WO2020136700A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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cell
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arm
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藤井　俊行
修平 藤原
涼介 宇田
和順 田畠
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • a modular multi-level converter (hereinafter, referred to as an MMC converter) in which a plurality of unit converters (hereinafter, referred to as converter cells) are connected in a cascade is provided with a high voltage by increasing the number of converter cells. It can be dealt with easily.
  • the modular multilevel converter is widely applied to a power transmission and distribution system as a large-capacity static var compensator or an AC/DC converter for high-voltage DC transmission.
  • the converter cell includes a plurality of switching elements and a storage element (sometimes referred to as a capacitor). In the MMC converter, even if the converter cell fails, the operation can be continued by bypassing the failed converter cell.
  • the modulation factor of each arm is adjusted by adjusting the number of operations of the converter cell in each arm according to the number of failures of the arm having the largest number of converter cell faults and by increasing the capacitor voltage.
  • the operation method that does not require adjustment is described.
  • Patent Document 1 does not consider the harmonic component of the arm current that increases after bypassing the failed converter cell.
  • the output voltage of the converter cell of the MMC converter in addition to the frequency components included in the arm voltage command value such as the fundamental wave component on the AC output side (hereinafter, simply the fundamental wave component) and the direct current component, the switching frequency component,
  • the components of the order of integers and harmonic components such as sideband components thereof (hereinafter, simply referred to as harmonic components) are included.
  • the MMC converter that uses the phase shift PWM (Pulse Width Modulation) method evenly shifts the reference phase of the PWM of each converter cell in each arm, and thus the harmonic components of the output voltage of each converter cell. To offset. As a result, the switching frequency of the arm output voltage can be increased.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the output voltage of the failed converter cell becomes zero.
  • the shift amount of the PWM reference phase is not equal, and the harmonic components of the output voltage of each converter cell cannot be canceled.
  • a harmonic component of the output voltage of each converter cell remains in the output voltage of the arm. This concentrates the energy of the harmonic components on some converter cells. As a result, the capacitor voltage of some of the converter cells may deviate from the protection level, and the MMC converter may stop protection.
  • an object of the present invention is to provide a power conversion device that can suppress the harmonic component of the output voltage of the arm that increases after bypassing the failed converter cell.
  • the power converter of the present invention includes a power converter having an arm in which a plurality of converter cells including two or more switching elements, a power storage element, and a pair of output terminals are connected in series, and each converter cell. And a controller for controlling the voltage of the plurality of converter cells by the phase shift PWM control using the carrier signal of 1.
  • the converter cell has a switch for bypassing the converter cell. When the controller detects a faulty converter cell in the arm, it bypasses the faulty converter cell in the arm and determines the phase of the carrier signals of the healthy transducer cells in the arm caused by the faulty converter cell. Improves uneven spacing.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an internal configuration of a control device 3 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a basic control unit 502.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of an arm control unit 503.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of an individual cell control unit 202.
  • FIG. 9 is a diagram showing a carrier reference phase ⁇ 1 before a failure in the converter cell 7_2 and a carrier reference phase ⁇ 2 after a failure in the converter cell 7_2 in the specific example 1 of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a carrier reference phase ⁇ 1 before a failure in the converter cell 7_3 and a carrier reference phase ⁇ 2 after a failure in the converter cell 7_3 in the specific example 2 of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a change of a carrier signal in the specific example 1 of FIG. 7.
  • 3 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration of control device 3.
  • FIG. 9 is a diagram showing a carrier reference phase ⁇ 1 before a failure in the converter cell 7_2 and a carrier reference phase ⁇ 2 after a failure in the converter cell 7_2 in the specific example 1 of the second embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing a carrier reference phase ⁇ 1 before a failure in the converter cell 7_3 and a carrier reference phase ⁇ 2 after a failure in the converter cell 7_3 in the specific example 2 of the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing changes in the carrier signal of the first specific example of FIG. 11.
  • FIG. 9 is a diagram showing a carrier reference phase ⁇ 1 before a failure in the converter cell 7_2 and a carrier reference phase ⁇ 2 after a failure in the converter cell 7_2 in the specific example 1 of the third embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing a carrier reference phase ⁇ 1 before a failure in the converter cell 7_3 and a carrier reference phase ⁇ 2 after a failure in the converter cell 7_3 in the specific example 2 of the third embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating changes in the carrier signal of the specific example 1 of FIG. 14.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a control device 3 of a fourth embodiment. It is a figure showing the structure of the circulating current control part 610 for cell balances.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of an arm voltage command generation unit 601 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a control device 3 of the fifth embodiment. It is a figure showing the structure of the power converter device 1A of Embodiment 6. It is a figure showing the one part structure of the power converter device 1A. It is a figure showing the one part structure of the power converter device 1B. It is a figure showing the structure of the basic control part 502A of a modification.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device 1 according to an embodiment.
  • a power conversion device 1 is configured by a modular multilevel converter including a plurality of converter cells connected in series with each other.
  • the “converter cell” is also called a “sub-module”, SM, or “unit converter”.
  • the power conversion device 1 performs power conversion between the DC circuit 14 and the AC circuit 12.
  • the power conversion device 1 includes a power converter 2 and a control device 3.
  • the power converter 2 includes a plurality of leg circuits 4u, which are connected in parallel with each other between a positive electrode DC terminal (that is, a high potential side DC terminal) Np and a negative electrode DC terminal (that is, a low potential side DC terminal) Nn.
  • 4v, 4w (referred to as a leg circuit 4 when collectively referred to or when indicating any).
  • the leg circuit 4 is provided for each of the plurality of phases forming the alternating current.
  • the leg circuit 4 is connected between the AC circuit 12 and the DC circuit 14 and performs power conversion between both circuits.
  • FIG. 1 shows a case where the AC circuit 12 is a three-phase AC system, and three leg circuits 4u, 4v, and 4w are provided corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • AC input terminals Nu, Nv, Nw respectively provided in the leg circuits 4u, 4v, 4w are connected to the AC circuit 12 via a transformer 13.
  • the AC circuit 12 is, for example, an AC power system including an AC power supply.
  • FIG. 1 the connection between the AC input terminals Nv and Nw and the transformer 13 is not shown in order to facilitate the illustration.
  • the high-potential side DC terminal Np and the low-potential side DC terminal Nn commonly connected to each leg circuit 4 are connected to the DC circuit 14.
  • the direct-current circuit 14 is, for example, a direct-current terminal of a direct-current power system including a direct-current power transmission network or the like or another power conversion device. In the latter case, a BTB (Back To Back) system for connecting AC power systems with different rated frequencies is configured by connecting two power converters.
  • the transformer 13 may be connected to the AC circuit 12 via an interconnection reactor. Further, in place of the AC input terminals Nu, Nv, Nw, primary windings are provided in the leg circuits 4u, 4v, 4w, respectively, and the leg circuits 4u, 4v, 4w are provided via secondary windings magnetically coupled to the primary windings. May be AC-connected to the transformer 13 or the interconnection reactor. In this case, the primary winding may be the reactors 8A and 8B described below.
  • leg circuit 4 is electrically (that is, direct-current or alternating-current) via the connection portions provided in the leg circuits 4u, 4v, 4w, such as the AC input terminals Nu, Nv, Nw or the primary windings. 2) is connected to the AC circuit 12.
  • the leg circuit 4u includes an upper arm 5 from the high potential side DC terminal Np to the AC input terminal Nu, and a lower arm 6 from the low potential side DC terminal Nn to the AC input terminal Nu.
  • An AC input terminal Nu which is a connection point between the upper arm 5 and the lower arm 6, is connected to the transformer 13.
  • the high potential side DC terminal Np and the low potential side DC terminal Nn are connected to the DC circuit 14. Since the leg circuits 4v and 4w have the same configuration, the leg circuit 4u will be described below as a representative.
  • the upper arm 5 includes a plurality of cascade-connected converter cells 7_1 to 7_Ncell and a reactor 8A. The plurality of converter cells 7 and the reactor 8A are connected in series.
  • the lower arm 6 includes a plurality of cascade-connected converter cells 7_1 to 7_Ncell and a reactor 8B. The plurality of converter cells 7 and the reactor 8B are connected in series.
  • the number of converter cells 7 included in each of the upper arm 5 and the lower arm 6 is Ncell. However, Ncell ⁇ 2.
  • the converter cells 7_1 to 7_Ncell may be collectively referred to as the converter cell 7.
  • the transducer cell index i is independent of the physical placement of the transducer cell.
  • the position where the reactor 8A is inserted may be any position on the upper arm 5 of the leg circuit 4u, and the position where the reactor 8B is inserted may be any position on the lower arm 6 of the leg circuit 4u. Good.
  • the inductance value of each reactor may be different from each other. Further, only the reactor 8A of the upper arm 5 or only the reactor 8B of the lower arm 6 may be provided.
  • the reactors 8A and 8B are provided so that the accident current does not suddenly increase when an accident occurs in the AC circuit 12 or the DC circuit 14. However, if the inductance values of the reactors 8A and 8B are excessively large, there arises a problem that the efficiency of the power converter 2 decreases. Therefore, in the event of an accident, it is preferable to stop (turn off) all the switching elements of each converter cell 7 in the shortest possible time.
  • the power conversion device 1 further includes an AC voltage detector 10, an AC current detector 16, and DC voltage detectors 11A and 11B as detectors that measure the amount of electricity (current, voltage, etc.) used for control. And arm current detectors 9A and 9B provided in each leg circuit 4. The signals detected by these detectors are input to the control device 3.
  • FIG. 1 for ease of illustration, a signal line for a signal input from each detector to the control device 3 and a signal line for a signal input/output between the control device 3 and each converter cell 7 are shown. Are collectively described, but are actually provided for each detector and each converter cell 7.
  • the signal line between each converter cell 7 and the control device 3 may be provided separately for transmission and reception.
  • the signal line is composed of, for example, an optical fiber.
  • the AC voltage detector 10 detects the U-phase AC voltage Vacu, the V-phase AC voltage Vacv, and the W-phase AC voltage Vacw of the AC circuit 12.
  • Vacu, Vacv, and Vacw are collectively referred to as Vac.
  • the AC current detector 16 detects the U-phase AC current Iacu, the V-phase AC current Iacv, and the W-phase AC current Iacw of the AC circuit 12.
  • Iacu, Iacv, and Iacw are collectively referred to as Iac.
  • the DC voltage detector 11A detects the DC voltage Vdcp of the high potential side DC terminal Np connected to the DC circuit 14.
  • the DC voltage detector 11B detects the DC voltage Vdcn of the low potential side DC terminal Nn connected to the DC circuit 14. The difference between the DC voltage Vdcp and the DC voltage Vdcn is defined as the DC voltage Vdc.
  • Arm current detectors 9A and 9B provided in the U-phase leg circuit 4u detect the upper arm current Ipu flowing through the upper arm 5 and the lower arm current Inu flowing through the lower arm 6, respectively.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4v for the V phase detect the upper arm current Ipv and the lower arm current Inv, respectively.
  • Arm current detectors 9A and 9B provided in leg circuit 4w for the W phase detect upper arm current Ipw and lower arm current Inw, respectively.
  • the upper arm currents Ipu, Ipv, and Ipw are collectively referred to as the upper arm currentInventmp, and the lower arm currents Inu, Inv, and Inw are collectively referred to as the lower arm current Iarmn, and the upper arm currentThatmp and The lower arm current Iarmn is generically described as Iarm.
  • FIG. 2A and FIG. 2B are diagrams showing the configuration of converter cell 7 that constitutes power converter 2.
  • the converter cell 7 shown in FIG. 2(a) has a circuit configuration called a half bridge configuration.
  • the converter cell 7 includes a series body formed by connecting two switching elements 31p and 31n in series, a power storage element 32, a bypass switch 34, and a voltage detector 33.
  • the series body and the power storage element 32 are connected in parallel.
  • Both terminals of the switching element 31n are used as input/output terminals P1 and P2.
  • the voltage across the storage element 32 and the zero voltage are output. For example, when switching element 31p is turned on and switching element 31n is turned off, the voltage across power storage element 32 is output. Zero voltage is output when the switching element 31p is turned off and the switching element 31n is turned on.
  • the bypass switch 34 is connected between the input/output terminals P1 and P2. By turning on the bypass switch 34, the converter cell 7 is short-circuited. When the converter cell 7 is short-circuited, the switching elements 31p and 31n included in the converter cell 7 are protected from an overcurrent generated at the time of an accident.
  • the voltage detector 33 detects the voltage Vc across the power storage element 32.
  • the converter cell 7 shown in FIG. 2B has a circuit configuration called a full bridge configuration.
  • the converter cell 7 includes a first series body formed by connecting two switching elements 31p1 and 31n1 in series and a second series body formed by connecting two switching elements 31p2 and 31n2 in series.
  • the power storage element 32, the bypass switch 34, and the voltage detector 33 are provided.
  • the first series body, the second series body, and the power storage element 32 are connected in parallel.
  • the midpoint between the switching element 31p1 and the switching element 31n1 and the midpoint between the switching element 31p2 and the switching element 31n2 are designated as the input/output terminals P1 and P2 of the converter cell 7.
  • the bypass switch 34 is connected between the input/output terminals P1 and P2. By turning on the bypass switch 34, the converter cell 7 is short-circuited. By short-circuiting the converter cell 7, each element included in the converter cell 7 is protected from an overcurrent generated at the time of an accident.
  • the voltage detector 33 detects the voltage Vc across the power storage element 32.
  • the switching elements 31p, 31n, 31p1, 31n1, 31p2, 31n2 are, for example, self-insulating IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), GCTs (Gate Calculated Turn-off) thyristors, and the like.
  • An FWD (Freewheeling Diode) is connected in antiparallel to an arc-extinguishing semiconductor switching element.
  • a capacitor such as a film capacitor is mainly used as the electricity storage element 32.
  • Power storage element 32 may also be referred to as a capacitor in the following description.
  • the converter cell 7 has a half-bridge cell configuration shown in FIG. 2A, a semiconductor switching element is used as a switching element, and a capacitor is used as a storage element will be described as an example.
  • the converter cell 7 forming the power converter 2 may have the full bridge structure shown in FIG.
  • a converter cell having a configuration other than that shown above, for example, a converter cell to which a circuit configuration called a clamped double cell is applied may be used, and the switching element and the storage element are not limited to those described above. Absent.
  • FIG. 3 is a diagram showing an internal configuration of control device 3 in the first embodiment.
  • the control device 3 includes a switching control unit 501 and a bypass control unit 510.
  • the switching controller 501 controls ON/OFF of the switching elements 31p and 31n of the converter cell 7.
  • bypass control unit 510 When the bypass control unit 510 detects a failure of the converter cell 7 in the arm, the bypass control unit 510 turns on the bypass switch 34 of the converter cell 7 in which the failure in the arm occurs, thereby removing the converter cell 7 in which the failure occurs. Protect from overcurrent.
