WO2020194401A1 - 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置 - Google Patents

交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020194401A1
WO2020194401A1 PCT/JP2019/012213 JP2019012213W WO2020194401A1 WO 2020194401 A1 WO2020194401 A1 WO 2020194401A1 JP 2019012213 W JP2019012213 W JP 2019012213W WO 2020194401 A1 WO2020194401 A1 WO 2020194401A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
angular velocity
estimated
calculates
motor
estimated angular
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2019/012213
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
友里子 竹田
健治 ▲高▼橋
慎也 豊留
鹿嶋　美津夫
知宏 沓木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2021508383A priority Critical patent/JP7012901B2/ja
Priority to PCT/JP2019/012213 priority patent/WO2020194401A1/ja
Priority to US17/429,363 priority patent/US11632067B2/en
Priority to GB2113064.6A priority patent/GB2596246B/en
Priority to DE112019007063.0T priority patent/DE112019007063B4/de
Priority to CN201980094119.0A priority patent/CN113574793B/zh
Publication of WO2020194401A1 publication Critical patent/WO2020194401A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/34—Modelling or simulation for control purposes
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B49/00—Arrangement or mounting of control or safety devices
    • F25B49/02—Arrangement or mounting of control or safety devices for compression type machines, plants or systems
    • F25B49/022—Compressor control arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H02P21/0017—Model reference adaptation, e.g. MRAS or MRAC, useful for control or parameter estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors

Definitions

  • the present invention relates to a speed estimation device for an AC motor that estimates the speed of an AC motor such as an induction machine or a synchronous machine, a drive device for the AC motor, a refrigerant compressor, and a refrigeration cycle device.
  • Patent Document 1 a position sensor or a speed sensor is used for control for reducing torque pulsation and speed pulsation in order to reduce the cost or to make it applicable to a device in which a sensor is difficult to attach.
  • a method that realizes without a sensor is disclosed.
  • the torque compensation value is obtained based on the velocity ripple component extracted from the difference between the command angular frequency and the velocity feedback angular frequency. As a result, the speed fluctuation of the AC motor is suppressed without having a map of the correction amount.
  • the speed estimation response is limited to several hundred [rad / s] in the conventional control method, and the response to high frequency pulsation is insufficient, making it difficult to accurately estimate the pulsation.
  • Patent Document 1 since the vibration suppression unit is configured by using the estimated speed, it is considered that the performance of the vibration suppression unit depends on the response of the speed estimation, and sufficient performance cannot be obtained in the high frequency region.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an AC motor speed estimation device capable of further improving the high frequency speed estimation accuracy in sensorless control of an AC motor. To do.
  • the speed estimation device of the AC motor includes a model deviation calculation unit that calculates a model deviation based on the voltage, current, and estimated angular velocity of the AC motor, and a model.
  • a first angular velocity estimation unit that calculates a first estimated angular velocity based on a deviation
  • a second angular velocity estimation unit that calculates a second estimated angular velocity whose frequency is different from that of the first estimated angular velocity based on a model deviation.
  • the speed estimation device of the AC motor includes a compensation phase calculation unit that calculates the compensation phase based on the disturbance frequency, and an estimated angular velocity calculator that calculates the estimated angular velocity of the AC motor based on the first and second estimated angular velocities. , Equipped with. Either one of the first and second estimated angular velocities is calculated based on the compensation phase.
  • the speed estimation device for the AC motor According to the speed estimation device for the AC motor according to the present invention, there is an effect that the high frequency speed estimation accuracy can be further improved in the sensorless control of the AC motor.
  • Block diagram showing the configuration of the speed estimation device according to the comparative example Bode diagram showing the transmission characteristics of the speed estimation device shown in FIG. A block diagram showing a configuration of a speed estimation device according to a comparative example different from FIG. Bode diagram showing the transmission characteristics of the speed estimation device shown in FIG.
  • the Bode diagram showing the transmission characteristics from the model deviation ⁇ of the speed estimation device shown in FIG. 2 to the first estimated angular acceleration is compared between the open loop characteristics and the closed loop characteristics.
  • a block diagram showing a detailed configuration of a second angular velocity estimation unit in the speed estimation device shown in FIG. A block diagram showing a modified example of the detailed configuration shown in FIG. FIG.
  • FIG. 1 for explaining the effect of the speed estimation device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 for explaining the effect of the speed estimation device according to the first embodiment.
  • Hardware configuration diagram of the speed estimation device according to the first embodiment Block diagram showing the configuration of the speed estimation device according to the second embodiment Block diagram showing the configuration of the speed estimation device according to the third embodiment Block diagram showing the configuration of the speed estimation device according to the fourth embodiment.
  • the figure which shows an example of the waveform of the load torque of a rotary compressor A block diagram showing a configuration of a drive device for an AC electric motor according to a fifth embodiment.
  • FIG. 17 is a cross-sectional view showing a schematic structure inside the refrigerant compressor shown as a drive target.
  • FIG. 18 is a cross-sectional view showing the internal structure of the compression chamber of the refrigerant compressor shown in FIG.
  • the speed estimation device for the AC motor the drive device for the AC motor, the refrigerant compressor, and the refrigeration cycle device according to the embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
  • the present invention is not limited to the following embodiments. Further, in the following, the speed estimation device of the AC motor will be abbreviated as “speed estimation device” as appropriate. Further, the drive device of the AC motor is appropriately abbreviated as “drive device”.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a speed estimation device 101 of an AC electric motor according to a first embodiment.
  • the speed estimation device 101 shown in FIG. 1 estimates the rotation speed of the AC motor 2 by using the voltage vector and the current vector applied to the AC motor 2 by the method of the adaptive observer, and outputs the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r. To do.
  • the speed estimation device 101 includes a model deviation calculation unit 11, a first angular velocity estimation unit 21, a compensation phase calculation unit 51, a second angular velocity estimation unit 22, and an estimated angular velocity calculation unit 23.
  • the model deviation calculation unit 11 calculates the model deviation ⁇ based on the voltage vector, the current vector, and the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r .
  • the first angular velocity estimation unit 21 calculates the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 based on the model deviation ⁇ .
  • the compensation phase calculation unit 51 calculates the compensation phase ⁇ pls based on the specific disturbance frequency f d .
  • the second angular velocity estimation unit 22 calculates the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 based on the compensation phase ⁇ pls , the model deviation ⁇ , and the disturbance frequency f d .
  • Estimator angular velocity calculator 23 the first estimated angular velocity omega ⁇ r1, and based on the second estimated angular velocity omega ⁇ r2, calculates the estimated angular velocity omega ⁇ r of the AC motor 2.
  • the speed estimation device 101 includes a compensation phase calculation unit 51 and a second angular velocity estimation unit 22, and the operation of these components is one of the features of the present invention. Details of the compensation phase calculation unit 51 and the second angular velocity estimation unit 22 will be described later.
  • the disturbance frequency f d is treated as known.
  • the disturbance frequency f d may be obtained by any method.
  • the disturbance frequency f d can be given in advance as a constant.
  • a rotation frequency as the disturbance frequency f d.
  • the rotation frequency referred to here can be acquired by a rotation position sensor or a speed sensor.
  • the rotation frequency can be obtained from the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r .
  • the frequency of the torque pulsation, torque meter, detected by the acceleration sensor or a vibration sensor, or estimated by may be used as the disturbance frequency f d.
  • Both the first angular velocity estimation unit 21 and the second angular velocity estimation unit 22 perform angular velocity estimation.
  • the difference between the two is that the frequencies of the estimated angular velocities are different.
  • the configuration in which the first angular velocity estimation unit 21 estimates the low frequency component including the DC component of the angular velocity and the second angular velocity estimation unit 22 estimates the high frequency component of the angular velocity is described.
  • the first angular velocity estimation unit 21 can estimate a higher angular velocity frequency component.
  • the model deviation calculation unit 11 includes a state estimator 12, a subtractor 13, and a deviation calculation device 14.
  • the state estimator 12 calculates and outputs an estimated magnetic flux vector and an estimated current vector based on the voltage vector applied to the AC motor 2, the current vector output by the AC motor 2, and the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r. ..
  • the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r is an estimated angular velocity calculated by the above-mentioned estimated angular velocity calculator 23, and is also an output of the speed estimation device 101.
  • the subtractor 13 subtracts the current vector from the estimated current vector and calculates the current deviation vector.
  • the deviation calculator 14 takes the current deviation vector as an input, extracts the orthogonal component of the estimated magnetic flux vector as a scalar quantity, and outputs this value as the model deviation ⁇ .
  • a method for extracting the orthogonal component of the estimated magnetic flux vector as a scalar quantity is known. For example, a method of converting the coordinates of the current deviation vector on two axes of rotation and a method of calculating the magnitude of the outer product value of the current deviation vector and the estimated magnetic flux vector are known.
  • the state estimator 12 estimates the current and the magnetic flux from the state equation of the AC motor 2.
  • the AC motor 2 is a general embedded magnet type synchronous AC motor, but if the state estimator 12 can formulate a state equation similar to the state equation described below, other motors are used. It may be an AC motor. Examples of other AC motors include surface magnet type synchronous motors and induction motors.
  • L d and L q represent the inductances of the d-axis and the q-axis.
  • R represents armature resistance.
  • ⁇ represents the primary angular frequency.
  • ⁇ r represents the angular velocity.
  • v ds represents the d-axis voltage.
  • v qs represents the q-axis voltage.
  • ids represents the d-axis current.
  • i qs represents the q-axis current.
  • ⁇ ds represents the d-axis stator magnetic flux.
  • ⁇ qs represents the q-axis stator magnetic flux.
  • ⁇ dr represents the d-axis rotor magnetic flux.
  • H 11 to h 32 represent observer gains.
  • the symbol " ⁇ " represents an estimated value.
  • h 41 and h 42 represent observer gains in the same manner as h 11 to h 32 described above.
  • the above equations (1) and (2) are equations based on the usual induced voltage, but the same calculation can be performed by modifying the above equations (1) and (2) and expressing them in the form of extended induced voltage. .. Since the above equation (1) includes the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r , if the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r and the actual angular velocity ⁇ r do not match, an error occurs in the current estimation.
  • the model deviation ⁇ is defined as the following equation (4).
  • the velocity estimation device 101 adjusts the value of the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r by using the first angular velocity estimation unit 21 and the second angular velocity estimation unit 22 so that the model deviation ⁇ becomes zero.
  • the speed estimation device 101 includes a compensation phase calculation unit 51 and a second angular velocity estimation unit 22.
  • a speed estimation device that does not have the compensation phase calculation unit 51 and the second angular velocity estimation unit 22 will be described as a comparative example.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the speed estimation device 101A according to the comparative example.
  • the speed estimation device 101A shown in FIG. 2 operates by a sensorless vector control method in the same manner as the speed estimation device 101 shown in FIG.
  • the velocity estimation device 101A operates so that the model deviation ⁇ is adjusted to zero only by the first angular velocity estimation unit 21.
  • the first angular velocity estimation unit 21 includes a proportional integral (PI) controller 24 and an integrator 25.
  • the first angular velocity estimation unit 21 operates according to the following equation (5).
  • K P represents the proportional gain of the entire first angular velocity estimation unit 21.
  • K I represents the integral gain of the entire first angular velocity estimator 21.
  • s is the operator of the Laplace transform, s is the derivative, and 1 / s is the integral.
  • the PI controller 24 calculates the first estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r1 based on the model deviation ⁇ .
  • the integrator 25 integrates the first estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r1 to calculate the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 .
  • the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 is adjusted by the PI controller 24 and the integrator 25.
  • the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 is output to the outside as the output of the velocity estimation device 101A. Further, the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 is fed back to the model deviation calculation unit 11.
  • the PI controller 24 operates as the first angular acceleration estimator
  • the integrator 25 operates as the first angular velocity calculator.
  • the transfer function Ga (s) from the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 to the model deviation ⁇ is a non-patent document, "Speed sensorless vector control method of an induction AC motor including a low speed / regenerative region". It is known on page 226 of (D120, No. 2, 2000). This transfer function Ga (s) can be approximated with a first-order lag as shown in Eq. (6) below.
  • FIG. 3 is a Bode diagram showing the transmission characteristics of the speed estimation device 101A shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents gain.
  • the transfer function (1) shown by the broken line in FIG. 3 is designed so that the gain in the low frequency range is high. In the transfer function of (1), the gain decreases as the frequency increases. Specifically, the gain decreases at a rate of ⁇ 40 [dB / decade] in the low frequency range, and decreases at a rate of ⁇ 20 [dB / decade] at frequencies higher than the break point P1.
  • the transfer function of (2) shown by the dotted line corresponds to the transfer function Ga (s) of the above equation (6). Since the transfer function Ga (s) has a first-order lag characteristic from the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 to the model deviation ⁇ , the transfer function Ga (s) has a ratio of -20 [dB / decade] in the frequency range higher than the blocking angle frequency f1. Gain decreases. By adding these two transfer functions, the transfer function of the open-loop characteristic shown by the solid line (3) can be obtained.
  • PI control gain of formula i.e. if set sufficiently large proportional gain K P and the integral gain K I of the first angular velocity estimator 21 can accurately estimate the velocity pulsation high frequencies.
  • the values of these gains are limited by the influence of the error of the estimated calculation cycle and the motor constant. If the gain is forcibly increased, it becomes easily affected by high-frequency noise, and appropriate estimation processing becomes impossible. Therefore, the speed estimation device 101A according to the comparative example has a problem that it is difficult to capture the high-frequency speed pulsation.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a speed estimation device 101B according to a comparative example different from that of FIG.
  • the comparative example of FIG. 2 will be referred to as a “first comparative example”, and the comparative example of FIG. 4 will be referred to as a “second comparative example”.
  • a second angular velocity estimation unit 22B is added to the speed estimation device 101B according to the second comparative example shown in FIG. 4 with respect to the speed estimation device 101A of FIG.
  • the second angular velocity estimation unit 22B includes a second angular acceleration estimation unit 30B and an integrator 31.
  • the second angular acceleration estimation unit 30B calculates the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 based on the disturbance frequency f d and the model deviation ⁇ .
  • the integrator 31 outputs the second estimated angular velocity omega ⁇ r2 by integrating the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2.
  • the second angular acceleration estimation unit 30B includes a Fourier coefficient calculator 26, PI controllers 27 and 28, and an AC restorer 29.
  • the Fourier coefficient calculator 26 converts a specific frequency component of the model deviation into a direct current and extracts it.
  • the Fourier coefficient calculator 26 outputs a cosine coefficient E c and a sine coefficient E s, and these coefficients represent a specific frequency component converted to direct current.
  • the cosine coefficient E c of the model deviation ⁇ and the sine coefficient E s of the model deviation ⁇ are calculated by the following equations (7) and (8) based on the model deviation ⁇ and the disturbance frequency f d .
  • T d the period of disturbance
  • K P2 represents the proportional gain of the entire second angular velocity estimation unit 22B.
  • KI2 represents the integrated gain of the entire second angular velocity estimation unit 22B.
  • the dots above the letters represent the derivative, and the number of dots represents the rank of the derivative.
  • the AC restorer 29 performs the calculation of the following equation (11) based on the cosine coefficient E c of the model deviation and the sine coefficient E s of the model deviation.
  • This equation (11) is an arithmetic equation for calculating the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 .
  • FIG. 5 is a Bode diagram showing the transmission characteristics of the speed estimation device 101B shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents gain.
  • the transfer function of FIG. 5 (1) is the same as the transfer function of FIG. 3 (1).
  • the transfer function of FIG. 5 (2) is the same as the transfer function of FIG. 3 (2).
  • the transfer function of FIG. 5 (3) represents the transfer function of the second angular velocity estimation unit 22B shown in FIG. When these three transfer functions are added together, the open-loop characteristic (4) shown by the solid line is obtained.
  • the gain in a specific frequency band is higher in FIG. That is, in the speed estimation device 101B according to the second comparative example, by using the first angular velocity estimation unit 21 and the second angular velocity estimation unit 22B in combination, it is possible to predict the occurrence of velocity pulsation due to periodic disturbance.
  • the gain of the frequency band can be increased to improve the speed estimation accuracy.
  • the velocity estimation device 101B according to the second comparative example makes it possible to estimate the high-frequency velocity pulsation with high accuracy, which was difficult for the velocity estimation device 101A according to the first comparative example.
