WO2015118631A1 - 車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法 - Google Patents

車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to an in-vehicle charger for charging a battery for supplying electric power to an electric motor for an electric vehicle such as EV (electric vehicle) / PHEV (plug-in hybrid electric vehicle).
  • EV electric vehicle
  • PHEV plug-in hybrid electric vehicle
  • any type of electric vehicle has a battery as an electricity storage device for supplying electric power to the electric motor, and when the remaining capacity of the battery is reduced, it is necessary to charge the battery from the outside. Further, in a hybrid vehicle having an electric motor and an engine as drive sources, the battery is normally charged by driving the engine. However, the battery may be charged by supplying power from an external power source without driving the engine.
  • An electric vehicle having such an electric motor is equipped with an in-vehicle charger that boosts the commercial power source and converts it into DC power so that the battery can be charged using a commercial commercial power source as an external power source.
  • an in-vehicle charger that boosts the commercial power source and converts it into DC power so that the battery can be charged using a commercial commercial power source as an external power source.
  • the on-vehicle charger charges the battery in the electric vehicle from the commercial power source for household use via the public power network, it can be said that the vehicle and the home environment are integrated. Therefore, as electric vehicles become widespread, reliability and quality maintenance are required in both environments of EMC (electromagnetic compatibility) tests for electric vehicles and EMC tests for consumer equipment related to public power supply networks. It becomes like this. Therefore, in such a case, the EMC regulation of the in-vehicle charger is stricter than general electric parts.
  • the on-vehicle charger is generally composed of an AC / DC converter and an insulated DC / DC converter (hereinafter referred to as an insulated DC / DC converter). Further, in order to reduce the size and cost of the on-vehicle charger, it is essential to reduce the size of magnetic parts such as a transformer and a reactor, and a higher switching frequency is desired. However, with high frequency driving, problems such as increased recovery loss of the diode and increased surge voltage occur. In particular, in the case of an in-vehicle charger, a high voltage battery is connected to the output side of the isolated DC / DC converter.
  • the surge voltage generated on the secondary side of the transformer becomes high, and there is a concern about an increase in the breakdown voltage of the element, an increase in loss, and an EMC deterioration. Therefore, it is required to suppress the surge voltage generated in the secondary side rectifier circuit of the isolated DC / DC converter.
  • SiC-SBD Schottky barrier diode
  • SiC-SBD Schottky barrier diode
  • the SiC diode is more expensive than a general Si diode, and if the SiC Schottky barrier diode is used for all the rectifier circuits, the cost of the on-vehicle charger itself is greatly increased.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can be realized without using a snubber resistor and can suppress a recovery surge voltage of a diode with a circuit configuration that suppresses an increase in cost.
  • the purpose is to obtain an in-vehicle charger.
  • the present invention is an in-vehicle charger for charging a battery that supplies power to an electric motor for driving a vehicle with AC power supplied from an external power source, the AC / DC converter receiving the AC power, and the AC / DC converter.
  • a DC / DC converter connected between the DC converter and the battery, and a controller for controlling the AC / DC converter and the DC / DC converter, wherein the DC / DC converter includes a primary winding and A transformer having a secondary winding; a reactor connected in series to the primary winding; a first surge suppression diode; a second surge suppression diode; and a positive side and a negative side of the DC / DC converter
  • a full-bridge switching circuit comprising two pairs of switching elements connected in series between the side input terminals, and the DC / DC converter
  • a capacitor connected between the negative side input terminal and a negative side input terminal, a rectifier circuit and a smoothing circuit provided on the secondary winding side, and an end to which the primary winding of the reactor is not connected; The end
  • the present invention in the DC / DC converter, by providing a path for bypassing the surge energy caused by the recovery current of the rectifying diode of the secondary side rectifier circuit to the switching element and the capacitor side by the surge suppressing diode.
  • the surge voltage is prevented from being applied to the transformer, and only the voltage of the capacitor is applied to the primary side of the transformer.
  • no surge voltage is generated on the secondary side of the transformer.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an in-vehicle charger using a general insulated DC / DC converter configured by a full-bridge semiconductor switching element and a diode for explaining the in-vehicle charger according to Embodiment 1 of the present invention; .
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an in-vehicle charger using a general insulated DC / DC converter configured by a full-bridge semiconductor switching element and a diode for explaining the in-vehicle charger according to Embodiment 1 of the present invention; .
  • FIG. 5 is a diagram showing a current path when each semiconductor switching element in FIG. 4 is on / off.
  • FIG. 6 is a diagram showing a current path following FIG. 5.
  • FIG. 7 is a diagram showing a current path following FIG. 6. It is a figure which shows the electric current path
  • FIG. 9 is a diagram showing a current path following FIG. 8. It is a figure which shows the time-dependent change of the electric current and voltage of the rectifier diode in FIG. It is a figure which shows an electric current path
  • FIG. 16 is a diagram showing a current path following FIG. 15. It is a figure which shows the electric current path
  • FIG. 20 is a diagram showing a current path following FIG. 19.
  • FIG. 21 is a diagram showing a current path following FIG. 20.
  • FIG. 22 is a diagram showing a current path following FIG. 21. It is a figure which shows the voltage of the capacitor
  • Embodiment 3 of this invention it is a figure which shows a current pathway when each semiconductor switching element in FIG. 24 is on / off.
  • FIG. 26 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 27 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 29 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 30 is a diagram showing a current path following FIG. 29.
  • FIG. 31 is a diagram showing a current path following FIG. 30.
  • FIG. 32 is a diagram showing a current path following FIG. 31. It is a schematic block diagram of the circuit part of the vehicle-mounted charger in Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 40 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 41 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 42 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 43 is a diagram showing a current path following FIG.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the entire in-vehicle charger according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an AC power source 1 (hereinafter simply referred to as AC power source 1) as an external power source (AC input power source) is connected to the input side of the in-vehicle charger 11.
  • a high voltage battery 10 (hereinafter referred to as a high voltage battery 10) as a load is connected to the output side of the in-vehicle charger 11.
  • the high voltage battery 10 supplies the stored power to an electric motor for driving the vehicle.
  • the in-vehicle charger 11 boosts an AC / DC converter 2 that converts an AC voltage into a DC voltage, and a DC voltage generated by the AC / DC converter 2, and applies the boosted DC voltage to the high-voltage battery 10.
  • an insulated DC / DC converter 3 that supplies power to the high-voltage battery 10 is provided.
  • a capacitor 4 is connected between the AC / DC converter 2 and the insulated DC / DC converter 3.
  • the insulated DC / DC converter 3 includes four semiconductor switching elements Q1 to Q4, two surge suppression diodes D5 to D6, an external resonance reactor 5, an insulation transformer 6, and four rectifying diodes D1 to D6.
  • D4 and a smoothing circuit 9 including a smoothing reactor 7 and a smoothing capacitor 8 are included.
  • semiconductor switching elements Q1 to Q4 are connected to the subsequent stage of the capacitor 4.
  • MOSFETs can be used as these semiconductor switching elements Q1 to Q4.
  • the drains of the semiconductor switching elements Q 1 and Q 3 are connected to the positive side of the capacitor 4, and the sources of the semiconductor switching elements Q 2 and Q 4 are connected to the negative side of the capacitor 4.
  • One end of the primary winding of the insulating transformer 6 is connected to one end of the resonance reactor 5, and the other end is connected to a connection point between the source of the semiconductor switching element Q3 and the drain of the semiconductor switching element Q4.
  • the other end of the resonance reactor 5 is connected to a connection point between the source of the semiconductor switching element Q1 and the drain of the semiconductor switching element Q2. That is, the full-bridge switching circuits Q1 to Q4 are formed from two pairs of switching elements (Q1 and Q2, Q3 and Q4) connected in series between the positive and negative input terminals of the isolated DC / DC converter, that is, the capacitor 4, respectively. Become.
  • An end of the reactor 5 to which the primary winding is not connected and an end of the primary winding to which the reactor 5 is not connected are two pairs of switching elements Q1 to Q4 (Q1, Q2, Q3 and Q4) are connected between the switching elements of different pairs of switching elements.
  • the anode side of the surge suppression diode D5 is connected to the connection point between the resonance reactor 5 and the insulating transformer 6, and the cathode side of the surge suppression diode D5 is connected to the positive side of the capacitor 4.
  • the cathode side of the surge suppression diode D 6 is connected to the connection point between the resonance reactor 5 and the insulating transformer 6, and the anode side of the surge suppression diode D 6 is connected to the negative side of the capacitor 4.
  • Rectifying diodes D1 to D4 are connected to the secondary winding of the insulating transformer 6 in a full bridge configuration. Further, as the rectifying diodes D1 to D4, diodes made of an inexpensive Si (silicon) semiconductor are used. Hereinafter, a diode made of a Si semiconductor is referred to as a Si diode.
  • a smoothing circuit 9 including a smoothing reactor 7 and a smoothing capacitor 8 is connected to the subsequent stage of the rectifying diodes D1 to D4.
  • a rectifier circuit having Si diodes connected in a full-bridge configuration is employed as the rectifier circuit of the high-voltage isolated DC / DC converter 3.
  • ⁇ ⁇ ⁇ Si diode fast recovery diodes are used as the surge suppression diodes D5 to D6.
  • the relationship between the recovery time and Vf (forward voltage at which the diode is turned on) is a trade-off, and the surge suppression diodes D5 to D6 have a low Vf for reducing conduction loss and increasing efficiency.
  • Use FRD In the Si diode, the relationship between the recovery time and Vf (forward voltage at which the diode is turned on) is a trade-off, and the surge suppression diodes D5 to D6 have a low Vf for reducing conduction loss and increasing efficiency. Use FRD.
  • the isolated DC / DC converter 3 for charging the high voltage battery 10 is a step-up converter
  • the winding ratio (N1: N2) of the insulating transformer 6 is 1 or more, that is, the primary winding of the insulating transformer 6.
  • the turn ratio of the secondary winding with respect to is 1 or more.
  • the in-vehicle charger performs various controls including switching control of the AC / D converter 2 and the isolated DC / DC converter 3 of the in-vehicle charger 11 indicating the circuit portion of the in-vehicle charger by the control unit 11c.
  • the insulated DC / DC converter 3 illustrated in the first embodiment is an insulated DC / DC converter having a general full bridge configuration, and adopts a switching system that is a hard switching system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the operation of the semiconductor switching element of the isolated DC / DC converter 3 according to the first embodiment of the present invention.
  • Tdc indicates a switching period
  • td indicates a dead time.
  • the current flowing to the primary winding side (primary side) of the insulating transformer 6 is as follows: capacitor 4 ⁇ semiconductor switching element Q1 ⁇ resonance reactor 5 ⁇ insulation
  • the transformer 6 (primary side) flows through each path in the order of the semiconductor switching element Q4.
  • the insulating transformer 6 transmits power from the primary side to the secondary side.
  • the current flowing to the secondary winding side (secondary side) of the insulation transformer 6 is as follows: insulation transformer 6 (secondary side) ⁇ rectifier diode D1 ⁇ smoothing reactor 7 ⁇ high voltage battery 10 ⁇ rectifier diode D4. It flows through each route in order.
  • the current flowing through the primary side of the insulating transformer 6 is in the order of the capacitor 4 ⁇ the semiconductor switching element Q3 ⁇ the insulating transformer 6 ⁇ the resonance reactor 5 ⁇ the semiconductor switching element Q2. Flow through each path. Subsequently, the current that flows to the secondary winding side of the insulating transformer 6 passes through each path in the order of the insulating transformer 6 (secondary side) ⁇ rectifier diode D3 ⁇ smoothing reactor 7 ⁇ high voltage battery 10 ⁇ rectifier diode D2. Flowing.
  • FIG. 3 is a diagram showing each voltage / current waveform during the operation of the isolated DC / DC converter 3 according to the first embodiment of the present invention.
