high speed by motor control, making motor control that cancels torque ripple at a high response frequency difficult. .
  • the amount of voltage supplied to the motor is limited, and thus the dependency on the rotational speed of the torque is limited. large. That is, in order to increase the output of the motor, it is necessary to improve both the torques in the operation region A and the operation region B having different drive conditions.
  • the torque T of the multiplex multiphase winding AC motor of the first embodiment is expressed as follows.
  • ⁇ m in equation (1) is the amount of magnetic flux generated by the permanent magnet
  • id and iq are the d-axis and q-axis currents supplied to the multi-phase winding, respectively
  • P is the number of magnetic poles of the multi-phase winding AC motor.
  • one item on the right side is magnet torque, and two items are reluctance torque.
  • armature made of a magnetic material protruding from a rotor core (field magnetic core) 18 is disposed between adjacent permanent magnets 19.
  • disturbance voltages interact with each other to obtain disturbance values iq1 ′ and iq2 ′ for the current control system.
  • the disturbance values iq1 ′ and iq2 ′ are expressed as follows from the q-axis equivalent circuit block diagram of FIG.
  • iq1 and iq2 are q-axis currents of the respective windings of the first winding group and the second winding group
  • Ra1 and Ra2 are resistances of the windings of the first winding group and the second winding group, respectively.
  • Lq1 and Lq2 are q-axis components of the self-inductance of each of the first winding group and the second winding group
  • Mq12 is the winding of the first winding group and the second winding group. It is a q-axis component of mutual inductance representing interference.
  • the Laplace transform differential operator s is increased, and the disturbance value is substantially dependent on the magnetic coupling Mq12 / Lq1 or the magnetic coupling Mq12 / Lq2 from the above equation. It is clear.
  • the disturbance value increases.
  • the response of the current control system cannot be increased, and the controllability of the motor deteriorates.
  • the armature according to the first embodiment may be considered as Mq12 / Lq1 ⁇ Mq12 / Lq2 because the first winding group and the second winding group are symmetrical structures. Therefore, the magnetic coupling will be described for Mq12 / Lq1.
  • the armature coils U1 and U2 are arranged in adjacent slots, and ⁇ is represented by the following expression when the angle between the adjacent slots is ⁇ (electrical angle).
  • P is the number of magnetic poles of the multiphase winding AC motor
  • N is the number of slots
  • ⁇ 30 degrees (electrical angle).
  • Equation (5) is a relational expression regarding magnetic flux, but the same relational expression holds for the voltage Vu2 generated in the armature coil U2 when the voltage Vu1 is applied to the armature coil U1. This shows that the same relational expression holds for the voltage generated at U2-V2 of the second winding set when U1-V1 of the first winding set of the motor is excited.
  • the magnetic coupling is reduced by devising the structure on the rotor 41 side.
  • the rotor 41 has a permanent magnet 19 disposed on the surface of the rotor core 18.
  • Eight permanent magnets 19 are arranged in the circumferential direction, and the magnetization directions of the permanent magnets 19 are magnetized so that the magnetization directions of the permanent magnets 19 adjacent in the circumferential direction are opposite to each other. Since the magnetic gap between the rotor 41 and the stator 42 can be increased by disposing the permanent magnet 19 on the surface of the rotor core 18, the magnetic coupling between the first winding group and the second winding group is reduced. The effect that it can be obtained.
  • a protrusion 46 is provided between the adjacent permanent magnets 19.
  • the protrusion 46 is made of a magnetic material.
  • the rotor core 18 is configured by laminating steel plates such as electromagnetic steel plates and SPCC (cold rolled steel plates), and the protrusions 46 are configured to be integrated by punching the electromagnetic steel plates and SPCC with a die. The Since the protrusions 46 are provided, the inductance can be improved, the effect of weakening magnetic flux control can be easily exhibited, and the torque at high speed rotation can be improved. In addition, reluctance torque can be generated, the motor torque can be improved, and the amount of permanent magnet 19 used can be reduced.
  • nonmagnetic gap portions 47 are provided on both sides of the protrusion 46.
  • the gap 47 may be an air gap (air), or may be made of a nonmagnetic metal such as aluminum or SUS (stainless steel) or a resin. When the gap 47 is a gap, the weight can be reduced.
  • the presence of the nonmagnetic gap portion 47 can reduce the leakage magnetic flux generated between the permanent magnet 19 and the protrusion 46. Therefore, there is an effect that the torque can be improved and the usage amount of the permanent magnet 19 can be reduced.
  • the non-magnetic gap 47 also acts as a magnetic gap between the stator 42 and the rotor 41, thereby reducing the magnetic coupling between the windings of the first winding group and the second winding group. There is an effect that can be done.
  • FIG. 15 is a perspective view showing the rotor in the first embodiment.
  • the nonmagnetic gap 47 provided between the permanent magnet 19 and the protrusion 46 is provided over the entire axial direction.
  • the nonmagnetic gap portion 47 is not necessarily provided over the entire axial direction. If the width of the protruding portion 46 is increased in a part of the axial direction so as to contact the side surface of the permanent magnet 19, the permanent magnet 19 can be positioned in the circumferential direction. Position accuracy can be improved. As a result, there is an effect that torque ripple caused by unbalance on the rotor side can be reduced.
  • the controllability can be improved. As a result, the voltage Vu2-v2 generated at the U2-V2 terminal of the second winding set when the U1-V1 terminal of the first winding set of the motor is excited with the voltage Vu1-v1.
  • FIG. 17 shows a voltage waveform when an AC voltage is applied to the motor terminal of the first winding group and the voltage of the motor terminal of the second winding group is measured.
  • the voltage on the vertical axis is normalized so that Vu1-v1 is 1.
  • the frequency of the voltage was set to 1 kHz as a high frequency so that the resistance with respect to the reactance of the armature winding can be ignored.
  • the voltage waveform was a sine wave. From FIG. 17, Vu2-v2 is sufficiently smaller than the value obtained by multiplying Vu1-v1 by 0.866. Therefore, the condition of Equation (9) is satisfied, and the interval between the first winding group and the second winding group is satisfied. It can be seen that a motor with small magnetic coupling and good controllability was obtained.
  • the multi-phase winding AC motor having 8 poles and 48 slots in which the winding sets have an electrical phase difference of 30 ° has been described.
  • the multi-phase winding is not limited to the phase difference, the number of poles, and the number of slots, but the winding is electrically separated into two and each winding set is driven by a different motor driving device For the line AC motor, the same effect as described above can be obtained.
  • the armature winding is wound across a plurality of teeth 44
  • the winding pitch of the armature winding is a full-pitch winding with an electrical angle of 180 °
  • the same effect as described above can be obtained even when the electrical angle is other than 180 °.
  • the multi-phase winding AC motor is described in which the windings are electrically separated into two winding sets and are driven by two different motor driving devices. The same effect as described above can be obtained when the number of winding sets separated and the number of motor driving devices are increased.
