WO2022034728A1 - 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a bidirectional DC-DC converter that bidirectionally converts DC power input / output between two DC power supplies.
  • Patent Document 1 discloses a bidirectional resonance type DC-DC converter having LC resonance circuits on the primary side and the secondary side of the transformer, respectively.
  • the conventional bidirectional DC-DC converter described in Patent Document 1 has a problem that the gain of the output voltage changes in a non-linear manner, so that the range of the output voltage is limited and the control stability is low.
  • the bidirectional DC-DC converter according to the present invention is a DC-DC converter capable of bidirectionally converting DC power between a first DC power supply and a second DC power supply, and is a transformer and the first.
  • a first bridge circuit that mutually converts DC power and AC power input / output between the DC power supply and the primary side of the transformer, and the second DC power supply and the secondary side of the transformer.
  • a second bridge circuit that mutually converts DC power and AC power input and output between them, and a first resonance circuit that can be connected between the first bridge circuit and the primary side of the transformer.
  • the second resonance circuit that can be connected between the second bridge circuit and the secondary side of the transformer, and the first resonance circuit between the first bridge circuit and the primary side of the transformer.
  • a first bypass switch for switching the connection state, a second bypass switch for switching the connection state of the second resonance circuit between the second bridge circuit and the secondary side of the transformer, and the first bypass switch.
  • a control unit for controlling the bypass switch and the second bypass switch, respectively, is provided.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a bidirectional DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 shown in FIG. 1 is connected between a DC power supply 100 and a DC power supply 101, and is capable of bidirectionally converting DC power between the DC power supply 100 and the DC power supply 101. It is a DC converter. That is, when power flows from the DC power supply 100 to the DC power supply 101, the DC power output from the DC power supply 100 is converted into power by the bidirectional DC-DC converter 1 and input to the DC power supply 101. At that time, the DC power supply 100 operates as a power source, and the DC power supply 101 operates as a load.
  • the DC power output from the DC power supply 101 is converted into power by the bidirectional DC-DC converter 1 and input to the DC power supply 100.
  • the DC power supply 101 operates as a power source, and the DC power supply 100 operates as a load.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 includes a converter circuit unit 130 and a control unit 131.
  • the converter circuit unit 130 is connected to the DC power supply 100 via the positive electrode terminal 102 and the negative electrode terminal 103, and is connected to the DC power supply 101 via the positive electrode terminal 104 and the negative electrode terminal 105.
  • the converter circuit unit 130 includes current sensors 106, 107, voltage sensors 108, 109, smoothing capacitors 110, 111, bridge circuits 112, 113, bypass switches 116, 117, resonant circuits 118, 119, and a transformer 120. It is configured with and.
  • the current sensor 106 is connected between the DC power supply 100 and the bridge circuit 112, and detects the current flowing through the DC power supply 100.
  • the current sensor 107 is connected between the DC power supply 101 and the bridge circuit 113, and detects the current flowing through the DC power supply 101. The detection result of each current by these current sensors is output from the converter circuit unit 130 to the control unit 131 as a sensor signal 123.
  • the voltage sensor 108 detects the voltage of the DC power supply 100.
  • the voltage sensor 109 detects the voltage of the DC power supply 101.
  • the detection result of each voltage by these voltage sensors is output from the converter circuit unit 130 to the control unit 131 as a sensor signal 123.
  • the smoothing capacitor 110 is connected to the DC power supply 100 in parallel with the bridge circuit 112, and smoothes the DC power input / output between the DC power supply 100 and the bridge circuit 112.
  • the smoothing capacitor 111 is connected to the DC power supply 101 in parallel with the bridge circuit 113, and smoothes the DC power input / output between the DC power supply 101 and the bridge circuit 113.
  • the bridge circuit 112 mutually converts DC power and AC power input / output between the DC power supply 100 and the primary side of the transformer 120. That is, when power flows from the DC power supply 100 to the DC power supply 101, the bridge circuit 112 converts the DC power output from the DC power supply 100 into AC power and outputs it to the primary side of the transformer 120. On the contrary, when the power flows from the DC power supply 101 to the DC power supply 100, the bridge circuit 112 converts the AC power flowing on the primary side of the transformer 120 into DC power and outputs the AC power to the DC power supply 100.