  • the switching control unit 501 includes a U-phase basic control unit 502U, a U-phase upper arm control unit 503UP, a U-phase lower arm control unit 503UN, a V-phase basic control unit 502V, a V-phase upper arm control unit 503VP, and a V-phase upper arm control unit 503VP.
  • a phase lower arm control unit 503VN, a W phase basic control unit 502W, a W phase upper arm control unit 503WP, and a W phase lower arm control unit 503WN are provided.
  • the U-phase basic control unit 502U, the V-phase basic control unit 502V, and the W-phase basic control unit 502W are collectively referred to as the basic control unit 502.
  • U-phase upper arm control unit 503UP, U-phase lower arm control unit 503UN, V-phase upper arm control unit 503VP, V-phase lower arm control unit 503VN, W-phase upper arm control unit 503WP, and W-phase lower arm control unit 503WN are collectively referred to. And is referred to as arm control unit 503.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the basic control unit 502.
  • the basic control unit 502 includes an arm voltage command generation unit 601 and a capacitor voltage command generation unit 602.
  • the arm voltage command generator 601 calculates an arm voltage command value krefp for the upper arm and an arm voltage command value krefn for the lower arm.
  • krefp and krefn are collectively referred to as kref.
  • the capacitor voltage command generation unit 602 calculates the capacitor command voltage value Vcreffp of the capacitors 32 of the N converter cells 7 included in the upper arm.
  • the capacitor voltage command generator 602 calculates the capacitor command voltage value Vcrefn of the capacitors 32 of the N converter cells 7 included in the lower arm.
  • the capacitor command voltage value Vcrefp is the average voltage of the capacitors 32 of the converter cells 7 in the upper arm
  • the capacitor command voltage value Vcrefn is the average voltage of the capacitors 32 of the converter cells 7 in the lower arm.
  • Vcrefp and Vcrefn are collectively referred to as Vcref.
  • the arm voltage command generator 601 includes an AC current controller 603, a circulating current calculator 604, a circulating current controller 605, and a command distributor 606.
  • the AC current control unit 603 calculates the AC control command value Vcp so that the deviation between the detected AC current Iac and the set AC current command value Iacref becomes zero.
  • the circulating current calculator 604 calculates the circulating current Iz flowing through one leg circuit 4 based on the arm currentThatmp of the upper arm and the arm currentThatmp of the lower arm.
  • the circulating current is a current circulating between the plurality of leg circuits 4.
  • the circulating current Iz flowing through one leg circuit 4 can be calculated by the following formula.
  • the circulating current control unit 605 calculates a circulating current command value Izref in which the circulating current Iz is set, for example, a circulating control command value Vzp for controlling to follow 0.
  • the command distribution unit 606 receives the AC control command value Vcp, the circulation control command value Vzp, the DC voltage command value Vdcref, the neutral point voltage Vsn, and the AC voltage Vac. Since the AC side of the power converter 2 is connected to the AC circuit 12 via the transformer 13, the neutral point voltage Vsn can be obtained from the voltage of the DC power supply of the DC circuit 14.
  • the DC voltage command value Vdcref may be given by the DC output control or may be a constant value.
  • the command distribution unit 606 calculates the voltages shared by the upper arm and the lower arm, based on these inputs.
  • the command distribution unit 606 determines the arm voltage command value krefp of the upper arm and the arm voltage command value krefn of the lower arm by subtracting the voltage drop due to the inductance components in the upper arm and the lower arm from the calculated voltage. ..
  • the determined arm voltage command value krefp for the upper arm and arm voltage command value krefn for the lower arm are determined so that the alternating current Iac follows the alternating current command value Iacref and the circulating current Iz follows the circulating current command value Izref.
  • the output voltage command causes the voltage Vdc to follow the DC voltage command value Vdcref and feed-forward controls the AC voltage Vac.
  • the basic control unit 502 controls the arm currentThatmp of the upper arm, the arm current Iarmn of the lower arm, the arm voltage command value krefp of the upper arm, the arm voltage command value krefn of the lower arm, and the capacitor command voltage value Vcrefp of the upper arm. And a lower arm capacitor command voltage value Vcrefn.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration of the arm control unit 503.
  • the arm control unit 503 includes Ncell individual cell control units 202_1 to 202_Ncell and a carrier signal generation unit 203.
  • the individual cell control units 202_1 to 202_Ncell may be collectively referred to as the individual cell control unit 202.
  • the individual cell control unit 202_i individually controls the corresponding converter cell 7_i.
  • the individual cell control unit 202_i receives the arm voltage command value kref, the arm current Iarm, and the capacitor command voltage value Vcref from the basic control unit 502.
  • the individual cell control unit 202_i receives the capacitor voltage Vc and the cell soundness determination signal cn from the corresponding converter cell 7_i.
  • the cell health determination signal is “1” when the converter cell 7 is in a healthy state, and is “0” when the converter cell 7 is in a failure state.
  • the individual cell control unit 202_i receives the carrier signal CRi from the carrier signal generation unit 203.
  • the individual cell control unit 202_i generates the gate signal ga of the corresponding converter cell 7_i and outputs it to the corresponding converter cell 7_i.
  • the carrier signal generation unit 203 divides 360 degrees by a plurality of carrier signal CR(s) divided by the number Ncell of the plurality of converter cells 7_i in the arm.
  • the reference phase of i) (hereinafter sometimes referred to as carrier reference phase) is set.
  • the reference phase of the carrier signal CR(i) represents the difference between the phase of the carrier signal CR(i) and the reference phase.
  • the phase of the carrier signal CR(0) can be used as the reference phase.
  • the carrier signal generation unit 203 generates carrier signals CR(1) to CR(Ncell) having the set carrier reference phase. Thereby, the harmonic components of the output voltage of each converter cell 7 in the arm can be canceled and the equivalent switching frequency of the output voltage of one arm can be increased.
  • a failure occurs in one of the converter cells 7 in the arm, and the failed converter cell is designated as the failed converter cell 7_j.
  • the output voltage of the faulty converter cell 7_j becomes zero, the harmonic component of the output voltage of each converter cell 7 in the arm cannot be canceled. As a result, a harmonic component of the output voltage of each converter cell 7 remains in the output voltage of the arm.
  • the carrier signal generation unit 203 causes the carrier reference phase intervals of the plurality of sound converter cells in the arm to be uneven after the failure of any of the converter cells 7 in the arm.
  • the carrier signal generation unit 203 sets reference phases of a plurality of carrier signals at intervals obtained by dividing 360 degrees by the number (Ncell-1) of the plurality of sound converter cells 7_i in the arm.
  • the carrier signal generation unit 203 resets the carrier reference phase of the sound converter cell without performing the gate block operation for stopping the switching operation of the power converter 2.
  • the carrier signal generation unit 203 generates carrier signals CR(1) to CR(j-1) and CR(j+1) to CR(Ncell) having the reset carrier reference phase.
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the individual cell control unit 202.
  • the individual cell control unit 202 includes an individual cell balance control unit 2021, an adder 2051, a PWM modulation unit 2022, and a signal switch 2023.
  • the individual cell balance control unit 2021 Based on the capacitor command voltage value Vcref, the corresponding capacitor voltage Vc of the converter cell 7, and the arm current Iarm, the individual cell balance control unit 2021 individually controls the capacitor voltage Vc to match the capacitor command voltage value Vcref.
  • the cell balance control output dkrefc is output.
  • the individual cell balance control unit 2021 can generate the individual cell balance control output dkrefc based on the result of multiplying the difference between Vcref and Vc by the gain K.
  • the adder 2051 adds the arm voltage command value kref and the individual cell balance control output dkrefc output from the individual cell balance control unit 2021. The addition result is output as the cell voltage command value krefc.
  • the PWM modulation unit 2022 outputs a PWM modulation signal by modulating the cell voltage command value krefc and the carrier signal CR(i) by the phase shift PWM method.
  • the signal switch 2023 receives a PWM modulation signal and a zero signal representing zero voltage.
  • the signal switch 2023 outputs a signal selected by the cell soundness determination signal cn.
  • the cell soundness determination signal cn becomes “1”, and the PWM modulation signal is output.
  • the cell soundness determination signal cn becomes “0” and a zero signal is output.
  • the signal output from the signal switch 2023 is sent as the gate signal ga to the gate driver of the switching element 31p, 31n of the corresponding converter cell 7_i, so that the switching element 31p, 31n of the corresponding converter cell 7_i is transmitted. Switching is controlled.
  • the optimization problem is set and the objective function is minimized to minimize the amount of change in the carrier reference phase.
  • ⁇ 2(i) 360 ⁇ (i-1)/(Ncell-1)+ ⁇ f (i ⁇ j) ⁇ (2)
  • ⁇ 2(i) 360 ⁇ (i-2)/(Ncell-1)+ ⁇ f (i>j) ⁇ (3)
  • ⁇ (i) is expressed as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 minimizes the maximum absolute value of the change amount of the carrier reference phase of the plurality of sound converter cells.
  • the optimization problem is further set as follows by adding the condition of ⁇ 180 ⁇ f ⁇ 180.
  • the carrier reference phase offset ⁇ f is expressed as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 substitutes the carrier reference phase offset ⁇ f of the equation (6) into the equations (2) and (3), so that the healthy transducer cell after the transducer cell 7_j in the arm fails.
  • the carrier signal generation unit 203 changes the carrier reference phase of the sound converter cell 7_i as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 changes the carrier reference phase ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i so as to delay the reference phase earlier than the carrier reference phase ⁇ 1(j) of the failure converter cell 7_j.
  • the carrier signal generation unit 203 changes the carrier reference phase ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i so as to advance the reference phase later than the carrier reference phase ⁇ 1(j) of the failure converter cell 7_j. ..
  • the carrier reference phase ⁇ 2(i) has the following characteristics.
  • a phase that is 180° out of phase with ⁇ 1(j) is referred to as a phase ⁇ *.
  • the phase that matches the phase ⁇ * is the carrier reference ⁇ 1(k).
  • the phase ⁇ * is set to a value delayed by 180° from ⁇ 1(j)
  • it is advanced (close to ⁇ 1(j)) (Ncell-2)/2 carrier reference phases ⁇ 1 is advanced ( ⁇ 1(j)).
  • the carrier reference phase ⁇ 2 that is changed so as to approach (j) is obtained.
  • the phase ⁇ * is set to a value advanced by 180° from ⁇ 1(j)
  • it is delayed (close to ⁇ 1(j)) (Ncell-2)/2 carrier reference phases ⁇ 1 are delayed ( ⁇ 1(j)).
  • the carrier reference phase ⁇ 2 that is changed so as to approach (j) is obtained.
  • phase ⁇ * When the phase ⁇ * is set to a value delayed by 180° from ⁇ 1(j), it is advanced (close to ⁇ 1(j)) (Ncell-1)/2 carrier reference phases ⁇ 1 is advanced ( ⁇ 1(j)).
  • the carrier reference phase ⁇ 2 that is changed so as to approach (j) is obtained.
  • the phase ⁇ * is set to a value advanced by 180° from ⁇ 1(j)
  • it is delayed (close to ⁇ 1(j)) from ⁇ * (Ncell-1)/2 carrier reference phases ⁇ 1 are delayed ( ⁇ 1
  • the carrier reference phase ⁇ 2 that is changed so as to approach (j) is obtained.
  • FIG. 7 is a diagram showing the carrier reference phase ⁇ 1 before the failure in the converter cell 7_2 and the carrier reference phase ⁇ 2 after the failure in the converter cell 7_2 in the specific example 1 of the first embodiment.
  • the carrier reference phase ⁇ 1(4) before the failure of the converter cell 7_2 becomes ⁇ 2(4) without change due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phase ⁇ 1(1) before the converter cell 7_2 fails is changed to ⁇ 2(1) due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phase ⁇ 1(3) before the converter cell 7_2 fails is changed to ⁇ 2(3) due to the failure of the converter cell 7_2.
  • FIG. 8 is a diagram showing the carrier reference phase ⁇ 1 before the failure in the converter cell 7_3 and the carrier reference phase ⁇ 2 after the failure in the converter cell 7_3 in the specific example 2 of the first embodiment.
  • the carrier reference phases ⁇ 1(1), ⁇ 1(2), ⁇ 1(8), and ⁇ 1(9) before the converter cell 7_3 has failed are changed to the delayed direction due to the failure of the converter cell 7_3, and ⁇ 2(1). , ⁇ 2(2), ⁇ 2(8), ⁇ 2(9).
  • the carrier reference phases ⁇ 1(4), ⁇ 1(5), ⁇ 1(6), and ⁇ 1(7) before the converter cell 7_3 has failed change to the forward direction due to the failure of the converter cell 7_3, and ⁇ 2(4). , ⁇ 2(5), ⁇ 2(6), ⁇ 2(7).
  • FIG. 9 is a diagram showing changes in the carrier signal of the first specific example of FIG.
  • Carrier signals of the converter cells 7_1, 7_2, 7_3, 7_4 before the failure of the converter cell 7_2 are referred to as CR(1), CR(2), CR(3) and CR(4).
  • the carrier signals of the converter cells 7_1, 7_3, 7_4 after the failure of the converter cell 7_2 are referred to as CR(1)', CR(3)' and CR(4)'.
  • the carrier reference phase of the carrier signal CR(4) does not change due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phase of the carrier signal CR(1) changes in the delay direction.
  • the carrier reference phase of the carrier signal CR(3) changes in the advancing direction.
  • the carrier signal generation unit 203 does not change the carrier reference phase of the carrier signal CR(4).
  • the carrier signal generation unit 203 advances the carrier reference phase of the carrier signal CR(3) immediately after the carrier signal CR(3) crosses the cell voltage command value krefc of the converter cell 7_3.
  • the carrier signal generation unit 203 delays the carrier reference phase of the carrier signal CR(1) at the peak (maximum value or minimum value) of the carrier signal CR(1).
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the hardware configuration of the control device 3.
  • the control device 3 has the same configuration as a so-called digital relay device.
  • the control device 3 includes an AD (analog-digital) conversion unit 530, a calculation processing unit 535, an IO (Input and Output) unit 543, and a settling and display unit 547.
  • AD analog-digital
  • IO Input and Output
  • Input signals from the arm current detectors 9A and 9B, the AC voltage detector 10, the AC current detector 16, the DC voltage detector 11B, and the voltage detector 33 are input to the control device 3 before the AD converter 530.
  • the AD converter 530 includes an analog filter 531 and an AD converter 532.
  • the analog filter 531 is a low-pass filter provided to remove a folding error at the time of AD conversion.
  • the AD converter 532 converts the signal that has passed through the analog filter 531 into a digital value.
