WO2016042593A1 - センサ装置 - Google Patents

センサ装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016042593A1
WO2016042593A1 PCT/JP2014/074340 JP2014074340W WO2016042593A1 WO 2016042593 A1 WO2016042593 A1 WO 2016042593A1 JP 2014074340 W JP2014074340 W JP 2014074340W WO 2016042593 A1 WO2016042593 A1 WO 2016042593A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
sensor device
transistor
current
transistor element
base
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2014/074340
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
善光 柳川
松本　昌大
哲 浅野
中野　洋
晃 小田部
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Astemo Ltd
Original Assignee
Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Automotive Systems Ltd filed Critical Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority to PCT/JP2014/074340 priority Critical patent/WO2016042593A1/ja
Priority to JP2016548457A priority patent/JP6397926B2/ja
Priority to US15/500,426 priority patent/US10444031B2/en
Priority to EP14902244.4A priority patent/EP3196728B1/en
Priority to CN201480081559.XA priority patent/CN106796437B/zh
Publication of WO2016042593A1 publication Critical patent/WO2016042593A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/028—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups mitigating undesired influences, e.g. temperature, pressure
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/569—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
    • H02H1/0007—Details of emergency protective circuit arrangements concerning the detecting means
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/20—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess voltage
    • H02H3/22—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess voltage of short duration, e.g. lightning
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current 
    • G05F1/46—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
    • G05F1/56—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/569—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
    • G05F1/573—Regulating voltage or current  wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H02H9/025—Current limitation using field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches

Definitions

  • the present invention relates to a sensor device including a regulator that stabilizes a voltage, and more particularly to a sensor device that is resistant to malfunction against a negative surge applied to a power supply line.
  • a regulator is used to stabilize the power supply voltage supplied to the sensor element and the signal processing circuit and to cope with a decrease in circuit operating voltage due to process miniaturization.
  • the regulator absorbs voltage fluctuations in the power supply line and supplies a stabilized voltage to the sensor element and signal processing circuit.
  • current flows back through the load drive transistor of the regulator.
  • the output voltage of the regulator may decrease.
  • load circuits such as sensor elements and signal processing circuits are reset, and malfunctions such as abnormal value output and restart operation may occur. In order to suppress such a malfunction, it is necessary to prevent a current from flowing backward when a negative surge is applied.
  • Patent Document 1 includes a diode between a power supply line and a collector terminal of an NPN bipolar transistor for driving a load (hereinafter referred to as an NPN transistor). Since this diode prevents a backflow current from the load side to the power supply line when a negative surge is applied, the malfunction as described above can be suppressed.
  • the diode exists on the power supply path to the load circuit, there is a problem that a voltage drop corresponding to the forward voltage drop of the diode occurs and the output voltage range of the regulator becomes narrow. For example, if the input voltage is Vin, the regulator can output only about Vin-1.2V at maximum. This is because the forward voltage drop of the diode is about 0.6V and the voltage drop between the base and emitter of the transistor is about 0.6V.
  • Some diodes, such as Schottky barrier diodes have a small forward voltage drop, but they are not suitable for the purpose of blocking reverse current when a negative surge is applied because the reverse leakage current is large.
  • the diode on the power supply path needs to be of a sufficient size according to the current consumption of the load circuit.
  • the size of the diode must be increased to ensure a sufficient current capacity, and the size of the diode in the chip area cannot be ignored. From the above viewpoint, it is preferable not to insert a diode on the power feeding path.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a sensor device that suppresses voltage drop in a load circuit and has high malfunction tolerance even when a negative surge occurs in a power supply line.
  • control circuit includes a limiting unit that limits the current flowing from the ground terminal toward the base terminal of the first transistor element.
  • a voltage drop in the load circuit can be suppressed, and a sensor device with high malfunction tolerance can be provided.
  • FIG. 1 shows the configuration of a sensor device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 shows a configuration of a conventional sensor device.
  • FIG. 9 shows a schematic structure of the NPN transistor 106.
  • the sensor device 101 in this embodiment includes a power supply terminal 103 that supplies an input voltage Vi, a ground terminal 104, a sensor element 115 that generates an electrical signal corresponding to a physical quantity, and a signal processing circuit 114 that processes an output signal from the sensor element 115. And a regulator 102 that generates a supply voltage Vo from the power supply voltage Vi to the sensor element 115 and the signal processing circuit 114 (hereinafter, the sensor element 115 and the signal processing circuit 114 are collectively referred to as a load circuit).
  • the regulator 102 includes an NPN transistor 106 that drives a load circuit, an error detection circuit 116 that controls a base current, and a decoupling capacitor 113.
  • the error detection circuit 116 includes resistors 111 and 112 that divide the output voltage Vo of the regulator 102, a reference voltage source 110, an error amplifier 109, an N-type field effect transistor (hereinafter referred to as NMOS) 108 that controls a base current, and a base.
  • NMOS N-type field effect transistor
  • a resistor 105 for supplying current and a backflow prevention diode 107 are provided. Note that the anode of the backflow prevention diode 107 is connected to the base of the NPN transistor 106 so as to prevent backflow current flowing from the ground into the base of the NPN transistor 106 via the parasitic diode of the NMOS 108.
  • the operation of the sensor device in this embodiment will be described with reference to FIGS.
  • a stable output voltage Vo is supplied to the load circuit by feedback control of the error detection circuit 116. Since the DC current amplification factor hFE of a bipolar transistor is generally several tens to several hundreds, the current flowing through the base of the NPN transistor 106 is one-hundredth to one-hundredth of the current consumed by the load circuit. Good. When the consumption current of the load circuit decreases, the base current is released to the ground terminal 104 via the NMOS 108.
  • the current flowing through the backflow prevention diode 107 is only a few tenths to a few hundredths of the consumption current of the load circuit. Therefore, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-156641, the current capacity of the diode 107 is about 1 to 2 digits less than that in the case where a diode is inserted between the power supply terminal 103 and the collector of the NPN transistor 106. Good. As a result, the area of the diode 107 can be reduced.
  • 2007-156641 is obtained by subtracting a forward voltage drop of about 0.6 V from the diode and a base-emitter voltage drop of about 0.6 V from the NPN transistor from the input voltage Vi. Vi-1.2V.
  • the maximum output voltage of the regulator of this embodiment is Vi-0.6V obtained by subtracting about 0.6V between the base and emitter of the NPN transistor 106 from Vi, and a wider range of voltages can be output.
  • the effect of the sensor device in this embodiment will be described.
  • the first effect is that when a negative surge is input, the charge accumulated in the decoupling capacitor 113 is prevented from flowing out from the emitter terminal 901 of the NPN transistor 106 toward the collector terminal 903, and the load is extended for a longer time. A stable voltage can be supplied to the circuit.
  • the second effect is that a wide output voltage range of the normal regulator can be secured by adding the backflow prevention diode 107 to the base terminal 902 instead of the collector terminal 903 of the NPN transistor 106. In other words, a regulator that can operate a load circuit with a lower input voltage is provided.
  • the third effect is that the backflow prevention diode 107 is added to the base terminal 902 instead of the collector terminal 903 of the NPN transistor 106, thereby reducing the current capacity required for the backflow prevention diode 107 and reducing the element area. This is a possible point.
  • FIG. 2 shows the configuration of the sensor device according to the second embodiment.
  • the sensor device 101 in this embodiment includes a P-type field effect transistor (hereinafter referred to as PMOS) 201 having a well and a gate connected to the drain side, instead of the backflow prevention diode 107 in the sensor device 101 according to the first embodiment. It is characterized by that.
  • the base terminal 202 can be connected to the base terminal 202 at a lower resistance by connecting the parasitic diode 202 of the PMOS 201 and the PMOS 201 in the ON state in parallel during normal operation.
