WO2021131203A1

WO2021131203A1 - 回転電機制御装置

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Publication number: WO2021131203A1
Application number: PCT/JP2020/036899
Authority: WO
Inventors: サハスブラタ; 岩井宏起; 小坂卓; 松盛裕明; 齋藤尚登; 伊藤悦申; 藤原勲
Original assignee: Aisin AW Co Ltd; Nagoya Institute of Technology NUC
Current assignee: Aisin AW Co Ltd; Nagoya Institute of Technology NUC
Priority date: 2019-12-27
Filing date: 2020-09-29
Publication date: 2021-07-01
Anticipated expiration: 2022-06-27
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Abstract

オープン巻線（８）の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ（１０）を適切に制御する。回転電機（８０）の制御領域（Ｒ）として、第１速度域（ＶＲ１）と、同じトルクにおける回転電機（８０）の回転速度が第１速度域（ＶＲ１）よりも高い第２速度域（ＶＲ２）とが設定され、回転電機制御装置（１）は、第２速度域（ＶＲ２）において、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を、電気角の１／２周期である第１期間（Ｔ１）においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御により制御する。

Description

回転電機制御装置

　本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置に関する。

　V. Oleschukらによる２００７年発表のＩＥＥＥの論文「Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM」には、３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する制御装置が開示されている。一方、良く知られた形態として、例えば３相の巻線のそれぞれの一端側が接続されたＹ型巻線の他端側に１つのインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御するものもある。オープン巻線と２つのインバータを用いたシステムでは、Ｙ型巻線と１つのインバータを用いたシステムに比べて、直流の電圧が同じであれば、巻線の交流電圧の線間電圧を高くすることができ、回転電機をより高い出力で動作させることができる。

　V. Oleschukらの論文の前書き（Introduction）には、２つのインバータをスイッチング制御するためのパルスを生成するキャリア信号の位相をそれぞれ異ならせることによって、巻線に流れる電流のリップルの大きさを低減できることが記載されている。V. Oleschukらは、さらに、キャリア信号を用いた非同期方式ではなく、同期方式でパルスを生成することで、中／高出力のアプリケーションにも、より適した制御が可能となることに言及している。但し、非同期方式、同期方式の何れにおいても、２つのインバータは、常に同じ制御方式でスイッチング制御されている。

V. Oleschuk、R. Bojoi、G. Griva、F. Profumo、"Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM"、Conference Paper/June 2007、1-4244-0743-5/07、IEEE、p.260-265

　スイッチング制御の方式は、回転電機に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素（動作条件）によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。V. Oleschukらの技術は優れたものであるが、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する上では、まだ改善の余地がある。

　上記背景に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する技術の提供が望まれる。

　上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、１つの態様として、前記第１インバータが、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータが、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、前記回転電機の制御領域として、第１速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第１速度域よりも高い第２速度域とが設定され、前記制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の１／２周期である第１期間においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御とが含まれ、前記第２速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方のインバータを、前記混合パルス幅変調制御により制御する。

　混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。つまり、インバータは駆動時間のおおよそ１／２の期間において、スイッチング動作を行わないため、スイッチング損失が低減され、システム損失が低減される。混合パルス幅変調制御が実行される第２速度域は、同じトルクにおいて第１速度域よりも高速度側に設定されており、相対的に中速度・高速度側の制御領域である。本構成によれば、回転電機の全動作領域の中で、相対的に中速度・高速度側の制御領域におけるシステム損失を低減することで、全動作領域における全体のシステム損失を低減することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。

　また、上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、別の１つの態様として、前記第１インバータが、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータが、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ及び前記第２インバータが、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、前記第１インバータ及び前記第２インバータの制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御とを少なくとも備えると共に、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、前記回転電機の制御領域として、第１速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第１速度域よりも高い第２速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第２速度域よりも高い第３速度域とが設定され、前記第１速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方のインバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記連続パルス幅変調制御により制御し、前記第２速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御し、前記第３速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する対象制御を実行する。

　本構成のように、２つのインバータを備えている場合には、それぞれのインバータの直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置は、常に交流の振幅が大きくなるように２つのインバータを制御する必要はなく、例えば回転電機の回転速度が低速の場合には、１つのインバータによって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。本構成によれば、第１速度域及び第２速度域においては、２つのインバータの内の一方のインバータが、アクティブショートサーキット制御により制御される。これにより、オープン巻線同士が当該一方のインバータにおいて短絡されて、回転電機は、ステータコイルが電気的中性点を有する回転電機と同様になる。つまり、実質的に２つのインバータの内、１つのインバータのみで回転電機を駆動することになる。アクティブショートサーキット制御により制御されるインバータはスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機を駆動することができる。また、第２速度域で実行される不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、第１速度域で実行される連続パルス幅変調制御の最大変調率よりもが大きい。第２速度域は、同じトルクにおいて第１速度域よりも回転電機の回転速度が高い制御領域であり、システム効率の観点からは第２速度域では第１速度域よりも高い変調率で変調されることが好ましい。第１速度域において連続パルス幅変調制御を行い、第２速度域において不連続パルス幅変調制御を行うことによって、第１速度域と第２速度域とを合わせた制御領域において、１つのインバータによって適切に回転電機を駆動することができる。また、回転電機の回転速度が第２速度域よりも高い第３速度域では、双方のインバータが不連続パルス幅変調制御により制御されるので、オープン巻線に、１つの直流電源から生成可能な電圧よりも高い線間電圧を発生させて回転電機を駆動することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。

　回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機駆動システムの模式的ブロック図回転電機制御装置の簡易的な部分ブロック図２つのインバータを用いた回転電機駆動システムのベクトル図直行ベクトル空間における回転電機の模式的電圧ベクトル図回転電機の制御領域の一例を示す図回転電機の制御領域の一例を示す図回転電機の制御領域の一例を示す図第２速度域（低速度側第２速度域）での電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図高速度側第２速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図第２速度域（低速度側第２速度域）での電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図高速度側第２速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図第１速度域（低速度側第１速度域）での電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図高速度側第１速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図第３速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図高速度側第２速度域での電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図ノイズ低減優先モードでの第１速度域における電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図第１速度域で２インバータシステムの双方のインバータに対して混合連続パルス幅変調制御が実行された場合の例を示す図第１速度域で２インバータシステムの双方のインバータに対して連続パルス幅変調制御が実行された場合の例を示す図第１速度域で１インバータシステムに対して連続パルス幅変調制御が実行された場合の例を示す図１インバータシステムの回転電機の制御領域の一例を示す図１インバータシステムと２インバータシステムとのスイッチング制御信号及び線間電圧の比較例、２インバータシステムにおける異なる制御方式間でのスイッチング制御信号及び線間電圧の比較例を示す図１インバータシステムと２インバータシステムとの相電流の比較例、２インバータシステムにおける異なる制御方式間での相電流の比較例を示す図１インバータシステムと２インバータシステムとの相電流のキャリア周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例、２インバータシステムにおける異なる制御方式間での相電流のキャリア周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例を示す図１インバータシステムと２インバータシステムとの相電流のキャリア周波数の２倍の周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例、２インバータシステムにおける異なる制御方式間での相電流のキャリア周波数の２倍の周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例を示す図１インバータシステムと２インバータシステムとの線間電圧のキャリア周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例、２インバータシステムにおける異なる制御方式間での線間電圧のキャリア周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例を示す図１インバータシステムと２インバータシステムとの線間電圧のキャリア周波数の２倍の周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例、２インバータシステムにおける異なる制御方式間での線間電圧のキャリア周波数の２倍の周波数を中心周波数としたＦＦＴ解析結果の比較例を示す図比較例の２インバータシステムの回転電機の制御領域の一例を示す図１インバータシステムにおける不連続パルス幅変調制御実行時の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示す図２インバータシステムにおける不連続パルス幅変調制御実行時の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示す図２インバータシステムにおける混合連続パルス幅変調制御実行時の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示す図１インバータシステムにおける回転電機の回転速度と可聴ノイズとの関係を示す図比較例の２インバータシステムにおける回転電機の回転速度と可聴ノイズとの関係を示す図２インバータシステムにおける回転電機の回転速度と可聴ノイズとの関係を示す図回転電機の制御領域の一例を示す図図２０及び図３４の第１動作点（Ｑ１）における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの相電流波形、及び相電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第１動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの直流バス電流波形、及び直流バス電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第１動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとのバッテリ電流波形、及びバッテリ電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第１動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとのコンデンサ電流波形、及びコンデンサ電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第１動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの直流バス電圧リップル波形、及び直流バス電圧リップルのＦＦＴ解析結果の比較例を示す図図２０及び図３４の第２動作点（Ｑ２）における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの相電流、及び相電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第２動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの直流バス電流波形、及び直流バス電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第２動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとのバッテリ電流波形、及びバッテリ電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第２動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとのコンデンサ電流波形、及びコンデンサ電流のＦＦＴ解析結果の比較例を示す図第２動作点における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの直流バス電圧リップル波形、及び直流バス電圧リップルのＦＦＴ解析結果の比較例を示す図直流リンクコンデンサに流れる直流バス電流のリップルを考慮していない場合の、制御方式を選択する手順の一例を示すフローチャート直流リンクコンデンサに流れる直流バス電流のリップルを考慮した場合の、制御方式を選択する手順の一例を示すフローチャート直流リンクコンデンサに流れる直流バス電流のリップルを考慮した場合の、制御方式を選択する手順の他の例を示すフローチャート第２実施形態の回転電機の制御領域の一例を示す図第２実施形態の回転電機の制御領域の他の例を示す図第２実施形態と比較する１インバータシステムの回転電機の制御領域の一例を示す図

　以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機駆動システムの模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。

　インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。本実施形態では、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、同じ種類のスイッチング素子３を用いた同じ回路構成のインバータ１０である。しかし、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、異なる種類のスイッチング素子３を用いて構成されていてもよい。

　例えば、表１～表６を参照して後述するように、２つのインバータ１０を異なる制御方式で制御するような制御モードがある場合（後述する第１速度域ＶＲ１における制御の場合など）には、それぞれの制御方式の特性に応じて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが、異なる種類のスイッチング素子３を用いて構成されていることも好適である。例えば、第１インバータ１１が実質的に短絡されてスイッチング制御されないケースがあるような場合には、第２インバータ１２を構成する第２スイッチング素子３２が、第１インバータ１１を構成する第１スイッチング素子３１に比べて、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子であると好適である。例えば、第１インバータ１１の第１スイッチング素子３１としてＳｉ－ＩＧＢＴが用いられ、第２インバータ１２の第２スイッチング素子３２としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられる形態とすることができる。第１スイッチング素子３１は、Ｓｉ－ＩＧＢＴの他、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴでもよい。また、第２スイッチング素子３２は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの他、ＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などでもよい。

　２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流バス電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。

　具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１直流リンクコンデンサ４１（第１平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２直流リンクコンデンサ４２（第２平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。

　本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１直流リンクコンデンサ４１及び第２直流リンクコンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。

　図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である（制御方式の詳細については後述する）。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。

　回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

　図２のブロック図は、回転電機制御装置１の一部の機能部を簡易的に示している。ベクトル制御法では、回転電機８０に流れる実電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。回転電機制御装置１は、回転センサ１３の検出結果（θ：磁極位置、電気角）に基づいて、３相２相座標変換部５５で座標変換を行う。

　電流フィードバック制御部５（FB）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令に基づく電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊，ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）と、実電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御して、電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊）を演算する。回転電機８０は、第１インバータ１１と第２インバータ１２との２つのインバータ１０を介して駆動される。このため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊は、それぞれ分配部５３（DIV）において、第１インバータ１１用の第１ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊及び第１ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊、第２インバータ１２用の第２ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^＊及び第２ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^＊に分配される。

　上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能であり、３相電圧指令演算部７３及び変調部７４（MOD）を備えた電圧制御部７を２つ備えている。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１）を生成する第１電圧制御部７１と、第２インバータ１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）を生成する第２電圧制御部７２とを備えている。詳細は、図９～図１０等を参照して後述するが、第１インバータ１１の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｖ１^＊＊、Ｖｗ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊，Ｖｖ２^＊＊、Ｖｗ２^＊＊）との位相は“π”異なっている。このため、第２電圧制御部７２には、回転センサ１３の検出結果（θ）から“π”を減算した値が入力されている。

　尚、後述するように、変調方式には、回転電機８０の回転に同期した同期変調と、回転電機８０の回転とは独立した非同期変調とがある。一般的に、同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロック（ソフトウェアの場合は生成フロー）と、非同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロックとは異なっている。上述した電圧制御部７は、電圧指令と、回転電機８０の回転に同期しないキャリアとに基づいてスイッチング制御信号を生成するものであるが、本実施形態では、説明を簡略化するために、同期変調によるスイッチング制御信号（例えば後述する矩形波制御の場合のスイッチング制御信号）も電圧制御部７にて生成されるものとして説明する。

　尚、インバータ１０のそれぞれのアーム３Ａは、上述したように、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。図２では、区別していないが、各相のスイッチング制御信号は、上段用スイッチング制御信号と、下段用スイッチング制御信号との２種類として出力される。例えば、第１インバータ１１のＵ相をスイッチング制御する第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１は、末尾に“＋”を付した第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、末尾に“－”を付した第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－との２つの信号として出力される。尚、それぞれのアーム３Ａを構成する上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとが同時にオン状態となると当該アーム３Ａが短絡状態となる。これを防ぐために、それぞれのアーム３Ａに対する上段側スイッチング制御信号と、下段側スイッチング制御信号とが共に非有効状態となるデッドタイムが設けられている。このデッドタイムも、電圧制御部７において付加される。

　図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。

　回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えば電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つを実行することができる。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを実行することができる。尚、上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である。

　また、パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。従って、回転電機制御装置１が実行可能なパルス幅変調制御には、制御方式として、連続パルス幅変調制御と、不連続パルス幅変調とが含まれる。

　連続パルス幅変調は、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う変調方式であり、不連続パルス幅変調は、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う変調方式である。具体的には、不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流バス電圧に対する３相交流の線間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。

　パルス幅変調では、電圧指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（ＣＡ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図７等参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。

　デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。

　ところで、直流バス電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流バス電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。

　変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。

　また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御と称する。

　本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。このため、本実施形態では、フェールセーフ制御に限らず、通常制御で選択可能な制御形態として、アクティブショートサーキット制御も含める。つまり、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、さらに、アクティブショートサーキット制御を実行することができる。

