WO2015001792A1 - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ、双方向電力変換器 - Google Patents

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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the present invention generally relates to a bidirectional DC / DC converter and a bidirectional power converter, and more specifically, a bidirectional DC / AC that operates in conjunction with a bidirectional DC / AC inverter that is connected to a commercial power system and performs an interconnection operation.
  • the present invention relates to a DC converter and a bidirectional power converter including the bidirectional DC / DC converter.
  • V2H vehicle-to-home
  • a power conditioner is a bidirectional DC / AC inverter (hereinafter referred to as a bidirectional inverter) that is connected to a commercial power system to perform an interconnection operation, and a bidirectional DC / DC converter that is connected to an in-vehicle storage battery of an electric vehicle. It consists of.
  • the bidirectional DC / DC converter has a function of converting the battery voltage of the in-vehicle storage battery into a DC voltage required for the input of the bidirectional inverter, and converts the DC voltage output from the bidirectional inverter into a charging voltage of the in-vehicle storage battery. A function is required.
  • a conventional bidirectional DC / DC converter includes a first conversion circuit provided with a half-bridge connection switching element, a voltage doubler rectifier circuit, and a second conversion circuit provided with a full-bridge connection switching element.
  • the power transfer between the first conversion circuit and the second conversion circuit is performed via a transformer, and is electrically insulated by the transformer (for example, see Japanese Patent Publication No. 2011-120370). ).
  • the power conditioner used in the V2H system is connected between the commercial power system and the electric vehicle, and manages charging / discharging between the in-vehicle storage battery and the commercial power system.
  • the power conditioner is generally composed of a bidirectional inverter that is connected to a commercial power system and performs an interconnection operation, and a bidirectional DC / DC converter that is connected to an in-vehicle storage battery of an electric vehicle.
  • the bidirectional DC / DC converter needs to have a function to convert power to DC voltage required for input of the bidirectional inverter when discharging the on-board storage battery by connecting to the on-board storage battery of various battery voltages (DC150-450V). become.
  • DC150-450V battery voltages
  • the voltage of the commercial power system to which the bidirectional inverter is connected is AC200V or AC100V. Therefore, the bidirectional DC / DC converter also needs a function of converting the DC voltage output from the bidirectional inverter connected to the AC200V or AC100V commercial power system into the charging voltage of the in-vehicle storage battery when charging the in-vehicle storage battery. Become.
  • the bidirectional DC / DC converter is required to have a wide range of input voltage and output voltage in order to support in-vehicle storage batteries with various battery voltages and commercial power systems with various system voltages. That is, the bidirectional DC / DC converter is required to have a function of boosting and lowering in both directions corresponding to a wide battery voltage range of the in-vehicle storage battery and a wide voltage range of the commercial power system.
  • the present invention has been made in view of the above-mentioned reasons, and its object is to provide a bidirectional DC / DC converter capable of bidirectionally boosting and stepping down in response to the wide range of input voltage and output voltage, and bidirectional power. It is to provide a converter.
  • the bidirectional DC / DC converter according to the present invention includes a first operation for outputting a second DC voltage obtained by DC / DC conversion of the first DC voltage between the first terminals between the second terminals, A bidirectional DC / DC converter that performs bidirectional voltage conversion by switching between a second operation in which a fourth DC voltage obtained by DC / DC conversion of a third DC voltage between terminals is output between the first terminals.
  • a first switching circuit formed of a series circuit, and connected between a connection point of the first switching element and the second switching element and a connection point of the third switching element and the fourth switching element;
  • the second winding of the transformer connected between the first to eighth switching elements, the first to eighth rectifying elements connected in reverse parallel to the first to eighth switching elements, and the first terminal.
  • a full-wave rectification operation in which a full-wave rectified voltage obtained by full-wave rectifying the voltage of two windings is applied to a series circuit of the third capacitor and the fourth capacitor, and the second short circuit is maintained in a conductive state. And the voltage of the second winding Both-wave voltage doubler rectification operation applied to each of the third capacitor and the fourth capacitor is performed using the first DC voltage between the first terminals and the second DC voltage between the second terminals. And the full-wave rectified voltage obtained by full-wave rectifying the voltage of the first winding while maintaining the first short circuit in a cut-off state during the second operation.
  • the double voltage rectification operation applied to each of the second capacitors is based on the magnitude relationship between the fourth DC voltage between the first terminals and the third DC voltage between the second terminals. It is characterized by switching.
  • the bidirectional power converter according to the present invention includes a first operation for outputting a second DC voltage obtained by DC / DC conversion of the first DC voltage between the first terminals between the second terminals, and the second terminal.
  • the bi-directional DC / DC of the present invention performs bi-directional voltage conversion by switching between the second operation of outputting the fourth direct-current voltage obtained by DC / DC conversion of the third direct-current voltage between the first terminals.
  • the converter converts the second DC voltage between the second terminals during the first operation into an AC voltage and outputs the AC voltage, and converts the AC voltage into the third DC voltage during the second operation.
  • a bidirectional inverter applied between the second terminals.
  • FIG. 2 shows a block configuration of a bidirectional power converter (power conditioner).
  • the bidirectional power converter includes a bidirectional DC / DC converter 1, a bidirectional inverter 2, and a capacitor 3.
  • an in-vehicle storage battery 4 of an electric vehicle is connected between terminals T11 and T12 (between the first terminals), and a capacitor 3 is connected between terminals T21 and T22 (between the second terminals).
  • a capacitor 3 is connected between terminals T31 and T32, and a commercial power system to which commercial power is supplied from a commercial power source 5 is connected between terminals T41 and T42.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 converts the battery voltage of the in-vehicle storage battery 4 input to the terminals T11 and T12 into an arbitrary DC voltage to convert the terminals T21 and T22. Output from.
  • the DC voltage output from the terminals T21 and T22 is smoothed by the capacitor 3 and applied to the terminals T31 and T32 of the bidirectional inverter 2.
  • the bidirectional inverter 2 converts the DC voltage input to the terminals T31 and T32 into an AC voltage linked to the commercial power system and outputs the AC voltage from the terminals T41 and T42.
  • the bidirectional inverter 2 converts the commercial voltage (AC voltage) input to the terminals T41 and T42 into a DC voltage and outputs the DC voltage from the terminals T31 and T32.
  • the DC voltage output from the terminals T31 and T32 is smoothed by the capacitor 3 and applied to the terminals T21 and T22 of the bidirectional DC / DC converter 1.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 converts the DC voltage input to the terminals T21 and T22 into a charging voltage and outputs the charging voltage from the terminals T11 and T12 to charge the in-vehicle storage battery 4.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration of the bidirectional DC / DC converter 1.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 includes switching circuits 11 and 12, a transformer Tr1, diodes D1 to D8, capacitors C1 to C4, short-circuit circuits 13 and 14, and a control unit 15 as main components.
  • the switching circuit 11 includes a parallel circuit of switching elements Q1 and Q2 connected in series and switching elements Q3 and Q4 connected in series, and the parallel circuit is connected between terminals T11 and T12. .
  • Switching elements Q1, Q4 are located at the diagonal of the full bridge, and switching elements Q2, Q3 are located at the diagonal of the full bridge.
  • the switching elements Q1 to Q4 are composed of MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) elements.
  • the switching elements Q1 to Q4 may be composed of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) element or the like in addition to a MOSFET element.
  • the switching elements Q1 to Q4 correspond to the first to fourth switching elements of the present invention on a one-to-one basis.
  • Diodes D1 to D4 (first to fourth rectifier elements) are connected in reverse parallel to the switching elements Q1 to Q4 in a one-to-one relationship.
  • the first winding N1 of the transformer Tr1 is connected between the connection point of the switching elements Q1, Q2 and the connection point of the switching elements Q3, Q4.