  • Vtr1 Primary side voltage of the insulating transformer 6
  • Itr1 Primary side current of the insulating transformer 6
  • Vtr2 Secondary side voltage of the insulating transformer 6
  • Iout Current flowing through the smoothing reactor 7 Insulation The peak of the primary current of the transformer indicates the inrush current due to the recovery of the diode.
  • the resonance reactor 5 is a general reactor, but is not limited to this, and may be an inductance component of a pattern or wiring, for example.
  • FIG. 4 is a diagram of an in-vehicle charger using a general isolated DC / DC converter composed of a full-bridge semiconductor switching element and a diode for explaining the in-vehicle charger 11 according to Embodiment 1 of the present invention. It is a circuit diagram.
  • FIGS. 5 to 9 show changes over time in the current path flowing through the circuit of the in-vehicle charger when each of the semiconductor switching elements Q1 to Q4 in FIG. 4 is turned on / off.
  • FIG. 10 is a diagram showing temporal changes in the current ID3 and the voltage VD3 of the rectifying diode D3 in FIG.
  • the magnitude of the current ID3 (hereinafter simply referred to as current ID3) of the rectifying diode D3 is IF
  • the voltage VD3 of the rectifying diode D3 (hereinafter, referred to as current ID3).
  • the magnitude of the voltage VD3 is simply VF.
  • the current of the rectifying diodes D2 and D3 decreases, and at the moment when the forward current becomes 0 A or less, the rectifying diodes D2 and D3 have a recovery current (or reverse recovery current).
  • the path of the recovery current flowing through the rectifying diodes D2 and D3 is the path shown in FIG. Note that, in the rectifying diodes D2 and D3, there is a state in which energization can be performed by the accumulated carriers even when the bias direction (polarity) is changed and the reverse bias is applied from the ON state in which the forward bias is applied. .
  • the magnitude of the current ID3 decreases from IF and becomes zero. In such a case, since the recovery current flows, the magnitude increases from 0 as time elapses from the time when the magnitude of the current ID3 becomes 0, and becomes maximum at time t3. Further, as time elapses from time t2, the magnitude of voltage VD3 decreases from VF, and becomes 0 at time t3.
  • This recovery current also flows to the primary side of the isolation transformer 6.
  • the rectifying diodes D2 and D3 in the recovery operation process, as the accumulated carriers decrease, the recovery current decreases and finally does not flow.
  • the surge voltage VL is applied to the insulating transformer voltage Vtr1 in addition to the voltage of the capacitor 4.
  • Vdc Voltage of capacitor 4 di / dt: Decreasing rate of rectifying diode recovery current di ′ / dt: Decreasing rate of rectifying diode recovery current flowing to the primary side of insulating transformer 6
  • L When the inductance component of the resonance reactor 5 is used, the voltage applied to the primary side of the isolation transformer 6 when recovery occurs is
  • Vtr1 Vdc + L (di '/ dt) (1)
  • a voltage obtained by multiplying the primary side voltage of the insulating transformer by N is generated as the voltage Vtr2.
  • a voltage obtained by multiplying the sum of the surge voltage VL and the voltage Vdc of the capacitor 4 by N is generated at both ends of the rectifying diode D3 as shown in FIG. Since the inductance component of the resonance reactor 5 is sufficiently larger than the inductance of the wiring or pattern or the like, the first embodiment handles the generation of the surge voltage VL as being caused by the inductance component of the resonance reactor 5.
  • the SiC Schottky barrier diode is a unipolar device, unlike the bipolar device represented by the Si diode / FRD, there is no accumulation of minority carriers, and as a result, the reverse recovery time of the diode is faster than the FRD. This is because there is no temperature dependency.
  • SiC diodes are more expensive than general Si diodes. Therefore, if four SiC Schottky barrier diodes are used as the rectifying diodes D1 to D4, there arises a problem that the cost of the in-vehicle charger itself is greatly increased.
  • the rectifying diodes D1 to D4 are less expensive Si diodes than SiC diodes.
  • a configuration in which the surge suppression diodes D5 and D6 are installed at the connection location between the resonance reactor 5 and the insulating transformer 6 can exhibit a surge suppression effect.
  • FIG. 11 is a diagram showing a current path when each of the semiconductor switching elements Q1 to Q4 of the in-vehicle charger 11 according to the first embodiment is turned on / off. Moreover, (a) of FIG. 11 and (b) of FIG. 11 show the change over time of the current path flowing through the circuit of the on-vehicle charger.
  • FIG. 11 illustrates a current path when the semiconductor switching elements Q1 and Q4 are turned on.
  • the surge suppression diode D5 is turned on.
  • the surge suppression diode D6 is turned on. That is, during the period in which the surge voltage of the resonance reactor 5 is VL> Vf, a current always flows through the path of the resonance reactor 5 ⁇ the semiconductor switching element Q2 ⁇ the surge suppression diode D6 (the arrow in FIG. 11B). A2). Also at this time, since only the DC voltage of the capacitor 4 is applied to the primary side voltage of the insulating transformer 6, no surge is generated in the secondary side voltage of the insulating transformer 6. Therefore, as shown in FIG.
  • the current ID3 and the voltage VD3 of the rectifying diode D3 have a time-varying characteristic as indicated by a solid line.
  • a portion indicated by an arrow A in FIG. 12 indicates a position where a surge suppression diode D6 which is a return diode is turned on when the surge voltage of the resonance reactor 5 exceeds Vf.
  • the on-vehicle charger mounted on the electric vehicle described in Embodiment 1 of the present invention is low-cost and does not require a special snubber circuit, and can suppress a surge voltage due to diode recovery.
  • the switching method is hard switching.
  • the switching method is not limited to this, and may be, for example, soft switching.
  • the insulated DC / DC converter 3 does not have to be an insulation type, and may be a DC / DC converter. Accordingly, the insulating transformer 6 may be a transformer.
  • the resonance reactor 5 is a resonance reactor in the soft switching operation of the following embodiments, and may be a reactor (coil) (the same applies hereinafter).
  • FIG. 13 is a schematic configuration diagram of the in-vehicle charger 11 which is a circuit portion of the in-vehicle charger in the second embodiment.
  • resonance capacitors hereinafter referred to as resonance capacitors
  • the resonance capacitors C1 to C4 are external capacitors, but are not limited thereto, and may be a capacitance of a semiconductor switching element, for example, a drain-source capacitance of a MOSFET.
  • FIG. 14 is a diagram showing the operation of each semiconductor switching element of the insulated DC / DC converter and the voltage / current waveforms in the second embodiment of the present invention.
  • FIGS. 15 to 22 are diagrams showing each semiconductor switching element in FIG. It is a figure which shows the electric current path when it is.
  • the diagonal arrow in FIG. 14 has shown the advance of the phase between semiconductor switching elements.
  • the peak of the primary side current of the isolation transformer indicates the inrush current due to the recovery of the diode.
  • the surge current of the resonance reactor 5 and the current flowing to the primary side of the insulating transformer 6 flow along the path shown in FIG.
  • the voltage applied to both ends of the semiconductor switching element Q2 is zero volts, so that no switching loss occurs (zero-volt switching).
  • the surge current of the resonance reactor 5 is turned on by the surge suppression diode D6 at the moment when the surge voltage becomes higher than Vf, so that the resonance reactor 5 ⁇ A current flows through the path of the semiconductor switching element Q2 ⁇ surge suppression diode D6.
  • the inductance component of the smoothing reactor 7 is also entered in L of the above equation (4). For this reason, in order to establish ZVS in FIGS. 18 and 22, an inductance value and a current amount satisfying the equation (4) are required, and generally, the charging power of the in-vehicle charger 11 is small (at light load). If the inductance value of the resonance reactor is small, ZVS is not established.
  • the current for charging and discharging the resonance capacitor is not only the primary side current of the insulating transformer 6 but also the resonance reactor 5.
  • a surge current can also be used (because the current value I in the above equation (4) increases).
  • the resonance reactor current waveform of FIG. 14 the current flowing through the resonance reactor 5 has a waveform that maintains the peak current value of the primary current of the isolation transformer 6 (due to recovery of the rectifying diode). The difference between the current value of the resonance reactor 5 and the primary current value of the isolation transformer 6 flows to the surge suppression diode (D5 or D6).
  • FIG. 23 shows a waveform obtained by rectifying the AC voltage of the AC power supply 1 by the AC / DC converter 2 when the output voltage of the AC / DC converter 2 is adjusted in the configuration of the second embodiment, and the AC / DC converter. 2 shows the voltage of the capacitor 4 boosted by 2.
  • the controller 11c of the on-vehicle charger controls the voltage of the capacitor 4 to be sufficiently higher than the peak voltage of the AC voltage (line A in FIG. 23). This is because if the voltage of the capacitor 4 becomes lower than the AC voltage, an excessive current flows from the AC power source 1 to the capacitor 4 and control becomes impossible. However, the higher the voltage of the capacitor 4, the more energy is required to charge and discharge the resonance capacitor, making it difficult to establish ZVS.
  • the controller 11c of the on-vehicle charger described in the second embodiment normally controls the voltage of the capacitor 4 that is controlled to be sufficiently higher than the peak value of the AC voltage at a light load where ZVS is difficult to be established.
  • the controller 11c of the on-vehicle charger described in the second embodiment normally controls the voltage of the capacitor 4 that is controlled to be sufficiently higher than the peak value of the AC voltage at a light load where ZVS is difficult to be established.
  • Embodiment 3 the vehicle-mounted charger in Embodiment 3 of this invention is demonstrated.
  • the on-vehicle charger 11 described in the second embodiment suppresses the step-up rate of the voltage of the capacitor 4 output from the AC / DC converter 2, the control unit 11c drives the isolated DC / DC converter by phase shift control, and the semiconductor The switching elements Q3 and Q4 are turned on / off before the semiconductor switching elements Q1 and Q2 (see FIG. 14), thereby improving the establishment of ZVS.
  • the current flowing through the resonance reactor 5 is large because the primary current of the isolation transformer 6 and the surge current of the resonance reactor 5 flow (see FIG. 14), and the semiconductor switching elements Q1 and Q2 also have a half cycle. (See FIGS.
  • the conduction loss of the resonance reactor 5 and the semiconductor switching elements Q1 and Q2 is large. For this reason, when the current for charging the high-voltage battery 10 is sufficiently large, the primary side current of the isolation transformer 6 also increases. When ZVS is established only by the primary side current of the isolation transformer 6, the resonance reactor 5 The conduction loss of the semiconductor switching elements Q1 and Q2 increases by the surge current. Therefore, as a configuration for solving this, the semiconductor switching elements Q1 and Q2 are driven before the semiconductor switching elements Q3 and Q4 for the semiconductor switching elements that are driven by the isolated DC / DC converter 3 by phase shift control under the control of the control unit 11c. Solve by starting on / off.
  • the schematic configuration diagram of the in-vehicle charger 11 which is a circuit portion of the in-vehicle charger in the third embodiment is the same as that in the second embodiment, and the control is different.
  • FIG. FIG. 24 is a diagram showing the operation of each semiconductor switching element of the insulated DC / DC converter and each voltage / current waveform in the third embodiment of the present invention
  • FIGS. 25 to 32 show each semiconductor switching element in FIG. FIG.
  • the diagonal arrow in FIG. 24 has shown the advance of the phase between semiconductor switching elements.
  • the peak of the primary side current of the isolation transformer indicates the inrush current due to the recovery of the diode.
  • phase shift control it is important that the semiconductor switching elements Q1 and Q2 start turning on and off (the phase is advanced) before the semiconductor switching elements Q3 and Q4 (see FIG. 24).
  • the surge current of the resonance reactor 5 and the current flowing to the primary side of the insulating transformer 6 flow along the path shown in FIG.
  • the current flowing through the primary winding of the insulating transformer 6 and the surge current of the resonance reactor 5 charge the resonance capacitor C1 and discharge the resonance capacitor C2.
  • the body diode inside the semiconductor switching element Q2 is turned on, and the surge current of the resonance reactor 5 is A current path flows through the body diode inside the capacitor 4 ⁇ the semiconductor switching element Q2 without passing through C1 (broken line arrow F1 in FIG. 26).