  • the multi-phase winding AC motor of Embodiment 1 is applied to an electric power steering apparatus, torque ripple can be reduced and the steering feeling of the driver can be improved. Further, it is possible to improve the quietness of a vehicle equipped with the electric power steering device. Since the output of the multi-phase winding AC motor is improved, the electric power steering device can be reduced in size and weight, and the vehicle equipped with the electric power steering device can be reduced in size and weight.
  • FIG. 8 shows the structure of the rotor, and only two poles are shown for simplicity.
  • the angle occupied by the surface of the projection 46 facing the stator core is ⁇ t.
  • FIG. 9 is a diagram showing the no-load rotation speed and the iron core length (the length of the iron core in the rotation axis direction) when ⁇ t is changed in FIG.
  • ⁇ t is expressed in electrical angle.
  • the width ⁇ t of the protrusion 46 As the width ⁇ t of the protrusion 46 is increased from 0, the width of the protrusion 46 increases, so that the reluctance torque can be used instead of the magnet torque. And the no-load rotation speed increases.
  • the motor core length When 0 ⁇ t ⁇ 50 (degrees), the motor core length can be reduced, and at the same time, the no-load rotational speed is increased.
  • the reluctance torque can be used in the operation region B (high speed region), the magnet torque can be used in the operation region A (low rotation region), and the torque in the operation region B can be increased without increasing the rotation shaft length as compared with the case where no protrusion is provided. It can be improved.
  • the magnetic gap between the rotor 41 and the stator 42 can be increased by arranging the permanent magnet 19 on the surface of the rotor core as described above, the first winding group and the second winding group The effect that magnetic coupling can be reduced is obtained.
  • the non-magnetic gap 47 is provided between the permanent magnet 19 and the protrusion 46, the leakage magnetic flux generated between the permanent magnet 19 and the protrusion 46 can be reduced, and at the same time, the non-magnetic gap 47 Since this also acts as a magnetic gap between the stator 42 and the rotor 41, the magnetic coupling between the armature coils of the first winding group and the second winding group can be reduced.
  • FIG. 10 shows the structure of the rotor, and only one pole is shown for simplicity.
  • the thickness of the permanent magnet 19 is Tm
  • the height of the protrusion 46 (the height of the protrusion 46 from the lower end surface of the permanent magnet) is h.
  • the reluctance torque can be used instead of the magnet torque, the iron core length decreases, the winding resistance also decreases, and the no-load rotation speed becomes larger.
  • h / Tm 1, that is, when the height of the protrusion 46 is equal to the thickness of the permanent magnet 19, the iron core length is minimum.
  • a motor having a large saliency such as a reluctance motor has a large torque ripple, so the range of h / Tm> 1 is not desirable because the steering feeling is deteriorated, and the range of 0 ⁇ h / Tm ⁇ 1 is a motor control.
  • the length of the iron core can be shortened compared to the case where there is no protrusion 46, and therefore the motor can be reduced in size, which is advantageous in terms of fuel efficiency improvement and attachment.
  • the magnetic gap between the rotor 41 and the stator 42 can be increased, so that the first winding group and the second winding group The magnetic coupling can be reduced.
  • the non-magnetic gap 47 is provided between the permanent magnet 19 and the protrusion 46, the leakage magnetic flux generated between the permanent magnet 19 and the protrusion 46 can be reduced, and at the same time, the non-magnetic gap 47 Since this also acts as a magnetic gap between the stator 42 and the rotor 41, the magnetic coupling between the armature coils of the first winding group and the second winding group can be reduced.
  • FIG. 12 shows the structure of the rotor, and only one pole is shown for simplicity.
  • the angles in the circumferential direction of the nonmagnetic gap portion 47 between the permanent magnet 19 and the protrusion 46 are denoted by ⁇ a1 and ⁇ a2.
  • ⁇ a1 ⁇ a2.
  • FIG. 13 is a diagram showing a change in the rated torque when the distance between the permanent magnet 19 and the protrusion 46, that is, the circumferential angle of the nonmagnetic gap 47 is changed while the width of the protrusion 46 is constant. .
  • the value is a ratio when the interval is zero and 100%.
  • the interval ⁇ a As the interval ⁇ a increases from 0, the amount of magnetic flux of the permanent magnet 19 leaking in the rotor 41 decreases, so the amount of magnetic flux contributing to the torque increases and the rated torque increases. If the interval ⁇ a exceeds 10 degrees, the permanent magnet 19 magnetic flux that contributes to torque decreases, so the effect of decreasing the permanent magnet 19 magnetic flux itself increases. When the interval ⁇ a exceeds 20 degrees, the rated torque is reduced as compared with the case of the interval 0.
  • the range of 0 ⁇ a ⁇ 20 ° is the optimum range for increasing the rated torque. Further, as described above, by arranging the permanent magnet 19 on the surface of the rotor core 18, the magnetic gap between the rotor 41 and the stator 42 can be increased, so that the first winding group and the second winding group The effect that magnetic coupling can be reduced is obtained.
  • non-magnetic gap 47 is provided between the permanent magnet 19 and the protrusion 46, the leakage magnetic flux generated between the permanent magnet 19 and the protrusion 46 can be reduced, and at the same time, this non-magnetic gap Since 47 also acts as a magnetic gap between the stator 42 and the rotor 41, the magnetic coupling between the armature coils of the first winding group and the second winding group can be reduced.
  • FIG. 14 shows a structure in which the iron core with the protrusions 46 and the iron core without the protrusions 46 or with a small protrusion 46 or the iron cores having the protrusions 46 serving as permanent magnet pressers are combined and laminated in the fifth embodiment. It is explanatory drawing. For simplification, only one pole is shown.
  • the portions indicated by A ⁇ b> 1 and A ⁇ b> 2 are regions where the protrusion 46 is in contact with the permanent magnet 19 and there is no nonmagnetic gap 47.
  • the portions indicated by B1 and B2 are regions where nonmagnetic gap portions 47 are provided.
  • the portions indicated by C1 and C2 are regions provided with nonmagnetic gap portions 47 wider than B1 and B2.
  • D is an area without the protrusion 46.
  • the protrusions 46 in the areas indicated by A 1 and A 2 can be used for positioning the permanent magnet 19. Also, torque ripple and cogging torque can be changed if the shape, such as the width and height of the protrusion 46, is different.
  • the torque ripple and cogging torque can be reduced by combining them in the direction of the rotation axis as shown in FIG. The effect that it can be obtained.
  • the rotor core 18 as shown in FIG. 14 can be laminated by devising the configuration of the mold, and the above-described effects can be obtained without significantly increasing the cost.
  • FIG. 16 is a perspective view showing a rotor in which a nonmagnetic gap portion is constituted by a resin member 48.
  • the nonmagnetic gap portion is disposed so that the resin member abuts against the side surface of the permanent magnet 19.