  • capacitors C1 and C2 (first and second capacitors) is connected between the terminals T11 and T12. Capacitors C1 and C2 have the same capacity.
  • the short circuit 13 (first short circuit) is provided between the connection point of the switching elements Q3 and Q4 and the connection point of the capacitors C1 and C2, and conducts and blocks between the connection points.
  • the short circuit 13 includes a series circuit of switching elements Q11 and Q12 connected between the connection point of the switching elements Q3 and Q4 and the connection point of the capacitors C1 and C2, and a reverse parallel one-to-one with the switching elements Q11 and Q12. It is composed of connected diodes D11 and D12.
  • Switching elements Q11 and Q12 are constituted by MOSFET elements, IGBT elements, or the like.
  • the switching circuit 12 (second switching circuit) includes a parallel circuit of switching elements Q5 and Q6 connected in series and switching elements Q7 and Q8 connected in series, and this parallel circuit is connected between terminals T21 and T22.
  • Switching elements Q5 and Q8 are located at the diagonal of the full bridge, and switching elements Q6 and Q7 are located at the diagonal of the full bridge.
  • Switching elements Q5 to Q8 are composed of elements such as MOSFETs and IGBT elements.
  • the switching elements Q5 to Q8 correspond to the fifth to eighth switching elements of the present invention on a one-to-one basis.
  • Diodes D5 to D8 are connected in reverse parallel to the switching elements Q5 to Q8 in a one-to-one relationship.
  • a series circuit of the second winding N2 of the transformer Tr1 and the inductor L1 is connected between the connection point of the switching elements Q5 and Q6 and the connection point of the switching elements Q7 and Q8.
  • a series circuit of capacitors C3 and C4 (third and fourth capacitors) is connected between terminals T21 and T22.
  • Capacitors C3 and C4 have the same capacity.
  • the short circuit 14 (second short circuit) is provided between the connection point of the switching elements Q7 and Q8 and the connection point of the capacitors C3 and C4, and conducts and blocks between the connection points.
  • the short circuit 14 includes a series circuit of switching elements Q13 and Q14 connected between the connection point of the switching elements Q7 and Q8 and the connection point of the capacitors C3 and C4, and a one-to-one antiparallel connection to the switching elements Q13 and Q14. It is composed of connected diodes D13 and D14.
  • Switching elements Q13 and Q14 are constituted by MOSFET elements, IGBT elements, or the like.
  • the control unit 15 controls the on / off driving of the switching elements Q1 to Q8 based on the voltage V1 between the terminals T11 and T12, the voltage V2 between the terminals T21 and T22, and the charging / discharging current of the in-vehicle storage battery 4.
  • the switching operation of the switching circuits 11 and 12 is controlled. Further, the control unit 15 controls the on / off operation of the short-circuit circuits 13 and 14 by controlling the on / off driving of the switching elements Q11 to Q14.
  • a control line between the control unit 15 and the switching elements Q1 to Q8 and Q11 to Q14, a detection unit for the voltages V1 and V2, and a detection unit for the charge / discharge current of the in-vehicle storage battery 4 are omitted.
  • control unit 15 switches all conduction / cutoff by the short-circuit circuits 13 and 14 based on the magnitude relationship between the DC voltage between the terminals T11 and T12 and the DC voltage between the terminals T21 and T22. Switching between wave rectification operation and double wave voltage rectification.
  • the voltage that the bidirectional inverter 2 outputs from the terminals T31 and T32 is DC320V.
  • the control unit 15 When charging the in-vehicle storage battery 4 having a charging voltage of DC 150 V, the control unit 15 performs switching control of the switching elements Q5 to Q8 as shown in FIGS. 3A to 3D to perform a full bridge operation. During the full bridge operation of the switching circuit 12, the control unit 15 maintains the switching elements Q13 and Q14 in the off state.
  • Switching elements Q5 and Q6 have an on-duty of about 50%, and the on / off states are opposite to each other. That is, when the switching element Q5 is in the on state, the switching element Q6 is in the off state, and when the switching element Q5 is in the off state, the switching element Q6 is in the on state. Further, a dead time is provided during which the switching elements Q5 and Q6 are simultaneously turned off when the states of the switching elements Q5 and Q6 are reversed (not shown in FIGS. 3A and 3B).
  • Switching elements Q7 and Q8 have an on-duty of about 50%, and the on / off states are opposite to each other. That is, when the switching element Q7 is in the on state, the switching element Q8 is in the off state, and when the switching element Q7 is in the off state, the switching element Q8 is in the on state. Further, when the switching elements Q7 and Q8 are inverted, there is a dead time during which the switching elements Q7 and Q8 are simultaneously turned off (not shown in FIGS. 3C and 3D).
  • FIG. 3E shows the waveform of the voltage Vn2 of the second winding N2 of the transformer Tr1
  • FIG. 3F shows the waveform of the voltage Vn1 of the first winding N1 of the transformer Tr1.
  • Vn1 ⁇ 240 V is generated in the first winding N1 of the transformer Tr1, which is stepped down according to the turn ratio of the transformer Tr1. That is, a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of 240V and a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of ⁇ 240V are alternately generated in the first winding N1.
  • the control unit 15 maintains the switching elements Q1 to Q4 and the switching elements Q11 and Q12 in the off state, and the voltage Vn1 is full-wave rectified by the diodes D1 to D4.
  • the full-wave rectified voltage by the diodes D1 to D4 is applied across the series circuit of the capacitors C1 and C2 and smoothed.
  • the voltage across the series circuit of the capacitors C1 and C2 is output as a voltage V1 between the terminals T11 and T12 as shown in FIG. 3G.
  • the switching elements Q1 to Q4 may perform full-wave rectification operation by synchronous rectification linked to the on / off operation of the switching elements Q5 to Q8.
  • a period in which the switching elements Q5 and Q8 are in the on state and the switching elements Q6 and Q7 are in the off state is defined as T1.
  • a period during which the switching elements Q6 and Q7 are on and the switching elements Q5 and Q8 are off is T2.
  • These two periods T1 and T2 are energy supply periods from the second winding N2 to the first winding N1.
  • a period other than the two periods T1 and T2 is an energy stop period from the second winding N2 to the first winding N1.
  • the control unit 15 controls the voltage V1 output from between the terminals T11 and T12 by adjusting the ratio between the energy supply period [T1 + T2] and the energy stop period [T3 + T4]. Specifically, the control unit 15 changes the state inversion phase of the switching elements Q5 and Q6 and the state inversion phase of the switching elements Q7 and Q8 in order to adjust the ratio between the energy supply period and the energy stop period. Perform phase shift operation.
  • the terminal T11 ⁇ The voltage V1 output from between T12 is DC240V.
  • the phase difference between the ON period of switching element Q5 and the ON period of Q8 is 180 ° and the phase difference between the ON period of switching element Q6 and the ON period of Q7 is 180 °, from between terminals T11 and T12
  • the output voltage V1 is approximately 0V.
  • the control unit 15 performs on / off control of the switching elements Q5 to Q8 so that the voltage V1 output from between the terminals T11 and T12 becomes DC 150V.
  • the control unit 15 When discharging the in-vehicle storage battery 4 having a discharge voltage of DC 150V, the control unit 15 performs switching control of the switching elements Q1 to Q4 as shown in FIGS. 4A to 4D to perform a full bridge operation. During the full bridge operation of the switching circuit 11, the control unit 15 maintains the switching elements Q11 and Q12 in the off state.
  • Switching elements Q1 and Q2 have an on-duty of about 50%, and the on / off states are opposite to each other. That is, when the switching element Q1 is in the on state, the switching element Q2 is in the off state, and when the switching element Q1 is in the off state, the switching element Q2 is in the on state. Further, when the switching elements Q1 and Q2 are inverted, a dead time is provided during which the switching elements Q1 and Q2 are simultaneously turned off (not shown in FIGS. 4A and 4B).