  • the speed estimation device 101B As described above, in the speed estimation device 101B according to the second comparative example, it is possible to estimate the high-frequency speed pulsation with high accuracy, but the control system becomes unstable depending on the magnitude of the phase error. It is also assumed. Therefore, the inventors of the present application have examined the necessity of phase compensation in proposing the present invention, and will be described below.
  • FIG. 6 is a diagram comparing the Bode diagram showing the transmission characteristics from the model deviation ⁇ of the speed estimation device 101A shown in FIG. 2 to the first estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r1 by the open loop characteristic and the closed loop characteristic.
  • the open-loop characteristic is a transmission characteristic in a state where the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 is not fed back to the model deviation calculation unit 11.
  • the closed loop characteristic is a transmission characteristic in a state where the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 is fed back to the model deviation calculation unit 11 as shown in FIG.
  • FIGS. 3 and 5 are Bode diagrams from the model deviation ⁇ to the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 .
  • FIG. 3 and 5 are Bode diagrams from the model deviation ⁇ to the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 .
  • FIG. 3 and 5 are Bode diagrams from the model deviation ⁇ to the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r
  • FIG. 6 shows the transmission characteristics from the input of the model deviation ⁇ to the output of the first estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r1 , and the first-order differential characteristics are added to FIGS. 3 and 5. Note that it is.
  • the input of the model deviation ⁇ shown in FIG. 6 is the second. It can be considered that the characteristic up to the output of the estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 of 2 is the characteristic of the controlled object of the second angular velocity estimation unit 22B.
  • the gain attenuates at -20 [dB / decade] in the low frequency range.
  • the phase is ⁇ 90 [degrees] in the low frequency range, and the phase is delayed as the frequency increases and converges to ⁇ 180 [degrees].
  • the frequency band to be used depends on the application, but when the low frequency band is mainly used, the phase can be considered to be almost constant at -90 [degrees]. In such a case, if the second angular velocity estimation unit is designed with the open loop characteristic as the control target, it seems that phase compensation is not necessary.
  • the PI controllers 27 and 28 as the second angular acceleration estimator perform arithmetic processing while the PI controller 24 as the first angular acceleration estimator is operating. Therefore, it must be considered that the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 estimated by the first angular velocity estimation unit 21 including the PI controller 24 is fed back to the model deviation calculation unit 11. Therefore, it is necessary to design the second angular velocity estimation unit 22B as a control target of the second angular velocity estimation unit 22B in consideration of the closed loop characteristic.
  • the closed loop characteristics in FIG. 6 it is the first-order integral characteristic in the high frequency range and the first-order differential characteristic in the low frequency range.
  • the gain it is a characteristic that decreases with a slope of -20 [dB / decibel] in the high range, which is consistent with the open loop characteristic, but increases with a slope of +20 [dB / decade] in the low range.
  • the lower the frequency the lower the gain.
  • the phase it converges to -180 [degrees] in the high frequency range, which is consistent with the case of open loop, but it is +90 [degrees] in the low frequency range, and +90 in the frequency band between them.
  • the phase changes significantly from [degree] to ⁇ 180 [degree].
  • Equations (7) and (8) are arithmetic equations for obtaining the cosine coefficient and sine coefficient which are DC components
  • equations (9) and (10) are arithmetic equations for PI control
  • equations (11) are direct current. It is an arithmetic expression that restores the AC component by returning the component to the AC component. In these series of arithmetic processes, no consideration is given to the phase. This means that it is assumed that there is no change in the phase from the input of the model deviation ⁇ to the output of the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ 2 according to the frequency.
  • the angular acceleration is calculated using the PI controllers 27 and 28. Therefore, when the phase error is small, the control amount may be adjusted by the PI controllers 27 and 28 to converge to an appropriate phase. On the other hand, in the frequency band where the phase error is large, the control may become unstable.
  • the second angular velocity estimation unit 22 configures a control system that performs phase compensation so that the angular velocity calculation can be performed at an appropriate phase.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of a second angular velocity estimation unit 22 in the speed estimation device 101 shown in FIG.
  • the second angular acceleration estimation unit 30 includes a Fourier coefficient calculator 52, integral (I) controllers 53 and 54, and an AC restorer 55.
  • the second angular acceleration estimation unit 30 operates as a specific frequency angular acceleration estimator.
  • the Fourier coefficient calculator 52 operates as a specific frequency extractor for extracting a specific frequency component, and the I controllers 53 and 54 and the AC restorer 55 have a specific frequency. Operates as an angular velocity estimator.
  • the disturbance frequency f d is input to the compensation phase calculation unit 51, the Fourier coefficient calculation unit 52, and the AC restorer 55.
  • the compensation phase calculation unit 51 determines the compensation phase ⁇ pls in consideration of the closed loop characteristic of the controlled object. Specifically, the compensation phase ⁇ pls can be stored as a map corresponding to the disturbance frequency, and the compensation phase ⁇ pls can be determined with reference to the map. Alternatively, an approximate expression that changes depending on the disturbance frequency may be held, and the compensation phase ⁇ pls may be determined by the approximate expression.
  • the compensation phase ⁇ pls is input to the Fourier coefficient calculator 52.
  • Fourier coefficient calculator 52 based on the disturbance frequency f d and the compensation phase theta pls, below (12), determine the (13) cosine coefficient E c 'and sine coefficients E s' model deviation using.
  • Cosine coefficients of the model deviation E c ' is the I controller 53 is I controlled as follows (14). Further, sinusoidal model coefficients deviation E s' is the I controller 54 is I controlled as follows (15).
  • K rpl_i is the integrated gain of the I controllers 53 and 54.
  • the I controller 53 a control input cosine coefficient E c 'and sine coefficients E s'
  • the control output is the dimension of the angular acceleration.
  • the coordinate system is converted into direct current, a control input cosine coefficient E c 'and sine coefficients E s' appears as a conversion frequency multiplication gain.
  • the cosine coefficients E c 'and sine coefficients E s' is in this coordinate system is regarded as a proportional characteristic rather than integral characteristic. Therefore, control is possible only with the integrator, and I controllers 53 and 54 are used. Needless to say, in order to improve responsiveness, it may be configured by a PI controller as in the second comparative example, if necessary.
  • This equation (16) is an arithmetic equation for calculating the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 .
  • FIG. 9 is a first diagram for explaining the effect of the speed estimation device 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a second diagram for explaining the effect of the speed estimation device 101 according to the first embodiment.
  • Both FIGS. 9 and 10 show an example of the result of simulating the rotation speed of the AC motor 2 by driving the AC motor 2 in a state where the speed pulsation is applied.
  • the second angular velocity estimation unit 22 is activated 5 seconds after the AC motor 2 is driven, and the velocity pulsation estimation is started.
  • FIG. 9 is a waveform in which the cosine component ⁇ c ⁇ ⁇ of the angular acceleration estimated by setting the estimated response to 1 [rad / s] and the sine component ⁇ s ⁇ ⁇ of the angular acceleration are plotted.
  • the upper part is a waveform without phase compensation, and corresponds to the result of the configuration of the second comparative example.
  • the lower part is a waveform in the case of having phase compensation, and corresponds to the result of the configuration of the first embodiment.
  • the estimated phase of the velocity pulsation has an error as described above, so the angular acceleration value does not converge and diverges, and the set response is not obtained.
  • the estimated angular acceleration converges and operates stably. Also. Looking at the response speed, it can be seen that a desired response is obtained, with a rise of 63% in about 1 second from the start of estimation.
  • FIG. 10 shows a waveform of the estimated angular velocity
  • the upper part shows the case without phase compensation
  • the lower part shows the case with phase compensation.
  • each left side is a waveform before the activation of the second angular velocity estimation unit 22, and each right side is a waveform after the second angular velocity estimation unit 22 is activated and the values are converged.
  • the thick line is the real angular velocity
  • the thin line is the estimated angular velocity.
  • the phase of the estimated angular velocity is delayed with respect to the actual angular velocity, and the amplitude is also small. Further, if there is no phase compensation after the start-up, the control diverges and the amplitude of the estimated angular velocity becomes significantly larger than the actual angular velocity, and the phase also deviates. On the other hand, when there is phase compensation, the estimated angular velocity matches the real angular velocity, indicating that the control is operating well.
  • the integrator 31 integrates the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 calculated by the AC restorer 55 by the following equation (17) to obtain the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 .
  • the integrator 31 operates as a second angular velocity calculator.
  • the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 is calculated as a specific high frequency component of the real angular velocity.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a modified example of the detailed configuration shown in FIG. 7.
  • the integrators 25 and 31 in FIG. 7 may be passed through the integrator after adding their respective estimated angular accelerations. That is, in the configuration of FIG. 7, two integrators 25 and 31 are arranged on the input side of the estimated angular velocity calculator 23, but the estimated angular velocity calculator 23 is as shown in the speed estimation device 101-1 of FIG.
  • One integrator 32 may be arranged on the output side of the above. In the case of this configuration, the effect that the number of integrators can be reduced can be obtained.
  • the final estimation formula of the angular velocity is expressed by the following formula (18). That is, in the estimated angular velocity calculator 23, the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 calculated by the integrator 31 is added to the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 calculated by the first angular velocity estimation unit 21. Therefore, the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r represented by the following equation (18) is obtained.
  • the above equation (18) and the estimated angular velocity calculator 23 shown in FIG. 7 show an example of using an adder, but the present invention is not limited to this example.
  • a subtractor is used when the definition of the positive / negative of the compensation phase in the compensation phase calculation unit 51 and the definition of the output of the AC restorer 55 are opposite phases. That is, the configuration of the estimated angular velocity calculator 23 changes depending on the definition of the positive and negative of the compensation phase, the definition of the output of the AC restorer 55, and the like.
  • the difference between the above equation (18) and the above equation (5) is that the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 is used in the above equation (18).
  • the second angular velocity estimation unit 22 converts an arbitrary tune with a model deviation ⁇ into a sine wave and a cosine wave, converts them into direct current, extracts them, and performs I control so that they become zero. Then, the second angular velocity estimation unit 22 estimates the high-frequency component of the real angular velocity by restoring the output of the I control to alternating current, and raises the gain only in the specific frequency portion. Therefore, the pulsating component of the velocity caused by the periodic disturbance can be estimated with high accuracy as the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 .
  • the above-mentioned second angular velocity estimation unit 22 adopts a structure of a kind of repetitive controller or learning controller. Therefore, instead of the second angular velocity estimation unit 22 described above, another type of repetitive controller or learning controller may be used.
  • FIG. 11 is a hardware configuration diagram of the speed estimation device 101 according to the first embodiment. Although the description is omitted in FIGS. 1 and 7, FIG. 11 shows a voltage application unit 3 and a current detection unit 4.
  • the voltage applying unit 3 is a voltage applying means for applying a voltage to the AC motor 2.
  • An example of a voltage applying means is a power converter.
  • the voltage vector corresponds to the voltage command generated by the voltage application unit 3. A voltage generated based on the voltage command is applied to the AC motor 2, and information about the voltage command is input to the speed estimation device 101. Further, the current vector is generated by the current detection unit 4 and input to the speed estimation device 101.
  • the current vector is vector information regarding an alternating current flowing through the alternating current motor 2.
  • An example of the current vector is a detected value of the dq-axis current obtained by converting the alternating current detected by the current detection unit 4 into a value on the dq coordinate axis.
  • the speed estimation device 101 includes a processor 901 and a memory 902.
  • the memory 902 includes a volatile storage device (not shown) represented by a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device (not shown) represented by a flash memory.
  • the memory 902 may be provided with a hard disk auxiliary storage device instead of the volatile storage device and the non-volatile auxiliary storage device.
  • the processor 901 executes the program input from the memory 902. Since the memory 902 includes an auxiliary storage device and a volatile storage device, a program is input to the processor 901 from the auxiliary storage device via the volatile storage device. Further, the processor 901 may output the calculation result data to the volatile storage device of the memory 902, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the voltage application unit 3 and the current detection unit 4 may be provided inside the speed estimation device 101. Further, the speed estimation device 101 may have a voltage detecting means for detecting a voltage vector output by the voltage applying unit 3.
  • the voltage application unit 3 may be configured to transmit the command value of the voltage vector to the processor 901 and transmit the numerical value related to the voltage detected by the voltage detecting means to the processor 901.
  • the current detection unit 4 may also be configured to transmit the detected numerical value to the processor 901.
  • the processor 901 calculates the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r based on the current vector and the voltage vector of the AC motor 2.
  • the processor 901 may also serve as a drive device for the AC motor 2. That is, the processor 901 may be configured not only to estimate the speed but also to calculate a voltage command vector such that the estimated speed becomes a desired value.
  • Various methods are known, including the above-mentioned non-patent documents, for torque control without a position sensor.
  • the speed pulsation of the AC motor can be estimated at an appropriate phase regardless of the frequency, and the speed estimation can be highly accurate. It becomes.
  • the speed estimation device of the AC electric motor can be performed with high accuracy even when the pulsation frequency is high, which has been a conventional problem, and a special storage means is provided. Even if it is not necessary, by providing a calculation unit for increasing the estimated response in a specific frequency band, it is possible to estimate even the pulsation in a higher frequency region than in the past. Further, by obtaining the compensation phase in consideration of the closed loop phase characteristic of the angular velocity estimation of the first angular velocity estimation unit, which is an adaptive magnetic flux observer, the angular velocity can be estimated at a desired response speed, and the control is stable. Can be realized.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the speed estimation device 101C according to the second embodiment.
  • the second angular velocity estimation unit 22 in the speed estimation device 101C according to the second embodiment, in the configuration of the speed estimation device 101 according to the first embodiment shown in FIG. 7, the second angular velocity estimation unit 22 becomes the second angular velocity estimation unit 22C. It has been replaced.
  • the second angular acceleration estimation unit 30 is replaced by the second angular acceleration estimation unit 30C.
  • the Fourier coefficient calculator 52 is replaced by the Fourier coefficient calculator 52C
  • the AC restorer 55 is replaced by the AC restorer 55C.
  • the compensation phase ⁇ pls calculated by the compensation phase calculation unit 51 is input to the Fourier coefficient calculation unit 52, but in FIG. 12, it is input to the AC restorer 55C.
  • the other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 7, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
  • the Fourier coefficient calculator 52 of the first embodiment shown in FIG. 7 calculated the Fourier coefficient using the equations (12) and (13).
  • the Fourier coefficient calculator 52C of the second embodiment shown in FIG. 12 calculates the Fourier coefficient using the following equations (19) and (20).
  • the AC restorer 55 of the first embodiment shown in FIG. 7 calculated the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 using the above equation (16).
  • the AC restorer 55C of the second embodiment shown in FIG. 12 calculates the second estimated angular acceleration ⁇ ⁇ ⁇ r2 by using the following equation (21).