  • the permanent magnet 19 can be positioned in the circumferential direction, and manufacturing variations on the rotor side can be reduced, so that a motor having a small cogging torque and torque ripple can be obtained.
  • the effect of preventing the permanent magnet 19 from scattering can be obtained. Further, if the adhesive is omitted, an effect that production cost and material cost can be reduced can be obtained. The same effect can be obtained with the gap portion 47 of the nonmagnetic portion, not limited to resin, but also with a metal such as nonmagnetic aluminum or SUS. However, since resin is lighter than metal, it has the effect of reducing motor weight and reducing inertia. It should be noted that the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.

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Abstract

　モータの制御性を確保すると共に、リラクタンストルクが利用できる永久磁石型モータを得る。電機子巻線（１２）は複数組の多相巻線であり、前記電機子巻線（１２）の複数組はそれぞれ個別のインバータから電流が供給され、回転子鉄心（１８）の表面部には、永久磁石（１９）が周方向に配置され、隣り合う前記永久磁石（１９）の極性が互いに逆であり、隣り合う前記永久磁石（１９）の間には、前記回転子鉄心（１８）から突設された磁性体からなる突起部（４６）が設けられ、前記突起部（４６）と前記永久磁石（１９）との間には回転軸方向に非磁性のギャップ部（４７）が介在している。

Description

永久磁石型モータ及び電動パワーステアリング装置
　本発明は、固定子鉄心に多重多相巻線が巻回された固定子と、回転子鉄心に隣り合って配置される異極の永久磁石間に磁性体の突起部が設けられている回転子とから構成される永久磁石型モータ及びこれを搭載した電動パワーステアリング装置に関するものである。
　特許文献１には、多相巻線とこの多相巻線を駆動するインバータとで構成される多相巻線群を、一つの交流モータ内に複数群有する多重多相巻線モータが開示されている。このようなモータにおいては、ある多相巻線により生じるトルクリップルと、他の多相巻線により生じるトルクリップルとを逆位相となるように、互いのインバータに通電することで、モータ全体のトルクリップルを相殺することができる。
特開平７－２９８６８５号公報
　しかしながら、多重多相巻線の交流モータにおいては、複数の多相巻線が近接して配置されていると、ある多相巻線の作る磁束が他の多相巻線に鎖交することで、前記他の多相巻線に電圧を生じさせる。これは他の多相巻線のインバータで通電するための印加電圧に外乱として重畳されることになるので、互いの多相巻線により生じるトルクリップルを逆位相にして相殺するモータ制御がより難しくなるという課題があった。
　本発明は、前記課題に鑑み、モータの制御性を確保し得る永久磁石型モータ及びこれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供するものである。
　本発明の永久磁石型モータは、電機子巻線がスロットに収められた固定子鉄心を有する固定子と、前記固定子の内周側にエアギャップを介して前記固定子と対向する回転子鉄心を有し、回転軸で回転自在に支承される回転子とを備え、前記電機子巻線は複数組の多相巻線であり、前記電機子巻線の複数組はそれぞれ個別のインバータから電流が供給され、
前記回転子鉄心の表面部には、永久磁石が周方向に配置され、隣り合う前記永久磁石の極性が互いに逆であり、隣り合う前記永久磁石の間には、前記回転子鉄心から突設された磁性体からなる突起部が設けられ、前記突起部と前記永久磁石との間には回転軸方向の全部又は一部に非磁性のギャップ部が介在しているものである。
　本発明に係る永久磁石型モータは、多重多相巻線交流モータについて、隣り合う永久磁石間に磁性体の突起部が設けられているので、個々の多相巻線ではリラクタンストルクを大きくでき、モータの高出力化ができる。一方、回転子鉄心の表面部に、永久磁石を配置することで、回転子と固定子の間の磁気的ギャップを大きくでき、さらに永久磁石と突起部の間に非磁性のギャップ部を設けることで、多相巻線間の磁気的カップリングすなわち相互インダクタンスの増加を抑制できるので、電流の制御応答周波数が高い場合でも多相巻線間に互いに外乱電圧が重畳しにくく、トルクリップルを相殺するようなモータ制御が可能となる。そして、本発明に係る永久磁石型モータを搭載した電動パワーステアリング装置においても、同様な効果を奏することができる。
　本発明の上記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下の本発明の詳細な説明から、さらに明らかになるであろう。
本発明の実施の形態１における多重多相巻線交流モータの電機子巻線の接続方法を示す説明図である。 実施の形態１における多重多相巻線交流モータの組間の電機子巻線の等価回路を示す説明図である。 実施の形態１における多重多相巻線交流モータのｑ軸の等価回路構成を示す説明図である。 実施の形態１における電動駆動装置の構成を示す説明図である。 実施の形態１における多重多相巻線の永久磁石型モータの構成を示す断面図である。 実施の形態１における多重多相巻線交流モータの駆動方法を説明する回路図である。 実施の形態１における多重多相巻線交流モータのトルク特性を示す説明図である。 実施の形態２に係る回転子を簡略化して示す説明図である。 図８に関し、突起部の固定子鉄心に対向する面の占める電気角度θｔを変えたときの無負荷回転数、鉄心長を示す図である。 実施の形態３に係る回転子を簡略化して示す説明図である。 図１０に関し、永久磁石の厚さＴｍを一定として突起部の高さｈを変えたときの無負荷回転数、鉄心長を示す図である。 実施の形態４に係る回転子を簡略化して示す説明図である。 図１２に関し、突起部の幅を一定としたまま、永久磁石と突起部の間隔を変化させた場合の定格トルクの変化を示す図である。 実施の形態５における回転子の構成を示す説明図である。 実施の形態１における回転子を示す斜視図である。 実施の形態６における回転子を示す斜視図である。 実施の形態１におけるモータ端子の電圧波形を示す説明図である。 一般的な電動パワーステアリング装置の構成を示す説明図である。
実施の形態１．