  • Switching elements Q3 and Q4 have an on-duty of about 50%, and the on / off states are opposite to each other. That is, when the switching element Q3 is in the on state, the switching element Q4 is in the off state, and when the switching element Q3 is in the off state, the switching element Q4 is in the on state.
  • a dead time is provided during which the switching elements Q3 and Q4 are simultaneously turned off when the states of the switching elements Q3 and Q4 are reversed (not shown in FIGS. 4C and 4D).
  • FIG. 4E shows the waveform of the voltage Vn1 of the first winding N1 of the transformer Tr1
  • FIG. 4F shows the waveform of the voltage Vn2 of the second winding N2 of the transformer Tr1.
  • the control unit 15 maintains the switching elements Q5 to Q8 in the off state and maintains the switching elements Q13 and Q14 in the on state.
  • double voltage rectification is performed in which the voltage of the second winding N2 is applied to each of the capacitors C3 and C4 via the inductor L1 every half cycle, and is smoothed by the capacitors C3 and C4.
  • the voltage across the series circuit of the capacitors C3 and C4 is output from the terminals T21 to T22 as the voltage V2 as shown in FIG. 4G.
  • a period in which the switching elements Q1, Q4 are in the on state and the switching elements Q2, Q3 are in the off state is defined as T11.
  • a period in which the switching elements Q2 and Q3 are on and the switching elements Q1 and Q4 are off is T12.
  • These two periods T11 and T12 are energy supply periods from the first winding N1 to the second winding N2.
  • the voltage Vn2 is applied to the capacitor C3
  • the voltage Vn2 is applied to the capacitor C4.
  • a period other than the two periods T11 and T12 is an energy stop period from the first winding N1 to the second winding N2.
  • control unit 15 controls the voltage V2 output from between the terminals T21 and T22 by adjusting the ratio between the energy supply period [T11 + T12] and the energy stop period [T13 + T14]. Specifically, the control unit 15 changes the state inversion phase of the switching elements Q1 and Q2 and the state inversion phase of the switching elements Q3 and Q4 in order to adjust the ratio between the energy supply period and the energy stop period. Perform phase shift operation.
  • the terminal T21 ⁇ The voltage V2 output from between T22 is DC400V.
  • the phase difference between the ON period of the switching element Q1 and the ON period of Q4 is 180 ° and the phase difference between the ON period of the switching element Q2 and the ON period of Q3 is 180 °, from between the terminals T21 and T22
  • the output voltage V2 is approximately 0V.
  • control unit 15 performs on / off control of the switching elements Q1 to Q4 so that the voltage V2 output from between the terminals T21 and T22 becomes DC320V (capacitor C3: DC160V, capacitor C4: DC160V).
  • the control unit 15 When charging the in-vehicle storage battery 4 whose charging voltage is DC450V, the control unit 15 causes the switching elements Q5 to Q8 to perform a full bridge operation (see FIGS. 3A to 3D). During the full bridge operation of the switching circuit 12, the control unit 15 maintains the switching elements Q13 and Q14 in the off state.
  • Vn2 320V is applied to the second winding N2 of the transformer Tr1.
  • Vn1 240V is generated which is stepped down according to the turn ratio of the transformer Tr1.
  • Vn2 ⁇ 320 V is applied to the second winding N2 of the transformer Tr1.
  • Vn1 ⁇ 240 V is generated in the first winding N1 of the transformer Tr1, which is stepped down according to the turn ratio of the transformer Tr1. That is, a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of 240V and a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of ⁇ 240V are alternately generated in the first winding N1 (see FIGS. 3E and 3F).
  • the control unit 15 maintains the switching elements Q1 to Q4 in the off state and maintains the switching elements Q11 and Q12 in the on state.
  • double-wave voltage doubler rectification is performed in which the voltage of the first winding N1 is applied to the capacitors C1 and C2 every half cycle and is smoothed by the capacitors C1 and C2.
  • the voltage across the series circuit of the capacitors C1 and C2 is output as a voltage V1 between the terminals T11 and T12.
  • the control unit 15 performs on / off control of the switching elements Q5 to Q8 so that the voltage V1 output from between the terminals T11 and T12 becomes DC450V (capacitor C1: DC225V, capacitor C2: DC225V). Specifically, the control unit 15 changes the state inversion phase of the switching elements Q5 and Q6 and the state inversion phase of the switching elements Q7 and Q8 in order to adjust the ratio between the energy supply period and the energy stop period. Perform phase shift operation.
  • the control unit 15 When discharging the in-vehicle storage battery 4 whose discharge voltage is DC450V, the control unit 15 causes the switching elements Q1 to Q4 to perform a full bridge operation (see FIGS. 4A to 4D). During the full bridge operation of the switching circuit 11, the control unit 15 maintains the switching elements Q11 and Q12 in the off state.
  • Vn2 450V is applied to the first winding N1 of the transformer Tr1.
  • Vn2 ⁇ 450 V is applied to the first winding N1 of the transformer Tr1.
  • Vn2 ⁇ 600 V, which is boosted according to the turn ratio of the transformer Tr1, is generated. That is, a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of 600V and a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of ⁇ 600V are alternately generated in the second winding N2.
  • the control unit 15 maintains the switching elements Q5 to Q8 in the off state and maintains the switching elements Q13 and Q14 in the off state, and the voltage Vn2 is full-wave rectified by the diodes D5 to D8.
  • the full-wave rectified voltage by the diodes D5 to D8 is applied across the series circuit of the capacitors C3 and C4 and smoothed.
  • the voltage across the series circuit of the capacitors C3 and C4 is output as a voltage V2 from between the terminals T21 and T22.
  • the switching elements Q5 to Q8 may perform full-wave rectification operation by synchronous rectification linked to the on / off operation of the switching elements Q1 to Q4.
  • the control unit 15 performs on / off control of the switching elements Q1 to Q4 so that the voltage V2 output between the terminals T21 and T22 becomes DC 320V. Specifically, the control unit 15 changes the state inversion phase of the switching elements Q1 and Q2 and the state inversion phase of the switching elements Q3 and Q4 in order to adjust the ratio between the energy supply period and the energy stop period. Perform phase shift operation.
  • the control unit 15 switches between the full-wave rectification operation and the double-wave voltage doubler rectification operation based on the magnitude relationship between the DC voltage between the terminals T11 and T12 and the DC voltage between the terminals T21 and T22. Therefore, the bidirectional DC / DC converter 1 can widen the range of the input voltage and the range of the output voltage. it can.
  • control unit 15 may switch the full bridge operation and the half bridge operation of the switching circuits 11 and 12 based on the magnitude relationship between the DC voltage between the terminals T11 and T12 and the DC voltage between the terminals T21 and T22. Good.
  • the bidirectional DC / DC converter can further widen the input voltage range and the output voltage range.
  • the in-vehicle storage battery 4 has a discharge voltage of DC450V
  • the control unit 15 When discharging the in-vehicle storage battery 4 having a discharge voltage of DC450V, the control unit 15 maintains the switching elements Q3 and Q4 in the off state and maintains the switching elements Q11 and Q12 in the on state. And the control part 15 controls the on-duty of the switching element Q1 to 50% or less, and controls the on-duty of the switching element Q2 to the same value as the on-duty of the switching element Q1. Furthermore, the control unit 15 performs switching control of the switching elements Q1 and Q2 so that the phase of the on state of the switching element Q1 and the phase of the on state of the switching element Q2 are shifted from each other by 180 degrees. That is, the control unit 15 causes the switching circuit 11 to perform a half bridge operation.
  • Vn1 225V (half of 450V) is applied to the first winding N1 of the transformer Tr1.