　ところで、１つのインバータ１０をベクトル制御する場合、３相のアーム３Ａの状態によって、８つの空間ベクトルを定義することができる。具体的には、上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号の２種類の信号レベルの３相分の組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる（２^３＝８）。尚、下段側スイッチング素子３Ｌの３相のスイッチング制御信号の信号レベルは、それぞれ上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号と相補的な信号レベルとなる。このため、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって空間ベクトルを定義することができる。

　各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング制御信号の信号レベルを（ＵＶＷ）で示すと、空間ベクトルは、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つとなる。尚、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、線間電圧がゼロとなって回転電機８０に電圧が印加されないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系において同一の座標を示す。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系においてそれぞれ異なる座標を示す。

　図１に示すように、２つのインバータ１０をベクトル制御する場合には、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって６４個の空間ベクトルを定義することができる（２^{（３・２）}＝２^６＝６４）。この内、１０個はヌルベクトルである。第１インバータ１１のＵ相（Ｕ１相）、Ｖ相（Ｖ１相）、Ｗ相（Ｗ１相）の信号レベルと第２インバータ１２のＵ相（Ｕ２相）、Ｖ相（Ｖ２相）、Ｗ相（Ｗ２相）の信号レベルとを（Ｕ１Ｖ１Ｗ１－Ｕ２Ｖ２Ｗ２）で示すと、（０００－０００），（００１－００１），（０１０－０１０），（０１１－０１１），（１００－１００），（１０１－１０１），（１１０－１１０），（１１１－１１１），（０００－１１１），（１１１－０００）の１０個は、線間電圧がゼロとなるヌルベクトルである。残りの５４個は、ｄｑ軸ベクトル座標系で原点（ヌルベクトルの座標）から１８の異なる座標への有効な大きさを持つアクティブベクトルとなる。

　図３には、ヌルベクトルの座標と、１８箇所のアクティブベクトルの座標とをプロットしている。Ｚ０は、ｄｑ軸ベクトル座標系におけるヌルベクトルの座標を示している（１０個のベクトルが同一座標）。Ｚ１～Ｚ６は、ｄｑ軸ベクトル座標系において実質的に１つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルの座標を示している。Ｚ７～Ｚ１８は、ｄｑ軸ベクトル座標系において２つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルに対応する座標を示している。

　Ｚ１は（０００－０１１），（１００－０００），（１００－１１１），（１１１－０１１）、Ｚ２は（０００－００１），（１１０－０００），（１１０－１１１），（１１１－００１）、Ｚ３は（０００－１０１），（０１０－０００），（０１０－１１１），（１１１－１０１）、Ｚ４は（０００－１００），（０１１－０００），（０１１－１１１），（１１１－１００）、Ｚ５は（０００－１１０），（００１－０００）、（００１－１１１），（１１１－１１０）、Ｚ６は（０００－０１０），（１０１－０００），（１０１－１１１），（１１１－０１０）を含む。これら２４個の空間ベクトルは、一方のインバータ１０の空間ベクトルがヌルベクトルであり、他方のインバータ１０の空間ベクトルがアクティブベクトルである組み合わせである。

　尚、Ｚ１：（１０１－００１），（１１０－０１０）、Ｚ２：（０１０－０１１），（１００－１０１）、Ｚ３：（０１１－００１），（１１０－１００）、Ｚ４：（００１－１０１），（０１０－１１０）、Ｚ５：（０１１－０１０），（１０１－１００）、Ｚ６：（００１－０１１），（１００－１１０）の１２個の空間ベクトルも、それぞれＺ１～Ｚ６の座標を示す。但し、一方のインバータ１０がヌルベクトルではなく、２つのインバータ１０が共にアクティブベクトルである組み合わせである。

　Ｚ７は（１００－００１），（１１０－０１１）、Ｚ８は（０１０－００１），（１１０－１０１）、Ｚ９は（０１０－１００），（０１１－１０１）、Ｚ１０は（００１－１００），（０１１－１１０）、Ｚ１１は（００１－０１０），（１０１－１１０）、Ｚ１２は（１００－０１０），（１０１－０１１）の１２個の空間ベクトルに対応する。また、Ｚ１３は（１００－０１１）、Ｚ１４は（１１０－００１）、Ｚ１５は（０１０－１０１）、Ｚ１６は（０１１－１００）、Ｚ１７は（００１－１１０）、Ｚ１８は（１０１－０１０）の６個の空間ベクトルに対応する。

　図４は、回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１－Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。図４に示すように、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とのベクトルの向きが１８０度異なるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御されると、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなる。

　本実施形態のように、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機８０を、２つのインバータ１０を介して駆動制御する場合、一般的には、２つのインバータ１０は、同じ制御方式でスイッチング制御される。しかし、スイッチング制御の方式は、回転電機８０に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素（動作条件）によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。このため、回転電機制御装置１は、回転電機８０の動作領域（制御領域Ｒ）に応じて第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有している。発明者らの実験やシミュレーションによって、回転電機８０の動作条件に応じて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有することで、システム効率を高くすることができることが確かめられている。

〔第１実施形態〕
　以下、回転電機８０の動作条件に応じて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する回転電機制御装置１の実施形態について詳細に説明する。

　本実施形態（第１実施形態）では、回転電機８０の動作条件に応じた複数の制御領域Ｒ（図５等参照）が設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域Ｒに応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図５は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係の一例を示している。例えば、図５に示すように、回転電機８０の制御領域Ｒとして、少なくとも、第１速度域ＶＲ１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２とが設定される。

　上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した制御方式で制御可能である。制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御（PWM）と、電気角の１／２周期である第１期間Ｔ１（図８等参照）においてパターンの異なる複数のパルスを出力し、残りの１／２周期である第２期間Ｔ２（図８等参照）において非有効状態が継続するように制御する混合パルス幅変調制御（MX-PWM）とが含まれる（図８～図１１を参照して後述する）。回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータを、混合パルス幅変調制御により制御する。

　混合パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２においてもスイッチング制御信号が非有効状態となるので、インバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、混合パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。

　回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれを混合パルス幅変調制御とは別の制御方式で制御する。例えば、下記の表１に示すように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御（ASC）により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）をパルス幅変調制御（PWM）により制御する。第１速度域ＶＲ１におけるこのような制御を、対象第１速度域制御と称する。

　尚、表１には、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１をアクティブショートサーキット制御により制御する形態を例示しているが、当然ながら、第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御する形態であってもよい。さらに、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１を制御する制御方式と第２インバータ１２を制御する制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替えてもよい。制御方式を入れ替えることによって、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方だけが消耗することや、第１直流電源６１及び第２直流電源６２の何れか一方だけの放電量が増加することを抑制することができる。ここで、規定された条件とは、例えば、一定の時間や、直流電源６の放電量であると好適である。

　ところで、制御領域Ｒとして、図６に示すように、第１速度域ＶＲ１内における低速度側の低速度側第１速度域ＶＲ１－１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が低速度側第１速度域ＶＲ１－１よりも高く、第１速度域ＶＲ１内における高速度側の高速度側第１速度域ＶＲ１－２とが設定されていてもよい。下記の２に示すように、回転電機制御装置１は、低速度側第１速度域ＶＲ１－１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）を連続パルス幅変調制御により制御する。また、回転電機制御装置１は、高速度側第１速度域ＶＲ１－２では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０（ここでは第１インバータ１１）をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）を不連続パルス幅変調制御により制御する。

　尚、第１速度域ＶＲ１が低速度側第１速度域ＶＲ１－１と高速度側第１速度域ＶＲ１－２とに分割されていない場合、即ち、表１に示すように、第１速度域ＶＲ１のみが設定されている場合のパルス幅変調制御は、連続パルス幅変調（CPWM）であると好適である。

　尚、表２には、低速度側第１速度域ＶＲ１－１及び高速度側第１速度域ＶＲ１－２において、第１インバータ１１をアクティブショートサーキット制御により制御する形態を例示しているが、当然ながら、第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御する形態であってもよい。また、低速度側第１速度域ＶＲ１－１において第１インバータ１１をアクティブショートサーキット制御により制御し、高速度側第１速度域ＶＲ１－２において第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御するなど、低速度側第１速度域ＶＲ１－１と高速度側第１速度域ＶＲ１－２とで、アクティブショートサーキット制御による制御対象とするインバータ１０を異ならせてもよい（逆の組み合わせも含む）。さらに、上述したように、低速度側第１速度域ＶＲ１－１及び高速度側第１速度域ＶＲ１－２（即ち大１速度域ＶＲ１）において、第１インバータ１１を制御する制御方式と第２インバータ１２を制御する制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替えてもよい。

　また、図６に示すように、制御領域Ｒとして、第２速度域ＶＲ２内における低速度側の低速度側第２速度域ＶＲ２－１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が低速度側第２速度域ＶＲ２－１よりも高く、第２速度域ＶＲ２内における高速度側の高速度側第２速度域ＶＲ２－２とが設定されていてもよい。また、混合パルス幅変調制御（MX-PWM）には、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）と、混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）とが含まれていてもよい。詳細は後述するが、混合連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う（図８、図１０を参照して後述する。）。同様に詳細は後述するが、混合不連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子３をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う（図９、図１１を参照して後述する。）。

　このような場合、下記の表３に示すように、回転電機制御装置１は、低速度側第２速度域ＶＲ２－１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御し、高速度側第２速度域ＶＲ２－２では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）により制御する。尚、第２速度域ＶＲ２が低速度側第２速度域ＶＲ２－１と高速度側第２速度域ＶＲ２－２とに分割されていない場合、即ち、表１及び表２に示すように、第２速度域ＶＲ２のみが設定されている場合の混合パルス幅変調制御（MX-PWM）は、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）であると好適である。

　また、図７に示すように、制御領域Ｒとして、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第２速度域ＶＲ２よりも高い第３速度域ＶＲ３がさらに設定されていてもよい。
この場合、下記の表４に示すように、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を前記矩形波制御により制御すると好適である。尚、表４には、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２がそれぞれ低速度側及び高速度側の２つの領域に分割されている場合の制御方式の割り当てを例示している。第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２は分割されていない場合の形態については、表１に第３速度域ＶＲ３を追加すれば良いので表の記載は省略する。

　ここで、各制御領域Ｒの境界は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流バス電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

　回転電機８０の動作条件は、図５～図７に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。

　また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流バス電圧を高くすることや、直流バス電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流バス電圧が一定の場合には、直流バス電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流バス電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流バス電圧に対する３相交流電圧の線間電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。

　制御領域Ｒが、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流バス電圧に対する３相交流電圧の線間電圧の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。下記に示す表５は、上記の表４に対応し、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。詳細は後述するが、表中において、“Ｖｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。

　本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。

　Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ　　　　・・・(1)
　Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ　　　　・・・(2)
　Ｍｉ＿ｓｙｓ　＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
　　　　　　　　＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ　　　　・・・(3)

　電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表５には、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。

　尚、変調率“Ｘ”は、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。表１から表５等に示すように、第１速度域ＶＲ１では、１つのインバータ１０のみで変調を行う場合がある。従って、第１速度域ＶＲ１では、１つのインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）の最大変調率“２Ｘ”が、連続パルス幅変調制御による変調率の理論上の上限値（空間ベクトルパルス幅変調で概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して、例えば０．５～０．６程度に設定される。従って、変調率“Ｘ”は、例えば、０．２５～０．３程度の値に設定される。変調率“ａ”及び“ｂ”は、実験やシミュレーション等に基づいて、適宜設定される。

　第１速度域ＶＲ１においては、２つのインバータ１０の内の一方のインバータ１０（例えば第１インバータ１１）が、アクティブショートサーキット制御により制御される。つまり、実質的に２つのインバータ１０の内、１つのインバータ１０（例えば第２インバータ１２）のみで回転電機８０を駆動することになる。一方のインバータ１０がスイッチング動作をしないので、その分のスイッチング損失を低減することができ、その結果、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機８０を駆動することができる。

　本構成のように、２つのインバータ１０を備えている場合には、それぞれのインバータ１０の直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置１は、常に交流の振幅が大きくなるように２つのインバータ１０を制御する必要はなく、例えば回転電機８０の回転速度が低速の場合には、１つのインバータ１０によって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。２つのインバータ１０の内の一方をアクティブショートサーキット制御により制御すると、３相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡されることになる。この場合、他方のインバータ１０は、中性点を有するように接続されたステータコイル８を有する回転電機８０を駆動制御することになる。

　また、上述したように、連続パルス幅変調による変調率は、正弦波パルス幅変調よりも空間ベクトルパルス幅変調の方が大きく、さらに、空間ベクトルパルス幅変調よりも、不連続パルス幅変調の方が大きい。第１速度域ＶＲ１を分割した場合、高速度側第１速度域ＶＲ１－２は、低速度側第１速度域ＶＲ１－１よりも回転電機８０の回転速度が高い制御領域であり、高速度側第１速度域ＶＲ１－２では低速度側第１速度域ＶＲ１－１よりも高い変調率が要求される。低速度側第１速度域ＶＲ１－１において連続パルス幅変調制御を行い、高速度側第１速度域ＶＲ１－２において不連続パルス幅変調制御を行うことによって、第１速度域ＶＲ１の全体において、負荷に応じて適切に制御方式を切り替え、システム全体の損失を抑制して回転電機８０を駆動することができる。

　また、同じトルクＴにおいて最も高速側の第３速度域ＶＲ３では、最も高い変調率が求められる。第３速度域ＶＲ３では、物理的に最大の変調率となる矩形波制御によって第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０が制御される。つまり、回転電機８０に高い負荷が求められる場合に、回転電機８０を適切に駆動することができる。

　第２速度域ＶＲ２は、第１速度域ＶＲ１と第３速度域ＶＲ３との中間に位置しており、いわゆる中間速度領域～高速度領域、或いは、中変調率領域～高変調率領域に対応する制御領域ということができる。この領域（第２速度域ＶＲ２）では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方を、連続パルス幅変調制御や不連続パルス幅変調制御によって制御することが考えられる。本実施形態では、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方を混合パルス幅変調制御によって制御することによって、連続パルス幅変調制御や不連続パルス幅変調制御により制御する場合に比べてインバータ１０のスイッチング損失をさらに減少させることができる。

　発明者らによる実験やシミュレーションによれば、混合パルス幅変調制御の適用は、特に、低速度側第２速度域ＶＲ２－１において有効であることが確認されている。即ち、少なくとも、低速度側第２速度域ＶＲ２－１において、混合連続パルス幅変調制御が実行されると、システム損失が低減される。下記の表６に示すように、回転電機制御装置１は、高速度側第２速度域ＶＲ２－２では、混合不連続パルス幅変調制御に代えて、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御により制御してもよい。