  • the input of the AD conversion unit 530 is representatively shown for only one channel, but in reality, it has a multi-input configuration for receiving signals from each detector. Therefore, in more detail, the AD conversion unit 530 includes a plurality of analog filters 531 and a multiplexer (not shown) for selecting a signal that has passed through the plurality of analog filters 531.
  • the arithmetic processing unit 535 includes a CPU (Central Processing Unit) 536, a memory 537, bus interfaces 538 and 539, and a bus 540 connecting these.
  • the CPU 536 controls the overall operation of the control device 3.
  • the memory 537 is used as a main memory of the CPU 536. Further, the memory 537 includes a non-volatile memory such as a flash memory to store a program and setting values for signal processing.
  • the arithmetic processing unit 535 only needs to be configured by a circuit having an arithmetic processing function, and is not limited to the example of FIG.
  • the arithmetic processing unit 535 may include a plurality of CPUs.
  • the arithmetic processing unit 535 may be configured by at least one ASIC (Application Specific Integrated Circuit) instead of a processor such as a CPU, or by at least one FPGA (Field Programmable Gate Array). Good.
  • the arithmetic processing unit 535 may be configured by any combination of a processor, an ASIC, and an FPGA.
  • the IO unit 543 includes a communication circuit 544, a digital input circuit 545, and a digital output circuit 546.
  • the communication circuit 544 generates an optical signal to be output to each converter cell 7.
  • the signal output from the communication circuit 544 is transmitted to the converter cell 7 via the optical repeater 555.
  • the digital input circuit 545 and the digital output circuit 546 are interface circuits for communication between the CPU 536 and an external device. For example, the digital output circuit 546 outputs a trip signal to the AC circuit 12.
  • the settling and display unit 547 includes a touch panel 548 for inputting and displaying settling values.
  • the touch panel 548 is an input/output interface that combines a display device such as a liquid crystal panel and an input device such as a touch pad.
  • the touch panel 548 is connected to the bus 540 via the bus interface 539.
  • Embodiment 2 Similarly to the first embodiment, the carrier signal generation unit 203 minimizes the maximum absolute value of the change amount of the carrier reference phase of the plurality of sound converter cells. Further, in the second embodiment, the optimization problem is set as follows by adding the condition of 0 ⁇ f ⁇ 360.
  • the carrier reference phase offset ⁇ f is expressed as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 substitutes the carrier reference phase offset ⁇ f of the equation (10) into the equations (2) and (3) so that a plurality of sound conversions are performed after the converter cell 7_j fails in the arm.
  • the carrier signal generation unit 203 changes the carrier reference phase of the plurality of sound converter cells 7_i as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 sets the minimum value of the carrier reference phase change amount ⁇ (i) of the plurality of sound converter cells 7_i to 0. More specifically, the carrier signal generation unit 203, out of the carrier reference phases ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i, the reference phase ⁇ 1( immediately after the carrier reference phase ⁇ 1(j) of the faulty converter cell 7_j. j+1) is not changed.
  • the carrier signal generation unit 203 uses a reference other than the reference phase ⁇ 1(j+1) immediately after the carrier reference phase ⁇ 1(j) of the faulty converter cell 7_j among the carrier reference phases ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i. Delay the phase.
  • the carrier reference phase ⁇ 2(i) has the following characteristics.
  • FIG. 11 is a diagram showing the carrier reference phase ⁇ 1 before the failure in the converter cell 7_2 and the carrier reference phase ⁇ 2 after the failure in the converter cell 7_2 in the specific example 1 of the second embodiment.
  • the carrier reference phase ⁇ 1(3) before the failure of the converter cell 7_2 becomes ⁇ 2(3) without change due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phases ⁇ 1(1) and ⁇ 1(4) before the converter cell 7_2 has failed are changed to ⁇ 2(1) and ⁇ 2(4) due to the failure of the converter cell 7_2.
  • FIG. 12 is a diagram showing the carrier reference phase ⁇ 1 before the failure in the converter cell 7_3 and the carrier reference phase ⁇ 2 after the failure in the converter cell 7_3 in the specific example 2 of the second embodiment.
  • the carrier reference phases ⁇ 1(1), ⁇ 1(2), ⁇ 1(5), ⁇ 1(6), ⁇ 1(7), ⁇ 1(8), and ⁇ 1(9) before the converter cell 7_3 has failed are the converter cells. Due to the failure of 7_3, it changes in the delay direction and becomes ⁇ 2(1), ⁇ 2(2), ⁇ 2(5), ⁇ 2(6), ⁇ 2(7), ⁇ 2(8), ⁇ 2(9).
  • FIG. 13 is a diagram showing changes in the carrier signal of the first specific example of FIG.
  • Carrier signals of the converter cells 7_1, 7_2, 7_3, and 7_4 before the failure of the converter cell 7_3 are CR(1), CR(2), CR(3), and CR(4).
  • the carrier signals of the converter cells 7_1, 7_3, 7_4 after the failure of the converter cell 7_2 are referred to as CR(1)', CR(3)' and CR(4)'.
  • the carrier reference phase of the carrier signal CR(3) does not change due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phases of the carrier signals CR(1) and CR(4) change in the lagging direction.
  • the carrier signal generation unit 203 does not change the carrier reference phase of the carrier signal CR(3).
  • the carrier signal generation unit 203 delays the carrier reference phase of the carrier signals CR(1) and CR(4) at the peak (maximum value or minimum value) of the carrier signals CR(1) and CR(4).
  • control for detecting the timing at which the cell voltage command value of the sound converter cell and the carrier signal of the sound converter cell intersect can be eliminated. ..
  • Embodiment 3 Similarly to the first embodiment, the carrier signal generation unit 203 minimizes the maximum absolute value of the change amount of the carrier reference phase of the plurality of sound converter cells. Further, in the third embodiment, the optimization problem is set as follows by adding the condition of ⁇ 360 ⁇ f ⁇ 0.
  • the carrier reference phase offset ⁇ f is expressed as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 changes the carrier reference phase ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i as follows.
  • the carrier signal generation unit 203 sets the maximum value of the carrier reference phase change amount ⁇ (i) of the plurality of sound converter cells 7_i to 0. More specifically, the carrier signal generation unit 203, out of the carrier reference phases ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i, the reference phase ⁇ 1( immediately before the carrier reference phase ⁇ 1(j) of the faulty converter cell 7_j. Do not change j-1).
  • the carrier signal generation unit 203 excludes the reference phase ⁇ 1(j-1) immediately before the carrier reference phase ⁇ 1(j) of the faulty converter cell 7_j among the carrier reference phases ⁇ 1(i) of the plurality of sound converter cells 7_i. Advance the reference phase of.
  • the carrier reference phase ⁇ 2(i) has the following characteristics.
  • FIG. 14 is a diagram showing the carrier reference phase ⁇ 1 before the failure in the converter cell 7_2 and the carrier reference phase ⁇ 2 after the failure in the converter cell 7_2 in the specific example 1 of the third embodiment.
  • the carrier reference phase ⁇ 1(1) before the failure of the converter cell 7_2 becomes ⁇ 2(1) without change due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phases ⁇ 1(3) and ⁇ 1(4) before the converter cell 7_2 has failed are changed to ⁇ 2(3) and ⁇ 2(4) due to the failure of the converter cell 7_2.
  • FIG. 15 is a diagram showing the carrier reference phase ⁇ 1 before the failure in the converter cell 7_3 and the carrier reference phase ⁇ 2 after the failure in the converter cell 7_3 in the specific example 2 of the third embodiment.
  • the carrier reference phases ⁇ 1(1), ⁇ 1(4), ⁇ 1(5), ⁇ 1(6), ⁇ 1(7), ⁇ 1(8), and ⁇ 1(9) before the converter cell 7_3 has failed are the converter cells. Due to the failure of 7_3, it changes to the advancing direction and becomes ⁇ 2(1), ⁇ 2(4), ⁇ 2(5), ⁇ 2(6), ⁇ 2(7), ⁇ 2(8), ⁇ 2(9).
  • FIG. 16 is a diagram showing changes in the carrier signal of the first specific example of FIG.
  • Carrier signals of the converter cells 7_1, 7_2, 7_3, and 7_4 before the failure of the converter cell 7_3 are CR(1), CR(2), CR(3), and CR(4).
  • the carrier signals of the converter cells 7_1, 7_3, 7_4 after the failure of the converter cell 7_2 are referred to as CR(1)', CR(3)' and CR(4)'.
  • the carrier reference phase of the carrier signal CR(1) does not change due to the failure of the converter cell 7_2.
  • the carrier reference phases of the carrier signals CR(3) and CR(4) change in the advancing direction.
  • the carrier signal generation unit 203 does not change the carrier reference phase of the carrier signal CR(1).
  • the carrier signal generation unit 203 advances the carrier reference phase of the carrier signal CR(3) immediately after the carrier signal CR(3) crosses the cell voltage command value krefc of the converter cell 7_3.
  • the carrier signal generation unit 203 advances the carrier reference phase of the carrier signal CR(4) immediately after the carrier signal CR(4) crosses the cell voltage command value krefc of the converter cell 7_4.
  • the harmonic component of the arm current Iarm increases, which may cause imbalance of the capacitor voltage in the healthy converter cell 7.
  • the AC output current of the power converter 2 is And the DC output current is small, and the effective value of the arm current is small.
  • the individual cell balance control is sufficiently effective when the effective value of the arm current is large, but the individual cell balance control may not be sufficiently effective when the effective value of the arm current is small.
  • the AC output power and DC output power are determined by the higher order command, it is not possible to freely set the AC output current and DC output current.
  • the circulating currents of the DC component and the AC fundamental wave component are basically used for balance control of the average value of each phase of the capacitor voltage of the converter cell 7 or balance control of the average value of the upper arm and the lower arm. Therefore, there is no freedom.
  • the output from the power converter 2 is performed.
  • a current having a frequency different from the frequency of the generated current is circulated inside the power converter 2. This increases the effective value of the arm current, so that the individual cell balance control is sufficiently effective, and the imbalance between the converter cells 7 is eliminated.
  • the current having a frequency different from the frequency of the current output from the power converter 2 is a current other than the DC current and the AC current (fundamental wave current) output from the AC circuit 12.
  • FIG. 17 is a diagram showing the configuration of control device 3 in the fourth embodiment.
  • the control device 3 of the fourth embodiment includes the switching control unit 501 and the bypass control unit 510, and also includes the cell balancing circulation current control unit 610.
  • the cell balance circulating current control unit 610 When detecting a failure of the converter cell 7 in any one of the plurality of arms, the cell balance circulating current control unit 610 outputs the output value from the power converter 2 in order to increase the effective value of the arm current Iarm.
  • the electric current having a frequency different from the frequency of the electric current is circulated inside the power converter 2.
  • FIG. 18 is a diagram showing the configuration of cell balance circulating current control unit 610.
  • the cell balance circulating current control unit 610 includes a first coordinate conversion unit 611, a compensator 612, and a second coordinate conversion unit 613.
  • the first coordinate conversion unit 611 converts the circulating current components Izu, Izv, and Izw of the UVW3 phase into dq2 phase coordinates that rotate at a frequency ⁇ different from the frequency of the current output from the power converter 2.
  • the converted Izd is an effective component and Izq is an ineffective component, both of which are direct current amounts.
  • the compensator 612 outputs two-phase DC voltage command components Vzdref and Vzqref so that the two-phase circulating current components Izd and Izq follow the circulating current command components Izdref and Izqref converted into two phases.
  • the second coordinate conversion unit 613 converts the two-phase DC voltage command components Vzdref and Vzqref obtained by the compensator 612 into three-phase DC voltage command circulating current components Vdccu, Vdccv, and Vdccw.
  • the V DC voltage command circulating current components dccu, Vdccv, and Vdccw are sent to the arm voltage command generation unit 601 of the U-phase basic control unit 502U, the V-phase basic control unit 502V, and the W-phase basic control unit 502W, respectively.
  • Vdccu, Vdccv, and Vdccw are collectively referred to as Vdcc.
  • FIG. 19 is a diagram showing the configuration of the arm voltage command generation unit 601 according to the fourth embodiment.
  • the command distribution unit 606 receives the AC control command value Vcp, the circulation control command value Vzp, the DC voltage command value Vdcref, the neutral point voltage Vsn, and the AC voltage Vac, as in the case of the first embodiment.
  • the voltage command circulating current component Vdcc is received.
  • the command distribution unit 606 calculates the voltages shared by the upper arm and the lower arm, respectively, based on these inputs.
  • the command distribution unit 606 determines the arm voltage command value krefp for the upper arm and the arm voltage command value krefn for the lower arm by subtracting the voltage drops due to the inductance components in the upper arm and the lower arm, respectively, from the calculated voltage. ..
  • the effective value of the arm current Iarm increases, so that the fundamental wave forming the cell voltage command value increases.
  • the individual cell balance control is sufficiently effective, and the imbalance between the converter cells 7 is eliminated.
  • the transformer 13 is a transformer having a variable transformation ratio.
  • the transformer with a variable transformation ratio is realized by, for example, a transformer with a tap switching function.
  • the power converter 1 Since the power converter 1 is connected to the AC circuit 12 via the transformer 13, by changing the transformation ratio of the transformer 13, the AC output power and the DC output power are not affected, and the AC output power is not affected.
  • the current Vac can be changed.
  • the effective value of the arm current Iarm can be increased, so that the imbalance between the converter cells 7 can be eliminated.
  • FIG. 20 is a diagram showing the configuration of control device 3 in the fifth embodiment.
  • the control device 3 of the fifth embodiment includes the switching control unit 501 and the bypass control unit 510 as in the first embodiment, and also includes the transformer control unit 504.
  • the transformer control unit 504 changes the transformation ratio of the transformer 13 in order to increase the effective value of the arm current Iarm when detecting the failure of the converter cell 7 of any one of the plurality of arms. Specifically, by reducing the ratio N (V2/V1) between the voltage V1 on the AC circuit 12 side of the transformer 13 and the voltage V2 on the power conversion device 1 side, the AC circuit 12 is transferred to the power conversion device 1. Increase the flowing alternating current. As a result, the effective value of the arm current Iarm increases, so that the fundamental wave forming the cell voltage command value increases. As a result, the influence of harmonics can be reduced.
  • FIG. 21 is a figure showing the structure of the power converter device 1A of Embodiment 6. As shown in FIG.
  • the power converter 1A of the sixth embodiment is different from the power converter 1A of the first embodiment in that each arm of the power converter 2A of the power converter 1A of the sixth embodiment has a redundant converter cell ( RSM) 7a.
  • RSM redundant converter cell
  • the configuration of the redundant converter cell 7a is similar to that of the converter cell 7 shown in FIGS. 2(a) and 2(b).
  • the redundant converter cell 7a in each arm is bypassed before any of the converter cells 7 in each arm fails. Therefore, in this period, the redundant converter cell 7a does not perform the conversion operation.