  • the bridge circuit 113 mutually converts DC power and AC power input / output between the DC power supply 101 and the secondary side of the transformer 120. That is, when power flows from the DC power supply 100 to the DC power supply 101, the bridge circuit 113 converts the AC power flowing on the secondary side of the transformer 120 into DC power and outputs it to the DC power supply 101. On the contrary, when the power flows from the DC power supply 101 to the DC power supply 100, the bridge circuit 113 converts the DC power output from the DC power supply 101 into AC power and outputs it to the secondary side of the transformer 120.
  • the bridge circuits 112 and 113 are each composed of a full bridge circuit having two legs, and each leg is configured by connecting two arms in parallel by connecting a switching element 114 and a diode 115 in parallel.
  • FIG. 1 shows an example of bridge circuits 112 and 113 using a full bridge circuit
  • the bridge circuits 112 and 113 may be realized by a half-bridge circuit composed of one leg, as will be described later.
  • Each switching element 114 of the bridge circuits 112 and 113 operates according to the gate control signal 124 input from the control unit 131, and switches to either an on or off state.
  • Each switching element 114 is configured by using, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). In the case of MOSFET, the body diode of each switching element 114 may be used as the diode 115.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the bridge circuits 112 and 113.
  • FIG. 2A shows a configuration example of the bridge circuits 112 and 113 using the full bridge circuit, similar to those shown in FIG.
  • four switching elements 114 and four diodes 115 are arranged in each of the bridge circuits 112 and 113.
  • FIG. 2B shows a configuration example of the bridge circuits 112 and 113 using the half-bridge circuit. In the circuit configuration of FIG. 2B, two switching elements 114 and two diodes 115 are arranged in each of the bridge circuits 112 and 113.
  • the transformer 120 for high frequency is configured by winding the primary winding and the secondary winding around the iron core at a predetermined turns ratio, respectively, and has the primary side and the secondary side.
  • the voltage of AC power is converted between the two according to the turns ratio.
  • a multi-winding transformer 120 having a plurality of windings on the primary side and the secondary side may be used.
  • each switching element 114 of the bridge circuit 112 When power flows from the DC power supply 100 to the DC power supply 101, each switching element 114 of the bridge circuit 112 operates at a predetermined cycle, so that the DC power supplied from the DC power supply 100 is converted into AC power.
  • the AC power after voltage conversion is transmitted from the primary side to the secondary side of the transformer 120.
  • This AC power is rectified by each diode 115 of the bridge circuit 113, converted into DC power, and output to the DC power supply 101.
  • each switching element 114 of the bridge circuit 113 when power flows from the DC power supply 101 in the direction of the DC power supply 100, each switching element 114 of the bridge circuit 113 operates in a predetermined cycle, so that the DC power supplied from the DC power supply 101 becomes an AC power. It is converted, and the AC power after voltage conversion is transmitted from the secondary side to the primary side of the transformer 120.
  • This AC power is rectified by each diode 115 of the bridge circuit 112, converted into DC power, and output to the DC power supply 100.
  • the resonance circuit 118 is provided on the primary side of the transformer 120, and is configured by using the capacitor C1 and the inductor L1 connected in series. The positions of the capacitor C1 and the inductor L1 may be exchanged.
  • a bypass switch 116 is connected between both ends of the resonance circuit 118.
  • the bypass switch 116 is configured by using, for example, various relays.
  • the bypass switch 116 and the resonance circuit 118 are connected between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120, respectively.
  • the bypass switch 116 and the resonance circuit 118 are connected in parallel with each other, and the connection state of the resonance circuit 118 between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 is switched according to the switching state of the bypass switch 116. That is, when the bypass switch 116 is switched to the open (off) state, the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 are connected via the resonance circuit 118, and the LC resonance circuit is connected to the primary side of the transformer 120. It is formed.