  • Vn2 300 V, which is boosted according to the turns ratio of the transformer Tr1 is generated.
  • Vn1 ⁇ 225V is applied to the first winding N1 of the transformer Tr1.
  • Vn2 ⁇ 300 V, which is boosted according to the turns ratio of the transformer Tr1, is generated. That is, a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of 300V and a substantially trapezoidal voltage having a peak voltage of ⁇ 300V are alternately generated in the second winding N2.
  • the control unit 15 maintains the switching elements Q5 to Q8 in the off state and maintains the switching elements Q13 and Q14 in the on state.
  • double voltage rectification is performed in which the voltage of the second winding N2 is applied to each of the capacitors C3 and C4 every half cycle, and is smoothed by the capacitors C3 and C4.
  • the voltage across the series circuit of the capacitors C3 and C4 is output as a voltage V1 between the terminals T11 and T12.
  • Switching elements Q5 and Q6 may perform synchronous rectification in conjunction with the on / off operation of switching elements Q1 and Q2.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 described above performs bidirectional voltage conversion by switching between the first operation and the second operation.
  • a DC voltage (second DC voltage) obtained by DC / DC conversion of a DC voltage (first DC voltage) between the first terminals (between terminals T11 and T12) is applied between the second terminals (terminal T21). -T22).
  • a DC voltage (fourth DC voltage) obtained by DC / DC conversion of a DC voltage (third DC voltage) between the second terminals is output between the first terminals.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 includes a first switching circuit 11.
  • the first switching circuit 11 includes a series circuit of a first switching element Q1 and a second switching element Q2 connected between the first terminals, a third switching element Q3 connected between the first terminals, and This is a circuit composed of a series circuit of the fourth switching element Q4. Further, the bidirectional DC / DC converter 1 is connected between a connection point of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 and a connection point of the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4. The first winding N1 of the transformer Tr1 is provided. Further, the bidirectional DC / DC converter 1 includes a second switching circuit 12.
  • the second switching circuit 12 includes a series circuit of a fifth switching element Q5 and a sixth switching element Q6 connected between the second terminals, a seventh switching element Q7 connected between the second terminals, and This is a circuit composed of a series circuit of eighth switching elements Q8. Further, the bidirectional DC / DC converter 1 is connected between the connection point of the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6 and the connection point of the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8. A second winding N2 of the transformer Tr1 is provided. Furthermore, the bidirectional DC / DC converter 1 includes first to eighth rectifier elements D1 to D8 connected in antiparallel to the first to eighth switching elements Q1 to Q8 in a one-to-one manner.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 includes a series circuit of a first capacitor C1 and a second capacitor C2 connected between the first terminals, and a third capacitor C3 connected between the second terminals. And a series circuit of a fourth capacitor C4. Furthermore, the bidirectional DC / DC converter 1 conducts and cuts off between the connection point of the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 and the connection point of the first capacitor C1 and the second capacitor C2. A first short circuit 13 is provided. Furthermore, the bidirectional DC / DC converter 1 conducts and cuts off between the connection point of the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8 and the connection point of the third capacitor C3 and the fourth capacitor C4. A second short circuit 14 is provided. Further, the bidirectional DC / DC converter 1 includes a control unit 15 that performs drive control of the first to eighth switching elements Q1 to Q8 and conduction / cutoff control of the first and second short-circuit circuits 13 and 14. .
  • the control unit 15 performs the full-wave rectification operation and the double-wave voltage doubler rectification operation during the first operation, with the direct current voltage between the first terminals (first direct current voltage) and the direct current between the second terminals. Switching is performed based on the magnitude relationship with the voltage (second DC voltage).
  • the full-wave rectification operation during the first operation the full-wave rectified voltage obtained by full-wave rectifying the voltage of the second winding N2 while maintaining the second short circuit 14 in the cut-off state is converted into the third capacitor C3 and the second 4 is applied to the series circuit of the capacitor C4.
  • the second short circuit 14 is maintained in the conductive state, and the voltage of the second winding N2 is applied to each of the third capacitor C3 and the fourth capacitor C4. Apply.
  • the control unit 15 performs a full-wave rectification operation and a double-wave voltage doubler rectification operation, a direct current voltage between the first terminals (fourth direct current voltage) and a direct current between the second terminals. Switching is performed based on the magnitude relationship with the voltage (third DC voltage).
  • the full-wave rectification operation in the second operation the full-wave rectified voltage obtained by full-wave rectifying the voltage of the first winding N1 while maintaining the first short circuit 13 in the cut-off state is used as the first capacitor C1 and the first capacitor C1.
  • the first short circuit 13 is maintained in the conductive state, and the voltage of the first winding N1 is applied to each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 has a DC voltage (first or fourth DC voltage) between the first terminals and a DC voltage (second or third) between the second terminals.
  • the full-wave rectification operation and the double-wave voltage doubler rectification operation are switched based on the magnitude relationship with the DC voltage. Therefore, since the bidirectional DC / DC converter can widen the range of the input voltage and the range of the output voltage, the bidirectional DC / DC converter can bidirectionally step up and step down corresponding to the wide range of the input voltage and the output voltage. There is an effect.
  • the control unit 15 performs a full-bridge operation and a half-bridge operation by performing a DC voltage between the first terminals (first DC voltage) and a DC voltage between the second terminals ( It is preferable to switch based on the magnitude relationship with the second DC voltage.
  • the full bridge operation the first short circuit 13 is maintained in the cut-off state, and switching control is performed as follows.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are set so that the on / off state of the first switching element Q1 and the on / off state of the second switching element Q2 are opposite to each other. Switching control.
  • the third switching element Q3 and the fourth switching element are switched so that the on / off state of the third switching element Q3 and the on / off state of the fourth switching element Q4 are opposite to each other.
  • Switching control is performed on the element Q4.
  • the half-bridge operation is performed as follows while maintaining the first short circuit 13 in a conducting state. In the half-bridge operation, the on-duty of the first switching element Q1 is set to 50% or less, and the on-duty of the second switching element Q2 is set to the same value as the on-duty of the first switching element Q1.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are set so that the phase difference between the ON state of the first switching element Q1 and the ON state of the second switching element Q2 is 180 degrees. Control switching. In the half-bridge operation, the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 are maintained in the off state.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 performs a full-bridge operation and a half-bridge operation between the direct current voltage between the first terminals (first direct current voltage) and the second terminal during the first operation. Is switched based on the magnitude relationship with the DC voltage (second DC voltage). Thereby, the bidirectional DC / DC converter 1 can further widen the range of the input voltage and the range of the output voltage.
  • the control unit 15 performs a full-bridge operation and a half-bridge operation by performing a DC voltage between the first terminals (fourth DC voltage) and a DC voltage between the second terminals ( It is preferable to switch based on the magnitude relationship with the (third DC voltage).
  • the full bridge operation the second short circuit 14 is maintained in the cut-off state, and switching control is performed as follows.
  • the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6 are set so that the on / off state of the fifth switching element Q5 and the on / off state of the sixth switching element Q6 are opposite to each other. Switching control.
  • the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8 are set so that the on / off state of the seventh switching element Q7 and the on / off state of the eighth switching element Q8 are opposite to each other.
  • the half-bridge operation operates as follows while maintaining the second short circuit 14 in a conductive state.
  • the on-duty of the fifth switching element Q5 is set to 50% or less
  • the on-duty of the sixth switching element Q6 is set to the same value as the on-duty of the fifth switching element Q5.
  • the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6 are set so that the phase difference between the on state of the fifth switching element Q5 and the on state of the sixth switching element Q6 becomes 180 degrees.
  • the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8 are maintained in the off state.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 performs the full-bridge operation and the half-bridge operation between the first terminal and the second terminal during the second operation. Is switched based on the magnitude relationship with the DC voltage (third DC voltage). Thereby, the bidirectional DC / DC converter 1 can further widen the range of the input voltage and the range of the output voltage.