  • the redundant converter cell 7a in each arm is released from the bypass after any converter cell 7 in each arm fails. Therefore, in this period, the redundant converter cell 7a performs a conversion operation instead of the converter cell 7 in which the failure has occurred.
  • the bypass control unit 510 turns on the bypass switch 34 of the redundant converter cell 7a in the arm before a failure occurs in any converter cell 7 in the arm.
  • the bypass control unit 510 turns off the bypass switch 34 of the redundant converter cell 7a in the arm after a failure occurs in any of the converter cells 7 in the arm.
  • the redundant converter cell 7a replaces the failed converter cell 7 in place of the failed converter cell 7. To work. Thus, even if the converter cell 7 fails, the number of converter cells operating in one arm does not change, so that the harmonic component of the output voltage of the converter cell can be canceled.
  • the number of redundant converter cells 7a in the arm is not limited to one, but may be plural. Also, the redundant converter cell 7a in the arm may not be fixed. Redundant converter cells may be selected at regular intervals, in sequence, or randomly from a plurality of converter cells in which no failure has occurred.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes, for example, the following modifications.
  • (1) Configuration of Power Converter 2 In the above embodiment, the power converter 2 has a configuration called a double star type.
  • the power converter 2 is mainly used as an AC/DC converter for HVDC (High Voltage Direct Current) power transmission.
  • HVDC High Voltage Direct Current
  • the control of the power converter described in the above embodiment can be applied to power converters having other configurations.
  • FIG. 22 is a figure showing the one part structure of the power converter device 1B.
  • the power converter 2B of the power converter 1B has a configuration called a single delta type.
  • the power converter 2B is mainly used for a reactive power compensator.
  • FIG. 23 is a diagram showing a partial configuration of power conversion device 1CM.
  • the power converter 2C of the power converter 1C has a configuration called a single star type.
  • the power converter 2C is also mainly used in the reactive power compensator.
  • the method of suppressing the harmonics generated by the failure of the converter cell 7 as described in the above embodiment is also effective in the power converters 2B and 2C.
  • the circulating current described in the second embodiment may be a current having a frequency other than the fundamental wave component.
  • a circulating current of DC component may be passed.
  • the PWM modulation method based on the triangular wave comparison has been described as an example, but the PWM modulation method based on the sawtooth wave comparison in which the carrier is a sawtooth wave may be used and the carrier is not limited.
  • the operation of the power conversion device can be continued even if a failure occurs in the converter cell.
  • the control described in the above embodiment may operate intermittently when the imbalance of the capacitor voltage of each converter cell 7 increases.
  • the carrier signal generation unit 203 delays the carrier reference phase with the maximum value of the carrier signal or the carrier reference with the minimum value of the carrier signal so as to reduce the distortion of the output voltage. It may be determined whether to delay the phase. That is, the carrier signal generation unit 203 reduces the influence of the update of the carrier reference phase given to the ratio of the length of the “1” period to the length of the “0” period of the generated PWM signal.
  • the maximum value of the carrier signal may be used to delay the carrier reference phase, or the minimum value of the carrier signal may be used to delay the carrier reference phase.
  • the timing at which the carrier signal and the cell voltage command value intersect is detected based on the output of the comparator that compares the carrier signal in the PWM modulator and the cell voltage command value. It may be one.
  • Embodiments 1 to 3 the case has been described in which the change of the carrier reference phase is completed in one time, but the carrier reference phase may be changed in multiple times.
  • the carrier reference phase may be changed by ⁇ /2 at the first time, and the carrier reference phase may be further changed by ⁇ /2 at the second time. This is expected to reduce the influence of arm output voltage distortion and the like.
  • Converter cell for circulating current control When the normal converter cell and the converter cell for circulating current control are included in the arm, the configuration of the basic control unit is as shown in FIG. Be different.
  • FIG. 24 is a diagram showing the configuration of the basic control unit 502A of the modified example.
  • the basic control unit 502A of FIG. 24 is different from the basic control unit 502 of FIG. 4 in that the circulation control command value Vzp output from the basic control unit 60 is not output to the command distribution unit 606A.
  • the command distribution unit 606A receives the AC control command value Vcp, the DC voltage command value Vdcref, the neutral point voltage Vsn, and the AC voltage Vac.
  • the command distribution unit 606 calculates the voltages shared by the upper arm and the lower arm, based on these inputs.
  • the command distribution unit 606 determines the arm voltage command value krefp of the upper arm and the arm voltage command value krefn of the lower arm by subtracting the voltage drop due to the inductance components in the upper arm and the lower arm from the calculated voltage. ..
  • the arm voltage command value krefp and the arm voltage command value krefn of the lower arm generate a signal for controlling a normal converter cell in the arm as described in the first embodiment.
  • a control block (not shown) outputs a PWM modulation signal to the converter cell for controlling the circulator based on the circulation control command value Vzp output from the basic control unit 60.

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Abstract

電力変換器（２）は、２個以上のスイッチング素子（３１ｐ，３１ｎ）と、蓄電要素（３２）と、一対の出力端子（Ｐ１，Ｐ２）とを含む複数の変換器セル（７）が直列に接続されたアーム（５）を有する。制御装置（３）は、変換器セル（７）ごとのキャリア信号を用いて、位相シフトＰＷＭ制御によって複数の変換器セル（７）の電圧を制御する。変換器セル（７）は、変換器セル（７）をバイパスするためのスイッチ（３４）を有する。制御装置（３）は、アーム内の変換器セル（７）の故障を検知すると、アーム内の故障変換器セルをバイパスさせるとともに、変換器セル（７）の故障によって生じるアーム内の複数の健全変換器セルのキャリア信号の位相の間隔の不均等を改善する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　複数の単位変換器（以下、変換器セルと称す）がカスケードに接続されるモジュラーマルチレベル変換器（以下、ＭＭＣ変換器と称す）は、変換器セルの数を増加させることによって、高電圧に容易に対応することができる。モジュラーマルチレベル変換器は、大容量の静止型無効電力補償装置、または高圧直流送電用の交直電力変換装置として、送配電系統へ広く適用されている。変換器セルは、複数のスイッチング素子と蓄電要素（キャパシタと称することもある）とを備える。ＭＭＣ変換器では、変換器セルが故障しても、故障した変換器セルをバイパスすることによって、運転を継続することができる。
　特許文献１には、変換器セルの故障数が最も多いアームの故障数に応じて、各アームにおける変換器セルの動作数を調整するとともに、キャパシタ電圧を上昇させることによって、各アームの変調率の調整が不要な運転方法が記載されている。
特開２０１７－１４３６１９号公報
　しかしながら、特許文献１は、故障した変換器セルをバイパスした後に増大するアーム電流の高調波成分について考慮されていない。
　ＭＭＣ変換器の変換器セルの出力電圧には、交流出力側の基本波成分（以下、単に基本波成分）および直流成分などのアーム電圧指令値に含まれる周波数成分の他に、スイッチング周波数成分、その整数次の成分、およびそれらの側帯波成分などの高調波成分（以下、単に高調波成分と称す）が含まれている。位相シフトＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式を採用しているＭＭＣ変換器は、各アームにおける各変換器セルのＰＷＭの基準位相を均等にシフトすることによって、各変換器セルの出力電圧の高調波成分を相殺する。これによって、アームの出力電圧のスイッチング周波数を高くすることができる。
　しかしながら、変換器セルが故障した場合に、故障した変換器セルをバイパスすると、故障した変換器セルの出力電圧が零となる。これによって、ＰＷＭの基準位相のシフト量が均等ではなくなるため、各変換器セルの出力電圧の高調波成分が相殺できなくなる。その結果、アームの出力電圧に各変換器セルの出力電圧の高調波成分が残留する。これによって、一部の変換器セルに高調波成分のエネルギーが集中する。その結果、その一部の変換器セルのキャパシタ電圧が保護レベルを逸脱して、ＭＭＣ変換器が保護停止する恐れがある。
　それゆえに、本発明の目的は、故障した変換器セルをバイパスした後に増大するアームの出力電圧の高調波成分を抑制することができる電力変換装置を提供することである。
　本発明の電力変換装置は、２個以上のスイッチング素子と、蓄電要素と、一対の出力端子とを含む複数の変換器セルが直列に接続されたアームを有する電力変換器と、変換器セルごとのキャリア信号を用いて、位相シフトＰＷＭ制御によって複数の変換器セルの電圧を制御する制御装置とを備える、変換器セルは、変換器セルをバイパスするためのスイッチを有する。制御装置は、アーム内の変換器セルの故障を検知すると、アーム内の故障変換器セルをバイパスさせるとともに、変換器セルの故障によって生じるアーム内の複数の健全変換器セルのキャリア信号の位相の間隔の不均等を改善する。
　本発明によれば、故障した変換器セルをバイパスした後に増大するアーム電流の高調波成分を抑制することができる。