　図１８は自動車の一般的な電動パワーステアリング装置の構成を示す説明図である。運転者はステアリングホイール（図示しない）を操舵し、そのトルクがステアリングシャフト（図示しない）を介してシャフト３に伝達される。このときトルクセンサ４が検出したトルクは電気信号に変換されケーブル（図示しない）を通じてコネクタ１を介してＥＣＵ（Electronic　Control　Unit）に伝達される。ＥＣＵは制御基板とモータを駆動するインバータ回路を備えている。一方、車速などの自動車の情報が電気信号に変換されコネクタ２を介してＥＣＵに伝達される。ＥＣＵはこのトルクと車速などの自動車の情報から、必要なアシストトルクを演算し、インバータを通じて永久磁石型モータ５に電流を供給する。
　永久磁石型モータ５はラック軸の移動方向Ｄｒ（矢印で示す）に平行な向きに配置されている。また、ＥＣＵへの電源供給は、バッテリーやオルタネータから電源コネクタ６を介して送られる。モータ５が発生したトルクはベルト（図示せず）とボールネジ（図示せず）が内蔵されたギヤボックス７によって減速されハウジング８の内部にあるラック軸（図示せず）を矢印の方向Ｄｒに動かす推力を発生させ、運転者の操舵力をアシストする。これにより、タイロッド９が動き、タイヤが転舵して車両を旋回させることができる。永久磁石型モータ５のトルクによってアシストされ運転者は少ない操舵力で車両を旋回させることができる。なお、ラックブーツ１０は異物が装置内に侵入しないように設けられている。また、モータ５とＥＣＵは一体となって、電動駆動装置を構成している。
　図４は実施の形態１における電動駆動装置の構成を示す説明図である。なお、各図中、同一符号は、同一又は相当部分を示す。電動駆動装置は本発明の永久磁石型モータである多重多相巻線交流モータとＥＣＵが一体となった構造となっている。まず、多重多相巻線を有する永久磁石型モータについて説明する。永久磁石型モータ５は、電磁鋼板を積層して構成される固定子鉄心１１と固定子鉄心１１に収められた電機子巻線１２と固定子鉄心１１を固定するフレーム１３を有する。さらにフレーム１３はモータ５の前面部に設けられたハウジング１４とボルト１５によって固定されている。ハウジング１４には軸受１５ａが設けられ、軸受１５ａは軸受１５ｂと共に、回転軸（シャフト）１６を回転自在に支承している。軸受１５ｂはフレーム１３と一体あるいは別体に設けられた壁部１７に支持されている。シャフト１６には回転子鉄心１８が圧入されていて、回転子鉄心１８には永久磁石１９が固定されている。シャフト１６の前端部にはラック軸を駆動するプーリー２０が結合されている。シャフト１６の後端部にはセンサ用永久磁石２１が結合されている。
　フレーム１３はモータ５の後面部に設けられたヒートシンク２４を兼ねたハウジングによって固定されている。ヒートシンク２４の後面部には、ケース２５が密封して固定されている。ケース２５の内部には、ＥＣＵの制御基板２６とモータ５を駆動するインバータ回路を構成するスイッチング素子２７とが中間部材３４を介在させて収納されている。スイッチング素子２７はヒートシンク２４上に載置されて発生する熱を放熱している。モータ５の回転位置を検出するセンサ部２８には、シャフト１６に結合されたセンサ用永久磁石２１に対向して磁気センサ２９付き基板３０が設けられ、磁気センサ２９で検出したモータ５の回転位置を接続部材３１を経由して制御基板２６に出力している。３２は接続部材３１を基板３０に固着する支持部であり、３３は基板３０に対してヒートシンク２４に設けられた凹部３３である。
　図５は多重多相巻線の永久磁石型モータの構成を示す断面図である。回転子４１の外周側に固定子４２が設けられ、固定子４２は電機子巻線１２と固定子鉄心１１を有する。固定子鉄心１１は電磁鋼板などの磁性体で構成される環状のコアバック４３とコアバック４３から内周側に延びるティース４４から構成される。隣り合うティース４４間に設けられたスロット４５に電機子巻線１２が納められている。図示しないが、電機子巻線１２と固定子鉄心１１との間には絶縁紙などが挿入され電気的絶縁を確保している。ティース４４は、例えば、全部で４８個設けられており、したがってスロット４５も４８個となっている。スロット４５にはスロット番号１～４８が付されている。スロット４５には電機子巻線１２のコイルが納められている。
　第１電機子巻線組は、Ｕ１相，Ｖ１相，Ｗ１相の３相から構成され（図１参照）、第２電機子巻線組は、Ｕ２相，Ｖ２相，Ｗ２相の３相から構成されている。巻線の配置は図５に示すように1番目のスロットから順にＵ１，Ｕ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｖ１，Ｖ２となっており、７番目以降もＵ１，Ｕ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｖ１，Ｖ２の順に配置されていて、４８番目まで同様の順に配置されている。すなわち、第１電機子巻線と第２電機子巻線は隣り合うスロットに配置されている。ただし、1番目のスロットのＵ１と７番目のスロットのＵ１は電流の向きが互いに逆になるように電機子巻線が配置されている。すなわち、１番目のスロットから７番目のスロットに巻かれた分布巻の構成となっている。電機子巻線は計６個のティース４４を跨っていることになる。これは電気角１８０度に相当し、短節巻係数が１となるため、永久磁石が発生する磁束を有効に利用でき、小型高トルクのモータが得られ、永久磁石の量を少なくできるため、巻線係数が小さいモータに比べて低コスト化が実現できるという効果がある。
　固定子４２の内周側には、回転子鉄心１８の表面に、固定子鉄心と対向する永久磁石１９を備えた回転子４１が設けられている。永久磁石１９は周方向に８個並んだ構成となっている。隣り合う永久磁石１９の極性は互いに逆となっている。さらに、回転子鉄心１８の表面の永久磁石１９間にはそれぞれ突起部４６が設けられている。突起部４６の両側で突起部４６と永久磁石１９との間には、それぞれ漏れ磁束を低減するための非磁性のギャップ部４７が設けられている。突起部４６はモータ５の空隙を小さくする効果があり、インダクタンスが大きくなる。これによって弱め磁束制御が効果を発揮しやすくなり、高速回転時のトルク向上ができるという効果がある。回転子鉄心１８は電磁鋼板などを積層して構成されており、電磁鋼板同士はカシメ部（図示しない）によって互いに連結されている。回転子鉄心１８中央にはシャフト１６が貫通している。なお、図５において、永久磁石１９の飛散防止のため永久磁石１９の外周を覆うように金属製の保護管を設けてもよい。保護管は例えば、アルミニウムやＳＵＳ（ステンレス鋼）のような非磁性の金属で構成される。
　図６は実施の形態１における多重多相巻線交流モータの駆動方法を説明する回路図である。同図に示すように、多重多相巻線交流モータ５の６相（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２）の電機子巻線は、第１インバータの３相端子（Ｕ１´，Ｖ１´，Ｗ１´）、第２インバータの３相端子(Ｕ２´，Ｖ２´，Ｗ２´）にＵ１とＵ１´，Ｕ２とＵ２´，Ｖ１とＶ１´，Ｖ２とＶ２´，Ｗ１とＷ１´，Ｗ２とＷ２´同士が接続されている。
　このような複数のインバータで駆動される多重多相巻線のモータ５では、多相巻線組の作る磁束が他の多相巻線組に鎖交することで、前記の他の多相巻線組に電圧を生じさせる。これは他の多相巻線組にインバータで通電するための印加電圧に外乱として重畳することになるので、互いの多相巻線組により生じるトルクリップルを逆位相にして相殺するモータ制御がより難しくなるという課題があった。