  • the current flowing through the semiconductor switching elements is smaller than that in the second embodiment (see FIGS. Resonant reactor current waveform (see current paths in FIGS. 17, 21, 27, and 31), it can be seen that the conduction loss of the semiconductor switching element is reduced.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the on-vehicle charger 11 described in the second embodiment not only suppresses a surge due to recovery of the rectifying diodes D1 to D4, but can establish ZVS even at light loads (enlarge ZVS establishment range) or The reactor 5 has the effect of downsizing.
  • the on-vehicle charger 11 described in the third embodiment not only suppresses the surge due to the recovery of the rectifying diodes D1 to D4, but also suppresses the conduction loss of the semiconductor switching elements Q1 to Q4 from the second embodiment. It has an effect that can.
  • the switching state described in the second embodiment can be used to establish the ZVS, thereby improving the efficiency of the on-vehicle charger 11 and reducing the heat generation due to the reduction in switching loss of the semiconductor switching element.
  • the control unit 11c of the on-vehicle charger 11 includes a phase switching unit (see the flowchart in FIG. 34) for switching the switching mode, and switches the switching mode of the isolated DC / DC converter 3 based on the switching determination result. It is possible to select an optimal operation depending on the state of charge.
  • switching mode 1 the switching mode of the second embodiment in which the semiconductor switching elements Q3 and Q4 start on / off before the semiconductor switching elements Q1 and Q2 is referred to as switching mode 1.
  • switching mode 2 the switching mode of the third embodiment in which the semiconductor switching elements Q1, Q2 start on / off prior to the semiconductor switching elements Q3, Q4 is referred to as switching mode 2.
  • FIG. 33 shows an in-vehicle charger 11 showing a circuit portion of the in-vehicle charger in the fourth embodiment.
  • the on-vehicle charger 11 includes a capacitor voltage sensor 20 (voltage detection unit) that acquires the voltage value of the capacitor 4 and a battery current sensor 21 (current detection unit) that acquires a current value for charging the high voltage battery.
  • FIG. 34 is a flowchart showing the operation of the switching mode switching determination unit in the control unit 11c of the in-vehicle charger 11.
  • the controller 11c of the in-vehicle charger 11 first acquires the voltage value (Vc) of the capacitor 4 from the voltage sensor 20, and in step S20, the battery current value (Iout) of the high-voltage battery 10 from the battery current sensor 21. To get.
  • step S30 it is determined that the voltage value Vc of the capacitor 4 is less than a predetermined threshold value Vth, and that the battery current value Iout is greater than a predetermined threshold value Ith. If the determination is (Yes) in step S30, the control unit selects switching mode 2 of the third embodiment in step S40.
  • step S50 switching mode 1 of the second embodiment is selected in step S50.
  • the detection of the capacitor voltage basically, it is only necessary to know the voltage state of the high voltage battery 10, and instead of the capacitor voltage sensor 20, a battery voltage sensor 23 (directly detecting the voltage of the high voltage battery 10). A voltage detection unit) may be provided, and the same determination may be performed based on the battery voltage (however, the set threshold value is different).
  • the on-vehicle charger 11 of the fourth embodiment is a temperature sensor 22a, 22b (temperature detection unit) that acquires the temperature of the semiconductor switching elements Q1 to Q2 of the isolated DC / DC converter 3.
  • the controller 11c of the in-vehicle charger 11 may select the switching mode 2 to reduce conduction loss of the semiconductor switching element. If the temperature value is equal to or lower than the threshold value, the control unit 11c selects the switching mode 1.
  • FIG. 35 is a schematic configuration diagram of in-vehicle charger 11 which is a circuit portion of the in-vehicle charger according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the resonance reactor 5 is divided into two (hereinafter referred to as resonance reactors 5a and 5b). Is connected to the primary winding of the insulating transformer 6, and the other end is connected to the midpoint of each of the semiconductor switching elements Q1 to Q4.
  • the anode side of the surge suppression diode D5a is connected to the connection point between the resonance reactor 5a and the insulating transformer 6, and the cathode side of the surge suppression diode D5a is connected to the positive side of the capacitor 4.
  • the cathode side of the surge suppression diode D6a is connected to the connection point between the resonance reactor 5a and the insulating transformer 6, and the anode side of the surge suppression diode D6a is connected to the negative side of the capacitor 4.
  • the anode side of the surge suppression diode D5b is connected to the connection point between the resonance reactor 5b and the insulating transformer 6, and the cathode side of the surge suppression diode D5b is connected to the positive side of the capacitor 4.
  • the cathode side of the surge suppression diode D6b is connected to the connection point between the resonance reactor 5b and the insulating transformer 6, and the anode side of the surge suppression diode D6b is connected to the negative side of the capacitor 4.
  • the insulated DC / DC converter 3 of the in-vehicle charger 11 described in the fifth embodiment divides the resonance reactors 5a and 5b (divides the inductance value).
  • the surge energy due to the recovery of the rectifying diodes D1 to D4 can be dispersed, and the resonance reactors 5a and 5b are provided with surge suppression diodes D5a, D5b, D6a, and D6b, respectively.
  • FIGS. 36 to 43 are diagrams showing current paths when the semiconductor switching elements according to the fifth embodiment of the present invention are turned on / off.
  • the driving method of each semiconductor switching element of the isolated DC / DC converter 3 is phase shift control.
  • FIGS. 36 to 43 will be described as the same switching timing as FIG.
  • the current flowing to the primary winding side of the insulating transformer 6 is as shown in FIG. As shown in FIG. 36, the current flows through the path of the capacitor 4, the semiconductor switching element Q1, the resonance reactor 5a, the insulating transformer 6, the resonance reactor 5b, and the semiconductor switching element Q4 (arrow B1 in FIG. 36).
  • the surge voltage generated in the resonance reactor 5a due to the recovery of the rectifying diodes D1 to D4 is turned on at the moment when the surge voltage becomes higher than Vf, and the resonance reactor 5a ⁇ surge suppression A current flows through the path from the diode D5a to the semiconductor switching element Q1 (arrow A1 in FIG. 36).
  • the surge voltage generated in the resonance reactor 5b by the recovery of the rectifier diode is turned on at the moment when the surge voltage becomes higher than Vf, and the resonance reactor 5b ⁇ semiconductor switching element Q4 ⁇ A current flows through the path of the surge suppression diode D6b (arrow A2 in FIG. 36).
  • the surge current of the resonance reactor 5a, the surge current of the resonance reactor 5b, and the current flowing through the primary side of the insulating transformer 6 flow along the path shown in FIG.
  • the current flowing through the primary winding of the insulating transformer 6 and the surge current of the resonance reactor 5b charge the resonance capacitor C4 and discharge the resonance capacitor C3.
  • the surge current of the resonance reactor 5a maintains the state shown in FIG. 36 because the semiconductor switching element Q1 is on.
  • the surge current of the resonance reactor 5a and the current flowing to the primary side of the insulating transformer 6 flow along the path shown in FIG.
  • the current flowing in the primary winding of the insulating transformer 6 charges the resonance capacitor C1 and discharges the resonance capacitor C2.
  • the body diode inside the semiconductor switching element Q2 is turned on, and the primary current of the isolation transformer 6 causes the resonance capacitor C1 to Without flowing, it flows through the internal diode of capacitor 4 ⁇ semiconductor switching element Q2 (broken line arrow F2 in FIG. 39).
  • the surge current of the resonance reactor 5a does not flow through the resonance capacitor C1, but also flows from the capacitor 4 to the internal diode of the semiconductor switching element Q2 (broken arrow F1 in FIG. 39).
  • the surge current of the resonance reactor 5a flows through the path of the resonance reactor 5a ⁇ the semiconductor switching element Q2 ⁇ the surge suppression diode D6a (arrow A2 in FIG. 40).
  • the surge current of the resonance reactor 5b flows through the path of the resonance reactor 5b ⁇ the surge suppression diode D5b ⁇ the semiconductor switching element Q3 (arrow A1 in FIG. 40).
  • the current path flows through the body diode in the capacitor 4 ⁇ the semiconductor switching element Q1 (broken line arrow F1 in FIG. 41). For this reason, since the voltage of the capacitor 4 is applied to the resonance reactor 5b and the surge suppression diode D5b in the opposite direction to the current, the surge current of the resonance reactor 5b decreases and the surge suppression diode D5b is turned off.
  • the surge current of the resonance reactor 5a and the current flowing to the primary side of the insulating transformer 6 flow along the path shown in FIG.
  • the surge current of the resonance reactor 5a and the current flowing through the primary winding of the insulating transformer 6 charge the resonance capacitor C2 and discharge the resonance capacitor C1.
  • the body diode inside the semiconductor switching element Q1 is turned on.
  • the surge current of the resonance reactor 5a does not flow through the resonance capacitor C2, but flows through the internal diode of the semiconductor switching element Q1 ⁇ the capacitor 4 (broken arrow F1 in FIG. 43).
  • the surge current of the resonance reactors 5a and 5b can be distributed to the semiconductor switching elements Q1 to Q4.
  • the conduction loss of the switching elements Q1 to Q4 is also suppressed, and the semiconductor switching element is prevented from generating heat locally.
  • the in-vehicle charger described in each of the above embodiments of the present invention is generated by recovery of the rectifying diode regardless of the driving method (hard switching, soft switching) of the isolated DC / DC converter 3.
  • the surge voltage of the resonance reactor can be suppressed.
  • phase shift control the effect of improving the establishment of ZVS can be achieved.
  • the semiconductor switching element described in each of the above embodiments of the present invention has been described on the assumption that a diode (body diode) is provided inside the element.
  • the present invention is not limited to this.
  • an IGBT without a body diode may be used as the semiconductor switching element, and a diode may be connected to the outside.
  • the present invention is not limited to the above embodiments, and includes all possible combinations thereof.
  • the on-vehicle charger according to the present invention can be applied to various electric vehicles.