  • the NMOS 108 can be connected, and the response of the regulator 102 can be further improved.
  • the PMOS 201 When a negative surge is applied to the power supply terminal 103, the PMOS 201 is turned off.
  • the parasitic diode 202 of the PMOS 201 functions as a backflow prevention diode, so that the backflow current is completely blocked.
  • FIG. 3 shows the configuration of the sensor device according to the third embodiment.
  • the sensor device 101 according to the present embodiment is characterized in that an NMOS 301 having a well and a gate connected to the drain side is provided instead of the backflow prevention diode 107 in the sensor device 101 according to the first embodiment.
  • the parasitic diode 302 of the NMOS 301 and the NMOS 301 in the ON state are normally connected in parallel, so that the base and the NMOS 108 have a lower resistance. And the response of the regulator 102 can be further improved.
  • the NMOS 301 When a negative surge is applied to the power supply terminal 103, the NMOS 301 is turned off. On the other hand, the parasitic diode 302 of the NMOS 301 functions as a backflow prevention diode, so that the backflow current is completely blocked.
  • FIG. 4 shows the configuration of the sensor device according to the fourth embodiment.
  • the sensor device 101 according to the present embodiment is characterized in that an NPN transistor 401 having a base connected to the collector side is provided instead of the backflow prevention diode 107 in the sensor device 101 according to the first embodiment.
  • the NPN transistor 401 is normally in an ON state and the base and the NMOS 108 can be connected to a low resistance, and the responsiveness of the regulator 102 is further improved. It can be improved.
  • the NPN transistor 401 is turned off.
  • the diode between the base and the emitter of the NPN transistor 401 functions as a backflow prevention diode, so that the backflow current is completely blocked. .
  • FIG. 5 shows the configuration of the sensor device according to the fifth embodiment.
  • the sensor device 101 in this embodiment includes a PNP bipolar transistor (hereinafter referred to as a PNP transistor) 501 having a base connected to the collector side, instead of the backflow prevention diode 107 in the sensor device 101 according to the first embodiment. It is characterized by.
  • the PNP transistor 501 is normally in an ON state, and the base and the NMOS 108 can be connected with low resistance, and the responsiveness of the regulator 102 is further improved. It can be improved.
  • the PNP transistor 501 When a negative surge is applied to the power supply terminal 103, the PNP transistor 501 is turned off. On the other hand, the base-emitter diode of the PNP transistor 501 functions as a backflow prevention diode, so that backflow current is completely blocked. .
  • FIG. 6 shows the configuration of the sensor device according to the sixth embodiment.
  • the sensor device 101 according to the present embodiment is characterized in that a series resistance element 601 is added to the well of the NMOS 108 instead of the backflow prevention diode 107 in the sensor device 101 according to the first embodiment.
  • the backflow current flowing into the base when a negative surge is applied is limited by the resistance element 601, so that the amount of charge flowing from the emitter to the collector can be suppressed without adding an active element, thereby preventing a decrease in output voltage. it can.
  • FIG. 7 shows a configuration of a sensor device according to the seventh embodiment.
  • an NMOS 701 is added to the ground terminal side of the voltage dividing resistor 112 of the sensor device 101 according to the first embodiment.
  • the gate terminal of the NMOS is connected to the power supply terminal 103.
  • the NMOS 701 is in an ON state.
  • the gate potential of the NMOS 701 becomes negative, so that the NMOS 701 is turned off and the current flowing through the voltage dividing resistors 111 and 112 can be stopped.
  • the current flowing through the voltage dividing resistors 111 and 112 is also reduced, so that the output voltage Vo can be stably maintained for a longer time. .
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the parasitic bipolar transistor 1201, and FIG. 13 shows a cross section of the sensor device according to the eighth embodiment.
  • the sensor device 101 according to the present embodiment is obtained by adding a separation region 1303 to the sensor device 101 according to the first embodiment.
  • the parasitic bipolar transistor 1201 is a parasitic N-type well 1302 included in the signal processing circuit 114, an N-type well 1301 of the NPN transistor 106 in the regulator 102, and a P substrate or a P-well existing therebetween. It is an NPN transistor.
  • an isolation region 1303 is provided between the N-type well 1301 of the NPN transistor 106 and the PMOS N-type well 1302 in the signal processing circuit 114. At this time, the relationship between the length W of the isolation region 1303 and the current amplification factor ⁇ of the parasitic NPN transistor 1201 is expressed by the following equation.
  • ⁇ is the minority carrier injection efficiency at the emitter junction
  • ⁇ * is the DC current amplification factor of the grounded emitter
  • ⁇ B and ⁇ E are the base
  • L N and L P are the emitter and base, respectively. Is the diffusion length of minority carriers.
  • the current amplification factor ⁇ be at least 0.5 or less.
  • FIG. 14 shows an example of the relationship between the length W of the separation region 1303 calculated from the above equation and the current amplification factor ⁇ .
  • the relationship between the length W of the isolation region 1303 and the current amplification factor ⁇ varies depending on the impurity concentration and the mobility of carriers, but in order to reduce the current amplification factor ⁇ to 0.5 or less, the length W of the isolation region 1303 is It is desirable to ensure approximately 100 ⁇ m or more. According to such a configuration, in addition to the same effect as the sensor device 101 shown in the first embodiment, the current flowing out to the power supply terminal via the parasitic bipolar transistor can be reduced, so that the output voltage Vo can be reduced for a longer time. It can be maintained stably.
  • the technology described so far is not limited to the configuration of the regulator in the first to eighth embodiments.
  • the base current of the NPN transistor may be driven by the PMOS 1001 and the NMOS 108.
  • the backflow prevention diode 107 when a negative surge is applied, the current flowing from the ground terminal to the base can be blocked by the backflow prevention diode 107, so that the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the backflow prevention diode 107 causes the backflow from the ground terminal 104 via the parasitic diode 1102 of the NPN transistor 1101. Current can be blocked.
  • SYMBOLS 101 Sensor apparatus, 102: Regulator, 103: Power supply terminal, 104: Ground terminal, 105: Resistor, 106: NPN bipolar transistor, 107: Backflow prevention diode, 108: N-type field effect transistor, 109: Error amplifier, 110: Reference voltage source, 111: resistor, 112: resistor, 113: decoupling capacitance, 114: signal processing circuit, 115: sensor element, 116: error detection circuit, 201: P-type field effect transistor, 202: parasitic diode, 301: N-type field effect transistor, 302: parasitic diode, 401: NPN bipolar transistor, 501: PNP bipolar transistor, 601: resistor, 701: N-type field effect transistor, 801: parasitic diode, 901: emitter terminal, 902: base terminal, 90 3: collector terminal, 1001: P-type field effect transistor, 1101: NPN bipolar transistor, 1102: parasitic diode,