　以下、それぞれの制御領域Ｒにおける制御方式についてＵ相の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）及びＵ相上段側スイッチング制御信号（Ｓｕ１＋，Ｓｕ２＋）の波形例を参照して説明する。第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については、図示を省略する。

　まず、第２速度域ＶＲ２で実行され、本実施形態において最も特徴的な混合パルス幅変調制御（MX-PWM）について、図８～図１１を参照して説明する。図８及び図１０は混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）を示し、図９及び図１１は混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）を示している。

　図８及び図９には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通するＵ相電圧指令である共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については図示を省略する（他の制御方式も同様）。

　例えば、第１キャリアＣＡ１は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、第２キャリアＣＡ２は“０＜ＣＡ２＜０．５”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。キャリアＣＡ（第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＶＡ２）と、電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較により、電圧指令がキャリアＣＡ以上の場合にスイッチング制御信号が“１”となり、電圧指令がキャリアＣＡ未満の場合にスイッチング制御信号が“０”となる。キャリアＣＡと電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較論理については、以下の説明においても同様である。

　図８及び図９に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。一般的なパルス幅変調では、キャリアＣＡの振幅は、電圧指令に許容される振幅と同等であり、混合パルス幅変調におけるキャリアＣＡはハーフキャリアと称することができる。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。残りの１／２周期である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

　尚、混合不連続パルス幅変調制御では、図９に示すように、第２期間Ｔ２においても、部分的に有効状態となるパルスがスイッチング制御信号として出力されている。これは、ベースとなる不連続パルス幅変調の変調率が、連続パルス幅変調に比べて大きいことに起因している。第２期間Ｔ２において有効状態となるパルスが出力されているのは、電圧指令（Ｖ^＊＊）の振幅中心近傍であり、電圧指令（Ｖ^＊＊）の変曲点付近である。図９に示すように、混合不連続パルス幅変調制御においても、第２期間Ｔ２において非有効状態は継続して出力されていると言える。また、第２期間Ｔ２をスイッチング制御信号が非有効状態の期間（１／２周期未満の期間）のみとし、１周期の中で第２期間Ｔ２以外の期間（１／２周期以上の期間）に設定すると、混合パルス幅変調を以下のように定義することもできる。混合パルス幅変調制御は、電気角の１／２周期以上である第１期間Ｔ１においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、電気角の１周期の残りである第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御されるということもできる。

　図１０及び図１１は、混合連続パルス幅変調制御及び混合不連続パルス幅変調制御の図８及び図９とは異なる形態を例示している。生成されるスイッチング制御信号は、同じである。図１０及び図１１には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。例えば、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。第１キャリアＣＡ１と第２キャリアＣＡ２とは位相が１８０度（π）異なっている。また、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とも位相が１８０度（π）異なっている。

　図１０及び図１１に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。従って、図１０及び図１１に示す形態におけるキャリアＣＡもハーフキャリアである。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期（或いは１／２周期以上）である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。周期の残りの期間である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

　図８及び図９に例示した形態は、２つのハーフキャリアと１つの共通のリファレンスとしての電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式ということができる。一方、図１０及び図１１に例示した形態は、２つのハーフキャリアと２つの電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式ということができる。

　図８～図１１を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御は、指令値（電圧指令、上記の例ではＵ相電圧指令（Ｖｕ^＊＊（Ｖｕ^＊＊＝Ｖｕ１^＊＊＝Ｖｕ２^＊＊），Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊））の変域の１／２の波高のキャリアＣＡであるハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１、第２キャリアＣＡ２）と指令値とに基づいて複数のパルスを生成する。
そして、本実施形態では、混合パルス幅変調制御の方式として、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式と、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式との２つを例示している。

　ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式では、図８及び図９を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通する指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ位相で指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の他方（ここでは低電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

　ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式では、図１０及び図１１を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊，第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１用の第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と１８０度異なる位相で第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ側（高電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とは位相が１８０度異なる第２インバータ１２用の第２指令値（第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

　尚、図示は省略するが、共通のハーフキャリアと互いに位相が１８０度異なる指令値とに基づいてパルスを生成するシングルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式によりパルスを生成することもできる。つまり、この方式では、共通のハーフキャリア（キャリアＣＡ）が指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊，第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（例えば高電圧側）に設定され、当該ハーフキャリア（キャリアＣＡ）と第１インバータ１１用の第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスが生成される。また、同方式では、第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とは位相が１８０度異なる第２インバータ１２用の第２指令値（第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）とハーフキャリア（キャリアＣＡ）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスが生成される。

　但し、発明者らによるシミュレーションや実験によって、シングルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式に比べて、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式及びダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式の方が、特にキャリアＣＡの周波数における高調波成分が抑制されることが確認されている。従って、混合パルス幅変調制御は、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式、又は、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式によって実行されると好適である。

　図１２の波形図は、低速度側第１速度域ＶＲ１－１における第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。例えば、キャリアＣＡは、“０＜ＣＡ＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化する。キャリアＣＡ及び電圧指令（Ｖ^＊＊）の変域については、以下の説明においても同様である。

　低速度側第１速度域ＶＲ１－１において第２インバータ１２は連続パルス幅変調制御により制御される。図１２に示すように、キャリアＣＡと、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とに基づいて、パルス状の第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋が生成される。

　上述したように、低速度側第１速度域ＶＲ１－１において第１インバータ１１はアクティブショートサーキット制御により制御されるので、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊は例えば“０”に固定されており、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋は、常時“０”となる。図示は省略しているが、第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－は、常時“１”となる。これにより、第１インバータ１１のＵ相のアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１Ｈ）がオフ状態に制御され、下段側スイッチング素子３Ｌ（３１Ｌ）がオン状態に制御される。Ｖ相、Ｗ相についても同様であり、これにより第１インバータ１１は下段側アクティブショートサーキット制御により制御される。尚、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊が設定されることなく、第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１が固定値に設定されてもよい。

　図１３の波形図は、高速度側第１速度域ＶＲ１－２における第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。低速度側第１速度域ＶＲ１－１と同様に、高速度側第１速度域ＶＲ１－２において第１インバータ１１はアクティブショートサーキット制御により制御されるので、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊は固定値である。高速度側第１速度域ＶＲ１－２において第２インバータ１２は不連続パルス幅変調制御により制御される。第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊が、“０”又は“１”となる区間では、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋が固定値となり、スイッチング素子３（３２）がオン状態又はオフ状態に固定される。

　図１４の波形図は、第３速度域ＶＲ３における第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。上述したように、第３速度域ＶＲ３において第１インバータ１１及び第２インバータ１２は共に、矩形波制御により制御される。尚、インバータ１０矩形波変調制御により制御される場合には、キャリアＣＡは不要であるが、他の制御方式との比較が容易なようにキャリアＣＡも図示している。

　図１５の波形図は、表６を参照して上述したように、高速度側第２速度域ＶＲ２－２において双方のインバータ１０が不連続パルス幅変調制御により制御される場合における第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。

　図８～図１１、図１４、及び図１５に示すように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共にスイッチング制御される場合、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は
　“（４／３）Ｅ”となり、線間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる（図３及び図４のベクトル図も参照）。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１直流バス電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２直流バス電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、理解を容易にするために本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”とする。

　以上、説明したように、相対的に変調率及び回転速度が低く、相対的に低い電力領域である第１速度域ＶＲ１では、全ての電力が１つのインバータ１０から供給される。この時、一方のインバータ１０に対しては、アクティブショートサーキット制御を行うように電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられ、他方のインバータ１０に対しては通常の電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。第１速度域ＶＲ１に対して変調率及び回転速度が高く、第１速度域ＶＲ１に対してに高い電力領域である第２速度域ＶＲ２及び第３速度域ＶＲ３では、２つのインバータ１０から同等の電力が供給される。この時、双方のインバータ１０に対して、位相が１８０度（π）異なる同じ電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。

　ところで、インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。回転電機８０の制御方式、つまりインバータ１０の制御方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切に設定されることが望ましい。

　本実施形態の回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えている。回転電機制御装置１は、損失低減優先モードでは、上述したように、第１速度域ＶＲ１において対象第１速度域制御を実行し、ノイズ低減優先モードでは対象第１速度域制御に代えて代替第１速度域制御を実行する。具体的には、回転電機制御装置１は、ノイズ低減優先モードでは、下記の表７に示すように、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０をパルス幅変調制御（連続パルス幅変調制御）により制御する代替第１速度域制御を、対象第１速度域制御に代えて実行する。

　インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。例えば、２つのインバータ１０がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加する可能性がある。損失低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において１つのインバータ１０のみを駆動するため、２つのインバータ１０で異なる周波数帯域のノイズを出すことはない。しかし、駆動される１つのインバータ１０の出力は大きくなるので、ノイズのエネルギーは高くなる。また、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、駆動される１つのインバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。

　例えば、車両の発進時や停止に向けた減速時には、可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえ易いことを考慮してノイズ低減優先モードが選択され、車両が定常走行する定常運転時には、損失低減優先モードが選択されると好適である。尚、これらのモードは、利用者による操作（設定スイッチ（タッチパネル等からの入力も含む））により、選択されてもよい。

　ノイズ低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが同じ制御方式で制御される。また、ステータコイル８に電流を流す２つのインバータ１０は、電流の位相がほぼ１８０度異なる。２つのインバータ１０が同じ制御方式で制御された場合には、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することができる。

　図１６の波形図は、ノイズ低減優先モードにおける第１速度域ＶＲ１での第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。表７に示したように、ノイズ低減優先モードでは、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１及び第２インバータ１２は共に、連続パルス幅変調制御により制御される。

　ところで、上記においては、損失低減優先モードでは、表１～表６を参照して説明したように、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）が第２速度域ＶＲ２（分割されている場合は低速度側第２速度域ＶＲ２－１）において実行される形態を例示した。しかし、下記の表８に示すように、第２速度域ＶＲ２（低速度側第２速度域ＶＲ２－１）と同様に、第１速度域ＶＲ１においても、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方に対して、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）が実行されてもよい。即ち、対象第１速度域制御として、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共に、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御されてもよい。

　つまり、損失低減優先モードにおいて、第１速度域ＶＲ１で実行される対象第１速度域制御には、表１～表６を参照して説明した方式（一方のインバータ１０がアクティブショートサーキット制御（ASC）により制御される方式（ASC／PWM））と、表８を参照して説明した方式（双方のインバータ１０が混合連続パルス幅変調（MX-CPWM）により制御される方式（MX-CPWM／MX-CPWM））と、の２つがある。また、表７を参照して説明したように、ノイズ低減優先モードでは、第１速度域ＶＲ１において、対象第１速度域制御に代えて、代替第１速度域制御が実行される。代替第１速度域制御は、上述したように、双方のインバータ１０が連続パルス幅変調（CPWM）により制御される方式（CPWM／CPWM）である。つまり、第１速度域ＶＲ１において実行される制御方式には、「ASC／PWM」と「MX-CPWM／MX-CPWM」と「CPWM／CPWM」との３通りの制御方式がある。

　本実施形態のように、２つのインバータ１０を備えている場合には、それぞれのインバータ１０の直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置１は、常に交流の振幅が大きくなるように２つのインバータ１０を制御する必要はなく、例えば回転電機８０の回転速度が低速の場合には、１つのインバータ１０によって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。このため、表１～表６を参照して説明した上記の形態においては、対象第１速度域制御として、２つのインバータ１０の内の一方のインバータ１０が、アクティブショートサーキット制御により制御される形態を例示した。この形態では、ステータコイル８同士が一方のインバータ１０において短絡されて、回転電機８０は、ステータコイルが電気的中性点を有する回転電機と同様になる。つまり、実質的に２つのインバータ１０の内、１つのインバータ１０のみで回転電機８０を駆動することになる。アクティブショートサーキット制御により制御されるインバータ１０はスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機８０を駆動することができる。

　表８に例示する形態では、対象第１速度域制御として、混合パルス幅変調制御が実行される。上述したように、混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。従って、１／２周期ずつ、実質的に２つのインバータ１０の内、１つのインバータ１０のみで回転電機８０を駆動することになる。インバータ１０は駆動時間のおおよそ１／２の期間において、スイッチング動作を行わないため、スイッチング損失が低減され、システム損失が低減される。発明者らによる実験やシミュレーションにより、対象第１速度域制御として、「ASC／PWM」と「MX-CPWM／MX-CPWM」との何れが実行された場合でも、１インバータシステムに比べて、ほぼ同様に損失の改善が図られたことが確かめられている。

　図１７～図１９は、異なる制御方式におけるステータコイル８に流れる３相電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）の波形と、周波数特性（３相電流の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果）とを示している。図１７は「MX-CPWM／MX-CPWM」での電流及び周波数特性を示し、図１８は「CPWM／CPWM」での電流及び周波数特定を示し、図１９は比較例として１インバータシステムでの電流及び周波数特性を示している。尚、「ASC／PWM」（「ASC／CPWM」）については、周波数特性が「MX-CPWM／MX-CPWM」の周波数特性とほぼ同じ傾向であるため、図示を省略している。また、ここでは、キャリアＣＡの周波数“ｆ”が５［ｋＨｚ］の場合を例示している。

　図１７と図１９との比較より明らかなように、損失低減のために２つのインバータ１０を介して回転電機８０を駆動する２インバータシステムを採用した場合に、制御方式として「MX-CPWM／MX-CPWM」を用いた場合には、１インバータシステムに対して５［ｋＨｚ］近傍の高調波成分（キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分）が少し増加している（“ｆｍ”は回転電機８０の回転速度、以下同様）。一方、図１８と図１９との比較より明らかなように、２インバータシステムを採用した場合でも、制御方式として「CPWM／CPWM」を用いた場合には、１インバータシステムに対して５［ｋＨｚ］近傍の高調波成分（キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分）が減少し、ほとんど観測されない。

　人の可聴周波数は、概ね２０［Ｈｚ］～１５［ｋＨｚ］程度といわれているが、１０［ｋＨｚ］を超える周波数は一般的に聞こえにくく、５［ｋＨｚ］近傍の周波数は騒音として感じ易い。損失低減優先モードで実行される「MX-CPWM／MX-CPWM」や「ASC／PWM」では、１インバータシステムに比べて５［ｋＨｚ］近傍の高調波成分が少し増加する。一方、ノイズ低減優先モードで実行される「CPWM／CPWM」では、１インバータシステムに比べて５［ｋＨｚ］近傍の高調波成分が大きく減少している。

　従って、例えば、車両の発進時や停止に向けた減速時には、可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえ易いことを考慮してノイズ低減優先モードが選択されると好ましい。一方、車両が定常走行する定常運転時には、走行音などによって可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえにくく、また、定常運転に占める時間は発進時等よりも遙かに長いため、定常運転時には、損失低減優先モードが選択されると好ましい。