Landscapes

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Abstract

　絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ(３)はフルブリッジ方式のスイッチング回路を備え、トランス(６)の１次巻線と共振用リアクトル(５)は直列に接続され、それぞれの他端はスイッチング素子の中点に接続され、第１および第２のサージ抑制用ダイオード(Ｄ５、Ｄ６)を、共振用リアクトル(５)およびトランス(６)の１次巻線との接続点と、コンデンサ(４)の正極側と負極側との間にそれぞれ設ける。この構成により、トランス(６)２次側の整流用ダイオード(Ｄ１～Ｄ４)のリカバリによる共振用リアクトル(５)のサージエネルギーをサージ抑制用ダイオード(Ｄ５、Ｄ６)を介して逃がすことで、トランスに加わるサージ電圧を抑制する。

Description

車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法
　この発明は、ＥＶ(電気自動車)／ＰＨＥＶ(プラグインハイブリッド電気自動車)等の電動車両用の電動モータに対して電力を供給するバッテリを充電するための車載充電器等に関するものである。
　電動車両のタイプとしては、駆動源として電動モータのみを有する車両と、駆動源として電動モータとエンジンとを有するハイブリッド車両とがある。いずれのタイプの電動車両においても、電動モータに電力を供給するために蓄電デバイスとしてのバッテリを有しており、バッテリの残存容量が低下した場合には、外部からバッテリを充電する必要がある。また、駆動源として電動モータとエンジンとを有するハイブリッド車両においては、通常では、エンジンが駆動することでバッテリを充電することになる。ただし、エンジンが駆動することなく、外部電源から電力を供給することでバッテリを充電することもある。
　このような電動モータを有する電動車両には、外部電源として家庭用の商用電源を用いてバッテリを充電することができるように、商用電源を昇圧して直流電力に変換する車載充電器が搭載される。そして、近年、ＥＶ／ＰＨＥＶ等の電動車両が普及した結果、車載充電器に関して、カーメーカーからは小型化・低コスト化が望まれ、ユーザーからはバッテリの充電時間短縮のために充電の高効率化が望まれている。
　また、車載充電器は、公共電源網を介して家庭用の商用電源から電動車両内のバッテリを充電するため、車両と家庭環境とが一体化されているということがいえる。そのため、電動車両が普及するにつれて、電動車両のＥＭＣ(electromagnetic compatibility:電磁両立性)試験と、公共電源網に関連した民生機器のＥＭＣ試験との両環境での信頼性および品質維持が要求されるようになる。したがって、このような場合、車載充電器のＥＭＣ規制は、一般的な電装部品よりも厳しいものとなる。
　ここで、車載充電器は、一般的にＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ(以下、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと称す)とで構成される。また、車載充電器の小型化、低コスト化のためには、トランス、リアクトル等の磁性部品の小型化が必須であり、スイッチング周波数の高周波化が望まれる。しかしながら、高周波駆動に伴い、ダイオードのリカバリ損失の増大、サージ電圧の増大等の問題が生じる。特に、車載充電器の場合、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に高電圧のバッテリが接続される。そのため、トランスの２次側に発生するサージ電圧が高くなるので、素子の耐圧増加、損失増加、およびＥＭＣ悪化が懸念される。したがって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側整流回路に発生するサージ電圧を抑制することが求められる。
　そこで、第１の従来技術として、ＲＣＤスナバ回路を備えることで、サージ電圧を抑制するＤＣ／ＤＣコンバータが知られている(例えば、下記特許文献１参照)。
特開２００８－７９４０３号公報 特開２０００－１６６２４３号公報
　しかしながら、従来技術には以下のような課題がある。
　上記特許文献１に記載の従来技術では、車載充電器に具備される高電圧・大電力出力の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に適用した場合、ＲＣＤ(residual current device)スナバ回路に使用されているスナバ抵抗の損失および発熱が増大するので、スナバ抵抗の定格自体を大きくする必要がある。このような場合、スナバ抵抗のサイズが大型化するので、コストが高くなってしまうという問題があった。また、スナバ抵抗の発熱を抑制するために、冷却能力の向上が求められ、車載充電器の筐体自体のサイズが大型化してしまうという問題があった。したがって、サイズの小型化および電力変換効率の高効率化が求められている車載充電器においては、ＲＣＤスナバ回路を使用することが敬遠されている。
　そこで、近年、高耐圧で放熱性もよく、リカバリが小さいワイドバンドギャップのＳｉＣショットキーバリアダイオードが開発され、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側整流回路にＳｉＣ－ＳＢＤ(ショットキーバリアダイオード)を使用することで、ダイオードリカバリによるサージ電圧も大幅に減少し、スナバ回路を使用しないコンバータ回路が実現可能となる。これは、ＳｉＣショットキーバリアダイオードはユニポーラデバイスのため、Ｓｉダイオード・ＦＲＤ(Fast Recovery Diode)を代表とするようなバイポーラデバイスと違い、少数キャリアの蓄積がなく、この結果、ダイオードの逆回復時間はＦＲＤより速く温度依存性はないからである。
　しかし、ＳｉＣダイオードは一般的なＳｉダイオードと比べると高価であり、整流回路全てにＳｉＣショットキーバリアダイオードを用いると車載充電器自体のコストが大幅に増加してしまう。
　この発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、スナバ抵抗を使用せずに実現し、コストの増加を抑えた回路構成でダイオードのリカバリサージ電圧を抑制することのできる車載充電器等を得ることを目的とする。
　この発明は、車両駆動用の電動モータに給電するバッテリを、外部電源から供給される交流電力により充電する車載充電器であって、前記交流電力を入力とするＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記バッテリの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行う制御部と、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたリアクトルと、第１のサージ抑制用ダイオードと第２のサージ抑制用ダイオードと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された２対のスイッチング素子から成るフルブリッジ方式のスイッチング回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間に接続されたコンデンサと、前記２次巻線側に設けられた整流回路および平滑回路と、を含み、前記リアクトルの前記１次巻線が接続されていない端と、前記１次巻線の前記リアクトルが接続されていない端は、前記スイッチング回路の２対のスイッチング素子のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続され、前記リアクトルと前記１次巻線との接続点には、前記第１のサージ抑制用ダイオードのアノード側と前記第２のサージ抑制用ダイオードのカソード側が接続され、前記第１のサージ抑制用ダイオードのカソード側は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側入力端に接続され、前記第２のサージ抑制用ダイオードのアノード側は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの負側入力端に接続されている、ことを特徴とする車載充電器等にある。
　この発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２次側の整流回路の整流用ダイオードのリカバリ電流に起因するサージのエネルギーを、サージ抑制用ダイオードにより、スイッチング素子、コンデンサ側にバイパスする経路を設けることで、サージ電圧がトランスに印加されることを抑制し、トランスの１次側にはコンデンサの電圧のみが印加されることになる。結果、トランスの２次側にはサージ電圧が発生しない。その結果、より低損失で変換効率がよく、冷却装置などの放熱構成を簡素化でき、小型化できる車載充電器を得ることができる。
この発明の実施の形態１における車載充電器全体の概略構成図である。 この発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作を示す図である。 この発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの動作時における各電圧電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態１における車載充電器を説明するための、フルブリッジ構成の半導体スイッチング素子とダイオードとで構成された一般的な絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した車載充電器の回路図である。 図４における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。 図５の続きの電流経路を示す図である。 図６の続きの電流経路を示す図である。 図７の続きの電流経路を示す図である。 図８の続きの電流経路を示す図である。 図４における整流用ダイオードの電流および電圧の経時変化を示す図である。 この発明の実施の形態１における車載充電器の各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。 この発明の実施の形態１における車載充電器の整流用ダイオードの電流および電圧の経時変化を示す図である。 この発明の実施の形態２における車載充電器の回路部分の概略構成図である。 この発明の実施の形態２における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作と各電圧電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態２において、図１４における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。 図１５の続きの電流経路を示す図である。 図１６の続きの電流経路を示す図である。 図１７の続きの電流経路を示す図である。 図１８の続きの電流経路を示す図である。 図１９の続きの電流経路を示す図である。 図２０の続きの電流経路を示す図である。 図２１の続きの電流経路を示す図である。 この発明の実施の形態２における交流電源の交流電圧をＡＣ／ＤＣコンバータにより整流した波形とＡＣ／ＤＣコンバータにより昇圧されたコンデンサの電圧を示す図である。 この発明の実施の形態３における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作と各電圧電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態３において、図２４における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。 図２５の続きの電流経路を示す図である。 図２６の続きの電流経路を示す図である。 図２７の続きの電流経路を示す図である。 図２８の続きの電流経路を示す図である。 図２９の続きの電流経路を示す図である。 図３０の続きの電流経路を示す図である。 図３１の続きの電流経路を示す図である。 この発明の実施の形態４における車載充電器の回路部分の概略構成図である。 この発明の実施の形態４における車載充電器のスイッチングモード切り替え判定部の動作フローチャートである。 この発明の実施の形態５における車載充電器の回路部分の概略構成図である。 この発明の実施の形態５における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。 図３６の続きの電流経路を示す図である。 図３７の続きの電流経路を示す図である。 図３８の続きの電流経路を示す図である。 図３９の続きの電流経路を示す図である。 図４０の続きの電流経路を示す図である。 図４１の続きの電流経路を示す図である。 図４２の続きの電流経路を示す図である。
　以下、この発明による車載充電器等を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、説明においては、同一または相当する部分には同一または相当する符号を付し、また重複する説明は省略する。
　実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１における車載充電器全体の概略構成図である。図１に示すように、車載充電器１１の入力側には、外部電源(交流入力電源)としての交流電源１(以下、単に交流電源１と称す)が接続される。また、車載充電器１１の出力側には、負荷としての高電圧のバッテリ１０(以下、高電圧バッテリ１０と称す)が接続される。この高電圧バッテリ１０は、車両駆動用の電動モータに、蓄えた電力を供給する。
　車載充電器１１は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ２と、ＡＣ／ＤＣコンバータ２が生成した直流電圧を昇圧し、高電圧バッテリ１０に対して昇圧後の直流電圧を印加することで高電圧バッテリ１０に電力を供給する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３とを備える。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ２と絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３との間には、コンデンサ４が接続される。
　絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、４つの半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、２つのサージ抑制用ダイオードＤ５～Ｄ６と、外付けに共振用リアクトル５と、絶縁トランス６と、４つの整流用ダイオードＤ１～Ｄ４と、平滑用リアクトル７および平滑用コンデンサ８で構成される平滑回路９とを有する。
　コンデンサ４の後段には、４つの半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が接続されており、例えば、これらの半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。また、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインは、コンデンサ４の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースは、コンデンサ４の負極側に接続される。
　絶縁トランス６の１次巻線の一端は、共振用リアクトル５の一端に接続され、他端は、半導体スイッチング素子Ｑ３のソースと半導体スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に接続される。また、共振用リアクトル５の他端は半導体スイッチング素子Ｑ１のソースと半導体スイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点に接続される。
　すなわち、フルブリッジ方式のスイッチング回路Ｑ１～Ｑ４は絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータすなわちコンデンサ４の正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された２対のスイッチング素子(Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４)からなる。そして、リアクトル５の１次巻線が接続されていない端と、１次巻線のリアクトル５が接続されていない端は、スイッチング回路Ｑ１～Ｑ４の２対のスイッチング素子(Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４)のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続されている。
　共振用リアクトル５と絶縁トランス６の接続点には、サージ抑制用ダイオードＤ５のアノード側が接続され、サージ抑制用ダイオードＤ５のカソード側はコンデンサ４の正極側に接続される。
　一方、共振用リアクトル５と絶縁トランス６との接続点には、サージ抑制用ダイオードＤ６のカソード側が接続され、サージ抑制用ダイオードＤ６のアノード側はコンデンサ４の負極側に接続される。