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Measuring Fluid Pressure (AREA)

Abstract

　負サージによる誤動作を抑制したセンサ装置を提供する。　物理量に応じて電気的特性の変化するセンサ素子と、センサ素子の出力信号を処理する信号処理回路と、センサ素子と信号処理回路に電流を供給する第一のトランジスタ素子と、第一のトランジスタ素子のベース電流を制御する制御回路と、電源端子と、グラウンド端子とを備えるセンサ装置において、グラウンド端子から第一のトランジスタ素子のベース端子に向かって流れる電流を制限する制限部を制御回路に備えることを特徴とする。

Description

センサ装置
　本発明は電圧を安定化するレギュレータを備えるセンサ装置に係り，特に電源ラインに印加される負サージに対して誤動作耐性のあるセンサ装置に関する。
　センサ素子や信号処理回路に供給される電源電圧の安定化や、プロセスの微細化に伴う回路動作電圧の低下に対応するためにレギュレータが用いられる。レギュレータは電源ラインの電圧変動を吸収し、安定化された所定の電圧をセンサ素子や信号処理回路に供給するが、電源ラインに負サージが印加された場合、レギュレータの負荷駆動トランジスタを電流が逆流し、レギュレータの出力電圧が低下することがある。これにより、センサ素子や信号処理回路などの負荷回路がリセットされ、異常値出力や再起動動作などの誤動作が発生する場合がある。このような誤動作を抑制するには、負サージ印加時に電流が逆流しないようにする必要がある。特許文献１に記載の技術は、電源ラインと負荷駆動用のＮＰＮバイポーラトランジスタ（以下ＮＰＮトランジスタと称する）のコレクタ端子との間にダイオード備える。このダイオードが負サージ印加時の負荷側から電源ラインへと向かう逆流電流を阻止するため、前記のような誤動作を抑制できる。
特開２００７－１５６６４１号公報
　しかしながら従来技術では、ダイオードが負荷回路への給電経路上に存在するため、ダイオードの順方向電圧降下分の電圧ドロップが発生し、レギュレータの出力電圧範囲が狭くなるという課題がある。たとえば、入力電圧をＶｉｎとすると、レギュレータは最大でもＶｉｎ－１．２Ｖ程度しか出力できない。これは、ダイオードの順方向電圧降下が約０．６Ｖ，トランジスタのベース・エミッタ間の電圧降下が約０．６Ｖだからである。ショットキバリアダイオードのように順方向電圧降下が小さいダイオードも存在するが、逆方向の漏れ電流が大きいため、負サージ印加時の逆流電流を阻止する目的には不向きである。
　また、給電経路上のダイオードは、負荷回路の消費電流に応じて十分なサイズである必要がある。負荷回路が大きな電流を消費する場合は、ダイオードのサイズを大きくして十分な電流容量を確保せねばならず、チップ面積に占めるダイオードのサイズも無視できなくなる。以上の観点から、給電経路上にはダイオードを挿入しないことが好ましい。
　本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり，その目的は、負サージが電源ラインに発生した場合でも負荷回路における電圧低下を抑制し誤動作耐性の高いセンサ装置を提供することにある。
　上記目的を達成する本発明のセンサ装置は、グラウンド端子から第一のトランジスタ素子のベース端子に向かって流れる電流を制限する制限部を制御回路に備えたことを特徴としている。
　本発明により、負サージが電源ラインに発生した場合でも負荷回路における電圧低下を抑制でき、誤動作耐性の高いセンサ装置を提供できる。
第１実施例をなすセンサ装置の構成 第２実施例をなすセンサ装置の構成 第３実施例をなすセンサ装置の構成 第４実施例をなすセンサ装置の構成 第５実施例をなすセンサ装置の構成 第６実施例をなすセンサ装置の構成 第７実施例をなすセンサ装置の構成 従来のセンサ装置の構成 ＮＰＮトランジスタの模式図 第１の実施例の変形例 第１の実施例の変形例 寄生トランジスタの説明図 第８実施例をなすセンサ装置の構成 分離領域長と電流増幅率の関係の説明図
　以下、本発明の実施の形態について，図面を参照して説明する。本発明の第１実施例をなすセンサ装置を図１、８、９により説明する。図１は第１実施例をなすセンサ装置の構成を示す。図８は従来のセンサ装置の構成を示す。図９はＮＰＮトランジスタ１０６の模式的な構造を示す。
　本実施例におけるセンサ装置の構成を図１により説明する。本実施例におけるセンサ装置１０１は、入力電圧Ｖｉを供給する電源端子１０３、グラウンド端子１０４、物理量に応じた電気信号を発生させるセンサ素子１１５、センサ素子１１５からの出力信号を処理する信号処理回路１１４、電源電圧Ｖｉからセンサ素子１１５と信号処理回路１１４（以下、センサ素子１１５と信号処理回路１１４をあわせて負荷回路と称する）への供給電圧Ｖｏを生成するレギュレータ１０２とを備える。レギュレータ１０２は負荷回路を駆動するＮＰＮトランジスタ１０６と、ベース電流を制御する誤差検出回路１１６と、デカップリング容量１１３とを備える。誤差検出回路１１６は、レギュレータ１０２の出力電圧Ｖｏを分圧する抵抗１１１、１１２と、基準電圧源１１０、誤差アンプ１０９、ベース電流を制御するＮ型電界効果トランジスタ（以下ＮＭＯＳと称する）１０８と、ベース電流を供給する抵抗１０５と、逆流防止ダイオード１０７とを備える。なお、逆流防止ダイオード１０７のアノードはＮＰＮトランジスタ１０６のベースに接続し、ＮＭＯＳ１０８の寄生ダイオードを介してグラウンドからＮＰＮトランジスタ１０６のベースに流れ込む逆流電流を阻止するように構成する。