  • the velocity pulsation can be performed at an appropriate phase regardless of the frequency described in the first embodiment.
  • the estimated effect is obtained as well. Therefore, the same effect can be obtained even if the calculation is performed as in the equations (19) to (21).
  • the a 'sine coefficient E s and of the model deviation epsilon' cosine coefficient E c model deviation epsilon to adopt a configuration obtained from each of the I controller 53
  • the calculation formulas are the same as the formulas (14) and (15).
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the speed estimation device 101D according to the third embodiment.
  • the first angular velocity estimation unit 21 becomes the first angular velocity estimation unit 21D. It has been replaced, and the second angular velocity estimation unit 22 has been replaced by the second angular velocity estimation unit 22D.
  • the integrator 25 is omitted from the configuration of the first angular velocity estimation unit 21, and in the second angular velocity estimation unit 22D, the integrator 31 is omitted from the configuration of the second angular velocity estimation unit 22.
  • the other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 7, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
  • the PI controller 24 provided in the first angular velocity estimation unit 21D performs the arithmetic processing represented by the above equation (5). That is, the first angular velocity estimation unit 21D generates the first estimated angular velocity ⁇ ⁇ r1 only by PI control without using an integrator, and outputs it to the estimated angular velocity calculator 23. Similarly, the second angular acceleration estimation unit 30 provided in the second angular velocity estimation unit 22D also generates the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 without using an integrator and outputs it to the estimated angular velocity calculator 23. To do. Subsequent operations are as described in the first embodiment.
  • the speed estimation device 101D according to the third embodiment includes the second angular velocity estimation unit 22D, the high-frequency velocity pulsation is accurately estimated as compared with the speed estimation devices of the first and second comparative examples. be able to. The reason is as described in the first embodiment.
  • the one in the third embodiment is inferior to the one in the first embodiment.
  • the third embodiment is more advantageous because the integration calculation is omitted. Therefore, when the computing performance of the processor 901 shown in FIG. 11 is low and the amount of calculation is desired to be reduced as much as possible, the configuration of the third embodiment is suitable.
  • the configuration of the speed estimation device 101 according to the first embodiment is preferable.
  • the first angular velocity estimation unit 21D may be provided with the integrator 25, and the second angular velocity estimation unit 22D may not be provided with the integrator 31.
  • the first angular velocity estimation unit 21D may not include the integrator 25, and the second angular velocity estimation unit 22D may include the integrator 31.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of the speed estimation device 101E according to the fourth embodiment.
  • the speed estimation device 101E according to the fourth embodiment in the configuration of the speed estimation device 101 according to the first embodiment shown in FIG. 1, the second compensation phase calculation unit 56 and the third angular velocity estimation unit 56 33 has been added. Further, the estimated angular velocity calculator 23 is replaced with the estimated angular velocity calculator 23E. That is, from the first embodiment to the third embodiment, the configuration has two angular velocity estimation units, but the fourth embodiment has a configuration having three angular velocity estimation units.
  • the other configurations are the same as or equivalent to those in FIG. 7, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
  • the characteristics of angular velocity pulsation included in the rotational angular velocity of an AC motor vary depending on the application to which it is applied or the load device to which it is connected. Therefore, consider the case where the connected load device has periodic torque fluctuations, taking a rotary compressor as an example.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the waveform of the load torque of the rotary compressor.
  • the horizontal axis represents the rotation angle
  • the vertical axis represents the load torque.
  • the number of compression chambers of the rotary compressor is set to k.
  • the rotation angle of 0 to 360 degrees is one cycle of the mechanical angle, that is, the mechanical angle cycle.
  • the load torque vibrates greatly in the mechanical angular period, as shown by the solid line in FIG.
  • the second-order and third-order harmonics are also included in the load torque waveform, but the first-order vibration is the largest. Therefore, when the configurations of the first to third embodiments are applied, if the disturbance frequency f d used for the calculation of the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 is set to the primary frequency of the mechanical angular frequency, the largest one is 1.
  • the next angular velocity pulsation can be estimated with high accuracy.
  • the frequency of the estimated velocity pulsation is set to the second disturbance frequency f d2 , which is estimated by the third angular velocity estimation unit 33 and output as the third estimated angular velocity ⁇ ⁇ r3 .
  • the disturbance frequency f d input to the second angular velocity estimation unit 22 is set as a secondary frequency of the mechanical angular frequency. Then, if there are frequencies exceeding the second order to be further estimated, they may be input to the third angular velocity estimation unit 33 as the second disturbance frequency f d2 .
  • the disturbance frequency f d input to the second angular velocity estimation unit 22 is set as a third-order frequency of the mechanical angular frequency. Then, if there are frequencies exceeding the third order to be further estimated, they may be input to the third angular velocity estimation unit 33 as the second disturbance frequency f d2 .
  • phase compensation is performed in each angular velocity estimation unit, but the present invention is not limited to this. It is sufficient that phase compensation is performed in at least one angular velocity estimation unit, and the effect of the above-mentioned phase compensation can be obtained.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a drive device 102 for an AC electric motor according to a fifth embodiment.
  • the drive device 102 according to the fifth embodiment is a drive device that controls the AC electric motor 2 by using the speed estimation devices 101, 101C, 101D, and 101E described in the first to fourth embodiments.
  • FIG. 16 shows, as an example, a configuration to which the speed estimation device 101 according to the first embodiment is applied.
  • the drive device 102 includes a speed control unit 5, an adder 7, a torque control unit 6, a compensation torque command calculation unit 8 which is a compensation amount calculation unit, and a compensation torque command calculation unit 8. It is equipped with a speed estimation device 101.
  • the compensation torque command calculation unit 8 operates as a “compensation command calculation unit”.
  • the compensation torque command calculation unit 8 performs a calculation based on the information of the angular acceleration calculated by the second angular velocity estimation unit 22.
  • the compensation torque command calculation unit 8 calculates the compensation torque command ⁇ * rip using the following equations (22) to (24).
  • K si_rip in the above equations (22) and (23) is the integrated gain of the compensation torque command calculation unit 8.
  • T c in the above equation (22) is the amplitude of the compensation torque command ⁇ * rip corresponding to the cosine component of the pulsation of the angular acceleration
  • T s in the above equation (23) is the sine component of the pulsation of the angular acceleration. It is the amplitude of the compensation torque command ⁇ * rip corresponding to.
  • the compensation torque command ⁇ * rip is calculated so that each of the cosine component of the pulsation of the angular acceleration and the sine component of the pulsation of the angular acceleration becomes 0.
  • the characteristic of the controlled object is a proportional characteristic when the compensation torque command ⁇ * rip is obtained based on the angular acceleration. This is because an ideal closed-loop characteristic can be obtained by performing feedback control with an integral characteristic in the controller.
  • the phase of the equation (24) is compensated based on the compensation phase ⁇ pls. You can also.
  • the compensation phase ⁇ pls is the compensation phase based on the disturbance frequency f d , the calculation may be performed using an equation other than the equation (24).
  • the description is omitted because the principle is the same, the above-mentioned compensation torque command calculation is similarly calculated using the second estimated angular velocity ⁇ ⁇ r2 calculated by the second angular velocity estimation unit 22. You can also.
  • the speed control unit 5 calculates the basic torque command ⁇ * ⁇ based on the angular velocity command and the estimated angular velocity ⁇ ⁇ r .
  • Speed control by a general PI controller can be applied to the calculation of the basic torque command ⁇ * ⁇ .
  • the adder 7 adds the compensation torque command ⁇ * rip and the basic torque command ⁇ * ⁇ , and calculates the torque command ⁇ * by the following equation (25).
  • the torque control unit 6 includes the voltage application unit 3 shown in FIG.
  • the torque control unit 6 determines the voltage vector to be applied to the AC motor 2 based on the torque command ⁇ * .
  • the voltage vector may be calculated by performing current control such as PI control based on the current command value calculated based on the torque command ⁇ * .
  • an appropriate voltage command value corresponding to the torque command ⁇ * may be stored in the memory 902 and obtained directly from the torque command ⁇ * .
  • the drive device 102 can obtain a compensation torque command for reducing the speed pulsation based on the information of the angular velocity pulsation obtained by the speed estimation device 101. This has the effect of reducing the rotational unevenness of the AC motor 2.
  • FIG. 16 has a configuration including a compensation torque command calculation unit 8 for calculating the compensation torque command ⁇ * rip , but the configuration is not limited to this.
  • a compensation current command calculation unit for calculating the compensation current command may be provided.
  • an adder and a current control unit are provided after the torque control unit 6.
  • the adder adds the basic current command generated by the torque control unit 6 and the compensation current command calculated by the compensation current command calculation unit to generate a current command.
  • the current control unit determines the voltage vector to be applied to the AC motor 2 based on the current command output from the adder. Subsequent operations are as described above.
  • FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the drive device 102A of the AC electric motor according to the sixth embodiment.
  • the AC motor 2 shown in FIG. 16 is replaced with a refrigerant compressor 2a provided with the AC motor 2.
  • the drive device 102A according to the sixth embodiment is configured by using the speed estimation device 101 according to the first embodiment in order to reduce the speed pulsation of the refrigerant compressor 2a.
  • the speed estimation device 101 according to the first embodiment is applied, but the configuration is not limited to this.
  • the drive device 102A may be configured by using any of the speed estimation devices 101C, 101D, and 101E described in the second to fourth embodiments.
  • the configurations and functions of the speed estimation devices 101, 101C, 101D, and 101E are as described above, and the description thereof will be omitted here.
  • FIG. 18 is a cross-sectional view showing a schematic structure inside the refrigerant compressor 2a shown as a drive target in FIG.
  • FIG. 19 is a cross-sectional view showing the internal structure of the compression portion 202 of the refrigerant compressor 2a shown in FIG.
  • a refrigerant compressor called a rolling piston type of a rotary compressor will be described, but the present invention is not limited to this.
  • the refrigerant compressor may be another type of compressor, such as a scroll compressor.
  • the refrigerant compressor 2a has a closed container 211, an AC electric motor 2 built in the closed container 211, a shaft 201 having one end penetrating the rotor 2-1 constituting the AC electric motor 2, and the other end of the shaft 201. It includes a compression unit 202 fixed inside the closed container 211, a suction pipe 203 provided in the closed container 211, and a discharge pipe 204 provided in the closed container 211.
  • the stator 2-2 of the AC motor 2 is attached and held in the closed container 211 by shrink fitting, cold fitting, or welding. Power is supplied to the coils 2-3 of the stator 2-2 via electric wires (not shown).
  • the rotor 2-1 is arranged inside the stator 2-2 via a gap 2-4, and is held in a rotatably state by a bearing (not shown) via a shaft 201 at the center of the rotor 2-1. There is.
  • the AC motor 2 is driven to compress the refrigerant sucked into the compression unit 202 via the suction pipe 203, and the compressed refrigerant is discharged from the discharge pipe 204. Will be done.
  • the refrigerant compressor 2a often has a structure in which the AC motor 2 is immersed in the refrigerant, and it is difficult to attach a position sensor to the AC motor 2 because the temperature changes drastically. Therefore, in the refrigerant compressor 200, the AC motor 2 must be driven without a position sensor.
  • the compression portion 202 includes an annular cylinder 212, a piston 205 rotatably formed integrally with the shaft 201 and arranged inside the cylinder 212, and an inner peripheral portion of the cylinder 212. It has a compression chamber 213 provided in.
  • the cylinder 212 includes a suction port 206 communicating with the suction pipe 203 shown in FIG. 18 and a discharge port 207 for discharging the compressed refrigerant.
  • the suction port 206 and the discharge port 207 communicate with the compression chamber 213.
  • the cylinder 212 includes a vane 210 that divides the compression chamber 213 into a low pressure chamber leading to the suction pipe 203 and a high pressure chamber communicating with the discharge port 207, and a spring 209 for urging the vane 210.
  • the shaft 201 connects the AC motor 2 and the piston 205 to each other.
  • the piston 205 is eccentric, and the volumes on the discharge side and the suction side change depending on the rotation angle.
  • the refrigerant sucked from the suction port 206 is compressed by the piston 205, and when the pressure in the compression chamber 213 increases, the discharge valve 208 opens and the refrigerant is discharged from the discharge port 207. At the same time as the refrigerant is discharged, the refrigerant flows into the suction side.
  • the AC motor 2 is continuously rotated, the refrigerant is discharged once for each rotation of the mechanical angle of the piston 205.
  • the load torque pulsation of the refrigerant compressor 2a causes a periodic disturbance with respect to the AC motor 2, and thus causes a speed pulsation.
  • the speed pulsation is large, noise and vibration become large.
  • the frequencies of the load torque pulsation and the velocity pulsation are known because they are determined by the structure of the refrigerant compressor 2a.
  • the refrigerant compressor 2a according to the sixth embodiment constructs the control system shown in FIG. 17 by utilizing this.
  • the refrigerant compressor 2a estimates the specific frequency component of the velocity pulsation with high accuracy by the second angular velocity estimation unit 22, and the compensation torque command calculation unit 8 calculates the compensation torque command ⁇ * rip that suppresses the pulsation. ..
  • FIG. 20 is a diagram showing a configuration of a refrigeration cycle device according to a seventh embodiment.
  • the refrigeration cycle device 300 shown in FIG. 20 includes a drive device 102 of an AC motor, a refrigerant compressor 2a, a condenser 301 connected to the refrigerant compressor 2a via a pipe 305, and a pipe 305 to the condenser 301.
  • a receiver 302 connected via a pipe 305, an expansion valve 303 connected to the receiver 302 via a pipe 305, and an evaporator 304 connected to the expansion valve 303 via a pipe 305 are provided.
  • the evaporator 304 is connected to the suction pipe 203.
  • the refrigerant compressor 2a By connecting the refrigerant compressor 2a, the condenser 301, the liquid receiver 302, the expansion valve 303, the evaporator 304 and the suction pipe 203 by the pipe 305, the refrigerant compressor 2a, the condenser 301, the liquid receiver 302 and the expansion
  • the valve 303, the evaporator 304 and the suction pipe 203 form a refrigeration cycle circuit 306 in which the refrigerant circulates.
  • the steps of evaporating, compressing, condensing, and expanding the refrigerant are repeated, and heat is transferred while the refrigerant repeatedly changes from liquid to gas or from gas to liquid.
  • the evaporator 304 evaporates the refrigerant liquid in a low pressure state, takes heat from the surroundings, and has a cooling action.
  • the refrigerant compressor 2a compresses the refrigerant gas into a high-pressure gas in order to condense the refrigerant.
  • the refrigerant compressor 2a is driven by the drive device 102A according to the sixth embodiment.
  • the condenser 301 releases heat to condense a high-pressure refrigerant gas into a refrigerant liquid.
  • the expansion valve 303 throttles and expands the refrigerant liquid to make it a low-pressure liquid in order to evaporate the refrigerant.
  • the receiver 302 is provided for adjusting the amount of the circulating refrigerant, and may be omitted in a small device.
  • the single rotary compressor is the rotary compressor described with reference to FIGS. 18 and 19, and is a type of compressor having only one compression chamber 213. Since the load torque pulsation of a rotary compressor is very large, vibration and noise tend to be large. On the other hand, in the conventional feed forward control method, complicated control adjustment is required in order to suppress vibration and noise.
  • the refrigeration cycle device 300 performs feedback control so that the drive device 102A automatically reduces the velocity pulsation to zero. As a result, the cost of adjustment before shipment can be significantly reduced. Further, according to the seventh embodiment, by suppressing the speed pulsation by the feedback control, it becomes possible to flexibly cope with the variation at the time of manufacturing, the constant fluctuation of the motor, and the change of the load condition of the compressor. As a result, the refrigeration cycle device 300 having high environmental resistance can be realized.
  • the configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Thermal Sciences (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