　図１は２重３相巻線のモータの電機子巻線の接続方法を示す説明図である。図１（ａ）はΔ結線の説明図、図１（ｂ）はＹ結線の説明図である。本発明はΔ結線，Ｙ結線いずれにも適用できる。第１巻線組（第１電機子巻線組）のＵ１相と第２巻線組（第２電機子巻線組）のＵ２相の電機子巻線の等価回路は図２のように表すことができる。図２において、Ｖuは巻線の各端子電圧、Ｉuは電流、Ｒは抵抗、Ｖｅは誘起電圧、ｌｍは漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンスを表しており、添字の１，２はそれぞれ１次側，２次側を示している。またｎはトランスで言う巻数比である。なお、これらの値のうち、特にｌｍとＭは通常のモータ制御で用いる値とは異なり、並列して配置された多重の二相間のインダクタンスを示す。
　また、一般的には、多重多相巻線交流モータでは並列する巻線の巻数は同じであるのでｎ＝１である。Ｖ１相とＶ２相，Ｗ１相とＷ２相，Ｕ１相とＶ２相，Ｕ１相とＷ２相，Ｖ１相とＵ２相，Ｖ１相とＷ２相，Ｗ１相とＵ２相，Ｗ１相とＶ２相の等価回路も図２と同じであるので、三相平衡の場合、ＵＶＷ三相から回転子のｄｑ軸に座標変換を行っても、このｄｑ軸での等価回路は図２に示した等価回路と同じとなる。
　さらに回転子ｄｑ軸に座標変換したときのｑ軸の等価回路をブロック図形式で表したものを図３に示す。図中でｖｑ１とｖｑ２　はそれぞれ第１巻線組と第２巻線組のｑ軸電圧、ｉｑ１とｉｑ２はそれぞれ第１巻線組と第２巻線組のｑ軸電流、Ｌｑ１とＬｑ２はそれぞれ第１巻線組と第２巻線組の巻線の自己インダクタンスのｑ軸成分、Ｒa１とＲa２は第１巻線組と第２巻線組の巻線の抵抗成分、Ｍｑ１２とＭｑ２1は第１巻線組と第２巻線組の間の巻線の相互インダクタンスのｑ軸成分である。ｓはラプラス変換の微分演算子を表す。ｖｑ１２とｖｑ２１はそれぞれ第１巻線組と第２巻線組の間の相互インダクタンスにより、第１巻線組と第２巻線組に重畳する外乱電圧である。なお、図３は回転子ｑ軸上の等価回路を示したものであるが、回転子ｄ軸上の等価回路も同様の構成である。外乱電圧は電流の制御応答周波数である微分値sに比例するため、モータ制御で電流を高速に制御しようとするほど大きくなるので、高い応答周波数でのトルクリップルを相殺するモータ制御が困難になる。
　次に実施の形態１の永久磁石型モータでトルクリップルが低減できる理由を説明する。図５に示すように永久磁石型モータの固定子鉄心のスロットピッチは、スロットの数４８と極数８であることから電気角で３６０度／４８×４＝３０度となっている。さらに、隣り合うスロット４５に第１電機子巻線と第２電機子巻線が納められているため、Ｕ１とＵ２は互いに電気角３０度位相がずれている。Ｖ１とＶ２，Ｗ１とＷ２も互いに電気角３０度位相がずれている。したがって、第１電機子巻線と第２電機子巻線に互いに３０度だけ位相がずれた３相交流電流が通電されている場合には、第１電機子巻線の起磁力によって発生する電気角６次のトルクリップルと第２電機子巻線の起磁力よって発生する電気角６次のトルクリップルの位相が反転し、電気角６次のトルクリップルがキャンセルされる。第１電機子巻線と第２電機子巻線で位相が異なる電流を流すのは、図３のような第１インバータと第２インバータの２台のインバータを設け、それぞれ個別の制御を行う回路により実現できる。なお、第１電機子巻線と第２電機子巻線の電流位相の差が２０～４０度付近であれば同様の効果が得られる。
　図７は実施の形態１における多重多相巻線交流モータのトルク特性を示す説明図である。同図において、トルク特性は横軸を回転数としたときのトルク値で表される。多重多相巻線交流モータの出力は回転数とトルクの積で表されるため、多重多相巻線交流モータを高出力化するためには、図７におけるトルク特性をより高トルク、高回転化する必要がある。ここで、図７に示すように、トルク特性は駆動条件の違いから運転領域Ａと運転領域Ｂに分類できる。運転領域Ａでは、モータに供給される電流量が制限されるためトルクの回転数依存性が小さく、運転領域Ｂでは、モータに供給される電圧量が制限されるためトルクの回転数依存性が大きい。すなわち、モータを高出力化するためには、駆動条件の異なる運転領域Ａと運転領域Ｂのトルクを共に向上することが必要となる。
　実施の形態１における多重多相巻線交流モータでは、運転領域Ａではトルクを最大化するために回転数によらずほぼ一定のｄ軸電流を供給し、運転領域Ｂでは電圧飽和を緩和するために回転数毎に異なるｄ軸電流を供給する。ここで、実施の形態１の多重多相巻線交流モータのトルクＴは以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、式（１）のφｍは永久磁石によって生じる磁束量、ｉｄ，ｉｑはそれぞれ多重多相巻線に供給されるｄ軸，ｑ軸電流、Ｐは多重多相巻線交流モータの磁極数を表す。また右辺一項目がマグネットトルクであり、二項目がリラクタンストルクを表す。実施の形態１では図８に示すように、隣り合う永久磁石１９の間に、回転子鉄心（界磁極鉄心）１８から突設された磁性体からなる、固定子鉄心（電機子）に対向する面の占める角度θｔの突起部４６を有しているため、特にｑ軸方向の磁束の通り易さを表すＬｑがＬｄと比較して向上する。よって、実施の形態１では運転領域Ａと運転領域Ｂでｄ軸電流を供給するため式（１）のリラクタンストルクを利用することができ、前記運転領域Ａと運転領域Ｂ（高速領域）のトルクを向上することができるので、多重多相巻線交流モータを高出力化できる。ここで、モータのインダクタンスＬｑは、図８に示すモータの突起部４６が固定子鉄心に対向する面の占める角度θtに依存し、前記運転領域Ａや運転領域Ｂのトルクは、θｔを調整することで決定できる。なお、図８で、θｍは回転子鉄心１８の表面に設けられた永久磁石１９の固定子鉄心に対向する面の占める角度であり、Ｏは回転子の回転中心である。
　次に、実施の形態１における外乱電圧の影響について考える。ここで、図３より分かるように、多重化された巻線を有する多重多相巻線交流モータでは、外乱電圧が相互に作用して、電流制御系に対して外乱値iq1´、iq2´として作用する。外乱値iq1´、iq2´は、図３のｑ軸の等価回路のブロック図から、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、ｉｑ１、ｉｑ２は第１巻線組，第２巻線組それぞれの巻線のｑ軸電流であり、Ｒa１、Ｒa２は第１巻線組，第２巻線組それぞれの巻線の抵抗値であり、Ｌｑ１，Ｌｑ２は第１巻線組、第２巻線組それぞれの巻線の自己インダクタンスのｑ軸成分であり、Ｍｑ１２は第１巻線組，第２巻線組の巻線の干渉を表す相互インダクタンスのｑ軸成分である。