実施の形態の電力変換装置１の概略構成図である。 （ａ）および（ｂ）は、電力変換器２を構成する変換器セル７の構成を表わす図である。 実施の形態１の制御装置３の内部構成を表わす図である。 基本制御部５０２の構成を表わす図である。 アーム制御部５０３の構成を表わす図である。 個別セル制御部２０２の構成を表わす図である。 実施の形態１の具体例１の変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿２が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。 実施の形態１の具体例２の変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿３が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。 図７の具体例１のキャリア信号の変化を表わす図である。 制御装置３のハードウエア構成の一例を表わす図である。 実施の形態２の具体例１の変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿２が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。 実施の形態２の具体例２の変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿３が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。 図１１の具体例１のキャリア信号の変化を表わす図である。 実施の形態３の具体例１の変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿２が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。 実施の形態３の具体例２の変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿３が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。 図１４の具体例１のキャリア信号の変化を表わす図である。 実施の形態４の制御装置３の構成を表わす図である。 セルバランス用循環電流制御部６１０の構成を表わす図である。 実施の形態４のアーム電圧指令生成部６０１の構成を表わす図である。 実施の形態５の制御装置３の構成を表わす図である。 実施の形態６の電力変換装置１Ａの構成を表わす図である。 電力変換装置１Ａの一部の構成を表わす図である。 電力変換装置１Ｂの一部の構成を表わす図である。 変形例の基本制御部５０２Ａの構成を表わす図である。
　以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
　実施の形態１．
　（電力変換装置の全体構成）
　図１は、実施の形態の電力変換装置１の概略構成図である。図１を参照して、電力変換装置１は、互いに直列接続された複数の変換器セルを含むモジュラーマルチレベル変換器によって構成されている。なお、「変換器セル」は、「サブモジュール」、ＳＭ、または「単位変換器」とも呼ばれる。電力変換装置１は、直流回路１４と交流回路１２との間で電力変換を行なう。電力変換装置１は、電力変換器２と、制御装置３とを含む。
　電力変換器２は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗ（総称する場合または任意のものを示す場合、レグ回路４と記載する）を含む。
　レグ回路４は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路４は、交流回路１２と直流回路１４との間に接続され、両回路間で電力変換を行なう。図１には、交流回路１２が３相交流系統の場合が示され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが設けられている。
　レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、変圧器１３を介して交流回路１２に接続される。交流回路１２は、例えば、交流電源などを含む交流電力系統である。図１では、図解を容易にするために、交流入力端子Ｎｖ，Ｎｗと変圧器１３との接続は図示していない。
　各レグ回路４に共通に接続された高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎは、直流回路１４に接続される。直流回路１４は、例えば、直流送電網などを含む直流電力系統または他の電力変換装置の直流端子である。後者の場合、２台の電力変換装置を連結することによって定格周波数などが異なる交流電力系統間を接続するためのＢＴＢ（Back　To　Back）システムが構成される。
　図１の変圧器１３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流回路１２に接続する構成としてもよい。さらに、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが変圧器１３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル８Ａ，８Ｂとしてもよい。すなわち、レグ回路４は、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗに設けられた接続部を介して電気的に（すなわち直流的または交流的に）交流回路１２と接続される。
　レグ回路４ｕは、高電位側直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの上アーム５と、低電位側直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの下アーム６とを含む。上アーム５と下アーム６との接続点である交流入力端子Ｎｕが変圧器１３と接続される。高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎが直流回路１４に接続される。レグ回路４ｖ，４ｗについても同様の構成を有するので、以下、レグ回路４ｕを代表として説明する。
　上アーム５は、カスケード接続された複数の変換器セル７＿１～７＿Ｎｃｅｌｌと、リアクトル８Ａとを含む。複数の変換器セル７およびリアクトル８Ａは直列に接続されている。同様に、下アーム６は、カスケード接続された複数の変換器セル７＿１～７＿Ｎｃｅｌｌと、リアクトル８Ｂとを含む。複数の変換器セル７およびリアクトル８Ｂは直列に接続されている。以下の説明では、上アーム５および下アーム６のそれぞれに含まれる変換器セル７の数をＮｃｅｌｌとする。ただし、Ｎｃｅｌｌ≧２とする。以下の説明では、変換器セル７＿１～７＿Ｎｃｅｌｌを総称して、変換器セル７と記載する場合もある。変換器セルのインデックスｉは、変換器セルの物理的な配置とは関係しない。
　リアクトル８Ａが挿入される位置は、レグ回路４ｕの上アーム５のいずれの位置であってもよく、リアクトル８Ｂが挿入される位置は、レグ回路４ｕの下アーム６のいずれの位置であってもよい。リアクトル８Ａ，８Ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、上アーム５のリアクトル８Ａのみ、もしくは、下アーム６のリアクトル８Ｂのみを設けてもよい。
　リアクトル８Ａ，８Ｂは、交流回路１２または直流回路１４などの事故時に事故電流が急激に増大しないように設けられている。しかし、リアクトル８Ａ，８Ｂのインダクタンス値を過大なものにすると電力変換器２の効率が低下するという問題が生じる。したがって、事故時においては、各変換器セル７の全てのスイッチング素子をできるだけ短時間で停止（オフ）することが好ましい。
　電力変換装置１は、さらに、制御に使用される電気量（電流、電圧など）を計測する各検出器として、交流電圧検出器１０と、交流電流検出器１６と、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂと、各レグ回路４に設けられたアーム電流検出器９Ａ，９Ｂとを含む。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置３に入力される。
　なお、図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置３に入力される信号の信号線と、制御装置３および各変換器セル７間で入出力される信号の信号線とは、一部まとめて記載されているが、実際には検出器ごとおよび変換器セル７ごとに設けられている。各変換器セル７と制御装置３との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられていてもよい。信号線は、たとえば光ファイバによって構成される。
　以下、各検出器について具体的に説明する。
　交流電圧検出器１０は、交流回路１２のＵ相の交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖａｃｖ、およびＷ相の交流電圧Ｖａｃｗを検出する。以下の説明では、Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、およびＶａｃｗを総称してＶａｃと記載する。
　交流電流検出器１６は、交流回路１２のＵ相の交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流Ｉａｃｗを検出する。以下の説明では、Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、およびＩａｃｗを総称してＩａｃと記載する。
　直流電圧検出器１１Ａは、直流回路１４に接続された高電位側直流端子Ｎｐの直流電圧Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１Ｂは、直流回路１４に接続された低電位側直流端子Ｎｎの直流電圧Ｖｄｃｎを検出する。直流電圧Ｖｄｃｐと直流電圧Ｖｄｃｎとの差を直流電圧Ｖｄｃとする。
　Ｕ相用のレグ回路４ｕに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム５に流れる上アーム電流Ｉｐｕ、および下アーム６に流れる下アーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。Ｖ相用のレグ回路４ｖに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｖおよび下アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路４ｗに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。以下の説明では、上アーム電流Ｉｐｕ、Ｉｐｖ、Ｉｐｗを総称して上アーム電流Ｉａｒｍｐと記載し、下アーム電流Ｉｎｕ、Ｉｎｖ、Ｉｎｗを総称して下アーム電流Ｉａｒｍｎと記載し、上アーム電流Ｉａｒｍｐと下アーム電流Ｉａｒｍｎとを総称してＩａｒｍと記載する。
　（変換器セル）
　図２（ａ）および図２（ｂ）は、電力変換器２を構成する変換器セル７の構成を表わす図である。
　図２（ａ）に示す変換器セル７は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル７は、２つのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎを直列接続して形成した直列体と、蓄電要素３２と、バイパススイッチ３４と、電圧検出器３３とを備える。直列体と蓄電要素３２とは並列接続される。
　スイッチング素子３１ｎの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２とする。スイッチング素子３１ｐ、３１ｎのスイッチング動作により蓄電要素３２の両端電圧、および零電圧を出力する。たとえば、スイッチング素子３１ｐがオン、かつスイッチング素子３１ｎがオフとなったときに、蓄電要素３２の両端電圧が出力される。スイッチング素子３１ｐがオフ、かつスイッチング素子３１ｎがオンとなったときに、零電圧が出力される。
　バイパススイッチ３４は、入出力端子Ｐ１，Ｐ２間に接続される。バイパススイッチ３４をオンにすることによって、変換器セル７が短絡される。変換器セル７が短絡することによって、変換器セル７に含まれるスイッチング素子３１ｐ、３１ｎが事故時に発生する過電流から保護される。
　電圧検出器３３は、蓄電要素３２の両端の電圧Ｖｃを検出する。
　図２（ｂ）に示す変換器セル７は、フルブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル７は、２つのスイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を直列接続して形成された第１の直列体と、２つスイッチング素子３１ｐ２，３１ｎ２を直列接続して形成された第２の直列体と、蓄電要素３２と、バイパススイッチ３４と、電圧検出器３３とを備える。第１の直列体と、第２の直列体と、蓄電要素３２とが並列接続される。
　スイッチング素子３１ｐ１とスイッチング素子３１ｎ１との中点と、スイッチング素子３１ｐ２とスイッチング素子３１ｎ２との中点とを変換器セル７の入出力端子Ｐ１，Ｐ２とする。スイッチング素子３１ｐ１、３１ｎ１、３１ｐ２、３１ｎ２のスイッチング動作により蓄電要素３２の両端電圧、または零電圧を出力する。
　バイパススイッチ３４は、入出力端子Ｐ１，Ｐ２間に接続される。バイパススイッチ３４をオンにすることによって、変換器セル７が短絡される。変換器セル７が短絡することによって、変換器セル７に含まれる各素子が事故時に発生する過電流から保護される。
　電圧検出器３３は、蓄電要素３２の両端の電圧Ｖｃを検出する。
　図２（ａ）および図２（ｂ）において、スイッチング素子３１ｐ、３１ｎ、３１ｐ１、３１ｎ１、３１ｐ２、３１ｎ２は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　Ｔｕｒｎ－ｏｆｆ）サイリスタなどの自己消弧型の半導体スイッチング素子にＦＷＤ（Ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）が逆並列に接続されて構成される。
　図２（ａ）および図２（ｂ）において、蓄電要素３２には、フィルムコンデンサなどのキャパシタが主に用いられる。蓄電要素３２は、以降の説明では、キャパシタと呼称することもある。
　以降では、変換器セル７を図２（ａ）に示すハーフブリッジセルの構成とし、スイッチング素子として半導体スイッチング素子、蓄電要素としてキャパシタを用いた場合を例に説明する。しかし、電力変換器２を構成する変換器セル７を図２（ｂ）に示すフルブリッジ構成としてもよい。また、上記で示した構成以外の変換器セル、例えば、クランプトダブルセルと呼ばれる回路構成などを適用した変換器セルを用いてもよく、スイッチング素子および蓄電要素も上記のものに限定するものではない。
　（制御装置）
　図３は、実施の形態１の制御装置３の内部構成を表わす図である。
　制御装置３は、スイッチング制御部５０１と、バイパス制御部５１０とを備える。
　スイッチング制御部５０１は、変換器セル７のスイッチング素子３１ｐ，３１ｎのオン、オフを制御する。
　バイパス制御部５１０は、アーム内の変換器セル７の故障を検知すると、アーム内の故障が生じた変換器セル７のバイパススイッチ３４をオンにすることによって、故障が生じた変換器セル７を過電流から保護する。
　スイッチング制御部５０１は、Ｕ相基本制御部５０２Ｕと、Ｕ相上アーム制御部５０３ＵＰと、Ｕ相下アーム制御部５０３ＵＮと、Ｖ相基本制御部５０２Ｖと、Ｖ相上アーム制御部５０３ＶＰと、Ｖ相下アーム制御部５０３ＶＮと、Ｗ相基本制御部５０２Ｗと、Ｗ相上アーム制御部５０３ＷＰと、Ｗ相下アーム制御部５０３ＷＮとを備える。
　以下の説明では、Ｕ相基本制御部５０２Ｕ、Ｖ相基本制御部５０２Ｖ、およびＷ相基本制御部５０２Ｗを総称して基本制御部５０２と記載する。Ｕ相上アーム制御部５０３ＵＰ、Ｕ相下アーム制御部５０３ＵＮ、Ｖ相上アーム制御部５０３ＶＰ、Ｖ相下アーム制御部５０３ＶＮ、Ｗ相上アーム制御部５０３ＷＰ、およびＷ相下アーム制御部５０３ＷＮを総称してアーム制御部５０３と記載する。
　図４は、基本制御部５０２の構成を表わす図である。
　基本制御部５０２は、アーム電圧指令生成部６０１と、キャパシタ電圧指令生成部６０２とを備える。
　アーム電圧指令生成部６０１は、上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐと、下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎとを算出する。以下の説明では、ｋｒｅｆｐとｋｒｅｆｎとを総称してｋｒｅｆと記載する。
　キャパシタ電圧指令生成部６０２は、上アームに含まれるＮ個の変換器セル７のキャパシタ３２のキャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆｐを算出する。キャパシタ電圧指令生成部６０２は、下アームに含まれるＮ個の変換器セル７のキャパシタ３２のキャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆｎを算出する。たとえば、キャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆｐは、上アームの変換器セル７のキャパシタ３２の平均電圧とし、キャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆｎは、下アームの変換器セル７のキャパシタ３２の平均電圧とする。以下の説明では、ＶｃｒｅｆｐとＶｃｒｅｆｎとを総称してＶｃｒｅｆと記載する。
　アーム電圧指令生成部６０１は、交流電流制御部６０３と、循環電流算出部６０４と、循環電流制御部６０５と、指令分配部６０６とを備える。
　交流電流制御部６０３は、検出された交流電流Ｉａｃと設定された交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆとの偏差が０になるように交流制御指令値Ｖｃｐを算出する。
　循環電流算出部６０４は、上アームのアーム電流Ｉａｒｍｐと、下アームのアーム電流Ｉａｒｍｐとに基づいて、１つのレグ回路４に流れる循環電流Ｉｚを計算する。循環電流は、複数のレグ回路４の間を循環する電流である。例えば、１つのレグ回路４に流れる循環電流Ｉｚは、以下の式によって計算できる。
　Ｉｄｃ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｐｖ＋Ｉｐｗ＋Ｉｎｕ＋Ｉｎｖ＋Ｉｎｗ）／２　・・・（１）
　Ｉｚ＝（Ｉａｒｍｐ＋Ｉａｒｍｎ）／２－Ｉｄｃ／３　・・・（２）
　循環電流制御部６０５は、循環電流Ｉｚを設定された循環電流指令値Ｉｚｒｅｆ、例えば０に追従制御するための循環制御指令値Ｖｚｐを算出する。