交流電動機（２）の電圧、電流、及び推定角速度ω＾ ｒに基づいてモデル偏差εを演算するモデル偏差演算部（１１）と、モデル偏差εに基づいて第１の推定角速度ω＾ ｒ１を演算する第１の角速度推定部（２１）と、モデル偏差εに基づいて第１の推定角速度ω＾ ｒ１とは周波数が異なる第２の推定角速度ω＾ ｒ２を演算する第２の角速度推定部（２２）と、外乱周波数ｆｄに基づいて補償位相θｐｌｓを演算する補償位相演算部（５１）と、第１の推定角速度ω＾ ｒ１及び第２の推定角速度ω＾ ｒ２に基づいて交流電動機（２）の推定角速度ω＾ ｒを演算する推定角速度演算器（２３）と、を備える。第１の推定角速度ω＾ ｒ１及び第２の推定角速度ω＾ ｒ２のうちの何れか一方は、補償位相θｐｌｓに基づいて演算される。

Description

交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置
　本発明は、誘導機又は同期機といった交流電動機の速度を推定する交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置に関する。
　交流電動機の制御において、負荷トルク又は交流電動機の発生トルクに脈動がある場合には、交流電動機の回転速度にも脈動が生じる。交流電動機の回転速度に脈動が生じると、その交流電動機を搭載する装置においても振動が生じてしまい、騒音の発生、機械的な強度などにおいて問題となることがある。これらの問題に対応するため、トルク脈動及び速度脈動を低減するための制御が検討されている。
　例えば下記特許文献１には、低コスト化のため、又はセンサ取り付けが困難な装置においても適用できるようにするため、トルク脈動及び速度脈動を低減するための制御を、位置センサ又は速度センサを用いずにセンサレスで実現する手法が開示されている。この特許文献１によれば、指令角周波数と速度フィードバック角周波数との差から抽出した速度リップル成分に基づいてトルク補償値を求めている。これにより、補正量のマップを持つことなく交流電動機の速度変動を抑制している。
特許第６２２２４１７号公報
　位置センサレス制御において、従来の制御方式では速度推定応答は数百［ｒａｄ／ｓ］が上限であり、高周波の脈動に対しては応答が不十分で、正確に脈動を推定することが難しい。また、特許文献１では推定速度を用いて振動抑制部を構成しているため、振動抑制部の性能は速度推定の応答に依存し、高周波領域では十分な性能が得られないと考えられる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、交流電動機のセンサレス制御において、高周波の速度推定精度の更なる高精度化を図ることができる交流電動機の速度推定装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る交流電動機の速度推定装置は、交流電動機の電圧、電流、及び推定角速度に基づいてモデル偏差を演算するモデル偏差演算部と、モデル偏差に基づいて第１の推定角速度を演算する第１の角速度推定部と、モデル偏差に基づいて第１の推定角速度とは周波数が異なる第２の推定角速度を演算する第２の角速度推定部と、を備える。また、交流電動機の速度推定装置は、外乱周波数に基づいて補償位相を演算する補償位相演算部と、第１及び第２の推定角速度に基づいて交流電動機の推定角速度を演算する推定角速度演算器と、を備える。第１及び第２の推定角速度のうちの何れか一方は、補償位相に基づいて演算される。
　本発明に係る交流電動機の速度推定装置によれば、交流電動機のセンサレス制御において、高周波の速度推定精度の更なる高精度化を図ることができる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示すブロック図 比較例に係る速度推定装置の構成を示すブロック図 図２に示す速度推定装置の伝達特性を示すボード線図 図２とは異なる比較例に係る速度推定装置の構成を示すブロック図 図４に示す速度推定装置の伝達特性を示すボード線図 図２に示す速度推定装置のモデル偏差εから第１の推定角加速度までの伝達特性を表すボード線図を開ループ特性と閉ループ特性で比較した図 図１に示す速度推定装置における第２の角速度推定部の細部の構成を示すブロック図 図７に示す細部の構成の変形例を示すブロック図 実施の形態１に係る速度推定装置の効果の説明に供する第１の図 実施の形態１に係る速度推定装置の効果の説明に供する第２の図 実施の形態１に係る速度推定装置のハードウェア構成図 実施の形態２に係る速度推定装置の構成を示すブロック図 実施の形態３に係る速度推定装置の構成を示すブロック図 実施の形態４に係る速度推定装置の構成を示すブロック図 ロータリー圧縮機の負荷トルクの波形の一例を示す図 実施の形態５に係る交流電動機の駆動装置の構成を示すブロック図 実施の形態６に係る交流電動機の駆動装置の構成を示すブロック図 図１７に駆動対象として示した冷媒圧縮機の内部の概略構造を示す断面図 図１８に示す冷媒圧縮機の圧縮室の内部の構造を示す断面図 実施の形態７に係る冷凍サイクル装置の構成を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係る交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、交流電動機の速度推定装置を、適宜「速度推定装置」と略す。また、交流電動機の駆動装置を、適宜「駆動装置」と略す。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置１０１の構成を示すブロック図である。図１に示す速度推定装置１０１は、適応オブザーバの手法により、交流電動機２に印加される電圧ベクトルと電流ベクトルとを用いて、交流電動機２の回転速度を推定し、推定角速度ω＾ ｒとして出力する。
　速度推定装置１０１は、モデル偏差演算部１１と、第１の角速度推定部２１と、補償位相演算部５１と、第２の角速度推定部２２と、推定角速度演算器２３とを備える。
　モデル偏差演算部１１は、電圧ベクトル、電流ベクトル及び推定角速度ω＾ ｒに基づいてモデル偏差εを演算する。第１の角速度推定部２１は、モデル偏差εに基づいて第１の推定角速度ω＾ ｒ１を演算する。補償位相演算部５１は、特定の外乱周波数ｆｄに基づいて補償位相θｐｌｓを演算する。第２の角速度推定部２２は、補償位相θｐｌｓ、モデル偏差ε、及び外乱周波数ｆｄに基づいて第２の推定角速度ω＾ ｒ２を演算する。推定角速度演算器２３は、第１の推定角速度ω＾ ｒ１、及び第２の推定角速度ω＾ ｒ２に基づいて、交流電動機２の推定角速度ω＾ ｒを演算する。
　速度推定装置１０１は、補償位相演算部５１及び第２の角速度推定部２２を備えており、これらの構成部による動作が、本発明の特徴の１つである。補償位相演算部５１及び第２の角速度推定部２２の詳細は、後述する。
　また、実施の形態１において、外乱周波数ｆｄは既知として扱う。外乱周波数ｆｄは、どのような手法を用いて求めてもよい。例えば、決まった周波数の外乱が生じるような系において、外乱周波数ｆｄは、定数として事前に与えておくことができる。また、回転周波数に応じた外乱が生じる圧縮機のようなアプリケーションにおいては、回転周波数を外乱周波数ｆｄとして用いることができる。ここで言う回転周波数は、回転位置センサ又は速度センサにより取得することができる。また、実施の形態１のような角速度推定手段を備えた装置の場合には、推定角速度ω＾ ｒにより回転周波数を求めることができる。また、トルク脈動の周波数を、トルクメータ、加速度センサ、又は振動センサにより検出、又は推定して、外乱周波数ｆｄとして用いることもできる。
　第１の角速度推定部２１及び第２の角速度推定部２２は、どちらも角速度推定を行っている。両者の違いは、推定する角速度の周波数が異なっていることにある。なお、実施の形態１においては、第１の角速度推定部２１において角速度の直流成分も含む低周波成分を推定し、第２の角速度推定部２２において角速度の高周波成分を推定している構成について記載するが、この構成に限定されない。逆の構成として、第１の角速度推定部２１の方が高い角速度周波成分を推定することも可能であることは言うまでもない。
　次に、モデル偏差演算部１１の構成及び機能について説明する。モデル偏差演算部１１は、状態推定器１２と、減算器１３と、偏差演算器１４とを備える。状態推定器１２は、交流電動機２に印加される電圧ベクトルと、交流電動機２が出力する電流ベクトルと、推定角速度ω＾ ｒとに基づいて、推定磁束ベクトル及び推定電流ベクトルを演算して出力する。推定角速度ω＾ ｒは、前述した推定角速度演算器２３によって演算される推定角速度であり、速度推定装置１０１の出力でもある。
　減算器１３は、推定電流ベクトルから電流ベクトルを減算し、電流偏差ベクトルを演算する。偏差演算器１４は、電流偏差ベクトルを入力とし、推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出し、この値をモデル偏差εとして出力する。なお、推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出する手法は、公知である。例えば、電流偏差ベクトルを回転二軸上に座標変換する手法、電流偏差ベクトルと推定磁束ベクトルとの外積値の大きさを演算する手法などが公知である。
　具体的に、状態推定器１２は、交流電動機２の状態方程式から電流と磁束を推定する。ここでは交流電動機２は一般的な埋込磁石型同期交流電動機であると仮定するが、状態推定器１２において、下述する状態方程式と同様な状態方程式が立式できるものであれば、他の交流電動機であってもよい。他の交流電動機としては、表面磁石型同期電動機、誘導電動機などを例示できる。
　埋込磁石型同期交流電動機の場合、状態方程式は、下記（１）、（２）式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記（１）、（２）式において、Ｌｄ、Ｌｑは、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスを表す。Ｒは、電機子抵抗を表す。ωは、一次角周波数を表す。ωｒは、角速度を表す。ｖｄｓは、ｄ軸電圧を表す。ｖｑｓは、ｑ軸電圧を表す。ｉｄｓは、ｄ軸電流を表す。ｉｑｓは、ｑ軸電流を表す。φｄｓは、ｄ軸固定子磁束を表す。φｑｓは、ｑ軸固定子磁束を表す。φｄｒは、ｄ軸回転子磁束を表す。ｈ１１からｈ３２は、オブザーバゲインを表す。記号「＾」は、推定値を表す。
　ここで、一次角周波数は、下記（３）式のように与える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上記（３）式において、ｈ４１及びｈ４２は、前述のｈ１１からｈ３２と同様に、オブザーバゲインを表す。
　上記（１）、（２）式は通常の誘起電圧に基づく式であるが、上記（１）、（２）式に変形を加えて拡張誘起電圧の形式で表現しても同様の計算ができる。上記（１）式には推定角速度ω＾ ｒが含まれるため、推定角速度ω＾ ｒと実際の角速度ωｒとが一致していない場合、電流推定に誤差が生じる。ここでは、モデル偏差εを下記（４）式のように定義する。速度推定装置１０１は、モデル偏差εが零になるように、第１の角速度推定部２１と第２の角速度推定部２２を用いて推定角速度ω＾ ｒの値を調整する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　前述したように、速度推定装置１０１における特徴の１つは、補償位相演算部５１及び第２の角速度推定部２２を備える点にある。この特徴を説明するため、ここではまず、補償位相演算部５１及び第２の角速度推定部２２を有さない速度推定装置を比較例として説明する。
　図２は、比較例に係る速度推定装置１０１Ａの構成を示すブロック図である。図２に示される速度推定装置１０１Ａは、図１に示す速度推定装置１０１と同様に、センサレスベクトル制御方式により動作する。速度推定装置１０１Ａは、第１の角速度推定部２１のみでモデル偏差εが零に調整されるように動作する。
　図２に示す速度推定装置１０１Ａでは、第１の角速度推定部２１は、比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器２４と、積分器２５とを備えている。第１の角速度推定部２１は、下記（５）式に従って動作する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記（５）式において、ＫＰは、第１の角速度推定部２１全体の比例ゲインを表す。ＫＩは、第１の角速度推定部２１全体の積分ゲインを表す。ｓはラプラス変換の演算子であり、ｓは微分、１／ｓは積分の意味を表す。
　第１の角速度推定部２１において、ＰＩ制御器２４は、モデル偏差εに基づいて第１の推定角加速度ω・＾ ｒ１を演算する。積分器２５は、第１の推定角加速度ω・＾ ｒ１を積分して第１の推定角速度ω＾ ｒ１を演算する。第１の角速度推定部２１では、ＰＩ制御器２４及び積分器２５によって、第１の推定角速度ω＾ ｒ１が調整される。第１の推定角速度ω＾ ｒ１は、速度推定装置１０１Ａの出力として外部に出力される。また、第１の推定角速度ω＾ ｒ１は、モデル偏差演算部１１にフィードバックされる。以上のように、ＰＩ制御器２４は、第１の角加速度推定器として動作し、積分器２５は、第１の角速度演算器として動作する。
　また、第１の推定角速度ω＾ ｒ１からモデル偏差εまでの伝達関数Ｇａ（ｓ）は、非特許文献である電気学会論文誌「低速・回生領域を含む誘導交流電動機の速度センサレスベクトル制御法」（Ｄ１２０巻２号　平成１２年）の２２６頁で公知である。この伝達関数Ｇａ（ｓ）は、下記（６）式のように一次遅れで近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図３は、図２に示す速度推定装置１０１Ａの伝達特性を示すボード線図である。横軸は周波数を表し、縦軸はゲインを表す。図３において破線で示す（１）の伝達関数は、低域のゲインが高くなるように設計される。（１）の伝達関数では、周波数が高くなるほどゲインが減少する。具体的に、低域ではゲインが－４０［ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ］の割合で減少し、折れ点Ｐ１より高い周波数では－２０［ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ］の割合で減少する。
　また、図３において、点線で示す（２）の伝達関数は、上記（６）式の伝達関数Ｇａ（ｓ）に対応している。伝達関数Ｇａ（ｓ）は、第１の推定角速度ω＾ ｒ１からモデル偏差εまでの一次遅れ特性を持つため、遮断角周波数ｆ１よりも高い周波数域では、－２０［ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ］の割合でゲインが減少する。これらの２つの伝達関数を足し合わせると、実線で示す（３）の開ループ特性の伝達関数が得られる。
　上記（５）式のＰＩ制御ゲイン、即ち第１の角速度推定部２１における比例ゲインＫＰ及び積分ゲインＫＩを十分に大きく設定できれば、高い周波数の速度脈動を正確に推定できる。ところが、これらのゲインの値は、推定演算周期及びモータ定数の誤差の影響により制約される。無理にゲインを上げると高周波雑音の影響を受け易くなり、適切な推定処理が不可能となる。このため、比較例に係る速度推定装置１０１Ａでは、高周波の速度脈動を捉えることが難しいという課題が存在する。
　次に、別の比較例を説明する。図４は、図２とは異なる比較例に係る速度推定装置１０１Ｂの構成を示すブロック図である。なお、図２と区別するため、以下では、図２の比較例を「第１の比較例」と呼び、図４の比較例を「第２の比較例」と呼ぶ。図２の速度推定装置１０１Ａに対し、図４に示す第２の比較例に係る速度推定装置１０１Ｂでは、第２の角速度推定部２２Ｂが追加されている。
　図４の速度推定装置１０１Ｂにおいて、第２の角速度推定部２２Ｂは、第２の角加速度推定部３０Ｂと、積分器３１とを備える。第２の角加速度推定部３０Ｂは、外乱周波数ｆｄとモデル偏差εとに基づいて、第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を演算する。積分器３１は、第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を積分して第２の推定角速度ω＾ ｒ２を出力する。
　また、第２の角加速度推定部３０Ｂは、フーリエ係数演算器２６と、ＰＩ制御器２７，２８と、交流復元器２９とを備える。
　フーリエ係数演算器２６は、モデル偏差の特定周波数成分を直流化して抽出する。フーリエ係数演算器２６からは余弦係数Ｅｃと、正弦係数Ｅｓとが出力されるが、これらの係数が直流化した特定周波数成分を表している。
　このとき、モデル偏差εの余弦係数Ｅｃ、及びモデル偏差εの正弦係数Ｅｓは、モデル偏差ε及び外乱周波数ｆｄに基づいて、下記（７）、（８）式によって計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記（７）、（８）式において、ｔは時間を表す。また、Ｔｄは外乱の周期を表しており、外乱の周期Ｔｄは外乱周波数ｆｄの逆数である。つまり、Ｔｄ＝１／ｆｄである。
　モデル偏差の余弦係数Ｅｃは、ＰＩ制御器２７によって、下記（９）式のようにＰＩ制御される。また、モデル偏差の正弦係数Ｅｓは、ＰＩ制御器２８によって、下記（１０）式のようにＰＩ制御される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記（９）、（１０）式において、ＫＰ２は、第２の角速度推定部２２Ｂ全体の比例ゲインを表す。ＫＩ２は、第２の角速度推定部２２Ｂ全体の積分ゲインを表す。文字の上のドットは微分を表し、ドットの数は微分の階数を表す。
　交流復元器２９は、モデル偏差の余弦係数Ｅｃと、モデル偏差の正弦係数Ｅｓとに基づいて、下記（１１）式の演算を行う。この（１１）式は、第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を演算する演算式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　図５は、図４に示す速度推定装置１０１Ｂの伝達特性を示すボード線図である。横軸は周波数を表し、縦軸はゲインを表す。図５の（１）の伝達関数は、図３の（１）の伝達関数と同じものである。図５の（２）の伝達関数は、図３の（２）の伝達関数と同じものである。図５の（３）の伝達関数は、図４に示す第２の角速度推定部２２Ｂの伝達関数を表している。これらの３つの伝達関数を足し合わせると、実線で示す（４）の開ループ特性が得られる。
　図５を図３と比較すると、実線で示される（４）開ループ特性において、図５では特定の周波数帯域のゲインが高くなっている。つまり、第２の比較例に係る速度推定装置１０１Ｂは、第１の角速度推定部２１と第２の角速度推定部２２Ｂとを併用することで、周期外乱によって速度脈動の発生が予想され得る特定の周波数帯域のゲインを上げ、速度の推定精度を高めることができている。これにより、第２の比較例に係る速度推定装置１０１Ｂは、第１の比較例に係る速度推定装置１０１Ａでは難しかった高周波の速度脈動を高精度で推定することを可能にしている。