　本実施例におけるセンサ装置の動作を図１および図９により説明する。本実施例におけるセンサ装置１０１は、電源電圧Ｖｉが正常である場合、誤差検出回路１１６のフィードバック制御によって安定した出力電圧Ｖｏが負荷回路に供給される。一般的にバイポーラトランジスタの直流電流増幅率ｈＦＥは数十～数百程度であるため、ＮＰＮトランジスタ１０６のベースに流す電流は、負荷回路の消費電流の数十分の１から数百分の１でよい。負荷回路の消費電流が減った場合は、ＮＭＯＳ１０８を介してグラウンド端子１０４にベース電流を逃がす。このとき、逆流防止ダイオード１０７に流れる電流は、負荷回路の消費電流のたかだか数十分の１から数百分の１に過ぎない。したがって、特開２００７－１５６６４１号公報に記載のように、電源端子１０３とＮＰＮトランジスタ１０６のコレクタの間にダイオードを挿入する場合に比べて、ダイオード１０７の電流容量は1桁～2桁程度少なくてよい。その結果、ダイオード１０７の面積を小さくできる。また、特開２００７－１５６６４１号公報に記載のレギュレータの最大出力電圧は、入力電圧Ｖｉからダイオードの順方向電圧降下約０．６ＶとＮＰＮトランジスタのベース－エミッタ間電圧降下約０．６Ｖを差し引いた、Ｖｉ－１．２Ｖに制限される。一方、本実施例のレギュレータの最大出力電圧はＶｉからＮＰＮトランジスタ１０６のベース－エミッタ間電圧約０．６Ｖを差し引いたＶｉ－０．６Ｖであり、より広範囲な電圧を出力できる。
　次に負サージにより入力電圧Ｖｉが異常低下し、負電位－Ｖｓとなった場合の動作について説明する。入力端子１０３が負電位－Ｖｓとなると、後述するとおりＮＭＯＳ１０８の寄生ダイオードを通じてグラウンド端子１０４からベースに向かって逆流電流が流れようとする。しかし、逆流防止ダイオード１０７により逆流電流は流れないため、ＮＰＮトランジスタ１０６のコレクタ端子９０３とベース端子９０２の電位はともに－Ｖｓとなる。このとき、エミッタ端子９０１はもともとの出力電圧＋Ｖｏであるため、図９に示すとおり、ベース－エミッタ間のＰＮ接合が逆バイアス状態となる。したがって、エミッタから電荷は流出せず、エミッタの電圧＋Ｖｏが維持される。
　これに対し、逆流防止ダイオード１０７が無い場合の負サージに対する動作について図８を用いて説明する。負サージにより入力端子１０３が負電位－Ｖｓとなると、ＮＭＯＳ１０８の寄生ダイオード８０１を介してグラウンド端子からベースに逆電流Ｉｂｃが流入する。すると、エミッタ端子９０１からコレクタ端子９０３に向かって電流Ｉｅｃが流れるため、デカップリング容量１１３が放電して出力電圧＋Ｖｏが低下する。
　　本実施例におけるセンサ装置の効果を説明する。第１の効果は、負サージが入力された場合に、デカップリング容量１１３に蓄積された電荷がＮＰＮトランジスタ１０６のエミッタ端子９０１からコレクタ端子９０３に向かって流出することを防ぎ、より長時間にわたって負荷回路に安定した電圧を供給できる点である。第２の効果は、ＮＰＮトランジスタ１０６のコレクタ端子９０３ではなくベース端子９０２に逆流防止ダイオード１０７を追加したことにより、通常時のレギュレータの出力電圧範囲を広く確保できる点である。言い方を変えれば、より低い入力電圧でも負荷回路の動作可能なレギュレータを提供した。第３の効果は、ＮＰＮトランジスタ１０６のコレクタ端子９０３ではなくベース端子９０２に逆流防止ダイオード１０７を追加したことにより、逆流防止ダイオード１０７に必要とされる電流容量を小さくし、素子面積の縮小化を可能とした点である。
　本発明の第２実施例をなすセンサ装置を図２により説明する。図２は、第２実施例をなすセンサ装置の構成を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１における逆流防止ダイオード１０７に代えて、ウェルとゲートをドレイン側に接続したＰ型電界効果トランジスタ（以下ＰＭＯＳと称する）２０１を備えたことを特徴とする。かかる構成によれば、第１実施例に示すセンサ装置１０１と同等の効果に加え、通常時はＰＭＯＳ２０１の寄生ダイオード２０２と、ＯＮ状態のＰＭＯＳ２０１の並列接続となることでより低抵抗にベース端子２０２とＮＭＯＳ１０８を接続でき、レギュレータ１０２の応答性をより向上できる。電源端子１０３に負サージが印加された場合は、ＰＭＯＳ２０１がＯＦＦ状態となる一方、ＰＭＯＳ２０１の寄生ダイオード２０２が逆流防止ダイオードとして機能するため、逆流電流は完全に阻止される。
　　本発明の第３実施例をなすセンサ装置を図３により説明する。図３は、第３実施例をなすセンサ装置の構成を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１における逆流防止ダイオード１０７に代えて、ウェルとゲートをドレイン側に接続したＮＭＯＳ３０１を備えたことを特徴とする。かかる構成によれば、第１実施例に示すセンサ装置１０１と同等の効果に加え、通常時はＮＭＯＳ３０１の寄生ダイオード３０２と、ＯＮ状態のＮＭＯＳ３０１の並列接続となることでより低抵抗にベースとＮＭＯＳ１０８を接続でき、レギュレータ１０２の応答性をより向上できる。電源端子１０３に負サージが印加された場合は、ＮＭＯＳ３０１がＯＦＦ状態となる一方、ＮＭＯＳ３０１の寄生ダイオード３０２が逆流防止ダイオードとして機能するため、逆流電流は完全に阻止される。
　　本発明の第４実施例をなすセンサ装置を図４により説明する。図４は、第４実施例をなすセンサ装置の構成を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１における逆流防止ダイオード１０７に代えて、ベースをコレクタ側に接続したＮＰＮトランジスタ４０１を備えたことを特徴とする。かかる構成によれば、第１実施例に示すセンサ装置１０１と同等の効果に加え、通常時はＮＰＮトランジスタ４０１がＯＮ状態となり、低抵抗にベースとＮＭＯＳ１０８を接続でき、レギュレータ１０２の応答性をより向上できる。電源端子１０３に負サージが印加された場合は、ＮＰＮトランジスタ４０１がＯＦＦ状態となる一方、ＮＰＮトランジスタ４０１のベース－エミッタ間のダイオードが逆流防止ダイオードとして機能するため、逆流電流は完全に阻止される。
　　本発明の第５実施例をなすセンサ装置を図５により説明する。図５は、第５実施例をなすセンサ装置の構成を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１における逆流防止ダイオード１０７に代えて、ベースをコレクタ側に接続したＰＮＰバイポーラトランジスタ（以下、ＰＮＰトランジスタと称する）５０１を備えたことを特徴とする。かかる構成によれば、第１実施例に示すセンサ装置１０１と同等の効果に加え、通常時はＰＮＰトランジスタ５０１がＯＮ状態となり、低抵抗にベースとＮＭＯＳ１０８を接続でき、レギュレータ１０２の応答性をより向上できる。電源端子１０３に負サージが印加された場合は、ＰＮＰトランジスタ５０１がＯＦＦ状態となる一方、ＰＮＰトランジスタ５０１のベース－エミッタ間のダイオードが逆流防止ダイオードとして機能するため、逆流電流は完全に阻止される。