　指令分配部６０６は、交流制御指令値Ｖｃｐと、循環制御指令値Ｖｚｐと、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと、中性点電圧Ｖｓｎと、交流電圧Ｖａｃとを受ける。電力変換器２の交流側が変圧器１３を介して交流回路１２に接続されているため、中性点電圧Ｖｓｎは、直流回路１４の直流電源の電圧により求めることができる。直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆは、直流出力制御により与えられても、一定値でもよい。
　指令分配部６０６は、これらの入力に基づいて、上アーム、および下アームがそれぞれ出力分担する電圧を算出する。指令分配部６０６は、算出した電圧から上アーム、下アーム内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引くことによって、上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐ、および下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎを決定する。
　決定された上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐ、および下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎは、交流電流Ｉａｃを交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆに追従させ、循環電流Ｉｚを循環電流指令値Ｉｚｒｅｆに追従させ、直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに追従させるとともに、交流電圧Ｖａｃをフィードフォワード制御する出力電圧指令となる。
　基本制御部５０２は、上アームのアーム電流Ｉａｒｍｐと、下アームのアーム電流Ｉａｒｍｎと、上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐと、下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎと、上アームのキャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆｐと、下アームのキャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆｎとを出力する。
　図５は、アーム制御部５０３の構成を表わす図である。
　アーム制御部５０３は、変換器セル７＿１～７＿Ｎｃｅｌｌのうち変換器セル７＿ｊの故障を検知すると、故障変換器セル７＿ｊの故障によって生じるアーム内の健全変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア信号の位相の間隔の不均等を改善する。
　アーム制御部５０３は、Ｎｃｅｌｌ個の個別セル制御部２０２＿１～２０２＿Ｎｃｅｌｌと、キャリア信号生成部２０３とを備える。以下の説明では、個別セル制御部２０２＿１～２０２＿Ｎｃｅｌｌを総称して、個別セル制御部２０２と記載する場合もある。
　個別セル制御部２０２＿ｉは、対応する変換器セル７＿ｉを個別に制御する。個別セル制御部２０２＿ｉは、基本制御部５０２からアーム電圧指令値ｋｒｅｆ、アーム電流Ｉａｒｍ、およびキャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆを受ける。個別セル制御部２０２＿ｉは、対応する変換器セル７＿ｉから、キャパシタ電圧Ｖｃおよびセル健全判定信号ｃｎを受ける。変換器セル７が健全な状態のときにセル健全判定信号は「１」となり、変換器セル７が故障状態のときにセル健全判定信号は「０」となる。個別セル制御部２０２＿ｉは、キャリア信号生成部２０３からキャリア信号ＣＲｉを受ける。個別セル制御部２０２＿ｉは、対応する変換器セル７＿ｉのゲート信号ｇａを生成して、対応する変換器セル７＿ｉへ出力する。
　キャリア信号生成部２０３は、アーム内のいずれかの変換器セル７が故障する前には、３６０度をアーム内の複数の変換器セル７＿ｉの個数Ｎｃｅｌｌで分割した間隔の複数のキャリア信号ＣＲ（ｉ）の基準位相（以下、キャリア基準位相と記載する場合もある）を設定する。キャリア信号ＣＲ（ｉ）の基準位相とは、キャリア信号ＣＲ（ｉ）の位相と基準となる位相との差を表わす。基準となる位相として、キャリア信号ＣＲ（０）の位相を用いることができる。
　キャリア信号生成部２０３は、設定されたキャリア基準位相を有するキャリア信号ＣＲ（１）～ＣＲ（Ｎｃｅｌｌ）を生成する。これにより、アーム内の各変換器セル７の出力電圧の高調波成分を相殺し、１つのアームの出力電圧の等価スイッチング周波数を高周波化することができる。
　アーム内のいずれかの変換器セル７に故障が発生し、故障した変換器セルを故障変換器セル７＿ｊとする。故障変換器セル７＿ｊの出力電圧が零となると、アーム内の各変換器セル７の出力電圧の高調波成分が相殺できなくなる。その結果、アームの出力電圧に各変換器セル７の出力電圧の高調波成分が残留する。
　それゆえ、本実施の形態では、キャリア信号生成部２０３は、アーム内のいずれかの変換器セル７が故障した後には、アーム内の複数の健全変換器セルのキャリア基準位相の間隔の不均等を改善する。変換器セル７＿ｊの故障前の複数のキャリア基準位相の間隔は、３６０°／Ｎｃｅｌｌ（＝φ）であるが、変換器セル７＿ｊの故障によって、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相の直前のキャリア基準位相と、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相の直後のキャリア基準位相との差が、２φとなる。アーム内の複数の健全変換器セルのキャリア基準位相の間隔の不均等を改善するとは、アーム内のすべてのキャリア基準位相の間隔を２φよりも小さくすることを意味する。
　好ましくは、キャリア信号生成部２０３は、３６０度をアーム内の複数の健全変換器セル７＿ｉの個数（Ｎｃｅｌｌ－１）で分割した間隔の複数のキャリア信号の基準位相を設定する。キャリア信号生成部２０３は、電力変換器２のスイッチング動作を停止するゲートブロック動作を行うことなく、健全変換器セルのキャリア基準位相を再設定する。キャリア信号生成部２０３は、再設定されたキャリア基準位相を有するキャリア信号ＣＲ（１）～ＣＲ（ｊ－１）、ＣＲ（ｊ＋１）～ＣＲ（Ｎｃｅｌｌ）を生成する。
　図６は、個別セル制御部２０２の構成を表わす図である。
　個別セル制御部２０２は、個別セルバランス制御部２０２１と、加算器２０５１と、ＰＷＭ変調部２０２２と、信号切替器２０２３とを備える。
　個別セルバランス制御部２０２１は、キャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆと、対応する変換器セル７のキャパシタ電圧Ｖｃと、アーム電流Ｉａｒｍとに基づいて、キャパシタ電圧Ｖｃがキャパシタ指令電圧値Ｖｃｒｅｆと一致するように個別セルバランス制御出力ｄｋｒｅｆｃを出力する。たとえば、個別セルバランス制御部２０２１は、ＶｃｒｅｆとＶｃとの差分にゲインＫを乗算した結果に基づいて、個別セルバランス制御出力ｄｋｒｅｆｃを生成することができる。
　加算器２０５１は、アーム電圧指令値ｋｒｅｆと、個別セルバランス制御部２０２１から出力される個別セルバランス制御出力ｄｋｒｅｆｃとを加算する。加算結果が、セル電圧指令値ｋｒｅｆｃとして出力される。
　ＰＷＭ変調部２０２２は、セル電圧指令値ｋｒｅｆｃとキャリア信号ＣＲ（ｉ）を位相シフトＰＷＭ方式で変調することによって、ＰＷＭ変調信号を出力する。ＰＷＭ変調部２０２２は、変換器セル７の構成に応じた変調をする。変換器セル７の構成において、出力されるＰＷＭ変調信号の数ｎも増減する。例えば、ハーフブリッジセルの場合はｎ＝２、フルブリッジセルの場合はｎ＝４となる。
　信号切替器２０２３は、ＰＷＭ変調信号と、零電圧を表わす零信号とを受ける。信号切替器２０２３は、セル健全判定信号ｃｎによって選択される信号を出力する。変換器セル７＿ｉが健全な状態のときには、セル健全判定信号ｃｎが「１」となり、ＰＷＭ変調信号が出力される。変換器セル７＿ｉが故障状態のときには、セル健全判定信号ｃｎが「０」となり、零信号が出力される。信号切替器２０２３から出力された信号は、ゲート信号ｇａとして、対応する変換器セル７＿ｉのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎのゲートドライバに送られることによって、対応する変換器セル７＿ｉのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎがスイッチング制御される。
　以下では、キャリア信号生成部２０３によるキャリア基準位相の設定方法について、さらに詳細に説明する。
　電力変換器２のゲートブロックを行うことなく、キャリア基準位相を変化させる場合、キャリア基準位相の変化の影響を少なくすることが重要となる。本実施の形態では、最適化問題を設定し、目的関数を最小化することで、キャリア基準位相の変化量を最小にする。
　アーム内の変換器セルの故障が発生する前における変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相をθ１（ｉ）とする。
　キャリア信号生成部２０３は、アーム内の変換器セル７＿ｊの故障が発生する前において、変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相θ１（ｉ）を以下のように設定する。
　θ1(i)=360×(i-1)/Ncell・・・（１）
　アーム内の変換器セル７＿ｊが故障がした後における変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相をθ２（ｉ）とし、キャリア基準位相のオフセットをθｆとする。キャリア信号生成部２０３は、アーム内の変換器セル７＿ｊが故障がした後において、健全変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相θ２（ｉ）を以下のように設定する。
　θ2(i)=360×(i-1)/(Ncell-1)+θf　(i<j)・・・（２）
　θ2(i)=360×(i-2)/(Ncell-1)+θf　(i>j)・・・（３）
　アーム内の変換器セル７＿ｊの故障が発生する前後の健全変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相の変化量をΔθ（ｉ）とする。Δθ（ｉ）は、以下のように表される。
　Δθ(i)=θ2(i)-θ1(i)　（ｉ≠ｊ）・・・（４）
　キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セルのキャリア基準位相の変化量の絶対値の最大値を最小とする。実施の形態１では、さらに、―１８０＜θｆ≦１８０という条件を付することによって、最適化問題は、以下のように設定される。
　min{max（｜Δθ(i)｜）｜、1≦i≦Ncell、-180<θf≦180}・・・（５）
　上記の最適化問題における最適解では、たとえば、故障変換器セル７＿ｊの一方の隣の健全変換器セル７＿ｊ＋１のキャリア基準位相の変化量の絶対値｜Δθ（ｊ＋１）｜と、故障変換器セル７＿ｊの他方の隣の健全変換器セル７＿ｊ－１のキャリア基準位相の変化量の絶対値｜Δθ（ｊ－１）｜とが等しくなる。
　上記の最適化問題を解くと、キャリア基準位相のオフセットθｆは、以下のように表される。
　θf＝180×(Ncell-2×j+2）/(Ncell×(Ncell-1))・・・（６）
　キャリア信号生成部２０３は、式（６）のキャリア基準位相のオフセットθｆを式（２）および（３）に代入することによって、アーム内の変換器セル７＿ｊが故障した後において、健全変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相θ２（ｉ）を求める。その結果、キャリア信号生成部２０３は、健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相を以下のように変化させる。キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）のうち、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相θ１（ｊ）よりも早い基準位相を遅らせるように変化させる。キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）のうち、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相θ１（ｊ）よりも遅い基準位相を進ませるように変化させる。
　より詳しく説明すると、キャリア基準位相θ２（ｉ）は、以下の特性を有する。
　θ１（ｊ）と１８０°位相が相違する位相を位相θ＊とする。
　さらに、Ｎｃｅｌｌが偶数のときには、位相θ＊は、キャリア基準位相θ１（ｉ）（ｉ＝１～Ｎｃｅｌｌ）のいずれかと一致する。位相θ＊と一致する位相をキャリア基準θ１（ｋ）とする。
　キャリア基準位相θ１（ｋ）は、変化しない。すなわち、θ２（ｋ）＝θ１（ｋ）である。位相θ＊をθ１（ｊ）から１８０°遅れた値とした場合、θ＊よりも進んでいる（θ１（ｊ）に近い）（Ｎｃｅｌｌ－２）／２個のキャリア基準位相θ１を進める（θ１（ｊ）に近づける）ように変化させたキャリア基準位相θ２が得られる。位相θ＊をθ１（ｊ）から１８０°進んだ値とした場合、θ＊よりも遅れている（θ１（ｊ）に近い）（Ｎｃｅｌｌ－２）／２個のキャリア基準位相θ１を遅らせる（θ１（ｊ）に近づける）ように変化させたキャリア基準位相θ２が得られる。
　一方、Ｎｃｅｌｌが奇数のときには、位相θ＊は、キャリア基準位相θ１（ｉ）（ｉ＝１～Ｎｃｅｌｌ）のいずれとも一致しない。
　位相θ＊をθ１（ｊ）から１８０°遅れた値とした場合、θ＊よりも進んでいる（θ１（ｊ）に近い）（Ｎｃｅｌｌ－１）／２個のキャリア基準位相θ１を進める（θ１（ｊ）に近づける）ように変化させたキャリア基準位相θ２が得られる。位相θ＊をθ１（ｊ）から１８０°進んだ値とした場合、θ＊よりも遅れている（θ１（ｊ）に近い）（Ｎｃｅｌｌ－１）／２個のキャリア基準位相θ１を遅らせる（θ１（ｊ）に近づける）ように変化させたキャリア基準位相θ２が得られる。
　ここで、２つの位相θｘと位相θｙにおいて、式（７）が満たされるときに、位相θｙは、位相θｘを遅れるように変化させたものとし、式（８）が満たされるときに、位相θｙは、位相θｘを進ませるように変化させたものとする。
　θｘ＜θｙ＜（θｘ＋１８０°）・・・（７）
　（θｘ－１８０°）＜θｙ＜θｘ・・・（８）
　（具体例１）
　Ｎｃｅｌｌ＝４とし、アーム内の変換器セル７＿２が故障した場合のキャリア基準位相θ１、θ２について説明する。
　図７は、実施の形態１の具体例１の変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿２が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。
　式（１）より、θ１（１）＝０°、θ１（２）＝９０°、θ１（３）＝１８０°、θ１（４）＝２７０°となる。さらに、式（６）より、θｆ＝３０°となる。θｆ＝３０°を式（２）および（３）に代入すると、θ２（１）＝３０°、θ２（３）＝１５０°、θ２（４）＝２７０°となる。
　変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（２）（＝９０°）と１８０°位相が相違する位相θ＊は、２７０°（＝θ１（４））である。変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（４）は、変換器セル７＿２の故障によって、変化せずにθ２（４）となる。変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（１）は、変換器セル７＿２の故障によって、遅れる方向に変化してθ２（１）となる。変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（３）は、変換器セル７＿２の故障によって、進む方向に変化してθ２（３）となる。
　（具体例２）
　Ｎｃｅｌｌ＝９とし、アーム内の変換器セル７＿３が故障した場合のキャリア基準位相θ１、θ２について説明する。
　図８は、実施の形態１の具体例２の変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿３が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。
　式（１）より、θ１（１）＝０°、θ１（２）＝４０°、θ１（３）＝８０°、θ１（４）＝１２０°、θ１（５）＝１６０°、θ１（６）＝２００°、θ１（７）＝２４０°、θ１（８）＝２８０°、θ１（９）＝３２０°となる。さらに、式（６）より、θｆ＝１２．５°となる。θｆ＝１２．５°を式（２）および（３）に代入すると、θ２（１）＝１２．５°、θ２（２）＝５７．５°、θ２（４）＝１０２．５、θ２（５）＝１４７．５°、θ２（６）＝１９２．５°、θ２（７）＝２３７．５°、θ２（８）＝２８２．５°、θ２（９）＝３２７．５°となる。
　変換器セル７＿３が故障前の変換器セル７＿３のキャリア基準位相θ１（３）（＝８０°）と１８０°位相が相違する位相θ＊は、２２０°である。変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１（１）、θ１（２）、θ１（８）、θ１（９）は、変換器セル７＿３の故障によって、遅れる方向に変化してθ２（１）、θ２（２）、θ２（８）、θ２（９）となる。変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１（４）、θ１（５）、θ１（６）、θ１（７）は、変換器セル７＿３の故障によって、進む方向に変化してθ２（４）、θ２（５）、θ２（６）、θ２（７）となる。
　図９は、図７の具体例１のキャリア信号の変化を表わす図である。
　変換器セル７＿２の故障前の変換器セル７＿１、７＿２、７＿３、７＿４のキャリア信号をＣＲ（１）、ＣＲ（２）、ＣＲ（３）、ＣＲ（４）とする。変換器セル７＿２の故障後の変換器セル７＿１、７＿３、７＿４のキャリア信号をＣＲ（１）’、ＣＲ（３）’、ＣＲ（４）’とする。
　具体例１によれば、キャリア信号ＣＲ（４）のキャリア基準位相は、変換器セル７＿２の故障によって変化しない。キャリア信号ＣＲ（１）のキャリア基準位相は、遅れる方向に変化する。キャリア信号ＣＲ（３）のキャリア基準位相は、進む方向に変化する。
　キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（４）のキャリア基準位相を変化させない。キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（３）が変換器セル７＿３のセル電圧指令値ｋｒｅｆｃと交差した直後において、キャリア信号ＣＲ（３）のキャリア基準位相を進ませる。キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（１）のピーク（最大値、または最小値）において、キャリア信号ＣＲ（１）のキャリア基準位相を遅らせる。
　このように遷移させることによって、キャリア信号がセル電圧指令値と不適切な箇所で交差しないようにすることができる。これによって、スイッチング不良が発生するのを防止することができる。
　（制御装置３のハードウエア構成）
　図１０は、制御装置３のハードウエア構成の一例を表わす図である。
　制御装置３は、いわゆるデジタルリレー装置と同様の構成を有する。制御装置３は、ＡＤ（アナログ－デジタル）変換部５３０と、演算処理部５３５と、ＩＯ（Input　and　Output）部５４３と、整定および表示部５４７とを備える。
　ＡＤ変換部５３０の前段に、アーム電流検出器９Ａ，９Ｂ、交流電圧検出器１０、交流電流検出器１６、直流電圧検出器１１Ｂ、電圧検出器３３からの入力信号を、制御装置３の内部での信号処理に適した電圧レベルに変換するための複数の変成器（不図示）が設けられていてもよい。
　ＡＤ変換部５３０は、アナログフィルタ５３１と、ＡＤ変換器５３２とを含む。アナログフィルタ５３１は、ＡＤ変換の際の折返し誤差を除去するために設けられたローパスフィルタである。ＡＤ変換器５３２は、アナログフィルタ５３１を通過した信号をデジタル値に変換する。
　図１０では、ＡＤ変換部５３０の入力は１チャンネルのみ代表的に示されているが、実際には、各検出器からの信号を受けるために多入力の構成となっている。したがって、より詳細には、ＡＤ変換部５３０は、複数のアナログフィルタ５３１と、複数のアナログフィルタ５３１を通過した信号を選択するためのマルチプレクサ（不図示）とを含む。
　演算処理部５３５は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）５３６と、メモリ５３７と、バスインターフェース５３８，５３９と、これらを接続するバス５４０とを含む。ＣＰＵ５３６は、制御装置３の全体の動作を制御する。メモリ５３７は、ＣＰＵ５３６の主記憶として用いられる。さらに、メモリ５３７は、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリを含むことにより、プログラムおよび信号処理用の設定値などを格納する。
　なお、演算処理部５３５は、演算処理機能を有する回路によって構成されていればよく、図１０の例には限定されない。たとえば、演算処理部５３５は、複数のＣＰＵを備えていてもよい。また、演算処理部５３５は、ＣＰＵなどのプロセッサに代えて、少なくとも１つのＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）によって構成されていてもよいし、少なくとも１つのＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）によって構成されていてもよい。もしくは、演算処理部５３５は、プロセッサ、ＡＳＩＣ、およびＦＰＧＡのうちのいずれかの組み合わせによって構成されていてもよい。
　ＩＯ部５４３は、通信回路５４４と、デジタル入力回路５４５と、デジタル出力回路５４６とを含む。通信回路５４４は、各変換器セル７に出力するための光信号を生成する。通信回路５４４から出力された信号は、光中継装置５５５を介して変換器セル７に伝送される。デジタル入力回路５４５およびデジタル出力回路５４６は、ＣＰＵ５３６と外部装置との間で通信を行う際のインターフェース回路である。たとえば、デジタル出力回路５４６は、交流回路１２にトリップ信号を出力する。
　整定および表示部５４７は、整定値の入力および表示のためのタッチパネル５４８を備える。タッチパネル５４８は、液晶パネルのような表示装置とタッチパッドのような入力装置とを組わせた入出力インターフェースである。タッチパネル５４８は、バスインターフェース５３９を介してバス５４０と接続される。
　実施の形態２．
　キャリア信号生成部２０３は、実施の形態１と同様に、複数の健全変換器セルのキャリア基準位相の変化量の絶対値の最大値を最小とする。さらに、実施の形態２では、０≦θｆ＜３６０という条件を付することによって、最適化問題は、以下のように設定される。
　min{max（｜Δθ(i)｜）｜、1≦i≦Ncell、0≦θf＜360}・・・（９）
　上記の最適化問題における最適解では、たとえば、故障変換器セル７＿ｊの直後の健全変換器セル７＿ｊ＋１のキャリア基準位相の変化量θ（ｊ＋１）が０となる。
　上記の最適化問題を解くと、キャリア基準位相のオフセットθｆは、以下のように表される。
　θf＝360×(Ncell-j）/(Ncell×(Ncell-1))・・・（１０）
　キャリア信号生成部２０３は、式（１０）のキャリア基準位相のオフセットθｆを式（２）および（３）に代入することによって、アーム内に変換器セル７＿ｊが故障した後において、複数の健全変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相θ２（ｉ）を求める。
　その結果、キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相を以下のように変化させる。キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相の変化量Δθ（ｉ）の最小値を０とする。より詳細には、キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）のうち、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相θ１（ｊ）の直後の基準位相θ１（ｊ＋１）を変化させない。キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）のうち、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相θ１（ｊ）の直後の基準位相θ１（ｊ＋１）以外の基準位相を遅らせる。
　より詳しく説明すると、キャリア基準位相θ２（ｉ）は、以下の特性を有する。キャリア基準位相θ１（ｊ＋１）は、変化しない。すなわち、θ２（ｊ＋１）＝θ１（ｊ＋１）である。（Ｎｃｅｌｌ－２）個のキャリア基準位相θ１（ｉ）（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋２～Ｎｃｅｌｌ）を遅れるように変化させたキャリア基準位相θ２（ｉ）が得られる。
　（具体例１）
　Ｎｃｅｌｌ＝４とし、アーム内の変換器セル７＿２が故障した場合のキャリア基準位相θ１、θ２について説明する。
　図１１は、実施の形態２の具体例１の変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿２が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。
　式（１）より、θ１（１）＝０°、θ１（２）＝９０°、θ１（３）＝１８０°、θ１（４）＝２７０°となる。さらに、式（１０）より、θｆ＝６０°となる。θｆ＝６０°を式（２）および（３）に代入すると、θ２（１）＝６０°、θ２（３）＝１８０°、θ２（４）＝３００°となる。
　変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（３）は、変換器セル７＿２の故障によって、変化せずにθ２（３）となる。変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（１）、θ１（４）は、変換器セル７＿２の故障によって、遅れる方向に変化してθ２（１）、θ２（４）となる。
　（具体例２）
　Ｎｃｅｌｌ＝９とし、アーム内の変換器セル７＿３が故障した場合のキャリア基準位相θ１、θ２について説明する。
　図１２は、実施の形態２の具体例２の変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿３が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。
　式（１）より、θ１（１）＝０°、θ１（２）＝４０°、θ１（３）＝８０°、θ１（４）＝１２０°、θ１（５）＝１６０°、θ１（６）＝２００°、θ１（７）＝２４０°、θ１（８）＝２８０°、θ１（９）＝３２０°となる。さらに、式（１０）より、θｆ＝３０°となる。θｆ＝３０°を式（２）および（３）に代入すると、θ２（１）＝３０°、θ２（２）＝７５°、θ２（４）＝１２０°、θ２（５）＝１６５°、θ２（６）＝２１０°、θ２（７）＝２５５°、θ２（８）＝３００°、θ２（９）＝３４５°となる。
　変換器セル７＿３が故障前の変換器セル７＿４のキャリア基準位相θ１（４）は、変換器セル７＿３の故障によって、変化しない。すなわち、θ２（４）＝θ１（４）である。変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１（１）、θ１（２）、θ１（５）、θ１（６）、θ１（７）、θ１（８）、θ１（９）は、変換器セル７＿３の故障によって、遅れる方向に変化して、θ２（１）、θ２（２）、θ２（５）、θ２（６）、θ２（７）、θ２（８）、θ２（９）となる。
　図１３は、図１１の具体例１のキャリア信号の変化を表わす図である。
　変換器セル７＿３の故障前の変換器セル７＿１、７＿２、７＿３、７＿４のキャリア信号をＣＲ（１）、ＣＲ（２）、ＣＲ（３）、ＣＲ（４）とする。変換器セル７＿２の故障後の変換器セル７＿１、７＿３、７＿４のキャリア信号をＣＲ（１）’、ＣＲ（３）’、ＣＲ（４）’とする。
　具体例１によれば、キャリア信号ＣＲ（３）のキャリア基準位相は、変換器セル７＿２の故障によって変化しない。キャリア信号ＣＲ（１）、ＣＲ（４）のキャリア基準位相は、遅れる方向に変化する。
　キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（３）のキャリア基準位相を変化させない。キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（１）、ＣＲ（４）のピーク（最大値、または最小値）において、キャリア信号ＣＲ（１）、ＣＲ（４）のキャリア基準位相を遅らせる。
　このように遷移させることによって、キャリア信号がセル電圧指令値と不適切な箇所で交差しないようにすることができる。これによって、スイッチング不良が発生するのを防止することができる。
　本実施の形態では、キャリア基準位相を変化させるために、健全変換器セルのセル電圧指令値と健全変換器セルのキャリア信号とが交差するタイミングを検出するための制御を不要とすることができる。
　実施の形態３．
　キャリア信号生成部２０３は、実施の形態１と同様に、複数の健全変換器セルのキャリア基準位相の変化量の絶対値の最大値を最小とする。さらに、実施の形態３では、－３６０＜θｆ≦０という条件を付することによって、最適化問題は、以下のように設定される。
　min{max（｜Δθ(i)｜）｜、1≦i≦Ncell、-360＜θf≦0}・・・（１１）
　上記の最適化問題における最適解では、たとえば、故障変換器セル７＿ｊの直前の健全変換器セル７＿ｊ－１のキャリア基準位相の変化量θ（ｊ－１）が０となる。
　上記の最適化問題を解くと、キャリア基準位相のオフセットθｆは、以下のように表される。
　(j=1)　θf＝360/(Ncell×(Ncell-1))・・・（１２－１）
　(j>1)　θf＝360×(j-2）/(Ncell×(Ncell-1))・・・（１２－２）
　キャリア信号生成部２０３は、式（１２－１）、（１２－２）のキャリア基準位相のオフセットθｆを式（２）および（３）に代入することによって、アーム内に変換器セル７＿ｊが故障した後において、複数の健全変換器セル７＿ｉ（ｉ＝１～ｊ－１、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）のキャリア基準位相θ２（ｉ）を求める。
　その結果、キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）を以下のように変化させる。キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相の変化量Δθ（ｉ）の最大値を０とする。より詳細には、キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）のうち、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相θ１（ｊ）の直前の基準位相θ１（ｊ－１）を変化させない。キャリア信号生成部２０３は、複数の健全変換器セル７＿ｉのキャリア基準位相θ１（ｉ）のうち、故障変換器セル７＿ｊのキャリア基準位相θ１（ｊ）の直前の基準位相θ１（ｊ－１）以外の基準位相を進ませる。
　より詳しく説明すると、キャリア基準位相θ２（ｉ）は、以下の特性を有する。キャリア基準位相θ１（ｊ－１）は、変化しない。すなわち、θ２（ｊ－１）＝θ１（ｊ－１）である。（Ｎｃｅｌｌ－２）個のキャリア基準位相θ１（ｉ）（ｉ＝１～ｊ－２、ｊ＋１～Ｎｃｅｌｌ）を進めるように変化させたキャリア基準位相θ２（ｉ）が得られる。
　（具体例１）
　Ｎｃｅｌｌ＝４とし、アーム内の変換器セル７＿２が故障した場合のキャリア基準位相θ１、θ２について説明する。
　図１４は、実施の形態３の具体例１の変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿２が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。
　式（１）より、θ１（１）＝０°、θ１（２）＝９０°、θ１（３）＝１８０°、θ１（４）＝２７０°となる。さらに、式（１２）より、θｆ＝０°となる。θｆ＝０°を式（２）および（３）に代入すると、θ２（１）＝０°、θ２（３）＝１２０°、θ２（４）＝２４０°となる。
　変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（１）は、変換器セル７＿２の故障によって、変化せずにθ２（１）となる。変換器セル７＿２が故障前のキャリア基準位相θ１（３）、θ１（４）は、変換器セル７＿２の故障によって、進む方向に変化してθ２（３）、θ２（４）となる。
　（具体例２）
　Ｎｃｅｌｌ＝９とし、アーム内の変換器セル７＿３が故障した場合のキャリア基準位相θ１、θ２について説明する。
　図１５は、実施の形態３の具体例２の変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１と、変換器セル７＿３が故障後のキャリア基準位相θ２を表わす図である。
　式（１）より、θ１（１）＝０°、θ１（２）＝４０°、θ１（３）＝８０°、θ１（４）＝１２０°、θ１（５）＝１６０°、θ１（６）＝２００°、θ１（７）＝２４０°、θ１（８）＝２８０°、θ１（９）＝３２０°となる。さらに、式（１２）より、θｆ＝－５°となる。θｆ＝－５°を式（２）および（３）に代入すると、θ２（１）＝－５°（＝３５５°）、θ２（２）＝４０°、θ２（４）＝８５°、θ２（５）＝１３０°、θ２（６）＝１７５°、θ２（７）＝２２０°、θ２（８）＝２６５°、θ２（９）＝３１０°となる。
　変換器セル７＿３が故障前の変換器セル７＿２のキャリア基準位相θ１（２）は、変換器セル７＿３の故障によって、変化しない。すなわち、θ２（２）＝θ１（２）である。変換器セル７＿３が故障前のキャリア基準位相θ１（１）、θ１（４）、θ１（５）、θ１（６）、θ１（７）、θ１（８）、θ１（９）は、変換器セル７＿３の故障によって、進む方向に変化して、θ２（１）、θ２（４）、θ２（５）、θ２（６）、θ２（７）、θ２（８）、θ２（９）となる。
　図１６は、図１４の具体例１のキャリア信号の変化を表わす図である。
　変換器セル７＿３の故障前の変換器セル７＿１、７＿２、７＿３、７＿４のキャリア信号をＣＲ（１）、ＣＲ（２）、ＣＲ（３）、ＣＲ（４）とする。変換器セル７＿２の故障後の変換器セル７＿１、７＿３、７＿４のキャリア信号をＣＲ（１）’、ＣＲ（３）’、ＣＲ（４）’とする。
　具体例１によれば、キャリア信号ＣＲ（１）のキャリア基準位相は、変換器セル７＿２の故障によって変化しない。キャリア信号ＣＲ（３）、ＣＲ（４）のキャリア基準位相は、進む方向に変化する。
　キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（１）のキャリア基準位相を変化させない。キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（３）が変換器セル７＿３のセル電圧指令値ｋｒｅｆｃと交差した直後において、キャリア信号ＣＲ（３）のキャリア基準位相を進ませる。キャリア信号生成部２０３は、キャリア信号ＣＲ（４）が変換器セル７＿４のセル電圧指令値ｋｒｅｆｃと交差した直後において、キャリア信号ＣＲ（４）のキャリア基準位相を進ませる。
　このように遷移させることによって、キャリア信号がセル電圧指令値と不適切な箇所で交差しないようにすることができる。これによって、スイッチング不良が発生するのを防止することができる。
　実施の形態４．
　変換器セル７が故障した場合に、アーム電流Ｉａｒｍの高調波成分が増大し、健全な変換器セル７において、キャパシタ電圧のアンバランスが生じる恐れがあるのは、電力変換器２の交流出力電流および直流出力電流が小さく、アーム電流の実効値が小さい場合である。
　個別セルバランス制御は、アーム電流の実効値が大きい場合には、十分効果を奏するが、アーム電流の実効値が小さい場合には、個別セルバランス制御が十分な効果を奏さない場合がある。
　しかしながら、交流出力電力および直流出力電力は上位の指令により決定されるため、交流出力電流および直流出力電流を自由に設定することはできない。また、直流成分および交流の基本波成分の循環電流は、基本的に変換器セル７のキャパシタ電圧の各相の平均値のバランス制御、または上アームと下アームの平均値のバランス制御に使用されるため、自由度がない。
　そこで、実施の形態４では、アーム内で各変換器セル７のキャパシタ電圧のバランスが取れないような電力変換器２の交流出力電流および直流出力電流が小さい場合には、電力変換器２から出力される電流の周波数と異なる周波数の電流を電力変換器２の内部で循環させる。これによって、アーム電流の実効値が大きくなるので、個別セルバランス制御が十分効果を奏し、変換器セル７の間のアンバランスが解消される。ここで、電力変換器２から出力される電流の周波数と異なる周波数の電流とは、直流電流および交流回路１２から出力される交流電流（基本波の電流）以外の電流である。