  • the bidirectional power converter includes a bidirectional DC / DC converter 1 and a bidirectional inverter 2 according to the present invention.
  • the bidirectional DC / DC converter 1 performs bidirectional voltage conversion by switching between the first operation and the second operation.
  • a DC voltage (second DC voltage) obtained by DC / DC conversion of a DC voltage (first DC voltage) between the first terminals (between terminals T11 and T12) is applied between the second terminals (terminal T21).
  • a DC voltage (fourth DC voltage) obtained by DC / DC conversion of a DC voltage (third DC voltage) between the second terminals is output between the first terminals.
  • the bidirectional inverter 2 converts a DC voltage between the second terminals (second DC voltage) into an AC voltage during the first operation and outputs the AC voltage, and converts the AC voltage into a DC voltage (third DC voltage) during the second operation. ) And applied between the second terminals.
  • the bidirectional power converter according to the present invention includes a DC voltage (first or fourth DC voltage) between the first terminals and a DC voltage (second or third DC voltage) between the second terminals. )
  • a DC voltage first or fourth DC voltage
  • a DC voltage second or third DC voltage

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Abstract

　制御部は、車載蓄電池の放電時では、第２の短絡回路を遮断状態に維持して第２巻線の電圧を全波整流する全波整流動作と、第２の短絡回路を導通状態に維持して第２巻線の電圧を両波倍電圧整流する両波倍電圧整流動作とを、第１の端子間の直流電圧と第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替え、充電時では、第１の短絡回路を遮断状態に維持して第１巻線の電圧を全波整流する全波整流動作と、第１の短絡回路を導通状態に維持して第１巻線の電圧を両波倍電圧整流する両波倍電圧整流動作とを、第１の端子間の直流電圧と第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替える。

Description

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、双方向電力変換器
　本発明は、一般に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータおよび双方向電力変換器、より詳細には商用電力系に接続して連系動作を行う双方向ＤＣ／ＡＣインバータと連動して動作する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびこの双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備える双方向電力変換器に関する発明である。
　近年、電気自動車（ＥＶ）やプラグインハイブリット車（ＰＨＥＶ）などの電動自動車が普及している。そして、電動自動車に搭載した車載蓄電池を家庭用電源として利用するために、Ｖ２Ｈ（Vehicle to Home）システムに用いるパワーコンディショナ（Power Conditioner）が種々提案されている。
　パワーコンディショナは、一般に、商用電力系統に接続して連系動作を行う双方向ＤＣ／ＡＣインバータ（以下、双方向インバータという。）と、電動自動車の車載蓄電池に接続した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとで構成される。そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、車載蓄電池の電池電圧を双方向インバータの入力に必要な直流電圧に電力変換する機能、双方向インバータが出力する直流電圧を車載蓄電池の充電電圧に変換する機能が必要になる。
　従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハーフブリッジ接続のスイッチング素子、倍電圧整流回路を設けた第１の変換回路と、フルブリッジ接続のスイッチング素子を設けた第２の変換回路とを備える。この第１の変換回路と第２の変換回路との間の電力授受はトランスを介して行われており、このトランスによって電気的に絶縁されている（例えば、日本国特許公開番号２０１１－１２０３７０参照）。
　Ｖ２Ｈシステムに用いるパワーコンディショナは、商用電力系統と電動自動車との間に接続されて、車載蓄電池と商用電力系統との間の充放電を管理する。パワーコンディショナは、一般に、商用電力系統に接続して連系動作を行う双方向インバータと、電動自動車の車載蓄電池に接続した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとで構成される。
　そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、様々な電池電圧（ＤＣ１５０～４５０Ｖ）の車載蓄電池と接続して、車載蓄電池の放電時に双方向インバータの入力に必要な直流電圧に電力変換する機能が必要になる。双方向インバータの交流出力の仕様がＡＣ２００Ｖである場合、双方向インバータの入力に必要な直流電圧は、ＤＣ３００～４００Ｖ程度になる。また、双方向インバータの交流出力の仕様がＡＣ１００Ｖである場合、双方向インバータの入力に必要な直流電圧は、ＤＣ１５０Ｖ～２００Ｖ程度となる。
　また、双方向インバータが接続する商用電力系統の電圧は、ＡＣ２００ＶまたはＡＣ１００Ｖとなる。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、車載蓄電池の充電時に、ＡＣ２００ＶまたはＡＣ１００Ｖの商用電力系統に接続した双方向インバータが出力する直流電圧を、車載蓄電池の充電電圧に電力変換する機能も必要になる。
　したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、様々な電池電圧の車載蓄電池、様々な系統電圧の商用電力系統に対応するために、入力電圧および出力電圧の広範囲化が求められている。すなわち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、車載蓄電池の広い電池電圧範囲及び商用電力系統の広い電圧範囲に対応して、双方向に昇圧及び降圧する機能が要求されている。
　本発明は、上記事由に鑑みてなされており、その目的は、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、双方向電力変換器を提供することにある。
　本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の端子間の第１直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した第２直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の第３直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した第４直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記第１の端子間に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路、前記第１の端子間に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路からなる第１のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスの第１巻線と、前記第２の端子間に接続された第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子の直列回路、前記第２の端子間に接続された第７のスイッチング素子及び第８のスイッチング素子の直列回路からなる第２のスイッチング回路と、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の接続点と前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点との間に接続された前記トランスの第２巻線と、前記第１～第８のスイッチング素子に１対１に逆並列接続された第１～第８の整流素子と、前記第１の端子間に接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、前記第２の端子間に接続された第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第１の短絡回路と、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点と前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第２の短絡回路と、前記第１～第８のスイッチング素子の駆動制御、及び前記第１，第２の短絡回路の導通・遮断制御を行う制御部とを備え、前記制御部は、前記第１の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して前記第２巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第２巻線の電圧を前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の前記第１直流電圧と前記第２の端子間の前記第２直流電圧との大小関係に基づいて切り替え、前記第２の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して前記第１巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１巻線の電圧を前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の前記第４直流電圧と前記第２の端子間の前記第３直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることを特徴とする。
　本発明の双方向電力変換器は、第１の端子間の第１直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した第２直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の第３直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した第４直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の動作時に前記第２の端子間の前記第２直流電圧を交流電圧に変換して出力し、前記第２の動作時に交流電圧を前記第３直流電圧に変換して前記第２の端子間に印加する双方向インバータとを備えることを特徴とする。
実施形態の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 実施形態の双方向電力変換器の構成を示すブロック図である。 図３Ａ～図３Ｇは、実施形態における車載蓄電池の充電時の各部の動作を示す波形図である。 図４Ａ～図４Ｇは、実施形態における車載蓄電池の放電時の各部の動作を示す波形図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
　　（実施形態）
　図２は、双方向電力変換器（パワーコンディショナ）のブロック構成を示す。双方向電力変換器は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、双方向インバータ２と、コンデンサ３とで構成される。
　双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間（第１の端子間）に、電動自動車の車載蓄電池４を接続し、端子Ｔ２１－Ｔ２２間（第２の端子間）に、コンデンサ３を接続している。双方向インバータ２は、端子Ｔ３１－Ｔ３２間にコンデンサ３を接続し、端子Ｔ４１－Ｔ４２間に商用電源５から商用電力が供給される商用電力系統を接続している。
　車載蓄電池４の放電時（第１の動作）において、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１，Ｔ１２に入力される車載蓄電池４の電池電圧を任意の直流電圧に変換して端子Ｔ２１，Ｔ２２から出力する。端子Ｔ２１，Ｔ２２から出力された直流電圧はコンデンサ３で平滑されて、双方向インバータ２の端子Ｔ３１，Ｔ３２に印加される。そして、双方向インバータ２は、端子Ｔ３１，Ｔ３２に入力される直流電圧を、商用電力系統に連系させた交流電圧に変換して端子Ｔ４１，Ｔ４２から出力する。
　車載蓄電池４の充電時（第２の動作）において、双方向インバータ２は、端子Ｔ４１，Ｔ４２に入力される商用電圧（交流電圧）を直流電圧に変換して端子Ｔ３１，Ｔ３２から出力する。端子Ｔ３１，Ｔ３２から出力された直流電圧はコンデンサ３で平滑されて、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の端子Ｔ２１，Ｔ２２に印加される。そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ２１，Ｔ２２に入力される直流電圧を充電電圧に変換して端子Ｔ１１，Ｔ１２から出力し、車載蓄電池４を充電する。
　図１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路構成を示す。この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチング回路１１，１２と、トランスＴｒ１と、ダイオードＤ１～Ｄ８と、コンデンサＣ１～Ｃ４と、短絡回路１３，１４と、制御部１５とを主構成として備える。
　スイッチング回路１１（第１のスイッチング回路）は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と直列接続したスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４との並列回路を備え、この並列回路が端子Ｔ１１－Ｔ１２間に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がフルブリッジの対角に位置し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がフルブリッジの対角に位置する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）素子で構成される。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ素子の他、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子等で構成されてもよい。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が、本発明の第１～第４のスイッチング素子に１対１に対応している。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には、ダイオードＤ１～Ｄ４（第１～第４の整流素子）が１対１に逆並列接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間には、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１が接続されている。