　　本発明の第６実施例をなすセンサ装置を図６により説明する。図６は、第６実施例をなすセンサ装置の構成を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１における逆流防止ダイオード１０７に代えて、ＮＭＯＳ１０８のウェルに直列抵抗素子６０１を追加したことを特徴とする。かかる構成によれば、抵抗素子６０１により負サージ印加時にベースに流れ込む逆流電流が制限されるため、能動素子の追加なしにエミッタからコレクタに流れ出る電荷量を抑制し、出力電圧の低下を防ぐことができる。
　　本発明の第７実施例をなすセンサ装置を図７により説明する。図７は、第７実施例をなすセンサ装置の構成を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１の分圧抵抗１１２のグラウンド端子側にＮＭＯＳ７０１を追加した。ＮＭＯＳのゲート端子は電源端子１０３に接続する。通常時ではＮＭＯＳ７０１はＯＮ状態である。一方、負サージ印加時はＮＭＯＳ７０１のゲート電位が負となるため、ＮＭＯＳ７０１がＯＦＦ状態となり、分圧抵抗１１１、１１２に流れる電流をとめることができる。かかる構成によれば、第１実施例に示すセンサ装置１０１と同等の効果に加え、分圧抵抗１１１、１１２に流れる電流も削減されるため、より長時間、出力電圧Ｖｏを安定して維持できる。
　　本発明の第８実施例をなすセンサ装置を図１２、図１３、図１４により説明する。図１２は寄生バイポーラトランジスタ１２０１を説明する図であり、図１３は、第８実施例をなすセンサ装置の断面を示す。本実施例におけるセンサ装置１０１は、第１実施例をなすセンサ装置１０１に分離領域１３０３を追加した。まず、図１２と図１３を用いて負サージ印加時の寄生バイポーラトランジスタの動作について説明する。寄生バイポーラトランジスタ１２０１は、信号処理回路１１４に含まれるＰＭＯＳのＮ型ウェル１３０２と、レギュレータ１０２中のＮＰＮトランジスタ１０６のＮ型ウェル１３０１と、その間に存在するＰ基板またはＰウェルとで形成される寄生ＮＰＮトランジスタである。負サージが電源端子１０３に印加されると、グラウンド電位のＰ基板から寄生ＮＰＮトランジスタ１２０１のエミッタに向かってベース電流が流れる。その結果、寄生ＮＰＮトランジスタ１２０１がＯＮし、Ｎ型ウェル１３０２からＮ型ウェル１３０１に向かってコレクタ電流Ｉｎｗが流れ、デカップリング容量１１３が放電して出力電圧＋Ｖｏが低下する。そこで、本実施例では、ＮＰＮトランジスタ１０６のＮ型ウェル１３０１と、信号処理回路１１４中のＰＭＯＳのＮ型ウェル１３０２との間に分離領域１３０３を設ける。このとき、分離領域１３０３の長さＷと寄生ＮＰＮトランジスタ１２０１の電流増幅率αの関係は以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、γはエミッタ接合での少数キャリアの注入効率、β*はエミッタ接地の直流電流増幅率、σB、σEはそれぞれベース、エミッタの伝導率、ＬN、ＬPはそれぞれエミッタ、ベースにおける少数キャリアの拡散長である。寄生ＮＰＮトランジスタがトランジスタとして増幅動作しないためには、電流増幅率αを少なくとも０．５以下にすることが望ましい。図１４に上式から算出した分離領域１３０３の長さＷと電流増幅率αの関係の一例を示す。分離領域１３０３の長さＷと電流増幅率αの関係は不純物濃度やキャリアの移動度に応じて変化するが、電流増幅率αを０．５以下にするには分離領域１３０３の長さＷは概ね１００μｍ以上確保することが望ましい。かかる構成によれば、第１実施例に示すセンサ装置１０１と同等の効果に加え、寄生バイポーラトランジスタを介して電源端子に流出する電流も低減することができるため、より長時間、出力電圧Ｖｏを安定して維持できる。
　また、これまでに述べてきた技術は実施例１から８におけるレギュレータの構成に限定されるものではない。たとえば、図１０に示すように、ＮＰＮトランジスタのベース電流をＰＭＯＳ１００１とＮＭＯＳ１０８で駆動する構成にしても良い。この場合も、負サージ印加時は逆流防止ダイオード１０７によりグラウンド端子からベースに流れ込む電流を阻止できるため、実施例１と同等の効果が得られる。また、図１１に示すように、ＮＰＮトランジスタ１０６のベース電流を別のＮＰＮトランジスタ１１０１で制御する場合も、逆流防止ダイオード１０７によって、ＮＰＮトランジスタ１１０１の寄生ダイオード１１０２を経由してグラウンド端子１０４から逆流する電流を阻止できる。
１０１:センサ装置、１０２：レギュレータ、１０３：電源端子、１０４：グラウンド端子、１０５：抵抗、１０６：ＮＰＮバイポーラトランジスタ、１０７：逆流防止ダイオード、１０８：Ｎ型電界効果トランジスタ、１０９：誤差アンプ、１１０：基準電圧源、１１１：抵抗、１１２：抵抗、１１３：デカップリング容量、１１４：信号処理回路、１１５：センサ素子、１１６：誤差検出回路、２０１：Ｐ型電界効果トランジスタ、２０２：寄生ダイオード、３０１：Ｎ型電界効果トランジスタ、３０２：寄生ダイオード、４０１：ＮＰＮバイポーラトランジスタ、５０１：ＰＮＰバイポーラトランジスタ、６０１：抵抗、７０１：Ｎ型電界効果トランジスタ、８０１：寄生ダイオード、９０１：エミッタ端子、９０２：ベース端子、９０３：コレクタ端子、１００１：Ｐ型電界効果トランジスタ、１１０１：ＮＰＮバイポーラトランジスタ、１１０２：寄生ダイオード、１２０１：寄生バイポーラトランジスタ、１３０１：Ｎ型ウェル、１３０２：Ｎ型ウェル、１３０３：分離領域、１３０４：コレクタ端子、１３０５：ベース端子、１３０６：エミッタ端子、１３０７：P型ウェル、１３０８：ドレイン端子、１３０９：ゲート端子、１３１０：ソース端子、１３１１：ウェルコンタクト、Ｉｂｃ：ベース－コレクタ電流、Ｉｅｃ：エミッタ－コレクタ電流、Ｉｎｗ：寄生トランジスタのコレクタ電流、ＬN、ＬP：拡散長、Ｖｂ：バイアス電圧、－Ｖｓ：負サージ電圧、＋Ｖｏ：出力電圧、Ｗ：分離領域長、α：電流増幅率、β*：エミッタ接地の直流電流増幅率、γ：少数キャリア注入効率、σB，σE：伝導率