　尚、図示は省略するが、可聴周波数帯域の高調波成分（主にキャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分）の大きさは、概ね“「CPWM／CPWM」＜「ASC／PWM」（「ASC／CPWM」）≒「MX-CPWM／MX-CPWM」”のような関係となる。例えば、第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２との間での遷移が頻繁に発生すると予想できるようなケースでは、第１速度域ＶＲ１において「MX-CPWM／MX-CPWM」が選択されると、第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２との間での遷移が頻繁に発生しても同一の制御方式を継続することができるので制御性が向上する。一方、第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２との間での遷移が頻繁に発生しないと予想できるようなケースでは、第１速度域ＶＲ１において「ASC／PWM」（「ASC／CPWM」）が選択されると好適である。

　損失低減優先モードにおける第１速度域ＶＲ１での制御方式は、例えば、車両が走行する道路が高速道路であるか一般道路であるかに応じて選択されても良い（一般道路の場合、加減速が多いと予想されて「MX-CPWM／MX-CPWM」が選択されるなど。）。或いは、直前の車両の平均走行速度に応じて、制御方式が選択されてもよい（平均速度が低い場合、加減速が多く平均速度が低下している予想されて「MX-CPWM／MX-CPWM」が選択される）。或いは、利用者による操作（設定スイッチ（タッチパネル等からの入力も含む））により、選択されてもよい。

　図２０は、比較例として、３相のステータコイル８が中性点で接続された１インバータシステムでの回転電機の制御領域の一例を示している。このインバータは、例えば、下記の表９に示すように、第１領域ＶＲ１１において連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御され、第２領域ＶＲ１２において不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御され、第３領域ＶＲ１３において矩形波制御（1-Pulse）により制御される。

　ここで、変調率“Ｙ”は、表５から表８に例示した変調率“Ｘ”よりも大きい値であり、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらにデッドタイムを考慮して、例えば０．５～０．６程度に設定されている。

　また、上述したように、本実施形態では、１インバータシステムにおいて不連続パルス幅変調（DPWM）が実行される第２領域ＶＲ１２に相当する領域に第２速度域ＶＲ２が設定され、特徴的な混合パルス幅変調制御（MX-PWM）が実行される。混合パルス幅変調制御により、インバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、混合パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。また、第１領域ＶＲ１１に相当する領域に第１速度域ＶＲ１を設定することによって、損失低減優先モードではシステム全体の損失を低減し、ノイズ低減優先モードでは損失の低減と共にノイズを低減することができる。

　図２１から図３３は、１インバータシステムと２インバータシステムとの比較例、２インバータシステムにおける制御方式の比較例を示している。図２１から図２６は、相対的に低速度域（例えば、第１領域ＶＲ１１、第１速度域ＶＲ１）における比較例を示している。図２８から図３３は、それよりも高速度域（例えば、第２領域ＶＲ１２、第２速度域ＶＲ２）における比較例を示している。図２７は、第２速度域ＶＲ２において双方のインバータ１０に対して不連続パルス幅変調制御が実行される比較例の２インバータシステムの回転電機８０の制御領域Ｒの一例を示している。図２８から図３３では、２インバータシステムの第２速度域ＶＲ２において、双方のインバータ１０に対して不連続パルス幅変調制御が実行される場合（「DPWM／DPWM」方式の制御が実行される場合）と、双方のインバータ１０に対して混合連続パルス幅変調制御が実行される場合（「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の制御が実行される場合）との比較も行っている。

　図２１は、スイッチング制御信号（Ｓｕ，Ｓｕ１，Ｓｕ２）及び線間電圧（Ｖｕｖ）の比較例を示している。左側の列は、１インバータシステムの波形例を示し、それ以外の列は、２インバータシステムの波形例を示している。２インバータシステムの波形例は、左から、双方のインバータ１０が連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される場合（CPWM／CPWM）の波形例、第１インバータ１１がアクティブショートサーキット制御（ASC）により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される場合（ASC／CPWM）の波形例、双方のインバータ１０が混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御される場合（MX-CPWM／MX-CPWM）を示している。１インバータシステムは、連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される場合の波形例を示している。

　また、上から１段目は、第１インバータ１１のＵ相のアーム３Ａのスイッチング制御信号Ｓｕ１（１インバータシステムの場合はそのインバータのＵ相のアームのスイッチング制御信号Ｓｕ）の波形例を示し、上から２段目は、第２インバータ１２のＵ相のアーム３Ａのスイッチング制御信号Ｓｕ２（１インバータシステムの場合は無し）の波形例を示している。上から３段目は、ステータコイル８のＵ相とＶ相との間の線間電圧（ＵＶ線間電圧Ｖｕｖ）の波形例を示している。

　図２２は、３相電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）の比較例を示している。図２３は、キャリアＣＡの周波数“ｆ”（ここでは例えば５［ｋＨｚ］）を中心としたＵ相電流Ｉｕの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果を示しており、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の大きさを比較している（“ｆｍ”は回転電機８０の回転速度、以下同様）。図２４は、キャリアＣＡの周波数の２倍の周波数“２ｆ”（ここでは例えば１０［ｋＨｚ］））を中心としたＵ相電流Ｉｕの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果を示しており、“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”の大きさを比較している。図２５は、キャリアＣＡの周波数“ｆ”を中心としたＵＶ線間電圧Ｖｕｖの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果を示しており、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の大きさを比較している。図２６は、キャリアＣＡの周波数の２倍の周波数“２ｆ”を中心としたＵＶ線間電圧Ｖｕｖの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果を示しており、“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”の大きさを比較している。

　図２４及び図２６に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ及びＵＶ線間電圧ＶｕｖにおけるキャリアＣＡの周波数の２倍の周波数“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”の高調波成分は、１インバータシステム及び２インバータシステムにおける「CPWM／CPWM」方式に比べて、２インバータシステムにおける「ASC／CPWM」方式及び「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の方が小さい。このため、鉄損が抑制されると共に、「ASC／CPWM」方式では一方のインバータ１０がスイッチングしないことよりスイッチング損失が低減されるので、全体のシステム損失が適切に低減される。また、「MX-CPWM／MX-CPWM」方式においても、図８から図１１を参照して上述したように、ほぼ半周期ずつ、何れか一方のインバータ１０のみがスイッチングすることになるため、スイッチング損失が低減されて全体のシステム損失が適切に低減される。従って、上述したように、システム損失の低減を優先する場合（損失低減優先モードの場合）には、第１速度域ＶＲ１において「ASC／CPWM」方式又は「MX-CPWM／MX-CPWM」方式が選択されると好適である。

　図２３及び図２５に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ及びＵＶ線間電圧ＶｕｖにおけるキャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分は、２インバータシステムにおける「CPWM／CPWM」方式が最も小さい。２インバータシステム同士で比較して場合でも、「ASC／CPWM」方式及び「MX-CPWM／MX-CPWM」方式に比べて、「CPWM／CPWM」方式の方が、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分は小さい。人の可聴周波数は、概ね２０［Ｈｚ］～１５［ｋＨｚ］程度といわれているが、１０［ｋＨｚ］を超える周波数は一般的に聞こえにくく、５［ｋＨｚ］近傍の周波数は騒音として感じ易い。つまり、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”であり、５［ｋＨｚ］周辺の高調波成分は、“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”である１０［ｋＨｚ］周辺の高調波成分に比べて可聴ノイズとなりやすい。従って、本例のようにキャリアＣＡの周波数“ｆ”が５［ｋＨｚ］であり、サイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分が可聴ノイズとなることを抑制することを優先する場合（ノイズ低減優先モードの場合）には、第１速度域ＶＲ１において「CPWM／CPWM」方式が選択されると好適である。

　また、図２４及び図２６に示すように、１インバータシステムにおける「CPWM」と２インバータシステムにおける「CPWM／CPWM」方式とでは、Ｕ相電流Ｉｕ及びＵＶ線間電圧ＶｕｖにおけるキャリアＣＡの周波数の２倍の周波数“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”の高調波成分がほぼ同等である。従って、相対的に回転速度が低く、可聴ノイズが目立ち易い領域では、ノイズ低減優先モードが選択され、「CPWM／CPWM」方式で制御されると好適である。

　ところで、本実施形態のように混合パルス幅変調を行うことなく２インバータシステムを構築することも可能である。この場合には、１インバータシステムよりもシステム損失を低減するために、図２７に示すような制御領域Ｒに対して、下記の表１０、表１１に示すように制御方式が設定されることが考えられる。この２インバータシステムを比較例の２インバータシステムと称する。尚、制御領域Ｒについては、表１から表８等を参照して上述した領域と同様である。尚、表１０は、表１から表６等を参照して上述したように、損失低減優先モードの制御領域と制御方式との関係を示し、表１１は、表７及び表８を参照して上述したように、ノイズ低減優先モードの制御領域と制御方式との関係を示している。

　表１０に示すように、損失低減優先モードにおいて、比較例の２インバータシステムでは、回転電機制御装置１は、低速度側第１速度域ＶＲ１－１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御（ASC）により制御し、他方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、高速度側第１速度域ＶＲ１－２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御により制御する。また、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御（1-Pulse）により制御する。

　また、表１１に示すように、ノイズ低減優先モードにおいて、比較例の２インバータシステムでは、回転電機制御装置１は、低速度側第１速度域ＶＲ１－１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、高速度側第１速度域ＶＲ１－２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御する。第２速度域ＶＲ２及び第３速度域は、損失低減優先モードと同様である。

　図７、表４から表６等を参照して上述したように、混合パルス幅変調を行う本実施形態では、図２７、表１０及び表１１に例示する比較例の２インバータシステムにおいて「DPWM／DPWM」方式によって制御される第２速度域ＶＲ２の少なくとも一部（例えば、図７及び図２７に示す低速度側第２速度域ＶＲ２－１）及び高速度側第１速度域ＶＲ１－２で、双方のインバータ１０が混合連続パルス幅変調矩形波制御（「MX-CPWM／MX-CPWM」方式）により制御される。

　以下、図２８から図３３を参照して、双方のインバータ１０に対して不連続パルス幅変調制御が実行される場合（「DPWM／DPWM」方式の制御が実行される場合）と、双方のインバータ１０に対して混合連続パルス幅変調制御が実行される場合（「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の制御が実行される場合）と、１インバータシステムにおいてインバータが不連続パルス幅変調（DPWM）により制御される場合と、を比較して説明する。

　図２８は、表９及び図２０を参照して上述したように、低速度側第２速度域ＶＲ２－１に対応する領域を含む第２領域ＶＲ１２で、１インバータシステムにおいて不連続パルス幅変調制御が実行される場合の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示している。最上段は、キャリアＣＡとＵ相の電圧指令“Ｖｕ^＊＊”とＵ相のスイッチング制御信号“Ｓｕ”とを示し、上から２段目は、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖを示し、上から３段目は、３相電流（Ｕ相の電流Ｉｕ、Ｖ相の電流Ｉｖ、Ｗ相の電流Ｉｗ）を示している。最下段は、Ｕ相の電流Ｉｕの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果を示している。

　図２９は、表１０、表１１、図２７を参照して上述したように、低速度側第２速度域ＶＲ２－１を含む第２速度域ＶＲ２で、２インバータシステムにおいて双方のインバータ１０に対して不連続パルス幅変調制御が実行される場合（「DPWM／DPWM」方式の制御が実行される場合）の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示している。最上段は、キャリアＣＡと、２つのインバータ１０それぞれのＵ相の電圧指令“Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊”と、２つのインバータ１０のスイッチング制御信号“Ｓｕ１＋、Ｓｕ２＋”とを示している。２段目以下は、図２８と同様である。

　図３０は、表３から表６、図７等を参照して上述したように、第２速度域ＶＲ２に含まれる低速度側第２速度域ＶＲ２－１で、２インバータシステムにおいて双方のインバータ１０に対して混合連続パルス幅変調制御が実行される場合（「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の制御が実行される場合）の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示している。波形例が示す信号は、図２９と同様である。

　図３１は、表９を参照して上述した１インバータシステムにおける回転速度と可聴ノイズとの関係を示しており、図３２は、表１１等を参照して上述した比較例の２インバータシステムにおける回転電機８０の回転速度と可聴ノイズとの関係を示しており、図３３は、表７等を参照して上述した本実施形態の２インバータシステムにおける回転電機８０の回転速度と可聴ノイズとの関係を示している。尚、図３１の１インバータシステムでは、変調率及び回転電機８０の回転速度に応じて、図２０及び表９を参照して上述したように、制御領域が第１領域ＶＲ１１から第２領域ＶＲ１２となり、制御方式が連続パルス幅変調制御（CPWM）から不連続パルス幅変調制御（DPWM）に切り替わっている。また、図３２の比較例の２インバータシステムでは、変調率及び回転電機８０の回転速度に応じて、図５～図７及び表１１を参照して上述したように、制御領域が低速度側第１速度域ＶＲ１－１から高速度側第１速度域ＶＲ１－２となり、制御方式が「CPWM／CPWM」方式から「DPWM／DPWM」方式に切り替わっている。また、図３３の本実施形態の２インバータシステムでは、変調率及び回転電機８０の回転速度に応じて、図５～図７及び表７を参照して上述したように、制御領域が低速度側第１速度域ＶＲ１－１から高速度側第１速度域ＶＲ１－２となり、制御方式が「CPWM／CPWM」方式から「MX-CPWM／MX-CPWM」方式に切り替わっている。

　図２８と図２９との比較、及び図２８と図３０との比較より明らかなように、２インバータシステムにおいて「DPWM／DPWM」方式又は「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の制御が実行される場合に比べて、１インバータシステムにおいて「DPWM」の制御が実行される場合の方が、３相電流に多くのリップルが重畳されている。このため、ＦＦＴ解析結果に示されるように、２インバータシステムに比べて、１インバータシステムの方が、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分が多く発生している。このサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分は、低次高調波成分（１１ｔｈ，１３ｔｈ）と重なる場合がある。

　１インバータシステムでは、図３１に示すように、回転電機８０の速度に応じて発生する回転電機８０のノイズ（回転速度の周波数を“ｆｍ”とした“１２ｆｍ”の可聴ノイズ）と、サイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の可聴ノイズとが、破線の丸で囲った部分で重なり、可聴ノイズが非常に大きくなる。一方、２インバータシステムでは、図３２及び図３３に示すように、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の可聴ノイズがほとんど生じないため、回転電機８０の速度に応じて発生する回転電機８０の可聴ノイズ（１２ｆｍ）と、このサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の可聴ノイズとが重なることがない。このため、１インバータシステムに比べて、２インバータシステムの方が静粛性の高いシステムを構築することができる。