　端子Ｔ１１－Ｔ１２間には、コンデンサＣ１，Ｃ２（第１，第２のコンデンサ）の直列回路が接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２の容量は、同じである。
　短絡回路１３（第１の短絡回路）は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に設けられて、両接続点間を導通・遮断する。短絡回路１３は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に１対１に逆並列接続されたダイオードＤ１１，Ｄ１２とで構成される。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、ＭＯＳＦＥＴ素子、ＩＧＢＴ素子等で構成される。
　次に、スイッチング回路１２（第２のスイッチング回路）は、直列接続したスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と直列接続したスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８との並列回路を備え、この並列回路が端子Ｔ２１－Ｔ２２間に接続されている。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がフルブリッジの対角に位置し、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がフルブリッジの対角に位置する。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ素子等素子で構成される。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８が、本発明の第５～第８のスイッチング素子に１対１に対応している。
　スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８には、ダイオードＤ５～Ｄ８（第５～第８の整流素子）が１対１に逆並列接続されている。
　スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点とスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点との間には、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２と、インダクタＬ１との直列回路が接続されている。
　端子Ｔ２１－Ｔ２２間には、コンデンサＣ３，Ｃ４（第３，第４のコンデンサ）の直列回路が接続されている。コンデンサＣ３，Ｃ４の容量は、同じである。
　短絡回路１４（第２の短絡回路）は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間に設けられて、両接続点間を導通・遮断する。短絡回路１４は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４に１対１に逆並列接続されたダイオードＤ１３，Ｄ１４とで構成される。スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４は、ＭＯＳＦＥＴ素子、ＩＧＢＴ素子等で構成される。
　制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１、端子Ｔ２１－Ｔ２２間の電圧Ｖ２、車載蓄電池４の充放電電流に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のオン・オフ駆動を制御することによって、スイッチング回路１１，１２のスイッチング動作を制御する。さらに、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオン・オフ駆動を制御することによって、短絡回路１３，１４の導通・遮断動作を制御する。なお、図１において、制御部１５とスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８，Ｑ１１～Ｑ１４との間の制御線、電圧Ｖ１，Ｖ２の検出部、車載蓄電池４の充放電電流の検出部は省略している。
　本実施形態において、制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１－Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、短絡回路１３，１４による導通・遮断を切り替えることにより、全波整流動作と両波倍電圧整流とを切り替える。
　以下、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作について説明する。
　車載蓄電池４の充電電圧および放電電圧（端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１）は、車載蓄電池４の仕様や状態に応じて、ＤＣ１５０Ｖ～４５０Ｖの範囲をとる。また、商用電源５の系統電圧はＡＣ２００Ｖであるので、コンデンサ３の両端電圧はＤＣ３２０Ｖとする。また、トランスＴｒ１の巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数比を、Ｎ１の巻数：Ｎ２の巻数＝３：４に設定している。
　まず、車載蓄電池４の充電電圧がＤＣ１５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の充電時の動作について、図３Ａ～図３Ｇの波形図を用いて説明する。双方向インバータ２が端子Ｔ３１，Ｔ３２から出力する電圧はＤＣ３２０Ｖである。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ２１－Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ１５０Ｖ（出力電圧）に降圧する。
　充電電圧がＤＣ１５０Ｖである車載蓄電池４の充電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を、図３Ａ～図３Ｄに示すようにスイッチング制御して、フルブリッジ動作させる。このスイッチング回路１２のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフ状態に維持する。
　スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ５がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ６はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ５がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ６はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている（図３Ａ、図３Ｂでは図示せず）。
　スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ７がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ８はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ７がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ８はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている（図３Ｃ、図３Ｄでは図示せず）。
　図３Ｅは、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の電圧Ｖｎ２の波形を示し、図３Ｆは、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１の電圧Ｖｎ１の波形を示す。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝２４０Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝－３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝－２４０Ｖが発生する。すなわち、第１巻線Ｎ１には、ピーク電圧が２４０Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が－２４０Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
　そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に維持しており、電圧Ｖｎ１はダイオードＤ１～Ｄ４によって全波整流される。ダイオードＤ１～Ｄ４による全波整流電圧は、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端間に印加されて平滑される。このコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧は、図３Ｇに示すように電圧Ｖ１として端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のオン・オフ動作に連動した同期整流によって全波整流動作を行ってもよい。
　ここで、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がオフ状態である期間をＴ１とする。また、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオフ状態である期間をＴ２とする。この２つの期間Ｔ１，Ｔ２が、第２巻線Ｎ２から第１巻線Ｎ１へのエネルギー供給期間となる。２つの期間Ｔ１，Ｔ２以外の期間（図３中の期間Ｔ３，Ｔ４）は、第２巻線Ｎ２から第１巻線Ｎ１へのエネルギー停止期間となる。そして、制御部１５は、エネルギー供給期間［Ｔ１＋Ｔ２］とエネルギー停止期間［Ｔ３＋Ｔ４］との比率を調整することによって、端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１を制御している。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
　本実施形態では、スイッチング素子Ｑ５のオン期間とＱ８のオン期間との位相差が０°、且つスイッチング素子Ｑ６のオン期間とＱ７のオン期間との位相差が０°である場合、端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１は、ＤＣ２４０Ｖとなる。また、スイッチング素子Ｑ５のオン期間とＱ８のオン期間との位相差が１８０°、且つスイッチング素子Ｑ６のオン期間とＱ７のオン期間との位相差が１８０°である場合、端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１は、略０Ｖとなる。そして、制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１がＤＣ１５０Ｖとなるように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオン・オフ制御する。
　次に、車載蓄電池４の放電電圧がＤＣ１５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の放電時の動作について、図４Ａ～図４Ｇの波形図を用いて説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ１５０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ２１－Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（出力電圧）に昇圧する。
　放電電圧がＤＣ１５０Ｖである車載蓄電池４の放電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を、図４Ａ～図４Ｄに示すようにスイッチング制御して、フルブリッジ動作させる。このスイッチング回路１１のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に維持する。
　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ２はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている（図４Ａ、図４Ｂでは図示せず）。
　スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ３がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ４はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ４はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている（図４Ｃ、図４Ｄでは図示せず）。
　図４Ｅは、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１の電圧Ｖｎ１の波形を示し、図４Ｆは、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の電圧Ｖｎ２の波形を示す。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ１＝１５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝２００Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ１＝－１５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝－２００Ｖが発生する。すなわち、第２巻線Ｎ２には、ピーク電圧が２００Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が－２００Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
　そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン状態に維持している。而して、第２巻線Ｎ２の電圧がコンデンサＣ３，Ｃ４のそれぞれにインダクタＬ１を介して半周期毎に印加される両波倍電圧整流が行われ、コンデンサＣ３，Ｃ４によって平滑される。そして、このコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端電圧が、図４Ｇに示すように電圧Ｖ２として端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される。
　ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態である期間をＴ１１とする。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態である期間をＴ１２とする。この２つの期間Ｔ１１，Ｔ１２が、第１巻線Ｎ１から第２巻線Ｎ２へのエネルギー供給期間となる。期間Ｔ１１では、コンデンサＣ３に電圧Ｖｎ２が印加され、期間Ｔ１２では、コンデンサＣ４に電圧Ｖｎ２が印加される。２つの期間Ｔ１１，Ｔ１２以外の期間（図４中の期間Ｔ１３，Ｔ１４）は、第１巻線Ｎ１から第２巻線Ｎ２へのエネルギー停止期間となる。そして、制御部１５は、エネルギー供給期間［Ｔ１１＋Ｔ１２］とエネルギー停止期間［Ｔ１３＋Ｔ１４］との比率を調整することによって、端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２を制御している。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