Claims (11)

  1. 　物理量に応じて電気的特性の変化するセンサ素子と、
    　前記センサ素子の出力信号を処理する信号処理回路と、
    　前記センサ素子と前記信号処理回路に電流を供給する第一のトランジスタ素子と、
    　前記第一のトランジスタ素子のベース電流を制御する制御回路と、
    　電源端子と、
    　グラウンド端子と、
    　を備えるセンサ装置において、
    　前記制御回路は、前記グラウンド端子から前記第一のトランジスタ素子のベース端子に向かって流れる電流を制限する制限部を備えることを特徴とするセンサ装置。
  2. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子を備え、
    　前記制限部は、ダイオード素子を備え、前記ダイオード素子は、前記第一のトランジスタ素子のベースとアノードを接続し、前記第二のトランジスタ素子とカソードを接続したことを特徴とするセンサ装置。
  3. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子を備え、
    　前記制限部は、Ｐ型電界効果トランジスタを備え、
    　前記Ｐ型電界効果トランジスタのウェルおよびゲートおよびドレインを前記第二のトランジスタ素子に接続し、前記Ｐ型電界効果トランジスタのソースを前記第一のトランジスタ素子のベースに接続したことを特徴とするセンサ装置。
  4. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子を備え、
    　　前記制限部は、Ｎ型電界効果トランジスタを備え、
    　　前記Ｎ型電界効果トランジスタのソースを前記第二のトランジスタ素子に接続し、
    　　前記Ｎ型電界効果トランジスタのウェルおよびゲートおよびドレインを前記第一のトランジスタ素子のベースに接続したことを特徴とするセンサ装置。
  5. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子を備え、
    　　前記制限部は、ＮＰＮトランジスタを備え、
    　　前記ＮＰＮトランジスタのエミッタを前記第二のトランジスタ素子に接続し、
    　　前記ＮＰＮトランジスタのベースおよびコレクタを前記第一のトランジスタ素子のベースに接続したことを特徴とするセンサ装置。
  6. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子を備え、
    　　前記制限部は、ＰＮＰトランジスタを備え、
    　　前記ＰＮＰトランジスタのベースおよびコレクタを前記第二のトランジスタ素子に接続し、
    　　前記ＰＮＰトランジスタのエミッタを前記第一のトランジスタ素子のベースに接続したことを特徴とするセンサ装置
    　
  7. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子を備え、
    　　前記制限部は、前記第二のトランジスタ素子のウェルとグラウンド端子を接続する抵抗素子を備えることを特徴とするセンサ装置。
    　
  8. 　請求項１に記載のセンサ装置において、
    　　前記制御回路は、前記グラウンド端子に向かって電流を流す第二のトランジスタ素子と、分圧用の抵抗素子と、スイッチ部と、を備え、
    　　前記分圧用の抵抗素子の一端と前記グラウンド端子との間に前記スイッチ部が接続され、
    　　前記電源端子に負電圧が印加されたことを検知して前記スイッチ部を切断することを特徴とするセンサ装置。
  9. 　請求項８に記載のセンサ装置において、
    　前記スイッチ部はＮ型電界効果トランジスタであることを特徴とするセンサ装置。
  10. 　請求項１乃至９の何れかに記載のセンサ装置において、
    　前記第一のトランジスタ素子は第一のＮ型ウェルを備え、
    　前記信号処理回路は第二のＮ型ウェルを備え、
    　前記センサ装置はＰ型基板またはＰ型ウェルを備え、
    　前記第一のＮ型ウェルと、前記第二のＮ型ウェルと、前記Ｐ型基板または前記Ｐ型ウェルと、
    で構成される寄生バイポーラトランジスタの電流増幅率αが０．５以下となるように前記第一のＮ型ウェルと前記第二のＮ型ウェルとの間に分離領域を設けることを特徴とするセンサ装置。
  11. 　請求項１０に記載のセンサ装置において、
    　前記分離領域の長さが１００マイクロメートル以上であることを特徴とするセンサ装置。
PCT/JP2014/074340 2014-09-16 2014-09-16 センサ装置 Ceased WO2016042593A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2014/074340 WO2016042593A1 (ja) 2014-09-16 2014-09-16 センサ装置
JP2016548457A JP6397926B2 (ja) 2014-09-16 2014-09-16 センサ装置
US15/500,426 US10444031B2 (en) 2014-09-16 2014-09-16 Sensor device
EP14902244.4A EP3196728B1 (en) 2014-09-16 2014-09-16 Sensor device
CN201480081559.XA CN106796437B (zh) 2014-09-16 2014-09-16 传感器装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2014/074340 WO2016042593A1 (ja) 2014-09-16 2014-09-16 センサ装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016042593A1 true WO2016042593A1 (ja) 2016-03-24

Family

ID=55532664

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/074340 Ceased WO2016042593A1 (ja) 2014-09-16 2014-09-16 センサ装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10444031B2 (ja)
EP (1) EP3196728B1 (ja)
JP (1) JP6397926B2 (ja)
CN (1) CN106796437B (ja)
WO (1) WO2016042593A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019087699A (ja) * 2017-11-10 2019-06-06 ミツミ電機株式会社 レギュレータ用半導体集積回路

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102017125129A1 (de) 2017-10-26 2019-05-02 Endress+Hauser SE+Co. KG Feldgerät-Elektronik
TWI704739B (zh) * 2019-04-24 2020-09-11 宏碁股份有限公司 電源供應裝置
GB2611826A (en) * 2021-10-18 2023-04-19 Eaton Intelligent Power Ltd Solid-state DC device
CN113946177B (zh) * 2021-11-08 2025-06-17 中煤科工集团上海有限公司 一种宽范围电源自适应本安传感器电路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS57118418U (ja) * 1981-01-16 1982-07-22
JP2000312004A (ja) * 1999-04-27 2000-11-07 Seiko Epson Corp 低消費電力論理機能回路
JP2001195141A (ja) * 2000-01-14 2001-07-19 Nec Ic Microcomput Syst Ltd バンドギャップリファレンス回路
JP2002091582A (ja) * 2000-09-14 2002-03-29 Denso Corp 定電圧電源回路
JP2010224825A (ja) * 2009-03-23 2010-10-07 Toshiba Corp 半導体集積回路