　上記のように、第２の比較例に係る速度推定装置１０１Ｂでは、高周波の速度脈動を高精度で推定することは可能であるが、位相誤差の大きさによっては、制御系が不安定になることも想定される。そこで、本願発明者らは、本発明の提案に際し、位相補償の必要性について検討したので、以下に説明する。
　図６は、図２に示す速度推定装置１０１Ａのモデル偏差εから第１の推定角加速度ω・＾ ｒ１までの伝達特性を表すボード線図を開ループ特性と閉ループ特性で比較した図である。開ループ特性とは、第１の推定角速度ω＾ ｒ１がモデル偏差演算部１１にフィードバックされない状態での伝達特性である。また、閉ループ特性とは、図２に示される通り、第１の推定角速度ω＾ ｒ１がモデル偏差演算部１１にフィードバックされている状態での伝達特性である。ここで、図３及び図５は、モデル偏差εから第１の推定角速度ω＾ ｒ１までのボード線図である。これに対し、図６は、モデル偏差εの入力から第１の推定角加速度ω・＾ ｒ１の出力までの伝達特性を表しており、図３及び図５に対し１階の微分特性が付加されていることに注意を要する。図４に示すように、第２の角速度推定部２２Ｂがモデル偏差εに基づいて第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２の演算を行う場合には、図６に示すモデル偏差εの入力から第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２の出力までの特性が、第２の角速度推定部２２Ｂの制御対象の特性であると考えることができる。
　フィードバック制御では、制御対象と制御器との開ループ特性を考慮して設計を行う手法がよく用いられる。そこでまず、制御対象の開ループ特性に着目して、第２の角速度推定部の設計を行う場合について考える。
　図６の開ループ特性を見ると、ゲインは、低域で－２０［ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ］で減衰していく。位相は、低域では－９０［度］であり、周波数が高くなるにつれて位相が遅れてゆき、－１８０［度］に収束する。使用する周波数帯域はアプリケーションにもよるが、低域をメインで使用する場合には、位相は－９０［度］でほぼ一定と考えることもできる。そのような場合には、開ループ特性を制御対象として第２の角速度推定部を設計すれば、位相補償は必要ないと思われる。
　しかしながら、実際は、第１の角加速度推定器としてのＰＩ制御器２４が動作した状態で、第２の角加速度推定器としてのＰＩ制御器２７，２８が演算処理を行う。このため、ＰＩ制御器２４を含む第１の角速度推定部２１によって推定された第１の推定角速度ω＾ ｒ１がモデル偏差演算部１１にフィードバックされていることを考慮しなければならない。従って、第２の角速度推定部２２Ｂの制御対象として、閉ループ特性を考慮して第２の角速度推定部２２Ｂを設計する必要がある。
　図６の閉ループ特性を見ると、高域では１階の積分特性、低域では１階の微分特性となっている。ゲインを見ると、高域では開ループ特性と一致して－２０［ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ」の傾きで低下する特性であるが、低域では＋２０［ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ」の傾きで増加する特性となっており、低域ほどゲインが下がっている。また、位相を見ると、高域では－１８０［度］に収束しており開ループの場合と一致しているが、低域では＋９０［度］となっており、その間の周波数帯域では、＋９０［度］から、－１８０［度］まで位相が大きく変化している。
　ここで、前述したように、第２の比較例に係る速度推定装置１０１Ｂの第２の角速度推定部２２Ｂにおける角加速度演算は、上記（７）～（１１）式を用いて行われる。（７）、（８）式は直流成分である余弦係数及び正弦係数を求める演算式であり、（９）、（１０）式はＰＩ制御のための演算式であり、（１１）式は直流成分を交流成分に戻すことで、交流成分を復元する演算式である。これらの一連の演算処理において、位相についての考慮は、為されていない。これは、モデル偏差εの入力から第２の推定角加速度ω・＾ ２の出力までの位相に、周波数に応じた変化がないことを前提としていることを意味する。
　例えば上記のように、開ループ特性のみを制御対象として捉え、低周波領域での動作を行う場合には、位相変化は小さいと考えて、上記のような制御設計を採ることが考えられる。しかしながら、実際は、図６のボード線図で示されるように、制御対象の位相特性は周波数によって大きく変化していく。そのため、外乱周波数に応じて制御対象の位相特性が変化することを考慮して、推定角加速度を計算しなければ、適切な角加速度の推定位相から誤差が生じてしまう。
　第２の比較例における第２の角加速度推定部３０Ｂでは、ＰＩ制御器２７，２８を用いて角加速度が演算される。このため、位相誤差が小さい場合には、ＰＩ制御器２７，２８により制御量が調整されることで適切な位相に収束する場合もある。一方、位相誤差が大きい周波数帯域では、制御が不安定化するおそれがある。
　そこで、実施の形態１では、第２の角速度推定部２２において、適切な位相で角速度演算が行えるように位相補償を行う制御系を構成する。図７は、図１に示す速度推定装置１０１における第２の角速度推定部２２の細部の構成を示すブロック図である。図７に示すように、第２の角加速度推定部３０は、フーリエ係数演算器５２と、積分（Ｉｎｔｅｇｒａｌ：Ｉ）制御器５３，５４と、交流復元器５５とを備える。実施の形態１において、第２の角加速度推定部３０は、特定周波数角加速度推定器として動作する。また、第２の角加速度推定部３０のうち、フーリエ係数演算器５２は、特定周波数成分を抽出する特定周波数抽出器として動作し、Ｉ制御器５３，５４、及び交流復元器５５は、特定周波数角速度推定器として動作する。
　図７において、外乱周波数ｆｄは、補償位相演算部５１と、フーリエ係数演算器５２と、交流復元器５５とに入力される。補償位相演算部５１は、制御対象の閉ループ特性を考慮して補償位相θｐｌｓを決定する。具体的には、補償位相θｐｌｓを外乱周波数に応じたマップとして記憶させておき、そのマップを参照して補償位相θｐｌｓを決定することができる。或いは、外乱周波数により変化する近似式を保有しておき、その近似式により補償位相θｐｌｓを決定してもよい。補償位相θｐｌｓは、フーリエ係数演算器５２に入力される。
　フーリエ係数演算器５２は、外乱周波数ｆｄ及び補償位相θｐｌｓに基づいて、下記（１２）、（１３）式を用いてモデル偏差の余弦係数Ｅｃ’及び正弦係数Ｅｓ’を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　モデル偏差の余弦係数Ｅｃ’は、Ｉ制御器５３によって、下記（１４）式のようにＩ制御される。また、モデル偏差の正弦係数Ｅｓ’は、Ｉ制御器５４によって、下記（１５）式のようにＩ制御される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　上記（１４）、（１５）式において、Ｋｒｐｌ_ｉは、Ｉ制御器５３，５４の積分ゲインである。ここで、Ｉ制御器５３，５４において、制御入力である余弦係数Ｅｃ’及び正弦係数Ｅｓ’は角速度の次元である一方で、制御出力は角加速度の次元としている。また、角速度から角加速度への変換は微分の関係にある一方で、制御対象は本来積分特性を持っている。このため、直流に変換した座標系において、制御入力である余弦係数Ｅｃ’及び正弦係数Ｅｓ’は、変換周波数倍のゲインとして見える。従って、余弦係数Ｅｃ’及び正弦係数Ｅｓ’は、この座標系では積分特性ではなく比例特性として捉えられる。このため、積分器のみでも制御が可能であり、Ｉ制御器５３，５４が用いられている。なお、応答性改善のために、必要に応じて、第２の比較例のように、ＰＩ制御器で構成されていてもよいことは言うまでもない。
　交流復元器５５は、余弦係数Ｅｃ’及び正弦係数Ｅｓ’に基づいて、下記（１６）式の演算を行う。この（１６）式は、第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を演算する演算式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　図９は、実施の形態１に係る速度推定装置１０１の効果の説明に供する第１の図である。図１０は、実施の形態１に係る速度推定装置１０１の効果の説明に供する第２の図である。図９及び図１０は共に、速度脈動を与えた状態で交流電動機２を駆動し、交流電動機２の回転速度を推定するシミュレーションを行った結果の一例を示している。本シミュレーションでは、交流電動機２を駆動してから５秒経過後に第２の角速度推定部２２が起動され、速度脈動推定が開始されている。
　また、図９は、推定応答を１［ｒａｄ／ｓ］に設定して推定した角加速度の余弦成分Ωｃ ・＾と、角加速度の正弦成分Ωｓ ・＾とをプロットした波形である。上段部は、位相補償なしの場合の波形であり、第２の比較例の構成による結果に相当する。また、下段部は、位相補償ありの場合の波形であり、実施の形態１の構成による結果に相当する。
　位相補償がない場合、前述のとおり速度脈動の推定位相に誤差が生じているため、角加速度の値が収束せず発散していってしまい、設定した応答が得られていない。一方、位相補償ありの場合、推定する角加速度が収束し、安定に動作していることが分かる。また。応答速度を見ると推定開始から１秒程度で６３％の立ち上がりとなっており、所望の応答が得られていることが分かる。
　また、図１０は、推定角速度の波形であり、上段部は位相補償なしの場合を示し、下段部は位相補償ありの場合を示している。また、各左側は、第２の角速度推定部２２の起動前の波形であり、各右側は、第２の角速度推定部２２を起動し、値が収束した後の波形を示している。また、太線は実角速度であり、細線は推定角速度である。
　起動前は、実角速度に対して推定角速度の位相が遅れており、振幅も小さくなっている。また、起動後において、位相補償がない場合には、制御が発散して実際の角速度よりも推定角速度の振幅が大幅に大きくなり、位相にもずれがある。一方、位相補償がある場合には、推定角速度は実角速度に一致しており、制御が良好に動作していることが分かる。
　積分器３１は、交流復元器５５で演算された第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を下記（１７）式により積分して第２の推定角速度ω＾ ｒ２を求める。積分器３１は、第２の角速度演算器として動作する。第２の推定角速度ω＾ ｒ２は、実角速度の特定の高周波成分として演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　なお、制御系のブロック図は、変形可能であることは当業者であれば自明である。例えば、図８のように構成してもよい。図８は、図７に示す細部の構成の変形例を示すブロック図である。例えば図７の積分器２５，３１は、それぞれの推定角加速度を加算してから積分器に通してもよい。即ち、図７の構成では、推定角速度演算器２３の入力側に２つの積分器２５，３１を配置する構成であるが、図８の速度推定装置１０１－１のように、推定角速度演算器２３の出力側に１つの積分器３２を配置する構成でもよい。この構成の場合、積分器の数を削減できるという効果が得られる。
　最終的な角速度の推定式は、下記（１８）式で表される。即ち、推定角速度演算器２３において、第１の角速度推定部２１で演算された第１の推定角速度ω＾ ｒ１に、積分器３１で演算された第２の推定角速度ω＾ ｒ２が加算されることにより、下記（１８）式で示される推定角速度ω＾ ｒが得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　上記（１８）式、及び図７に示す推定角速度演算器２３では、加算器を用いる例を示しているが、この例に限定されない。補償位相演算部５１における補償位相の正負の定義、交流復元器５５の出力の定義が逆位相となるような場合においては、減算器が用いられる。即ち、推定角速度演算器２３の構成は、補償位相の正負の定義、交流復元器５５の出力の定義などによって変化する。
　上記（１８）式、上記（５）式との違いは、上記（１８）式では、第２の推定角速度ω＾ ｒ２が用いられている点である。第２の角速度推定部２２は、モデル偏差εの任意調波を正弦波と余弦波とに分けることで直流化して抽出し、それらが零になるようにＩ制御を行う。そして、第２の角速度推定部２２は、Ｉ制御の出力を交流に復元することで実角速度の高周波成分を推定し、特定の周波数の部分だけゲインを上げている。そのため、周期外乱に起因する速度の脈動成分を第２の推定角速度ω＾ ｒ２として高精度に推定することができる。なお、上述の第２の角速度推定部２２は、一種の繰り返し制御器あるいは学習制御器の構造を採用している。よって、上記の第２の角速度推定部２２の代わりに、別種の繰り返し制御器、又は学習制御器を用いてもよい。
　図１１は、実施の形態１に係る速度推定装置１０１のハードウェア構成図である。図１及び図７では記載を省略したが、図１１には、電圧印加部３と、電流検出部４とが示されている。電圧印加部３は、交流電動機２に電圧を印加する電圧印加手段である。電圧印加手段の一例は、電力変換器である。電圧ベクトルは、電圧印加部３により生成される電圧指令に相当する。交流電動機２には、電圧指令に基づいて生成された電圧が印加され、速度推定装置１０１には、電圧指令に関する情報が入力される。また、電流ベクトルは、電流検出部４により生成されて速度推定装置１０１に入力される。電流ベクトルは、交流電動機２に流れる交流電流に関するベクトル情報である。電流ベクトルの一例は、電流検出部４によって検出された交流電流をｄｑ座標軸上の値に変換したｄｑ軸電流の検出値である。
　速度推定装置１０１は、プロセッサ９０１及びメモリ９０２を備える。メモリ９０２はランダムアクセスメモリに代表される不図示の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリを代表とする不図示の不揮発性の補助記憶装置とを備える。なおメモリ９０２は、揮発性記憶装置と不揮発性の補助記憶装置との代わりに、ハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ９０１は、メモリ９０２から入力されたプログラムを実行する。メモリ９０２が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ９０１に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。またプロセッサ９０１は、演算結果のデータをメモリ９０２の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に当該データを保存してもよい。
　電圧印加部３及び電流検出部４に関しては、様々な方式が検討されているが、基本的にはどの方式を用いても構わない。電圧印加部３及び電流検出部４は、速度推定装置１０１の内部に設けてもよい。また、速度推定装置１０１は、電圧印加部３が出力する電圧ベクトルを検出する電圧検出手段を有していてもよい。この場合、電圧印加部３は電圧ベクトルの指令値をプロセッサ９０１へ送信し、電圧検出手段によって検出された電圧に関する数値がプロセッサ９０１へ送信されるように構成してもよい。電流検出部４も同様に検出した数値をプロセッサ９０１へ送信するように構成してもよい。
　プロセッサ９０１は交流電動機２の電流ベクトルと電圧ベクトルとに基づいて、推定角速度ω＾ ｒを演算する。プロセッサ９０１が前述した第２の角速度推定部２２の演算を行うことにより、周期外乱による速度脈動を高精度に推定できる。なお、プロセッサ９０１は交流電動機２の駆動装置を兼ねてもよい。即ち、プロセッサ９０１は、速度推定を行うだけでなく、推定速度が所望の値になるような電圧指令ベクトルを計算するように構成してもよい。位置センサレスでトルク制御を行う方法は前述した非特許文献をはじめ、様々な方法が公知である。
　以上説明したように、実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置によれば、周波数によらず適切な位相で交流電動機の速度脈動を推定することができ、速度推定の高精度化が可能となる。
　また、実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置によれば、従来の課題であった脈動周波数が高い場合においても速度推定を高精度で行えるようにしたもので、特別な記憶手段を設けなくとも、特定の周波数帯域の推定応答を上げるための演算部を設けることで、従来よりも高周波領域の脈動まで推定することができる。また、適応磁束オブザーバである第１の角速度推定部の角速度推定の閉ループ位相特性を考慮して補償位相を求めることで、所望の応答速度で角速度推定を行うことができるようになり、制御の安定化が実現できる。
実施の形態２．
　図１２は、実施の形態２に係る速度推定装置１０１Ｃの構成を示すブロック図である。図１２において、実施の形態２に係る速度推定装置１０１Ｃでは、図７に示す実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成において、第２の角速度推定部２２が第２の角速度推定部２２Ｃに置き替えられている。第２の角速度推定部２２Ｃでは、第２の角加速度推定部３０が第２の角加速度推定部３０Ｃに置き替えられている。第２の角加速度推定部３０Ｃでは、フーリエ係数演算器５２がフーリエ係数演算器５２Ｃに置き替えられ、交流復元器５５が交流復元器５５Ｃに置き替えられている。図７では、補償位相演算部５１により演算された補償位相θｐｌｓはフーリエ係数演算器５２に入力されていたが、図１２では交流復元器５５Ｃに入力されている。なお、その他の構成については、図７と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　図７に示す実施の形態１のフーリエ係数演算器５２は、（１２），（１３）式を用いてフーリエ係数を演算していた。一方、図１２に示す実施の形態２のフーリエ係数演算器５２Ｃは、下記（１９）、（２０）式を用いてフーリエ係数を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　また、図７に示す実施の形態１の交流復元器５５は、上記（１６）式を用いて第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を演算していた。一方、図１２に示す実施の形態２の交流復元器５５Ｃは、下記（２１）式を用いて第２の推定角加速度ω・＾ ｒ２を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　フーリエ係数演算器５２（５２Ｃ）及び交流復元器５５（５５Ｃ）の演算に用いる位相の関係性が保たれていれば、実施の形態１で述べた、周波数に依らず適切な位相で速度脈動を推定する効果は同様に得られる。このため、（１９）～（２１）式のように演算しても同じ効果が得られる。
　なお、実施の形態２でも実施の形態１と同様に、モデル偏差εの余弦係数Ｅｃ ’及びモデル偏差εの正弦係数Ｅｓ ’をＩ制御器５３，５４のそれぞれから求める構成を採用することができ、その演算式は、（１４）、（１５）式で変わらない。