　以上より、電流制御の周波数が高くなった場合、ラプラス変換の微分演算子ｓが大きくなり、また前記の式より、外乱値はほぼ磁気カップリングＭｑ１２/Ｌｑ１もしくは磁気カップリングＭｑ１２/Ｌｑ２に依存することは明らかである。同磁気カップリングが大きくなった場合、外乱値が大きくなり、電流制御系の外乱が大きくなると電流制御系の応答を高くすることができず、モータの制御性が悪化する。なお、実施の形態１の電機子は第１巻線組，第２巻線組が対称構造のため、Ｍｑ１２/Ｌｑ１≒Ｍｑ１２/Ｌｑ２と考えてもよい。よって、以後磁気カップリングはＭｑ１２／Ｌｑ１について述べる。ここで、電機子コイルＵ１とＵ２は隣り合うスロットに配置されており、隣り合うスロット間の角度をθ（電気角）としたとき、θは以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、Ｐは多重多相巻線交流モータの磁極数、Ｎはスロット数であり、実施の形態１ではＰ＝８、Ｎ＝４８なのでθ＝３０度（電気角）となる。ここで、例えば第１巻線組の電機子コイルＵ１に電流を供給して磁束φＵ１を発生させたとき、第２巻線組の電機子コイルＵ２に鎖交する磁束φＵ２は簡易的に以下のように示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　これは、電機子コイルＵ１とＵ２とが電気角でθ＝３０度（電気角）の位相差を有するためである。また、式（５）の関係は、他の第１巻線組，第２巻線組間の隣り合う電機子コイルの組み合わせにおいても成立する。なお、式（５）は磁束に関する関係式であるが、電機子コイルＵ１に電圧Ｖu1を印加したときに電機子コイルＵ２に発生する電圧Ｖu2についても同様の関係式が成り立つ。モータの第１巻線組のＵ１－Ｖ１を励磁したときに第２巻線組のＵ２－Ｖ２に発生する電圧についても同じ関係式が成り立つことを示している。
　したがって、第１巻線組に電流を供給したときに前記電機子の多重多相巻線組に生じる磁束についてｄｑ軸変換を行うと、第１巻線組のｑ軸磁束φｑ１、第２巻線組のｑ軸磁束φｑ２について以下の式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（７）のように０．８６６では第１巻線組と第２巻線組の磁気的カップリングが大きく、電流制御系の応答を十分高くすることができず、モータの制御性が良くないという課題があった。これに対し、実施の形態１では、回転子４１側の構造を工夫することで磁気的カップリングを低減している。図５に示すように回転子４１は回転子鉄心１８の表面に永久磁石１９を配置している。永久磁石１９は周方向に８個配置されていて、それぞれの着磁方向は周方向に隣り合う永久磁石１９の着磁方向が互いに逆になるように着磁されている。回転子鉄心１８の表面に永久磁石１９を配置することで回転子４１と固定子４２の間の磁気的ギャップを大きくできるため第１巻線組と第２巻線組の磁気的カップリングを低減できるという効果が得られる。
　また、隣り合う永久磁石１９の間には突起部４６が設けられている。この突起部４６は磁性体で構成されている。回転子鉄心１８は電磁鋼板やＳＰＣＣ（冷間圧延鋼板）などの鋼板を積層して構成されていて、突起部４６はこの電磁鋼板やＳＰＣＣを金型で打ち抜くことで一体となるように構成される。突起部４６があるために、インダクタンスを向上し、弱め磁束制御の効果を発揮しやすく、高速回転でのトルクを向上できるという効果がある。また、リラクタンストルクを発生させることができ、モータのトルクが向上でき永久磁石１９の使用量を低減することができるという効果がある。永久磁石１９と突起部４６の間には、突起部４６の両側に非磁性のギャップ部４７を設けている。ギャップ部４７は空隙（空気）であってもよいし、アルミニウムやＳＵＳ（ステンレス鋼）などの非磁性の金属あるいは樹脂などで構成されていてもよい。ギャップ部４７が空隙の場合は重量が軽減できる。
　非磁性のギャップ部４７があることで、永久磁石１９と突起部４６の間に発生する漏れ磁束を低減することができる。したがって、トルクが向上し永久磁石１９の使用量を低減することができるという効果がある。また、同時にこの非磁性のギャップ部４７は固定子４２と回転子４１の磁気的ギャップとしても作用するため、第１巻線組と第２巻線組の巻線間の磁気的カップリングを低減できるという効果がある。
　図１５は実施の形態１における回転子を示す斜視図である。図１５では永久磁石１９と突起部４６の間に設けられた非磁性のギャップ部４７は軸方向全域にわたって設けられている。このような構成とすることで、永久磁石１９と突起部４６の間に発生する漏れ磁束を効果的に低減できるとともに前述した磁気的カップリングも効果的に低減できるという効果が得られる。ただし、非磁性のギャップ部４７は軸方向全域にわたって設ける必要は必ずしもない。軸方向の一部の領域で突起部４６の幅を大きくして、永久磁石１９の側面と当接する構成とすれば、永久磁石１９の周方向の位置決めが可能となるため、永久磁石１９を配置する位置精度が向上できる。その結果、回転子側のアンバランスに起因するトルクリップルを低減できるという効果がある。
　以上のような構成とすることで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
とすることができ、制御性を向上できるという効果も得られる。これによって、モータの第1巻線組のＵ１－Ｖ１端子を電圧Ｖu1-v1で励磁したときに第２巻線組のＵ２－Ｖ２端子に発生する電圧Ｖu2-v2について
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
が成り立つことを示している。交流電圧を第１巻線組のモータ端子に印加し、第２巻線組のモータ端子の電圧を測定したときの電圧波形を図１７に示す。縦軸の電圧はＶu1-v1が１となるように規格化している。また、電圧の周波数は電機子巻線のリアクタンスに対して抵抗が無視できるほど周波数の高い周波数として１ｋＨｚとした。また、電圧波形は正弦波とした。図１７から、Ｖu2-v2はＶu1-v1に０．８６６を乗じた値より十分小さくなっているため、式（９）の条件をみたし、第１巻線組と第２巻線組の間の磁気的カップリングが小さく制御性のよいモータが得られたことがわかる。
　さらに、非磁性のギャップ部４７を設けたことで前述したように永久磁石１９と突起部４６の漏れ磁束の低減と高速回転時のトルク向上といった効果も得られる。なお、前記の説明においては、巻線組が電気的に３０°の位相差を有している８極４８スロットの多重多相巻線交流モータで説明を行ったが、この巻線組間の位相差、極数、スロット数に限定されるものではなく、巻線が電気的に２つに分離されており、またそれぞれの巻線組が異なるモータ駆動装置で駆動されている多重多相巻線交流モータについて、前記と同様の効果が得られる。
　また、前記の説明において、電機子巻線は複数個のティース４４に跨って巻回されている場合について説明したが、１つのティース４４に集中的に巻回されている場合においても前記と同様の論理が成立する。また、前記の説明においては電機子巻線の巻線ピッチを電気角１８０°の全節巻とした場合について説明したが、電気角１８０°以外とした場合でも前記と同様の効果が得られる。また、前記の説明においては、巻線が電気的に２つの巻線組に分離されており、かつ２つの異なるモータ駆動装置で駆動されている多重多相巻線交流モータについて説明を行ったが、巻線組の分離される数やモータ駆動装置の数が増加した場合についても前記と同様の効果が得られる。
　実施の形態１の多重多相巻線交流モータを電動パワーステアリング装置に適用すれば、トルクリップルを低減して、ドライバーの操舵フィーリングを向上できる。また、電動パワーステアリング装置が搭載された車両の静粛性を向上することができる。多重多相巻線交流モータの出力が向上するので、電動パワーステアリング装置を小型化、軽量化でき、電動パワーステアリング装置が搭載された車両を小型化、軽量化できるという効果が得られる。
実施の形態２.
