WO2019115363A1 - Schlitzantenne - Google Patents

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WO2019115363A1
WO2019115363A1 PCT/EP2018/083884 EP2018083884W WO2019115363A1 WO 2019115363 A1 WO2019115363 A1 WO 2019115363A1 EP 2018083884 W EP2018083884 W EP 2018083884W WO 2019115363 A1 WO2019115363 A1 WO 2019115363A1
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coupling
antenna
coupling device
electrode
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Alois Huber
Peter Antretter
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Individual
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0428—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave
    • H01Q9/0435—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave using two feed points
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H01Q13/103—Resonant slot antennas with variable reactance for tuning the antenna
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
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    • H01Q19/062—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using refracting or diffracting devices, e.g. lens for focusing

Definitions

  • the invention relates to a slot antenna comprising at least one electrode and at least one feed device.
  • the feed device operates by means of a magnetic field coupling. Sending and / or receiving is only possible in a narrow band. So not the entire bandwidth can be covered.
  • the slot antenna comprises at least one electrode and a ground plane.
  • the ground plane surrounds the electrode.
  • Such a ground plane is also referred to as a frame.
  • the ground surface may in particular have a width of at least 1/28 l wasl.
  • the slot antenna preferably has a length of at least one wavelength l.
  • At least one feed device is provided.
  • the feed device is arranged in the region of the ground plane and / or the electrode.
  • the feed device has a capacitive and / or inductive coupling device.
  • the coupling device forms or in particular comprises a feed point.
  • an inductive coupling with a short circuit at the end can be twice as long as a capacitive coupling.
  • the coupling device is based in particular on a field coupling.
  • a magnetic field coupling or a galvanic coupling is not provided. This can cover large bandwidths.
  • the field coupling achieves in particular a bandwidth of the simple slot antenna of about 40%.
  • several superimposed slits (fractal) can be provided. This creates an ultra wide band construction.
  • the feed device can be connected to a feed network or form part of a feed network.
  • the electrode and the ground plane are separated from each other by a slot.
  • the slot can basically have any shape. For example, this may be rectangular, in particular square, elliptical or annular.
  • the slot may completely or partially surround the electrode.
  • the electrode can be connected to the ground plane via a web.
  • line-shaped slots are possible. These may be shorted at either end or open or shorted at one end and open at the other end.
  • the capacitive and / or inductive, unbalanced and / or symmetric field coupling functions as well as in the ring slot antennas.
  • the length of, for example, annular, slot may be at least one wavelength l.
  • radiation-capable modes can arise.
  • an annular slot can only excite one mode.
  • the characteristic impedance of the slot antenna is defined in particular by the structure of the cross-sectional area, i. the properties of the surrounding dielectric or of the conductive material, ie the ground surface, the electrode, possible reflectors and / or directors, and the mechanical dimensions of the gap.
  • the two radiation-capable modes can in particular be oriented orthogonally to one another. These do not influence each other.
  • the far field of the respective modes may preferably be linearly polarized.
  • the far fields can be orthogonal to each other.
  • the radiated or received power of the modes can add up (orthogonal polarizations).
  • both modes can be excited with in-phase signals.
  • the far field of a slot antenna is cross polar. If the two modes are excited with signals phase shifted by 90 °, the far field is circularly polarized. Depending on which of the two signals precedes the other, this is left or right turn.
  • a cross-polar antenna can be generated by exciting the two orthogonal fundamental modes. Both modes are linearly polarized for themselves.
  • a discontinuity for example, a widening or narrowing of the slot
  • the characteristic impedance of the slot e.g. Kl 8 from a feed point
  • a discontinuity in the characteristic impedance of the slot e.g. Kl 8 from a feed point leads to a circularly polarized far field.
  • no second feeding point for the circularity of the far field is necessary, but nevertheless possible.
  • Two point-symmetric discontinuities can amplify this effect.
  • two or more coupling devices which are active in the same frequency range can be used to control the polarization and / or the radiation behavior.
  • a mode can be stabilized, for example, by a short circuit on opposite sides.
  • slot antennas can be used.
  • the slot antenna at both ends may be short-circuited and e.g. at least half as long as the wave length of the useful signal.
  • Such a slot antenna has only one radiative mode in a frequency range. Therefore their far field is only linearly polarized.
  • a slot antenna it is also conceivable for a slot antenna to be short-circuited at one end and open at the other end, and e.g. at least a quarter as long as the wavelength of the useful signal.
  • a slot antenna has only one radiation mode in the same frequency range. Therefore their far field is only linearly polarized.
  • the electrode and the ground plane can be arranged in the same plane. Alternatively, these can also be arranged in different, in particular parallel, planes.
  • the mass area would be infinitely large (Babinet's principle).
  • a finite dimensioning of the ground plane of the slot on each side in particular with a width of at least a quarter of the wavelength or a wavelength (depending on the author) be enclosed by the electrically conductive ground plane, so that the slot corresponds to the properties of a slot antenna.
  • the ground plane is usually made very narrow, e.g. less than a quarter of the wavelength.
  • the edges of the ground plane are excited and thus themselves constitute an antenna.
  • Additional radiation-capable modes are created on the ground plane and the antenna appears to be more broadband in its feed point impedance.
  • the radiation behavior and the directional characteristic of the entire structure generally change negatively.
  • the environment and / or the installation space and not only the shape or mechanical dimension as well as the surrounding material influence the radiation properties of the slot antenna.
  • the slot is preferably greater than or equal to one quarter of the wavelength.
  • the impedance By adapting the impedance, the number, the shape and / or the length of the slot, almost 100% of the frequency range can be covered.
  • the antenna characteristic remains the same in particular. There is preferably no restless behavior.
  • the ground plane and / or the electrode is formed plate-shaped.
  • the ground plane, the electrode and the coupling device may be e.g. lying on the same or different levels.
  • the ground surface, the electrode and the coupling device can, for example, also be embodied in three dimensions.
  • the coupling device is arranged between the ground plane and the electrode.
  • the ground plane, the electrode and the coupling device can lie in the same plane.
  • a capacitive and / or inductive coupling can take place in the plane of the electrode or ground plane or under or over it.
  • the coupling device for example a coupling line, can in particular also be bent over the corner, wherein the feed connection can be, for example, in the middle or at one end of the coupling line.
  • the coupling device can also be above or below the plane of the electrode or ground plane.
  • the coupling device is arranged in a slot between the electrode and the ground plane. Since the slot is present anyway, this is a cost effective and space saving solution.
  • the slot fulfills an additional function in this way.
  • the coupling device must in particular be located only in the region of the gap in order to act. More is not required.
  • the resonant frequency of the radiation-capable modes depends in particular on the geometry of the slot. If the circumference or the length of the slot antenna is greater than or equal to the wavelength l of the useful signal, the antenna can be made to resonate with the field coupling at any frequency and thus rendered radiant. The same applies to open or short slot antennas.
  • the coupling device is arranged in a slot element of the electrode or in a slot element of the ground plane.
  • the electrode and / or the ground area can also have a slot. Also in this slot, a supply can be made.
  • Slits in the electrode and / or the ground surface suppress in particular a polarity and thus promote the remaining polarity.
  • the coupling device is arranged in the plane of the electrode or in the plane of the ground plane. If the electrode and the ground plane are in the same plane, the coupling device can also be provided in this plane.
  • the coupling device can also be arranged between the plane of the electrode and the plane of the ground plane. In a sense, this results in a sandwich-like construction of ground surface, coupling device and electrode.
  • the position of the coupling device is adjustable relative to the electrode and / or the ground surface.
  • the degree of coupling can be adjusted and thus the base impedance of the slot antenna can be adapted to the system impedance of the connected circuit.
  • the antenna efficiency is thereby maximized.
  • any desired footpipe impedance can be set via the width of the slot and the length of the coupling line.
  • the feed device comprises a plurality of capacitive and / or inductive coupling devices.
  • the near-field or far-field decoupling can be increased by symmetrical or unbalanced supply, since different radiative Moons are excited. With a galvanic coupling this would not be possible.
  • one coupling device is symmetrical and one asymmetric excitation or excitation of another coupling device. If one coupling device is excited symmetrically and another coupling device is asymmetrically excited, the two coupling devices do not influence each other and can be arranged arbitrarily far or near one another without disturbing each other.
  • At least two, preferably all, coupling devices can be symmetrically excited or excited.
  • At least two, preferably all, coupling devices can be asymmetrically excited or excited.
  • Two or more coupling devices that are active in the same frequency range and that are not allowed to interfere with each other should be at least about 1/4 apart. At a shorter distance the mutual influence increases. At a distance between 1/4 and 1/2, the mutual influence increases again. If the two or more coupling devices are adjacent to each other or at a distance of about 1 ⁇ 2 apart, the mutual influence is maximum. At a distance of two or more coupling devices of about 1/4, the mutual interference is minimal.
  • the coupling devices may in particular also be no further than 1/4 apart.
  • the distance between two adjacent coupling devices is at least 1/4. This applies in particular to the case where both adjacent coupling devices are symmetrical or asymmetrical. If a coupling device symmetrical and the other coupling device is asymmetrical, any distances are possible.
  • At least two, preferably all, coupling devices operate in the same frequency ranges or different frequency ranges.
  • a multi-purpose antenna may have multiple taps in the same frequency range or in different frequency ranges.
  • a multiband antenna may, in particular, have a plurality of interleaved antennas.
  • the radiation property of the slot antenna can be influenced by means of a plurality of field-coupled gates.
  • both feed points can lie directly next to one another.
  • they must be in particular 1/4 apart.
  • At least two, preferably all, coupling devices have the same far field polarization or different far field polarizations.
  • the signal can be amplified in the main beam direction.
  • the main beam direction can be swiveled (beamforming). If the respective feed signals are uncorrelated and at different transmission frequencies, these are superposed in their polarization plane without influencing each other.
  • uncorrelated signals are emitted independently of one another in their respective polarization planes. If the same signal is introduced into the slot antenna with a defined phase difference via coupling devices with different far field polarization, the individual polarizations are superimposed and result in Sum an elliptically polarized far field. If the individual polarization planes are perpendicular to each other and the individual feed signals differ in their phase position by 90 °, a circular polarized far field is created as a special case.
  • the signals may be circular polarized or linearly polarized.
  • the signals can be emitted orthogonally to one another.
  • Such a construction may e.g. for a polarization diversity or a multiple input multiple output (MIMO).
  • MIMO multiple input multiple output
  • At least one reflector and / or at least one director is provided.
  • the reflector and / or director may in particular be flat, e.g. plate-shaped, be formed.
  • the reflector and / or director is preferably arranged in a plane parallel to the electrode and / or ground plane.
  • the reflector can be arranged, for example, one eighteenth wavelength behind the electrode or the ground plane.
  • this can e.g. be arranged about 80 mm behind the electrode or the ground plane.
  • a directional antenna comprises a reflector and any number of directors.
  • the material of the electrode, the ground plane, the reflector and / or the director may include metal, plastic, in particular a film, and / or glass or consist thereof.
  • the slot antenna may in particular be based on a printed circuit board.
  • a director a high permittivity dielectric material can also be used. The said dielectric material acts as a lens and focuses the far field in a main beam direction.
  • the slot antenna may be used, for example, as a broadcast antenna, e.g. in a digital radio (e.g., DAB) or in television (e.g., DVB-T / T2).
  • a digital radio e.g., DAB
  • television e.g., DVB-T / T2
  • the invention relates in particular to a radio, preferably digital radio, with a slot antenna according to the invention.
  • the slot antenna can be used in satellite broadcasting, e.g. TV (DVB-S / S2), GNSS (GPS, GLONASS, GALILEO) and / or SDARS.
  • TV DVD-S / S2
  • GNSS GPS, GLONASS, GALILEO
  • SDARS Secure Digital Network
  • the slot antenna can also be used for broadband transmission, in particular WLAN, Bluetooth, ZigBee and / or Low Power Wide Area Network (LPWAN or LPN), for example LoRaWAN standard.
  • LPWAN or LPN Low Power Wide Area Network
  • a bandwidth of eg 800 MHz is possible.
  • a 5 GHz WLAN is also conceivable.
  • a WLAN transmission is possible, for example, in the 60 GHz frequency band, in particular between 57 GHz to 66 GHz.
  • use in trunked radio for example, operating, police and / or military radio, radio, mobile or telecommunications is possible, for example, GSM, LTE, UMTS and / or 5G.
  • the slot antenna can be used in base stations.
  • the slot antennas can also be used for "Internet of Things", machine-to-machine and “point-to-point” communication as well as RFID technology, especially in corresponding terminals.
  • frequency ranges of 433 MHz, 850-950 MHz, in particular 868 MHz, 915 MHz or 950 MHz, and / or 2400-2500 MHz are conceivable.
  • An array / reflector / director structure can be used in particular for directional radio for broadband transmissions, mobile radio, broadcasting and / or satellite broadcasting.
  • Fig. 1 to 7 are schematic representations of various components
  • Fig. 8 to 98 are schematic representations of various components
  • Embodiments of slot antennas according to the invention are provided.
  • the illustrated embodiments are merely exemplary in nature.
  • individual features can be realized not only in the combination shown but also in isolation or in other technically meaningful combinations.
  • the features of one embodiment may be arbitrarily combined with features of another embodiment.
  • the number and / or shape of the slots, the coupling devices and / or the electrodes can vary.
  • Fig. 1 shows an open slot antenna.
  • a ground plane 10 has a slot 12.
  • the slot may e.g. Be long.
  • a short-circuited slot antenna is shown.
  • the slot 12 may be e.g. have a length of Kl 2.
  • feeding can be done for example by means of a galvanic coupling.
  • the supply can be symmetrical or unbalanced.
  • the feed may be e.g. take place by means of a coaxial cable with an outer conductor 14 or jacket and an inner conductor 16.
  • the jacket 14 is galvanically connected on one side of the slot 12 to the ground surface 10.
  • the inner conductor 16 is guided over the slot 12 and galvanically connected to the ground surface 10 on the other side of the slot 12.
  • the feed may also be e.g. take place by means of a coplanar line 18.
  • the ground plane 10 is cut by the coplanar line 18, wherein the ground surface 10 forms the outer conductor 14 of the coplanar line 18.
  • the inner conductor 16 is galvanically connected on the opposite side with the ground surface 10.
  • Fig. 5 shows a circular slot antenna.
  • the length of the slot 12 may be, for example, 1.
  • the slot 12 surrounds an electrode 20.
  • slot 12 may also be e.g. be formed rectangular and a rectangular electrode 20 surrounded.
  • the width and the length of the slot 12 may be different.
  • the length of the slot 12 can then be e.g. 2 x (length + width) amount.
  • a square slot 12 is possible, the length being equal to the width.
  • the feeding takes place here by means of a magnetic field coupling.
  • the supply can be asymmetrical with the ground plane 10 as a reference potential.
  • a feed line 22 with an open end can be guided perpendicular to the slot 12 under or above the slot antenna.
  • the feeding in a magnetic field coupling can also be effected by means of a microstrip line (MSL).
  • MSL microstrip line
  • a dielectric 24 e.g.
  • Air or a printed circuit board material may be provided.
  • An inner conductor 16 can be arranged thereon.
  • the ground plane 10 also represents the reference potential for the microstrip line.
  • the inner conductor 16 of the MSL is guided, which is separated from the ground plane 10 by a dielectric.
  • the inner conductor 16 extends across the slot 12 and terminates at an open end on the other side of the slot 12.
  • the magnetic field of the MSL couples into the slot 12, thereby energizing the slot antenna.
  • Fig. 7 different variants of slots 12 are shown.
  • the field coupling can be carried out by means of a waveguide supply.
  • a waveguide 26 slots 12 have.
  • a feed opening 28 or a connection of the waveguide 26 may be provided, while on the other side a short circuit 30 may be provided.
  • the short circuit 30 at the end of the waveguide 26 produces a standing wave in the interior of the waveguide 26.
  • an arbitrarily shaped slot 12 can be inserted into the wall of the waveguide 26. the.
  • the electric field couples into the slot 12 and is radiated toward the outside. With the aid of the waveguide 26, an electric field coupling is realized in the slot antenna.
  • FIG 8 shows a rectangular electrode 20 which is surrounded by a rectangular ground surface 10. Between the ground plane 10 and the electrode 20, a rectangular slot 12 is provided.
  • the slot 12 there is a feed device 32 with a capacitive and / or inductive coupling device 34.
  • the coupling is based in particular on a capacitive and / or inductive field coupling of the feed structure. Due to the field coupling (capacitive and / or inductive feed), the resonance frequency is, in particular, independent of the length of the slit. If the circumference or the length of the slit 12 is greater than or equal to the wavelength l of the useful signal, the antenna can be set in resonance with the field coupling at any frequency and thus rendered radiant. The same applies to open and short-circuited slot antennas.
  • the coupling device 34 effectively forms a feed point.
  • the coupling device 34 may be formed in particular as a coupling line.
  • the coupling device 34 is for example about hl 5 long and especially open at the end.
  • the feed point impedance can be set arbitrarily.
  • the footpoint impedance of the slot antenna can be adapted to the system impedance of the downstream circuit without negatively affecting the antenna characteristics.
  • the supply is in particular capacitive and unbalanced.
  • An advantage of the coupling device 34 in the slot 12 compared to the conventional feeding methods lies in particular in the bandwidth of the resulting slot antenna.
  • field-coupled slit radiators may have a bandwidth of e.g. Reach 40% to 50%, while galanic or magnetically coupled slot radiators reach a maximum of 20% bandwidth.
  • the coupling device 34 is shorted at the end.
  • the coupling device 34 may be about 9A / 20 long.
  • the adaptation between the characteristic impedance of the slot radiator and a connected circuit can be adjusted in a simple manner.
  • a capacitive, symmetrical feed is shown.
  • the coupling device 34 is open at the end.
  • the coupling device 34 may be approximately 5 h long.
  • the near-field or far-field decoupling can be increased by symmetrical or asymmetrical feeding, since different radiation-capable modes are excited.
  • Fig. 1 an inductive, symmetrical power supply is shown.
  • the coupling device 34 is short-circuited at the end.
  • the coupling device 34 may be about 9A / 20 long.
  • FIG. 12 shows a capacitive and inductive, asymmetrical feed with multiresonant feed points.
  • the coupling device 34 is open at one end.
  • the coupling line 34 can be about A / 5 long there.
  • the coupling line 34 can be short-circuited.
  • the length can be about 2A / 5 there.
  • the parallel connection of an open and a short-circuited coupling line 34 results in a multiresonant antenna pickup / feed point.
  • the open end can be tuned to a lower resonance frequency and the short-circuited one to a higher one.
  • a capacitive or inductive, unbalanced supply is shown in Fig. 13.
  • the polarization can vary in particular.
  • the coupling device 34 is open at both ends.
  • the two coupling lines 34 can each be about A / 5 long.
  • the dashed arrow represents the resulting current deposit 35.
  • the current deposit 35 can in particular be stabilized.
  • FIGS. 16 to 24 show possible positions of an open or short-circuited coupling device 34 in a slot 12.
  • the coupling device 34 may be e.g. be arranged in the plane of the ground surface 10 and the plane of the electrode 20 or ground surface 10.
  • the coupling device 34 can be arranged, for example, between the plane of the ground plane 10 and the plane of the electrode 20 or ground plane 10.
  • the distance to the ground surface 10 and to the electrode 20 or ground surface 10 can be the same.
  • the coupling device 34 may also be closer to the ground surface 10, for example.
  • the coupling device 34 can also be arranged closer to the electrode 20 or ground surface 10.
  • the ground surface 10 and the electrode 20 or ground surface 10 can lie in the same plane.
  • the coupling device 34 may be located outside, in particular above or below, this level.
  • the ground surface 10 and the electrode 20 or ground surface 10 can lie in different planes.
  • the coupling device 34 may be located outside, in particular above or below, these planes.
  • the coupling device 34 may be e.g. may be arranged in the plane of the ground plane 10 and above the plane of the electrode 20 or ground plane 10.
  • the coupling device 34 may be e.g. be arranged below the plane of the ground plane 10 and in the plane of the electrode 20 and the ground plane 10, respectively.
  • the coupling device 34 may be e.g. be arranged in the plane of the mass surface 10.
  • the electrode 20 or ground surface 10 may be arranged below the coupling device 34.
  • the coupling device 34 may be e.g. also be arranged between the planes of the conductive surfaces 10, 20.
  • the position of the coupling device 34 can be adjusted or adjusted.
  • the coupling device 34 can be moved in one or the other direction, in particular closer to the ground surface 10 or closer to the Elektode 20 or ground surface 10th
  • Fig. 26 shows a coupling structure outside the actual slot antenna.
  • the coupling device 34 irrespective of whether inductive or capacitive, can also be placed in a slot element 36 outside the actual slot antenna.
  • the coupling device 34 excites the slot element 36, which in turn excites the slot antenna.
  • any number of slot elements 36 len at any Stel may be connected to the slot 12 for the purpose of feeding.
  • FIG. 28 shows a slot antenna in which the electrode 20 has slot elements 36 in which coupling devices 34 are arranged. Such an arrangement may also be referred to as a turn-around slot arrangement.
  • the slot elements 36 or coupling devices 34 can thus - depending on the application - outside or inside the actual slot antenna.
  • FIG. 29 shows multiport antennas or multiport antennas in only one slot 12, which are excited capacitively and / or inductively.
  • the coupling is based on the capacitive and / or inductive field coupling of the feed structure.
  • Two or more coupling devices 34 that are active in the same frequency range and that are not allowed to interfere with each other and / or are maximally decoupled, must be about 1/4 apart. At a shorter distance the mutual influence increases.
  • the coupling devices 34 may in particular also be no further than 1/4 apart.
  • the right coupling device 34 may be connected to a network.
  • the directional characteristic of the feed point is influenced.
  • the current balance of the slot antenna can be influenced so that the main beam direction can be pivoted.
  • the antenna lobe With a wired coupling device 34, the antenna lobe can be pivoted in one dimension. With at least two wired coupling devices 34, the orthogonal arranged to each other, the antenna lobe can be pivoted in two dimensions.
  • the wiring of the coupling devices 34 can be changeable and / or be effective in different frequency ranges.
  • FIG. 30 shows several feed points in the same frequency range, which are decoupled maximally.
  • the left coupling device 34 forms a first feed point and the two right coupling devices 34 form a second and a third feed point.
  • the two feed points do not influence each other and can be arranged as far apart as one another, without disturbing each other.
  • FIG. 31 shows several feed points in different frequency ranges, which are in particular maximally decoupled.
  • the coupling devices 34 are in particular of different lengths.
  • Feed structures that excite the slot 12 in different frequency ranges only achieve this by exciting higher modes.
  • a slot antenna also includes a plurality, e.g. two, electrodes 20 may have.
  • the coupling device 34 leads to a cross-polar far field.
  • a cross-polarized antenna can be generated.
  • the two electrodes 20 are preferably square. Then the two far fields are ideally decorrelated. The more rectangular and thus unequal the side lengths of the slots 12, the higher the correlation of the two far fields. The cross polarity decreases.
  • Fig. 33 shows a slot antenna having a polarization diversity.
  • the three coupling devices 34 generate different polarization planes 38.
  • the left coupling device 34 can provide a polarization of + 45 °
  • the middle coupling device 34 for +/- 45 °
  • the right coupling device for -45 °.
  • three signals can be used to emit two independently polarized signals.
  • three signals can be linear polarized and emitted orthogonal to each other.
  • This structure may e.g. be used for a polarization diversity or MIMO.
  • FIG. 34 shows a slot antenna which can have a directional characteristic due to a multi-feed.
  • Two active in the same frequency range coupling devices 34 are arranged at a distance of h * l / 4 in a slot 12.
  • the slot 12 may be, for example, square, rectangular, round or oval and have a length of h * l, where n may be an integer, for example 1, 2, 3, 4, 5 or greater.
  • the coupling devices 34 are decoupled from each other and have a mutually orthogonal polarized far field. The sum far field is cross polar.
  • Fig. 35 shows an electrically short slot antenna, in particular with a length of the slot 12 of smaller l.
  • the coupling is based in particular on an inductive and / or capacitive field coupling of the feed structure.
  • the electrode 20 is connected via webs 40 to the ground surface 10.
  • the distance between the coupling device 34 and the lower web 40 may be approximately 8 h.
  • the right-hand slot 12 may have a partial slot length of less than h.sub.2.
  • the short circuit width can be smaller than hl 20.
  • the embodiment according to FIG. 36 basically corresponds to the structure according to FIG. 35.
  • the webs 40 are replaced by capacities 42.
  • the capacitances 42 are preferably adjustable.
  • the slot antenna can be tuned in this way.
  • a fractal slot antenna is shown.
  • the coupling is based in particular on an inductive and / or capacitive field coupling of the feed structure.
  • the slot 12 may in particular have a plurality of corners and form fractals 44 in this way.
  • the individual fractals 44 represent separate slot radiators, provided that their circumference lies in the range of the wavelength of the useful signal. For each frequency range, the size of the fractals 44 can be adapted and made resonant by further iteration steps.
  • the individual slot radiators preferably have an identical directional characteristic and, in particular, do not influence one another.
  • Fig. 38 shows a multiport antenna having a directional characteristic. Multi-port antennas can be used e.g. to control the polarity of the far field and to adjust the foot point impedance at the feed gate.
  • the multiport antenna may be multiple, e.g. three, coupling devices 34 have. At least one coupling device 34 may be connected to a network 46.
  • the radiation polarization of the far field of one or more feed points may be either linearly vertical, linearly horizontal, or right hand or left hand circular, depending on the Wiring, to be set freely.
  • phase of the left coupling device 34 may be for example 0 ° and that of the right coupling device 34 90 °.
  • the distance between the coupling devices 34 may be in particular 1/4.
  • Slot antennas which are a multiple "n" of the wavelength long can be converted into circularly polarized antennas by two feed points whose feed signal are shifted from one another by 90 ° and a multiple "n” of 1/4 apart.
  • the polarity of the far field can be controlled by structural measures.
  • the upper and lower slots 12 may be e.g. have a width which is narrower than the width of the lateral slots 12.
  • the discontinuities in the characteristic impedance of the slot 12 need not necessarily be symmetrical.
  • the center of the discontinuity should in particular be removed from the coupling device 34.
  • the discontinuity may be formed by a land 40, for example.
  • a short circuit between the electrode 20 and the ground plane 10 can be created.
  • the distance between the feeding point and the web 40 may in particular be 8 h.
  • Discontinuities may occur on one or more pages, e.g. on opposite sides, occur.
  • the web 40 may also be interrupted.
  • the bottleneck can result in particular in a low-impedance characteristic impedance.
  • FIG. 46 there may also be a widening, resulting in particular in a high-impedance characteristic impedance.
  • the widening can be formed in particular by slot elements 36 in the electrode 20 and / or the ground surface 10.
  • detour slots 36 may extend horizontally. Apart from the special case that the detour slots h11 shown are away from the feed points and thus cause a far-field circular polarization, the detour slots 36 favor a far-field polarization. Horizontal detour slots (unbalanced or symmetrical) improve the vertical polarization. The preferential polarization of the far field is in particular independent of the position of the feed point.
  • the detour slots 36 are vertically oriented. Vertical detour slots (symmetric or unbalanced) improve the horizontal polarization.
  • a slot antenna is shown, which is designed as a broadband radiator with conical slot elements.
  • the opening angle W can be constant, in particular.
  • the feeding may be capacitive.
  • the shape of the coupling device 34 e.g. linear, conical, biconical or elliptical, defines, in addition to the shape of the slit 12, the bandwidth in which the antenna is effectively able to radiate.
  • the feed can also be made inductively.
  • FIG. 52 shows a broadband slot radiator with a capacitive feed
  • FIG. 53 shows an inductive feed, in each case with an elongate coupling device 34.
  • FIG. 54 shows a broadband slot radiator with a capacitive feed, while in FIG. 55 an inductive feed is shown, in each case in the case of an elliptical coupling device 34.
  • FIG. 56 shows a broadband slot radiator with a capacitive feed
  • FIG. 57 shows an inductive feed, in each case with an at least approximately roughening coupling device 34.
  • FIG. 58 shows a directional loop antenna, which is in particular independent of the polarization.
  • the antenna is designed as a directional antenna and comprises a reflector 50.
  • a director 52 may be provided.
  • a plurality of directors 52 may be provided.
  • a directional antenna may thus include any number of reflectors and / or directors.
  • Fig. 62 shows a slot antenna with multiresonant structures for a plurality of frequency bands having identical directivity. There are quasi several slot antennas into each other, wherein in each case a coupling device 34, that is a total of two ports, is provided.
  • the outer ring antenna can be used for low frequencies and the inner ring antenna for higher frequencies. Both can have identical directional characteristics and, in particular, do not influence each other. In particular, only the two basic modes of the slot antenna are excited.
  • a plurality of electrodes 20 may be provided.
  • each slot antenna can have a coupling device 34 in the slot 12.
  • the long slot 12 is excited especially for lower frequencies and the short slot below for higher frequencies. Both can have the identical directivity and in particular do not influence each other. Preferably only the two fundamental modes of the slot antenna are excited.
  • two slot antennas are arranged side by side.
  • the long slot 12 is excited for lower frequencies and the short slot 12 below for higher frequencies. Both share a portion of their slot 12 and thus can be fed from the same location.
  • Both slot antennas can have the identical directional characteristic and in particular do not influence each other. Preferably only the two fundamental modes of the slot antenna are excited.
  • FIG. 65 and FIG. 66 two slot antennas are arranged one inside the other.
  • the long slot 12 is excited for lower frequencies and the short slot 12 therein for higher frequencies. Both share part of their slot 12 and can thus be fed from the same location.
  • Both slot antennas can have the identical directional characteristic and in particular do not influence each other. Preferably only the two fundamental modes of the slot antenna are excited.
  • Fig. 67 shows a pseudo-fractal slot antenna.
  • the underlying slot antenna is essentially supplemented by smaller slot antennas, which correspond to a fraction of the original size, without changing the basic shape.
  • the smaller partial slots do not necessarily have to be the same size. Their length can be adapted to the respective resonance frequency.
  • the partial slots 12 can also be excited with a capacitive and / or inductive coupling for the respective frequency range.
  • the individual slot radiators preferably have an identical directional characteristic and in particular do not influence each other.
  • the coupling devices 34 may be disposed at another position.
  • the electrodes 20 may also be disposed in corner regions of the ground plane 10.
  • the long slot 12 can be excited for lower frequencies and the short slot 12 at the higher frequency corner. Both share a portion of their slot 12 and can thus be built to save space.
  • Both slot antennas can have an identical directional characteristic and in particular do not influence each other. Preferably only the two basic modes of the slot antenna are excited.
  • Fig. 70 the two slot antennas overlap.
  • two coupling devices 34 only one coupling device 34 may be provided.
  • both slits act like a long slit 12.
  • the overlapping region in particular, is only slightly excited.
  • only the annular slot in which the coupling device 34 is located acts.
  • the directional characteristic is similar. In particular, only the two basic modes of the slot antenna are excited.
  • Fig. 71 shows overlapping slot antennas. This corresponds to a classic functioning of a fractal antenna.
  • the slot antenna becomes multiresonant and can be excited with a coupling device 34 or several coupling devices 34 in different frequency ranges.
  • the slot antenna may also comprise a detour-slot arrangement, wherein the ground plane 10 may have slot elements 36 in the region of the corners of the electrode 20, which are also called detour slots.
  • Capacities 42 may be arranged in the end regions of the slot elements 36.
  • detour slot 36 From a detour slot 36 and the directly adjoining adjustable capacitance 42, an electrical parallel resonant circuit is formed, wherein the detour slot 36 represents the inductance.
  • the length of the detour slot 36 and thus its inductive component on the parallel resonant circuit can be adjusted in particular by means of its length and / or width.
  • a short circuit or an open circuit can be generated in a wide frequency range (depending on the adjustment range of the capacitance 42) at the connection point of the annular slot 12.
  • Such a slot antenna with which, in particular, a polarization change is possible, can e.g. for polarization MIMO (diversity) for mobile, WLAN and / or Bluetooth.
  • polarization MIMO diversity
  • the capacitances 42 may be e.g. counterclockwise from one to four (PS1, PS2, PS3, PS4). If all the capacitors 42 have a short circuit, the slot antenna is linearly polarized.
  • the inclination of the polarization plane with respect to the horizon is dependent in particular on the position of the coupling device 34 in the annular slot 12.
  • impedance at the position PS1 is greater at the position PS2 and this in turn is greater than at the position PS3 and this in turn greater than at the position PS4, ie impedance (PS1)> impedance (PS2)> impedance (PS3)> impedance (PS4) and the coupling device 34 is between PS1 and PS4, this leads to a left-hand circular polarization. If, however, the impedance (PSI) ⁇ impedance (PS2) ⁇ impedance (PS3) ⁇ impedance (PS4) and the coupling device 34 is between PS1 and PS4, this leads to a right-hand circular polarization.
  • impedance (PS2) impedance (PS4)
  • Imimpedance (PSI) impedance (PS3) and the coupling device 34 is between PS1 and PS4, this leads to a linear polarization with a 45 ° inclination.
  • Discontinuities in the characteristic impedance of the slot antenna lead in particular to reflections and / or to standing waves on the slot antenna.
  • the adjustable capacitances 42 ensure a targeted direction of the reflections.
  • the polarization of the far field can thus be set for any number of coupling devices 34 between linearly and circularly polarized radiation.
  • Such a slot antenna with which, in particular, a polarization change is possible, can e.g. for polarization MIMO (diversity) for mobile, WLAN and / or Bluetooth.
  • polarization MIMO diversity
  • PSI impedance
  • PS2 impedance
  • PS3 impedance
  • PS4 coupling device 34
  • impedance (PSI) Impedance (PS3)
  • impedance (PS2) impedance (PS4)
  • the coupling device 34 is between PS1 and PS4, this results in a vertical, linear polarization
  • the slot antenna can radiate in basic mode 54 (shown as a circle) in a main beam direction (shown as a dashed arrow).
  • the main radiation direction is oriented in particular at right angles to the plane of the electrode 20.
  • the slot antenna may emit in main beam directions (as dashed arrows) here, in a next higher mode, particularly obliquely to the plane of the electrode 20.
  • Fig. 75 shows a slot antenna with detour slots 36.
  • the slot antenna has a mode independent directional characteristic.
  • the current flow at the edges of the annular slot 12 in the region of the detour slots 36 can be rotated by 180 ° for higher modes. As a result, all ring current components flow in the same direction at the same time and constructively superimpose their far field.
  • the higher mode 56 has the same directional characteristic with only one main beam direction as the fundamental mode 54. If the parallel resonant circuits become short circuits, a far field with multiple beam directions is formed again.
  • This method can be used for Ml MO and / or space diversity.
  • the omnidirectional properties of higher modes can in particular be improved.
  • slit elements 36 can also be provided within the electrode 20. As a result, the currents of higher-frequency modes are deflected, whereby in particular the maxima and minima in the directional characteristic are minimized. The omnidirectional behavior becomes less diffuse. Low-frequency modes are hardly influenced by the slot elements 36 as long as the peripheral edge of the electrode 20 is not interrupted.
  • the slit members 36 are arranged in a T-shape. Depending on the number of feed points and which mode is excited, a plurality of slit elements 36 for redirecting the streams are needed to homogenize the roughness behavior.
  • detour slots 36 are used in a slot radiator, as shown in FIG. 78, with only one feed point or few feed points, they influence the directional characteristic of the far field. Either the omnidirectional behavior is homogenized or the main beam direction is pivoted. This depends on the shapes, dimensions and / or positions of the detour slots 36.
  • the slit members 36 may also be arranged in a cross shape. Several feeding points can be provided.
  • only one feeding point may be provided. If the detour slots 36 are used in a slot radiator with only one feed point or we feed points, they influence the directivity of the far field. Either the omnidirectional behavior is homogenized or the main radiation direction is pivoted. This depends on the shapes, dimensions and / or positions of the detour slots 36.
  • a plurality of non-contiguous wrap-around slots 36 may also be provided.
  • the number of feed points is basically arbitrary. If the detour slots 36 are used in a slot radiator with only one feed point or we feed points, they influence the directivity of the far field. Either the omnidirectional behavior is homogenized or the main radiation direction is pivoted. This depends on the shapes, dimensions and / or positions of the detour slots 36.
  • the bypassing slots 36 for the parallel resonant circuits may face outwardly into the ground plane 10.
  • the suppression of several main beam directions can also be fixed at higher modes, for example, only for a narrow frequency range by the detour slots 36 have a length of one quarter of the wavelength l of the useful signal.
  • bypassing slots 36 for the parallel resonant circuits could also be in the electrode 20.
  • a far-polar far field can be generated with only one feed point. This is particularly independent of the position of the feeding point.
  • the detour slots 36 serve as feed slots.
  • the fed ring emitter has a cross-polar far-field polarization with a square shape. If the detour slots 36 and the annular slot deviate from these criteria, one of the two polarities is radiated relative to the other one.
  • the feeding points may also be located outside the ring. However, the characteristics at least substantially correspond to those in FIG.
  • slit radiators may have a field coupling structure.
  • the longitudinal slots can intersect in particular.
  • Capacitive and / or inductive, asymmetrical and / or symmetrical coupling devices 34 in two longitudinal slot antennas, which intersect at arbitrary angles, in particular do not influence each other.
  • Fig. 88 shows an antenna array with capacitive and / or inductive coupling.
  • the coupling is based, in particular, on the capacitive and / or inductive field coupling of the feed structure.
  • the antenna group comprises a frequency band.
  • the antenna group serves to increase the directivity broadband and in several bands, in particular for trunking, radio relay and / or satellite radio links and / or for the following cavity.
  • Fig. 89 an antenna array having a plurality of frequency bands, a lower frequency band 58, and an upper frequency band 60 is shown.
  • FIG. 90 shows a slot antenna with capacitive and / or inductive coupling, which has a cavity 62 or is arranged in front of a cavity 62.
  • the coupling is based, in particular, on the capacitive and / or inductive field coupling of the feed structure.
  • the slot antenna with cavity 62 is also possible as an antenna array.
  • a cavity 62 behind the slot antenna increases the directivity and / or the front-to-back ratio of the antenna lobe.
  • the bandwidth of the slot antenna with cavity 62 is maintained, similar to a broadband direction antenna without a cavity 62.
  • a mobile radio antenna e.g. LTE antenna, shown. This enables cross-polar transmission and / or reception.
  • the slot antenna comprises a pre-amplifier 64, power amplifier 66 for the transmit path and, in particular, low-noise amplifier 68 for the receive path.
  • Fig. 92 shows a cellular multiband antenna, e.g. LTE multi-band antenna.
  • a coupling device 34 may be e.g. be designed for (LTE) frequencies of 3.5 GHz or 3.7 GHz.
  • Another coupling device 34 may be for 700 MHz, 800 MHz or 900 MHz (LTE) or
  • Another coupling device 34 may e.g. be designed for 1500 MHz, 1600 MHz, 1800 MHz or 1900 MHz (LTE) or 1800 MHz or 1900 MHz (GSM) or UMTS.
  • Another coupling device 34 may e.g. be designed for 2.6 GHz (LTE).
  • FIG. 93 shows an omnidirectional antenna with only one coupling device 34. Different polarization planes 38 are possible due to the geometry.
  • the triangular shape has the advantage of a cross-polarized emission when the feed takes place in the common slot 12 of all three slot antennas.
  • the slot antenna may also be used as a sector antenna with e.g. 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 1 1, 12 or more sectors may be formed.
  • Sectorized antenna groups include in particular directional antennas. In FIG. 94, however, these are shown for the sake of clarity only as individual slot antennas without straightening elements. Each individual antenna is fed separately and does not disturb the neighboring antenna due to its directivity or cross-polar excitation. Due to the directivity of the individual antennas, a spatial diversity is possible. If adjacent antennas are cross-polar (far fields are orthogonal or decorrelated) excited, they are decoupled from each other and do not disturb each other. Such an antenna is particularly suitable for MIMO and / or can be used eg for polarization diversity.
  • Figs. 95 to 98 show various three-dimensional slot antennas. These may e.g. cylindrical, cuboid or otherwise, e.g. round, elliptical, rectangular or n-shaped.
  • the cylinders are completely or partially sectioned with slots 12 in different shapes and directions.
  • the resulting gap serves as a slot radiator and is supplied with an inductive and / or capacitive, unbalanced and / or symmetrical coupling device.
  • Slot antennas not only work when they are in a flat surface. If the slot is not only in one plane, but extends in all three dimensions, for example running around the entire cylinder, the omnidirectional characteristic of the slot antenna in its plane has no blind regions (minimums / indentations in the plane) regardless of the far-field polarization Antenna gain). Slot antennas in a flat surface can not receive signals from the tangential direction surface which are polarized perpendicular to the surface. This can be avoided by the three-dimensional slot antennas in cylinders.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schlitzantenne, umfassend zumindest eine Elektrode, eine, insbesondere die Elektrode umgebende, Massefläche, und wenigstens eine Speisevorrichtung, wobei die Speisevorrichtung im Bereich der Massefläche und/oder der Elektrode angeordnet ist, und wobei die Speisevorrichtung eine kapazitive und/oder induktive Koppelvorrichtung aufweist.

Description

Schlitzantenne
Die Erfindung betrifft eine Schlitzantenne, umfassend zumindest eine Elektrode und wenigs- tens eine Speisevorrichtung.
Schlitzantennen sind grundsätzlich bekannt. Die Speisevorrichtung arbeitet hierbei mittels ei- ner Magnetfeldkopplung. Das Senden- und/oder Empfangen ist dabei nur in einem schmalen Band möglich. So kann nicht die gesamte Bandbreite abgedeckt werden.
Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, eine Schlitzantenne der eingangs genannten Art da- hingehend zu verbessern, dass die Bandbreite erhöht wird.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch eine Schlitzantenne mit den Merkmalen des An- spruchs 1.
Erfindungsgemäß umfasst die Schlitzantenne zumindest eine Elektrode und eine Masseflä- che. Insbesondere umgibt die Massefläche die Elektrode. Eine derartige Massefläche wird auch als Rahmen bezeichnet.
Die Massefläche kann insbesondere eine Breite von mindestens 1/28 Wellenläge l aufweisen.
Die Schlitzantenne weist vorzugsweise eine Länge von mindestens einer Wellenlänge l auf.
Es ist wenigstens eine Speisevorrichtung vorgesehen. Die Speisevorrichtung ist im Bereich der Massefläche und/oder der Elektrode angeordnet.
Die Speisevorrichtung weist eine kapazitive und/oder induktive Koppelvorrichtung auf. Die Koppelvorrichtung bildet bzw. umfasst insbesondere einen Speisepunkt.
Insbesondere kann eine induktive Kopplung mit einem Kurzschluss am Ende doppelt so lange sein wie eine kapazitive Kopplung.
Die Koppelvorrichtung basiert insbesondere auf einer Feldkopplung. Eine Magnetfeldkopplung oder eine galvanische Kopplung ist nicht vorgesehen. Dadurch lassen sich große Bandbreiten abdecken. Durch die Feldkopplung erreicht man insbesondere eine Bandbreite der einfachen Schlitzantenne von ca. 40 %. Insbesondere können auch mehrere überlagerte Schlitze (Fraktal) vorgesehen sein. Dadurch wird ein Ultrabreitband-Aufbau geschaffen.
Die Speisevorrichtung kann insbesondere mit einem Speisenetzwerk verbunden sein oder ei- nen Teil eines Speisenetzwerks bilden.
Insbesondere sind die Elektrode und die Massefläche durch einen Schlitz voneinander ge- trennt.
Der Schlitz kann grundsätzlich eine beliebige Form aufweisen. Beispielsweise kann dieser rechteckförmig, insbesondere quadratisch, elliptisch oder ringförmig sein. Der Schlitz kann die Elektrode vollständig oder teilweise umgeben. So kann die Elektrode beispielsweise über ei- nen Steg mit der Massefläche verbunden sein.
Auch linienförmige Schlitze sind möglich. Diese können an beiden Enden kurzgeschlossen oder offen bzw. an einem Ende kurzgeschlossen und an anderem Ende offen sein. Bei den linienförmigen Schlitzantennen funktioniert die kapazitive und/oder induktive, unsymmetrische und/oder symmetrische Feldkopplung ebenso wie bei den Ringschlitzantennen.
Die Länge des, beispielsweise ringförmigen, Schlitzes kann mindestens eine Wellenlänge l betragen. Dadurch können strahlungsfähige Moden entstehen. Ein ringförmiger Schlitz kann insbesondere nur einen Modus anregen.
Der Wellenwiderstand der Schlitzantenne definiert sich insbesondere aus dem Aufbau der Querschnittsfläche, d.h. den Eigenschaften des umgebenden Dielektrikums bzw. des leitfähi gen Materials, also der Massefläche, der Elektrode, möglicher Reflektoren und/oder Direkto- ren, und den mechanischen Dimensionen des Spaltes.
Im gleichen Frequenzbereich gibt es vorzugsweise mindestens zwei strahlungsfähige Moden, die den gleichen Strombelag und die gleichen Strahlungseigenschaften aufweisen.
Die beiden strahlungsfähigen Moden können insbesondere orthogonal zueinander orientiert sein. Diese beeinflussen sich somit nicht gegenseitig.
Das Fernfeld der jeweiligen Moden kann vorzugsweise linear polarisiert sein. Die Fernfelder können orthogonal zueinander orientiert sein. Die abgestrahlten bzw. empfangenen Leistun- gen der Moden können sich addieren (orthogonale Polarisationen). Insbesondere können beide Moden mit gleichphasigen Signalen angeregt werden. Dabei ist das Fernfeld einer Schlitzantenne kreuzpolar. Werden die beiden Moden mit 90° phasenver- schobenen Signalen angeregt, ist das Summen-Fernfeld zirkularpolarisiert. Abhängig davon, welches der beiden Signale dem anderen voraus eilt, ist dieses links- oder rechtsdrehend.
Vorzugsweise kann eine kreuzpolare Antenne durch Anregung der beiden orthogonalen Grundmoden erzeugt werden. Beide Moden sind dabei für sich linear polarisiert.
Eine Diskontinuität bzw. eine Stoßstelle (beispielsweise eine Erweiterung oder Verengung des Schlitzes), im Wellenwiderstandsverlauf des Schlitzes, die z.B. Kl 8 von einem Speisepunkt entfernt ist, führt zu einem zirkular polarisierten Fernfeld. In diesem Fall ist kein zweiter Spei- sepunkt für die Zirkularität des Fernfeldes notwendig, jedoch gleichwohl möglich. Zwei punkt- symmetrische Diskontinuitäten können diesen Effekt verstärken.
Insbesondere können zwei oder mehrere im gleichen Frequenzbereich aktive Koppelvorrich- tungen zur Steuerung der Polarisation und/oder des Strahlungsverhaltens genutzt werden.
Bei einem zu kleinen Schlitz kann ein Modus beispielsweise durch einen Kurzschluss auf ge- genüberliegenden Seiten stabilisiert werden.
Auch gerade Schlitzantennen können verwendet werden. Beispielsweise kann die Schlitzan- tenne an beiden Enden kurz geschlossen und z.B. mindestens halb so lang wie die Wellen- länge des Nutzsignals sein. Eine derartige Schlitzantenne hat nur einen strahlungsfähigen Mo- dus in einem Frequenzbereich. Deshalb ist ihr Fernfeld lediglich linear polarisiert.
Ferner ist denkbar, dass eine Schlitzantenne an einem Ende kurz geschlossen und am ande- ren offen und z.B. mindestens ein Viertel so lang wie die Wellenlänge des Nutzsignals ist. Eine derartige Schlitzantenne hat nur einen strahlungsfähigen Modus im gleichen Frequenzbereich. Deshalb ist ihr Fernfeld lediglich linear polarisiert.
Die Elektrode und die Massefläche können in derselben Ebene angeordnet sein. Alternativ können diese auch in unterschiedlichen, insbesondere zueinander parallelen, Ebenen ange- ordnet sein.
Idealerweise wäre die Massefläche unendlich groß (Babinetsches Prinzip). Bei einer endlichen Dimensionierung der Massefläche soll der Schlitz auf jeder Seite insbesondere mit einer Breite von mindestens einem Viertel der Wellenlänge bzw. einer Wellenlänge (abhängig vom Autor) von der elektrisch leitenden Massefläche umschlossen sein, damit der Schlitz den Eigenschaf- ten einer Schlitzantenne entspricht.
Bei bisherigen Schlitzantennen wird die Massefläche meist nur sehr schmal ausgeführt, z.B. kleiner als ein Viertel der Wellenlänge. Dadurch werden die Kanten der Massefläche angeregt und stellen somit selbst eine Antenne dar. Es entstehen zusätzliche strahlungsfähige Moden auf der Massefläche und die Antenne wird scheinbar breitbandiger in ihrer Speisepunkt-Impe- danz. Tatsächlich verändert sich das Strahlungsverhalten und die Richtcharakteristik der ge- samten Struktur (Schlitz und Massefläche) zumeist negativ. Außerdem beeinflussen die Um- gebung und/oder der Bauraum und nicht mehr nur die Form bzw. mechanische Dimension so- wie das umgebende Material die Strahlungseigenschaften der Schlitzantenne.
Vorzugsweise ist der Schlitz bei der erfindungsgemäßen Schlitzantenne beispielsweise größer oder gleich ein Viertel der Wellenlänge.
Durch Anpassung der Impedanz, der Anzahl, der Form und/oder der Länge des Schlitzes kön- nen quasi 100 % des Frequenzbereichs abgedeckt werden. Die Antennencharakteristik bleibt insbesondere gleich. Es tritt vorzugsweise kein unruhiges Verhalten auf.
Weiterbildungen der Erfindung sind auch den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung so- wie den beigefügten Zeichnungen zu entnehmen.
Gemäß einer Ausführungsform ist die Massefläche und/oder die Elektrode plattenförmig aus- gebildet.
Die Massefläche, die Elektrode und die Koppelvorrichtung können z.B. auf der gleichen oder auf unterschiedlichen Ebenen liegen. Die Massefläche, die Elektrode und die Koppelvorrich- tung können beispielsweise auch dreidimensional ausgeführt sein.
Nach einer weiteren Ausführungsform ist die Koppelvorrichtung zwischen der Massefläche und der Elektrode angeordnet. So können die Massefläche, die Elektrode und die Koppelvor- richtung insbesondere in derselben Ebene liegen.
So kann eine kapazitive und/oder induktive Kopplung in der Ebene der Elektrode bzw. Masse- fläche oder drunter bzw. drüber erfolgen. Die Koppelvorrichtung, z.B. eine Koppelleitung, kann insbesondere auch über die Ecke gebogen werden, wobei der Speiseanschluss z.B. in der Mitte oder an einem Ende der Koppelleitung liegen kann. Alternativ kann die Koppelvorrichtung auch oberhalb oder unterhalb der Ebene der Elektrode bzw. Massefläche liegen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die Koppelvorrichtung in einem Schlitz zwischen der Elektrode und der Massefläche angeordnet. Da der Schlitz ohnehin vorhanden ist, ist dies eine kostengünstige und platzsparende Lösung. Der Schlitz erfüllt auf diese Weise eine zu- sätzliche Funktion.
Die Koppelvorrichtung muss sich insbesondere lediglich im Bereich des Spaltes befinden, um zu wirken. Mehr ist nicht erforderlich.
Die Resonanzfrequenz der strahlungsfähigen Moden hängt insbesondere von der Geometrie des Schlitzes ab. Ist der Umfang bzw. die Länge der Schlitzantenne größer oder gleich der Wellenlänge l des Nutzsignals, kann mit der Feldkopplung bei beliebiger Frequenz die An- tenne in Resonanz versetzt und somit strahlungsfähig gemacht werden. Gleiches gilt auch für offene oder kurz geschlossene Schlitzantennen.
Nach einer weiteren Ausführungsform ist die Koppelvorrichtung in einem Schlitzelement der Elektrode oder in einem Schlitzelement der Massefläche angeordnet. So kann auch die Elekt- rode und/oder die Massefläche einen Schlitz aufweisen. Auch in diesem Schlitz kann eine Speisung erfolgen.
Schlitze in der Elektrode und/oder der Massefläche unterdrücken insbesondere eine Polarität und fördern somit die verbliebene Polarität.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die Koppelvorrichtung in der Ebene der Elektrode oder in der Ebene der Massefläche angeordnet. Befinden sich die Elektrode und die Masseflä- che in derselben Ebene, kann auch die Koppelvorrichtung in dieser Ebene vorgesehen sein.
Alternativ kann die Koppelvorrichtung auch zwischen der Ebene der Elektrode und der Ebene der Massefläche angeordnet sein. Dabei ergibt sich gewissermaßen ein sandwichartiger Auf- bau aus Massefläche, Koppelvorrichtung und Elektrode.
Nach einer weiteren Ausführungsform ist die Position der Koppelvorrichtung relativ zur Elekt- rode und/oder zur Massefläche verstellbar. Durch die relative Position, insbesondere Ab- stände, zur Elektrode und/oder zur Massefläche kann der Grad der Kopplung eingestellt und somit die Fußpunktimpedanz der Schlitzantenne auf die Systemimpedanz der angeschlosse- nen Schaltung angepasst werden. Die Antenneneffizienz wird dadurch maximiert. Insbesondere kann über die Breite des Schlitzes und die Länge der Koppelleitung jede belie- bige Fußpunktimpedanz eingestellt werden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst die Speisevorrichtung mehrere kapazitive und/oder induktive Koppelvorrichtungen.
Sind mehrere, insbesondere kapazitive, Koppelvorrichtungen vorgesehen, die z.B. im gleichen Frequenzbereich aktiv sind, kann durch symmetrische bzw. unsymmetrische Speisung die Nahfeld- bzw. Fernfeld-Entkopplung erhöht werden, da unterschiedliche strahlungsfähige Mo- den angeregt werden. Bei einer galvanischen Kopplung wäre dies nicht möglich.
Nach einer weiteren Ausführungsform ist eine Koppelvorrichtung symmetrisch und eine wei- tere Koppelvorrichtung unsymmetrisch anregbar oder angeregt. Wenn eine Koppelvorrichtung symmetrisch und eine andere Koppelvorrichtung unsymmetrisch angeregt wird, beeinflussen sich die beiden Koppelvorrichtungen nicht und können beliebig weit oder nah voneinander an- geordnet werden, ohne sich gegenseitig zu stören.
Alternativ sind zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen symmetrisch an- regbar oder angeregt.
Auch können zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen unsymmetrisch anregbar oder angeregt sein.
Zwei oder mehrere Koppelvorrichtungen, die im gleichen Frequenzbereich aktiv sind und die sich gegenseitig nicht beeinflussen bzw. stören dürfen, sollten mindestens etwa l/4 voneinan- der entfernt sein. Bei geringerer Entfernung nimmt die gegenseitige Beeinflussung zu. Bei ei- ner Entfernung zwischen l/4 und l/2 nimmt die gegenseitige Beeinflussung wieder zu. Liegen die beiden oder mehrere Koppelvorrichtungen nebeneinander bzw. in einer Entfernung von ca. l/2 auseinander, ist die gegenseitige Beeinflussung maximal. Bei einer Entfernung beider oder mehrerer Koppelvorrichtungen von ca. l/4 ist die gegenseitige Beeinflussung minimal.
Bei einer Schlitzantenne mit Umfang l dürfen die Koppelvorrichtungen insbesondere auch nicht weiter als l/4 voneinander entfernt sein.
Nach einer weiteren Ausführungsform beträgt der Abstand zwischen zwei benachbarten Kop- pelvorrichtungen mindestens l/4. Dies gilt insbesondere für den Fall, dass beide benachbarten Koppelvorrichtungen symmetrisch bzw. unsymmetrisch sind. Falls eine Koppelvorrichtung symmetrisch und die andere Koppelvorrichtung unsymmetrisch ist, sind beliebige Abstände möglich.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform arbeiten zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen in gleichen Frequenzbereichen oder unterschiedlichen Frequenzberei- chen.
Beispielsweise kann eine Multitor-Antenne mehrere Abgriffe im gleichen Frequenzbereich oder in unterschiedlichen Frequenzbereichen aufweisen. Eine Multiband-Antenne kann insbe- sondere mehrere, ineinander verschachtelte Antennen aufweisen.
Insbesondere kann mit Hilfe von mehreren, feldgekoppelten Toren die Strahlungseigenschaft der Schlitzantenne beeinflusst werden.
Arbeiten alle Koppelvorrichtungen einer Schlitzantenne auf unterschiedlichen Frequenzen, re- gen diese unterschiedliche strahlungsfähige Moden an. Dadurch beeinflussen bzw. stören sie sich nicht gegenseitig. Der Abstand kann insbesondere frei gewählt werden, ohne gegensei- tige Einflussnahme der Koppelvorrichtungen.
So können bei unterschiedlichen Frequenzbereichen beide Speisepunkte direkt nebeneinan- der liegen. Im gleichen Frequenzbereich müssen diese hingegen insbesondere l/4 auseinan- der liegen.
Nach einer weiteren Ausführungsform weisen zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Kop- pelvorrichtungen dieselbe Fernfeldpolarisation oder unterschiedliche Fernfeldpolarisationen auf. Bei derselben Fernfeldpolarisation, die insbesondere mit dem gleichen Signal über meh- rere Koppelvorrichtungen in den Schlitzstrahler eingespeist wird, wobei eine Phasendifferenz von 0° der einzelnen Signale zueinander vorliegt, kann das Signal in Hauptstrahlrichtung ver- stärkt werden. Liegt hingegen ein Phasenversatz der einzelnen Speisesignale vor, kann die Hauptstrahlrichtung geschwenkt werden (Beamforming). Sind die jeweiligen Speisesignale un- korreliert und auf unterschiedlichen Sendefrequenzen, überlagern sich diese in ihrer Polarisati onsebene ohne sich gegenseitig zu beeinflussen.
Bei unterschiedlichen Fernfeldpolarisationen werden unkorrelierte Signale unabhängig vonei- nander in ihrer jeweiligen Polarisationseben abgestrahlt. Wird dasselbe Signal über Koppel- vorrichtungen mit unterschiedlicher Fernfeldpolarisation in die Schlitzantenne mit definierter Phasendifferenz eingebracht, überlagern sich die einzelnen Polarisationen und ergeben in Summe ein elliptisch polarisiertes Fernfeld. Stehen die einzelnen Polarisationsebenen senk- recht aufeinander und unterscheiden sich die einzelnen Speisesignale um 90° in ihrer Phasen- lage voneinander, entsteht als Spezialfall ein zirkularpolarisiertes Fernfeld.
Die Signale können zirkularpolarisiert oder linearpolarisiert sein. Insbesondere können die Sig- nale orthogonal zueinander abgestrahlt werden. Ein derartiger Aufbau kann z.B. für eine Pola- risations-Diversität bzw. einen Multiple Input Multiple Output (MIMO) genutzt werden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist zumindest ein Reflektor und/oder wenigstens ein Direktor vorgesehen. Der Reflektor und/oder Direktor kann insbesondere flächig, z.B. platten- förmig, ausgebildet sein. Der Reflektor und/oder Direktor ist vorzugsweise in einer Ebene pa- rallel zu Elektrode und/oder Massefläche angeordnet.
Der Reflektor kann beispielsweise eine achtzehntel Wellenlänge hinter der Elektrode bzw. der Massefläche angeordnet sein. Für DVB-T kann dieser z.B. etwa 80 mm hinter der Elektrode bzw. der Massefläche angeordnet sein.
Insbesondere umfasst eine Richtantenne einen Reflektor und beliebig viele Direktoren.
Das Material der Elektrode, der Massefläche, des Reflektors und/oder des Direktors kann Me- tall, Kunststoff, insbesondere eine Folie, und/oder Glas umfassen oder daraus bestehen. Die Schlitzantenne kann insbesondere auf einer Leiterplatte basieren. Als Direktor kann auch ein dielektrisches Material mit hoher Permittivität verwendet werden. Das besagte dielektrische Material wirkt dabei als Linse und bündelt das Fernfeld in eine Hauptstrahlrichtung.
Die Schlitzantenne kann beispielsweise als Rundfunkantenne eingesetzt werden, z.B. bei ei- nem Digitalradio (z.B. DAB) oder beim Fernsehen (z.B. DVB-T/T2). So betrifft die Erfindung insbesondere auch ein Radio, vorzugsweise Digitalradio, mit einer erfindungsgemäßen Schlitzantenne.
Ferner kann die Schlitzantenne im Satellitenrundfunk, z.B. TV (DVB-S/S2), GNSS (GPS, GLONASS, GALILEO) und/oder SDARS, verwendet werden.
Auch bei der Breitbandübertragung kann die Schlitzantenne eingesetzt werden, insbesondere WLAN, Bluetooth, ZigBee und/oder Low Power Wide Area Network (LPWAN oder LPN), bei- spielsweise LoRaWAN-Standard. Dabei ist eine Bandbreite von z.B. 800 MHz möglich. Insbe- sondere ist auch ein 5 GHz WLAN denkbar. Eine WLAN-Übertragung ist z.B. im 60 GHz-Fre- quenzband, insbesondere zwischen 57 GHz bis 66 GHz, möglich. Daneben ist auch eine Verwendung im Bündelfunk, z.B. Betriebs-, Polizei und/oder Militärfunk, Richtfunk, Mobilfunk bzw. bei der Telekommunikation möglich, z.B. GSM, LTE, UMTS und/o- der 5G. Insbesondere kann die Schlitzantenne in Basisstationen eingesetzt werden.
Auch bei„Internet of Things“, Machine-to-Machine und„Point-to-Point“-Kommunikation sowie der RFID-Technologie können die Schlitzantennen verwendet werden, insbesondere in ent- sprechenden Terminals.
Vorzugsweise sind Frequenzbereiche von 433 MHz, 850-950 MHz, insbesondere 868 MHz, 915 MHz oder 950 MHz, und/oder 2400-2500 MHz denkbar.
Ein Array-/Reflektor-/Direktor-Aufbau kann insbesondere beim Richtfunk für Breitbandübertra- gungen, beim Mobilfunk, beim Rundfunk und/oder beim Satellitenfunk eingesetzt werden.
Alle hier beschriebenen Aspekte, Ausführungsformen und Merkmale der Erfindung können, insbesondere auch losgelöst von der konkreten Ausgestaltung, in deren Zusammenhang sie erwähnt werden, jeweils miteinander kombiniert werden. Insbesondere können alle Gegen- stände der abhängigen Ansprüche untereinander kombiniert werden.
Die Erfindung wird im Folgenden beispielhaft unter Bezugnahme auf die Zeichnungen be- schrieben. Es zeigen:
Fig. 1 bis 7 schematische Darstellungen verschiedener
Ausführungsformen von Schlitzantennen, und
Fig. 8 bis 98 schematische Darstellungen verschiedener
Ausführungsformen erfindungsgemäßer Schlitzantennen.
Zunächst ist zu bemerken, dass die dargestellten Ausführungsformen rein beispielhafter Natur sind. So können einzelnen Merkmale nicht nur in der gezeigten Kombination sondern auch in Alleinstellung oder in anderen technisch sinnvollen Kombinationen realisiert sein. Beispiels- weise können die Merkmale einer Ausführungsform beliebig mit Merkmalen einer anderen Ausführungsform kombiniert werden. Insbesondere kann die Anzahl und/oder Form der Schlitze, der Koppelvorrichtungen und/oder der Elektroden variieren.
Enthält eine Figur ein Bezugszeichen, welches im unmittelbar zugehörigen Beschreibungstext nicht erläutert wird, so wird auf die entsprechenden vorhergehenden bzw. nachfolgenden Aus- führungen in der Figurenbeschreibung Bezug genommen. So werden für gleiche bzw. ver- gleichbare Bauteile in den Figuren dieselben Bezugszeichen verwendet und diese nicht noch- mals erläutert.
Fig. 1 zeigt eine offene Schlitzantenne. Eine Massefläche 10 weist einen Schlitz 12 auf. Der Schlitz kann z.B. KI4 lang sein.
In Fig. 2 ist eine kurzgeschlossene Schlitzantenne gezeigt. Der Schlitz 12 kann z.B. eine Länge von Kl 2 aufweisen. Herkömmlich kann eine Speisung beispielsweise mittels einer gal vanischen Kopplung erfolgen. Die Speisung kann symmetrisch oder unsymmetrisch erfolgen.
Wie in Fig. 3 dargestellt ist, kann bei einer galvanischen Kopplung die Speisung z.B. mittels eines Koaxialkabels mit einem Außenleiter 14 bzw. Mantel und einem Innenleiter 16 erfolgen.
Der Mantel 14 auf der einen Seite des Schlitzes 12 mit der Massefläche 10 galvanisch verbun- den. Der Innenleiter 16 ist über den Schlitz 12 geführt und auf der anderen Seite des Schlitzes 12 mit der Massefläche 10 galvanisch verbunden.
Wie in Fig. 4 gezeigt ist, kann bei einer galvanischen Kopplung die Speisung auch z.B. mittels einer Koplanarleitung 18 erfolgen.
Auf der einen Seite des Schlitzes 12 wird die Massefläche 10 von der Koplanarleitung 18 durchschnitten, wobei die Massefläche 10 den Außenleiter 14 der Koplanarleitung 18 bildet. Der Innenleiter 16 wird auf der gegenüberliegenden Seite mit der Massefläche 10 galvanisch verbunden.
Fig. 5 zeigt eine kreisförmige Schlitzantenne. Die Länge des Schlitzes 12 kann beispielsweise l betragen. Der Schlitz 12 umgibt eine Elektrode 20.
Alternativ kann der Schlitz 12 auch z.B. rechteckig ausgebildet sein und eine rechteckige Elektrode 20 umgeben. Insbesondere können die Breite und die Länge des Schlitzes 12 unter- schiedlich sein. Die Länge des Schlitzes 12 kann dann z.B. 2 x (Länge + Breite) betragen. Auch ein quadratischer Schlitz 12 ist möglich, wobei die Länge gleich der Breite ist.
Die Speisung erfolgt hierbei mittels einer Magnetfeldkopplung. Insbesondere kann die Spei- sung unsymmetrisch mit der Massefläche 10 als Bezugspotential erfolgen. Eine Speiseleitung 22 mit einem offenen Ende kann unter oder über der Schlitzantenne senk- recht zum Schlitz 12 geführt sein. Um die Speiseleitung 22 können sich Magnetfeld-Linien ausbilden.
Wie in Fig. 6 gezeigt ist, kann die Speisung bei einer Magnetfeldkopplung auch mittels einer Mikrostreifenleitung (MSL) erfolgen. Auf der Massefläche 10 kann ein Dielektrikum 24, z.B.
Luft oder ein Leiterplattenmaterial, vorgesehen sein. Darauf kann ein Innenleiter 16 angeord- net sein.
Die Massefläche 10 stellt zugleich das Bezugspotential für die Mikrostreifenleitung dar. Über oder unterhalb der Massefläche 10 wird der Innenleiter 16 der MSL geführt, der durch ein Dielektrikum von der Massefläche 10 getrennt ist. Der Innenleiter 16 verläuft über den Schlitz 12 hinweg und endet mit einem offenen Ende auf der anderen Seite des Schlitzes 12. Das Magnetfeld der MSL koppelt in den Schlitz 12 ein und regt damit die Schlitzantenne an.
In Fig. 7 sind verschiedene Varianten von Schlitzen 12 dargestellt. Die Feldkopplung kann mit- tels einer Hohlleiterspeisung erfolgen. So kann ein Hohlleiter 26 Schlitze 12 aufweisen. An ei- ner Seite kann eine Speiseöffnung 28 bzw. ein Anschluss des Hohlleiters 26 vorgesehen sein, während an der anderen Seite ein Kurzschluss 30 vorgesehen sein kann.
Durch den Kurzschluss 30 am Ende des Hohlleiters 26 entsteht eine stehende Welle im Inne- ren des Hohlleiters 26. An den Stellen, an denen das elektrische Feld im Hohlleiter maximal wird, kann ein beliebig geformter Schlitz 12 in die Wand des Hohlleiters 26 eingelassen wer- den. Das elektrische Feld koppelt in den Schlitz 12 ein und wird nach außen hin abgestrahlt. Mit Hilfe des Hohlleiters 26 wird eine elektrische Feldkopplung in die Schlitzantenne realisiert.
Fig. 8 zeigt eine rechteckförmige Elektrode 20, die von einer rechteckförmigen Massefläche 10 umgeben ist. Zwischen der Massefläche 10 und der Elektrode 20 ist ein rechteckförmiger Schlitz 12 vorgesehen.
Im Schlitz 12 befindet sich eine Speisevorrichtung 32 mit einer kapazitiven und/oder induktiven Koppelvorrichtung 34. Die Kopplung basiert insbesondere auf einer kapazitiven und/oder in- duktiven Feldkopplung der Speisestruktur. Durch die Feldkopplung (kapazitive und/oder induk- tive Speisung) ist die Resonanzfrequenz insbesondere unabhängig von der Länge des Schlit- Ist der Umfang bzw. die Länge des Schlitzes 12 größer oder gleich der Wellenlänge l des Nutzsignals, kann mit der Feldkopplung bei beliebiger Frequenz die Antenne in Resonanz ver- setzt und somit strahlungsfähig gemacht werden. Gleiches gilt auch für offene und kurzge- schlossene Schlitzantennen.
Die Koppelvorrichtung 34 bildet gewissermaßen einen Speisepunkt. Die Koppelvorrichtung 34 kann insbesondere als Koppelleitung ausgebildet sein.
Die Koppelvorrichtung 34 ist beispielsweise etwa hl 5 lang und insbesondere am Ende offen. Durch die Länge, Breite und/oder die Abstände der Koppelvorrichtung 34 zur Elektrode 20 bzw. zur Massefläche 10 kann die Speisepunktimpedanz beliebig eingestellt werden. Die Fuß- punktimpedanz der Schlitzantenne kann an die Systemimpedanz der nachgelagerten Schal- tung angepasst werden, ohne die Antennencharakteristik negativ zu beeinflussen.
Die Speisung erfolgt insbesondere kapazitiv und unsymmetrisch.
Ein Vorteil der Koppelvorrichtung 34 im Schlitz 12 gegenüber den herkömmlichen Speiseme- thoden liegt insbesondere in der Bandbreite der so entstandenen Schlitzantenne. So können feldgekoppelte Schlitzstrahler eine Bandbreite von z.B. 40 % bis 50 % erreichen, während gal vanische oder magnetisch gekoppelte Schlitzstrahler maximal 20 % Bandbreite erreichen.
Eine induktive, unsymmetrische Speisung ist in Fig. 9 dargestellt. Die Koppelvorrichtung 34 ist am Ende kurzgeschlossen. Beispielsweise kann die Koppelvorrichtung 34 etwa 9A/20 lang sein.
Mit der Feldkopplung (induktive bzw. kapazitive Speisung) kann auf einfache Weise die An- passung zwischen dem Wellenwiderstand des Schlitzstrahlers und einer angeschlossenen Schaltung beliebig eingestellt werden.
In Fig. 10 ist eine kapazitive, symmetrische Speisung gezeigt. Die Koppelvorrichtung 34 ist am Ende offen. Beispielsweise kann die Koppelvorrichtung 34 etwa hl 5 lang sein.
Befinden sich mehrere Koppelvorrichtungen 34, die im gleichen Frequenzbereich aktiv sind, im Schlitz 12, kann durch symmetrische bzw. unsymmetrische Speisung die Nahfeld- bzw. Fernfeld-Entkopplung erhöht werden, da unterschiedliche strahlungsfähige Moden angeregt werden. In Fig. 1 1 ist eine induktive, symmetrische Speisung gezeigt. Die Koppelvorrichtung 34 ist am Ende kurz geschlossen. Beispielsweise kann die Koppelvorrichtung 34 etwa 9A/20 lang sein.
In Fig. 12 ist eine kapazitive und induktive, unsymmetrische Speisung mit multiresonanten Speisepunkten dargestellt. Die Koppelvorrichtung 34 ist an einem Ende offen. Die Koppellei- tung 34 kann dort etwa A/ 5 lang sein. Am anderen Ende kann die Koppelleitung 34 kurzge- schlossen sein. Die Länge kann dort etwa 2A/5 betragen.
Durch die Parallelschaltung einer offenen mit einer kurzgeschlossenen Koppelleitung 34 ent- steht ein multiresonanter Antennenabgriff/Speisepunkt. Aus Platzgründen kann das offene Ende dabei auf eine niedrigere Resonanzfrequenz abgestimmt werden und das kurzgeschlos- sene auf eine höhere.
In Fig. 13 ist eine kapazitive oder induktive, unsymmetrische Speisung gezeigt. Die Polarisa- tion kann insbesondere variieren. Die Koppelvorrichtung 34 ist an beiden Enden offen. Die bei- den Koppelleitung 34 können jeweils etwa A/5 lang sein.
Die Position des Speisepunktes definiert die Orientierung der Fernfeldpolarisation. Kann der Speisepunkt nicht beliebig verschoben werden, kann die Fernfeldpolarisation durch das Län- genverhältnis der Koppelleitungen 34 gedreht werden. Die Drehung ist nur zu einem gewissen Grad möglich.
Gezeigt ist ein Verhältnis der Koppelleitungen von 1 :1. Der gestrichelte Pfeil repräsentiert den resultierenden Strombelag 35. Der Strombelag 35 kann insbesondere stabilisiert werden.
In Fig. 14 beträgt das Verhältnis der Koppelleitungen 1 :2, während in Fig. 15 ein Verhältnis von 2:1 dargestellt ist.
Die Fig. 16 bis 24 zeigen mögliche Lagen einer offenen bzw. kurz geschlossenen Koppelvor- richtung 34 in einem Schlitz 12.
Wie in Fig. 16 dargestellt ist, kann die Koppelvorrichtung 34 z.B. in der Ebene der Masseflä- che 10 sowie der Ebene der Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 angeordnet sein.
Nach Fig. 17 kann die Koppelvorrichtung 34 z.B. zwischen der Ebene der Massefläche 10 und der Ebene der Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 angeordnet sein. Der Abstand zur Masseflä- che 10 und zur Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 kann dabei gleich sein. Wie in Fig. 18 dargestellt ist, kann die Koppelvorrichtung 34 auch beispielsweise näher an der Massefläche 10 liegen. Alternativ kann die Koppelvorrichtung 34 auch näher an der Elekt- rode 20 bzw. Massefläche 10 angeordnet sein.
Nach Fig. 19 können die Massefläche 10 und die Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 in dersel- ben Ebene liegen. Die Koppelvorrichtung 34 kann sich außerhalb, insbesondere oberhalb oder unterhalb, dieser Ebene befinden.
Nach Fig. 20 können die Massefläche 10 und die Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 in unter- schiedlichen Ebenen liegen. Die Koppelvorrichtung 34 kann sich außerhalb, insbesondere oberhalb oder unterhalb, dieser Ebenen befinden.
Wie in Fig. 21 dargestellt ist, kann die Koppelvorrichtung 34 z.B. in der Ebene der Masseflä- che 10 und oberhalb der Ebene der Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 angeordnet sein.
Nach Fig. 22 kann die Koppelvorrichtung 34 z.B. unterhalb der Ebene der Massefläche 10 und in der Ebene der Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 angeordnet sein.
Wie in Fig. 23 dargestellt ist, kann die Koppelvorrichtung 34 z.B. in der Ebene der Masseflä- che 10 angeordnet sein. Die Elektrode 20 bzw. Massefläche 10 kann unterhalb der Koppelvor- richtung 34 angeordnet sein.
Nach Fig. 24 kann die Koppelvorrichtung 34 z.B. auch zwischen den Ebenen der leitenden Flächen 10, 20 angeordnet sein.
Wie in Fig. 25 mit dem Doppelpfeil angedeutet ist, kann die Position der Koppelvorrichtung 34 eingestellt bzw. verstellt werden. So kann die Koppelvorrichtung 34 in die eine oder andere Richtung verschoben werden, insbesondere näher zur Massefläche 10 oder näher zur Elekt rode 20 bzw. Massefläche 10.
Durch die relative Position (Abstände) zur Massefläche 10 bzw. Elektrode 20 kann der Grad der Kopplung eingestellt und somit die Fußpunktimpedanz der Schlitzantenne auf die Sys- temimpedanz der angeschlossenen Schaltung angepasst werden. Die Antenneneffizienz wird dadurch maximiert. Fig. 26 zeigt eine Koppelstruktur außerhalb der eigentlichen Schlitzantenne. Die Koppelvor- richtung 34, kann - unabhängig davon, ob induktiv oder kapazitiv - auch in einem Schlitzele- ment 36 außerhalb der eigentlichen Schlitzantenne platziert werden. Die Koppelvorrichtung 34 regt das Schlitzelement 36 an, das wiederum die Schlitzantenne anregt.
Wie in Fig. 27 zu sehen ist, können auch beliebig viele Schlitzelemente 36 an beliebigen Stel len mit dem Schlitz 12 zwecks Speisung verbunden sein.
Fig. 28 zeigt eine Schlitzantenne, bei der die Elektrode 20 Schlitzelemente 36 aufweist, in de- nen Koppelvorrichtungen 34 angeordnet sind. Eine derartige Anordnung kann auch als Um- weg-Schlitz- Anordnung bezeichnet werden.
Die Schlitzelemente 36 bzw. Koppelvorrichtungen 34 können somit - je nach Anwendungs- fall - außerhalb oder innerhalb der eigentlichen Schlitzantenne liegen.
In Fig. 29 sind Mehrtor-Antennen bzw. Multiport-Antennen in nur einem Schlitz 12 gezeigt, welche kapazitiv und/oder induktiv angeregt werden. Die Kopplung basiert auf der kapazitiven und/oder induktiven Feldkopplung der Speisstruktur.
Zwei oder mehrere Koppelvorrichtungen 34, die im gleichen Frequenzbereich aktiv sind und die sich gegenseitig nicht beeinflussen bzw. stören dürfen und/oder maximal entkoppelt sind, müssen ca. l/4 voneinander entfernt sein. Bei geringerer Entfernung nimmt die gegenseitige Beeinflussung zu.
Bei einem Schlitz 12 mit Umfang l dürfen die Koppelvorrichtungen 34 insbesondere auch nicht weiter als l/4 voneinander entfernt sein.
Beispielsweise kann die rechte Koppelvorrichtung 34 mit einem Netzwerk verbunden sein.
Durch die Beschaltung eines zweiten oder mehrerer weiterer Koppelvorrichtungen 34 mit ei- nem Netzwerk aus elektrischen Bauteilen wird die Richtcharakteristik des Speisepunktes be- einflusst. Je nach Beschaltung der Koppelvorrichtungen 34 kann der Strombelag der Schlitz- antenne so beeinflusst werden, dass die Hauptstrahlrichtung geschwenkt werden kann.
Mit einer beschalteten Koppelvorrichtung 34 kann die Antennenkeule in einer Dimension ge- schwenkt werden. Mit mindestens zwei beschalteten Koppelvorrichtungen 34, die orthogonal zueinander angeordnet sind, kann die Antennenkeule in zwei Dimensionen geschwenkt wer- den. Die Beschaltung der Koppelvorrichtungen 34 kann dazu veränderbar und/oder in unter- schiedlichen Frequenzbereichen wirksam sein.
In Fig. 30 sind mehrere Speisepunkte im gleichen Frequenzbereich gezeigt, welche insbeson- dere maximal entkoppelt sind. Die linke Koppelvorrichtung 34 bildet einen ersten Speisepunkt und die beiden rechten Koppelvorrichtungen 34 bilden einen zweiten und einen dritten Speise- punkt.
Wenn der erste Speisepunkt symmetrisch und der zweite Speisepunkt unsymmetrisch ange- regt wird, beeinflussen sich die beiden Speisepunkte nicht und können beliebig weit voneinan- der angeordnet werden, ohne sich gegenseitig zu stören.
Fig. 31 zeigt mehrere Speisepunkte in unterschiedlichen Frequenzbereichen, welche insbe- sondere maximal entkoppelt sind. Die Koppelvorrichtungen 34 sind insbesondere unterschied- lich lang.
Arbeiten alle Speisepunkte in einer Schlitzantenne auf unterschiedlichen Frequenzen, regen diese unterschiedliche strahlungsfähige Moden an. Dadurch beeinflussen bzw. stören sie sich nicht gegenseitig. Der Abstand kann frei gewählt werden, ohne gegenseitige Einflussnahme der Speisestrukturen.
Speisestrukturen, die den Schlitz 12 in unterschiedlichen Frequenzbereichen anregen, errei- chen dies nur durch das Anregen von höheren Moden. Je länger der Schlitz 12 im Vergleich zu den Moden-Wellenlängen ist, desto diffuser wird die Richtcharakteristik.
In Fig. 32 ist gezeigt, dass eine Schlitzantenne auch mehrere, z.B. zwei, Elektroden 20 aufwei- sen kann.
Die Koppelvorrichtung 34 führt zu einem kreuzpolaren Fernfeld. So kann, basierend auf einer induktiven und/oder kapazitiven Feldkopplung der Speisestruktur, eine kreuzpolarisierte An- tenne erzeugt werden.
Mit den gestrichelten Pfeilen sind unterschiedliche Polarisationsebenen 38 angedeutet.
Für eine ideale Kreuzpolarisation sind die beiden Elektroden 20 vorzugsweise quadratisch. Dann sind die beiden Fernfelder ideal dekorreliert. Je rechteckiger und somit ungleicher die Seitenlangen der Schlitze 12 sind, desto höher ist die Korrelation der beiden Fernfelder. Die Kreuzpolarität nimmt ab.
Fig. 33 zeigt eine Schlitzantenne, die eine Polarisations-Diversität aufweist. Die drei Koppel- vorrichtungen 34 erzeugen verschiedene Polarisationsebenen 38. Beispielsweise kann die linke Koppelvorrichtung 34 für eine Polarisation von +45° sorgen, die mittlere Koppelvorrich- tung 34 für +/-45° und die rechte Koppelvorrichtung für -45°.
Abhängig vom Phasenversatz der einzelnen Speisesignale zueinander können mit drei Spei- sepunkten zwei unabhängig voneinander zirkularpolarisierte Signale abgestrahlt werden.
Ebenso können drei Signale linearpolarisiert und orthogonal zueinander abgestrahlt werden. Dieser Aufbau kann z.B. für eine Polarisations-Diversität bzw. MIMO genutzt werden.
In Fig. 34 ist eine Schlitzantenne dargestellt, welche durch eine Multi-Speisung eine Richtcha- rakteristik aufweisen kann.
Zwei im gleichen Frequenzbereich aktive Koppelvorrichtungen 34 sind in einem Abstand von h*l/4 in einem Schlitz 12 angeordnet. Der Schlitz 12 kann z.B. quadratisch, rechteckig, rund oder oval sein und eine Länge von h*l aufweisen, wobei n eine ganze Zahl sein kann, z.B. 1 , 2, 3, 4, 5 oder größer. Die Koppelvorrichtungen 34 sind voneinander entkoppelt und haben ein zueinander orthogonal polarisiertes Fernfeld. Das Summenfernfeld ist kreuzpolar.
Fig. 35 zeigt eine elektrisch kurze Schlitzantenne, insbesondere mit einer Länge des Schlitzes 12 von kleiner l. Die Kopplung basiert insbesondere auf einer induktiven und/oder kapazitiven Feldkopplung der Speisestruktur.
Die Elektrode 20 ist über Stege 40 mit der Massefläche 10 verbunden.
Der Abstand zwischen der Koppelvorrichtung 34 und dem unteren Steg 40 kann etwa hl 8 be- tragen. Der rechte Schlitz 12 kann insbesondere eine Teilschlitzlänge von weniger als hl 2 auf- weisen. Die Kurzschlussbreite kann kleiner als hl 20 sein.
Mit der Feldkopplung (kapazitive und/oder induktive Kopplung) können auch elektrisch kurze Schlitzantennen angeregt werden. Mit Hilfe zweier Kurzschlüsse im Abstand von der Hälfte der Wellenlenge l des Nutzsignals wird die Resonanz und/oder eine Polarisation senkrecht zu der Ebene, die durch die beiden Kurzschlüsse aufgespannt wird, insbesondere unabhängig von der Lage der Speisepunkte, erzwungen. Dies gilt z.B. für elektrisch kurze und/oder elektri- sche lange Ringschlitze, ebenso wie für Ringschlitze, deren Länge genau der Wellenlänge entspricht.
Die Ausführungsform gemäß Fig. 36 entspricht im Grunde dem Aufbau gemäß Fig. 35. Jedoch sind die Stege 40 durch Kapazitäten 42 ersetzt. Die Kapazitäten 42 sind vorzugsweise ein- stellbar. Die Schlitzantenne kann auf diese Weise abgestimmt werden.
In Fig. 37 ist eine fraktale Schlitzantenne dargestellt. Die Kopplung basiert insbesondere auf einer induktiven und/oder kapazitiven Feldkopplung der Speisestruktur.
Der Schlitz 12 kann insbesondere mehrere Ecken aufweisen und auf diese Weise Fraktale 44 ausbilden.
Die einzelnen Fraktale 44 stellen separate Schlitzstrahler dar, sofern deren Umfang im Be- reich der Wellenlänge des Nutzsignals liegt. Für jeden Frequenzbereich kann durch weitere Iterationsschritte die Größe der Fraktale 44 angepasst und resonant gemacht werden. Die ein- zelnen Schlitzstrahler haben vorzugsweise eine identische Richtcharakteristik und beeinflus- sen sich insbesondere nicht gegenseitig.
Fig. 38 zeigt eine Multiportantenne, welche eine Richtcharakteristik aufweist. Mehrtor-Anten- nen können z.B. zur Steuerung der Polarität des Fernfeldes und zur Anpassung der Fuß- punktimpedanz am Speisetor verwendet werden.
Die Multiportantenne kann mehrere, z.B. drei, Koppelvorrichtungen 34 aufweisen. Wenigstens eine Koppelvorrichtung 34 kann mit einem Netzwerk 46 verbunden sein.
Durch die Beschaltung eines zweiten oder mehrerer weiterer Koppelvorrichtungen 34 mit ei- nem Netzwerk 46 aus elektrischen Bauteilen kann die Dekorrelation bzw. Entkopplung der Fernfelder zweier oder mehrerer Speisepunkte verbessert werden. Dies erhöht insbesondere die Reichweite und/oder Störfestigkeit bei Mehrwegeausbreitung, MIMO und/oder Antennen- Diversität, z.B. Maximum-Ratio-Combining und/oder Schalt-Diversität. Blinde Bereiche des ei- nen Speisepunktes im Rundstrahlverhalten können durch Maxima im Antennengewinde eines anderen Speisepunktes ausgeglichen werden. Das Fernfeld der beiden oder mehrerer Speise- punkte wird insbesondere gegeneinander gedreht, bis Einzüge im Summendiagramm ausge- glichen sind. Bezugnehmend auf Fig. 39 kann durch die Beschaltung eines zweiten oder mehrerer weiterer Koppelvorrichtungen 34 mit einem Netzwerk 46 aus elektrischen Bauteilen die Fußpunktimpe- danz des Speisepunktes beeinflusst werden. Insbesondere im Sendefall mit hohen Leistungen können so kostspielige, hochgütige Bauteile zur Anpassung der Fußpunktimpedanz am Spei- sepunkt selbst vermieden werden.
Bezugnehmend auf Fig. 40 kann durch die Beschaltung eines zweiten oder mehrerer weiterer Koppelvorrichtungen 34 mit einem Netzwerk 46 aus elektrischen Bauteilen die Strahlungspola- risation des Fernfeldes eines oder mehrerer Speisepunkte entweder linear vertikal, linear hori zontal oder rechts- bzw. linkszirkular, abhängig von der Beschaltung, frei eingestellt werden.
Wie in Fig. 41 gezeigt ist, ist mittels einer Multiportspeisung auch eine zirkulare Polarisation möglich. Die Phase der linken Koppelvorrichtung 34 kann beispielsweise 0° und die der rech- ten Koppelvorrichtung 34 90° betragen.
Der Abstand zwischen den Koppelvorrichtungen 34 kann insbesondere l/4 betragen.
Schlitzantennen, die ein Vielfaches„n“ der Wellenlänge lang sind, können durch zwei Speise- punkte, deren Speisesignal gegeneinander um 90° verschoben sind und ein Vielfaches„n“ von l/4 voneinander entfernt sind, zu zirkularpolarisierten Antennen umfunktioniert werden.
Bezugnehmend auf Fig. 42 kann die Polarität des Fernfeldes durch Strukturmaßnahmen ge- steuert werden.
Der obere und der untere Schlitz 12 können z.B. eine Breite aufweisen, welche schmäler ist als die Breite der seitlichen Schlitze 12.
Diskontinuitäten im Wellenwiderstandsverlauf des Ringschlitzes, insbesondere auf gegenüber- liegenden Seiten, führen zu einer zirkularpolarisierten Abstrahlung. In diesem Fall ist die Spalt- breite der seitlichen Schlitze 12 in dem Abschnitt, in dem sich die Speisung befindet, größer als beim oberen bzw. unteren Schlitz 12. Möglich wäre jedoch auch der umgekehrte Fall.
Bei der Ausführungsform, welche in Fig. 43 dargestellt ist, ist lediglich der untere Schlitz 12 schmäler als die anderen Schlitze 12.
Die Diskontinuitäten im Wellenwiderstandsverlauf des Schlitzes 12 müssen nicht zwangsläufig symmetrisch sein. Das Zentrum der Diskontinuität sollte insbesondere hl 8 von der Koppelvor- richtung 34 entfernt sein. Wie in Fig. 44 gezeigt ist, kann die Diskontinuität beispielsweise durch einen Steg 40 gebildet sein. So kann ein Kurzschluss zwischen der Elektrode 20 und der Massefläche 10 geschaffen werden. Der Abstand zwischen dem Speisepunkt und dem Steg 40 kann insbesondere hl 8 be- tragen.
Diskontinuitäten können an einer oder mehreren Seiten, z.B. auf gegenüberliegenden Seiten, auftreten.
Wie in Fig. 45 dargestellt ist, kann der Steg 40 auch unterbrochen sein. Durch die Engstelle kann sich insbesondere ein niederohmiger Wellenwiderstand ergeben.
Alternativ kann auch, wie in Fig. 46 gezeigt ist, eine Weitung vorliegen, wodurch sich insbe- sondere ein hochohmiger Wellenwiderstand ergibt. Die Weitung kann insbesondere durch Schlitzelemente 36 in der Elektrode 20 und/oder der Massefläche 10 gebildet sein.
Wie in Fig. 47 gezeigt ist, können sich Umweg-Schlitze 36 horizontal erstrecken. Abgesehen von dem Spezialfall, dass die gezeigten Umweg-Schlitze hl 8 von den Speisepunkten entfernt sind und somit eine zirkulare Fernfeldpolarisation bewirken, begünstigen die Umweg-Schlitze 36 eine Fernfeldpolarisation. Horizontale Umweg-Schlitze (unsymmetrisch oder symmetrisch) verbessern die vertikale Polarisation. Die Vorzugspolarisation des Fernfeldes ist insbesondere unabhängig von der Position des Speisepunktes.
In Fig. 48 sind die Umweg-Schlitze 36 vertikal orientiert. Vertikale Umweg-Schlitze (symmet- risch oder unsymmetrisch) verbessern die horizontale Polarisation.
In Fig. 49 ist eine Schlitzantenne dargestellt, welche als Breitbandstrahler mit kegelförmigen Schlitzelementen ausgebildet ist. Der Öffnungswinkel W kann insbesondere konstant sein.
Wie in Fig. 50 gezeigt ist, kann die Speisung kapazitiv erfolgen.
Die Form der Koppelvorrichtung 34, z.B. linear, konisch, doppelkonisch oder elliptisch, defi- niert neben der Form des Schlitzes 12 die Bandbreite, in der die Antenne effektiv strahlungsfä- hig ist.
Wie in Fig. 51 gezeigt ist, kann die Speisung auch induktiv erfolgen. In Fig. 52 ist ein Breitband-Schlitzstrahler mit einer kapazitiven Speisung dargestellt, während in Fig. 53 eine induktive Speisung gezeigt ist, jeweils bei einer länglichen Koppelvorrichtung 34.
Fig. 54 zeigt einen Breitband-Schlitzstrahler mit einer kapazitiven Speisung, während in Fig. 55 eine induktive Speisung gezeigt ist, jeweils bei einer elliptischen Koppelvorrichtung 34.
In Fig. 56 ist ein Breitband-Schlitzstrahler mit einer kapazitiven Speisung dargestellt, während in Fig. 57 eine induktive Speisung gezeigt ist, jeweils bei einer zumindest näherungsweise rau- tenförmigen Koppelvorrichtung 34.
Dabei ergibt sich ein exponentieller Verlauf 48 der Schlitzelemente. Dies ist vergleichbar mit so genannten Vivaldi-Antennen.
Fig. 58 zeigt eine gerichtete Schleifenantenne, welche insbesondere unabhängig von der Po- larisation ist. Die Antenne ist als Richtantenne ausgebildet und umfasst einen Reflektor 50.
Wie in Fig. 59 dargestellt ist, kann auch ein Direktor 52 vorgesehen sein.
Bezugnehmend auf Fig. 60 kann auch lediglich ein Direktor 52, jedoch kein Reflektor 50 vor- gesehen sein.
Wie in Fig. 61 dargestellt ist, können auch mehrere Direktoren 52 vorgesehen sein.
Eine Richtantenne kann somit beliebig viele Reflektoren und/oder Direktoren umfassen.
Fig. 62 zeigt eine Schlitzantenne mit multiresonanten Strukturen für mehrere Frequenzbänder mit identischer Richtcharakteristik. Es liegen quasi mehrere Schlitzantennen ineinander, wobei jeweils eine Koppelvorrichtung 34, also insgesamt zwei Ports, vorgesehen ist.
Die äußere Ringantenne kann für niedrige Frequenzen und die innere Ringantenne für höhere Frequenzen dienen. Beide können eine identische Richtcharakteristik aufweisen und sich ins- besondere nicht gegenseitig beeinflussen. Es werden insbesondere immer nur die beiden Grundmoden der Schlitzantenne angeregt.
Wie in Fig. 63 dargestellt ist, können auch mehrere Elektroden 20 vorgesehen sein. Es sind somit quasi zwei Schlitzantennen nebeneinander angeordnet, wobei jede Schlitzantenne eine Koppelvorrichtung 34 im Schlitz 12 aufweisen kann. Der lange Schlitz 12 wird insbesondere für niedrigere Frequenzen angeregt und der kurze Schlitz darunter für höhere Frequenzen. Beide können die identische Richtcharakteristik ha- ben und beeinflussen sich insbesondere nicht gegenseitig. Es werden vorzugsweise immer nur die beiden Grundmoden der Schlitzantenne angeregt.
Auch in Fig. 64 sind gewissermaßen zwei Schlitzantennen nebeneinander angeordnet.
Der lange Schlitz 12 wird für niedrigere Frequenzen angeregt und der kurze Schlitz 12 darunter für höhere Frequenzen. Beide teilen sich einen Teil ihres Schlitzes 12 und können somit vom gleichen Ort aus gespeist werden.
Beide Schlitzantennen können die identische Richtcharakteristik haben und beeinflussen sich insbesondere nicht gegenseitig. Es werden vorzugsweise immer nur die beiden Grundmoden der Schlitzantenne angeregt.
In Fig. 65 und Fig. 66 sind jeweils zwei Schlitzantennen ineinander angeordnet.
Der lange Schlitz 12 wird für niedrigere Frequenzen angeregt und der kurze Schlitz 12 darin für höhere Frequenzen. Beide teilen sich einen Teil ihres Schlitzes 12 und können somit vom glei- chen Ort aus gespeist werden.
Beide Schlitzantennen können die identische Richtcharakteristik haben und beeinflussen sich insbesondere nicht gegenseitig. Es werden vorzugsweise immer nur die beiden Grundmoden der Schlitzantenne angeregt.
Fig. 67 zeigt eine pseudo-fraktale Schlitzantenne.
Die zugrunde liegende Schlitzantenne wird quasi um kleinere Schlitzantennen, die einem Bruch- teil der Originalgröße entsprechen, ergänzt, ohne die Grundform zu verändern. Die kleineren Teilschlitze müssen nicht zwangsläufig gleich groß sein. Ihre Länge kann auf die jeweilige Re- sonanzfrequenz angepasst werden.
Neben der originalen Schlitzantenne können ebenso die Teilschlitze 12 mit einer kapazitiven und/oder induktiven Ankopplung für den jeweiligen Frequenzbereich angeregt werden. Die ein- zelnen Schlitzstrahler haben vorzugsweise eine identische Richtcharakteristik und beeinflussen sich insbesondere nicht gegenseitig. Bezugnehmend auf Fig. 68 können die Koppelvorrichtungen 34 auch an einer anderen Position angeordnet sein.
Sind alle Teilschlitze 12 im gleichen Frequenzbereich aktiv und werden diese separat gespeist, entsteht eine Antennengruppe, deren Richtcharakteristik eine erhöhte Bündelung in Richtung der Flächennormale aufweist.
Wie in Fig. 69 dargestellt ist, können die Elektroden 20 auch in Eckbereichen der Massefläche 10 angeordnet sein.
Der lange Schlitz 12 kann für niedrigere Frequenzen angeregt werden und der kurze Schlitz 12 an der Ecke für höhere Frequenzen. Beide teilen sich einen Teil ihres Schlitzes 12 und können somit platzsparend aufgebaut werden.
Beide Schlitzantennen können eine identische Richtcharakteristik aufweisen und beeinflussen sich insbesondere nicht gegenseitig. Es werden vorzugsweise immer nur die beiden Grundmo- den der Schlitzantenne angeregt.
In Fig. 70 überlappen die beiden Schlitzantennen. Anstelle zweier Koppelvorrichtungen 34 kann auch lediglich eine Koppelvorrichtung 34 vorgesehen sein.
Für ein niedrige Frequenz wirken beide Schlitze wie ein langer Schlitz 12. Der überlappende Bereich wird insbesondere nur wenig angeregt. Für höhere Frequenzen wirkt nur der Ring- schlitz, in dem sich die Koppelvorrichtung 34 befindet.
In beiden Frequenzbereichen ist die Richtcharakteristik ähnlich. Es werden insbesondere immer nur die beiden Grundmoden der Schlitzantenne angeregt.
Fig. 71 zeigt überlappende Schlitzantennen. Dies entspricht einer klassischen Funktionsweise einer Fraktalantenne. Die Schlitzantenne wird multiresonant und kann mit einer Koppelvorrich- tung 34 oder mehreren Koppelvorrichtungen 34 in unterschiedlichen Frequenzbereichen ange- regt werden.
Im Frequenzbereich, in dem alle einzelnen Schlitze 12 so lang wie die Wellenlänge des Nutz- signals sind, wirken sie wie eine Antennengruppe und erhöhen die Bündelung der Richtcharak- teristik. Wie in Fig. 72 gezeigt ist, kann die Schlitzantenne auch eine Umweg-Schlitz-Anordnung umfas- sen, wobei die Massefläche 10 im Bereich der Ecken der Elektrode 20 Schlitzelemente 36 auf- weisen kann, die auch Umweg-Schlitze genannt werden.
In den Endbereichen der Schlitzelemente 36 können Kapazitäten 42 angeordnet sein.
Aus einem Umweg-Schlitz 36 und der direkt daran angrenzenden einstellbaren Kapazität 42 entsteht ein elektrischer Parallelschwingkreis, wobei der Umweg-Schlitz 36 die Induktivität dar- stellt.
Die Länge des Umweg-Schlitzes 36 und somit dessen induktiver Anteil am Parallelschwing- kreis können insbesondere mit Hilfe seiner Länge und/oder Breite eingestellt werden.
Mit Hilfe der einstellbaren Kapazität 42 kann in einem breiten Frequenzbereich (abhängig vom Einstellbereich der Kapazität 42) am Anschlusspunkt des Ringschlitzes 12 ein Kurzschluss oder ein Leerlauf erzeugt werden.
Durch ein Abstimmen der einzelnen Parallelschwingkreise können insbesondere mit nur ei- nem Speisepunkt Signale mit unterschiedlicher Polarisation abgestrahlt werden.
Eine derartige Schlitzantenne, mit welcher insbesondere ein Polarisationswechsel möglich ist, kann z.B. für Polarisations-MIMO (-Diversität) für Mobilfunk, WLAN und/oder Bluetooth ver- wendet werden.
Die Kapazitäten 42 können z.B. gegen den Uhrzeigersinn von eins bis vier (PS1 , PS2, PS3, PS4) durchnummeriert werden. Weisen sämtliche Kapazitäten 42 einen Kurzschluss auf, so ist die Schlitzantenne linear polarisiert.
Die Neigung der Polarisationsebene gegenüber dem Horizont ist insbesondere abhängig von der Position der Koppelvorrichtung 34 im Ringschlitz 12.
Ist die Impedanz an der Position PS1 größer an der Position PS2 und diese wiederum größer als an der Position PS3 und diese wiederum größer als an der Position PS4, also Impe- danz(PS1 ) > lmpedanz(PS2) > lmpedanz(PS3) > lmpedanz(PS4) und befindet sich die Kop- pelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4, führt dies zu einer linkszirkularen Polarisation. Ist hingegen die Impedanz(PSI ) < lmpedanz(PS2) < lmpedanz(PS3) < lmpedanz(PS4) und befindet sich die Koppelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4, führt dies zu einer rechtszirku- laren Polarisation.
Falls die lmpedanz(PS2) = lmpedanz(PS4) » Impedanz(PSI ) = lmpedanz(PS3) ist und sich die Koppelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4 befindet, führt dies zu einer linearen Polari- sation mit 45° Neigung.
Falls hingegen die lmpedanz(PS2) = lmpedanz(PS4) « Impedanz(PSI ) = lmpedanz(PS3) ist und sich die Koppelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4 befindet, führt dies zu einer linea- ren Polarisation mit -45° Neigung.
Wie im Zusammenhang mit Fig. 73 erläutert wird, ist auch ein Polarisationswechsel ohne Um- wegleitungen möglich.
Diskontinuitäten im Wellenwiderstandsverlauf der Schlitzantenne führen insbesondere zu Re- flektionen und/oder zu stehenden Wellen auf der Schlitzantenne.
Abhängig von der Laufrichtung der Reflektionen entsteht eine zirkularpolarisierte Abstrahlung.
Die einstellbaren Kapazitäten 42 sorgen für eine gezielte Laufrichtung der Reflektionen.
Die Polarisation des Fernfeldes lässt sich somit für eine beliebige Anzahl an Koppelvorrichtun- gen 34 zwischen linear und zirkular polarisierter Abstrahlung einstellen.
Eine derartige Schlitzantenne, mit welcher insbesondere ein Polarisationswechsel möglich ist, kann z.B. für Polarisations-MIMO (-Diversität) für Mobilfunk, WLAN und/oder Bluetooth ver- wendet werden.
Ist die Impedanz(PSI ) < lmpedanz(PS2) < lmpedanz(PS3) < lmpedanz(PS4) und befindet sich die Koppelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4, führt dies zu einer rechtszirkularen Po- larisation.
Ist hingegen die Impedanz(PSI ) > lmpedanz(PS2) > lmpedanz(PS3) > lmpedanz(PS4) und befindet sich die Koppelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4, führt dies zu einer linkszirkula ren Polarisation. Falls die Impedanz(PSI ) = lmpedanz(PS3) » lmpedanz(PS2) = lmpedanz(PS4) « Wellenwi- derstand der Schlitzantenne ist und sich die Koppelvorrichtung 34 zwischen PS1 und PS4 be- findet, führt dies zu einer horizontalen, linearen Polarisation.
Falls hingegen der Wellenwiderstand der Schlitzantenne » Impedanz(PSI ) = Impe- danz(PS3) « lmpedanz(PS2) = lmpedanz(PS4) ist und sich die Koppelvorrichtung 34 zwi- schen PS1 und PS4 befindet, führt dies zu einer vertikalen, linearen Polarisation.
In Fig. 74 ist die Richtcharakteristik von Moden dargestellt. Die Schlitzantenne kann im Grund- modus 54 (als Kreis dargestellt) in eine Hauptstrahlrichtung (als gestrichelter Pfeil dargestellt) abstrahlen. Die Hauptstrahlrichtung ist insbesondere rechtwinklig zur Ebene der Elektrode 20 orientiert.
Auch kann die Schlitzantenne in einem höheren Modus 56 (als Herz dargestellt) - hier in ei- nem nächst höheren Modus - in Hauptstrahlrichtungen (als gestrichelte Pfeile) abstrahlen, ins- besondere schräg zur Ebene der Elektrode 20.
Je höher die Resonanzfrequenz des angeregten Modus 56 bei gleich bleibender Geometrie der Schlitzantenne ist, desto diffuser wird die Richtcharakteristik. Es bilden sich immer mehr Maxima und Minima in der Richtcharakteristik aus.
Zumeist ist dieses Phänomen unerwünscht. Für eine Raum-Diversität und/oder bei MIMO-An- tennen-Systemen ist dies jedoch wünschenswert.
Fig. 75 zeigt eine Schlitzantenne mit Umweg-Schlitzen 36. Die Schlitzantenne weist eine mo- denunabhängige Richtcharakteristik auf.
Mit Hilfe von Parallelschwingkreisen aus den Umweg-Schlitzen 35 und einstellbaren Kapazitä- ten 42 kann für höhere Moden der Stromfluss an den Kanten des Ringschlitzes 12 im Bereich der Umweg-Schlitze 36 um 180° gedreht werden. Dadurch fließen alle Ringstromanteile zur gleichen Zeit in dieselbe Richtung und überlagern ihr Fernfeld konstruktiv.
Der höhere Modus 56 hat die gleiche Richtcharakteristik mit nur einer Hauptstrahlrichtung wie der Grundmodus 54. Werden die Parallelschwingkreise zu Kurzschlüssen, entsteht wieder ein Fernfeld mit mehreren Strahlrichtungen. Dieses Verfahren kann für Ml MO und/oder eine Raum-Diversität genutzt werden. Die Rundstrahleigenschaften von höheren Moden können insbesondere verbessert werden. Nach Fig. 76 können auch innerhalb der Elektrode 20 Schlitzelemente 36 vorgesehen sein. Dadurch werden die Ströme höherfrequenter Moden umgelenkt, wodurch insbesondere die Maxima und Minima in der Richtcharakteristik minimiert werden. Das Rundstrahlverhalten wird weniger diffus. Niederfrequente Moden werden durch die Schlitzelemente 36 kaum beein- flusst, solange die umlaufende Kante der Elektrode 20 nicht unterbrochen wird.
In Fig. 77 sind die Schlitzelemente 36 T-förmig angeordnet. Abhängig von der Anzahl der Speisepunkte und welcher Modus angeregt wird, werden für die Homogenisierung des Rund- strahlverhaltens mehrere Schlitzelemente 36 zum Umleiten der Ströme benötigt.
Kommen die Umweg-Schlitze 36 in einem Schlitzstrahler, wie in Fig. 78 gezeigt, mit nur einem Speisepunkt bzw. wenigen Speisepunkten zum Einsatz, beeinflussen sie die Richtcharakteris- tik des Fernfeldes. Entweder wird das Rundstrahlverhalten homogenisiert oder die Haupt- strahlrichtung geschwenkt. Dies hängt von den Formen, Dimensionen und/oder Positionen der Umweg-Schlitze 36 ab.
Wie in Fig. 79 gezeigt, können die Schlitzelemente 36 auch kreuzförmig angeordnet sein. Es können mehrere Speisepunkte vorgesehen sein.
Alternativ kann auch, wie in Fig. 80 dargestellt ist, lediglich ein Speisepunkt vorgesehen sein. Kommen die Umweg-Schlitze 36 in einem Schlitzstrahler mit nur einem Speisepunkt bzw. we nigen Speisepunkten zum Einsatz, beeinflussen sie die Richtcharakteristik des Fernfeldes. Entweder wird das Rundstrahlverhalten homogenisiert oder die Hauptstrahlrichtung ge- schwenkt. Dies hängt von den Formen, Dimensionen und/oder Positionen der Umweg-Schlitze 36 ab.
Wie in den Fig. 81 und 82 gezeigt ist, können auch mehrere, nicht zusammenhängende Um- weg-Schlitze 36 vorgesehen sein. Die Anzahl an Speisepunkten ist grundsätzlich beliebig. Kommen die Umweg-Schlitze 36 in einem Schlitzstrahler mit nur einem Speisepunkt bzw. we nigen Speisepunkten zum Einsatz, beeinflussen sie die Richtcharakteristik des Fernfeldes. Entweder wird das Rundstrahlverhalten homogenisiert oder die Hauptstrahlrichtung ge- schwenkt. Dies hängt von den Formen, Dimensionen und/oder Positionen der Umweg-Schlitze 36 ab.
Bezugnehmend auf Fig. 83 können die Umweg-Schlitze 36 für die Parallelschwingkreise nach außen in die Massefläche 10 hinein weisen. Die Unterdrückung mehrere Hauptstrahlrichtungen kann bei höheren Moden auch z.B. nur für einen engen Frequenzbereich fest eingestellt werden, indem die Umweg-Schlitze 36 eine Länge von einem Viertel der Wellenlänge l des Nutzsignals haben.
Wie in Fig. 84 dargestellt ist, könne die Umweg-Schlitze 36 für die Parallelschwingkreise auch in der Elektrode 20 liegen.
Wie in Fig. 85 gezeigt ist, kann ein kreuzpolares Fernfeld mit nur einem Speisepunkt erzeugt werden. Dies ist insbesondere unabhängig von der Position des Speisepunktes. Die Umweg- Schlitze 36 dienen dabei als Speiseschlitze.
Schließen die beiden Umweg-Schlitze 36 einen 90° Winkel ein und sind sie gleich lang, besitzt der gespeiste Ringstrahler bei quadratischer Form eine kreuzpolare Fernfeldpolarisierung. Weichen die Umweg-Schlitze 36 und der Ringschlitz von diesen Kriterien ab, wird eine der beiden Polaritäten gegenüber der anderen bevorzug abgestrahlt.
Wie in Fig. 86 dargestellt, können die Speisepunkte auch außerhalb des Rings angeordnet sein. Die Eigenschaften entsprechen jedoch zumindest im Wesentlichen denen in Fig.85.
Nach Fig. 87 können Längsschlitzstrahler eine Feldkopplungsstruktur aufweisen. Die Längs- schlitze können sich dabei insbesondere kreuzen. Kapazitive und/oder induktive, unsymmetri- sche und/oder symmetrische Koppelvorrichtungen 34 in zwei Längsschlitzantennen, die sich im beliebigen Winkel kreuzen, beeinflussen sich insbesondere nicht gegenseitig.
Fig. 88 zeigt eine Antennengruppe mit kapazitiver und/oder induktiver Kopplung. Die Kopplung basiert insbesondere auf der kapazitiven und/oder induktiven Feldkopplung der Speisestruk- tur. Die Antennengruppe umfasst ein Frequenzband.
Die Antennengruppe dient dazu, die Richtwirkung zu erhöhen, breitbandig und in mehreren Bändern, insbesondere für Bündel-, Richtfunk und/oder Satellitenfunkstrecken und/oder für die folgende Kavität.
In Fig. 89 ist eine Antennengruppe mit mehreren Frequenzbändern, einem unteren Frequenz- band 58 und einem oberen Frequenzband 60, gezeigt.
Fig. 90 zeigt eine Schlitzantenne mit kapazitiver und/oder induktiver Kopplung, welche eine Kavität 62 aufweist bzw. vor einer Kavität 62 angeordnet ist. Die Kopplung basiert insbeson- dere auf der kapazitiven und/oder induktiven Feldkopplung der Speisestruktur. Die Schlitzantenne mit Kavität 62 ist auch als Antennengruppe möglich.
Eine Kavität 62 hinter der Schlitzantenne erhöht die Richtwirkung und/oder das Vor-Rückver- hältnis der Antennenkeule.
Mit Hilfe der Feldkopplung (kapazitive und/oder induktive Kopplung) bleibt die Bandbreite der Schlitzantenne mit Kavität 62 erhalten, ähnlich einer Breitbandrichtantenne ohne eine Kavität 62.
In Fig. 91 ist eine Mobilfunk-Antenne, z.B. LTE-Antenne, dargestellt. Diese ermöglicht ein kreuzpolares Senden und/oder Empfangen.
Die Schlitzantenne umfasst einen Vorstufenverstärker 64, Leistungsverstärker 66 für den Sen- depfad sowie, insbesondere rauscharme, Verstärker 68 für den Empfangspfad.
Fig. 92 zeigt eine Mobilfunk-Multiband-Antenne, z.B. LTE-Multiband-Antenne. Eine Koppelvor- richtung 34 kann dabei z.B. für (LTE-)Frequenzen von 3,5 GHz oder 3,7 GHz ausgelegt sein.
Eine andere Koppelvorrichtung 34 kann für 700 MHz, 800 MHz oder 900 MHz (LTE) bzw.
850 MHz oder 900 MHz (GSM) ausgelegt sein. Eine weitere Koppelvorrichtung 34 kann z.B. für 1500 MHz, 1600 MHz, 1800 MHz oder 1900 MHz (LTE) bzw. 1800 MHz oder 1900 MHz (GSM) bzw. UMTS ausgelegt sein. Eine weitere Koppelvorrichtung 34 kann z.B. für 2,6 GHz (LTE) ausgelegt sein.
Fig. 93 zeigt eine Rundstrahlantenne mit nur einer Koppelvorrichtung 34. Durch die Geometrie sind verschiedene Polarisationsebenen 38 möglich. Die Dreieckform hat den Vorteil einer kreuzpolaren Abstrahlung, wenn die Speisung im gemeinsamen Schlitz 12 aller drei Schlitzan- tennen erfolgt.
Wie in Fig. 94 dargestellt ist, kann die Schlitzantenne auch als Sektor-Antenne mit z.B. 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 1 1 , 12 oder mehr Sektoren ausgebildet sein.
Sektorisierte Antennengruppen umfassen insbesondere Richtantennen. In Fig. 94 werden diese der Übersichtlichkeit halber jedoch lediglich als einzelne Schlitzantennen ohne Richtele- mente dargestellt. Jede einzelne Antenne wird separat gespeist und stört aufgrund ihrer Richt- wirkung bzw. durch die kreuzpolare Anregung nicht die jeweilige Nachbarantenne. Durch die Richtwirkung der Einzelantennen ist eine Raumdiversität möglich. Werden benachbarte Antennen kreuzpolar (Fernfelder sind orthogonal bzw. dekorreliert) an- geregt, sind diese voneinander entkoppelt und stören sich gegenseitig nicht. Eine derartige Antenne ist insbesondere für MIMO geeignet und/oder kann z.B. für Polarisations-Diversität verwendet werden.
Die Fig. 95 bis 98 zeigen verschiedene, dreidimensionale Schlitzantennen. Diese können z.B. zylinder-, Würfel- bzw. quaderförmig oder anders, z.B. rund, elliptisch, rechteckig oder n-eckig, geformt sein. Die Zylinder sind mit Schlitzen 12 in unterschiedlichen Formen und Richtungen komplett oder nur teilweise durchschnitten. Der dabei entstandene Spalt dient als Schlitzstrah- ler und wird mit einer induktiven und/oder kapazitiven, unsymmetrischen und/oder symmetri- schen Koppelvorrichtung gespeist.
Schlitzantennen funktionieren nicht nur, wenn sie in einer ebenen Fläche liegen. Falls der Schlitz nicht nur in einer Ebene liegt, sondern sich in alle drei Dimensionen erstreckt, bei- spielsweise um den gesamten Zylinder herum verläuft, weist die Rundstrahlcharakteristik der Schlitzantenne in dessen Ebene unabhängig von der Fernfeldpolarisation keine blinden Berei- che (Minima/Einzüge im Antennengewinn) auf. Schlitzantennen in einer ebenen Fläche kön- nen keine Signale aus zur Fläche tangentialer Richtung, die senkrecht zur Fläche polarisiert sind, empfangen. Durch die dreidimensionalen Schlitzantennen in Zylindern kann dies vermie- den werden.
Bezuqszeichenliste
10 Massefläche
12 Schlitz
14 Außenleiter, Mantel
16 Innenleiter
18 Koplanarleitung
20 Elektrode
22 Speiseleitung
24 Dielektrikum
26 Hohlleiter
28 Speiseöffnung, Anschluss
30 Kurzschluss
32 Speisevorrichtung
34 Koppelvorrichtung, Koppelleitung
35 Strombelag
36 Schlitzelement, Umweg-Schlitz 38 Polarisationsebene
40 Steg
42 Kapazität
44 Fraktal
46 Netzwerk
48 exponentieller Verlauf
50 Reflektor
52 Direktor
54 Grundmodus
56 höherer Modus
58 unteres Frequenzband
60 oberes Frequenzband
62 Kavität
64 Vorstufenverstärker
66 Leistungsverstärker
68 Verstärker
W Öffnungswinkel
PS1 ,PS2,PS3,PS4 Position

Claims

Ansprüche
1. Schlitzantenne, umfassend
zumindest eine Elektrode (20),
eine, insbesondere die Elektrode (20) umgebende, Massefläche (10), und
wenigstens eine Speisevorrichtung (32), wobei
die Speisevorrichtung (32) im Bereich der Massefläche (10) und/oder der Elektrode (20) angeordnet ist, und wobei
die Speisevorrichtung (32) eine kapazitive und/oder induktive Koppelvorrichtung (34) aufweist.
2. Schlitzantenne nach Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Massefläche (10) und/oder die Elektrode (20) plattenförmig ausgebildet ist.
3. Schlitzantenne nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Koppelvorrichtung (34) zwischen der Massefläche (10) und der Elektrode (20) angeordnet ist.
4. Schlitzantenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Koppelvorrichtung (34) in einem Schlitz (12) zwischen der Elektrode (20) und der Massefläche (10) angeordnet ist.
5. Schlitzantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Koppelvorrichtung (34) in einem Schlitzelement (36) der Elektrode (20) oder in einem Schlitzelement (36) der Massefläche (10) angeordnet ist.
6. Schlitzantenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Koppelvorrichtung (34) in der Ebene der Elektrode (20) und/oder in der Ebene der Massefläche (10) angeordnet ist.
7. Schlitzantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Koppelvorrichtung (34) zwischen der Ebene der Elektrode (20) und der Ebene der Massefläche (10) angeordnet ist.
8. Schlitzantenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Speisevorrichtung (32) mehrere kapazitive und/oder induktive Koppelvorrich- tungen (34) umfasst.
9. Schlitzantenne nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass eine Koppelvorrichtung (34) symmetrisch und eine weitere Koppelvorrichtung (34) unsymmetrisch anregbar oder angeregt ist.
10. Schlitzantenne nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen (34) symmetrisch anregbar oder angeregt sind, oder
dass zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen (34) unsymmet- risch anregbar oder angeregt sind.
1 1. Schlitzantenne nach einem der Ansprüche 8 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Abstand zwischen zwei benachbarten Koppelvorrichtungen (34) mindestens l/4 beträgt.
12. Schlitzantenne nach einem der Ansprüche 8 bis 1 1 ,
dadurch gekennzeichnet,
dass zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen (34) in gleichen Frequenzbereichen oder unterschiedlichen Frequenzbereichen arbeiten.
13. Schlitzantenne nach einem der Ansprüche 8 bis 12,
dadurch gekennzeichnet,
dass zumindest zwei, vorzugsweise sämtliche, Koppelvorrichtungen (34) dieselbe Fernfeldpolarisation oder unterschiedliche Fernfeldpolarisationen aufweisen.
14. Schlitzantenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass zumindest ein Reflektor (50) und/oder wenigstens ein Direktor (52) vorgesehen ist.
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