　本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とＱ４のオン期間との位相差が０°、且つスイッチング素子Ｑ２のオン期間とＱ３のオン期間との位相差が０°である場合、端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２は、ＤＣ４００Ｖとなる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とＱ４のオン期間との位相差が１８０°、且つスイッチング素子Ｑ２のオン期間とＱ３のオン期間との位相差が１８０°である場合、端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２は、略０Ｖとなる。そして、制御部１５は、端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２がＤＣ３２０Ｖ（コンデンサＣ３：ＤＣ１６０Ｖ、コンデンサＣ４：ＤＣ１６０Ｖ）となるように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオン・オフ制御する。
　次に、車載蓄電池４の充電電圧がＤＣ４５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の充電時の動作について説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ２１－Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ４５０Ｖ（出力電圧）に昇圧する。
　充電電圧がＤＣ４５０Ｖである車載蓄電池４の充電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をフルブリッジ動作させる（図３Ａ～図３Ｄ参照）。このスイッチング回路１２のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフ状態に維持する。
　スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝２４０Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝－３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝－２４０Ｖが発生する。すなわち、第１巻線Ｎ１には、ピーク電圧が２４０Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が－２４０Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する（図３Ｅ，図３Ｆ参照）。
　そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン状態に維持している。而して、第１巻線Ｎ１の電圧がコンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれに半周期毎に印加される両波倍電圧整流が行われ、コンデンサＣ１，Ｃ２によって平滑される。そして、このコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧が、電圧Ｖ１として端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される。
　制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１がＤＣ４５０Ｖ（コンデンサＣ１：ＤＣ２２５Ｖ、コンデンサＣ２：ＤＣ２２５Ｖ）となるように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオン・オフ制御する。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
　次に、車載蓄電池４の放電電圧がＤＣ４５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の放電時の動作について説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ４５０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ２１－Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（出力電圧）に降圧する。
　放電電圧がＤＣ４５０Ｖである車載蓄電池４の放電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をフルブリッジ動作させる（図４Ａ～図４Ｄ参照）。このスイッチング回路１１のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に維持する。
　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ２＝４５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ１＝６００Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ２＝－４５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝－６００Ｖが発生する。すなわち、第２巻線Ｎ２には、ピーク電圧が６００Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が－６００Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
　そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフ状態に維持しており、電圧Ｖｎ２はダイオードＤ５～Ｄ８によって全波整流される。ダイオードＤ５～Ｄ８による全波整流電圧は、コンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端間に印加されて平滑される。このコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端電圧は、電圧Ｖ２として端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される。なお、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフ動作に連動した同期整流によって全波整流動作を行ってもよい。
　制御部１５は、端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２がＤＣ３２０Ｖとなるように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオン・オフ制御する。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
　上述のように、制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１－Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを切り替える。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力電圧の範囲及び出力電圧の範囲を広くすることができるので、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができる。
　また、制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１－Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、スイッチング回路１１，１２のフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えてもよい。この場合、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧の範囲および出力電圧の範囲をさらに広くすることができる。
　例えば、車載蓄電池４の放電電圧がＤＣ４５０Ｖであり、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ４５０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ２１－Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（出力電圧）に降圧する。
　放電電圧がＤＣ４５０Ｖである車載蓄電池４の放電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン状態に維持する。そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを５０％以下に制御し、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティと同じ値に制御する。さらに制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１のオン状態の位相とスイッチング素子Ｑ２のオン状態の位相とが互いに１８０度ずれるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御する。すなわち、制御部１５は、スイッチング回路１１をハーフブリッジ動作させる。
　スイッチング素子Ｑ１がオン状態、且つスイッチング素子Ｑ２がオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ１＝２２５Ｖ（４５０Ｖの半分）が印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝３００Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ２がオン状態、且つスイッチング素子Ｑ１がオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ１＝－２２５Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝－３００Ｖが発生する。すなわち、第２巻線Ｎ２には、ピーク電圧が３００Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が－３００Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
　そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン状態に維持している。而して、第２巻線Ｎ２の電圧がコンデンサＣ３，Ｃ４のそれぞれに半周期毎に印加される両波倍電圧整流が行われ、コンデンサＣ３，Ｃ４によって平滑される。そして、このコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端電圧が、電圧Ｖ１として端子Ｔ１１－Ｔ１２間から出力される。なお、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ動作に連動した同期整流を行ってもよい。
　制御部１５は、端子Ｔ２１－Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２がＤＣ３２０Ｖ（コンデンサＣ３：ＤＣ１６０Ｖ、コンデンサＣ４：ＤＣ１６０Ｖ）となるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御する。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティ制御を行う。
　また、車載蓄電池４の充電時においても、制御部１５は、端子Ｔ１１－Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１－Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、スイッチング回路１２のフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えてもよい。
　なお、上述の各実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
　　（まとめ）
　上述の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の動作と第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う。第１の動作は、第１の端子間（端子Ｔ１１－Ｔ１２間）の直流電圧（第１直流電圧）をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧（第２直流電圧）を第２の端子間（端子Ｔ２１－Ｔ２２間）に出力する。第２の動作は、第２の端子間の直流電圧（第３直流電圧）をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧（第４直流電圧）を第１の端子間に出力する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１のスイッチング回路１１を備える。第１のスイッチング回路１１は、第１の端子間に接続された第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の直列回路、第１の端子間に接続された第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の直列回路からなる回路である。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点と第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の接続点との間に接続されたトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第２のスイッチング回路１２を備える。第２のスイッチング回路１２は、第２の端子間に接続された第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の直列回路、第２の端子間に接続された第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の直列回路からなる回路である。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の接続点と第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の接続点との間に接続されたトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１～第８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８に１対１に逆並列接続された第１～第８の整流素子Ｄ１～Ｄ８を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の端子間に接続された第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の直列回路と、第２の端子間に接続された第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４の直列回路とを備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の接続点と第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の接続点との間を導通・遮断する第１の短絡回路１３を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の接続点と第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４の接続点との間を導通・遮断する第２の短絡回路１４を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１～第８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動制御、及び第１，第２の短絡回路１３，１４の導通・遮断制御を行う制御部１５を備える。
　そして、制御部１５は、第１の動作時において、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを、第１の端子間の直流電圧（第１直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第２直流電圧）との大小関係に基づいて切り替える。第１の動作時における全波整流動作は、第２の短絡回路１４を遮断状態に維持して第２巻線Ｎ２の電圧を全波整流した全波整流電圧を、第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４の直列回路に印加する。第１の動作時における両波倍電圧整流動作は、第２の短絡回路１４を導通状態に維持して、第２巻線Ｎ２の電圧を第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４のそれぞれに印加する。
　さらに、制御部１５は、第２の動作時において、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを、第１の端子間の直流電圧（第４直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第３直流電圧）との大小関係に基づいて切り替える。第２の動作時における全波整流動作は、第１の短絡回路１３を遮断状態に維持して第１巻線Ｎ１の電圧を全波整流した全波整流電圧を、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の直列回路に印加する。第２の動作時における両波倍電圧整流動作は、第１の短絡回路１３を導通状態に維持して、第１巻線Ｎ１の電圧を第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２のそれぞれに印加する。
　この構成によると、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の端子間の直流電圧（第１または第４直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第２または第３直流電圧）との大小関係に基づいて、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを切り替える。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧の範囲及び出力電圧の範囲を広くすることができるので、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができるという効果がある。
　ここで、制御部１５は、第１の動作時において、フルブリッジ動作と、ハーフブリッジ動作とを、第１の端子間の直流電圧（第１直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第２直流電圧）との大小関係に基づいて切り替えることが好ましい。フルブリッジ動作は、第１の短絡回路１３を遮断状態に維持して、以下のようにして、スイッチング制御を行う。フルブリッジ動作は、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ状態と第２のスイッチング素子Ｑ２のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２をスイッチング制御する。さらに、フルブリッジ動作は、第３のスイッチング素子Ｑ３のオン・オフ状態と第４のスイッチング素子Ｑ４のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４をスイッチング制御する。ハーフブリッジ動作は、第１の短絡回路１３を導通状態に維持して、以下のように動作する。ハーフブリッジ動作は、第１のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを５０％以下に設定し、第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを第１のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティと同じ値に設定する。ハーフブリッジ動作は、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン状態と第２のスイッチング素子Ｑ２のオン状態との位相差が１８０度になるように、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２をスイッチング制御する。ハーフブリッジ動作は、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４をオフ状態に維持する。
　この構成によると、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の動作時において、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを第１の端子間の直流電圧（第１直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第２直流電圧）との大小関係に基づいて切り替える。これにより、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力電圧の範囲および出力電圧の範囲をさらに広くすることができる。
　ここで、制御部１５は、第２の動作時において、フルブリッジ動作と、ハーフブリッジ動作とを、第１の端子間の直流電圧（第４直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第３直流電圧）との大小関係に基づいて切り替えることが好ましい。フルブリッジ動作は、第２の短絡回路１４を遮断状態に維持して、以下のようにして、スイッチング制御を行う。フルブリッジ動作は、第５のスイッチング素子Ｑ５のオン・オフ状態と第６のスイッチング素子Ｑ６のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６をスイッチング制御する。フルブリッジ動作は、第７のスイッチング素子Ｑ７のオン・オフ状態と第８のスイッチング素子Ｑ８のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８をスイッチング制御する。ハーフブリッジ動作は、第２の短絡回路１４を導通状態に維持して、以下のように動作する。ハーフブリッジ動作は、第５のスイッチング素子Ｑ５のオンデューティを５０％以下に設定し、第６のスイッチング素子Ｑ６のオンデューティを第５のスイッチング素子Ｑ５のオンデューティと同じ値に設定する。ハーフブリッジ動作は、第５のスイッチング素子Ｑ５のオン状態と第６のスイッチング素子Ｑ６のオン状態との位相差が１８０度になるように、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６をスイッチング制御する。ハーフブリッジ動作は、第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８をオフ状態に維持する。
　この構成によると、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第２の動作時において、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを第１の端子間の直流電圧（第４直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第３直流電圧）との大小関係に基づいて切り替える。これにより、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力電圧の範囲および出力電圧の範囲をさらに広くすることができる。
　また、双方向電力変換器は、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、双方向インバータ２とを備える。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の動作と、第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う。第１の動作は、第１の端子間（端子Ｔ１１－Ｔ１２間）の直流電圧（第１直流電圧）をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧（第２直流電圧）を第２の端子間（端子Ｔ２１－Ｔ２２間）に出力する。第２の動作は、第２の端子間の直流電圧（第３直流電圧）をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧（第４直流電圧）を第１の端子間に出力する。双方向インバータ２は、第１の動作時に第２の端子間の直流電圧（第２直流電圧）を交流電圧に変換して出力し、第２の動作時に交流電圧を直流電圧（第３直流電圧）に変換して第２の端子間に印加する。
　この構成によると、本発明に係る双方向電力変換器は、第１の端子間の直流電圧（第１または第４直流電圧）と第２の端子間の直流電圧（第２または第３直流電圧）との大小関係に基づいて、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを切り替える。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧の範囲及び出力電圧の範囲を広くすることができるので、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができるという効果がある。

Claims (4)

  1. 　第１の端子間の第１直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した第２直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の第３直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した第４直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　前記第１の端子間に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路、前記第１の端子間に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路からなる第１のスイッチング回路と、
    　前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスの第１巻線と、
    　前記第２の端子間に接続された第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子の直列回路、前記第２の端子間に接続された第７のスイッチング素子及び第８のスイッチング素子の直列回路からなる第２のスイッチング回路と、
    　前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の接続点と前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点との間に接続された前記トランスの第２巻線と、
    　前記第１～第８のスイッチング素子に１対１に逆並列接続された第１～第８の整流素子と、
    　前記第１の端子間に接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、
    　前記第２の端子間に接続された第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路と、
    　前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第１の短絡回路と、
    　前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点と前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第２の短絡回路と、
    　前記第１～第８のスイッチング素子の駆動制御、及び前記第１，第２の短絡回路の導通・遮断制御を行う制御部とを備え、
    　前記制御部は、
    　前記第１の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して前記第２巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第２巻線の電圧を前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の前記第１直流電圧と前記第２の端子間の前記第２直流電圧との大小関係に基づいて切り替え、
    　前記第２の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して前記第１巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１巻線の電圧を前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の前記第４直流電圧と前記第２の端子間の前記第３直流電圧との大小関係に基づいて切り替える
    　ことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 　前記制御部は、
    　前記第１の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して、前記第１のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第２のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第３のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第４のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をスイッチング制御するフルブリッジ動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１のスイッチング素子のオンデューティを５０％以下に設定し、前記第２のスイッチング素子のオンデューティを前記第１のスイッチング素子のオンデューティと同じ値に設定し、前記第１のスイッチング素子のオン状態と前記第２のスイッチング素子のオン状態との位相差が１８０度になるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフ状態に維持するハーフブリッジ動作とを、前記第１の端子間の前記第１直流電圧と前記第２の端子間の前記第２直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 　前記制御部は、
    　前記第２の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して、前記第５のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第６のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第７のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第８のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子をスイッチング制御するフルブリッジ動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第５のスイッチング素子のオンデューティを５０％以下に設定し、前記第６のスイッチング素子のオンデューティを前記第５のスイッチング素子のオンデューティと同じ値に設定し、前記第５のスイッチング素子のオン状態と前記第６のスイッチング素子のオン状態との位相差が１８０度になるように、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子をオフ状態に維持するハーフブリッジ動作とを、前記第１の端子間の前記第４直流電圧と前記第２の端子間の前記第３直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることを特徴とする請求項１または２記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 　第１の端子間の前記第１直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した前記第２直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の前記第３直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した前記第４直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う請求項１乃至３いずれか記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記第１の動作時に前記第２の端子間の前記第２直流電圧を交流電圧に変換して出力し、前記第２の動作時に交流電圧を前記第３直流電圧に変換して前記第２の端子間に印加する双方向インバータと
    　を備えることを特徴とする双方向電力変換器。
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