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3029366A (en) * 1959-04-22 1962-04-10 Sprague Electric Co Multiple semiconductor assembly
US3665253A (en) 1970-12-02 1972-05-23 Gte Sylvania Inc Short circuit protection device for multiple power supplies
US4319179A (en) * 1980-08-25 1982-03-09 Motorola, Inc. Voltage regulator circuitry having low quiescent current drain and high line voltage withstanding capability
JPS58112114A (ja) 1981-12-25 1983-07-04 Mitsubishi Electric Corp 直流安定化電源回路
JPS622308A (ja) 1985-06-27 1987-01-08 Nec Corp 直流定電圧電源
JPH03131062A (ja) 1989-10-17 1991-06-04 Seiko Epson Corp 半導体装置
TW228615B (ja) * 1992-08-27 1994-08-21 Sanyo Denki Kk
JP2606494Y2 (ja) * 1993-06-18 2000-11-06 株式会社コガネイ ２線式センサ回路
JP3442942B2 (ja) 1996-10-08 2003-09-02 シャープ株式会社 直流安定化電源回路の出力ドライブ回路
JPH11186889A (ja) * 1997-12-24 1999-07-09 Osram Melco Kk スイッチ回路及び放電灯点灯装置
JP2000046505A (ja) * 1998-07-29 2000-02-18 Ckd Corp 流体圧シリンダ用位置検出装置
JP2000112540A (ja) 1998-10-09 2000-04-21 Sharp Corp 直流安定化電源装置
JP2001337729A (ja) 2000-05-29 2001-12-07 Fujitsu Ten Ltd シリーズレギュレータ
TW517422B (en) * 2001-05-18 2003-01-11 Palmax Technology Co Ltd Input protection circuit of hand-held electrical apparatus
JP2004327525A (ja) 2003-04-22 2004-11-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 半導体集積回路装置
JP2006236223A (ja) * 2005-02-28 2006-09-07 Aiphone Co Ltd インターホン回路電源電力供給回路
US7480126B2 (en) * 2005-04-27 2009-01-20 National Instruments Corporation Protection and voltage monitoring circuit
JP2007156641A (ja) 2005-12-01 2007-06-21 Nec Electronics Corp 電源回路
US7518493B2 (en) 2005-12-01 2009-04-14 Lv Sensors, Inc. Integrated tire pressure sensor system
US9310794B2 (en) * 2011-10-27 2016-04-12 Rosemount Inc. Power supply for industrial process field device
WO2015015488A1 (en) * 2013-07-29 2015-02-05 Microsemi Corp. - Analog Mixed Signal Group, Ltd. Integrated limiter and active filter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS57118418U (ja) * 1981-01-16 1982-07-22
JP2000312004A (ja) * 1999-04-27 2000-11-07 Seiko Epson Corp 低消費電力論理機能回路
JP2001195141A (ja) * 2000-01-14 2001-07-19 Nec Ic Microcomput Syst Ltd バンドギャップリファレンス回路
JP2002091582A (ja) * 2000-09-14 2002-03-29 Denso Corp 定電圧電源回路
JP2010224825A (ja) * 2009-03-23 2010-10-07 Toshiba Corp 半導体集積回路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3196728A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019087699A (ja) * 2017-11-10 2019-06-06 ミツミ電機株式会社 レギュレータ用半導体集積回路
JP7007564B2 (ja) 2017-11-10 2022-01-24 ミツミ電機株式会社 レギュレータ用半導体集積回路

Also Published As

Publication number Publication date
CN106796437A (zh) 2017-05-31
EP3196728A4 (en) 2018-06-20
EP3196728B1 (en) 2020-12-02
US20170227378A1 (en) 2017-08-10
US10444031B2 (en) 2019-10-15
CN106796437B (zh) 2018-09-11
JP6397926B2 (ja) 2018-09-26
EP3196728A1 (en) 2017-07-26
JPWO2016042593A1 (ja) 2017-04-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102595984B1 (ko) 볼티지 레귤레이터
US20080217650A1 (en) Semiconductor circuit including electrostatic discharge circuit having protection element and trigger transistor
JP6397926B2 (ja) センサ装置
JP2007166685A (ja) 逆流防止回路
US7626799B2 (en) Microelectronic device equipped with a thermal protection circuit and thermal protection method for a microelectronic device
US8174808B2 (en) Load driving device
US8547080B2 (en) Voltage regulator
US20150256166A1 (en) Voltage selection circuit and semiconductor integrated circuit device having the same
US9748946B2 (en) Power supply switching circuit and semiconductor device
US7646246B2 (en) Semiconductor device
US8164364B2 (en) Circuitry and method for preventing base-emitter junction reverse bias in comparator differential input transistor pair
US7456441B2 (en) Single well excess current dissipation circuit
JP5618963B2 (ja) 半導体装置
US8917121B2 (en) Output stage circuit
US20060214234A1 (en) Semiconductor integrated circuit
CN104851882B (zh) 半导体集成电路、包括该电路的开关电源以及包括该电源的控制系统
JP2024155475A (ja) 半導体装置
JPH04306715A (ja) 安定化電源回路
US6768145B1 (en) Semiconductor integrated circuit device
JP2016134868A (ja) パルス信号の伝達回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14902244

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016548457

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2014902244

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014902244

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE