WO2019167446A1 - スイッチング回路 - Google Patents

スイッチング回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2019167446A1
WO2019167446A1 PCT/JP2019/000731 JP2019000731W WO2019167446A1 WO 2019167446 A1 WO2019167446 A1 WO 2019167446A1 JP 2019000731 W JP2019000731 W JP 2019000731W WO 2019167446 A1 WO2019167446 A1 WO 2019167446A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
terminal
gate
switching element
switching
source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2019/000731
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
大治郎 有澤
武志 東
山本　大介
南　善久
柳原　学
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority to JP2020502843A priority Critical patent/JP7369953B2/ja
Priority to CN202410877692.1A priority patent/CN118868892A/zh
Priority to EP21199382.9A priority patent/EP3955442B1/en
Priority to CN201980014358.0A priority patent/CN111771322B/zh
Priority to EP19761119.7A priority patent/EP3761491B1/en
Publication of WO2019167446A1 publication Critical patent/WO2019167446A1/ja
Priority to US17/003,900 priority patent/US11031935B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Priority to US17/308,805 priority patent/US11398820B2/en
Priority to JP2022189130A priority patent/JP7457951B2/ja
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/102—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04106—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6877—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the control circuit comprising active elements different from those used in the output circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/74—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0054—Gating switches, e.g. pass gates
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching circuit for driving a switching element, and more particularly to a circuit for driving a normally-off junction field effect transistor as a switching element.
  • Switching devices are used in devices such as switching power supplies and inverters, and circuit components such as capacitors and transformers can be downsized by increasing the switching frequency of the switching devices.
  • circuit components such as capacitors and transformers can be downsized by increasing the switching frequency of the switching devices.
  • a normally-off type junction field effect transistor using a wide band gap type compound semiconductor, represented by a GaN transistor, has attracted attention as a switching element for such high frequency applications.
  • switching circuits that drive normally-off junction field effect transistors as switching elements (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • a transistor to be driven by the switching circuit is also simply referred to as “switching element” hereinafter.
  • Patent Document 1 as a drive circuit for driving a switching element, a plurality of resistors are provided between the output terminals of the first switch element and the second switch element constituting the drive signal generation circuit and the gate terminal of the switching element. And a circuit in which one capacitor is connected is disclosed. This makes it possible to individually and optimally adjust the gate charge current and discharge current of the switching element, and to prevent malfunctions when the switching element is turned on and turned off.
  • the turning-on and turning-off of the switching element are also simply referred to as “turn-on” and “turn-off”, respectively.
  • a capacitor is connected between the drive signal generation circuit and the gate terminal of the switching element as a drive circuit for driving the switching element, and further between the gate terminal and the source terminal of the switching element.
  • a circuit to which a reverse bias voltage generation circuit including a rectifier element and a Zener diode is connected This speeds up the turn-off operation.
  • the reflux operation refers to an operation of continuing to flow a current to the inductive load via the switching element when the current flowing to the inductive load connected to the switching element is interrupted.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and is a switching circuit for driving a switching element, which suppresses the occurrence of a gate breakdown voltage failure with respect to the switching element, suppresses a loss during a reflux operation, It is an object of the present invention to provide a switching circuit that can alleviate the limit of high-frequency operation of a switching element, maintain the conduction state at turn-on more reliably, and suppress the occurrence of false firing.
  • a switching circuit includes a normally-off junction field effect transistor having a source terminal, a drain terminal, and a gate terminal, a first power input terminal, and the first power input terminal.
  • a first output terminal that outputs a potential of a power input terminal or a high impedance state; a second power input terminal; a second output terminal that outputs a potential or high impedance state of the second power input terminal; and
  • a first rectifier element connected between the moving part, between the source terminal and the gate terminal, having an anode on the source terminal side, and having a cathode on the gate terminal side; and the first output terminal;
  • a first resistor connected between the gate terminal and a series circuit connected in parallel with the first resistor, the capacitor including a capacitor and a second resistor connected in series;
  • a series circuit and a second rectifying element having an anode on the gate terminal side and a cathode on the second output terminal side, the source terminal being connected to the second power input terminal;
  • the second rectifying element is connected in parallel with at least the capacitor of the capacitor and the second resistor connected in series.
  • a switching circuit for driving a switching element which suppresses the occurrence of a gate breakdown voltage failure with respect to the switching element, suppresses a loss during reflux operation, relaxes the limit of high-frequency operation of the switching element, and Provided is a switching circuit that can more reliably maintain a conduction state and suppress the occurrence of erroneous firing.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional switching circuit disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional switching circuit disclosed in Patent Document 2.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the half-bridge circuit according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating waveforms of signals related to driving of the switching elements in the half bridge circuit according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart showing a first operation of the half-bridge circuit according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a timing chart showing a second operation of the half-bridge circuit according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a switching circuit according to the first modification of the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional switching circuit disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional switching circuit disclosed in Patent Document 2.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the half-bridge circuit according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating waveforms of signals related to driving of the
  • FIG. 8 is a timing chart illustrating a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit according to the first modification of the embodiment is applied as a low-side switching circuit.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a switching circuit according to the second modification of the embodiment.
  • FIG. 10 is a timing chart illustrating a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit according to the second modification of the embodiment is applied as a low-side switching circuit.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a switching circuit according to Modification 3 of the embodiment.
  • FIG. 12 is a timing chart illustrating a first operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit according to the third modification of the embodiment is applied as the high-side and low-side switching circuits.
  • FIG. 13 is a timing chart showing a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit according to the third modification of the embodiment is applied as the high-side and low-side switching circuits.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a switching circuit according to Modification 4 of the embodiment.
  • FIG. 15 is a timing chart showing a first operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit according to the fourth modification of the embodiment is applied as a high-side and low-side switching circuit.
  • FIG. 16 is a timing chart illustrating a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit according to the fourth modification of the embodiment is applied as the high-side and low-side switching circuits.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of a switching circuit according to Modification 5 of the embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of a switching circuit according to a variation of Modification 5 of the embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of a switching circuit according to another variation of the fifth modification of the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional switching circuit disclosed in Patent Document 1.
  • This switching circuit includes a drive circuit 52 and a main switching element 51.
  • the drive circuit 52 includes a drive signal generation circuit including a capacitor 60, an inverter 70, a PMOS transistor 53, and an NMOS transistor 54, and a resistor 55 connected between the drive signal generation circuit and the main switching element 51, 56, 58, 59 and a capacitor 57.
  • a stably controlled switching circuit is realized by adjusting the switching speed and reducing the parasitic inductance in the switching circuit or suppressing the influence of the parasitic inductance with respect to the main switching element 51.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional switching circuit disclosed in Patent Document 2.
  • the switching circuit includes a drive signal generation circuit 80, a switching element Q11, and a capacitor C12 and a reverse bias voltage generation circuit 84 connected between the drive signal generation circuit 80 and the switching element Q11.
  • a reverse bias voltage generation circuit 84 composed of a series circuit of a diode D11 and a Zener diode ZD11 is connected between the gate terminal and the source terminal of the switching element Q11.
  • the switching circuit according to the present invention includes a normally-off junction field effect transistor having a source terminal, a drain terminal, and a gate terminal, and a first power input terminal, a first output terminal that outputs a potential of the first power input terminal or a high impedance state. , A second power input terminal, a second output terminal that outputs a potential of the second power input terminal or a high impedance state, and the first output terminal outputs a potential of the first power input terminal.
  • a second rectifier element having a cathode on the output terminal side, the source terminal is connected to the second power input terminal, the second rectifier element is connected in series with the capacitor and the second rectifier element At least the capacitor of the two resistors They are connected in parallel.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the half bridge circuit 10 according to the embodiment.
  • the half-bridge circuit 10 includes a switching circuit 20, an inverter 11, a power source 12, and an input terminal B as a high side, and includes a switching circuit 30, an inverter 13, a power source 14, and an input terminal A as a low side.
  • the half bridge circuit 10 also includes an inductor 15 as an inductive load and a power source 16 for the load.
  • the high side and low side are composed of the same circuit. Here, a detailed configuration will be described focusing on the high side.
  • the power supply 12 supplies a DC voltage VDD to the switching circuit 20.
  • the inverter 11 is a buffer that logically inverts the signal input to the input terminal B and outputs the inverted signal to the switching circuit 20.
  • the switching circuit 20 includes a switching element 28, a drive unit 20a, resistors 23 and 24, a capacitor 25, and diodes 26 and 27.
  • the switching element 28 is a normally-off junction field effect transistor having a source terminal S21, a drain terminal D21, and a gate terminal G21.
  • a normally-off operation is performed using GaN (gallium nitride) which is a wide bandgap compound semiconductor. And a large current and low on-resistance.
  • the switching element 28 includes, for example, a GaN-GIT (having a gate portion formed of a p-type nitride semiconductor and a gate electrode that is in ohmic contact (that is, ohmic junction) with the p-type nitride semiconductor.
  • GaN transistors such as Gallium Nitride Gate Injection Transistor).
  • a GaN transistor it becomes easy to realize a normally-off type by using a p-type nitride semiconductor for a gate portion. Furthermore, since the gate electrode is in ohmic contact with the p-type nitride semiconductor, even if an excessive positive voltage is applied to the gate, it can flow as a gate current, so that reliability is improved. On the other hand, when the gate electrode is in Schottky junction with the p-type nitride semiconductor, the gate current hardly flows. However, when an excessive positive voltage is applied to the gate, the Schottky junction is reverse-biased, causing the Schottky junction to break down and the gate portion to be easily broken.
  • the drive unit 20a is a drive signal generation circuit including switch elements 21 and 22 in which gate terminals G22 and G23 are connected to each other.
  • the drive unit 20a includes the first power supply input terminal V21, the potential VDD of the first power supply input terminal V21, or A first output terminal OUT21 that outputs a high impedance state, a second power supply input terminal V22, a potential GND of the second power supply input terminal V22 or a second output terminal OUT22 that outputs a high impedance state, and a first A first output state in which the output terminal OUT21 outputs the potential VDD of the first power supply input terminal V21 and the second output terminal OUT22 outputs a high impedance state, and the first output terminal OUT21 is in a high impedance state.
  • the second output terminal OUT22 outputs the potential GND of the second power input terminal V22. It has an input terminal IN21 for switching between the output states.
  • the switch element 21 is a PMOS transistor, the source terminal S22 is connected to the first power supply input terminal V21, and the drain terminal D22 is connected to the first output terminal OUT21.
  • the switch element 22 is an NMOS transistor, and the source terminal S23 is connected to the second power input terminal V22, and the drain terminal D23 is connected to the second output terminal OUT22.
  • the diode 27 is connected between the source terminal S21 and the gate terminal G21 of the switching element 28, and has a first rectification having an anode (anode) on the source terminal S21 side and a cathode (cathode) on the gate terminal G21 side. It is an example of an element.
  • the resistor 23 is an example of a first resistor connected between the first output terminal OUT21 and the gate terminal G21 of the switching element 28.
  • the resistor 24 is an example of a second resistor connected in series with the capacitor 25.
  • a series circuit composed of the resistor 24 and the capacitor 25 is connected in parallel with the resistor 23.
  • the diode 26 is an example of a second rectifying element having an anode on the gate terminal G21 side of the switching element 28 and a cathode on the second output terminal OUT22 side.
  • the source terminal S21 of the switching element 28 is connected to the second power input terminal V22.
  • the diode 26 is connected in parallel with at least the capacitor 25 of the capacitor 25 and the resistor 24 connected in series.
  • the diode 26 is connected in parallel with only the capacitor 25 of the capacitor 25 and the resistor 24 connected in series. That is, the cathode of the diode 26 is connected to the connection point between the capacitor 25 and the resistor 24.
  • the low-side switching circuit 30 has the same configuration as the high-side switching circuit 20. That is, the switching circuit 30 includes a switching element 38, a drive unit 30a, resistors 33 and 34, a capacitor 35, and diodes 36 and 37.
  • the drive unit 30a includes a switch element 31 having a gate terminal G32, a source terminal S32, and a drain terminal D32, and a switch element 32 having a gate terminal G33, a source terminal S33, and a drain terminal D33, and includes a first power input terminal V31, It has a first output terminal OUT31, a second power input terminal V32, a second output terminal OUT32, and an input terminal IN31.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating waveforms of signals related to driving of the switching elements 28 and 38 in the half bridge circuit 10 according to the embodiment. Since the waveform is the same for both the high side and the low side, the waveform on the high side is shown here. “Gate-source voltage” is the gate-source voltage of the switching element 28, “Gate terminal current” is the current flowing into the gate terminal G21 of the switching element 28, and “Capacitor 25 both-end voltage” is the voltage across the capacitor 25. The waveform is shown.
  • the drive unit 20a changes the first output state and the second output state according to the high and low levels of the input signal at the input terminal B (not shown). Since the voltage is alternately taken, the gate-source voltage alternately repeats “High” for turning on the switching element 28 and “Low” for turning off the switching element 28.
  • the power supply voltage VDD of the first power supply input terminal V21 is applied to the gate terminal G21 of the switching element 28 via the resistor 23, the gate of the switching element 28 has a high gate-source voltage High.
  • the potential is VGSF (gate clamp voltage) determined by the diode characteristics.
  • the gate-source voltage Low is a negative potential Vf D1 determined by the forward voltage Vf D1 of the diode 27.
  • Vf D1 the forward voltage
  • Vf D1 the forward voltage
  • the resistor 24 connected in series with the capacitor 25 not only adjusts the speed-up action, but also has the action of suppressing the oscillation of the gate-source voltage, thereby suppressing the malfunction of the switching element 28. ing.
  • the gate terminal current As shown in the waveform of “gate terminal current”, a large current temporarily flows in the gate terminal current at the rising and falling times of the gate-source voltage due to the gate capacitance of the switching element 28.
  • the gate terminal current When the switching element 28 is in a steady state where it is turned on, the gate terminal current has a current value of (VDD ⁇ VGSF) / R1.
  • R 1 is the resistance value of the resistor 23. As described above, the resistor 23 adjusts the current flowing from the drive unit 20a to the switching element 28 at the time of steady turn-on.
  • the voltage across the capacitor 25 depends on the high and low levels (not shown) of the input signal at the input terminal B (not shown). Repeat alternately.
  • the voltage during charging is (VDD-VGSF), and the voltage during discharging is Vf D1 .
  • FIG. 5 is a timing chart showing a first operation of the half-bridge circuit 10 according to the embodiment.
  • the first operation is an operation in which the high-side switching element 28 changes from the turn-on state to the turn-off state, and conversely, the low-side switching element 38 changes from the turn-off state to the turn-on state.
  • “B” is a signal input to the high-side input terminal B
  • “A” is a signal input to the low-side input terminal A
  • “High-side VGS” is the high-side switching element 28.
  • the gate-source voltage, “Low-side VGS” is the gate-source voltage of the low-side switching element 38
  • “Low-side IGD” is the gate-drain current of the low-side switching element 38, “Low-side VDS”. "Shows the waveform of the drain-source voltage of the switching element 38 on the low side.
  • the input signal at the high-side input terminal B changes from High to Low
  • the input signal at the low-side input terminal A changes from Low to High.
  • the timing when to do is shown.
  • the input signal at the input terminal B changes from High to Low on the high side, so that the switch element 21 is turned on and the switch element 22 is turned off. 1 to the second output state in which the switch element 21 is off and the switch element 22 is on.
  • the gate-source voltage VGS of the switching element 28 is switched to High (that is, high)
  • Potential VGSF) is changed to Low (that is, negative potential Vf D1 ) to be turned off.
  • the switch element 31 when the input signal of the input terminal A changes from Low to High, the switch element 31 is turned off and the switch element 32 is turned on. From the second output state, the switching element 31 is turned on and the switching element 32 is turned off to change to the first output state.
  • the gate-source voltage VGS of the switching element 38 is turned off (Low ( That is, the negative potential Vf D1 ) is changed to High (that is, the potential VGSF) to be turned on.
  • the voltage Vf D1 is a forward voltage of the diode 37.
  • the potential VGSF is a gate clamp voltage determined by the diode characteristics of the gate of the switching element 38.
  • “Vth” in the figure is the threshold voltage of the switching element 38.
  • the magnitude of the gate-drain current IGD is a value determined depending on the gate-drain capacitance CGD and the rate of change of the voltage v between both ends of the gate-drain capacitance CGD (that is, CGD ⁇ dv / dt). .
  • the gate potential is not affected (that is, the switching element 38 is prevented from turning on).
  • the drain-source voltage VDS of the switching element 38 decreases in the return operation of the switching element 38, but the diode 37
  • the source-to-source voltage VGS becomes a constant value (that is, ⁇ Vf D1 ) without decreasing.
  • the drain voltage needs to be lower than the gate voltage by the source / drain voltage VSD. Therefore, the drain-source voltage VDS drops and then becomes a negative potential (specifically, a negative potential (source-drain voltage VSD + Vf D1 )).
  • FIG. 6 is a timing chart showing a second operation of the half bridge circuit 10 according to the embodiment.
  • the second operation is an operation in which the high-side switching element 28 changes from the turn-off state to the turn-on state, and conversely, the low-side switching element 38 changes from the turn-on state to the turn-off state.
  • the signals shown are the same as in FIG.
  • the input signal at the high side input terminal B changes from Low to High
  • the input signal at the low side input terminal A changes from High to Low.
  • the timing when to do is shown.
  • the input signal at the input terminal B changes from Low to High, so that the switch element 21 is off and the switch element 22 is on. 2 to the first output state in which the switch element 21 is turned on and the switch element 22 is turned off.
  • the gate-source voltage VGS of the switching element 28 is turned Low (that is, low).
  • the negative potential Vf D1 ) changes to High (that is, potential VGSF) to be turned on.
  • Vth in the figure is the threshold voltage of the switching element 28.
  • the input signal at the input terminal A changes from High to Low, so that the switch element 31 is turned on and the switch element 32 is turned off. From the first output state, the switch element 31 is turned off and the switch element 32 is turned on to change to the second output state.
  • the gate-source voltage VGS of the switching element 38 is changed from High to be turned on. It changes to Low (that is, negative potential Vf D1 ) for turning off.
  • the high-side switching element 28 that is, when the gate-source voltage VGS becomes High in “High-side VGS”
  • the switching to the drain terminal D31 of the switching element 38 is performed on the low side.
  • a gate / drain current IGD (that is, a negative gate / drain current IGD) flows toward GND via the gate terminal G31, the parallel circuit of the capacitor 35 and the diode 36, and the switch element 32.
  • the gate / drain is connected. Current IGD flows and the voltage of capacitor 35 gradually increases to reach voltage Vf D2 . Thereafter (that is, in the period (ii)), the clamp by the diode 36 causes the GND from the drain terminal D31 of the switching element 38 via the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the diode 36, and the switch element 32.
  • a gate / drain current IGD flows toward As a result, as shown in the waveform of “Low-side VGS”, the gate-source voltage VGS rises to the potential Vf D2 corresponding to the forward voltage of the diode 36, but the threshold voltage Vth of the switching element 38 is increased. Since it does not exceed, the false ignition in which the switching elements 28 and 38 are simultaneously turned on is suppressed, and the fourth problem related to Patent Document 2 is solved.
  • the diode 36 can discharge the charge charged in the gate terminal G31 of the switching element 38 in a short time without reducing the resistance values of the resistors 33 and 34. The limit is relaxed, and the second problem with Patent Document 1 is also solved.
  • the switching circuit 30 is a normally-off junction field effect transistor having the source terminal S31, the drain terminal D31, and the gate terminal G31.
  • the second output terminal OUT32 that outputs the potential GND or the high impedance state of the terminal V32 and the first output terminal OUT31 output the potential VDD of the first power supply input terminal V31, and the second output terminal OUT32 Outputs a high impedance state and a first output terminal OU
  • a drive unit 30a having an input terminal IN3 for switching between a second output state in which 31 outputs a high impedance state and the second output terminal OUT32 outputs the potential GND of the second power supply input terminal V32.
  • the first rectifier element is connected between the source terminal S31 and the gate terminal G31 of the switching element 38, has an anode (anode) on the source terminal S31 side, and has a cathode (cathode) on the gate terminal G31 side.
  • a series circuit having a capacitor 35 and a resistor 33 connected in series, and an anode on the gate terminal G31 side of the switching element 38.
  • a diode 36 which is a second rectifying element having a cathode to the second output terminal OUT32 side.
  • the source terminal S31 of the switching element 38 is connected to the second power supply input terminal V32, and the diode 36 includes at least a capacitor 35 (here, only the capacitor 35) of the capacitor 35 and the resistor 34 connected in series. Connected in parallel.
  • the diode 36 is connected in parallel with the capacitor 35 and the diode 37 is connected between the connection portion between the capacitor 35 and the gate terminal G31 and the source terminal S31, the resistance values of the resistors 33 and 34 are reduced.
  • the driving unit 30a changes from the first output state to the second output state, the charge of the gate terminal G31 is discharged by a part of the charge charged in the capacitor 35 and further remains.
  • the electric charge charged in the capacitor 35 is discharged in a short time, the limit of the high frequency operation of the switching element 38 is relaxed, and the second problem related to Patent Document 1 is solved.
  • a switching circuit for driving the switching element 38 which suppresses the occurrence of a gate breakdown voltage failure with respect to the switching element 38, suppresses a loss during the reflux operation, relaxes the limit of the high frequency operation of the switching element 38, and turns on
  • the switching circuit 30 can be realized that can maintain the conduction state in a more reliable manner and suppress the occurrence of erroneous firing.
  • the switching elements 28 and 38 are GaN transistors in which the gate portion is composed of a p-type nitride semiconductor and a gate electrode that is in ohmic contact with the p-type nitride semiconductor, a current of several mA to several tens mA at turn-on. Can continue to flow. Therefore, it is possible to realize a switching circuit that is unlikely to cause false ignition and has high reliability.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the switching circuit 40 according to the first modification of the embodiment.
  • the switching circuit 40 is a switching circuit that can be replaced with the switching circuits 20 and 30 according to the above-described embodiment.
  • the switching circuit 40 has the same configuration as the switching circuits 20 and 30 according to the above-described embodiment except for the connection form of the diode 36.
  • the switching circuit 40 has the diode 36 connected in parallel with the capacitor 35 and the resistor 34 connected in series in the switching circuit 30 according to the above embodiment.
  • the anode of the diode 36 is connected to the gate terminal G31 of the switching element 38, and the cathode is connected to the connection point between the first output terminal OUT31 and the second output terminal OUT32 of the drive unit 30a. Yes.
  • FIG. 8 is a timing chart showing a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit 40 according to the first modification of the embodiment is applied as a low-side switching circuit.
  • the clamp by the diode 36 causes the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the diode 36, and the like from the drain terminal D31 of the switching element 38, as in the above embodiment.
  • the gate / drain current IGD flows toward the GND via the switch element 32.
  • the gate-source voltage VGS rises to the potential Vf D2 corresponding to the forward voltage of the diode 36, but does not exceed the threshold voltage Vth of the switching element 38. A false ignition in which 28 and 38 are simultaneously turned on is suppressed.
  • the drive unit 30a in which the first output terminal OUT31 and the second output terminal OUT32 become a common terminal is used.
  • the switching circuit 40 can be constructed by using this. That is, by using a one-output type driving device as the driving unit 30a constituting the switching circuit 30, a more general-purpose driving device can be used, and the cost of the switching circuit 30 can be reduced.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the switching circuit 41 according to the second modification of the embodiment.
  • the switching circuit 41 is a switching circuit that can be replaced with the switching circuits 20 and 30 according to the above-described embodiment.
  • the switching circuit 41 has the same configuration as the switching circuit 40 according to the first modification of the above embodiment except that a diode 39 is added. That is, in this modification, the switching circuit 41 is connected in parallel to the resistor 34 in addition to the configuration of the switching circuit 40 according to Modification 1 of the above embodiment, and has an anode on the capacitor 35 side, A diode 39 as an example of a third rectifying element having a cathode is provided on the side of the device 33.
  • FIG. 10 is a timing chart showing a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit 41 according to the second modification of the embodiment is applied as a low-side switching circuit.
  • the clamp by the diode 36 causes the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the diode 36, and the like from the drain terminal D31 of the switching element 38, as in the above embodiment.
  • the gate / drain current IGD flows toward the GND via the switch element 32.
  • the gate / drain current IGD is bypassed so as to flow through the diode 39 instead of the resistor 34.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the switching circuit 42 according to the third modification of the embodiment.
  • the switching circuit 42 is a switching circuit that can be replaced with the switching circuits 20 and 30 according to the above-described embodiment.
  • the switching circuit 42 has the same configuration as the switching circuits 20 and 30 according to the above-described embodiment except that a Zener diode 37a is added.
  • the switching circuit 42 is provided between the source terminal S31 and the gate terminal G31 in addition to the configuration of the switching circuit 20 or 30 (here, the switching circuit 30) according to the above embodiment, and
  • the zener diode 37a is connected in series with the diode 37, has an anode on the gate terminal G31 side, and has a cathode on the source terminal S31 side.
  • FIG. 12 is a timing chart showing a first operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit 42 according to the third modification of the embodiment is applied as a high-side and low-side switching circuit.
  • the input signal at the input terminal A changes from Low to High, so that the gate-source voltage VGS of the switching element 38 is turned Low (that is, Low)
  • the negative potential (Vb ZD1 + Vf D1 )) is changed to High (that is, potential VGSF) to be turned on.
  • the voltage Vb ZD1 is a Zener voltage of the Zener diode 37a.
  • the voltage Vf D1 is a forward voltage of the diode 37.
  • This gate / drain current IGD generates an induced electromotive force in a parasitic inductance from the gate terminal G31 to the second output terminal OUT32 and from the second power supply input terminal V32 to the source terminal S31, thereby causing a voltage and an oscillation state. .
  • These voltages are superimposed on the gate-source voltage VGS without being clamped by the diode 36, and may cause a risk of false firing.
  • the Zener diode 37a the negative bias between the gate and the source is increased, and the amount of discharge at the time of turn-off is adjusted, so that erroneous firing occurs even when the voltage is superimposed by the induced electromotive force. It becomes possible to take no measures.
  • the value of the negative bias applied to the gate terminal G31 can be finely adjusted by selecting the Zener diode 37a having a different Zener voltage, the trade between the risk of erroneous firing and the loss during reflux due to an increase in the negative bias. It becomes easy to adjust OFF, and the performance of the switching element 38 that performs high-speed operation can be brought out to the limit.
  • the drain-source voltage VDS of the switching element 38 decreases during the return operation of the switching element 38, but the Zener diode 37 a and the diode 37.
  • the gate-source voltage VGS does not decrease and becomes a constant value (that is, ⁇ Vb ZD1 ⁇ Vf D1 ).
  • the drain voltage needs to be lower than the gate voltage by the source / drain voltage VSD. Therefore, after the drain-source voltage VDS drops, it becomes a negative potential (specifically, a negative potential (source-drain voltage VSD + Vb ZD1 + Vf D1 )).
  • FIG. 13 is a timing chart showing a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit 42 according to the third modification of the embodiment is applied as a high-side and low-side switching circuit.
  • the input signal at the input terminal A changes from High to Low, so that the switch element 31 is on and the switch element 32 is off.
  • the gate-source voltage VGS of the switching element 38 is turned off from High to be turned on. It changes to Low (that is, negative potential (Vb ZD1 + Vf D1 )).
  • Vb ZD1 + Vf D1 negative potential
  • the gate-drain current IGD is directed from the drain terminal D31 of the switching element 38 to the GND via the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the parallel circuit of the capacitor 35 and the diode 36, and the switch element 32. Flows.
  • the gate / drain is connected. Current IGD flows and the voltage of capacitor 35 gradually increases to reach voltage Vf D2 . Thereafter (that is, in the period (ii)), the clamp by the diode 36 causes the GND from the drain terminal D31 of the switching element 38 via the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the diode 36, and the switch element 32.
  • a gate / drain current IGD flows toward As a result, as shown in the waveform of “Low-side VGS”, the gate-source voltage VGS rises to the potential Vf D2 corresponding to the forward voltage of the diode 36, but the threshold voltage Vth of the switching element 38 is increased. Do not exceed. In other words, in this modification, the amount of negative bias remaining in the capacitor 35 is increased by the Zener diode 37a. Therefore, if the capacitance value of the capacitor 35 is sufficiently large, the potential change of the capacitor 35 can be suppressed, and the diode 36 Switching (turning off of the switching element 38) is completed without conducting, and the risk of false firing is reduced. Therefore, false ignition in which the switching elements 28 and 38 are simultaneously turned on is suppressed, and the fourth problem related to Patent Document 2 is solved.
  • the Zener diode 37a is connected in series with the diode 37, the negative bias of the gate-source voltage VGS is applied during the return operation of the switching element 38. Can be increased, reducing the risk of false firing.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the switching circuit 43 according to Modification 4 of the embodiment.
  • the switching circuit 43 corresponds to a circuit in which the Zener diode 37a in the switching circuit 42 according to Modification 3 is replaced with at least one rectifier element (in this modification, two diodes 37b and 37c). That is, in this modification, the switching circuit 43 is provided between the source terminal S31 and the gate terminal G31 in addition to the configuration of the switching circuit 20 or 30 (here, the switching circuit 30) according to the above-described embodiment.
  • the diode 37 includes at least one rectifier element (here, two diodes 37b and 37c) connected in series with the diode 37, having an anode on the gate terminal G31 side, and having a cathode on the source terminal S31 side.
  • at least one rectifier element here, two diodes 37b and 37c
  • FIG. 15 is a timing chart showing a first operation of a half-bridge circuit in which the switching circuit 43 according to the fourth modification of the embodiment is applied as a high-side and low-side switching circuit.
  • the input signal at the input terminal A changes from Low to High, so that the gate-source voltage VGS of the switching element 38 is turned Low (that is, Low)
  • the negative potential (Vf D1 + Vf D4 + Vf D5 ) is changed to High (that is, potential VGSF) to be turned on.
  • the voltages Vf D4 and Vf D5 are forward voltages of the diodes 37b and 37c, respectively.
  • This gate / drain current IGD generates an induced electromotive force in a parasitic inductance from the gate terminal G31 to the second output terminal OUT32 and from the second power supply input terminal V32 to the source terminal S31, thereby causing a voltage and an oscillation state. .
  • These voltages are superimposed on the gate-source voltage VGS without being clamped by the diode 36, and may cause a risk of false firing.
  • the diodes 37b and 37c the negative bias between the gate and the source is increased, and the amount of discharge at the time of turn-off is adjusted. It becomes possible to take measures that do not happen.
  • the negative bias value to the gate terminal G31 can be finely adjusted. This makes it easy to adjust the trade-off with the loss of the switching element, and the performance of the switching element 38 that operates at high speed can be brought out to the limit.
  • the drain-source voltage VDS of the switching element 38 decreases during the return operation of the switching element 38, but the diodes 37, 37b and 37c.
  • the gate-source voltage VGS does not decrease and becomes a constant value (specifically, a negative potential (source-drain voltage VSD + Vf D1 + Vf D4 + Vf D5 )).
  • FIG. 16 is a timing chart showing a second operation of the half-bridge circuit in which the switching circuit 43 according to the fourth modification of the embodiment is applied as a high-side and low-side switching circuit.
  • the input signal at the input terminal A changes from High to Low, so that the switch element 31 is on and the switch element 32 is off.
  • the gate-source voltage VGS of the switching element 38 is turned off from High to be turned on. It changes to Low (that is, negative potential (Vf D1 + Vf D4 + Vf D5 )).
  • Vf D1 + Vf D4 + Vf D5 negative potential
  • the gate-drain current IGD is directed from the drain terminal D31 of the switching element 38 to the GND via the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the parallel circuit of the capacitor 35 and the diode 36, and the switch element 32. Flows.
  • the gate / drain is connected. Current IGD flows and the voltage of capacitor 35 gradually increases to reach voltage Vf D2 . Thereafter (that is, in the period (ii)), the clamp by the diode 36 causes the GND from the drain terminal D31 of the switching element 38 via the gate-drain capacitance CGD, the gate terminal G31, the diode 36, and the switch element 32.
  • a gate / drain current IGD flows toward As a result, as shown in the waveform of “Low-side VGS”, the gate-source voltage VGS rises to the potential Vf D2 corresponding to the forward voltage of the diode 36, but the threshold voltage Vth of the switching element 38 is increased. Do not exceed. In other words, in this modification, the amount of negative bias remaining in the capacitor 35 is increased by the diodes 37b and 37c. Therefore, if the capacitance value of the capacitor 35 is sufficiently large, the potential change of the capacitor 35 is suppressed, and the diode 36 Is not conducted and switching (turning off of the switching element 38) is completed, and the risk of false firing is reduced. Therefore, false ignition in which the switching elements 28 and 38 are simultaneously turned on is suppressed, and the fourth problem related to Patent Document 2 is solved.
  • the switching circuit 43 since at least one diode 37b and 37c is connected in series with the diode 37, the gate-source voltage VGS during the return operation of the switching element 38.
  • the negative bias can be increased and the risk of false firing is reduced.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the switching circuit 44 according to Modification 5 of the embodiment.
  • the switching circuit 44 further includes a switching element 38, a first output terminal OUT31, and a second output terminal OUT32.
  • the package 48 is made of, for example, resin or ceramic as a sealing material.
  • the switching element 38 has two source terminals (a first source terminal S31a and a second source terminal S31b) as the source terminal S31.
  • the first source terminal S31a is connected to the source electrode of the switching element 38 by a low resistance wiring, and is a terminal through which the main current (that is, drain current) of the switching element 38 flows.
  • the second source terminal S31b is a terminal that is connected to the source electrode of the switching element 38 via a parasitic inductance and is used as a reference potential when the switching element 38 is driven.
  • one of the source electrodes of the switching element 38 branched (that is, the second source terminal S31b) is connected to the drive unit 30a, so that the drain / source for the drive control of the switching element 38 is achieved.
  • the influence of the main current flowing between them can be eliminated.
  • the package 48 is connected to the first terminal T1 and the second terminal T2 connected to both ends of the capacitor 35, the third terminal T3 connected to the anode of the diode 37, and the second source terminal S31b.
  • Fourth terminal T4 fifth terminal T5 connected to drain terminal D31, sixth terminal T6 connected to first source terminal S31a, and seventh terminal connected to first power input terminal V31 T8 and an eighth terminal T8 connected to the input terminal IN31.
  • the capacitor 35 is connected between the first terminal T1 and the second terminal T2 outside the package 48, and the third terminal T3 and the fourth terminal T4 are short-circuited ( That is, a short-circuit wiring (short-circuit line) is connected), and the same circuit configuration as that of the switching circuits 20 and 30 according to the above-described embodiment is realized.
  • the resistors 34 and 35, the diodes 36 and 37, the drive unit 30a, and the switching element 38 are housed in one package.
  • the mounting area on the substrate is greatly reduced, which can contribute to downsizing of the equipment using the switching circuit 44.
  • the switching circuit 44 According to the switching circuit 44 according to this modification, the switching speed can be adjusted by the external capacitor 35.
  • an inductance component of a wire or lead frame for bonding a semiconductor device or an inductance component of a passive component or a substrate pattern is included. Due to the large size, a steep current flowing between the drain and the gate generates a voltage and an oscillation state, which increases the risk of false firing.
  • the passive component, the diode, the driving unit, or the switching element can be configured on a single chip semiconductor by forming a single package. Components can be reduced. It should be noted that the same effect can be obtained even if the devices of the high breakdown voltage switching element 38 and the low breakdown voltage drive unit 30a are separated into different chips.
  • the inductance component is reduced, and the induced voltage with respect to the current change of the current transmitted through the gate-drain capacitance is reduced. ⁇ A switching circuit that does not cause false firing even when the source-to-source voltage fluctuates is realized.
  • the third terminal T3 side is provided outside the package between the third terminal T3 and the fourth terminal T4 instead of the short-circuit line.
  • a Zener diode 37a having an anode on the side and a cathode on the fourth terminal T4 side may be connected.
  • a package corresponding to the switching circuit 42 according to the modification 3 is realized. Therefore, by selecting a Zener diode 37a having a different Zener voltage as an external component, the negative bias value to the gate terminal G31 can be finely adjusted. Therefore, the risk of false firing and the return due to an increase in the negative bias The trade-off with time loss can be easily adjusted, and the performance of the switching element 38 that operates at high speed can be maximized.
  • a third terminal is provided outside the package between the third terminal T3 and the fourth terminal T4 in place of the short-circuit line.
  • a plurality of rectifying elements (diodes 37b and 37c) connected in series and having an anode on the T3 side and a cathode on the fourth terminal T4 side may be connected.
  • the switching circuit according to the present invention has been described based on the embodiments and the modified examples.
  • the present invention is not limited to these embodiments and modified examples.
  • various modifications conceived by those skilled in the art have been made in the embodiments and modifications, and other forms constructed by combining some components in the embodiments and modifications are also possible. Are included within the scope of the present invention.
  • the switching elements 28 and 38 are of a type having one source terminal.
  • the switching elements 28 and 38 are of a type having two source terminals. Also good. Thereby, also in the above-described embodiment and Modifications 1 to 4, it is possible to eliminate the influence of the main current flowing between the drain and the source on the drive control of the switching element.
  • the switching circuit which concerns on the said embodiment, the modification 3, and the modification 4 was accommodated in the package
  • the switching circuit which concerns on the said modification 1 and the modification 2 was accommodated in the package. Also good. Thereby, the cost of the packaged switching circuit can be reduced by using the one-output type driving unit.
  • the two diodes 37b and 37c are connected as external components, but at least one diode may be connected.
  • the number of diodes may be determined from the viewpoint of adjusting the value of the negative bias applied to the gate terminal G31.
  • the circuit accommodated in one package is not limited to one switching circuit, and may be a plurality of switching circuits.
  • a half-bridge circuit may be configured by connecting the drain of one switching circuit and the source of a separate switching circuit and accommodated in a package. It is not limited to a single half bridge circuit, and may be a plurality of half bridge circuits.
  • the switching elements 28 and 38 are GaN transistors having ohmic junction gate electrodes, but may be GaN transistors having Schottky junction gate electrodes. Any type of GaN transistor can be used as a switching element for high-frequency applications that achieves both normally-off operation, large current, and low on-resistance.
  • the present invention is a switching circuit for driving a normally-off type switching element, in particular, as a switching circuit constituting a half-bridge circuit in which erroneous firing is suppressed, for example, as a switching circuit used in a device such as a switching power supply or an inverter. ,Available.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

スイッチング回路（３０）は、スイッチング素子（３８）と、駆動部（３０ａ）と、スイッチング素子（３８）のソース端子（Ｓ３１）とゲート端子（Ｇ３１）との間に接続されるダイオード（３７）と、駆動部（３０ａ）とスイッチング素子（３８）のゲート端子（Ｇ３１）との間に接続された抵抗器（３３）と、抵抗器（３３）と並列に接続され、コンデンサ（３５）と抵抗器（３３）とを有する直列回路と、スイッチング素子（３８）のゲート端子（Ｇ３１）側に陽極を有し、駆動部（３０ａ）の第２の出力端子（ＯＵＴ３２）側に陰極を有するダイオード（３６）とを備える。ダイオード（３６）は、直列に接続されたコンデンサ（３５）及び抵抗器（３４）のうちの少なくともコンデンサ（３５）と並列に接続されている。

Description

スイッチング回路
　本発明は、スイッチング素子を駆動するスイッチング回路に関し、特に、ノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタをスイッチング素子として駆動する回路に関する。
　スイッチング電源やインバータ等の機器では、スイッチング素子が用いられ、スイッチング素子のスイッチング周波数を上げることで、コンデンサやトランス等の回路部品を小型化できる。近年、このような高周波用途のスイッチング素子として、ＧａＮトランジスタに代表される、ワイドバンドギャップ型の化合物半導体を利用したノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタが注目されている。
　そこで、従来、スイッチング素子としてノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタを駆動するスイッチング回路についての様々な技術が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。なお、スイッチング回路による駆動の対象となるトランジスタを、以下、単に「スイッチング素子」ともいう。
　特許文献１の技術では、スイッチング素子を駆動する駆動回路として、駆動信号発生回路を構成する第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子それぞれの出力端子とスイッチング素子のゲート端子との間に複数の抵抗器及び一つのコンデンサを接続した回路が開示されている。これにより、スイッチング素子のゲート充電電流及び放電電流を個別かつ最適に調整できるとともに、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時の誤動作を防ぐことが可能になる。なお、以降では、スイッチング素子のターンオン及びターンオフを、それぞれ、単に、「ターンオン」及び「ターンオフ」ともいう。
　また、特許文献２の技術では、スイッチング素子を駆動する駆動回路として、駆動信号発生回路とスイッチング素子のゲート端子との間にコンデンサが接続され、さらに、スイッチング素子のゲート端子とソース端子との間に、整流素子及びツェナーダイオードで構成される逆バイアス電圧生成回路が接続された回路が開示されている。これにより、ターンオフ動作が高速化される。
国際公開第２０１７／０８１８５６号 特開２０１６－４０９６７号公報
　しかしながら、特許文献１の技術では、ターンオフ時にスイッチング素子のゲート・ソース間に過剰の負バイアスが与えられ、スイッチング素子に対するゲート耐圧不良が発生したり、還流動作時のロス（つまり、電力損失）が大きくなったりするという問題がある。ここで、還流動作とは、スイッチング素子に接続された誘導性負荷に流れる電流が遮断されたときに、スイッチング素子を介して誘導性負荷に電流を流し続けようとする動作をいう。
　また、特許文献１の技術では、ターンオン時にスイッチング素子のゲート端子に充電された電荷を短時間で放電するために、第１スイッチ素子の出力端子とスイッチング素子のゲート端子との間に接続された抵抗器の抵抗値を小さくする必要があるが、これらの抵抗値を過剰に小さくするとスイッチング素子のゲート電圧が耐圧を超えたり、駆動ロスが大きくなったりするなどの課題が生じるために、その抵抗値を小さくするには限度がある。そのために、スイッチング素子に期待される高周波動作に限界があるという問題がある。
　また、特許文献２の技術では、スイッチング素子のゲート電極がオーミック接合のタイプである場合、ターンオン時に、ゲート・ソース間電圧が２．５～３Ｖであったとしてもゲート・ソース間に数ｍＡ～数１０ｍＡ程度の電流が流れるため、ゲート・ソース間電圧が減少し、ターンオン状態を維持できないという問題がある。
　また、特許文献２の技術では、スイッチング素子がターンオフ状態であるときに、誘導性負荷等に起因してソース電位を基準としてドレイン電圧が上昇した場合には、ドレイン・ゲート間の寄生容量への充電電流が、駆動信号発生回路とスイッチング素子のゲート端子との間に接続されたコンデンサにも流れるため、コンデンサが再放電され、ゲート・ソース間電位が増加し、その増加したゲート・ソース間電位がスイッチング素子の閾値を越えた場合には、誤点弧を起こす可能性がある。なお、誤点弧とは、スイッチング素子が誤ってターンオンすることをいう。
　そこで、本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子を駆動するスイッチング回路であって、スイッチング素子に対するゲート耐圧不良の発生を抑制し、還流動作時のロスを抑制し、スイッチング素子の高周波動作の限界を緩和し、ターンオン時の導通状態をより確実に維持し、かつ、誤点弧の発生を抑制することができるスイッチング回路を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一形態に係るスイッチング回路は、ソース端子、ドレイン端子及びゲート端子を有するノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタと、第１の電源入力端子、前記第１の電源入力端子の電位又はハイインピーダンス状態を出力する第１の出力端子、第２の電源入力端子、前記第２の電源入力端子の電位又はハイインピーダンス状態を出力する第２の出力端子、及び、前記第１の出力端子が前記第１の電源入力端子の電位を出力し、かつ、前記第２の出力端子がハイインピーダンス状態を出力する第１の出力状態と、前記第１の出力端子がハイインピーダンス状態を出力し、かつ、前記第２の出力端子が前記第２の電源入力端子の電位を出力する第２の出力状態とを切り替えるための入力端子を有する駆動部と、前記ソース端子と前記ゲート端子との間に接続され、前記ソース端子側に陽極を有し、前記ゲート端子側に陰極を有する第１の整流素子と、前記第１の出力端子と前記ゲート端子との間に接続された第１の抵抗器と、前記第１の抵抗器と並列に接続された直列回路であって、直列に接続されたコンデンサと第２の抵抗器とを有する直列回路と、前記ゲート端子側に陽極を有し、前記第２の出力端子側に陰極を有する第２の整流素子とを備え、前記ソース端子は、前記第２の電源入力端子と接続され、前記第２の整流素子は、直列に接続された前記コンデンサ及び前記第２の抵抗器のうちの少なくとも前記コンデンサと並列に接続されている。
　本発明により、スイッチング素子を駆動するスイッチング回路であって、スイッチング素子に対するゲート耐圧不良の発生を抑制し、還流動作時のロスを抑制し、スイッチング素子の高周波動作の限界を緩和し、ターンオン時の導通状態をより確実に維持し、かつ、誤点弧の発生を抑制することができるスイッチング回路が提供される。
図１は、特許文献１に開示された従来のスイッチング回路の回路図である。 図２は、特許文献２に開示された従来のスイッチング回路の回路図である。 図３は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路の回路図である。 図４は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路におけるスイッチング素子の駆動に関連する信号の波形を示す図である。 図５は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路の第１の動作を示すタイミングチャートである。 図６は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。 図７は、実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路の回路図である。 図８は、実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路をローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。 図９は、実施の形態の変形例２に係るスイッチング回路の回路図である。 図１０は、実施の形態の変形例２に係るスイッチング回路をローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。 図１１は、実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路の回路図である。 図１２は、実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第１の動作を示すタイミングチャートである。 図１３は、実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。 図１４は、実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路の回路図である。 図１５は、実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第１の動作を示すタイミングチャートである。 図１６は、実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。 図１７は、実施の形態の変形例５に係るスイッチング回路の回路図である。 図１８は、実施の形態の変形例５のバリエーションに係るスイッチング回路の回路図である。 図１９は、実施の形態の変形例５の他のバリエーションに係るスイッチング回路の回路図である。
　（本発明の基礎となった知見）
　まず、本発明に係るスイッチング回路を考案するに至った本発明者らによる知見を説明する。
　（１）特許文献１の技術について
　図１は、特許文献１に開示された従来のスイッチング回路の回路図である。このスイッチング回路は、駆動回路５２と、主スイッチング素子５１とで構成される。駆動回路５２は、コンデンサ６０、インバータ７０、ＰＭＯＳのトランジスタ５３及びＮＭＯＳのトランジスタ５４で構成される駆動信号発生回路と、駆動信号発生回路と主スイッチング素子５１との間に接続された抵抗器５５、５６、５８、５９及びコンデンサ５７とを備える。
　このような構成により、主スイッチング素子５１のターンオン時及びターンオフ時のゲート電流経路を分離することで、充電電流及び放電電流を個別かつ最適に調整できるとともに、ターンオン時及びターンオフ時の誤動作を防ぐことが可能となる。よって、主スイッチング素子５１に対し、スイッチング速度を調整し、かつ、スイッチング回路における寄生インダクタンスを低減、又は、寄生インダクタンスの影響を抑制することにより、安定に制御されたスイッチング回路が実現される。
　しかしながら、特許文献１の技術では、コンデンサ５７の容量値又は電源電圧ＶＤＤが大きい場合には、ターンオフ時に主スイッチング素子５１のゲート・ソース間に過剰の負バイアスが与えられ、主スイッチング素子５１に対するゲート耐圧不良が発生したり、還流動作時のロスが大きくなったりするという第１の問題がある。
　また、特許文献１の技術では、ターンオン時に主スイッチング素子５１のゲート端子に充電された電荷を短時間で放電するためには、抵抗器５５及び５６の抵抗値を小さくする必要があるが、これらの抵抗値を過剰に小さくすると主スイッチング素子５１のゲート電圧が耐圧を超えたり、駆動ロスが大きくなったりするなどの課題が生じるために、抵抗器５５及び５６の抵抗値を小さくするには限度がある。そのために、主スイッチング素子５１に期待される高周波動作に限界があるという第２の問題が生じる。
　（２）特許文献２の技術について
　図２は、特許文献２に開示された従来のスイッチング回路の回路図である。このスイッチング回路は、駆動信号発生回路８０、スイッチング素子Ｑ１１、並びに、駆動信号発生回路８０とスイッチング素子Ｑ１１との間に接続されたコンデンサＣ１２及び逆バイアス電圧生成回路８４で構成される。
　このような構成により、コンデンサＣ１２の容量とスイッチング素子Ｑ１１の入力容量（つまり、寄生容量）とによる電圧分割が行われるので、スイッチング素子Ｑ１１の見かけ上の入力容量が小さくなる。その結果、ターンオン時のスイッチング素子Ｑ１１のゲート端子の電圧が低電圧化され、スイッチング素子Ｑ１１のターンオン動作が高速かつ効率化される。加えて、スイッチング素子Ｑ１１のゲート端子とソース端子との間に、ダイオードＤ１１とツェナーダイオードＺＤ１１との直列回路からなる逆バイアス電圧生成回路８４が接続されている。これにより、ターンオフ時において、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに対して従来よりも強い逆バイアス電圧が印加されるので、スイッチング素子Ｑ１１のターンオフ動作が高速化される。
　しかしながら、特許文献２の技術では、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電極がオーミック接合のタイプである場合、ターンオン時に、ゲート・ソース間電圧が２．５～３Ｖであったとしてもゲート・ソース間に数ｍＡ～数１０ｍＡ程度の電流が流れるため、ゲート・ソース間電圧が減少し、導通状態を維持できないという第３の問題がある。
　また、特許文献２の技術では、ターンオフ時に、誘導性負荷等に起因してソース電位を基準としてドレイン電圧が上昇した場合には、ゲート・ドレイン間の寄生容量への充電電流がコンデンサＣ１２にも電流が流れるため、コンデンサＣ１２が再放電され、ゲート・ソース間電位が増加し、その増加したゲート・ソース間電位がスイッチング素子Ｑ１１の閾値を越えた場合には、誤点弧を起こす可能性があるという第４の問題がある。
　（３）解決策
　そこで、上記特許文献１の技術における第１及び第２の問題、並びに、上記特許文献２の技術における第３及び第４の問題を解決するために、本発明に係るスイッチング回路は、ソース端子、ドレイン端子及びゲート端子を有するノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタと、第１の電源入力端子、前記第１の電源入力端子の電位又はハイインピーダンス状態を出力する第１の出力端子、第２の電源入力端子、前記第２の電源入力端子の電位又はハイインピーダンス状態を出力する第２の出力端子、及び、前記第１の出力端子が前記第１の電源入力端子の電位を出力し、かつ、前記第２の出力端子がハイインピーダンス状態を出力する第１の出力状態と、前記第１の出力端子がハイインピーダンス状態を出力し、かつ、前記第２の出力端子が前記第２の電源入力端子の電位を出力する第２の出力状態とを切り替えるための入力端子を有する駆動部と、前記ソース端子と前記ゲート端子との間に接続され、前記ソース端子側に陽極を有し、前記ゲート端子側に陰極を有する第１の整流素子と、前記第１の出力端子と前記ゲート端子との間に接続された第１の抵抗器と、前記第１の抵抗器と並列に接続された直列回路であって、直列に接続されたコンデンサと第２の抵抗器とを有する直列回路と、前記ゲート端子側に陽極を有し、前記第２の出力端子側に陰極を有する第２の整流素子とを備え、前記ソース端子は、前記第２の電源入力端子と接続され、前記第２の整流素子は、直列に接続された前記コンデンサ及び前記第２の抵抗器のうちの少なくとも前記コンデンサと並列に接続されている。
　（実施の形態）
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、波形、タイミング等は、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。
　図３は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路１０の回路図である。ハーフブリッジ回路１０は、ハイサイドとして、スイッチング回路２０、インバータ１１、電源１２、及び、入力端子Ｂを備え、ローサイドとして、スイッチング回路３０、インバータ１３、電源１４、及び、入力端子Ａを備える。また、ハーフブリッジ回路１０は、誘導性負荷としてのインダクタ１５、及び、負荷用の電源１６も備える。
　ハイサイド及びローサイドは、同一の回路で構成される。ここでは、ハイサイドに着目して詳細な構成を説明する。
　電源１２は、スイッチング回路２０に直流電圧ＶＤＤを供給する。
　インバータ１１は、入力端子Ｂに入力された信号を論理反転してスイッチング回路２０に出力するバッファである。
　スイッチング回路２０は、スイッチング素子２８、駆動部２０ａ、抵抗器２３及び２４、コンデンサ２５、ダイオード２６及び２７を備える。
　スイッチング素子２８は、ソース端子Ｓ２１、ドレイン端子Ｄ２１及びゲート端子Ｇ２１を有するノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタであり、例えば、ワイドバンドギャップ型の化合物半導体であるＧａＮ（窒化ガリウム）を用いてノーマリオフ動作と大電流及び低オン抵抗とを両立したトランジスタである。具体的には、スイッチング素子２８は、例えば、ｐ型窒化物半導体、及び、そのｐ型窒化物半導体とオーミック接触（つまり、オーミック接合）するゲート電極で構成されるゲート部を有するＧａＮ－ＧＩＴ（Ｇａｌｌｉｕｍ　Ｎｉｔｒｉｄｅ　Ｇａｔｅ　Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のＧａＮトランジスタである。
　ＧａＮトランジスタにおいては、ゲート部にｐ型窒化物半導体を用いることで、ノーマリオフ型を実現しやすくなる。さらに、ゲート電極がｐ型窒化物半導体とオーミック接触することで、過剰な正電圧がゲートに印加されてもゲート電流として流すことができるために信頼性が高くなる。一方、ゲート電極がｐ型窒化物半導体とショットキー接合しているとゲート電流が流れにくい。しかしながら、過剰な正電圧がゲートに印加された場合に、ショットキー接合としては逆バイアスとなるために、ショットキー接合がブレークダウンを起こしてゲート部が破壊しやすくなる。
　駆動部２０ａは、ゲート端子Ｇ２２及びＧ２３同士が接続されたスイッチ素子２１及び２２で構成された駆動信号発生回路であり、第１の電源入力端子Ｖ２１、第１の電源入力端子Ｖ２１の電位ＶＤＤ又はハイインピーダンス状態を出力する第１の出力端子ＯＵＴ２１、第２の電源入力端子Ｖ２２、第２の電源入力端子Ｖ２２の電位ＧＮＤ又はハイインピーダンス状態を出力する第２の出力端子ＯＵＴ２２、及び、第１の出力端子ＯＵＴ２１が第１の電源入力端子Ｖ２１の電位ＶＤＤを出力し、かつ、第２の出力端子ＯＵＴ２２がハイインピーダンス状態を出力する第１の出力状態と、第１の出力端子ＯＵＴ２１がハイインピーダンス状態を出力し、かつ、第２の出力端子ＯＵＴ２２が第２の電源入力端子Ｖ２２の電位ＧＮＤを出力する第２の出力状態とを切り替えるための入力端子ＩＮ２１を有する。本実施の形態では、スイッチ素子２１は、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子Ｓ２２が第１の電源入力端子Ｖ２１に接続され、ドレイン端子Ｄ２２が第１の出力端子ＯＵＴ２１に接続されている。また、スイッチ素子２２は、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子Ｓ２３が第２の電源入力端子Ｖ２２に接続され、ドレイン端子Ｄ２３が第２の出力端子ＯＵＴ２２に接続されている。
　ダイオード２７は、スイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１とゲート端子Ｇ２１との間に接続され、ソース端子Ｓ２１側に陽極（アノード）を有し、ゲート端子Ｇ２１側に陰極（カソード）を有する第１の整流素子の一例である。
　抵抗器２３は、第１の出力端子ＯＵＴ２１とスイッチング素子２８のゲート端子Ｇ２１との間に接続された第１の抵抗器の一例である。
　抵抗器２４は、コンデンサ２５と直列に接続された第２の抵抗器の一例である。抵抗器２４とコンデンサ２５とからなる直列回路は、抵抗器２３と並列に接続されている。
　ダイオード２６は、スイッチング素子２８のゲート端子Ｇ２１側に陽極を有し、第２の出力端子ＯＵＴ２２側に陰極を有する第２の整流素子の一例である。
　なお、スイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１は、第２の電源入力端子Ｖ２２と接続されている。
　また、ダイオード２６は、直列に接続されたコンデンサ２５及び抵抗器２４のうちの少なくともコンデンサ２５と並列に接続されている。本実施の形態では、ダイオード２６は、直列に接続されたコンデンサ２５及び抵抗器２４のうちのコンデンサ２５だけと並列に接続されている。つまり、ダイオード２６の陰極は、コンデンサ２５と抵抗器２４との接続点に接続されている。
　ローサイドのスイッチング回路３０についても、ハイサイドのスイッチング回路２０と同一の構成を備える。つまり、スイッチング回路３０は、スイッチング素子３８、駆動部３０ａ、抵抗器３３及び３４、コンデンサ３５、ダイオード３６及び３７を備える。駆動部３０ａは、ゲート端子Ｇ３２、ソース端子Ｓ３２及びドレイン端子Ｄ３２を有するスイッチ素子３１並びにゲート端子Ｇ３３、ソース端子Ｓ３３及びドレイン端子Ｄ３３を有するスイッチ素子３２で構成され、第１の電源入力端子Ｖ３１、第１の出力端子ＯＵＴ３１、第２の電源入力端子Ｖ３２、第２の出力端子ＯＵＴ３２、及び、入力端子ＩＮ３１を有する。
　次に、以上のように構成された実施の形態に係るハーフブリッジ回路１０の動作について説明する。
　図４は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路１０におけるスイッチング素子２８及び３８の駆動に関連する信号の波形を示す図である。ハイサイド及びローサイドのいずれについても同じ波形であるので、ここでは、ハイサイドでの波形を示している。「ゲート・ソース間電圧」は、スイッチング素子２８のゲート・ソース間電圧、「ゲート端子電流」は、スイッチング素子２８のゲート端子Ｇ２１に流れ込む電流、「コンデンサ２５両端電圧」は、コンデンサ２５の両端電圧の波形を示す。
　「ゲート・ソース間電圧」の波形に示されるように、入力端子Ｂの入力信号のＨｉｇｈ及びＬｏｗに応じて（図示せず）、駆動部２０ａが第１の出力状態及び第２の出力状態を交互にとるので、ゲート・ソース間電圧は、スイッチング素子２８をターンオンさせるＨｉｇｈと、スイッチング素子２８をターンオフさせるＬｏｗとを交互に繰り返す。ここで、第１の電源入力端子Ｖ２１の電源電圧ＶＤＤが抵抗器２３を介してスイッチング素子２８のゲート端子Ｇ２１に印加されるので、ゲート・ソース間電圧のＨｉｇｈは、スイッチング素子２８のゲートが有するダイオード特性で定まる電位ＶＧＳＦ（ゲートクランプ電圧）となる。このように、駆動部２０ａとスイッチング素子２８のゲート端子Ｇ２１との間に接続された抵抗器２３により、スイッチング素子２８のターンオン状態が確実に維持され、特許文献２についての第３の問題が解消される。
　なお、ゲート・ソース間電圧のＬｏｗは、ダイオード２７の順方向電圧ＶｆＤ１で定まる負の電位ＶｆＤ１となる。また、「ゲート・ソース間電圧」の波形において、立ち上がりは、コンデンサ２５のスピードアップ作用により、オーバーシュートしている。コンデンサ２５と直列に接続された抵抗器２４は、スピードアップ作用の調整だけでなく、ゲート・ソース間電圧の振動を抑制する作用も有しており、これにより、スイッチング素子２８の誤動作を抑制している。
　また、「ゲート端子電流」の波形に示されるように、ゲート端子電流は、スイッチング素子２８のゲート容量により、ゲート・ソース間電圧の立ち上がり時及び立下り時において、一時的に大きな電流が流れる。スイッチング素子２８がターンオンの定常状態であるときは、ゲート端子電流は、（ＶＤＤ－ＶＧＳＦ）／Ｒ１の電流値となる。Ｒ１は、抵抗器２３の抵抗値である。このように、抵抗器２３は、ターンオンの定常時において駆動部２０ａからスイッチング素子２８に流れる電流を調整している。
　「コンデンサ２５間電圧」の波形に示されるように、コンデンサ２５の両端電圧は、入力端子Ｂの入力信号のＨｉｇｈ及びＬｏｗに応じて（図示せず）、充電時の電圧と放電時の電圧とを交互に繰り返す。ここで、充電時の電圧は、（ＶＤＤ－ＶＧＳＦ）であり、放電時の電圧は、ＶｆＤ１となる。
　図５は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路１０の第１の動作を示すタイミングチャートである。ここで、第１の動作とは、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオン状態からターンオフ状態に変化し、逆に、ローサイドのスイッチング素子３８がターンオフ状態からターンオン状態に変化する動作である。また、「Ｂ」は、ハイサイドの入力端子Ｂに入力される信号、「Ａ」は、ローサイドの入力端子Ａに入力される信号、「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」は、ハイサイドのスイッチング素子２８のゲート・ソース間電圧、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」は、ローサイドのスイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」は、ローサイドのスイッチング素子３８のゲート・ドレイン電流、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」は、ローサイドのスイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧、の波形を示す。
　「Ｂ」、「Ａ」の波形に示されるように、本図では、ハイサイドの入力端子Ｂの入力信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、ローサイドの入力端子Ａの入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化するときのタイミングが示されている。
　「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ハイサイドでは、入力端子Ｂの入力信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化することで、スイッチ素子２１がオンで、かつ、スイッチ素子２２がオフの第１の出力状態から、スイッチ素子２１がオフで、かつ、スイッチ素子２２がオンの第２の出力状態に変化し、その結果、スイッチング素子２８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオンさせるＨｉｇｈ（つまり、電位ＶＧＳＦ）からターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位ＶｆＤ１）に変化する。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、入力端子Ａの入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化することで、スイッチ素子３１がオフで、かつ、スイッチ素子３２がオンの第２の出力状態から、スイッチ素子３１がオンで、かつ、スイッチ素子３２がオフの第１の出力状態に変化し、その結果、スイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位ＶｆＤ１）からターンオンさせるＨｉｇｈ（つまり、電位ＶＧＳＦ）に変化する。なお、電圧ＶｆＤ１は、ダイオード３７の順方向電圧である。また、電位ＶＧＳＦは、スイッチング素子３８のゲートが有するダイオード特性で定まるゲートクランプ電圧である。また、図中の「Ｖｔｈ」は、スイッチング素子３８の閾値電圧である。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオン状態からターンオフ状態となったときに、ローサイドでは、スイッチング素子３８はターンオフ状態ではあるが、誘導性負荷であるインダクタ１５に起因して、インダクタ１５に向かって流れる電流をスイッチング素子３８のソースからドレインに向かって通電しようとする。そのためドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは急速に下降し、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤに充電された電荷は急速に放電される。これにより、ゲート端子Ｇ３１からゲート・ドレイン間容量ＣＧＤを介してドレイン端子Ｄ３１に至る経路で、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。このゲート・ドレイン電流ＩＧＤの大きさは、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤと、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤの両端電圧ｖの変化率とに依存して定まる値（つまり、ＣＧＤ×ｄｖ／ｄｔ）である。ここで、スイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１の電位は、ダイオード３６によってクランプされるので、ゲート電位に影響がない（つまり、スイッチング素子３８がターンオンすることが抑制される）。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、スイッチング素子３８の還流動作において、スイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが下降していくが、ダイオード３７により、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、減少することなく一定値（つまり、－ＶｆＤ１）となる。スイッチング素子３８がソースからドレインに向かって還流電流を通電し、還流動作を行うためにはドレイン電圧がゲート電圧よりもソース・ドレイン電圧ＶＳＤ分低い電圧となる必要がある。よって、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは、下降した後、負の電位（具体的には、負の電位（ソース・ドレイン電圧ＶＳＤ＋ＶｆＤ１））となる。これにより、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスが増大することによるスイッチング素子３８のゲートの耐圧破壊や還流動作による損失の悪化が抑制される。これにより、特許文献１についての第１の問題が解消される。
　図６は、実施の形態に係るハーフブリッジ回路１０の第２の動作を示すタイミングチャートである。ここで、第２の動作とは、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオフ状態からターンオン状態に変化し、逆に、ローサイドのスイッチング素子３８がターンオン状態からターンオフ状態に変化する動作である。図示されている信号は、図４と同じである。
　「Ｂ」、「Ａ」の波形に示されるように、本図では、ハイサイドの入力端子Ｂの入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化し、ローサイドの入力端子Ａの入力信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化するときのタイミングが示されている。
　「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ハイサイドでは、入力端子Ｂの入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化することで、スイッチ素子２１がオフで、かつ、スイッチ素子２２がオンの第２の出力状態から、スイッチ素子２１がオンで、かつ、スイッチ素子２２がオフの第１の出力状態に変化し、その結果、スイッチング素子２８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位ＶｆＤ１）からターンオンさせるＨｉｇｈ（つまり、電位ＶＧＳＦ）に変化する。なお、図中の「Ｖｔｈ」は、スイッチング素子２８の閾値電圧である。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、入力端子Ａの入力信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化することで、スイッチ素子３１がオンで、かつ、スイッチ素子３２がオフの第１の出力状態から、スイッチ素子３１がオフで、かつ、スイッチ素子３２がオンの第２の出力状態に変化し、その結果、スイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオンさせるＨｉｇｈからターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位ＶｆＤ１）に変化する。その後、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（つまり、「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるので、スイッチング素子３８のゲート・ドレイン間容量ＣＧＤを介してドレイン端子Ｄ３１からゲート端子Ｇ３１に電圧が印加され、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形の説明で述べる理由により、ダイオード３６の順方向電圧に相当する電位ＶｆＤ２まで上昇する。なお、電位ＶｆＤ２は、スイッチング素子３８の閾値電圧Ｖｔｈよりも低い。また、図中の期間（ｉ）及び（ｉｉ）は、それぞれ、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳの上昇における立ち上がり期間及び立ち上がった後の期間である。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、上述したように、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるので、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５及びダイオード３６の並列回路、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤ（つまり、負のゲート・ドレイン電流ＩＧＤ）が流れる。
　より詳しくは、上記期間（ｉ）では、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れ、コンデンサ３５の電圧が徐々に増大して電圧ＶｆＤ２に達する。その後は（つまり、期間（ｉｉ）では）、ダイオード３６によるクランプにより、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、ダイオード３６、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。これにより、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ダイオード３６の順方向電圧に相当する電位ＶｆＤ２まで上昇するが、スイッチング素子３８の閾値電圧Ｖｔｈを超えないので、スイッチング素子２８及び３８が同時にオンする誤点弧が抑制され、特許文献２についての第４の問題が解消される。また、ダイオード３６により、抵抗器３３及び３４の抵抗値を小さくすることなく、スイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１に充電された電荷を短時間で放電することができるので、スイッチング素子３８の高周波動作の限界が緩和され、特許文献１についての第２の問題も解消される。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（つまり、「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、上述したように、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるので、スイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは上昇する。
　以上のように、本実施の形態に係るスイッチング回路３０（及び、スイッチング回路２０についても同様）は、ソース端子Ｓ３１、ドレイン端子Ｄ３１及びゲート端子Ｇ３１を有する、ノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタであるスイッチング素子３８と、第１の電源入力端子Ｖ３１、第１の電源入力端子Ｖ３１の電位ＶＤＤ又はハイインピーダンス状態を出力する第１の出力端子ＯＵＴ３１、第２の電源入力端子Ｖ３２、第２の電源入力端子Ｖ３２の電位ＧＮＤ又はハイインピーダンス状態を出力する第２の出力端子ＯＵＴ３２、及び、第１の出力端子ＯＵＴ３１が第１の電源入力端子Ｖ３１の電位ＶＤＤを出力し、かつ、第２の出力端子ＯＵＴ３２がハイインピーダンス状態を出力する第１の出力状態と、第１の出力端子ＯＵＴ３１がハイインピーダンス状態を出力し、かつ、第２の出力端子ＯＵＴ３２が第２の電源入力端子Ｖ３２の電位ＧＮＤを出力する第２の出力状態とを切り替えるための入力端子ＩＮ３を有する駆動部３０ａと、スイッチング素子３８のソース端子Ｓ３１とゲート端子Ｇ３１との間に接続され、ソース端子Ｓ３１側に陽極（アノード）を有し、ゲート端子Ｇ３１側に陰極（カソード）を有する第１の整流素子であるダイオード３７と、第１の出力端子ＯＵＴ３１とスイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１との間に接続された第１の抵抗器である抵抗器３３と、第１の抵抗器と並列に接続された直列回路であって、直列に接続されたコンデンサ３５と抵抗器３３とを有する直列回路と、スイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１側に陽極を有し、第２の出力端子ＯＵＴ３２側に陰極を有する第２の整流素子であるダイオード３６とを備える。スイッチング素子３８のソース端子Ｓ３１は、第２の電源入力端子Ｖ３２と接続され、ダイオード３６は、直列に接続されたコンデンサ３５及び抵抗器３４のうちの少なくともコンデンサ３５（ここでは、コンデンサ３５だけ）と並列に接続されている。
　これにより、スイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１とソース端子Ｓ３１との間にはダイオード３７が接続されるので、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスが増大することによるスイッチング素子３８のゲートの耐圧破壊や還流動作による損失の悪化が抑制され、特許文献１についての第１の問題が解消される。
　また、コンデンサ３５と並列にダイオード３６が接続され、コンデンサ３５とゲート端子Ｇ３１との接続部とソース端子Ｓ３１との間にダイオード３７が接続されているので、抵抗器３３及び３４の抵抗値を小さくすることなく、駆動部３０ａが第１の出力状態から第２の出力状態に変化した際に、コンデンサ３５に充電された一部の電荷によってゲート端子Ｇ３１の電荷が放電されつつ、さらに残っているコンデンサ３５に充電された電荷が短時間で放電され、スイッチング素子３８の高周波動作の限界が緩和され、特許文献１についての第２の問題が解消される。
　また、駆動部３０ａとスイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１との間に抵抗器３３が接続されているので、スイッチング素子３８のターンオン状態が確実に維持され、特許文献２についての第３の問題が解消される。
　また、コンデンサ３５と並列にダイオード３６が接続されているので、スイッチング素子２８がターンオンしたときに、ターンオフ状態にあるスイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ダイオード３６の順方向電圧に相当する電位ＶｆＤ２までしか上昇しない。よって、スイッチング素子２８及び３８が同時にオンする誤点弧が抑制され、特許文献２についての第４の問題が解消される。
　よって、スイッチング素子３８を駆動するスイッチング回路であって、スイッチング素子３８に対するゲート耐圧不良の発生を抑制し、還流動作時のロスを抑制し、スイッチング素子３８の高周波動作の限界を緩和し、ターンオン時の導通状態をより確実に維持し、かつ、誤点弧の発生を抑制することができるスイッチング回路３０が実現される。
　特に、スイッチング素子２８及び３８が、ゲート部がｐ型窒化物半導体、及び、ｐ型窒化物半導体にオーミック接触するゲート電極で構成されるＧａＮトランジスタの場合において、ターンオン時に数ｍＡ～数１０ｍＡの電流を流し続けることができる。したがって、誤点弧を起こしにくく、かつ信頼性の高いスイッチング回路を実現できる。
　（変形例１）
　次に、上記実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路４０について説明する。
　図７は、実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路４０の回路図である。このスイッチング回路４０は、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０及び３０に置き換えられ得るスイッチング回路である。
　スイッチング回路４０は、ダイオード３６の接続形態を除いて、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０及び３０と同じ構成を備える。つまり、本変形例では、スイッチング回路４０は、上記実施の形態に係るスイッチング回路３０において、ダイオード３６が、直列に接続されたコンデンサ３５及び抵抗器３４と並列に接続されている。具体的には、ダイオード３６の陽極は、スイッチング素子３８のゲート端子Ｇ３１に接続され、陰極は、駆動部３０ａの第１の出力端子ＯＵＴ３１と第２の出力端子ＯＵＴ３２との接続点に接続されている。
　図８は、実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路４０をローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。
　「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるが、期間（ｉ）では、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５、抵抗器３４、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れ、コンデンサ３５の電圧が徐々に増大して電圧ＶｆＤ２に達する。その後は（つまり、期間（ｉｉ）では）、上記実施の形態と同様に、ダイオード３６によるクランプにより、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、ダイオード３６、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。
　これにより、上記実施の形態と同様に、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ダイオード３６の順方向電圧に相当する電位ＶｆＤ２まで上昇するが、スイッチング素子３８の閾値電圧Ｖｔｈを超えないので、スイッチング素子２８及び３８が同時にオンする誤点弧が抑制される。
　また、駆動部３０ａの第１の出力端子ＯＵＴ３１及び第２の出力端子ＯＵＴ３２が短絡されているので、第１の出力端子ＯＵＴ３１及び第２の出力端子ＯＵＴ３２が共通の端子となった駆動部３０ａを用いてスイッチング回路４０を構築できる。つまり、スイッチング回路３０を構成する駆動部３０ａとして、１出力タイプの駆動デバイスを使うことで、より汎用的な駆動デバイスを利用することができ、スイッチング回路３０のコストを削減できる。
　（変形例２）
　次に、上記実施の形態の変形例２に係るスイッチング回路４１について説明する。
　図９は、実施の形態の変形例２に係るスイッチング回路４１の回路図である。このスイッチング回路４１は、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０及び３０に置き換えられ得るスイッチング回路である。
　スイッチング回路４１は、ダイオード３９が追加されている点を除いて、上記実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路４０と同じ構成を備える。つまり、本変形例では、スイッチング回路４１は、上記実施の形態の変形例１に係るスイッチング回路４０の構成に加えて、抵抗器３４と並列に接続され、コンデンサ３５側に陽極を有し、抵抗器３３側に陰極を有する第３の整流素子の一例であるダイオード３９を備える。
　図１０は、実施の形態の変形例２に係るスイッチング回路４１をローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。
　「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるが、期間（ｉ）では、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５、ダイオード３９、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れ、コンデンサ３５の電圧が徐々に増大して電圧ＶｆＤ２に達する。その後は（つまり、期間（ｉｉ）では）、上記実施の形態と同様に、ダイオード３６によるクランプにより、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、ダイオード３６、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。
　つまり、期間（ｉ）では、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤは、抵抗器３４に代えて、ダイオード３９を流れるように、バイパスされる。
　これにより、上記変形例１では、スイッチング素子２８のターンオフの瞬間に過大なゲート・ドレイン電流ＩＧＤが抵抗器３４に流れて発生する電圧によって誤点弧を起こすリスクがあったが、本変形例では、バイパス用のダイオード３９により、そのリスクが低減される。
　（変形例３）
　次に、上記実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路４２について説明する。
　図１１は、実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路４２の回路図である。このスイッチング回路４２は、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０及び３０に置き換えられ得るスイッチング回路である。
　スイッチング回路４２は、ツェナーダイオード３７ａが追加されている点を除いて、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０及び３０と同じ構成を備える。つまり、本変形例では、スイッチング回路４２は、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０又は３０（ここでは、スイッチング回路３０）の構成に加えて、ソース端子Ｓ３１とゲート端子Ｇ３１との間で、かつ、ダイオード３７と直列に接続され、ゲート端子Ｇ３１側に陽極を有し、ソース端子Ｓ３１側に陰極を有するツェナーダイオード３７ａを備える。
　図１２は、実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路４２をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第１の動作を示すタイミングチャートである。
　「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、入力端子Ａの入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化することで、スイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位（ＶｂＺＤ１＋ＶｆＤ１））からターンオンさせるＨｉｇｈ（つまり、電位ＶＧＳＦ）に変化する。なお、電圧ＶｂＺＤ１は、ツェナーダイオード３７ａのツェナー電圧である。電圧ＶｆＤ１は、ダイオード３７の順方向電圧である。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオン状態からターンオフ状態となったときに、ローサイドでは、スイッチング素子３８はターンオフ状態ではあるが、誘導性負荷であるインダクタ１５に起因して、インダクタ１５に向かって流れる電流をスイッチング素子３８のソースからドレインに向かって通電しようとする。そのためドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは急速に下降し、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤに充電された電荷は急速に放電される。これにより、ゲート端子Ｇ３１からゲート・ドレイン間容量ＣＧＤを介してドレイン端子Ｄ３１に至る経路で、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。このゲート・ドレイン電流ＩＧＤは、ゲート端子Ｇ３１から第２の出力端子ＯＵＴ３２、及び、第２の電源入力端子Ｖ３２からソース端子Ｓ３１にかけての寄生インダクタンスに誘導起電力を発生させ、電圧や発振状態を起こす。これらの電圧はダイオード３６によってクランプされることなくゲート・ソース間電圧ＶＧＳに重畳され、誤点弧のリスクとなり得る。これに対して、ツェナーダイオード３７ａを挿入することでゲート・ソース間の負バイアスを大きくし、ターンオフ時の放電量を調整することで、誘導起電力によって電圧が重畳しても誤点弧が起こらない対策をすることが可能になる。また、ツェナー電圧の違うツェナーダイオード３７ａを選択することで、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスの値を細かく調整できるようになるため、誤点弧リスクと負バイアスの増加による還流時の損失とのトレードオフを調整しやすくなり、高速な動作を行うスイッチング素子３８の性能を極限まで引き出すことができる。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、スイッチング素子３８の還流動作において、スイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが下降していくが、ツェナーダイオード３７ａ及びダイオード３７により、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、減少することなく一定値（つまり、－ＶｂＺＤ１－ＶｆＤ１）となる。スイッチング素子３８がソースからドレインに向かって還流電流を通電し、還流動作を行うためにはドレイン電圧がゲート電圧よりもソース・ドレイン電圧ＶＳＤ分低い電圧となる必要がある。よって、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは、下降した後、負の電位（具体的には、負の電位（ソース・ドレイン電圧ＶＳＤ＋ＶｂＺＤ１＋ＶｆＤ１））となる。
　図１３は、実施の形態の変形例３に係るスイッチング回路４２をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。
　「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、入力端子Ａの入力信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化することで、スイッチ素子３１がオンで、かつ、スイッチ素子３２がオフの第１の出力状態から、スイッチ素子３１がオフで、かつ、スイッチ素子３２がオンの第２の出力状態に変化し、その結果、スイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオンさせるＨｉｇｈからターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位（ＶｂＺＤ１＋ＶｆＤ１））に変化する。このように、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳのＬｏｗでは、実施の形態よりも、ツェナーダイオード３７ａのツェナー電圧ＶｂＺＤ１の分だけ負にバイアスされる。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５及びダイオード３６の並列回路、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。
　より詳しくは、上記期間（ｉ）では、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れ、コンデンサ３５の電圧が徐々に増大して電圧ＶｆＤ２に達する。その後は（つまり、期間（ｉｉ）では）、ダイオード３６によるクランプにより、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、ダイオード３６、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。これにより、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ダイオード３６の順方向電圧に相当する電位ＶｆＤ２まで上昇するが、スイッチング素子３８の閾値電圧Ｖｔｈを超えない。つまり、本変形例では、コンデンサ３５に残っている負バイアス量がツェナーダイオード３７ａによって増加しているため、コンデンサ３５の容量値が十分に大きければ、コンデンサ３５の電位変化が抑えられ、ダイオード３６が導通せずにスイッチング（スイッチング素子３８のターンオフ）が完了し、誤点弧のリスクが低減される。よって、スイッチング素子２８及び３８が同時にオンする誤点弧が抑制され、特許文献２についての第４の問題が解消される。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（つまり、「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、上述したように、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるので、スイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは、Ｌｏｗ（つまり、負の電位（ソース・ドレイン電圧ＶＳＤ＋ＶｂＺＤ１＋ＶｆＤ１））からＨｉｇｈに向けて上昇する。
　以上のように、本変形例に係るスイッチング回路４２によれば、ダイオード３７と直列にツェナーダイオード３７ａが接続されているので、スイッチング素子３８の還流動作時に、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳの負バイアスを大きくでき、誤点弧リスクが低減される。
　（変形例４）
　次に、上記実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路４３について説明する。
　図１４は、実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路４３の回路図である。このスイッチング回路４３は、上記変形例３に係るスイッチング回路４２におけるツェナーダイオード３７ａを少なくとも１つの整流素子（本変形例では、２つのダイオード３７ｂ及び３７ｃ）に置き換えた回路に相当する。つまり、本変形例では、スイッチング回路４３は、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０又は３０（ここでは、スイッチング回路３０）の構成に加えて、）ソース端子Ｓ３１とゲート端子Ｇ３１との間で、かつ、ダイオード３７と直列に接続され、ゲート端子Ｇ３１側に陽極を有し、ソース端子Ｓ３１側に陰極を有する少なくとも１つの整流素子（ここでは、２つのダイオード３７ｂ及び３７ｃ）を備える。
　図１５は、実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路４３をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第１の動作を示すタイミングチャートである。
　「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、入力端子Ａの入力信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化することで、スイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位（ＶｆＤ１＋ＶｆＤ４＋ＶｆＤ５））からターンオンさせるＨｉｇｈ（つまり、電位ＶＧＳＦ）に変化する。なお、電圧ＶｆＤ４及びＶｆＤ５は、それぞれ、ダイオード３７ｂ及び３７ｃの順方向電圧である。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオン状態からターンオフ状態となったときに、ローサイドでは、スイッチング素子３８はターンオフ状態ではあるが、誘導性負荷であるインダクタ１５に起因して、インダクタ１５に向かって流れる電流をスイッチング素子３８のソースからドレインに向かって通電しようとする。そのためドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは急速に下降し、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤに充電された電荷は急速に放電される。これにより、ゲート端子Ｇ３１からゲート・ドレイン間容量ＣＧＤを介してドレイン端子Ｄ３１に至る経路で、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。このゲート・ドレイン電流ＩＧＤは、ゲート端子Ｇ３１から第２の出力端子ＯＵＴ３２、及び、第２の電源入力端子Ｖ３２からソース端子Ｓ３１にかけての寄生インダクタンスに誘導起電力を発生させ、電圧や発振状態を起こす。これらの電圧はダイオード３６によってクランプされることなくゲート・ソース間電圧ＶＧＳに重畳され、誤点弧のリスクとなり得る。これに対して、ダイオード３７ｂ及び３７ｃを挿入することでゲート・ソース間の負バイアスを大きくし、ターンオフ時の放電量を調整することで、誘導起電力によって電圧が重畳しても誤点弧が起こらない対策をすることが可能になる。また、順方向電圧の異なるダイオード３７ｂ及び３７ｃやその個数を選択することで、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスの値を細かく調整できるようになるため、誤点弧リスクと負バイアスの増加による還流時の損失とのトレードオフを調整しやすくなり、高速な動作を行うスイッチング素子３８の性能を極限まで引き出すことができる。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、スイッチング素子３８の還流動作において、スイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが下降していくが、ダイオード３７、３７ｂ及び３７ｃにより、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、減少することなく一定値（具体的には、負の電位（ソース・ドレイン電圧ＶＳＤ＋ＶｆＤ１＋ＶｆＤ４＋ＶｆＤ５））となる。
　図１６は、実施の形態の変形例４に係るスイッチング回路４３をハイサイド及びローサイドのスイッチング回路として適用したハーフブリッジ回路の第２の動作を示すタイミングチャートである。
　「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ローサイドでは、入力端子Ａの入力信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化することで、スイッチ素子３１がオンで、かつ、スイッチ素子３２がオフの第１の出力状態から、スイッチ素子３１がオフで、かつ、スイッチ素子３２がオンの第２の出力状態に変化し、その結果、スイッチング素子３８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ターンオンさせるＨｉｇｈからターンオフさせるＬｏｗ（つまり、負の電位（ＶｆＤ１＋ＶｆＤ４＋ＶｆＤ５））に変化する。このように、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳのＬｏｗでは、実施の形態よりも、ダイオード３７ｂ及び３７ｃの分だけ負にバイアスされる。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＩＧＤ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５及びダイオード３６の並列回路、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。
　より詳しくは、上記期間（ｉ）では、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、コンデンサ３５、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れ、コンデンサ３５の電圧が徐々に増大して電圧ＶｆＤ２に達する。その後は（つまり、期間（ｉｉ）では）、ダイオード３６によるクランプにより、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１から、ゲート・ドレイン間容量ＣＧＤ、ゲート端子Ｇ３１、ダイオード３６、及び、スイッチ素子３２を介してＧＮＤに向けて、ゲート・ドレイン電流ＩＧＤが流れる。これにより、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」の波形に示されるように、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、ダイオード３６の順方向電圧に相当する電位ＶｆＤ２まで上昇するが、スイッチング素子３８の閾値電圧Ｖｔｈを超えない。つまり、本変形例では、コンデンサ３５に残っている負バイアス量がダイオード３７ｂ及び３７ｃによって増加しているため、コンデンサ３５の容量値が十分に大きければ、コンデンサ３５の電位変化が抑えられ、ダイオード３６が導通せずにスイッチング（スイッチング素子３８のターンオフ）が完了し、誤点弧のリスクが低減される。よって、スイッチング素子２８及び３８が同時にオンする誤点弧が抑制され、特許文献２についての第４の問題が解消される。
　また、「Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ　ＶＤＳ」の波形に示されるように、ハイサイドのスイッチング素子２８がターンオンしたときに（つまり、「Ｈｉｇｈ－ｓｉｄｅ　ＶＧＳ」でゲート・ソース間電圧ＶＧＳがＨｉｇｈになったときに）、ローサイドでは、上述したように、スイッチング素子３８のドレイン端子Ｄ３１にスイッチング素子２８のソース端子Ｓ２１から出力された電圧が印加されるので、スイッチング素子３８のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは、Ｌｏｗ（つまり、負の電位（ソース・ドレイン電圧ＶＳＤ＋ＶｆＤ１＋ＶｆＤ４＋ＶｆＤ５））からＨｉｇｈに向けて上昇する。
　以上のように、本変形例に係るスイッチング回路４３によれば、ダイオード３７と直列に少なくとも１つのダイオード３７ｂ及び３７ｃが接続されているので、スイッチング素子３８の還流動作時に、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳの負バイアスを大きくでき、誤点弧リスクが低減される。
　（変形例５）
　次に、上記実施の形態の変形例５に係るスイッチング回路４４について説明する。
　図１７は、実施の形態の変形例５に係るスイッチング回路４４の回路図である。このスイッチング回路４４は、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０又は３０（ここでは、スイッチング回路３０）の構成に加えて、さらに、スイッチング素子３８、第１の出力端子ＯＵＴ３１、第２の出力端子ＯＵＴ３２、ダイオード３７、抵抗器３３、抵抗器３４及びコンデンサ３５の直列回路、並びに、ダイオード３６を収容する単一のパッケージ４８を備える。パッケージ４８は、封止材として、例えば、樹脂又はセラミックが用いられる。
　なお、本変形例では、スイッチング素子３８は、ソース端子Ｓ３１として、２つのソース端子（第１のソース端子Ｓ３１ａ及び第２のソース端子Ｓ３１ｂ）を有する。第１のソース端子Ｓ３１ａは、スイッチング素子３８のソース電極と低抵抗の配線で接続され、スイッチング素子３８の主電流（つまり、ドレイン電流）が流れる端子である。第２のソース端子Ｓ３１ｂは、スイッチング素子３８のソース電極と寄生インダクタンスを介して接続され、スイッチング素子３８の駆動時の基準電位として用いられる端子である。このような構成により、スイッチング素子３８のソース電極を分枝した一方（つまり、第２のソース端子Ｓ３１ｂ）が駆動部３０ａに接続されるという構成により、スイッチング素子３８の駆動制御に対する、ドレイン・ソース間を流れる主電流の影響を除くことが可能となる。
　パッケージ４８は、コンデンサ３５の両端のそれぞれと接続される第１の端子Ｔ１及び第２の端子Ｔ２、ダイオード３７の陽極と接続される第３の端子Ｔ３、第２のソース端子Ｓ３１ｂと接続された第４の端子Ｔ４、ドレイン端子Ｄ３１と接続された第５の端子Ｔ５、第１のソース端子Ｓ３１ａと接続された第６の端子Ｔ６、第１の電源入力端子Ｖ３１と接続された第７の端子Ｔ７、並びに、入力端子ＩＮ３１と接続された第８の端子Ｔ８を有する。
　本変形例では、パッケージ４８の外部において、第１の端子Ｔ１と第２の端子Ｔ２との間に、コンデンサ３５が接続され、第３の端子Ｔ３と第４の端子Ｔ４との間が短絡（つまり、短絡用の配線（短絡線）が接続）され、上記実施の形態に係るスイッチング回路２０及び３０と同じ回路構成が実現されている。
　このように、本変形例に係るスイッチング回路４４によれば、抵抗器３４及び３５、ダイオード３６及び３７、駆動部３０ａ、スイッチング素子３８が１つのパッケージに収められているので、これらの部品の回路基板への実装面積が大幅に低減され、スイッチング回路４４を用いた機器の小型化に貢献できる。
　一般に、複雑なスイッチング回路をパッケージ内に収めることは、個別のアプリケーションに依存する駆動時の電圧や電流仕様に合わせたスイッチング特性の調整が不可能になる。これに対して、本変形例に係るスイッチング回路４４によれば、スイッチング速度の調整を外付けのコンデンサ３５で行うことができる。
　また、一般に、駆動部、スイッチング素子、抵抗器、ダイオードからなるスイッチング回路では、パッケージの持つ、半導体デバイスの接合のためのワイヤやリードフレームの持つインダクタンス成分や、受動部品や基板パターンによるインダクタンス成分が大きいため、ドレイン・ゲート間に流れる急峻な電流により、電圧や発振状態が発生し、誤点弧のリスクが高まる。これに対して、本変形例に係るスイッチング回路４４によれば、１パッケージ化することで、受動部品やダイオード、駆動部、あるいはスイッチング素子が１つのチップの半導体上に構成できるため、それらのインダクタンス成分を低減することができる。なお、高耐圧のスイッチング素子３８と低耐圧の駆動部３０ａのデバイスが別チップに分かれていても同様の効果がある。
　このように、本変形例に係るパッケージ化されたスイッチング回路４４によれば、インダクタンス成分が低減され、ゲート・ドレイン間容量を伝わる電流の電流変化に対する誘導電圧が低減されるため、より高速なドレイン・ソース間電圧の変動に対しても誤点弧が起こらないスイッチング回路が実現される。
　なお、図１８に示されるバリエーションに係るスイッチング回路４５のように、パッケージの外部において、第３の端子Ｔ３と第４の端子Ｔ４との間に、短絡線に代えて、第３の端子Ｔ３側に陽極を有し、第４の端子Ｔ４側に陰極を有するツェナーダイオード３７ａが接続されてもよい。これにより、上記変形例３に係るスイッチング回路４２に対応するパッケージが実現される。よって、外付け部品として、ツェナー電圧の違うツェナーダイオード３７ａを選択することで、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスの値を細かく調整できるようになるため、誤点弧のリスクと負バイアスの増加による還流時の損失とのトレードオフを調整しやすくことができ、高速な動作を行うスイッチング素子３８の性能を極限まで引き出すことができる。
　また、図１９に示される他のバリエーションに係るスイッチング回路４６のように、パッケージの外部において、第３の端子Ｔ３と第４の端子Ｔ４との間に、短絡線に代えて、第３の端子Ｔ３側に陽極を有し、第４の端子Ｔ４側に陰極を有する、直列に接続された複数の整流素子（ダイオード３７ｂ及び３７ｃ）が接続されてもよい。これにより、上記変形例４に係るスイッチング回路４３に対応するパッケージが実現される。よって、外付け部品として、順方向電圧の異なるダイオード３７ｂ及び３７ｃやその個数を選択することで、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスの値を細かく調整できるようになるため、誤点弧リスクと負バイアスの増加による還流時の損失とのトレードオフを調整しやすくなり、高速な動作を行うスイッチング素子３８の性能を極限まで引き出すことができる。
　以上、本発明に係るスイッチング回路について、実施の形態及び変形例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態及び変形例に限定されるものではない。本発明の主旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を実施の形態及び変形例に施したものや、実施の形態及び変形例における一部の構成要素を組み合わせて構築される別の形態も、本発明の範囲内に含まれる。
　例えば、上記実施の形態及び変形例１～４では、スイッチング素子２８及び３８は、１つのソース端子をもつタイプであったが、変形例５のように、２つのソース端子をもつタイプであってもよい。これにより、上記実施の形態及び変形例１～４においても、スイッチング素子の駆動制御に対する、ドレイン・ソース間を流れる主電流の影響を除くことが可能となる。
　また、上記変形例３、変形例４では、上記実施の形態に係るスイッチング回路に対して、ツェナーダイオード３７ａ、ダイオード３７ｂ及び３７ｃが追加されたが、上記変形例１又は変形例２に係るスイッチング回路に対して、ツェナーダイオード３７ａ、ダイオード３７ｂ及び３７ｃが追加されてもよい。これにより、１出力タイプの駆動部を用いることで、スイッチング回路のコストを削減できる。
　また、上記変形例５では、上記実施の形態、変形例３、変形例４に係るスイッチング回路がパッケージに収容されたが、上記変形例１、変形例２に係るスイッチング回路がパッケージに収容されてもよい。これにより、１出力タイプの駆動部を用いることで、パッケージ化されたスイッチング回路のコストを削減できる。
　また、上記変形例４、上記変形例５の図１９に示されたスイッチング回路では、外付け部品として、２つのダイオード３７ｂ及び３７ｃが接続されたが、少なくとも１つのダイオードが接続されればよい。ダイオードの個数については、ゲート端子Ｇ３１への負バイアスの値を調整する観点から決定すればよい。
　また、一つのパッケージに収容する回路としては、一つの当該スイッチング回路に限られず、複数のスイッチング回路であってもよい。一つのスイッチング回路のドレインと、別個のスイッチング回路のソースを繋げて、ハーフブリッジ回路を構成し、パッケージに収容してもよい。一つのハーフブリッジ回路に限られず、複数のハーフブリッジ回路であってもよい。
　また、上記実施の形態では、スイッチング素子２８及び３８は、オーミック接合のゲート電極を有するＧａＮトランジスタであったが、ショットキー接合のゲート電極を有するＧａＮトランジスタであってもよい。いずれのタイプのＧａＮトランジスタであって、ノーマリオフ動作と大電流及び低オン抵抗とを両立した高周波用途のスイッチング素子として用いることができる。
　本発明は、ノーマリオフ型のスイッチング素子を駆動するスイッチング回路として、特に、誤点弧が抑制されたハーフブリッジ回路を構成するスイッチング回路として、例えば、スイッチング電源やインバータ等の機器に用いられるスイッチング回路として、利用できる。
　１０　ハーフブリッジ回路
　１１、１３　インバータ
　１２、１４、１６　電源
　１５　インダクタ
　２０、３０、４０～４６　スイッチング回路
　２０ａ、３０ａ　駆動部
　２１、２２、３１、３２　スイッチ素子
　２３、２４、３３、３４　抵抗器
　２５、３５　コンデンサ
　２６、２７、３６、３７、３７ｂ、３７ｃ、３９　ダイオード
　２８、３８　スイッチング素子
　３７ａ　ツェナーダイオード
　４８　パッケージ
　Ａ、Ｂ　入力端子
　Ｖ２１、Ｖ３１　第１の電源入力端子
　Ｖ２２、Ｖ３２　第２の電源入力端子
　ＩＮ２１、ＩＮ３１　入力端子
　ＯＵＴ２１、ＯＵＴ３１　第１の出力端子
　ＯＵＴ２２、ＯＵＴ３２　第２の出力端子
　Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３、Ｓ３１、Ｓ３２、Ｓ３３　ソース端子
　Ｓ３１ａ　第１のソース端子
　Ｓ３１ｂ　第２のソース端子
　Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ３３　ドレイン端子
　Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３　ゲート端子

Claims (11)

  1. 　ソース端子、ドレイン端子及びゲート端子を有するノーマリオフ型の接合型電界効果トランジスタと、
    　第１の電源入力端子、前記第１の電源入力端子の電位又はハイインピーダンス状態を出力する第１の出力端子、第２の電源入力端子、前記第２の電源入力端子の電位又はハイインピーダンス状態を出力する第２の出力端子、及び、前記第１の出力端子が前記第１の電源入力端子の電位を出力し、かつ、前記第２の出力端子がハイインピーダンス状態を出力する第１の出力状態と、前記第１の出力端子がハイインピーダンス状態を出力し、かつ、前記第２の出力端子が前記第２の電源入力端子の電位を出力する第２の出力状態とを切り替えるための入力端子を有する駆動部と、
    　前記ソース端子と前記ゲート端子との間に接続され、前記ソース端子側に陽極を有し、前記ゲート端子側に陰極を有する第１の整流素子と、
    　前記第１の出力端子と前記ゲート端子との間に接続された第１の抵抗器と、
    　前記第１の抵抗器と並列に接続された直列回路であって、直列に接続されたコンデンサと第２の抵抗器とを有する直列回路と、
    　前記ゲート端子側に陽極を有し、前記第２の出力端子側に陰極を有する第２の整流素子とを備え、
    　前記ソース端子は、前記第２の電源入力端子と接続され、
    　前記第２の整流素子は、直列に接続された前記コンデンサ及び前記第２の抵抗器のうちの少なくとも前記コンデンサと並列に接続されている
    　スイッチング回路。
  2. 　前記第２の整流素子は、直列に接続された前記コンデンサ及び前記第２の抵抗器のうちの前記コンデンサだけと並列に接続されている
    　請求項１記載のスイッチング回路。
  3. 　前記第２の整流素子は、直列に接続された前記コンデンサ及び前記第２の抵抗器と並列に接続されている
    　請求項１記載のスイッチング回路。
  4. 　さらに、前記第２の抵抗器と並列に接続され、前記コンデンサ側に陽極を有し、前記第１の抵抗器側に陰極を有する第３の整流素子を備える
    　請求項３記載のスイッチング回路。
  5. 　さらに、前記ソース端子と前記ゲート端子との間で、かつ、前記第１の整流素子と直列に接続され、前記ゲート端子側に陽極を有し、前記ソース端子側に陰極を有するツェナーダイオードを備える
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のスイッチング回路。
  6. 　さらに、前記ソース端子と前記ゲート端子との間で、かつ、前記第１の整流素子と直列に接続され、前記ソース端子側に陽極を有し、前記ゲート端子側に陰極を有する少なくとも１つの整流素子を備える
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のスイッチング回路。
  7. 　さらに、前記接合型電界効果トランジスタ、前記第１の出力端子、前記第２の出力端子、前記第１の整流素子、前記第１の抵抗器、前記直列回路、及び、前記第２の整流素子を収容する単一のパッケージを備え、
    　前記パッケージは、前記コンデンサの両端のそれぞれと接続される第１の端子及び第２の端子、前記第１の整流素子の陽極と接続される第３の端子、並びに、前記ソース端子と接続される第４の端子を有する
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のスイッチング回路。
  8. 　さらに、前記パッケージの外部に配置され、前記第３の端子と前記第４の端子とを短絡する配線を備える
    　請求項７記載のスイッチング回路。
  9. 　さらに、前記パッケージの外部に配置され、前記第３の端子と前記第４の端子との間に接続され、前記第３の端子側に陽極を有し、前記第４の端子側に陰極を有するツェナーダイオードを備える
    　請求項７記載のスイッチング回路。
  10. 　さらに、前記パッケージの外部に配置され、前記第３の端子と前記第４の端子との間に接続され、前記第４の端子側に陽極を有し、前記第３の端子側に陰極を有する、直列に接続された複数の整流素子を備える
    　請求項７記載のスイッチング回路。
  11. 　前記接合型電界効果トランジスタは、ｐ型窒化物半導体、及び、前記ｐ型窒化物半導体とオーミック接触するゲート電極で構成されるゲート部を有する
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のスイッチング回路。
PCT/JP2019/000731 2018-02-28 2019-01-11 スイッチング回路 Ceased WO2019167446A1 (ja)