　また、図２９と図３０との比較により明らかなように、「DPWM／DPWM」方式に比べて「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の方が、インバータ１０のスイッチング回数が少なくなる。従って、図３０に示す「MX-CPWM／MX-CPWM」方式の方が、図２９に示す「DPWM／DPWM」方式に比べてスイッチング損失が小さく、システム損失が低減される。上述したように、可聴ノイズに関しては、「DPWM／DPWM」方式と「MX-CPWM／MX-CPWM」方式とは同等である。従って、２インバータシステムの第２速度域ＶＲ２（低速度側第２速度域ＶＲ２－１）において、「MX-CPWM／MX-CPWM」方式を採用することによって、高い静粛性と、システム損失の低減とを実現することができる。

　ところで、表８を参照して上述したように、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを共に混合パルス幅変調制御によって駆動した場合、高トルクの動作領域において、直流電源６や直流リンクコンデンサ４に流れる直流バス電流のリップル（特に、回転電機８０の回転速度の周波数の３次高調波成分）が大きくなることがある。このような高調波電流リップルは、直流電源６や直流リンクコンデンサ４の寿命を低下させ、回転電機制御装置１の不具合につながる可能性もある。直流リンクコンデンサ４の容量を大きくすることで、リップルを低減させることは可能であるが、直流リンクコンデンサ４の体格の大型化やコスト上昇につながる可能性がある。以下、このようなリップルへの対応について説明する。

　図３４は、回転電機８０の制御領域の一例を示しており、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、トルクが規定トルクＴｒｅｆ以上の領域を高トルク領域ＶＲＨ、規定トルク未満の領域を低トルク領域ＶＲＬと称する。第１動作点Ｑ１は、高トルク領域ＶＲＨに属する動作点であり、第２動作点Ｑ２は、低トルク領域ＶＲＬに属する動作点である。以下、これら２カ所の動作点におけるシミュレーション波形、及びＦＦＴ解析結果を例示し、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと比較して説明する。尚、参考として、図２０に、１インバータシステムにおける第１動作点Ｑ１及び第２動作点Ｑ２を示している。また、波形例には、具体的な数値は示していないが、回転電機８０の出力を同等とするため、１インバータシステムでは、直流側の電圧の定格（直流リンク電圧Ｖｄｃの定格）は、２インバータシステムの直流リンク電圧Ｖｄｃの定格の２倍としている。

　図３５～図３９は、図２０及び図３４の第１動作点Ｑ１における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの波形例の比較例、及びＦＦＴ解析結果の比較例を示している。また、図４０～図４４は、図２０及び図３４の第２動作点Ｑ２における、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとの波形例の比較例、及びＦＦＴ解析結果の比較例を示している。図３５～図４４の全てにおいて、左から右へ、１インバータシステム、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムの順に示している。また、図３５～図４４の全てにおいて、上段側は波形例を示し、下段側はＦＦＴ解析結果を示している。

　尚、１インバータシステムではインバータ１０を不連続パルス幅変調制御（DPWM）により駆動し、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは双方のインバータ１０を不連続パルス幅編変調制御（DPWM/DPWM）により駆動し、混合パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは双方のインバータ１０を混合連続パルス幅編変調制御（MX-CPWM/MX-CPWM）により駆動した形態でシミュレーションを行っている。また、図３５～図４４において、“ｆｍ”は、回転電機８０の回転速度の周波数（回転周波数）を示し、“ｆ”はインバータ１０のスイッチング周波数（キャリアＣＡの周波数）を示している。上述したように、ここでは、スイッチング周波数“ｆ”を５［ｋＨｚ］としてシミュレーションを行っている。

　図３５及び図４０は、３相交流の相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形、及び相電流（例えば代表としてＵ相電流Ｉｕ）のＦＦＴ解析結を示している。図３６及び図４１は、直流バス電流Ｉｄｃの波形、及び直流バス電流ＩｄｃのＦＦＴ解析結果を示している。尚、２インバータシステムについては、代表として、第１インバータ１１の直流側の電流波形を示している。図３７及び図４２は、直流電源６を流れるバッテリ電流Ｉｂの波形、及びバッテリ電流ＩｂのＦＦＴ解析結果を示している。２インバータシステムについては、代表として、第１インバータ１１の側の第１直流電源６１を流れる電流の波形を示している。
図３８及び図４３は、直流リンクコンデンサ４を流れるコンデンサ電流Ｉｃの波形、及びコンデンサ電流ＩｃのＦＦＴ解析結果を示している。２インバータシステムについては、代表として、第１インバータ１１の側の第１直流リンクコンデンサ４１を流れる電流の波形を示している。

　図３９及び図４４は、直流リンク電圧Ｖｄｃの波形、特に直流リンク電圧Ｖｄｃに現れる直流バス電圧リップル波形、及び直流バス電圧リップルのＦＦＴ解析結果を示している。直流リンク電圧Ｖｄｃ（２インバータで１００～２００［Ｖ］、１インバータシステムで２００～４００［Ｖ］）に比べて、直流バス電圧リップルの波高は、１０［Ｖ］程度と小さいため、図３９及び図４４には、直流の定格値近傍の交流成分の波形を示している。
また、２インバータシステムについては、代表として、第１インバータ１１の直流リンク電圧Ｖｄｃの波形を示している。

　図３５及び図４０に示すように、１インバータシステムでは、スイッチング周波数“ｆ”の近傍において、高いノイズ成分が発生している。しかし、２インバータシステムでは、第１インバータ１１と第２インバータ１２とで互いにスイッチング周波数“ｆ”に起因するノイズを打ち消し合い、スイッチング周波数“ｆ”近傍のノイズ成分は大きく抑制されている。

　図３６及び図４１に示すように、直流バス電流Ｉｄｃは、２インバータシステムにおいても、それぞれのインバータ１０を流れる電流であるため、スイッチング周波数“ｆ”に起因する電流リップルを打ち消すことができず、１インバータシステムと同様のノイズ成分が観測されている。特に、１インバータシステムと、一般的なパルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとは、制御方式が共に不連続パルス幅変調制御（DPWM）であるから、ＦＦＴ解析結果はほぼ同様である。一方、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）を用いた２インバータシステムでは、図８等を参照して上述したように電気角の一周期の中でパルスが非対称となるため、回転周波数“ｆｍ”の３次高調波成分“３ｆｍ”のリップルが高い値で観測されている。

　図３７及び図４２に示すバッテリ電流Ｉｂについても、直流バス電流Ｉｄｃと同様の傾向が観測される。その結果、第１動作点Ｑ１でのバッテリ電流Ｉｂにおけるリップル成分の波高は、図３７に示すように、１インバータシステムでは約３０［Ａ］、一般的な不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは約５０［Ａ］であるのに対して、混合不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは、約１３０［Ａ］と非常に大きくなっている。一方、第２動作点Ｑ２でのバッテリ電流Ｉｂにおけるリップル成分の波高は、図４２に示すように、１インバータシステム及び一般的な不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは２０［Ｖ］未満であり、混合不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでも５０［Ａ］未満である。つまり、相対的にトルクの小さい第２動作点Ｑ２でのバッテリ電流Ｉｂにおけるリップル成分の波高は、混合不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムであっても、相対的にトルクの大きい第１動作点Ｑ１での一般的な不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムにおける波高（約５０［Ａ］）未満に抑制されている。

　コンデンサ電流Ｉｃは、「バッテリ電流Ｉｂ－直流バス電流Ｉｄｃ」である。従って、図３８及び図４３に示すように、バッテリ電流Ｉｂ及び直流バス電流Ｉｄｃと同様の傾向が観測される。即ち、混合不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは、回転周波数“ｆｍ”の３次高調波成分“３ｆｍ”のリップル成分が観測されるが、第１動作点Ｑ１に比べて第２動作点Ｑ２では、コンデンサ電流Ｉｃのリップル成分の波高が抑制され、一般的な不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムと同等程度となっている。

　図３９及び図４４に示すように、直流リンク電圧Ｖｄｃにも同様の傾向が観測される。
即ち、混合不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムでは、回転周波数“ｆｍ”の３次高調波成分“３ｆｍ”のリップル成分が観測され、第１動作点Ｑ１では、他のシステムにおける１０［Ｖ］程度の波高のリップル電圧に対して、約１５［Ｖ］の波高を有するリップル電圧が観測される。しかし、第１動作点Ｑ１に比べて第２動作点Ｑ２では、このリップル電圧の波高が抑制され、一般的な不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムにおける３［Ｖ］程度の波高のリップル電圧に対して、約５［Ｖ］の波高のリップル電圧となり、一般的な不連続パルス幅変調制御を用いた２インバータシステムとほぼ同等程度に抑制されている。

　バッテリ電流Ｉｂのリップルが大きくなると、直流電源６の損失が大きくなる。この損失は熱となるため、直流電源６の発熱量が大きくなり、直流電源６の寿命を縮める可能性がある。上述したような回転周波数“ｆｍ”の３次高調波成分のリップルを低減させるためには、直流リンクコンデンサ４の容量を大きくすることが考えられる。但し、これは直流リンクコンデンサ４の体格の大型化につながり、部品単価の上昇や収容スペースの拡大等によってコストを上昇させる可能性がある。

　図３５～図４４を参照して上述したように、相対的に低トルクの第２動作点Ｑ２では、相対的に高トルクの第１動作点Ｑ１に比べて、回転周波数“ｆｍ”の３次高調波成分のリップルが抑制されている。従って、第２動作点Ｑ２を含む制御領域（低トルク領域ＶＲＬ）では、混合パルス幅変調制御により双方のインバータ１０が駆動され、第１動作点Ｑ１を含む制御領域（高トルク領域（ＶＲＨ））では、一般的なパルス幅変調により双方のインバータ１０が駆動されると好適である。即ち、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、予め規定されたトルクである規定トルクＴｒｅｆ以上の高トルク領域ＶＲＨでは、第１インバータ１１及び第２インバータの双方のインバータ１０をパルス幅変調制御により制御し、規定トルクＴｒｅｆ未満の低トルク領域ＶＲＬでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を混合パルス幅変調制御により制御すると好適である。例えば、回転電機制御装置１は、下記表１２のようにインバータ１０を駆動すると好適である。

　ここで、表８を参照して上述した制御領域に対応させると、下記表１３のようになる。図３４には、この形態に対応させた制御領域Ｒと制御方式とを例示している。尚、表８や表１２に示した通り、Ｍｉ＿ｓｉｓ、Ｍｉ＿ｉｎｖ１、Ｍｉ＿ｉｎｖ２は、同じであるから、表１３では、Ｍｉ＿ｉｎｖ１、Ｍｉ＿ｉｎｖ２は省略している。

　即ち、表１３に例示するように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１及び低速度側第２速度域ＶＲ２－１における規定トルクＴｒｅｆ未満の低トルク領域ＶＲＬでは第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御し、高速度側第２速度域ＶＲ２－２における規定トルクＴｒｅｆ未満の低トルク領域ＶＲＬでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１における高トルク領域ＶＲＨでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御し、第２速度域ＶＲ２における高トルク領域ＶＲＨでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御する。

　尚、実際の直流電源６は、抵抗成分（バッテリ抵抗Ｒｂ）及びインダクタンス成分（バッテリインダクタンスＬｂ）を有している。発明者らのシミュレーションでは、既存の直流電源６におけるバッテリ抵抗Ｒｂ及びバッテリインダクタンスＬｂを用いて、直流バス電流Ｉｄｃからバッテリ電流Ｉｂ及び直流リンク電圧Ｖｄｃを演算している。演算されたバッテリ電流Ｉｂ及び直流リンク電圧Ｖｄｃの値は、スイッチング周波数“ｆ”に基づく電流ゲインの周波数特性と一致していることも確認できている。尚、バッテリ抵抗Ｒｂ及びバッテリインダクタンスＬｂが大きくなると、電流ゲインが小さくなる方向に周波数特性が変わるため、さらに電流リップルが低減される。

　以下、図４５及び図４６のフローチャートも参照して説明する。図４５のフローチャートは、直流リンクコンデンサ４に流れる直流バス電流のリップルを考慮していない場合の制御方式の選択例を示すフローチャートである。具体的には、図４５は、上述した表８及び表１１に示す制御方式が選択される場合の判定手順の一例を示している。図４６は、図３４～図４４を参照して上述したように、直流リンクコンデンサ４に流れる直流バス電流を考慮した場合の制御方式の選択例を示すフローチャートである。具体的には、図４６は、上述した表１３に示す制御方式が選択される場合の判定手順の一例を示している。図４５及び図４６において、“Ｍ”、“Ｘ_１”、“Ｘ_２”は変調率、“Ｓ”、“Ｓ_１～Ｓ_７”は回転電機８０の回転速度、“Ｔ”は回転電機８０のトルク、“Ｔｒｅｆ”は規定トルクを示している。

　図４５に示すように、はじめに運転モード（Drive mode）が選択される（＃１）。ここでノイズ低減優先モード（ノイズ優先モード：Noise priority mode）が選択されると、表１１の条件に従って制御方式が選択され（＃３：PWM pattern Selection）、ステップ＃４に示す各制御方式が決定される。尚、ステップ＃３における“Ｘ_１”は、表１１における“ａ”に相当する。図４５及び表１１に示すように、変調率“Ｍ”が“Ｘ_１（ａ）”未満であり、回転速度“Ｓ”が“Ｓ_１”未満の場合には、双方のインバータ１０の制御方式として連続パルス幅変調制御（CPWM）が選択される（＃３１→＃４１）。変調率“Ｍ”が“Ｘ_１（ａ）”以上“０．７８”未満であり、回転速度“Ｓ”が“Ｓ_１”以上“Ｓ_２”未満の場合には、双方のインバータ１０の制御方式として不連続パルス幅変調制御（DPWM）が選択される（＃３２→＃４２）。変調率“Ｍ”が“０．７８” であり、回転速度“Ｓ”が“Ｓ_２”以上“Ｓ_３”未満の場合には、双方のインバータ１０の制御方式として矩形波制御（1-Pulse）が選択される（＃３３→＃４３）。

　ステップ＃１において、損失低減優先モード（効率優先モード：Efficiency priority mode）が選択されると、表８の条件に従って制御方式が選択され（＃５：PWM pattern Selection）、ステップ＃６に示す各制御方式が決定される。尚、ステップ＃５における“Ｘ_２”は、表８における“ｂ”に相当する。図４５及び表８に示すように、変調率“Ｍ”が“Ｘ_２（ｂ）”未満であり、回転速度“Ｓ”が“Ｓ_４”未満の場合には、双方のインバータ１０の制御方式として混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）が選択される（＃５１→＃６１）。変調率“Ｍ”が“Ｘ_２（ｂ）”以上“０．７８”未満であり、回転速度“Ｓ”が“Ｓ_４”以上“Ｓ_５”未満の場合には、双方のインバータ１０の制御方式として混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）が選択される（＃５２→＃６２）。変調率“Ｍ”が“０．７８” であり、回転速度“Ｓ”が“Ｓ_５”以上“Ｓ_６”未満の場合には、双方のインバータ１０の制御方式として矩形波制御（1-Pulse）が選択される（＃５３→＃６３）。

　直流リンクコンデンサ４に流れる直流バス電流を考慮する場合も、同様に、図４６に示すように、はじめに運転モードが選択される（＃１）。ここで、損失低減優先モード（Efficiency priority mode）が選択されると、次に、回転電機８０のトルクが規定トルクＴｒｅｆを越えているか否かが判定される（＃２：Torque check）。回転電機８０のトルクが規定トルクＴｒｅｆ未満の場合には、表１３の上段側の条件に従って制御方式が選択され（＃５）、決定される（＃６）。ステップ＃５及びステップ＃６は、図４５と同様であるため、詳細な説明は省略する。尚、ステップ＃３における“Ｘ_２”は、表１３における“ｂ”に相当する。

　ステップ＃１においてノイズ低減優先モード（ノイズ優先モード：Noise priority mode）が選択された場合、又は、ステップ＃１において損失低減優先モード（Efficiency priority mode）が選択され、ステップ＃２の“Torque check”において回転電機８０のトルクが規定トルクＴｒｅｆ以上であると判定されると、表１３の下段側の条件に従って制御方式が選択され（＃３）、決定される（＃４）。ステップ＃３及びステップ＃４は、図４５と同様であるため、詳細な説明は省略する。尚、ステップ＃３における“Ｘ_１”は、表１３における“Ｘ”に相当する。

　図４６を参照して上述した形態では、ステップ＃２において“Torque check”が実行される形態を例示した。しかし、図４７に示すように、ステップ＃２において、トルクと回転速度との双方が基準を満足しているか否かが判定されてもよい。具体的には、はじめに運転モードが選択され（＃１）、ここで、損失低減優先モード（Efficiency priority mode）が選択されると、次に、回転電機８０のトルク“Ｔ”が規定トルクＴｒｅｆを越えており、且つ、規定回転速度Ｓｒｅｆを超えているか否かが判定される（＃２）。回転電機８０のトルク“Ｔ”が規定トルクＴｒｅｆ以下である場合、又は、回転電機８０の回転速度“Ｓ”が規定回転速度Ｓｒｅｆ以下である場合、又は、回転電機８０のトルク“Ｔ”が規定トルクＴｒｅｆ以下であると共に回転電機８０の回転速度“Ｓ”が規定回転速度Ｓｒｅｆ以下である場合には、表１３の上段側の条件と同様に制御方式が選択され（＃５）、決定される（＃６）。ステップ＃５及びステップ＃６は、図４５及び図４６と同様であるため、詳細な説明は省略する。

　ステップ＃１においてノイズ低減優先モード（ノイズ優先モード：Noise priority mode）が選択された場合、又は、ステップ＃１において損失低減優先モード（Efficiency priority mode）が選択され、続くステップ＃２において回転電機８０のトルク“Ｔ”が規定トルクＴｒｅｆを越えており、且つ、回転電機８０の回転速度“Ｓ”が規定回転速度Ｓｒｅｆを越えている、と判定された場合には、表１３の下段側の条件と同様に制御方式が選択され（＃３）、決定される（＃４）。ステップ＃３及びステップ＃４は、図４５及び図４６と同様であるため、詳細な説明は省略する。

　即ち、図４６には、相対的に高トルク領域において、効率を優先した損失低減優先モード（Efficiency priority mode）で回転電機８０が駆動され、相対的に低トルク領域において、ノイズ低減優先モード（ノイズ優先モード：Noise priority mode）で回転電機８０が駆動される形態を例示している。図４７では、相対的に高トルク且つ高回転速度領域にて、効率を優先した損失低減優先モード（Efficiency priority mode）で回転電機８０が駆動され、相対的に低トルク且つ低回転速度領域において、ノイズ低減優先モード（ノイズ優先モード：Noise priority mode）で回転電機８０が駆動される形態を例示している。

〔第２実施形態〕
　以下、回転電機８０の動作条件に応じて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する回転電機制御装置１の第２の実施形態について詳細に説明する。上述した第１実施形態と同様の事項については、第１実施形態の説明において参照した図面を参照して説明する。また、第１実施形態とは異なる図面を参照した第２実施形態の説明においても、第１実施形態と共通する事項については、同一の参照符号を用いて説明する。

　本実施形態（第２実施形態）では、回転電機８０の動作条件に応じた複数の制御領域Ｒ（図４８等参照）が設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域Ｒに応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図４８は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係の一例を示している。例えば、図４８に示すように、回転電機８０の制御領域Ｒとして、第１速度域ＶＲ１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第２速度域ＶＲ２よりも高い第３速度域ＶＲ３とが設定される。

　例えば、下記の表１４に示すように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御（ASC）により制御し、他方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御により制御し、他方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御により制御する。以下、第１速度域ＶＲ１、第２速度域ＶＲ２、第３速度域ＶＲ３におけるこのような制御を対象制御と称する。

　尚、表１には、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１をアクティブショートサーキット制御により制御する形態を例示しているが、当然ながら、第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御する形態であってもよい。また、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１をアクティブショートサーキット制御により制御し、第２速度域ＶＲ２において第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御により制御するなど、第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２とで、アクティブショートサーキット制御による制御対象とするインバータ１０を異ならせてもよい（逆の組み合わせも含む）。

　さらに、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１を制御する制御方式と第２インバータ１２を制御する制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替えてもよい。制御方式を入れ替えることによって、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方だけが消耗することや、第１直流電源６１及び第２直流電源６２の何れか一方だけの放電量が増加することを抑制することができる。ここで、規定された条件とは、例えば、一定の時間や、直流電源６の放電量であると好適である。

　第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２においては、２つのインバータ１０の内の一方のインバータ１０（例えば第１インバータ１１）が、アクティブショートサーキット制御により制御される。つまり、実質的に２つのインバータ１０の内、１つのインバータ１０（例えば第２インバータ１２）のみで回転電機８０を駆動することになる。一方のインバータ１０がスイッチング動作をしないので、その分のスイッチング損失を低減することができ、その結果、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機８０を駆動することができる。

　また、上述したように、連続パルス幅変調による変調率は、正弦波パルス幅変調よりも空間ベクトルパルス幅変調の方が大きく、さらに、空間ベクトルパルス幅変調よりも、不連続パルス幅変調の方が大きい。第２速度域ＶＲ２は、第１速度域ＶＲ１よりも回転電機８０の回転速度が高い制御領域であり、第２速度域ＶＲ２では第１速度域ＶＲ１よりも高い変調率が要求される。第１速度域ＶＲ１において連続パルス幅変調制御を行い、第２速度域ＶＲ２において不連続パルス幅変調制御を行うことによって、第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２とを合わせた制御領域において、１つのインバータ１０によって回転電機８０を駆動することができる。即ち、第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２とを合わせた広い制御領域において、２つのインバータ１０の内の１つのインバータ１０がスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制して回転電機８０を駆動することができる。

　このように、それぞれの制御領域Ｒの境界（第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２と第３速度域ＶＲ３との境界）は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

　回転電機８０の動作条件は、図４８に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。

　また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。

　下記の表１５に示すように、制御領域Ｒが、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。尚、表中において、“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。

　また、図４９及び下記表１６に示すように、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第３速度域ＶＲ３よりも高い第４速度域ＶＲ４がさらに設定されてもよい。この場合、回転電機制御装置１は、第４速度域ＶＲ４において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御により制御する（図１４参照）。上述したように、矩形波制御における変調率は０．７８である。

　上記、表１５及び表１６には、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第１実施形態の説明において示した式(1)、(2)のようになる（下記に再掲する）。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、式(3)のようになる（下記に再掲する）。

　電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表１５及び表１６では、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。

　尚、変調率“Ｘ”は、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。表１５、表１６等に示すように、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、１つのインバータ１０のみで変調を行う場合がある。従って、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、１つのインバータ１０（ここでは第２インバータ１２）の最大変調率“２Ｘ”が、連続パルス幅変調制御による変調率の理論上の上限値（空間ベクトルパルス幅変調で概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して、例えば０．５～０．６程度に設定される。従って、変調率“Ｘ”は、例えば、０．２５～０．３程度の値に設定される。変調率“ａ”は、実験やシミュレーション等に基づいて、適宜設定される。

　表１５及び表１６に例示した形態におけるそれぞれの制御領域Ｒでの制御方式についての、Ｕ相の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）及びＵ相上段側スイッチング制御信号（Ｓｕ１＋，Ｓｕ２＋）の波形例については、第１実施形態において図１２～図１６を参照して説明した通りであるから、詳細な説明は省略する。

　以上、説明したように、相対的に変調率及び回転速度が低く、相対的に低い電力領域である第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、全ての電力が１つのインバータ１０から供給される。この時、一方のインバータ１０に対しては、アクティブショートサーキット制御を行うように電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられ、他方のインバータ１０に対しては通常の電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。相対的に変調率及び回転速度が高く、相対的に高い電力領域である第３速度域ＶＲ３及び第４速度域ＶＲ４では、２つのインバータ１０から同等の電力が供給される。この時、双方のインバータ１０に対して、位相が１８０度（π）異なる同じ電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。

　本実施形態の回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えている。回転電機制御装置１は、損失低減優先モードでは、上述したように、対象制御を実行し、ノイズ低減優先モードでは対象制御に代えて代替制御を実行する。具体的には、回転電機制御装置１は、ノイズ低減優先モードでは、下記の表１７に示すように、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御により制御し、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御により制御し、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御により制御する代替制御を、対象制御に代えて実行する。

　第４速度域ＶＲ４が設定されている場合も同様であり、下記表１８に示すように、回転電機制御装置１は、損失低減優先モードでは対象制御を実行し、ノイズ低減優先モードでは対象制御に代えて代替制御を実行する。具体的には、回転電機制御装置１は、ノイズ低減優先モードでは、第４速度域ＶＲ４において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御により制御する代替制御を、対象制御に代えて実行する。

　インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。例えば、２つのインバータ１０がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加する可能性がある。損失低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において１つのインバータ１０のみを駆動するため、２つのインバータ１０が異なる周波数帯域のノイズを出すことはない。しかし、駆動される１つのインバータ１０の出力は大きくなるので、ノイズのエネルギーは高くなる。また、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、駆動される１つのインバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。

　表１７に示したように、ノイズ低減優先モードでは、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１及び第２インバータ１２は共に、連続パルス幅変調制御により制御される（図１６参照）。また、第２速度域ＶＲ２では、第３速度域ＶＲ３と同様に、第１インバータ１１及び第２インバータ１２は共に、不連続パルス幅変調制御により制御される（図１５参照）。

　図５０は、比較例として、３相のステータコイル８が中性点で接続された１インバータシステムでの回転電機の制御領域の一例を示している。このインバータは、下記の表１９に示すように、例えば、比較用第１領域ＶＲ１１において連続パルス幅変調制御により制御され、比較用第２領域ＶＲ１３において不連続パルス幅変調制御により制御され、比較用第３領域ＶＲ１４において矩形波制御により制御される。尚、図２０を参照した第１実施形態の説明から明らかなように、第２実施形態における比較用第１領域ＶＲ１１は第１実施形態の第１領域ＶＲ１１に、第２実施形態における比較用第２領域ＶＲ１３は第１実施形態の第２領域ＶＲ１２に、第２実施形態における比較用第３領域ＶＲ１４は第１実施形態の第３領域ＶＲ１３に、概ね対応している。

　ここで、変調率“Ｙ”は、表１５から表１８に例示した変調率“Ｘ”よりも大きい値であり、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらにデッドタイムを考慮して例えば０．５～０．６程度に設定されている。上述したように、本実施形態では、比較用第１領域ＶＲ１１に相当する領域に第１速度域ＶＲ１、第２速度域ＶＲ２を設定することによって、損失低減優先モードではシステム全体の損失を低減し、ノイズ低減優先モードでは損失の低減と共にノイズを低減することができる。

　尚、図４９と図５０との比較、表１９と表１５との比較、表１９と表１６との比較等により明らかなように、比較用第１領域ＶＲ１１に相当する領域には、第１速度域ＶＲ１、第２速度域ＶＲ２だけではなく、第３速度域ＶＲ３の一部も設定することができる。つまり、比較用第１領域ＶＲ１１の高速度側に、第３速度域ＶＲ３の一部を設定することができる。これにより、より低速度側の制御領域に不連続パルス幅変調制御を実行する領域が拡張され、電流リップルの軽減及びスイッチング損失の軽減によりシステム損失を軽減できている。つまり、システム効率の高い制御領域をより低速度側に拡張することで、システム全体の効率を向上させることができる。

　以下、第１実施形態の説明において参照した図２１～図２６、図２８、図２９、図３１、図３２（１インバータシステムと２インバータシステムとの比較例、２インバータシステムにおける制御方式の比較例）を参照して説明する。図２１から図２６は、相対的に低速度域（例えば、比較用第１領域ＶＲ１１、第１速度域ＶＲ１）における比較例を示している。図２８、図２９、図３１、図３２は、それよりも高速度域（例えば、比較用第２領域ＶＲ１３、第３速度域ＶＲ３）における比較例を示している。尚、これらの図には、第１実施形態において採用している混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）に関する波形例も示されているが、第２実施形態では、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）は行わないため、この波形は無視して説明する。

　図２４及び図２６に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ及びＵＶ線間電圧ＶｕｖにおけるキャリアＣＡの周波数の２倍の周波数“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”の高調波成分は、１インバータシステム及び２インバータシステムにおける「CPWM／CPWM」方式に比べて、２インバータシステムにおける「ASC／CPWM」方式の方が小さい。このため、鉄損が抑制されると共に、「ASC／CPWM」方式では一方のインバータ１０がスイッチングしないことよりスイッチング損失が低減されるので、全体のシステム損失が適切に低減される。従って、上述したように、システム損失の低減を優先する場合（損失低減優先モードの場合）には、第１速度域ＶＲ１において「ASC／CPWM」方式が選択されると好適である。