　絶縁トランス６の２次巻線には、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４がフルブリッジ構成で接続されている。また、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４には、安価なＳｉ(シリコン)半導体からなるダイオードが使用される。なお、以下では、Ｓｉ半導体からなるダイオードをＳｉダイオードと称す。整流用ダイオードＤ１～Ｄ４の後段には、平滑用リアクトル７と平滑用コンデンサ８とで構成される平滑回路９が接続される。
　ここで、同期整流方式を採用すると、高耐圧の半導体スイッチング素子と、これらスイッチング素子を駆動させるドライバ回路と、電源とが必要になるので、コストが増加してしまう。また、整流用ダイオードとして、Ｓｉダイオードでなく、耐圧の高いダイオードを用いれば、コストが大幅に増加してしまう。したがって、この実施の形態１では、高電圧の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の整流回路として、フルブリッジ構成で接続されたＳｉダイオードを有する整流回路を採用している。
　サージ抑制用ダイオードＤ５～Ｄ６は、Ｓｉダイオードのファストリカバリーダイオード(ＦＲＤ)が使用される。これは、Ｓｉダイオードでは、リカバリ時間とＶｆ(ダイオードがオンする順方向電圧)の関係はトレードオフであり、サージ抑制用ダイオードＤ５～Ｄ６は導通損失の軽減、高効率化のため、Ｖｆの低いＦＲＤを使用する。
　また、高電圧バッテリ１０を充電する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３は昇圧コンバータであるため、絶縁トランス６の巻線比(Ｎ１：Ｎ２)は１以上になる、つまり、絶縁トランス６の１次巻線に対する２次巻線の巻数比が１以上である。
　そして車載充電器は、車載充電器の回路部分を示す車載充電器１１のＡＣ／Ｄコンバータ２、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３のスイッチング制御等を含む各種制御を制御部１１ｃで行う。
　次に、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の基本的な動作について、図２および図３を参照しながら説明する。なお、この実施の形態１において例示する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、一般的なフルブリッジ構成の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータであり、スイッチング方式がハードスイッチング方式であるものを採用している。
　図２は、この発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の半導体スイッチング素子の動作を示す図である。なお、図２中のＴｄｃは、スイッチング周期を示しており、ｔｄは、デッドタイムを示している。
　図２に示すように半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンする場合、絶縁トランス６の１次巻線側(１次側)に流れる電流は、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ１→共振用リアクトル５→絶縁トランス６(１次側)→半導体スイッチング素子Ｑ４の順番に各経路を流れる。また、絶縁トランス６は、１次側から２次側に電力を伝達する。続いて、絶縁トランス６の２次巻線側(２次側)に流れる電流は、絶縁トランス６(２次側)→整流用ダイオードＤ１→平滑用リアクトル７→高電圧バッテリ１０→整流用ダイオードＤ４の順番に各経路を流れる。
　同様に、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンする場合、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ３→絶縁トランス６→共振用リアクトル５→半導体スイッチング素子Ｑ２の順番に各経路を流れる。続いて、絶縁トランス６の２次巻線側に流れる電流は、絶縁トランス６(２次側)→整流用ダイオードＤ３→平滑用リアクトル７→高電圧バッテリ１０→整流用ダイオードＤ２の順番に各経路を流れる。
　図３は、この発明の実施の形態１における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作時における各電圧電流波形を示す図である。ここで、図３中の記号を次のように定義する。
　　Ｖｔｒ１：絶縁トランス６の１次側電圧
　　Ｉｔｒ１：絶縁トランス６の１次側電流
　　Ｖｔｒ２：絶縁トランス６の２次側電圧
　　Ｉｔｒ２：絶縁トランス６の２次側電流
　　Ｉｏｕｔ：平滑用リアクトル７に流れる電流
　絶縁トランスの１次側電流のピークはダイオードのリカバリによる突入電流を示す。
　また、図２にも示しているように、短絡防止のため、デッドタイムｔｄを設けている。なお、共振用リアクトル５は一般的なリアクトルとしたが、これに限るものではなく、例えば、パターンや配線のインダクタンス成分でもよい。
　次に、ダイオードのリカバリによるサージが発生するメカニズムについて、図４～図１０を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態１における車載充電器１１説明するための、フルブリッジ構成の半導体スイッチング素子とダイオードとで構成された一般的な絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した車載充電器の回路図である。図５～９は、図４における各半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がオン／オフしているときの車載充電器の回路を流れる電流経路の経時変化を示す。図１０は、図４における整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３および電圧ＶＤ３の経時変化を示す図である。
　時刻ｔ０において、半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオン、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフであるとき、絶縁トランス６の１次側および２次側に流れる各電流の経路は、図５に示す経路となる。
　時刻ｔ１において、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が全てオフになると、絶縁トランス６の１次側には電流が流れなくなる。一方、絶縁トランス６の２次側には、平滑用リアクトル７により直前(時刻ｔ１以前)と同方向の電流が流れ続ける。これは、コイルで磁束の変化が発生すると、その磁束の変化を妨げるような方向に磁束が発生して誘導起電力が生じるというレンツの法則によるものであり、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が全てオフの瞬間においては、平滑用リアクトル７は、定電流源に相当する。また、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が全てオフであり、絶縁トランス６の１次側には電圧が発生しないので、絶縁トランス６の２次側にも電圧が発生しない。そのため、平滑用リアクトル７を流れる電流の経路は、図６)に示す経路となる。
　また、図１０に示すように、時刻ｔ＝ｔ１において、整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３(以下では、単に電流ＩＤ３と称す)の大きさがＩＦであり、整流用ダイオードＤ３の電圧ＶＤ３(以下では単に電圧ＶＤ３と称す)の大きさがＶＦである。
　時刻ｔ２において、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになったとき、絶縁トランス６の１次側に電圧が発生するので、絶縁トランス６の２次側にも電圧が発生しようとする。しかしながら、平滑用リアクトル７を流れる電流は、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４に流れている(図７中の破線矢印に相当)ので、絶縁トランス６の２次側では事実上短絡されることとなる。このような場合、絶縁トランス６の２次側に流れる電流の経路は、図７に示す実線矢印の経路となる。なお、図７において、時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、整流用ダイオードＤ１，Ｄ４に流れる電流が徐々に増加していく一方、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３に流れる電流が減少していく。
　また、図１０に示すように、時刻ｔ２において、時刻ｔ１と同様に、電流ＩＤ３の大きさがＩＦであり、電圧ＶＤ３の大きさがＶＦである。
　時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３の電流が減少し、順方向電流が０Ａ以下となった瞬間、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３には、リカバリ電流(または逆回復電流)が流れる。そして、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３に流れるリカバリ電流の経路は、図８に示す経路となる。なお、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３において、順バイアスが与えられているオン状態から、バイアス方向(極性)が変化して逆バイアスが与えられても、蓄積されたキャリアによって通電が可能な状態がある。
　また、図１０に示すように、時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、電流ＩＤ３の大きさがＩＦから減少していき、０となる。このような場合、リカバリ電流が流れるので、電流ＩＤ３の大きさが０となった時刻から時間が経過するにしたがって、この大きさが０から増加していき、時刻ｔ３では最大となる。さらに、時刻ｔ２から時間が経過するにしたがって、電圧ＶＤ３の大きさがＶＦから減少していき、時刻ｔ３では０となる。
　このリカバリ電流は、絶縁トランス６の１次側にも流れる。ここで、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３において、リカバリ動作過程では、蓄積されたキャリアが減少するにつれて、リカバリ電流が減少していき、最終的に流れなくなる。しかしながら、このリカバリ電流の減少率(＝ｄｉ／ｄｔ)と共振用リアクトル５のインダクタンス成分(＝Ｌ)によって、サージ電圧ＶＬ(＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ)が発生する。このため、絶縁トランス電圧Ｖｔｒ１にはコンデンサ４の電圧に加えこのサージ電圧ＶＬが印加される。
　　Ｖｄｃ：コンデンサ４の電圧
　　ｄｉ／ｄｔ：整流用ダイオードリカバリ電流の減少率
　　ｄｉ’／ｄｔ：絶縁トランス６の１次側に流れる整流用ダイオードリカバリ電流の減少率
　　Ｎ：絶縁トランス巻線比(Ｎ＝Ｎ２／Ｎ１)
　　Ｌ：共振用リアクトル５のインダクタンス成分
とすると、リカバリ発生時に絶縁トランス６の１次側に印加される電圧は、
　　Ｖｔｒ１＝Ｖｄｃ＋Ｌ(ｄｉ’／ｄｔ)　　　　　(１)
となる。このため、絶縁トランス６の２次側に発生する電圧は
　　Ｖｔｒ２＝Ｎ・Ｖｔｒ１＝Ｎ・Ｖｄｃ＋Ｎ・Ｌ(ｄｉ’／ｄｔ)　　　(２)
となる。このとき、整流用ダイオードＤ２、Ｄ３の電圧は絶縁トランスの２次側電圧と等しいため、
　　ＶＤ２＝ＶＤ３＝Ｖｔｒ２　　　　　(３)
となる。
　絶縁トランス６の１次側電圧Ｖｔｒ１には共振用リアクトル５のインダクタンス成分によるサージ電圧ＶＬと、コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを合計した合計電圧Ｖｔｒ１(＝Ｖｄｃ＋ＶＬ)が印加され、絶縁トランス６の２次側電圧Ｖｔｒ２には、絶縁トランスの１次側電圧をＮ倍した電圧が発生する。例えば、時刻ｔ４において、整流用ダイオードＤ３の両端には、図９に示すように、サージ電圧ＶＬとコンデンサ４の電圧Ｖｄｃの和をＮ倍した電圧が発生する。共振用リアクトル５のインダクタンス成分が配線あるいはパターンなどのインダクタンスに比べて十分大きいので、この実施の形態１では、サージ電圧ＶＬの発生が共振用リアクトル５のインダクタンス成分によるものとして扱っている。
　また、図１０に示すように、時刻ｔ３から時間が経過するにしたがって、電流ＩＤ３の大きさが減少していき、時刻ｔ４以降で最終的に０となる。さらに、時刻ｔ３から時間が経過するにしたがって、電圧ＶＤ３の大きさが０から増加していき、時刻ｔ４ではサージ電圧ＶＬの大きさが最大となるので、電圧ＶＤ３の大きさが最大となる。そして、時刻ｔ４以降で、電圧ＶＤ３の大きさが減少していき、最終的にコンデンサ４の電圧をＮ倍したものと同等となる。
　このように、高電圧、高周波駆動の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の整流用ダイオードＤ１～Ｄ４には、過大なサージ電圧ＶＬが発生するので、一般的には、サージ電圧ＶＬを抑制する回路が必要となる。しかしながら、前述したように、車載充電器にスナバ回路を使用するのは困難である。
　ここで、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４として、４つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用すれば、ダイオードリカバリによるサージ電圧も大幅に減少し、スナバ回路レスのコンバータ回路が実現可能となる。なぜなら、ＳｉＣショットキーバリアダイオードは、ユニポーラデバイスであり、Ｓｉダイオード・ＦＲＤを代表とするようなバイポーラデバイスと異なり、少数キャリアの蓄積がなく、この結果、ダイオードの逆回復時間がＦＲＤよりも速く、さらに温度依存性がないからである。
　しかしながら、ＳｉＣダイオードは、一般的なＳｉダイオードと比べると高価である。したがって、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４として、４つのＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用すれば、車載充電器自体のコストが大幅に増加するという問題が発生してしまう。
　そこで、先の図１に示すように、この実施の形態１における車載充電器１１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３においては、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４としては、ＳｉＣダイオードと比較して安価なＳｉダイオードを使用し、共振用リアクトル５と絶縁トランス６との接続箇所にサージ抑制用ダイオードＤ５、Ｄ６を設置する構成にすることで、サージ抑制効果を発揮することが可能となる。
　次に、この発明の実施の形態１における車載充電器１１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３において、サージが抑制されるメカニズムについて、図１１を参照しながら説明する。図１１は、この実施の形態１における車載充電器１１の各半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。また、図１１の(ａ)、図１１の(ｂ)は、車載充電器の回路を流れる電流経路の経時変化を示す。
　図１１の(ａ)は半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンになったときの電流経路を図示したものである。上記で説明したとおり、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンになり、整流用ダイオードＤ２、Ｄ３にはリカバリ電流が流れ、共振用リアクトル５には、このリカバリ電流の減少率(＝ｄｉ／ｄｔ)と共振用リアクトル５のインダクタンス成分(＝Ｌ)によるサージ電圧ＶＬが発生する。しかし、発生したサージ電圧ＶＬがサージ抑制用ダイオードのＶｆを上回ったとき、サージ抑制用ダイオードＤ５はオンする。つまり、共振用リアクトル５のサージ電圧はＶＬ＞Ｖｆである期間は、常に、共振用リアクトル５→サージ抑制用ダイオードＤ５→半導体スイッチング素子Ｑ１を流れる電流経路(図１１の(ａ)の矢印Ａ１)が存在する。このため、絶縁トランス６の１次側電圧にはコンデンサ４の直流電圧しか印加しないため、絶縁トランス６の２次側電圧にはサージは発生しない。
　同様に、このとき、半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンになったとき、共振用リアクトル５にサージ電圧が発生すると、サージ抑制用ダイオードＤ６がオンする。つまり、共振用リアクトル５のサージ電圧はＶＬ＞Ｖｆである期間は、常に、共振用リアクトル５→半導体スイッチング素子Ｑ２→サージ抑制用ダイオードＤ６の経路で電流が流れる(図１１の(ｂ)の矢印Ａ２)。このときも、絶縁トランス６の１次側電圧にはコンデンサ４の直流電圧しか印加しないため、絶縁トランス６の２次側電圧にはサージは発生しない。したがって、図１２に示すように、整流用ダイオードＤ３の電流ＩＤ３、電圧ＶＤ３は、実線で示すような経時変化特性が得られる。
　図１２の矢印Ａの部分は、共振用リアクトル５のサージ電圧がＶｆを上回ると還流用ダイオードであるサージ抑制用ダイオードＤ６がオンする位置を示している。