　図８は回転子の構造を示し、簡略化のため２極分のみを示す。突起部４６において固定子鉄心に対向する面の占める角度をθｔとする。図９は図８においてθｔを変化させたときの無負荷回転数、鉄心長（鉄心の回転軸方向の長さ）を示す図である。値は突起部４６を設けない場合、すなわちθｔ＝０のときの値に対する比率である。θｔは電気角で表している。永久磁石１９はモータ断面（回転軸に垂直は断面）での断面積が一定となる条件を課しており、定格トルクがθｔ＝０の場合と等しくなるように鉄心長を調整している。突起部４６の幅θtを０から大きくしていくと、突起部４６の幅が増していくので、マグネットトルクに代わってリラクタンストルクを利用できるようになるので、鉄心長が減少し、巻線抵抗も減少し、無負荷回転数が大きくなる。０＜θt≦５０（度）とするとモータ鉄心長を小さくできると同時に無負荷回転数が大きくなる。運転領域Ｂ（高速領域）ではリラクタンストルク、運転領域Ａ（低回転領域）はマグネットトルクを利用でき、回転軸長を突起部を設けない場合と比較して増加させずに運転領域Ｂのトルクを向上できる。
　また、前述したように回転子鉄心の表面に永久磁石１９を配置することで回転子４１と固定子４２の間の磁気的ギャップを大きくできるため、第１巻線組と第２巻線組の磁気的カップリングを低減できるという効果が得られる。また、永久磁石１９と突起部４６の間には非磁性のギャップ部４７を設けているので永久磁石１９と突起部４６の間に発生する漏れ磁束を低減でき、同時にこの非磁性のギャップ部４７は固定子４２と回転子４１の磁気的ギャップとしても作用するため、第１巻線組と第２巻線組の電機子コイル間の磁気的カップリングを低減できるという効果がある。
　特に電動パワーステアリング用モータでは、緊急回避時に障害物を回避するためにハンドルを高速で切らなければいけないので高速回転数が必要であると共に、車庫入れや駐車時には高トルクが必要である。さらに、燃費が悪化する重量増加は避けなればならないこと、取付け性を悪化させないために長さを長くできないこと、などから突起部４６のないθｔ＝０と同等の鉄心長を制約に加えると、０＜θt≦５０（度）が最適な範囲であるといえる。
実施の形態３．
　図１０は回転子の構造を示し、簡略化のため１極分のみを示す。永久磁石１９の厚さをＴｍ、突起部４６の高さ（突起部４６の永久磁石の下端面からの高さ）をｈとする。図１１は永久磁石１９の厚さＴｍを一定として突起部４６の高さｈを変えたときの無負荷回転数、鉄心長を示す図である。値は突起部４６がない場合ｈ＝０に対する比率である。永久磁石１９はモータ断面での断面積が一定となる条件を課しており、定格トルクがh＝０の場合と等しくなるように鉄心長を調整している。
　ｈ／Ｔｍが大きくなるにつれて突起部４６の高さが増していくので、マグネットトルクに代わってリラクタンストルクを利用できるようになり、鉄心長が減少し、巻線抵抗も減少し、無負荷回転数が大きくなる。ｈ／Ｔｍ＝１、つまり、突起部４６の高さが永久磁石１９厚さと等しいときに、鉄心長は最小となる。一般にリラクタンスモータのように突極性の大きなモータはトルクリップルが大きくなるので、ｈ／Ｔｍ＞１の範囲は操舵フィーリングが悪化するので望ましくなく、０＜ｈ／Ｔｍ≦１の範囲が、モータ制御性と高回転性能を満たす最適な範囲である。この領域でも突起部４６がない場合に比べて、鉄心長が短くできることから、モータが小型化できるため、燃費向上や取付け性の面で優位である。
　また、前述したように回転子鉄心１８の表面に永久磁石１９を配置することで回転子４１と固定子４２の間の磁気的ギャップを大きくできるため、第１巻線組と第２巻線組の磁気的カップリングを低減できるという効果が得られる。また、永久磁石１９と突起部４６の間には非磁性のギャップ部４７を設けているので永久磁石１９と突起部４６の間に発生する漏れ磁束を低減でき、同時にこの非磁性のギャップ部４７は固定子４２と回転子４１の磁気的ギャップとしても作用するため、第１巻線組と第２巻線組の電機子コイル間の磁気的カップリングを低減できるという効果がある。
実施の形態４．
　図１２は回転子の構造を示し、簡略化のため1極分のみを示す。永久磁石１９と突起部４６の間の非磁性のギャップ部分４７の周方向の角度をθａ１，θａ２とする。ここではθａ１＝θａ２としている。θａ１＝θａ２とすることで、磁気的なバランスが取れるためトルクリップルが小さくできるという効果がある。図１３は突起部４６の幅を一定としたまま、永久磁石１９と突起部４６の間隔すなわち非磁性のギャップ部４７の周方向の角度を変化させた場合の定格トルクの変化を示す図である。値は間隔がゼロの時を１００％とした場合の比率である。横軸のθａはθａ＝θａ１＋θａ２として定義している。
　間隔θaが０から大きくなるにつれて、永久磁石１９の磁束が回転子４１内で漏れる量が減少するため、トルクに寄与する磁束量が増加し、定格トルクが増加していく。間隔θaが１０度を越えるとトルクに寄与する永久磁石１９磁束が減少していくので、永久磁石１９磁束そのものの減少する影響が大きくなっていく。間隔θaが２０度を超えると、間隔０の場合よりも定格トルクは減少してしまう。
　以上より、０＜θa＜２０°の範囲が定格トルクを大きくする最適な範囲である。また、前述したように回転子鉄心１８の表面に永久磁石１９を配置することで回転子４１と固定子４２の間の磁気的ギャップを大きくできるため第１巻線組と第２巻線組の磁気的カップリングを低減できるという効果が得られる。また、永久磁石１９と突起部４６の間には非磁性のギャップ部４７を設けているので、永久磁石１９と突起部４６の間に発生する漏れ磁束を低減でき、同時にこの非磁性のギャップ部４７は固定子４２と回転子４１の磁気的ギャップとしても作用するため、第１巻線組と第２巻線組の電機子コイル間の磁気的カップリングを低減できるという効果がある。
実施の形態５．
　これまでの実施の形態１～４では非磁性のギャップ部４７がモータの回転軸方向に均一に設けられた例について述べたが、これに限らない。図１４は実施の形態５における突起部４６のある鉄心と、突起部４６のない、もしくは突起部４６の小さな鉄心、又は永久磁石押さえとなる突起部４６を有する鉄心を組み合わせて積層した構成を示す説明図である。簡略化のため１極分のみ示している。