実施の形態３．
　図１３は、実施の形態３に係る速度推定装置１０１Ｄの構成を示すブロック図である。図１３において、実施の形態３に係る速度推定装置１０１Ｄでは、図７に示す実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成において、第１の角速度推定部２１が第１の角速度推定部２１Ｄに置き替えられ、第２の角速度推定部２２が第２の角速度推定部２２Ｄに置き替えられている。第１の角速度推定部２１Ｄでは、第１の角速度推定部２１の構成から積分器２５が省略され、第２の角速度推定部２２Ｄでは、第２の角速度推定部２２の構成から積分器３１が省略されている。なお、その他の構成については、図７と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　第１の角速度推定部２１Ｄに具備されるＰＩ制御器２４は、上記（５）式に示される演算処理を行う。即ち、第１の角速度推定部２１Ｄは、積分器を用いずに、ＰＩ制御のみで第１の推定角速度ω＾ ｒ１を生成して、推定角速度演算器２３に出力する。同様に、第２の角速度推定部２２Ｄに具備される第２の角加速度推定部３０も、積分器を用いずに第２の推定角速度ω＾ ｒ２を生成して、推定角速度演算器２３に出力する。以降の動作は、実施の形態１で説明した通りである。
　実施の形態３に係る速度推定装置１０１Ｄは、第２の角速度推定部２２Ｄを備えているので、第１及び第２の比較例の速度推定装置に比べて、高周波の速度脈動を正確に推定することができる。その理由は、実施の形態１で説明した通りである。
　なお、速度の推定精度に関して言えば、実施の形態３のものは、実施の形態１のものに比べて劣る。一方、推定演算に要する演算量の点では、積分演算を省略している分、実施の形態３の方が有利である。そのため、図１１に示すプロセッサ９０１の演算性能が低く、少しでも計算量を減らしたい場合には、実施の形態３の構成が好適である。但し、詳細は後述するが、実施の形態５で説明する速度脈動抑制制御を行う場合には、実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成が好適である。
　また、実施の形態３の類例として、第１の角速度推定部２１Ｄが積分器２５を備え、且つ、第２の角速度推定部２２Ｄが積分器３１を備えない構成としてもよい。或いは、第１の角速度推定部２１Ｄが積分器２５を備えず、且つ、第２の角速度推定部２２Ｄが積分器３１を備える構成としてもよい。
実施の形態４．
　図１４は、実施の形態４に係る速度推定装置１０１Ｅの構成を示すブロック図である。図１４において、実施の形態４に係る速度推定装置１０１Ｅでは、図１に示す実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成において、第２の補償位相演算部５６と、第３の角速度推定部３３が追加されている。また、推定角速度演算器２３が推定角速度演算器２３Ｅに置き替えられている。即ち、実施の形態１から実施の形態３までは、２つの角速度推定部を有する構成であったが、実施の形態４は、３つの角速度推定部を有する構成である。なお、その他の構成については、図７と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　一般的に、交流電動機は、適用されるアプリケーションによって、又は接続する負荷装置によって、交流電動機の回転角速度に含まれる角速度脈動の特徴は変化する。そこで、接続する負荷装置が周期的なトルク変動を有している場合について、ロータリー圧縮機を例として考える。
　図１５は、ロータリー圧縮機の負荷トルクの波形の一例を示す図である。横軸は回転角度を表し、縦軸は負荷トルクを表す。ここでは、ロータリー圧縮機の圧縮室の数をｋと置く。回転角度の０～３６０度は、機械角の１周期、即ち機械角周期である。
　まず、圧縮室が１つしかない場合、即ちｋ＝１の場合、図１５に実線で示すように、負荷トルクは、機械角周期で大きく振動している。２次、３次の高調波も負荷トルク波形には含まれるが、１次の振動が最も大きい。このため、実施の形態１から実施の形態３の構成を適用する場合、第２の推定角速度ω＾ ｒ２の演算に用いる外乱周波数ｆｄを機械角周波数の１次周波数とすれば、最も大きい１次の角速度脈動を高精度で推定することができる。
　実施の形態４では、角速度推定部が並列で複数個設けられている。このため、負荷トルク特性に含まれる２次及び３次のトルク変動による速度脈動も、高精度で推定することができる。図１４の例では、推定する速度脈動の周波数を第２の外乱周波数ｆｄ２とし、これを第３の角速度推定部３３で推定して第３の推定角速度ω＾ ｒ３として出力する。
　圧縮室の数が２又は３の場合、即ちｋ＝２又はｋ＝３の場合についても同様に考えることができる。圧縮室の数を増やすほど構造的には複雑になり高コスト化するが、図１５に示されるように脈動の小さい波形となっている。具体的に、ｋ＝２の場合は機械角周波数の２次高調波成分が大きくなり、ｋ＝３の場合は３次高調波成分が大きくなっている。
　例えばｋ＝２の場合、図１５に示されるように、機械角周期の２次の振動が支配的である。このため、第２の角速度推定部２２に入力される外乱周波数ｆｄは、機械角周波数の２次の周波数として設定する。そして、更に推定したい２次を超える周波数があれば、それらを第２の外乱周波数ｆｄ２として、第３の角速度推定部３３に入力すればよい。
　また、例えばｋ＝３の場合、図１５に示されるように、機械角周期の３次の振動が支配的である。このため、第２の角速度推定部２２に入力される外乱周波数ｆｄは、機械角周波数の３次の周波数として設定する。そして、更に推定したい３次を超える周波数があれば、それらを第２の外乱周波数ｆｄ２として、第３の角速度推定部３３に入力すればよい。
　なお、実施の形態４では、角速度推定部を並列に複数個設け、それぞれの角速度推定部において位相補償を行っているが、これに限定されない。少なくとも１つの角速度推定部において位相補償が行われればよく、上述した位相補償による効果を得ることができる。
実施の形態５．
　図１６は、実施の形態５に係る交流電動機の駆動装置１０２の構成を示すブロック図である。実施の形態５に係る駆動装置１０２は、実施の形態１から実施の形態４で説明した速度推定装置１０１，１０１Ｃ，１０１Ｄ，１０１Ｅを用いて交流電動機２を制御する駆動装置である。図１６では、実施の形態１に係る速度推定装置１０１を適用した構成を一例として示している。
　実施の形態５に係る駆動装置１０２は、図１６に示されるように、速度制御部５と、加算器７と、トルク制御部６と、補償量演算部である補償トルク指令演算部８と、速度推定装置１０１とを備えている。補償トルク指令演算部８は、「補償指令演算部」として動作する。
　まず、補償トルク指令演算部８の動作について説明する。なお、ここでは、補償トルク指令演算部８は、第２の角速度推定部２２により演算された角加速度の情報を基に、演算を行う構成を例として説明する。
　補償トルク指令演算部８は、下記（２２）～（２４）式を用いて補償トルク指令τ＊ ｒｉｐを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　上記（２２）、（２３）式におけるＫｓｉ＿ｒｉｐは、補償トルク指令演算部８の積分ゲインである。また、上記（２２）式におけるＴｃは、角加速度の脈動の余弦成分に対応する補償トルク指令τ＊ ｒｉｐの振幅であり、上記（２３）式におけるＴｓは、角加速度の脈動の正弦成分に対応する補償トルク指令τ＊ ｒｉｐの振幅である。上記（２２）、（２３）式のように、角加速度の脈動の余弦成分及び角加速度の脈動の正弦成分のそれぞれが０となるような補償トルク指令τ＊ ｒｉｐが演算される。この補償トルク指令τ＊ ｒｉｐを用いて制御することにより、角加速度の脈動が低減でき、その結果、速度脈動も低減することができる。
　上記（２２）、（２３）式で積分制御を用いているのは、角加速度を基に補償トルク指令τ＊ ｒｉｐを求める場合、制御対象の特性は比例特性であるためである。そして、制御器で積分特性を持たせてフィードバック制御を行うことで、理想的な閉ループ特性が得られるためである。なお、第２の角速度推定部２２のように、補償位相演算部５１によって決定された補償位相θｐｌｓを用いる構成の場合、補償位相θｐｌｓに基づいて、（２４）式の位相を補償することもできる。また、補償位相θｐｌｓが外乱周波数ｆｄに基づいた補償位相であれば、（２４）式以外の式を用いて演算してもよい。また、原理は同じであるため説明は省略するが、上述の補償トルク指令演算は、第２の角速度推定部２２により演算された第２の推定角速度ω＾ ｒ２を用いて、同様に計算することもできる。
　次に、速度制御部５、トルク制御部６及び加算器７の動作について説明する。
　速度制御部５は、角速度指令と推定角速度ω＾ ｒを基に、基本トルク指令τ＊ ωを演算する。基本トルク指令τ＊ ωの演算には、一般的なＰＩ制御器による速度制御を適用することができる。
　加算器７は、補償トルク指令τ＊ ｒｉｐと基本トルク指令τ＊ ωとを加算して、下記（２５）式により、トルク指令τ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　トルク制御部６は、図１１に示す電圧印加部３を内包している。トルク制御部６は、トルク指令τ＊に基づいて、交流電動機２に印加する電圧ベクトルを決定する。電圧ベクトルは、トルク指令τ＊に基づいて演算された電流指令値に基づいて、ＰＩ制御などの電流制御を行うことで演算されたものでよい。或いは、トルク指令τ＊に応じた適切な電圧指令値をメモリ９０２に記憶させておき、トルク指令τ＊から直接求めてもよい。
　実施の形態５に係る駆動装置１０２は、速度推定装置１０１によって求めた角速度脈動の情報を基に、速度脈動を低減する補償トルク指令を求めることができる。これにより、交流電動機２の回転むらを低減する効果が得られる。
　なお、図１６は、補償トルク指令τ＊ ｒｉｐを演算する補償トルク指令演算部８を備える構成であるが、この構成に限定されない。補償トルク指令演算部８に代えて、補償電流指令を演算する補償電流指令演算部を備える構成でもよい。この構成の場合、トルク制御部６の後段には、加算器及び電流制御部が備えられる。加算器は、トルク制御部６が生成する基本電流指令と、補償電流指令演算部が演算する補償電流指令とを加算して電流指令を生成する。電流制御部は、加算器から出力される電流指令に基づいて、交流電動機２に印加する電圧ベクトルを決定する。以降の動作は、上述の通りである。
実施の形態６．
　図１７は、実施の形態６に係る交流電動機の駆動装置１０２Ａの構成を示すブロック図である。図１７では、図１６に示す交流電動機２が、交流電動機２を備えた冷媒圧縮機２ａに置き替えられている。実施の形態６に係る駆動装置１０２Ａは、冷媒圧縮機２ａの速度脈動を軽減するため、実施の形態１に係る速度推定装置１０１を用いて構成されている。図１７では、実施の形態１に係る速度推定装置１０１を適用した構成としているが、これに限定されない。実施の形態２から実施の形態４で説明した速度推定装置１０１Ｃ，１０１Ｄ，１０１Ｅの何れかを用いて駆動装置１０２Ａが構成されていてもよい。なお、速度推定装置１０１，１０１Ｃ，１０１Ｄ，１０１Ｅの構成及び機能については前述した通りであり、ここでの説明は省略する。
　次に、冷媒圧縮機２ａの構造及び冷媒圧縮機２ａにおける負荷トルクについて、図１８及び図１９を参照して詳細に説明する。図１８は、図１７に駆動対象として示した冷媒圧縮機２ａの内部の概略構造を示す断面図である。また、図１９は、図１８に示す冷媒圧縮機２ａの圧縮部２０２の内部の構造を示す断面図である。なお、ここでは、ロータリー圧縮機のローリングピストン式と呼ばれる冷媒圧縮機について説明するが、これに限定されない。冷媒圧縮機は、スクロール圧縮機といった他の種類の圧縮機であってもよい。
　冷媒圧縮機２ａは、密閉容器２１１と、密閉容器２１１に内蔵される交流電動機２と、交流電動機２を構成するロータ２－１に一端が貫通するシャフト２０１と、シャフト２０１の他端が貫通し密閉容器２１１の内側に固定される圧縮部２０２と、密閉容器２１１に設けられた吸入パイプ２０３と、密閉容器２１１に設けられた吐出パイプ２０４とを備える。
　交流電動機２のステータ２－２は、密閉容器２１１に焼嵌め、冷嵌め、又は溶接により取り付けられ保持されている。ステータ２－２のコイル２－３には不図示の電線を介して電力が供給される。ロータ２－１は、ステータ２－２の内側に隙間２－４を介して配置され、ロータ２－１の中心部のシャフト２０１を介して、不図示の軸受により回転自在な状態で保持されている。
　このように構成された冷媒圧縮機２ａにおいて、交流電動機２が駆動することにより、吸入パイプ２０３を介して圧縮部２０２内に吸入された冷媒が圧縮され、圧縮された冷媒が吐出パイプ２０４から吐出される。冷媒圧縮機２ａでは、交流電動機２が冷媒に浸かる構造を取る場合が多く、温度変化が激しいことから交流電動機２に位置センサを取り付けることは難しい。そのため冷媒圧縮機２００では、交流電動機２を位置センサレス駆動しなければならない。
　また、圧縮部２０２は、図１９に示されるように、環状のシリンダ２１２と、シャフト２０１と一体で回転自在に形成されてシリンダ２１２の内側に配置されるピストン２０５と、シリンダ２１２の内周部に設けられた圧縮室２１３とを有する。
　シリンダ２１２は、図１８に示す吸入パイプ２０３と連通する吸入口２０６と、圧縮された冷媒を吐き出す吐出口２０７とを備える。吸入口２０６及び吐出口２０７は圧縮室２１３と連通している。またシリンダ２１２は、圧縮室２１３を吸入パイプ２０３に通じる低圧室と吐出口２０７に通じる高圧室とに区画するベーン２１０と、ベーン２１０を付勢するバネ２０９とを備える。
　シャフト２０１は交流電動機２とピストン２０５とを相互に接続するものである。ピストン２０５は偏心しており、回転角度によって、吐出側と吸入側の容積が変化するようになっている。吸入口２０６から吸入された冷媒は、ピストン２０５によって圧縮され、圧縮室２１３の圧力が高まると、吐出弁２０８が開き、吐出口２０７から冷媒が吐出される。冷媒が吐出されると同時に吸入側には冷媒が流れ込む。交流電動機２を回し続けると、ピストン２０５の機械角１回転につき１度、冷媒が吐出される。
　冷媒圧縮機２ａの負荷トルク脈動は、交流電動機２に対しては周期外乱となるため、速度脈動の要因となる。冷媒圧縮機２ａでは、速度脈動が大きいと、騒音及び振動が大きくなることが一般に知られている。
　但し、負荷トルク脈動及び速度脈動の周波数は、冷媒圧縮機２ａの構造によって決まるため、既知である。実施の形態６に係る冷媒圧縮機２ａは、そのことを利用して図１７に示す制御系を構築する。冷媒圧縮機２ａは、第２の角速度推定部２２により速度脈動の特定周波数成分を高精度に推定し、補償トルク指令演算部８でその脈動を抑えこむような補償トルク指令τ* ｒｉｐを演算する。これにより、事前調整を行わずとも速度脈動を低減することが可能となる。事前調整が不要になることで、出荷前の調整コストが大幅に低減でき、非常に有用である。
実施の形態７．
　図２０は、実施の形態７に係る冷凍サイクル装置の構成を示す図である。図２０に示される冷凍サイクル装置３００は、交流電動機の駆動装置１０２と、冷媒圧縮機２ａと、冷媒圧縮機２ａに配管３０５を介して接続される凝縮器３０１と、凝縮器３０１に配管３０５を介して接続される受液器３０２と、受液器３０２に配管３０５を介して接続される膨張弁３０３と、膨張弁３０３に配管３０５を介して接続される蒸発器３０４とを備える。蒸発器３０４は吸入パイプ２０３に接続される。
　冷媒圧縮機２ａ、凝縮器３０１、受液器３０２、膨張弁３０３、蒸発器３０４及び吸入パイプ２０３が配管３０５で接続されることにより、冷媒圧縮機２ａ、凝縮器３０１、受液器３０２、膨張弁３０３、蒸発器３０４及び吸入パイプ２０３は、冷媒が循環する冷凍サイクル回路３０６を構成する。冷凍サイクル回路３０６では、冷媒の蒸発、圧縮、凝縮及び膨張という工程が繰り返され、冷媒が液体から気体へ、又は気体から液体へと変化を繰り返しながら、熱の移動が行われる。
　冷凍サイクル装置３００を構成する各機器の機能を説明する。蒸発器３０４は、低圧の状態で冷媒液を蒸発させ、周囲より熱を奪い、冷却作用を有するものである。冷媒圧縮機２ａは、冷媒を凝縮させるために冷媒ガスを圧縮して高圧のガスにするものである。冷媒圧縮機２ａは、実施の形態６に係る駆動装置１０２Ａによって駆動される。凝縮器３０１は、熱を放出して高圧の冷媒ガスを凝縮して、冷媒液にするものである。膨張弁３０３は、冷媒を蒸発させるために、冷媒液を絞り膨張して低圧の液体にするものである。受液器３０２は、循環する冷媒量の調節のために設けられるもので、小型の装置では省略してもよい。
　一般的に冷凍サイクル装置には、静音性の向上とコストの低減とが要求される。家庭用の冷凍サイクル装置では、特に低コスト化の要求が高く、シングルロータリー圧縮機が使用されることが多い。シングルロータリー圧縮機とは、図１８及び図１９で説明したロータリー圧縮機であり、圧縮室２１３を１つのみ備えるタイプの圧縮機である。ロータリー圧縮機は、負荷トルク脈動が非常に大きいため、振動及び騒音が大きくなりがちである。一方、従来のフィードフォワード制御方式では、振動及び騒音を抑制するために煩雑な制御調整が必要であった。
　実施の形態７に係る冷凍サイクル装置３００は、駆動装置１０２Ａが速度脈動を自動的に零にするようにフィードバック制御をする。これにより、出荷前の調整に掛かるコストを格段に低減することができる。また、実施の形態７によれば、フィードバック制御で速度脈動を抑えこむことにより、製造時のバラつき、モータの定数変動、及び圧縮機の負荷条件の変化にも柔軟に対応できるようになる。これにより、耐環境性の高い冷凍サイクル装置３００を実現することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　２　交流電動機、２ａ　冷媒圧縮機、３　電圧印加部、４　電流検出部、５　速度制御部、６　トルク制御部、７　加算器、８　補償トルク指令演算部、１１　モデル偏差演算部、１２　状態推定器、１３　減算器、１４　偏差演算器、２１　第１の角速度推定部、２２，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄ　第２の角速度推定部、２３　推定角速度演算器、２４，２７，２８　ＰＩ制御器、２５，３１，３２　積分器、２６，５２　フーリエ係数演算器、２９，５５　交流復元器、３０，３０Ｂ，３０Ｃ　第２の角加速度推定部、３３　第３の角速度推定部、５１　補償位相演算部、５３，５４　Ｉ制御器、５６　第２の補償位相演算部、１０１，１０１－１，１０１Ａ，１０１Ｂ，１０１Ｃ，１０１Ｄ，１０１Ｅ　速度推定装置、１０２　駆動装置、２００　冷媒圧縮機、２０１　シャフト、２０２　圧縮部、２０３　吸入パイプ、２０４　吐出パイプ、２０５　ピストン、２０６　吸入口、２０７　吐出口、２０８　吐出弁、２０９　バネ、２１０　ベーン、２１１　密閉容器、２１２　シリンダ、２１３　圧縮室、３００　冷凍サイクル装置、３０１　凝縮器、３０２　受液器、３０３　膨張弁、３０４　蒸発器、３０５　配管、３０６　冷凍サイクル回路、９０１　プロセッサ、９０２　メモリ。