　以上から、この発明の実施の形態１で説明した電動車両に搭載される車載充電器は低コストで特別なスナバ回路を必要とせず、ダイオードのリカバリによるサージ電圧を抑制できる。実施の形態１では、スイッチング方式はハードスイッチングとしたが、これに限るものではなく、例えばソフトスイッチングでもよい。
　なお、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３は絶縁式のものでなくてもよく、ＤＣ／ＤＣコンバータであればよい。従って絶縁トランス６もトランスであればよい。また、共振用リアクトル５は以降の実施の形態のソフトスイッチングの動作において共振用のリアクトルとなるものであり、リアクトル(コイル)であればよい(以降同様)
　実施の形態２．
　以下、この発明の実施の形態２における車載充電器について説明する。実施の形態１では、スイッチング方式はハードスイッチングとして説明したが、この発明の構成は、制御部１１ｃがソフトスイッチングである位相シフト制御を行うことで、より効力を発揮する。以下に説明する。図１３は、実施の形態２における車載充電器の回路部分である車載充電器１１の概略構成図である。
　回路構成は実施の形態１とほとんど同じであるが、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のドレインーソース間には、共振用のコンデンサ(以下、共振用コンデンサと称す)Ｃ１～Ｃ４が接続されている。
　共振用コンデンサＣ１～Ｃ４は外付けのコンデンサとしたが、これに限るものではなく半導体スイッチング素子の容量、例えば、ＭＯＳＦＥＴのドレイン―ソース間容量でもよい。
　このような回路を備える車載充電器１１のＤＣＤＣコンバータの基本的な動作について図１４、図１５～２２を用いて説明する。ここで、位相シフト制御として、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２より先にオン・オフ(位相が進んでいる)を開始することが重要である(図１４参照)。
　図１４は、この発明の実施の形態２における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作と各電圧電流波形を示す図、図１５～２２は、図１４における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。
　なお、図１４中の斜めの矢印は半導体スイッチング素子間の位相の進みを示している。また、絶縁トランスの１次側電流のピークはダイオードのリカバリによる突入電流を示している。
　時刻ｔ＝ｔ０において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオンされて(半導体スイッチング素子Ｑ４はすでにオン状態)、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４が導通すると、絶縁トランス６の１次巻線側に流れる電流は、図１５に示すように、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ１→共振用リアクトル５→絶縁トランス６→半導体スイッチング素子Ｑ４の経路で流れる(図１５の矢印Ｂ１)。また、整流用ダイオードのリカバリにより共振用リアクトル５に発生するサージ電圧は、サージ電圧がＶｆより大きくなった瞬間にサージ抑制用ダイオードＤ５がオンし、共振用リアクトル５→サージ抑制用ダイオードＤ５→半導体スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れる(図１５の矢印Ａ１：以下これを共振用リアクトル５のサージ電流と称す)。これにより、絶縁トランス６にかかる電圧はコンデンサ４の電圧だけであるため、絶縁トランスの２次側にはサージが発生しない。
　時刻ｔ＝ｔ１において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオフすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図１６に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ４を充電、共振用コンデンサＣ３を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ４の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ３内部のボディダイオードがオンする。
　時刻ｔ＝ｔ２において、半導体スイッチング素子Ｑ３がオンすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図１７に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ３の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)
　時刻ｔ＝ｔ３において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図１８に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流、共振用リアクトル５のサージ電流は共振用コンデンサＣ１を充電、共振用コンデンサＣ２を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ１の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ２内部のボディダイオードがオンする。
　時刻ｔ＝ｔ４において、半導体スイッチング素子Ｑ２がオンすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図１９に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ２の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)。また、共振用リアクトル５に発生するサージ電圧の向きが変わるため、共振用リアクトル５のサージ電流は、サージ電圧がＶｆより大きくなった瞬間にサージ抑制用ダイオードＤ６がオンし、共振用リアクトル５→半導体スイッチング素子Ｑ２→サージ抑制用ダイオードＤ６の経路で電流が流れる。これにより、絶縁トランス６にかかる電圧はコンデンサ４の電圧だけであるため、絶縁トランスの２次側にはサージが発生しない。
　時刻ｔ＝ｔ５において、半導体スイッチング素子Ｑ３がオフすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２０に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ３を充電、共振用コンデンサＣ４を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ３の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ４内部のボディダイオードがオンする。
　時刻ｔ＝ｔ６において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオンすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２１に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ４の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)。
　時刻ｔ＝ｔ７において、半導体スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２２に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流、共振用リアクトル５のサージ電流は共振用コンデンサＣ１を放電、共振用コンデンサＣ２を充電する。充電されている共振用コンデンサＣ２の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ１内部のボディダイオードがオンする。時刻ｔ＝ｔ８以降からはｔ＝ｔ０と同じであり、上記動作を繰り返す。
　ここで、図１６、図２０と図１８、図２２のデッドタイム期間中のコンデンサの充放電について説明する。図１６、図２０は直前まで電力伝送が行われていたため、半導体スイッチング素子がオフした直後も、絶縁トランス６の整流ダイオードＤ１～Ｄ４が全てオンするまでは、絶縁トランス６は２次側と結合している。このため、共振用コンデンサＣ３とＣ４を充放電するエネルギーは大きく、ゼロボルトスイッチング(以下、ＺＶＳと称す)は成立しやすい。
　一方、図１８、図２２については、直前まで絶縁トランス６の整流ダイオードＤ１～Ｄ４が全てオンしているため、例えば、図１８において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフし、共振用コンデンサＣ１とＣ２は共振用リアクトル５とのみ共振回路を形成する。よって、共振用コンデンサＣ１とＣ２を充放電するエネルギーは共振用リアクトル５だけのため、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２の容量をＣ、共振用リアクトル５のインダクタンス成分をＬ、共振用リアクトルに流れる電流をＩ、共振用コンデンサの電圧をＶ、とすると、以下の式が成立しない限り、共振用コンデンサＣ１とＣ２を完全に充放電することができない。
　　(１／２)・Ｌ・Ｉ2≧(１／２)・Ｃ・Ｖ2×２　　　(４)
　図１６、図２０において、上記式(４)のＬには平滑用リアクトル７のインダクタンス成分も入る。
　このため、図１８、図２２でＺＶＳを成立させるには、式(４)を満たすインダクタンス値、電流量が必要であり、一般的に、車載充電器１１の充電電力が小さい(軽負荷時)とき、共振用リアクトルのインダクタンス値が小さいと、ＺＶＳ不成立となる。
　しかし、この実施の形態２では、上記で説明したように、図１８、図２２において、共振用コンデンサを充放電する電流は、絶縁トランス６の１次側電流だけでなく、共振用リアクトル５のサージ電流も使用することができる(上記式(４)の電流値Ｉが増加するため)。実際、図１４の共振用リアクトル電流波形に示すように、共振用リアクトル５を流れる電流は絶縁トランス６の１次側電流のピーク電流値(整流用ダイオードのリカバリによる)を維持する波形となる。この共振用リアクトル５の電流値と絶縁トランス６の１次側電流値との差分が、サージ抑制用ダイオード(Ｄ５またはＤ６)に流れる。
　つまり、この実施の形態２の構成とすることで、絶縁トランス６の２次側に発生するサージ電圧を抑制するだけでなく、軽負荷時においてもＺＶＳが成立する。または、共振用リアクトル５のインダクタンス値が小さくてもＺＶＳが成立しやすく、共振用リアクトル５の小型化、コスト削減に効果的である。
　さらに図２３に、この実施の形態２の構成で、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧を調整した場合の、交流電源１の交流電圧をＡＣ／ＤＣコンバータ２により整流した波形と、ＡＣ／ＤＣコンバータ２により昇圧されたコンデンサ４の電圧を示す。通常、車載充電器の制御部１１ｃは、コンデンサ４の電圧を交流電圧のピーク電圧より十分高くなるよう制御(図２３の線Ａ)する。これは、コンデンサ４の電圧が交流電圧より下回ってしまうと、交流電源１からコンデンサ４に過大な電流が流れ込み制御できなくなるためである。しかし、コンデンサ４の電圧が高くなるほど、共振用コンデンサを充放電するエネルギーが必要となるため、ＺＶＳ成立が困難となる。このため、この実施の形態２で述べる車載充電器の制御部１１ｃは、ＺＶＳ成立が困難となる軽負荷時において、通常、交流電圧のピーク値より十分高くなるよう制御しているコンデンサ４の電圧値を許容できる範囲(交流電圧のピーク値より高い範囲)まで下げる(図２３の線Ｂ)ことでＺＶＳ成立性を高め、車載充電器１１の効率を高める。これは、上記式(４)のコンデンサ電圧Ｖが小さくなるため。
　実施の形態３．
　以下、この発明の実施の形態３における車載充電器について説明する。実施の形態２で説明した車載充電器１１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２が出力するコンデンサ４の電圧の昇圧率を抑え、制御部１１ｃが絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを位相シフト制御で駆動させ、また半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２より先にオン・オフを開始させる(図１４参照)ことでＺＶＳの成立性を高めた。しかし、一方で共振用リアクトル５に流れる電流は、絶縁トランス６の１次側電流と共振用リアクトル５のサージ電流が流れるため大きく(図１４参照)、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にも半周期ごとに同じ量の電流が流れるため(図１５～図２２参照)、共振用リアクトル５、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の導通損失が大きい。このため、高電圧バッテリ１０を充電する電流が十分大きいときは、絶縁トランス６の１次側電流も大きくなり、絶縁トランス６の１次側電流だけで、ＺＶＳ成立する場合は、共振用リアクトル５のサージ電流分だけ、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の導通損失は増えてしまう。そこで、これを解決する構成として、制御部１１ｃの制御により、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３が位相シフト制御で駆動させる半導体スイッチング素子について、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４より先にオン・オフを開始させることで解決する。実施の形態３における車載充電器の回路部分である車載充電器１１の概略構成図は、実施の形態２のものと同じであり、制御が異なる。
　このような回路を備える車載充電器１１のＤＣＤＣコンバータの基本的な動作について図２４、図２５～図３２を用いて説明する。図２４はこの発明の実施の形態３における絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の動作と各電圧電流波形を示す図、図２５～図３２は図２４における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。なお、図２４中の斜めの矢印は半導体スイッチング素子間の位相の進みを示している。また、絶縁トランスの１次側電流のピークはダイオードのリカバリによる突入電流を示している。ここで、位相シフト制御として、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４より先にオン・オフを開始する(位相が進んでいる)ことが重要である(図２４参照)。
　時刻ｔ＝ｔ０において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオンされて(半導体スイッチング素子Ｑ１はすでにオン状態)、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４が導通すると、絶縁トランス６の１次巻線側に流れる電流は、図２５に示すように、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ１→共振用リアクトル５→絶縁トランス６→半導体スイッチング素子Ｑ４の経路で流れる(図２５の矢印Ｂ１)。一方、整流用ダイオードのリカバリにより共振用リアクトル５に発生するサージ電圧は、サージ電圧がＶｆより大きくなった瞬間にサージ抑制用ダイオードＤ５がオンし、共振用リアクトル５→サージ抑制用ダイオードＤ５→半導体スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れる(図２５の矢印Ａ１)。これにより、絶縁トランス６にかかる電圧はコンデンサ４の電圧だけであるため、絶縁トランスの２次側にはサージが発生しない。
　時刻ｔ＝ｔ１において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２６に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流、共振用リアクトル５のサージ電流は共振用コンデンサＣ１を充電、共振用コンデンサＣ２を放電する。次に、充電されている共振用コンデンサＣ１の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ２内部のボディダイオードがオンし、共振用リアクトル５のサージ電流は、共振用コンデンサＣ１を通らず、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ２内部のボディダイオードを流れる電流経路となる(図２６の破線矢印Ｆ１)。このため、共振用リアクトル５、サージ抑制用ダイオードＤ５にはコンデンサ４の電圧が電流とは逆向きでかかるため、共振用リアクトル５のサージ電流は減少し、サージ抑制用ダイオードＤ５はオフする(このときの電流波形は図２４の共振用リアクトル電流波形、ｔ1～ｔ2参照)。