　一方、図２３及び図２５に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ及びＵＶ線間電圧ＶｕｖにおけるキャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分は、２インバータシステムにおける「CPWM／CPWM」方式が最も小さい。人の可聴周波数は、概ね２０［Ｈｚ］～１５［ｋＨｚ］程度といわれているが、１０［ｋＨｚ］を超える周波数は一般的に聞こえにくく、５［ｋＨｚ］近傍の周波数は騒音として感じ易い。つまり、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”であり、５［ｋＨｚ］周辺の高調波成分は、“２ｆ”のサイドバンド周波数“２ｆ±ｆｍ”である１０［ｋＨｚ］周辺の高調波成分に比べて可聴ノイズとなりやすい。従って、本例のようにキャリアＣＡの周波数“ｆ”が５［ｋＨｚ］であり、サイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分が可聴ノイズとなることを抑制することを優先する場合（ノイズ低減優先モードの場合）には、第１速度域ＶＲ１において「CPWM／CPWM」方式が選択されると好適である。

　図２８は、表１９及び図５０を参照して上述したように、比較用第２領域ＶＲ１３で１インバータシステムにおいて不連続パルス幅変調制御が実行される場合の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示している。各波形の説明は、図２８を参照した第１実施形態における説明の通りである。

　図２９は、表１４から表１８、図４８、図４９等を参照して上述したように、２インバータシステムにおいて双方のインバータ１０に対して不連続パルス幅変調制御が実行される場合（「DPWM／DPWM」方式の制御が実行される場合）の波形例及びＦＦＴ解析結果例を示している。各波形の説明は、図２９を参照した第１実施形態における説明の通りである。

　図３１は、表１９を参照して上述した１インバータシステムにおける回転電機８０の回転速度と可聴ノイズとの関係を示しており、図３２は、表１７及び表１８を参照して上述した本実施形態（第２実施形態）の２インバータシステムにおける回転電機８０の回転速度と可聴ノイズとの関係を示している。尚、図３１の１インバータシステムでは、変調率及び回転電機８０の回転速度に応じて、図５０及び表１９を参照して上述したように、制御領域が比較用第１領域ＶＲ１１から比較用第２領域ＶＲ１３となり、制御方式が連続パルス幅変調制御（CPWM）から不連続パルス幅変調制御（DPWM）に切り替わっている。また、図３２の２インバータシステムでは、変調率及び回転電機８０の回転速度に応じて、図４８、図４９、表１７、及び表１８を参照して上述したように、制御領域が第１速度域ＶＲ１から第２速度域ＶＲ２となり、制御方式が「CPWM／CPWM」方式から「DPWM／DPWM」方式に切り替わっている。

　図２８と図２９との比較より明らかなように、２インバータシステムにおいて「DPWM／DPWM」方式の制御が実行される場合に比べて、１インバータシステムにおいて「DPWM」の制御が実行される場合の方が、３相電流に多くのリップルが重畳されている。このため、ＦＦＴ解析結果に示されるように、２インバータシステムに比べて、１インバータシステムの方が、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分が多く発生している。このサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の高調波成分は、低次高調波成分（１１ｔｈ，１３ｔｈ）と重なる場合がある。

　また、図３１と図３２との比較により明らかなように、１インバータシステムでは、図３１に示すように、回転電機８０の速度に応じて発生する回転電機８０のノイズ（回転速度の周波数を“ｆｍ”とした“１２ｆｍ”の可聴ノイズ）と、サイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の可聴ノイズとが、破線の丸で囲った部分で重なり、可聴ノイズが非常に大きくなる。一方、２インバータシステムでは、図３２に示すように、キャリアＣＡの周波数“ｆ”のサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の可聴ノイズがほとんど生じないため、回転電機８０の速度に応じて発生する回転電機８０の可聴ノイズ（１２ｆｍ）と、このサイドバンド周波数“ｆ±３ｆｍ”の可聴ノイズとが重なることがない。このため、１インバータシステムに比べて、２インバータシステムの方が静粛性の高いシステムを構築することができる。

〔実施形態の概要〕
　以下、上記において説明した回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。

　１つの態様として、互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）が、複数相の前記オープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）が、複数相の前記オープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、前記回転電機（８０）の制御領域（Ｒ）として、第１速度域（ＶＲ１）と、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記第１速度域（ＶＲ１）よりも高い第２速度域（ＶＲ２）とが設定され、前記制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の１／２周期である第１期間（Ｔ１）においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御とが含まれ、前記第２速度域（ＶＲ２）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を、前記混合パルス幅変調制御により制御する。

　混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。つまり、インバータ（１０）は駆動時間のおおよそ１／２の期間において、スイッチング動作を行わないため、スイッチング損失が低減され、システム損失が低減される。混合パルス幅変調制御が実行される第２速度域（ＶＲ２）は、同じトルク（Ｔ）において第１速度域（ＶＲ１）よりも高速度側に設定されており、相対的に中速度・高速度側の制御領域である。本構成によれば、回転電機（８０）の全動作領域の中で、相対的に中速度・高速度側の制御領域におけるシステム損失を低減することで、全動作領域における全体のシステム損失を低減することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。

　また、前記パルス幅変調制御は、指令値とキャリアとに基づいて複数のパルスが生成されるものであり、前記混合パルス幅変調制御は、前記指令値の変域の１／２の波高の前記キャリアであるハーフキャリアと前記指令値とに基づいて複数のパルスを生成するものであり、前記混合パルス幅変調制御は、前記ハーフキャリアとして前記指令値の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方に設定された第１ハーフキャリア（ＣＡ１）と前記第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）に共通する前記指令値（Ｖｕ^＊＊）とに基づいて前記第１インバータ（１１）用のパルスを生成し、前記第１ハーフキャリア（ＣＡ１）と同じ位相で前記指令値の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の他方に設定された第２ハーフキャリア（ＣＡ２）と前記指令値（Ｖｕ^＊＊）とに基づいて前記第２インバータ（１２）用のパルスを生成するダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式、或いは、前記ハーフキャリアとして前記指令値の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方に設定された第１ハーフキャリア（ＣＡ１）と前記第１インバータ（１１）用の第１指令値（Ｖｕ１^＊＊）とに基づいて前記第１インバータ（１１）用のパルスを生成し、前記第１ハーフキャリア（ＣＡ１）と１８０度異なる位相で前記第１ハーフキャリア（ＣＡ１）と同じ側に設定された第２ハーフキャリア（ＣＡ２）と前記第１指令値（Ｖｕ１^＊＊）とは位相が１８０度異なる前記第２インバータ（１２）用の第２指令値（Ｖｕ２^＊＊）とに基づいて前記第２インバータ（１２）用のパルスを生成するダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式、により、複数のパルスを生成すると好適である。

　混合パルス幅変調制御の制御方式には、上述したダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式及びダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式の他、シングルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式なども可能である。シングルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式は、共通のハーフキャリアと互いに位相が１８０度異なる２つの指令値とに基づいてパルスを生成する方式である。発明者らによるシミュレーションや実験によれば、シングルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式に比べて、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式及びダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式の方が、特にキャリア（ＣＡ）の周波数における高調波ノイズが抑制されることが確認されている。従って、混合パルス幅変調制御は、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式、又は、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式によって実行されると好適である。

　また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）が、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記制御方式には、複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）をオン状態とする又は複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）をオン状態とするアクティブショートサーキット制御がさらに含まれ、回転電機制御装置（１）が、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記パルス幅変調制御により制御する対象第１速度域制御を実行すると好適である。

　本構成のように、２つのインバータ（１０）を備えている場合には、それぞれのインバータ（１０）の直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置（１）は、常に交流の振幅が大きくなるように２つのインバータ（１０）を制御する必要はなく、例えば回転電機（８０）の回転速度が低速の場合には、１つのインバータ（１０）によって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。本構成によれば、同じトルクにおいて第２速度域（ＶＲ２）よりも低速度側の第１速度域（ＶＲ１）においては、２つのインバータ（１０）の内の一方のインバータ（１０）が、アクティブショートサーキット制御により制御される。これにより、オープン巻線（８）同士が当該一方のインバータ（１０）において短絡されて、回転電機（８０）は、ステータコイルが電気的中性点を有する回転電機と同様になる。つまり、実質的に２つのインバータ（１０）の内、１つのインバータ（１０）のみで回転電機（８０）を駆動することになる。アクティブショートサーキット制御により制御されるインバータ（１０）はスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機（８０）を駆動することができる。

　また、回転電機制御装置（１）は、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記第１インバータ（１１）を制御する前記制御方式と前記第２インバータ（１２）を制御する前記制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替えると好適である。

　制御方式を入れ替えることによって、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の何れか一方だけが消耗することが抑制される。また、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）が、それぞれ独立した直流電源（６）に接続される場合には、第１インバータ（１１）に接続される直流電源（６１）及び第２インバータ（１２）に接続される直流電源（６２）の何れか一方だけの電力消費量が増加することを抑制することができる。ここで、規定された条件とは、例えば、一定の時間や、直流電源（６）の電力消費量などであると好適である。

　また、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、回転電機制御装置（１）が、前記第１速度域（ＶＲ１）内における低速度側の低速度側第１速度域（ＶＲ１－１）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記連続パルス幅変調制御により制御し、前記第１速度域（ＶＲ１）内における高速度側の高速度側第１速度域（ＶＲ２－２）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御すると好適である。

　高速度側第１速度域（ＶＲ１－２）で実行される不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、低速度側第１速度域（ＶＲ１－１）で実行される連続パルス幅変調制御の最大変調率よりも大きい。高速度側第１速度域（ＶＲ１－２）は、同じトルク（Ｔ）において低速度側第１速度域（ＶＲ１－１）よりも回転電機（８０）の回転速度が高い制御領域（Ｒ）であり、システム効率の観点からは高速度側第１速度域（ＶＲ１－２）では低速度側第１速度域（ＶＲ１－１）よりも高い変調率で変調されることが好ましい。低速度側第１速度域（ＶＲ１－１）において連続パルス幅変調制御を行い、高速度側第１速度域（ＶＲ１－２）において不連続パルス幅変調制御を行うことによって、第１速度域（ＶＲ１）の全体において、１つのインバータ（１０）によって適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

　また、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を、前記混合パルス幅変調制御により制御する対象第１速度域制御を実行すると好適である。

　２つのインバータ（１０）を備えている場合であっても、例えば回転電機（８０）の回転速度が低速の場合には、１つのインバータ（１０）によって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。つまり、１／２周期ずつ、実質的に２つのインバータ（１０）の内、１つのインバータ（１０）のみで回転電機（８０）を駆動することになる。インバータ（１０）は駆動時間のおおよそ１／２の期間において、スイッチング動作を行わないため、スイッチング損失が低減され、システム損失が低減される。

　回転電機制御装置（１）は、前記回転電機（８０）の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備え、前記損失低減優先モードでは、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記対象第１速度域制御を実行し、前記ノイズ低減優先モードでは、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記パルス幅変調制御により制御する代替第１速度域制御を、前記対象第１速度域制御に代えて実行すると好適である。

　インバータ（１０）をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機（８０）の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。対象制御において、１つのインバータ（１０）がアクティブショートサーキット制御により制御される場合、パルス幅変調制御により制御されるインバータ（１０）の出力は、２つのインバータ（１０）を用いる場合に比べて大きくなる。つまり、ノイズのエネルギーも高くなる。２つのインバータ（１０）を用いる場合には、１つのインバータ（１０）を用いる場合に比べて、ノイズのエネルギーを小さくすることができると共に、互いにノイズ成分が相殺されるように両インバータ（１０）を制御することもできる。ノイズ低減優先モードでは、第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とが同じ制御方式で制御されるため、ノイズ成分が相殺されるような制御を行い易い。本構成によれば、回転電機（８０）の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えることにより、高いシステム効率での動作と、ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切に２つのインバータ（１０）を制御することができる。

　また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記混合パルス幅変調制御には、前記第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間（Ｔ１）において複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う混合連続パルス幅変調制御と、前記第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間（Ｔ１）において複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う混合不連続パルス幅変調制御とが含まれ、回転電機制御装置（１）は、前記第２速度域（ＶＲ２）内における低速度側の低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記混合連続パルス幅変調制御により制御し、前記第２速度域（ＶＲ２）内における高速度側の高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記混合不連続パルス幅変調制御により制御すると好適である。

　混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。混合連続パルス幅変調制御では、パルス幅変調の方式として連続パルス幅変調が実行され、混合不連続パルス幅変調制御では、パルス幅変調の方式として不連続パルス幅変調が実行される。不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、連続パルス幅変調制御の最大変調率よりも大きい。高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）は、同じトルク（Ｔ）において低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）よりも回転電機（８０）の回転速度が高い制御領域（Ｒ）であり、システム効率の観点からは高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）では低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）よりも高い変調率で変調されることが好ましい。低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）において連続パルス幅変調制御を組み合わせた混合連続パルス幅変調制御を行い、高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）において不連続パルス幅変調制御を組み合わせた混合不連続パルス幅変調制御を行うことによって、第２速度域（ＶＲ２）の全体において、適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

　また、前記制御方式として、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御が含まれ、回転電機制御装置（１）は、前記高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）において、前記混合不連続パルス幅変調制御に代えて、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御してもよい。

　高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）は、回転電機（８０）の制御領域（Ｒ）の中で相対的に、高速度側に設定されており、相対的に高い変調率が必要となる可能性も高い。混合パルス幅変調制御は、電気角の１周期の間におおよそ半周期ずつ、パルス幅変調される期間と、無変調（固定状態）の期間とを組み合わせた制御方式である。つまり、混合パルス幅変調制御は、無変調の期間を含むため、周期の全体でパルス幅変調を行う場合に比べて、最大変調率が低くなる。従って、より高い変調率が必要となるような場合などでは、高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）において、混合不連続パルス幅変調に代えて、双方のインバータ（１０）を不連続パルス幅変調制御により制御することで、適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

　また、回転電機制御装置（１）は、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を、前記混合パルス幅変調制御により制御する対象第１速度域制御を実行する場合、前記第１速度域（ＶＲ１）及び前記第２速度域（ＶＲ２）において、予め規定されたトルクである規定トルク（Ｔｒｅｆ）以上の高トルク領域（ＶＲＨ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を前記パルス幅変調制御により制御し、前記規定トルク（Ｔｒｅｆ）未満の低トルク領域（ＶＲＬ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を前記混合パルス幅変調制御により制御すると好適である。