　図１７は、実施の形態４の制御装置３の構成を表わす図である。
　実施の形態４の制御装置３は、実施の形態１の制御装置３と同様に、スイッチング制御部５０１およびバイパス制御部５１０を備えるととともに、セルバランス用循環電流制御部６１０を備える。
　セルバランス用循環電流制御部６１０は、複数のアームのうちのいずれかのアームの変換器セル７の故障を検知すると、アーム電流Ｉａｒｍの実効値を増加させるために、電力変換器２から出力される電流の周波数とは異なる周波数の電流を電力変換器２の内部で循環させる。
　図１８は、セルバランス用循環電流制御部６１０の構成を表わす図である。
　セルバランス用循環電流制御部６１０は、第１座標変換部６１１と、補償器６１２と、第２座標変換部６１３とを備える。
　第１座標変換部６１１は、ＵＶＷ３相の循環電流成分Ｉｚｕ、Ｉｚｖ、Ｉｚｗを、電力変換器２から出力される電流の周波数とは異なる周波数θで回転するｄｑ２相座標上に変換する。変換されたＩｚｄは有効成分、Ｉｚｑは無効成分で、いずれも直流量となる。
　補償器６１２は、２相の循環電流成分Ｉｚｄ、Ｉｚｑが、２相に換算された循環電流指令成分Ｉｚｄｒｅｆ、Ｉｚｑｒｅｆに追従するよう２相の直流電圧指令成分Ｖｚｄｒｅｆ、Ｖｚｑｒｅｆを出力する。
　第２座標変換部６１３は、補償器６１２が求めた２相の直流電圧指令成分Ｖｚｄｒｅｆ、Ｖｚｑｒｅｆを、３相の直流電圧指令循環電流成分Ｖｄｃｃｕ、Ｖｄｃｃｖ、Ｖｄｃｃｗに変換する。Ｖ直流電圧指令循環電流成分ｄｃｃｕ、Ｖｄｃｃｖ、Ｖｄｃｃｗは、それぞれＵ相基本制御部５０２Ｕ、Ｖ相基本制御部５０２Ｖ、Ｗ相基本制御部５０２Ｗのアーム電圧指令生成部６０１に送られる。以下の説明では、Ｖｄｃｃｕ、Ｖｄｃｃｖ、Ｖｄｃｃｗを総称してＶｄｃｃと記載する。
　図１９は、実施の形態４のアーム電圧指令生成部６０１の構成を表わす図である。
　指令分配部６０６は、実施の形態１と同様に、交流制御指令値Ｖｃｐ、循環制御指令値Ｖｚｐと、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと、中性点電圧Ｖｓｎと、交流電圧Ｖａｃとを受けるともに、直流電圧指令循環電流成分Ｖｄｃｃを受ける。
　指令分配部６０６は、実施の形態１と同様に、これらの入力に基づいて、上アームおよび下アームがそれぞれ出力分担する電圧を算出する。指令分配部６０６は、算出した電圧から上アーム、および下アーム内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引くことによって、上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐおよび下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎを決定する。
　本実施の形態によって、アーム電流Ｉａｒｍの実効値が増加するので、セル電圧指令値を構成する基本波が大きくなる。その結果、個別セルバランス制御が十分効果を奏し、変換器セル７の間のアンバランスが解消される。
　実施の形態５．
　本実施の形態では、変圧器１３は、変圧比可変の変圧器とする。変圧比可変の変圧器は、たとえば、タップ切替機能付き変圧器などで実現される。
　交流出力電力および直流出力電力が上位の指令により決定されるため、交流出力電流および直流出力電流を自由に設定することができない。
　電力変換装置１は、変圧器１３を介して交流回路１２に連系されるので、変圧器１３の変圧比を変化させることによって、交流出力電力および直流出力電力に影響を与えずに、交流出力電流Ｖａｃを変化させることができる。これによって、アーム電流Ｉａｒｍの実効値を増加させることができるので、変換器セル７間のアンバランスを解消することができる。
　図２０は、実施の形態５の制御装置３の構成を表わす図である。
　実施の形態５の制御装置３は、実施の形態１と同様にスイッチング制御部５０１およびバイパス制御部５１０を備えるととともに、変圧器制御部５０４を備える。
　変圧器制御部５０４は、複数のアームのうちのいずれかのアームの変換器セル７の故障を検知すると、アーム電流Ｉａｒｍの実効値を増加させるために、変圧器１３の変圧比を変化させる。具体的には、変圧器１３の交流回路１２側の電圧Ｖ１と、電力変換装置１側の電圧Ｖ２との比Ｎ（Ｖ２／Ｖ１）を小さくすることによって、交流回路１２から電力変換装置１へ流れる交流電流を増加させる。これによって、アーム電流Ｉａｒｍの実効値が増加するので、セル電圧指令値を構成する基本波を大きくなる。その結果、高調波の影響を低減することができる。
　実施の形態６．
　図２１は、実施の形態６の電力変換装置１Ａの構成を表わす図である。
　実施の形態６の電力変換装置１Ａが、実施の形態１の電力変換装置１Ａと相違する点は、実施の形態６の電力変換装置１Ａの電力変換器２Ａの各アームが、冗長変換器セル（ＲＳＭ）７ａを備える点である。冗長変換器セル７ａの構成は、図２（ａ）および（ｂ）に示す変換器セル７の構成と同様である。
　各アームの冗長変換器セル７ａは、各アーム内のいずれかの変換器セル７に故障が生じる前において、バイパスされている。したがって、この期間においては、冗長変換器セル７ａは、変換動作をしない。
　各アームの冗長変換器セル７ａは、各アーム内のいずれかの変換器セル７に故障が生じた後は、バイパスが解除される。したがって、この期間においては、冗長変換器セル７ａは、故障が生じた変換器セル７の代わりに、変換動作をする。
　バイパス制御部５１０は、アーム内のいずれかの変換器セル７に故障が生じる前に、そのアーム内の冗長変換器セル７ａのバイパススイッチ３４をオンにする。バイパス制御部５１０は、アーム内のいずれかの変換器セル７に故障が生じた後は、そのアーム内の冗長変換器セル７ａのバイパススイッチ３４をオフにする。
　以上のように、本実施の形態では、各アーム内のいずれかの変換器セル７に故障が生じた後は、冗長変換器セル７ａは、故障が生じた変換器セル７の代わりに、変換動作をする。これによって、変換器セル７が故障した場合でも、１つのアーム中において動作する変換器セルの個数が変化しないので、変換器セルの出力電圧の高調波成分を相殺することができる。
　なお、アーム内の冗長変換器セル７ａの数は、１個に限定されるものではなく、複数個であってもよい。また、アーム内の冗長変換器セル７ａは、固定されていなくてもよい。故障が生じていない複数の変換器セルの中から冗長変換器セルが一定の周期ごとに、順番に、あるいはランダムに選択されるものとしてもよい。
　（変形例）
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、たとえば、以下のような変形例も含まれる。
（１）電力変換器２の構成
　上記の実施形態では、電力変換器２は、ダブルスター型と呼ばれる構成を有する。電力変換器２は、主にＨＶＤＣ（High　Voltage　Direct　Current）送電用の交直変換器に使われる。上記の実施形態で説明した電力変換器の制御は、他の構成の電力変換器にも適用できる。
　図２２は、電力変換装置１Ｂの一部の構成を表わす図である。
　電力変換装置１Ｂの電力変換器２Ｂは、シングルデルタ型と呼ばれる構成を有する。電力変換器２Ｂは、主に無効電力補償装置に使用される。
　図２３は、電力変換装置１ＣＭの一部の構成を表わす図である。
　電力変換装置１Ｃの電力変換器２Ｃは、シングルスター型と呼ばれる構成である。電力変換器２Ｃも、主に無効電力補償装置に使用される。
　上記の実施形態で説明したような変換器セル７の故障による生じる高調波を抑制する方式は、電力変換器２Ｂおよび２Ｃにおいても効果を奏する。出力が交流側のみである電力変換器２Ｃでは、実施の形態２で説明した循環電流は、基本波成分以外の周波数の電流でよい。例えば、直流成分の循環電流を流してもよい。
　（２）上記の実施形態では、三角波比較によるＰＷＭ変調方式を例に説明したが、キャリアが鋸波の鋸波比較によるＰＷＭ変調方式としてもよく、キャリアを制限するものではない。また、空間電圧ベクトルによるＰＷＭ変調方式の場合も同様の効果を奏するような機能を付加することによって、変換器セルに故障が生じた場合においても電力変換装置の運転を継続することができる。
　（３）上記の実施形態で説明した制御は、各変換器セル７のキャパシタ電圧のアンバランスが拡大した場合に、断続的に動作するものであってもよい。
　（４）　実施の形態１、２において、キャリア信号生成部２０３は、出力電圧の歪みが小さくなるように、キャリア信号の最大値でキャリア基準位相を遅らせるか、またはキャリア信号の最小値でキャリア基準位相を遅らせるかを決定するものとしてもよい。すなわち、キャリア信号生成部２０３は、生成されるＰＷＭ信号の「１」の期間の長さと「０」の期間の長さの比に対して与えられるキャリア基準位相の更新の影響が小さくなるように、キャリア信号の最大値でキャリア基準位相を遅らせるか、またはキャリア信号の最小値でキャリア基準位相を遅らせるかを決定するものとしてもよい。
　（５）実施の形態１、３において、ＰＷＭ変調器内のキャリア信号とセル電圧指令値とを比較する比較器の出力に基づいて、キャリア信号とセル電圧指令値とが交差するタイミングを検出するものとしてもよい。
　（６）実施の形態１～３では、キャリア基準位相の変更が一度で完了する場合について述べたが、複数回に分割してキャリア基準位相を変更してもよい。たとえば、１回目にキャリア基準位相をΔθ／２だけ変更し、２回目にキャリア基準位相をさらにΔθ／２だけ変更することとしてもよい。これによって、アーム出力電圧歪などの影響を小さくすることが期待される。
　（７）循環電流制御用の変換器セル
　アーム内に通常の変換器セルと、循環電流制御用の変換器セルとが含まれる場合には、基本制御部の構成が、図４に示すものと相違する。
　図２４は、変形例の基本制御部５０２Ａの構成を表わす図である。
　図２４の基本制御部５０２Ａが、図４の基本制御部５０２と相違する点は、基本制御部６０から出力される循環制御指令値Ｖｚｐが指令分配部６０６Ａに出力されない。
　指令分配部６０６Ａは、交流制御指令値Ｖｃｐと、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと、中性点電圧Ｖｓｎと、交流電圧Ｖａｃとを受ける。指令分配部６０６は、これらの入力に基づいて、上アーム、および下アームがそれぞれ出力分担する電圧を算出する。指令分配部６０６は、算出した電圧から上アーム、下アーム内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引くことによって、上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐ、および下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎを決定する。アーム電圧指令値ｋｒｅｆｐ、および下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎによって、実施の形態１で説明したようにアーム内の通常の変換器セルを制御する信号が生成される。
　一方、図示しない制御ブロックが、基本制御部６０から出力される循環制御指令値Ｖｚｐに基づいて、循環器制御用の変換器セルへのＰＷＭ変調信号を出力する。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ　電力変換装置、２，２Ａ，２Ｂ，２Ｃ　電力変換器、３　制御装置、４ｕ，４ｖ，４ｗ　レグ回路、５ｕ，５ｖ，５ｗ　上アーム、６ｕ，６ｖ，６ｗ　下アーム、７　変換器セル、７ａ　冗長変換器セル、８Ａ，８Ｂ　リアクトル、９Ａ，９Ｂ　アーム電流検出器、１０　交流電圧検出器、１１Ａ，１１Ｂ　直流電圧検出器、１２　交流回路、１３　変圧器、１４　直流回路、１６　交流電流検出器、３１ｐ，３１ｎ，３１ｐ１，３１ｎ１，３１ｐ２，３１ｎ２　スイッチング素子、３２　蓄電要素、３３　電圧検出器、３４　バイパススイッチ、２０２　個別セル制御部、２０３　キャリア信号生成部、５０１　スイッチング制御部、５０２，５０２Ａ　基本制御部、５０２Ｕ　Ｕ相基本制御部、５０２Ｖ　Ｖ相基本制御部、５０２Ｗ　Ｗ相基本制御部、５０３ＵＰ　Ｕ相上アーム制御部、５０３ＵＮ　Ｕ相下アーム制御部、５０３ＶＰ　Ｖ相上アーム制御部、５０３ＶＮ　Ｖ相下アーム制御部、５０３ＷＰ　Ｗ相上アーム制御部、５０３ＷＮ　Ｗ相下アーム制御部、５０４　変圧器制御部、５１０　バイパス制御部、５３０　ＡＤ変換部、５３１　アナログフィルタ、５３２　ＡＤ変換器、５３５　演算処理部、５３６　ＣＰＵ、５３７　メモリ、５３８，５３９　バスＩ／Ｆ、５４０　バス、５４３　ＩＯ部、５４４　通信回路、５４５　デジタル入力回路、５４６　デジタル出力回路、５４７　整定および表示部、５４８　タッチパネル、５５５　光中継装置、６０１　アーム電圧指令生成部、６０２　キャパシタ電圧指令生成部、６０３　交流電流制御部、６０４　循環電流算出部、６０５　循環電流制御部、６０６　指令分配部、６１０　セルバランス用用循環電流制御部、６１１　第１座標変換部、６１２　補償器、６１３　第２座標変換部、２０２１　個別セルバランス制御部、２０２２　ＰＷＭ変調部、２０２３　信号切替器、２０３２　健全セル計算部、２０５１　加算器、Ｎｎ　低電位側直流端子、Ｎｐ　高電位側直流端子、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ　交流入力端子。

Claims (13)

  1. 　２個以上のスイッチング素子と、蓄電要素と、一対の出力端子とを含む複数の変換器セルが直列に接続されたアームを有する電力変換器と、
    　前記変換器セルごとのキャリア信号を用いて、位相シフトＰＷＭ制御によって前記複数の変換器セルの電圧を制御する制御装置とを備え、
    　前記変換器セルは、前記変換器セルをバイパスするためのスイッチを有し、
    　前記制御装置は、前記アーム内の前記変換器セルの故障を検知すると、前記アーム内の故障変換器セルをバイパスさせるとともに、前記変換器セルの故障によって生じる前記アーム内の複数の健全変換器セルのキャリア信号の位相の間隔の不均等を改善する、電力変換装置。
  2. 　前記制御装置は、
    　前記変換器セルごとのキャリア信号の基準位相を設定して、前記設定した基準位相を有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
    　各々が、前記アーム内の対応する前記変換器セルの電圧指令と、前記対応する前記変換器セルのキャリア信号とに基づいて、ＰＷＭ変調信号を出力する複数の個別セル制御部とを備え、
    　前記キャリア信号生成部は、前記変換器セルの故障を検知すると、前記アーム内の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相の間隔を均等にする、請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記キャリア信号生成部は、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相の変化量の最大値の絶対値を最小とする、請求項２記載の電力変換装置。
  4. 　前記キャリア信号生成部は、
    　前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相のうち、前記故障変換器セルのキャリア信号の基準位相よりも早い基準位相を遅らせるように変化させ、
    　前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相のうち、前記故障変換器セルのキャリア信号の基準位相よりも遅い基準位相を進ませるように変化させる、請求項３記載の電力変換装置。
  5. 　前記キャリア信号生成部は、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相の変化量の最小値を０とする、請求項３記載の電力変換装置。
  6. 　前記キャリア信号生成部は、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相のうち、前記故障変換器セルのキャリア信号の基準位相の直後の基準位相を変化させず、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相のうち、前記故障変換器セルのキャリア信号の基準位相の直後の基準位相以外の基準位相を遅らせる、請求項５記載の電力変換装置。
  7. 　前記キャリア信号生成部は、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相の変化量の最大値を０とする、請求項３記載の電力変換装置。
  8. 　前記キャリア信号生成部は、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相のうち、前記故障変換器セルのキャリア信号の基準位相の直前の基準位相を変化させず、前記複数の健全変換器セルのキャリア信号の基準位相のうち、前記故障変換器セルのキャリア信号の基準位相の直前の基準位相以外の基準位相を進ませる、請求項７記載の電力変換装置。
  9. 　前記キャリア信号生成部は、前記健全変換器セルのキャリア信号の基準位相を進ませる方向に変化させる場合、前記キャリア信号が前記健全変換器セルのセル電圧指令と交差するタイミングの直後に、前記健全変換器セルのキャリア信号の基準位相を進ませる、請求項３記載の電力変換装置。
  10. 　前記キャリア信号生成部は、前記健全変換器セルのキャリア信号の基準位相を遅らせる方向に変化させる場合、前記キャリア信号が最大または最小となるタイミングの直後に、前記健全変換器セルのキャリア信号の基準位相を遅らせる、請求項３記載の電力変換装置。
  11. 　前記制御装置は、前記変換器セルの故障を検知すると、前記アームに流れるアーム電流の実効値を増加させる、請求項１記載の電力変換装置。
  12. 　前記制御装置は、前記アーム電流の実効値を増加させるために、前記電力変換器から出力される電流の周波数成分とは異なる周波数成分の電流を前記電力変換器の内部で循環させる、請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 　前記電力変換装置は、変圧比が可変の変圧器を備え、
    　前記制御装置は、前記アーム電流の実効値を増加させるために、前記変圧比を変化させることによって、交流出力電流を増加させる、請求項１１に記載の電力変換装置。
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