　時刻ｔ＝ｔ２において、半導体スイッチング素子Ｑ２がオンすると、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２７に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ２の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)。
　時刻ｔ＝ｔ３において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオフすると、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２８に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ４を充電、共振用コンデンサＣ３を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ４の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ３内部のボディダイオードがオンし、絶縁トランス６の１次側電流は、共振用コンデンサＣ４を流れずに半導体スイッチング素子Ｑ３の内部ダイオードを流れる(図２８の破線矢印Ｆ１)。
　時刻ｔ＝ｔ４において、半導体スイッチング素子Ｑ３がオンすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図２９に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ３の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)。また、共振用リアクトル５に発生するサージ電圧の向きが変わるため、共振用リアクトル５のサージ電流は、サージ電圧がＶｆより大きくなった瞬間にサージ抑制用ダイオードＤ６がオンし、共振用リアクトル５→半導体スイッチング素子Ｑ２→サージ抑制用ダイオードＤ６の経路で電流が流れる。これにより、絶縁トランス６にかかる電圧はコンデンサ４の電圧だけであるため、絶縁トランスの２次側にはサージが発生しない。
　時刻ｔ＝ｔ５において、半導体スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振用リアクトル５のサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図３０に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ２を充電、共振用コンデンサＣ１を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ２の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ１内部のボディダイオードがオンし、共振用リアクトル５のサージ電流は、共振用コンデンサＣ２を通らず、半導体スイッチング素子Ｑ１内部のボディダイオード→コンデンサ４を流れる電流経路となる(図３０の破線矢印Ｆ１)。このため、共振用リアクトル５、サージ抑制用ダイオードＤ６にはコンデンサ４の電圧が電流とは逆向きでかかるため、共振用リアクトル５のサージ電流は減少し、サージ抑制用ダイオードＤ６はオフする。(このときの電流波形は図２４の共振用リアクトル電流波形、ｔ5～ｔ6参照)
　時刻ｔ＝ｔ６において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオンすると、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図３１に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ１の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない。(ゼロボルトスイッチング)
　時刻ｔ＝ｔ７において、半導体スイッチング素子Ｑ３がオフすると、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図３２に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ３を充電、共振用コンデンサＣ４を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ３の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ４内部のボディダイオードがオンし、絶縁トランス６の１次側電流は、共振用コンデンサＣ３を流れずに、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ４の内部ダイオードを流れる(図３２の破線矢印Ｆ１)。時刻ｔ＝ｔ８以降からはｔ＝ｔ０と同じであり、上記動作を繰り返す。
　以上より、実施の形態３で説明した車載充電器１１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、半導体スイッチング素子(特にＱ１、Ｑ２)に流れる電流が実施の形態２に比べ少なく(図１４、図２４の共振用リアクトル電流波形、図１７、図２１と図２７、図３１の電流経路を参照)、半導体スイッチング素子の導通損失が小さくなることがわかる。
　実施の形態４．
　以下、この発明の実施の形態４における車載充電器について説明する。上記実施の形態２で説明した車載充電器１１は、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４のリカバリによるサージを抑制するだけでなく、軽負荷時でもＺＶＳが成立可能(ＺＶＳ成立範囲の拡大)または、共振用リアクトル５が小型化という効果をもつ。一方、実施の形態３で説明した車載充電器１１は、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４のリカバリによるサージを抑制するだけでなく、実施の形態２より、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の導通損失を抑制することができる効果をもつ。以上から、軽負荷時においては、実施の形態２で説明したスイッチング状態とすることでＺＶＳが成立可能となり車載充電器１１の効率が向上し半導体スイッチング素子のスイッチング損失低下による発熱が軽減する。一方、高負荷時(絶縁トランス６の１次側電流だけでもＺＶＳ可能)においては実施の形態３で説明したスイッチング状態とすることで半導体スイッチング素子の導通損失が低下、車載充電器１１の効率が向上する。実施の形態４では車載充電器１１の制御部１１ｃは、スイッチングモードを切り替える位相切り換え部(図３４のフローチャート参照)を含み、切り替え判定結果にもとづいて、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３のスイッチングモードの切り替えを行い、充電状態によって最適な動作を選択することが可能となる。
　ここで、位相シフト制御として、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２より先にオン・オフを開始する実施の形態２のスイッチングモードをスイッチングモード１と称す。半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４より先にオン・オフを開始する実施の形態３のスイッチングモードをスイッチングモード２と称す。
　実施の形態４における車載充電器の回路部分を示す車載充電器１１を図３３に示す。車載充電器１１はコンデンサ４の電圧値を取得するコンデンサ電圧センサ２０(電圧検出部)と高電圧バッテリを充電する電流値を取得するバッテリ電流センサ２１(電流検出部)を備える。
　図３４は車載充電器１１の制御部１１ｃにおけるスイッチングモード切り替え判定部の動作を示すフローチャートである。車載充電器１１の制御部１１ｃでは、まずステップＳ１０において、電圧センサ２０からコンデンサ４の電圧値(Ｖｃ)を取得し、ステップＳ２０においてバッテリ電流センサ２１から高電圧バッテリ１０のバッテリ電流値(Ｉｏｕｔ)を取得する。
　次に、ステップＳ３０において、コンデンサ４の電圧値Ｖｃが予め設定された所定の閾値Ｖｔｈ未満であり、かつバッテリ電流値Ｉｏｕｔが予め設定された所定の閾値Ｉｔｈより大きいことを判定する。ステップＳ３０において、判定が(Ｙｅｓ)の場合、制御部はステップＳ４０において、実施の形態３のスイッチングモード２を選択する。一方、ステップＳ３０において、上記２つの条件を満たさない(Ｎｏ)の場合、ステップＳ５０において実施の形態２のスイッチングモード１を選択する。
　なお、上記コンデンサ電圧の検出に関しては、基本的には高電圧バッテリ１０の電圧の状態が分かればよく、コンデンサ電圧センサ２０の代わりに、高電圧バッテリ１０の電圧を直接検出するバッテリ電圧センサ２３(電圧検出部)を設けて、バッテリ電圧に基づいて同様の判定を行ってもよい(但し設定される閾値は異なる)。
　また、上記以外にもフェールセーフ構成として、上記実施の形態４の車載充電器１１は絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ２の温度を取得する温度センサ２２ａ，２２ｂ(温度検出部)を備え、温度値が予め設定された所定の閾値を超えたとき、車載充電器１１の制御部１１ｃはスイッチングモード２を選択し、半導体スイッチング素子の導通損失の軽減を図ってもよい。温度値が上記閾値以下であれば制御部１１ｃはスイッチングモード１を選択する。
　実施の形態５．
　以下、この発明の実施の形態５における車載充電器について説明する。図３５は、この発明の実施の形態５における車載充電器の回路部分である車載充電器１１の概略構成図である。図３５に示すように、実施の形態５の車載充電器１１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３は共振用リアクトル５が２分割されており(以下、共振用リアクトル５ａ、５ｂと称す)、それぞれ、一端が絶縁トランス６の１次側巻線と接続され、他端が各半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の中点に接続されている。
　共振用リアクトル５ａと絶縁トランス６の接続点には、サージ抑制用ダイオードＤ５ａのアノード側が接続され、サージ抑制用ダイオードＤ５ａのカソード側はコンデンサ４の正極側に接続される。一方、共振用リアクトル５ａと絶縁トランス６との接続点には、サージ抑制用ダイオードＤ６ａのカソード側が接続され、サージ抑制用ダイオードＤ６ａのアノード側はコンデンサ４の負極側に接続される。
　また、共振用リアクトル５ｂと絶縁トランス６の接続点には、サージ抑制用ダイオードＤ５ｂのアノード側が接続され、サージ抑制用ダイオードＤ５ｂのカソード側はコンデンサ４の正極側に接続される。一方、共振用リアクトル５ｂと絶縁トランス６との接続点には、サージ抑制用ダイオードＤ６ｂのカソード側が接続され、サージ抑制用ダイオードＤ６ｂのアノード側はコンデンサ４の負極側に接続される。
　上記、実施の形態１，２と比較すると、この実施の形態５で説明した車載充電器１１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、共振用リアクトル５ａ、５ｂを分割(インダクタンス値も分割)することで、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４のリカバリによるサージエネルギーを分散することができ、各共振用リアクトル５ａ、５ｂにそれぞれサージ抑制用ダイオードＤ５ａ、Ｄ５ｂ、Ｄ６ａ、Ｄ６ｂを設けることで、共振用リアクトル５ａ、５ｂのサージ電流を、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２だけでなく、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４にもバイパスすることで、半導体スイッチング素子の導通損失も分散することができる。つまり、実施の形態５で説明した車載充電器１１は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３のサージ電圧を抑制するだけでなく、半導体スイッチング素子の発熱低減効果も期待できる。
　このような回路を備える車載充電器１１のＤＣＤＣコンバータの基本的な動作について図３６～４３を用いて説明する。図３６～４３はこの発明の実施の形態５における各半導体スイッチング素子がオン／オフしているときの電流経路を示す図である。ここでは、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の各半導体スイッチング素子の駆動方法は位相シフト制御とする。次に、上記実施の形態２，３と異なり、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とのオン・オフのタイミングについてはどちらが先でも後でも関係ない。ここでは、説明のために、図１４と同じスイッチングタイミングとして図３６～図４３は説明する。
　時刻ｔ＝ｔ０において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオンされて(半導体スイッチング素子Ｑ４はすでにオン)、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４が導通すると、絶縁トランス６の１次巻線側に流れる電流は、図３６に示すように、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ１→共振用リアクトル５ａ→絶縁トランス６→共振用リアクトル５ｂ→半導体スイッチング素子Ｑ４の経路で流れる(図３６の矢印Ｂ１)。次に、整流用ダイオードＤ１～Ｄ４のリカバリにより共振用リアクトル５ａに発生するサージ電圧は、サージ電圧がＶｆより大きくなった瞬間にサージ抑制用ダイオードＤ５ａがオンし、共振用リアクトル５ａ→サージ抑制用ダイオードＤ５ａ→半導体スイッチング素子Ｑ１の経路で電流が流れる(図３６の矢印Ａ１)。また、同様に整流用ダイオードのリカバリにより共振用リアクトル５ｂに発生するサージ電圧は、サージ電圧がＶｆより大きくなった瞬間にサージ抑制用ダイオードＤ６ｂがオンし、共振用リアクトル５ｂ→半導体スイッチング素子Ｑ４→サージ抑制用ダイオードＤ６ｂの経路で電流が流れる(図３６の矢印Ａ２)。これにより、絶縁トランス６にかかる電圧はコンデンサ４の電圧だけであるため、絶縁トランスの２次側にはサージが発生しない。
　時刻ｔ＝ｔ１において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオフすると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、共振用リアクトル５ｂのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図３７に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次巻線に流れていた電流、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は共振用コンデンサＣ４を充電、共振用コンデンサＣ３を放電する。一方、共振用リアクトル５ａのサージ電流は、半導体スイッチング素子Ｑ１がオンしているため、電流は図３６の状態を保持する。次に、充電されている共振用コンデンサＣ４の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ３内部のボディダイオードがオンし、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は、共振用コンデンサＣ４を通らず、半導体スイッチング素子Ｑ３内部のボディダイオード→コンデンサ４を流れる電流経路となる(図３７の破線矢印Ｆ１)。このため、共振用リアクトル５ｂ、サージ抑制用ダイオードＤ６ｂにはコンデンサ４の電圧が電流とは逆向きでかかるため、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は減少し、サージ抑制用ダイオードＤ６ｂはオフする。
　時刻ｔ＝ｔ２において、半導体スイッチング素子Ｑ３がオンすると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図３８に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ３の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)。
　時刻ｔ＝ｔ３において、半導体スイッチング素子Ｑ１がオフすると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図３９に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ１を充電、共振用コンデンサＣ２を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ１の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ２内部のボディダイオードがオンし、絶縁トランス６の１次側電流は、共振用コンデンサＣ１を流れずに、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ２の内部ダイオードを流れる(図３９の破線矢印Ｆ２)。また、共振用リアクトル５ａのサージ電流も、同様に共振用コンデンサＣ１を流れずに、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ２の内部ダイオードを流れる(図３９の破線矢印Ｆ１)。