　図１４においてＡ１，Ａ２で示した部分は突起部４６が永久磁石１９と当接していて非磁性のギャップ部４７がない領域である。Ｂ１，Ｂ２で示した部分は非磁性のギャップ部４７を設けた領域である。Ｃ１，Ｃ２で示した部分はＢ１，Ｂ２よりも広い非磁性のギャップ部４７を設けた領域である。Ｄは突起部４６のない領域である。Ａ１，Ａ２で示した領域の突起部４６は永久磁石１９の位置決めに利用できる。また、突起部４６の幅や高さなど形状が異なるとトルクリップルやコギングトルクを変化させることができるため、図１４のように、これらを回転軸方向に組み合わせることでトルクリップルやコギングトルクを低減できるという効果が得られる。また図１４のような、回転子鉄心１８は金型の構成を工夫することで積層可能であり、大幅にコストアップすることなく上記効果を得ることができる。
実施の形態６．
　これまでの実施の形態１～５では、永久磁石１９と回転子鉄心１８の突起部４６の間の非磁性のギャップ部は空気である例について述べてきた。しかし、本発明はそれに限らない。図１６は非磁性のギャップ部を樹脂部材４８で構成した回転子を示す斜視図である。非磁性のギャップ部は樹脂部材が永久磁石１９の側面に当接するように配置されている。これにより、永久磁石１９の周方向の位置決めが可能となり、回転子側の製造ばらつきを低減できるため、コギングトルクやトルクリップルの小さいモータを得ることができるという効果がある。また、樹脂部材４８によって永久磁石１９の径方向を固定することで、永久磁石１９の飛散防止の効果が得られる。また、接着剤を省略すれば、生産コストや材料コストを低減できるという効果が得られる。非磁性部のギャップ部４７は樹脂に限らず、非磁性のアルミニウム，ＳＵＳなどの金属でも同じ効果が得られる。ただし、樹脂は金属と比べて軽量であるため、モータの軽量化やイナーシャ低減の効果がある。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (11)

  1. 　電機子巻線がスロットに収められた固定子鉄心を有する固定子と、前記固定子の内周側にエアギャップを介して前記固定子と対向する回転子鉄心を有し、回転軸で回転自在に支承される回転子とを備え、
    前記電機子巻線は複数組の多相巻線であり、
    前記電機子巻線の複数組はそれぞれ個別のインバータから電流が供給され、
    前記回転子鉄心の表面部には、永久磁石が周方向に配置され、隣り合う前記永久磁石の極性が互いに逆であり、
    隣り合う前記永久磁石の間には、前記回転子鉄心から突設された磁性体からなる突起部が設けられ、
    前記突起部と前記永久磁石との間には回転軸方向の全部又は一部に非磁性のギャップ部が介在していることを特徴とする永久磁石型モータ。
  2. 　前記電機子巻線は２組の３相巻線であり、
    前記電機子巻線の第１組は第１インバータから電流が供給され、
    前記電機子巻線の第２組は第２インバータから電流が供給され、
    前記２組の３相巻線について、前記電機子巻線の第１組をＵ１相，Ｖ１相，Ｗ１相とし、
    前記電機子巻線の第２組をＵ２相，Ｖ２相，Ｗ２相としたとき、
    前記Ｕ１相とＵ２相の巻線は互いに隣り合うスロットに納められ、
    前記Ｖ１相とＶ２相の巻線は互いに隣り合うスロットに納められ、
    前記Ｗ１相とＷ２相の巻線は互いに隣り合うスロットに納められ、
    前記第１組の３相巻線と前記第２組の３相巻線とに流れる電流の位相を互いに電気角２０度以上４０度以下の角度ずらして、前記第１インバータと第２インバータが駆動されることを特徴とする請求項１記載の永久磁石型モータ。
  3. 　前記第１組の３相巻線と前記第２組の３相巻線とに流れる電流の位相を互いに電気角３０度ずらして、前記第１インバータと第２インバータが駆動されることを特徴とする請求項２記載の永久磁石型モータ。
  4. 　前記回転子鉄心と、前記回転子鉄心から突設される前記突起部とは、鋼板で一体に形成され、前記鋼板を積層して構成されていることを特徴とする請求項１記載の永久磁石型モータ。
  5. 　前記突起部と前記永久磁石との間に介在する非磁性のギャップ部は、空隙であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の永久磁石型モータ。
  6. 　前記突起部と前記永久磁石との間に介在する非磁性のギャップ部は、樹脂部材で構成され、前記樹脂部材が隣に合う前記永久磁石に当接して配置されることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の永久磁石型モータ。
  7. 　前記回転子鉄心から突設された前記突起部が前記固定子鉄心に対向する面の占める電気角度θtは、０＜θｔ≦５０度であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の永久磁石型モータ。
  8. 　前記回転子鉄心から突設された前記突起部の高さは、前記永久磁石の高さ以下であることを特徴とする請求項１，請求項２及び請求項７のいずれか１項に記載の永久磁石型モータ。
  9. 　前記回転子鉄心から突設された前記突起部と隣接する両側の前記永久磁石との間に介在させた非磁性の両ギャップ部の合計が前記固定子鉄心に対向して占める電気角度θａは、０＜θａ≦２０度であることを特徴とする請求項１，請求項２及び請求項７のいずれか１項に記載の永久磁石型モータ。
  10. 　前記回転子鉄心から突設された前記突起部は、前記回転子鉄心の周方向に占める角度が異なる前記突起部を有する鋼板が組み合わさって積層して構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の永久磁石型モータ。
  11. 　請求項１～請求項１０のいずれか１項に記載の永久磁石型モータを搭載したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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