　対象第１速度域制御が実行される場合、第１速度域（ＶＲ１）及び第２速度域（ＶＲ２）において、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）が、混合パルス幅変調制御によって制御される。発明者らの実験やシミュレーションによれば、第１速度域（ＶＲ１）及び第２速度域（ＶＲ２）における高トルク領域（ＶＲＨ）では、回転電機（８０）の回転速度の周波数の高調波成分に対応するリップル成分が、直流バス電流（Ｉｄｃ）に出現することが確かめられている。一般的に、インバータ（１０）の直流側には、直流電源（６）や直流バス電圧（直流リンク電圧（Ｖｄｃ））を平滑化する直流リンクコンデンサ（４）（平滑コンデンサ）が備えられる。直流バス電流（Ｉｄｃ）のリップル成分は、直流電源（６）や直流リンクコンデンサ（４）の寿命を低下させる可能性がある。直流リンクコンデンサ（４）の容量を大きくすることで、リップルを低減させることは可能であるが、直流リンクコンデンサ（４）の体格の大型化やコスト上昇につながる可能性がある。このため、直流バス電流（Ｉｄｃ）のリップルを低減させることが好ましい。本構成によれば、そのようなリップルが大きくなる高トルク領域（ＶＲＨ）では、混合パルス幅変調制御ではなく、パルス幅変調制御が実行される。発明者らの実験やシミュレーションによれば、高トルク領域（ＶＲＨ）においても、パルス幅変調制御により第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を制御することで、直流バス電流（Ｉｄｃ）のリップルが低減されることが確認された。即ち、本構成によれば、第１速度域（ＶＲ１）及び第２速度域（ＶＲ２）において、双方のインバータ（１０）が混合パルス幅変調制御によって制御される場合においても、適切に直流バス電流（Ｉｄｃ）のリップルを低減させることができる。

　また、上記のように、回転電機制御装置（１）が、高トルク領域（ＶＲＨ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を前記パルス幅変調制御により制御し、前記規定トルク（Ｔｒｅｆ）未満の低トルク領域（ＶＲＬ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）を前記混合パルス幅変調制御により制御する場合、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、前記混合パルス幅変調制御には、前記第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間（Ｔ１）において複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う混合連続パルス幅変調制御と、前記第２期間（Ｔ２）において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間（Ｔ１）において複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う混合不連続パルス幅変調制御とが含まれ、前記第２速度域（ＶＲ２）内における低速度側の領域を低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）とし、前記第２速度域（ＶＲ２）内における高速度側の領域を高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）として、回転電機制御装置（１）は、前記第１速度域（ＶＲ１）及び前記低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）における前記低トルク領域（ＶＲＬ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記混合連続パルス幅変調制御により制御し、前記高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）における前記低トルク領域（ＶＲＬ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記混合不連続パルス幅変調制御により制御し、前記第１速度域（ＶＲ１）における前記高トルク領域（ＶＲＨ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記連続パルス幅変調制御により制御し、前記第２速度域（ＶＲ２）における前記高トルク領域（ＶＲＨ）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御すると好適である。

　混合連続パルス幅変調制御が適切な制御領域（Ｒ）と、連続パルス幅変調制御が適切な制御領域（Ｒ）とは完全には一致せず、混合不連続パルス幅変調制御が適切な制御領域（Ｒ）と、不連続パルス幅変調制御が適切な制御領域（Ｒ）とも完全には一致しない。従って、例えば低トルク領域（ＶＲＬ）で混合パルス幅制御を実行し、高トルク領域（ＶＲＨ）でパルス幅変調制御を実行する場合において、単純に混合連続パルス幅変調制御と連続パルス幅変調制御との間で制御方式を切り替え、混合不連続パルス幅変調制御と不連続パルス幅変調制御との間で制御方式を切り替えればよいとは限らない。発明者らの実験やシミュレーションによれば、上記のように、第１速度域（ＶＲ１）及び低速度側第２速度域（ＶＲ２－１）における低トルク領域（ＶＲＬ）では、混合連続パルス幅変調制御、高速度側第２速度域（ＶＲ２－２）における低トルク領域（ＶＲＬ）では、混合不連続パルス幅変調制御、第１速度域（ＶＲ１）における高トルク領域（ＶＲＨ）では、連続パルス幅変調制御、第２速度域（ＶＲ２）における高トルク領域（ＶＲＨ）では、不連続パルス幅変調制御により、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の双方のインバータ（１０）が制御されることが好適であることがわかった。この構成によれば、第１速度域（ＶＲ１）及び第２速度域（ＶＲ２）の全域において、適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

　また、それぞれの制御領域（Ｒ）の境界は、前記回転電機（８０）のトルクに応じた前記回転電機（８０）の回転速度と、直流バス電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合と、の少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

　回転電機（８０）の動作条件は、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。回転電機制御装置（１）が、１つのパラメータである回転速度に基づいて、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を制御する制御方式を変更すると、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。また、例えば、回転電機（８０）に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流バス電圧を高くすることや、直流バス電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流バス電圧が一定の場合には、直流バス電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流バス電圧に対する３相交流電圧の線間電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。インバータ（１０）を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。実効値に基づいて、制御方式を変更することによって、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。

　また、前記制御方式として、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御をさらに備え、同じトルク（Ｔ）における前記回転電機（８０）の回転速度が前記第２速度域（ＶＲ２）よりも高い第３速度域（ＶＲ３）がさらに設定され、回転電機制御装置（１）が、前記第３速度域（ＶＲ３）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記矩形波制御により制御すると好適である。

　矩形波制御は、回転の滑らかさはパルス幅変調制御に譲るが、物理的（数学的）に最高値の変調率によって回転電機（８０）を駆動することができる。制御方式として、パルス幅変調制御に加えて矩形波制御が実行可能であれば、制御の柔軟性を高め、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。

　また、別の１つの態様として、互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）が、複数相の前記オープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）が、複数相の前記オープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）が、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）をオン状態とする又は複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）をオン状態とするアクティブショートサーキット制御とを少なくとも備えると共に、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アーム（３Ａ）の全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アーム（３Ａ）についてスイッチング素子（３）をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とのそれぞれを、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、前記回転電機（８０）の制御領域（Ｒ）として、第１速度域（ＶＲ１）と、同じトルクにおける前記回転電機（８０）の回転速度が前記第１速度域（ＶＲ１）よりも高い第２速度域（ＶＲ２）と、同じトルクにおける前記回転電機（８０）の回転速度が前記第２速度域（ＶＲ２）よりも高い第３速度域（ＶＲ３）とが設定され、前記第１速度域（ＶＲ１）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方のインバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記連続パルス幅変調制御により制御し、前記第２速度域（ＶＲ２）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の一方の前記インバータ（１０）を前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御し、前記第３速度域（ＶＲ３）において、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を前記不連続パルス幅変調制御により制御する対象制御を実行する。

　本構成のように、２つのインバータ（１０）を備えている場合には、それぞれのインバータ（１０）の直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置（１）は、常に交流の振幅が大きくなるように２つのインバータ（１０）を制御する必要はなく、例えば回転電機（８０）の回転速度が低速の場合には、１つのインバータ（１０）によって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。本構成によれば、第１速度域（ＶＲ１）及び第２速度域（ＶＲ２）においては、２つのインバータ（１０）の内の一方のインバータ（１０）が、アクティブショートサーキット制御により制御される。これにより、オープン巻線（８）同士が当該一方のインバータ（１０）において短絡されて、回転電機（８０）は、ステータコイルが電気的中性点を有する回転電機と同様になる。つまり、実質的に２つのインバータ（１０）の内、１つのインバータ（１０）のみで回転電機（８０）を駆動することになる。アクティブショートサーキット制御により制御されるインバータ（１０）はスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制しつつ回転電機（８０）を駆動することができる。また、第２速度域（ＶＲ２）で実行される不連続パルス幅変調制御による最大変調率は、第１速度域（ＶＲ１）で実行される連続パルス幅変調制御の最大変調率よりもが大きい。第２速度域（ＶＲ２）は、同じトルク（Ｔ）において第１速度域（ＶＲ１）よりも回転電機（８０）の回転速度が高い制御領域であり、システム効率の観点からは第２速度域（ＶＲ２）では第１速度域（ＶＲ１）よりも高い変調率で変調されることが好ましい。第１速度域（ＶＲ１）において連続パルス幅変調制御を行い、第２速度域（ＶＲ２）において不連続パルス幅変調制御を行うことによって、第１速度域（ＶＲ１）と第２速度域（ＶＲ２）とを合わせた制御領域において、１つのインバータ（１０）によって適切に回転電機（８０）を駆動することができる。また、回転電機（８０）の回転速度が第２速度域（ＶＲ２）よりも高い第３速度域（ＶＲ３）では、双方のインバータ（１０）が不連続パルス幅変調制御により制御されるので、オープン巻線（８）に、１つの直流電源（６）がら生成可能な電圧よりも高い線間電圧をに発生させて回転電機（８０）を駆動することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。

１：回転電機制御装置、３：スイッチング素子、３Ａ：アーム、３Ｈ：上段側スイッチング素子、３Ｌ：下段側スイッチング素子、８：ステータコイル（オープン巻線）、１０：インバータ、１１：第１インバータ、１２：第２インバータ、８０：回転電機、Ｒ：制御領域、Ｔ：トルク、Ｔ１：第１期間、Ｔ２：第２期間、ＶＲ１：第１速度域、ＶＲ１－１：低速度側第１速度域、ＶＲ１－２：高速度側第１速度域、ＶＲ２：第２速度域、ＶＲ２－１：低速度側第２速度域、ＶＲ２－２：高速度側第２速度域、ＶＲ３：第３速度域、ＶＲ４：第４速度域、ＶＲＨ：高トルク領域、ＶＲＬ：低トルク領域

Claims

　互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
　前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
　前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
　前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、
　前記回転電機の制御領域として、第１速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第１速度域よりも高い第２速度域とが設定され、
　前記制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の１／２周期である第１期間においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御とが含まれ、
　前記第２速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方のインバータを、前記混合パルス幅変調制御により制御する、回転電機制御装置。
　前記パルス幅変調制御は、指令値とキャリアとに基づいて複数のパルスが生成されるものであり、
　前記混合パルス幅変調制御は、前記指令値の変域の１／２の波高の前記キャリアであるハーフキャリアと前記指令値とに基づいて複数のパルスを生成するものであり、
　前記混合パルス幅変調制御は、
　　前記ハーフキャリアとして前記指令値の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方に設定された第１ハーフキャリアと前記第１インバータ及び第２インバータに共通する前記指令値とに基づいて前記第１インバータ用のパルスを生成し、前記第１ハーフキャリアと同じ位相で前記指令値の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の他方に設定された第２ハーフキャリアと前記指令値とに基づいて前記第２インバータ用のパルスを生成するダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式、或いは、
　　前記ハーフキャリアとして前記指令値の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方に設定された第１ハーフキャリアと前記第１インバータ用の第１指令値とに基づいて前記第１インバータ用のパルスを生成し、前記第１ハーフキャリアと１８０度異なる位相で前記第１ハーフキャリアと同じ側に設定された第２ハーフキャリアと前記第１指令値とは位相が１８０度異なる前記第２インバータ用の第２指令値とに基づいて前記第２インバータ用のパルスを生成するダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式、により、複数のパルスを生成する、請求項１に記載の回転電機制御装置。
　前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
　前記制御方式には、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御がさらに含まれ、
　前記第１速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記パルス幅変調制御により制御する対象第１速度域制御を実行する、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
　前記第１速度域において、前記第１インバータを制御する前記制御方式と前記第２インバータを制御する前記制御方式とを、予め規定された条件に従って交互に入れ替える、請求項３に記載の回転電機制御装置。
　前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
　前記第１速度域内における低速度側の低速度側第１速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記第１速度域内における高速度側の高速度側第１速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する請求項３又は４に記載の回転電機制御装置。
　前記第１速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方のインバータを、前記混合パルス幅変調制御により制御する対象第１速度域制御を実行する、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
　前記回転電機の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備え、
　前記損失低減優先モードでは、前記第１速度域において、前記対象第１速度域制御を実行し、
　前記ノイズ低減優先モードでは、前記第１速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記パルス幅変調制御により制御する代替第１速度域制御を、前記対象第１速度域制御に代えて実行する、請求項３から６の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
　前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
　前記混合パルス幅変調制御には、前記第２期間において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間において複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う混合連続パルス幅変調制御と、前記第２期間において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間において複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う混合不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
　前記第２速度域内における低速度側の低速度側第２速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記混合連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記第２速度域内における高速度側の高速度側第２速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記混合不連続パルス幅変調制御により制御する、請求項１から７の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
　前記制御方式として、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御が含まれ、
　前記高速度側第２速度域において、前記混合不連続パルス幅変調制御に代えて、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する、請求項８に記載の回転電機制御装置。
　前記第１速度域及び前記第２速度域において、予め規定されたトルクである規定トルク以上の高トルク領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方のインバータを前記パルス幅変調制御により制御し、前記規定トルク未満の低トルク領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方のインバータを前記混合パルス幅変調制御により制御する、請求項６に記載の回転電機制御装置。
　前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
　前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
　前記混合パルス幅変調制御には、前記第２期間において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間において複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う混合連続パルス幅変調制御と、前記第２期間において非有効状態が継続するように制御すると共に前記第１期間において複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う混合不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
　前記第２速度域内における低速度側の領域を低速度側第２速度域とし、前記第２速度域内における高速度側の領域を高速度側第２速度域として、
　前記第１速度域及び前記低速度側第２速度域における前記低トルク領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記混合連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記高速度側第２速度域における前記低トルク領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記混合不連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記第１速度域における前記高トルク領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記第２速度域における前記高トルク領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する、請求項１０に記載の回転電機制御装置。
　それぞれの制御領域の境界は、前記回転電機のトルクに応じた前記回転電機の回転速度と、直流バス電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合と、の少なくとも一方に応じて設定されている、請求項１から１１の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
　前記制御方式として、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御をさらに備え、
　同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第２速度域よりも高い第３速度域がさらに設定され、
　前記第３速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記矩形波制御により制御する、請求項１から１２の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
　互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
　前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
　前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
　前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
　前記第１インバータ及び前記第２インバータの制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御とを少なくとも備えると共に、前記パルス幅変調制御には、前記制御方式として、複数相の前記アームの全てについて連続的にパルス幅変調を行う連続パルス幅変調制御と、複数相の一部の前記アームについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う不連続パルス幅変調制御とが含まれ、
　前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、
　前記回転電機の制御領域として、第１速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第１速度域よりも高い第２速度域と、同じトルクにおける前記回転電機の回転速度が前記第２速度域よりも高い第３速度域とが設定され、
　前記第１速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方のインバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記第２速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの一方の前記インバータを前記アクティブショートサーキット制御により制御し、他方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御し、
　前記第３速度域において、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを前記不連続パルス幅変調制御により制御する対象制御を実行する、回転電機制御装置。