Priority Applications (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020502843A JP7369953B2 (ja) 2018-02-28 2019-01-11 スイッチング回路
CN202410877692.1A CN118868892A (zh) 2018-02-28 2019-01-11 开关电路
EP21199382.9A EP3955442B1 (en) 2018-02-28 2019-01-11 Switching circuit
CN201980014358.0A CN111771322B (zh) 2018-02-28 2019-01-11 开关电路
EP19761119.7A EP3761491B1 (en) 2018-02-28 2019-01-11 Switching circuit
US17/003,900 US11031935B2 (en) 2018-02-28 2020-08-26 Switching circuit
US17/308,805 US11398820B2 (en) 2018-02-28 2021-05-05 Switching circuit
JP2022189130A JP7457951B2 (ja) 2018-02-28 2022-11-28 スイッチング回路

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018035949 2018-02-28
JP2018-035949 2018-02-28

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US17/003,900 Continuation US11031935B2 (en) 2018-02-28 2020-08-26 Switching circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019167446A1 true WO2019167446A1 (ja) 2019-09-06

Family

ID=67808838

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/000731 Ceased WO2019167446A1 (ja) 2018-02-28 2019-01-11 スイッチング回路

Country Status (5)

Country Link
US (2) US11031935B2 (ja)
EP (2) EP3761491B1 (ja)
JP (2) JP7369953B2 (ja)
CN (2) CN118868892A (ja)
WO (1) WO2019167446A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111835321A (zh) * 2020-06-10 2020-10-27 深圳圣德京粤科技有限公司 一种脉冲宽度限制电路及方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3761491B1 (en) * 2018-02-28 2025-08-06 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Switching circuit
JP6981393B2 (ja) * 2018-10-26 2021-12-15 オムロン株式会社 スイッチング素子の駆動回路及びスイッチング回路
CN113098240B (zh) * 2021-03-31 2024-01-16 西北工业大学 一种Cascode型GaN功率器件的驱动电路
US12212226B2 (en) * 2021-06-28 2025-01-28 Ancora Semiconductors Inc. Conversion circuit
DE102021208085A1 (de) * 2021-07-27 2023-02-02 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Vorrichtung und Verfahren zum Schalten einer Vielzahl von parallelgeschalteten Halbleitertransistoren
US11936383B2 (en) * 2021-12-01 2024-03-19 Tagore Technology, Inc. Bias-less dynamic miller clamp
US20230216402A1 (en) * 2022-01-04 2023-07-06 Nuvolta Technologies (Hefei) Co., Ltd. Gate Drive Voltage Regulation Apparatus and Control Method
TW202335204A (zh) * 2022-02-25 2023-09-01 嘉和半導體股份有限公司 封裝結構
EP4333305A1 (en) * 2022-08-31 2024-03-06 Nexperia B.V. A voltage gate driver for a semiconductor-based transistor, as well as a power switch device, and a corresponding method
JP2024042823A (ja) * 2022-09-16 2024-03-29 ローム株式会社 スイッチ装置、電子機器、車両
US12334917B2 (en) * 2022-12-16 2025-06-17 United Silicon Carbide, Inc. Voltage-source gate drive having shunt capacitors and shunt resistors
CN116318104A (zh) * 2023-01-03 2023-06-23 台达电子企业管理（上海）有限公司 开关器件的驱动系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01209956A (ja) * 1988-02-18 1989-08-23 Sony Corp 共振形コンバータ
JPH0487373A (ja) * 1990-07-31 1992-03-19 Fujitsu Ltd 半導体装置
JPH04230116A (ja) * 1990-12-27 1992-08-19 Sanyo Electric Co Ltd 電界効果トランジスタのドライブ回路
JP2016040967A (ja) 2014-08-12 2016-03-24 ニチコン株式会社 ゲート駆動回路
US20160261266A1 (en) * 2015-03-02 2016-09-08 Infineon Technologies Austria Ag Electronic Circuit
WO2017081856A1 (ja) 2015-11-09 2017-05-18 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング回路

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19841733A1 (de) * 1998-09-11 2000-03-16 Siemens Ag Stromversorgungseinrichtung
JP2002208850A (ja) * 2000-11-13 2002-07-26 Mitsubishi Electric Corp 半導体スイッチ装置
JP3978312B2 (ja) * 2001-02-27 2007-09-19 三菱電機株式会社 サイリスタ用ゲートドライバ
JP2007215389A (ja) 2006-01-12 2007-08-23 Hitachi Ltd パワー半導体素子とこれを用いた半導体回路
JP2013013044A (ja) * 2011-05-31 2013-01-17 Sanken Electric Co Ltd ゲートドライブ回路
CN104604134B (zh) * 2012-08-30 2017-06-30 株式会社电装 半导体装置
JP6163981B2 (ja) * 2013-09-03 2017-07-19 ダイキン工業株式会社 駆動装置および電力変換システム
JP2015208111A (ja) 2014-04-21 2015-11-19 ニチコン株式会社 ゲート駆動回路
JP2016096679A (ja) 2014-11-14 2016-05-26 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 ゲート駆動回路
JP6419649B2 (ja) 2015-05-28 2018-11-07 ニチコン株式会社 ゲート駆動回路
JP6477442B2 (ja) * 2015-11-24 2019-03-06 トヨタ自動車株式会社 スイッチング回路及び電力変換回路
US9998111B2 (en) * 2015-12-16 2018-06-12 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Power switch drivers with equalizers for paralleled switches
JP2018007539A (ja) 2016-06-28 2018-01-11 富士電機株式会社 半導体装置
US10826479B2 (en) * 2016-07-06 2020-11-03 Delta Electronics, Inc. Waveform conversion circuit for gate driver
US10348286B2 (en) * 2016-07-06 2019-07-09 Delta Electronics, Inc. Waveform conversion circuit for gate driver
US10826484B2 (en) * 2016-07-06 2020-11-03 Delta Electronics, Inc. Waveform conversion circuit for gate driver
JP6645924B2 (ja) * 2016-07-12 2020-02-14 株式会社東芝 半導体装置及び電力変換装置
EP3761491B1 (en) * 2018-02-28 2025-08-06 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Switching circuit

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01209956A (ja) * 1988-02-18 1989-08-23 Sony Corp 共振形コンバータ
JPH0487373A (ja) * 1990-07-31 1992-03-19 Fujitsu Ltd 半導体装置
JPH04230116A (ja) * 1990-12-27 1992-08-19 Sanyo Electric Co Ltd 電界効果トランジスタのドライブ回路
JP2016040967A (ja) 2014-08-12 2016-03-24 ニチコン株式会社 ゲート駆動回路
US20160261266A1 (en) * 2015-03-02 2016-09-08 Infineon Technologies Austria Ag Electronic Circuit
WO2017081856A1 (ja) 2015-11-09 2017-05-18 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111835321A (zh) * 2020-06-10 2020-10-27 深圳圣德京粤科技有限公司 一种脉冲宽度限制电路及方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP7369953B2 (ja) 2023-10-27
EP3955442B1 (en) 2025-03-05
CN111771322B (zh) 2024-09-17
US20210258008A1 (en) 2021-08-19
JP2023016898A (ja) 2023-02-02
CN111771322A (zh) 2020-10-13
EP3761491B1 (en) 2025-08-06
CN118868892A (zh) 2024-10-29
EP3761491A4 (en) 2021-04-21
JPWO2019167446A1 (ja) 2021-02-25
US20200395933A1 (en) 2020-12-17
EP3955442A1 (en) 2022-02-16
JP7457951B2 (ja) 2024-03-29
EP3761491A1 (en) 2021-01-06
US11398820B2 (en) 2022-07-26
US11031935B2 (en) 2021-06-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7457951B2 (ja) スイッチング回路
CN111193395B (zh) 基于零电流检测的谐振转换器控制
CN111799992B (zh) GaN半桥电路和GaN自举电源电压发生器电路
US8928363B2 (en) Semiconductor drive circuit and power conversion apparatus using same
TWI822264B (zh) 電子電路及操作一電子電路之方法
US8587362B2 (en) Gate driver and semiconductor device employing the same
US8952750B2 (en) Semiconductor power modules and devices
US8766711B2 (en) Switching circuit with controlled driver circuit
CN114172123B (zh) 半导体装置
JP2014512765A (ja) ノーマリーオフ装置およびノーマリーオン装置を含むカスケードスイッチ並びに本スイッチを備える回路
US8461881B2 (en) High power, high speed solid state relay
WO2017081856A1 (ja) スイッチング回路
JP2018088801A (ja) 構成可能なクランプ回路
JP2014193022A (ja) スイッチング回路および電力変換装置
KR101329610B1 (ko) 반도체장치
JP5832845B2 (ja) 半導体モジュール及び電力変換モジュール
CN111416602A (zh) 半导体装置
JP2024039516A (ja) 半導体装置およびスイッチング回路
CN118214256A (zh) 具有分流电容器和分流电阻器的电压源栅极驱动器
TW202611662A (zh) 電子電路及操作一電子電路之方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19761119

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020502843

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019761119

Country of ref document: EP

Effective date: 20200928

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 2019761119

Country of ref document: EP