　時刻ｔ＝ｔ４において、半導体スイッチング素子Ｑ２がオンされ、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ３が導通すると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、共振用リアクトル５ｂのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図４０に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ２の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない(ゼロボルトスイッチング)。
　また、共振用リアクトル５ａ、５ｂに発生するサージ電圧の向きが変わるため、共振用リアクトル５ａ、５ｂのサージ電流は、それぞれ、サージ電圧がＶｆより大きくなったときに、サージ抑制用ダイオードＤ６ａ、Ｄ５ｂがオンし、共振用リアクトル５ａのサージ電流は、共振用リアクトル５ａ→半導体スイッチング素子Ｑ２→サージ抑制用ダイオードＤ６ａの経路で電流が流れる(図４０の矢印Ａ２)。また、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は、共振用リアクトル５ｂ→サージ抑制用ダイオードＤ５ｂ→半導体スイッチング素子Ｑ３の経路で電流が流れる(図４０の矢印Ａ１)。これにより、絶縁トランス６にかかる電圧はコンデンサ４の電圧だけであるため、絶縁トランスの２次側にはサージが発生しない。
　時刻ｔ＝ｔ５において、半導体スイッチング素子Ｑ３がオフすると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、共振用リアクトル５ｂのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図４１に示す経路で流れる。このとき、絶縁トランス６の１次巻線に流れていた電流、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は共振用コンデンサＣ３を充電、共振用コンデンサＣ４を放電する。一方、共振用リアクトル５ａのサージ電流は半導体スイッチング素子Ｑ２がオンしているため、電流は図４０の状態を保持する。
　充電されている共振用コンデンサＣ３の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ４内部のボディダイオードがオンし、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は、共振用コンデンサＣ３を通らず、コンデンサ４→半導体スイッチング素子Ｑ１内部のボディダイオードを流れる電流経路となる(図４１の破線矢印Ｆ１)。このため、共振用リアクトル５ｂ、サージ抑制用ダイオードＤ５ｂにはコンデンサ４の電圧が電流とは逆向きでかかるため、共振用リアクトル５ｂのサージ電流は減少し、サージ抑制用ダイオードＤ５ｂはオフする。
　時刻ｔ＝ｔ６において、半導体スイッチング素子Ｑ４がオンすると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図４２に示す経路で流れる。直前まで、半導体スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードに電流が流れているため半導体スイッチング素子Ｑ１の両端にかかる電圧はゼロボルトであるため、スイッチング損失は発生しない。(ゼロボルトスイッチング)
　時刻ｔ＝ｔ７において、半導体スイッチング素子Ｑ２がオフすると、共振用リアクトル５ａのサージ電流、絶縁トランス６の１次側に流れる電流は、図４３に示す経路で流れる。このとき、共振用リアクトル５ａのサージ電流、絶縁トランス６の１次側巻線に流れていた電流は共振用コンデンサＣ２を充電、共振用コンデンサＣ１を放電する。充電されている共振用コンデンサＣ２の電圧がコンデンサ４の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Ｑ１内部のボディダイオードがオンする。
　共振用リアクトル５ａのサージ電流は、共振用コンデンサＣ２を流れずに、半導体スイッチング素子Ｑ１の内部ダイオード→コンデンサ４を流れる(図４３の破線矢印Ｆ１)。
　また、絶縁トランス６の１次側電流も、同様に共振用コンデンサＣ２を流れずに、半導体スイッチング素子Ｑ１の内部ダイオード→コンデンサ４を流れる(図４３の破線矢印Ｆ２)。時刻ｔ＝ｔ８以降からはｔ＝ｔ０と同じであり、上記動作を繰り返す。
　以上より、実施の形態５で説明した車載充電器１１の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、共振用リアクトル５ａ、５ｂのサージ電流を各半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に分散することができるため、各半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の導通損失も抑えられ、局所的に半導体スイッチング素子が発熱することを抑制する。
　以上のことから、この発明の上記各実施の形態で説明した車載充電器は換言すると、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３の駆動方式(ハードスイッチング、ソフトスイッチング)によらず、整流用ダイオードのリカバリにより発生する共振用リアクトルのサージ電圧を抑制することができる。また、位相シフト制御を行うことで、ＺＶＳの成立性を高める効果も奏でることができる。
　また、この発明の上記各実施の形態で説明した半導体スイッチング素子は素子内部にダイオード(ボディダイオード)がある前提で説明したが、これに限るものではなく。例えば、半導体スイッチング素子にボディダイオードがないＩＧＢＴを使用し、外部にダイオードを接続した構成でもよい。
　この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組み合わせも全て含む。
産業上の利用の可能性
　この発明による車載充電器は、各種電動車両等に適用可能である。
　１　交流電源、２　ＡＣ／ＤＣコンバータ、３　(絶縁)ＤＣ／ＤＣコンバータ、４　コンデンサ、５，５ａ，５ｂ　(共振用)リアクトル、６　(絶縁)トランス、７　平滑用リアクトル、８　平滑用コンデンサ、９　平滑回路、１０　高電圧バッテリ、１１　車載充電器、１１ｃ　制御部、２０　コンデンサ電圧センサ(電圧検出部)、２１　バッテリ電流センサ(電流検出部)、２２ａ，２２ｂ　温度センサ(温度検出部)、２３　バッテリ電圧センサ(電圧検出部)、Ｃ１～Ｃ４　共振用コンデンサ、Ｄ１～Ｄ４　整流ダイオード、Ｄ５，Ｄ５ａ，Ｄ５ｂ，Ｄ６，Ｄ６ａ，Ｄ６ｂ　サージ抑制用ダイオード、Ｑ１～Ｑ４　半導体スイッチング素子。

Claims (13)

  1. 　車両駆動用の電動モータに給電するバッテリを、外部電源から供給される交流電力により充電する車載充電器であって、
    　前記交流電力を入力とするＡＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記バッテリの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行う制御部と、
    　を備え、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
    　１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
    　前記１次巻線に直列に接続されたリアクトルと、
    　第１のサージ抑制用ダイオードと第２のサージ抑制用ダイオードと、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された２対のスイッチング素子から成るフルブリッジ方式のスイッチング回路と、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間に接続されたコンデンサと、
    　前記２次巻線側に設けられた整流回路および平滑回路と、
    　を含み、
    　前記リアクトルの前記１次巻線が接続されていない端と、前記１次巻線の前記リアクトルが接続されていない端は、前記スイッチング回路の２対のスイッチング素子のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続され、
    　前記リアクトルと前記１次巻線との接続点には、前記第１のサージ抑制用ダイオードのアノード側と前記第２のサージ抑制用ダイオードのカソード側が接続され、前記第１のサージ抑制用ダイオードのカソード側は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側入力端に接続され、前記第２のサージ抑制用ダイオードのアノード側は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの負側入力端に接続されている、
    　ことを特徴とする車載充電器。
  2. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータが前記制御部により位相シフト制御で駆動されることを特徴とする請求項１に記載の車載充電器。
  3. 　前記トランスは、前記１次巻線に対する前記２次巻線の巻数比が１以上であることを特徴とする請求項１に記載の車載充電器。
  4. 　前記制御部が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが生成する直流電圧を、前記ＡＣ／ＤＣコンバータで整流後の交流電圧に応じて電圧を下げることを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の車載充電器。
  5. 　前記制御部が、前記１次巻線の前記リアクトルと接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第１のスイッチング位相を、前記リアクトルの前記１次巻線と接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第２のスイッチング位相より進めるようにスイッチング制御を行うことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の車載充電器。
  6. 　前記制御部が、前記リアクトルの前記１次巻線と接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第２のスイッチング位相を、前記１次巻線の前記リアクトルと接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第１のスイッチング位相より進めるようにスイッチング制御を行うことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の車載充電器。
  7. 　前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子の温度か、または前記バッテリへの充電電流および前記バッテリの電圧に関する値に基づいて、前記第１のスイッチング位相と前記第２のスイッチング位相との関係を制御することを特徴とする請求項５または６に記載の車載充電器。
  8. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出部を備え、
    　前記制御部が、前記温度検出部により測定された温度が予め設定された所定の値を超えたとき、前記第２のスイッチング位相を前記第１のスイッチング位相より進め、前記温度値が前記所定の値以下のときは、前記第１のスイッチング位相を前記第２のスイッチング位相より進めるように制御することを特徴とする請求項７に記載の車載充電器。
  9. 　前記バッテリへの充電電流値を検出する電流検出部と、前記バッテリの電圧に関する電圧を検出する電圧検出部と、を備え、
    　前記制御部が、前記バッテリの電圧に関する電圧が予め設定された所定値未満かつ前記バッテリへの充電電流が予め設定された所定値を超えたとき、前記第２のスイッチング位相を前記第１のスイッチング位相より進め、それ以外の時には、前記第１のスイッチング位相を前記第２のスイッチング位相より進めるように制御することを特徴とする請求項７に記載の車載充電器
  10. 　前記第１のサージ抑制用ダイオードと前記第２のサージ抑制用ダイオードはＳｉ半導体からなることを特徴とする請求項１から９までのいずれか１項に記載の車載充電器。
  11. 　前記トランスが絶縁トランスからなり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを構成することを特徴とする請求項１から１０までのいずれか１項に記載の車載充電器。
  12. 　車両駆動用の電動モータに給電するバッテリを、外部電源から供給される交流電力により充電する車載充電器であって、
    　前記交流電力を入力とするＡＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記バッテリの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行う制御部と、
    　を備え、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
    　１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
    　それぞれ前記１次巻線に直列に接続された第１のリアクトルと第２のリアクトルと、
    　第１から第４のサージ抑制用ダイオードと、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された２対のスイッチング素子から成るフルブリッジ方式のスイッチング回路と、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間に接続されたコンデンサと、
    　前記２次巻線側に設けられた整流回路および平滑回路と、
    　を含み、
    　前記１次巻線の一端には前記第１のリアクトルが接続され他端には前記第２のリアクトルが接続され、
    　前記第１のリアクトルの前記１次巻線が接続されていない端と前記第２のリアクトルの前記１次巻線が接続されていない端は、前記スイッチング回路の２対のスイッチング素子のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続され、
    　前記第１のリアクトルと前記１次巻線との接続点には、前記第１のサージ抑制用ダイオードのアノード側と前記第２のサージ抑制用ダイオードのカソード側が接続され、前記第１のサージ抑制用ダイオードのカソード側は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側入力端に接続され、前記第２のサージ抑制用ダイオードのアノード側は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの負側入力端に接続され、
    　前記第２のリアクトルと前記１次巻線との接続点には、前記第３のサージ抑制用ダイオードのアノード側と前記第４のサージ抑制用ダイオードのカソード側が接続され、前記第３のサージ抑制用ダイオードのカソード側は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側入力端に接続され、前記第４のサージ抑制用ダイオードのアノード側は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの負側入力端に接続されている、
    　ことを特徴とする車載充電器。
  13. 　車載バッテリを外部電源からの交流電力により充電する、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとを備えた車載充電器であって、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、トランスの１次巻線側に、リアクトルと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間に接続されると共に前記リアクトルと前記１次巻線に接続されたスイッチング回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端間に接続されたコンデンサとを備え、前記２次巻線側に、整流回路と平滑回路とを備えたものにおいて、
    　前記トランスの２次側の前記整流回路の整流用ダイオードのリカバリ電流に起因するサージのエネルギーを、前記リアクトルと前記１次巻線との接続点と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの正側および負側入力端との間のそれぞれにサージ抑制用ダイオードを接続して、前記スイッチング回路、前記コンデンサ側にバイパスすることを特徴とする車載充電器におけるサージ抑制方法。
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