Claims (11)

  1. 　交流電動機の電圧、電流、及び推定角速度に基づいてモデル偏差を演算するモデル偏差演算部と、
    　前記モデル偏差に基づいて第１の推定角速度を演算する第１の角速度推定部と、
    　前記モデル偏差に基づいて前記第１の推定角速度とは周波数が異なる第２の推定角速度を演算する第２の角速度推定部と、
    　外乱周波数に基づいて補償位相を演算する補償位相演算部と、
    　前記第１及び第２の推定角速度に基づいて前記交流電動機の推定角速度を演算する推定角速度演算器と、
    　を備え、
    　前記第１及び第２の推定角速度のうちの何れか一方は、前記補償位相に基づいて演算される
    　ことを特徴とする交流電動機の速度推定装置。
  2. 　前記第１の推定角速度は、前記第２の推定角速度よりも周波数が低く、
    　前記第１の角速度推定部は、前記モデル偏差に基づいて前記第１の推定角速度を演算し、
    　前記第２の角速度推定部は、前記モデル偏差と、前記補償位相と、外乱周波数とに基づいて前記第２の推定角速度を演算する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の速度推定装置。
  3. 　前記補償位相演算部は、前記第１の角速度推定部の位相特性を考慮して、前記補償位相を演算する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の速度推定装置。
  4. 　前記第２の角速度推定部は、
    　前記外乱周波数及び前記補償位相に基づいて前記モデル偏差の特定周波数成分を抽出する特定周波数抽出器と、
    　前記特定周波数成分に基づいて前記第２の推定角速度を演算する特定周波数角速度推定器と、
    　を備えたことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の交流電動機の速度推定装置。
  5. 　前記第２の角速度推定部は、
    　前記外乱周波数に基づいて前記モデル偏差の特定周波数成分を抽出する特定周波数抽出器と、
    　前記特定周波数成分及び前記補償位相に基づいて前記第２の推定角速度を演算する特定周波数角速度推定器と、
    　を備えたことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の交流電動機の速度推定装置。
  6. 　前記第１の角速度推定部は、
    　前記モデル偏差から第１の推定角加速度を演算する第１の角加速度推定器と、
    　前記第１の推定角加速度から前記第１の推定角速度を演算する第１の角速度演算器と、
    　を備え、
    　前記第２の角速度推定部は、
    　前記外乱周波数及び前記補償位相に基づいてモデル偏差の特定周波数成分を抽出する特定周波数抽出器と、
    　前記モデル偏差の特定周波数成分に基づいて第２の推定角加速度を演算する特定周波数角加速度推定器と、
    　前記第２の推定角加速度から前記第２の推定角速度を演算する第２の角速度演算器と、
    　を備えたことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の交流電動機の速度推定装置。
  7. 　前記第２の角速度推定部は複数であり、
    　前記第２の角速度推定部のうちの少なくとも１つは、前記補償位相に基づいて前記第２の推定角速度を演算する
    　ことを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載の交流電動機の速度推定装置。
  8. 　請求項１から７の何れか１項に記載の交流電動機の速度推定装置を備え、
    　前記交流電動機に流れる電流と、前記速度推定装置によって演算された前記推定角速度とに基づいて、前記交流電動機に印加する電圧を決定する
    　ことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  9. 　前記第２の角速度推定部で演算された角速度又は角加速度に基づいて、補償電流指令又は補償トルク指令を演算する補償指令演算部を備えたことを特徴とする請求項８に記載の交流電動機の駆動装置。
  10. 　請求項８又は９に記載の交流電動機の駆動装置と、
    　前記駆動装置により電圧を印加される交流電動機と、
    　前記交流電動機によって冷媒が圧縮される圧縮部と、
    　を備えたことを特徴とする冷媒圧縮機。
  11. 　請求項１０に記載の冷媒圧縮機を備えたことを特徴とする冷凍サイクル装置。
PCT/JP2019/012213 2019-03-22 2019-03-22 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置 Ceased WO2020194401A1 (ja)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021508383A JP7012901B2 (ja) 2019-03-22 2019-03-22 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置
PCT/JP2019/012213 WO2020194401A1 (ja) 2019-03-22 2019-03-22 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置
US17/429,363 US11632067B2 (en) 2019-03-22 2019-03-22 Speed estimating device for AC motor, driving device for AC motor, refrigerant compressor, and refrigeration cycle apparatus
GB2113064.6A GB2596246B (en) 2019-03-22 2019-03-22 Speed estimating device for AC motor, driving device for AC motor, refrigerant compressor, and refrigeration cycle apparatus
DE112019007063.0T DE112019007063B4 (de) 2019-03-22 2019-03-22 Drehzahlschätzvorrichtung für wechselstrommotor, antriebsvorrichtung für wechselstrommotor, kältemittelverdichter und kältekreislaufeinrichtung
CN201980094119.0A CN113574793B (zh) 2019-03-22 2019-03-22 交流电动机的速度推测装置、交流电动机的驱动装置、制冷剂压缩机以及制冷循环装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2019/012213 WO2020194401A1 (ja) 2019-03-22 2019-03-22 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020194401A1 true WO2020194401A1 (ja) 2020-10-01

Family

ID=72610659

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/012213 Ceased WO2020194401A1 (ja) 2019-03-22 2019-03-22 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US11632067B2 (ja)
JP (1) JP7012901B2 (ja)
CN (1) CN113574793B (ja)
DE (1) DE112019007063B4 (ja)
GB (1) GB2596246B (ja)
WO (1) WO2020194401A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11705847B2 (en) 2020-01-14 2023-07-18 Mitsubishi Electric Corporation Drive device for AC motor, compressor drive device, and refrigeration cycle device
WO2024181201A1 (ja) * 2023-03-02 2024-09-06 日本製鉄株式会社 推定装置、推定モデル作成装置、推定方法、推定モデル作成方法およびプログラム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6222417B2 (ja) * 1982-09-28 1987-05-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd
JP2016032364A (ja) * 2014-07-29 2016-03-07 株式会社安川電機 電動機制御装置、電動機の磁束推定装置および電動機の磁束推定方法
WO2017212794A1 (ja) * 2016-06-08 2017-12-14 三菱電機株式会社 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機および冷凍サイクル装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06222417A (ja) 1993-01-21 1994-08-12 Nikon Corp カメラの測光装置
JP4587110B2 (ja) * 2007-06-01 2010-11-24 有限会社シー・アンド・エス国際研究所 同期電動機駆動制御のための回転子位相推定方法
JP5898407B2 (ja) * 2011-02-15 2016-04-06 サンデンホールディングス株式会社 モータ制御装置
US9160271B2 (en) * 2012-01-18 2015-10-13 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
EP2706659A1 (en) * 2012-09-06 2014-03-12 Siemens Aktiengesellschaft System for correcting an estimated position of a rotor of an electrical machine
JP5851430B2 (ja) * 2013-01-15 2016-02-03 三菱電機株式会社 電力変換器制御装置
BR112015025020A2 (pt) * 2013-04-10 2017-07-18 Mitsubishi Electric Corp controlador de máquina rotativa
JP6409313B2 (ja) 2014-04-21 2018-10-24 株式会社明電舎 周期外乱自動抑制装置
JP2016032365A (ja) * 2014-07-29 2016-03-07 株式会社デンソー 充電器具ホルダ、充電器、および、充電器具ホルダの製造方法
EP3605829B1 (en) 2017-03-31 2021-09-08 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Electric motor control device, compressor, and electric motor control method

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6222417B2 (ja) * 1982-09-28 1987-05-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd
JP2016032364A (ja) * 2014-07-29 2016-03-07 株式会社安川電機 電動機制御装置、電動機の磁束推定装置および電動機の磁束推定方法
WO2017212794A1 (ja) * 2016-06-08 2017-12-14 三菱電機株式会社 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機および冷凍サイクル装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11705847B2 (en) 2020-01-14 2023-07-18 Mitsubishi Electric Corporation Drive device for AC motor, compressor drive device, and refrigeration cycle device
WO2024181201A1 (ja) * 2023-03-02 2024-09-06 日本製鉄株式会社 推定装置、推定モデル作成装置、推定方法、推定モデル作成方法およびプログラム
JP7553881B1 (ja) * 2023-03-02 2024-09-19 日本製鉄株式会社 推定装置、推定モデル作成装置、推定方法、推定モデル作成方法およびプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
US11632067B2 (en) 2023-04-18
GB202113064D0 (en) 2021-10-27
GB2596246A (en) 2021-12-22
CN113574793B (zh) 2023-09-19
JP7012901B2 (ja) 2022-01-28
DE112019007063B4 (de) 2025-06-26
DE112019007063T5 (de) 2021-12-16
CN113574793A (zh) 2021-10-29
JPWO2020194401A1 (ja) 2021-09-13
GB2596246B (en) 2023-03-08
US20220149764A1 (en) 2022-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109219922B (zh) 交流电动机的速度推测装置、交流电动机的驱动装置、制冷剂压缩机及冷冻循环装置
JP6723479B1 (ja) 電動機駆動装置、圧縮機駆動装置および冷凍サイクル装置
CN105529978B (zh) 电动机控制装置、压缩机、空调机及计算机可读存储介质
CN105529980B (zh) 电动机控制装置、压缩机、空调机以及程序
JP2017046430A (ja) モータ制御装置、流体機械、空気調和機およびプログラム
JPWO2019142301A1 (ja) 駆動装置、流体利用装置及び空気調和機
CN110086381A (zh) 马达驱动装置、具备该马达驱动装置的冷冻循环装置以及马达驱动方法
CN115004542A (zh) 用于调节电机的方法和设备
JP7012901B2 (ja) 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機及び冷凍サイクル装置
CN114930713B (zh) 交流电动机的驱动装置、压缩机驱动装置以及制冷循环装置
WO2021132606A1 (ja) 圧縮機制御方法
WO2022162720A1 (ja) 制御装置、電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP3995377B2 (ja) 冷凍サイクルの制御装置及びその方法
TWI662782B (zh) 馬達驅動裝置、及具備其之冷凍循環裝置、以及馬達驅動方法
CN109751232A (zh) 抑制空调压缩机转速波动的方法
CN109724327A (zh) 控制空调器压缩机转速波动的方法
CN114097173A (zh) 驱动装置、流体利用装置以及空调机
WO2025187719A1 (ja) 制御システムおよび冷凍サイクル装置
Gu et al. Online load torque compensator for single rolling piston compressor
CN109724329A (zh) 用于空调器压缩机转速波动抑制的方法
CN119727502A (zh) 压缩机及其控制方法、控制器及其控制方法
WO2026091353A1 (zh) 电机控制装置及空调器、制冷设备中电机的控制方法和制冷设备

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19920872

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021508383

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 202113064

Country of ref document: GB

Kind code of ref document: A

Free format text: PCT FILING DATE = 20190322

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2113064.6

Country of ref document: GB

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 19920872

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 2113064.6

Country of ref document: GB

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 112019007063

Country of ref document: DE