  • bypass switch 116 when the bypass switch 116 is switched to the conduction (on) state, the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 are connected without going through the resonance circuit 118.
  • the switching state of the bypass switch 116 is controlled according to the switch control signal 132 input from the control unit 131.
  • the resonance circuit 119 is provided on the secondary side of the transformer 120, and is configured by using the capacitor C2 and the inductor L2 connected in series. The positions of the capacitor C2 and the inductor L2 may be exchanged.
  • a bypass switch 117 is connected between both ends of the resonance circuit 119.
  • the bypass switch 117 is configured by using, for example, various relays.
  • the bypass switch 117 and the resonance circuit 119 are connected between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120, respectively.
  • the bypass switch 117 and the resonance circuit 119 are connected in parallel to each other, and the connection state of the resonance circuit 119 between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 is switched according to the switching state of the bypass switch 117. .. That is, when the bypass switch 117 is switched to the open (off) state, the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 are connected via the resonance circuit 119, and LC resonance occurs on the secondary side of the transformer 120.
  • the circuit is formed.
  • bypass switch 117 when the bypass switch 117 is switched to the conduction (on) state, the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 are connected without going through the resonance circuit 119.
  • the switching state of the bypass switch 117 is controlled according to the switch control signal 133 input from the control unit 131.
  • the control unit 131 generates the gate control signal 124 and the switch control signals 132, 133 by performing predetermined arithmetic processing based on the sensor signal 123 from each sensor and the control command 134 input from the outside.
  • the control command 134 is input via an operation unit (not shown), for example, by an operator who operates the system on which the bidirectional DC-DC converter 1 is mounted.
  • the control unit 131 outputs the generated gate control signal 124 to the bridge circuits 112 and 113, and outputs the switch control signals 132 and 133 to the bypass switches 116 and 117, respectively.
  • the control unit 131 is configured by using, for example, a microcomputer, and realizes a desired arithmetic process by executing a program stored in advance in a memory or the like.
  • a logic circuit such as FPGA (Field Programmable Gate Array) or ASIC (Application Specific Integrated Circuit) may be used instead of the microcomputer, or may be used in combination with the microcomputer to configure the control unit 131.
  • FIG. 3 is a table showing the switching state of the bypass switches 116 and 117 controlled by the control unit 131 in the bidirectional DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.
  • columns 201 and 202 represent the states of the switch control signals 132 and 133, respectively
  • columns 203 and 204 represent the switching states of the bypass switches 116 and 117, respectively.
  • Column 205 represents the operation mode (direction in which power flows) of the bidirectional DC-DC converter 1.
  • the control unit 131 switches as shown in the table of FIG.
  • the control signal 132 is output at "0", that is, at a low level
  • the switch control signal 133 is output at "1", that is, at a high level.
  • the bypass switch 116 (S1) is switched to the open state
  • the bypass switch 117 (S2) is switched to the conductive state.
  • the resonant circuit 118 is connected between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120, and an LC resonant circuit is formed on the primary side of the transformer 120.
  • the control unit 131 performs the mode 1 operation by switching each switching element 114 of the bridge circuit 112 so that electric power flows in the forward direction through the LC resonance circuit.
  • the control unit 131 when converting the DC power flowing in the direction (reverse direction) of the DC power supply 101 from the DC power supply 101, the control unit 131 sets the switch control signal 132 to "1", that is, a high level, as shown in the table of FIG. Is output, and the switch control signal 133 is output at "0", that is, at a low level.
  • the bypass switch 116 (S1) is switched to the conductive state
  • the bypass switch 117 (S2) is switched to the open state.
  • the resonant circuit 119 is connected between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120, and an LC resonant circuit is formed on the secondary side of the transformer 120.
  • the control unit 131 performs the mode 2 operation by switching each switching element 114 of the bridge circuit 113 so that electric power flows in the opposite direction via the LC resonance circuit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating switching control of the bypass switches 116 and 117 by the control unit 131.
  • the control unit 131 switches the bypass switches 116 (S1) and 117 (S2) by changing the switch control signals 132 and 133 at predetermined timings, respectively, and with respect to the bridge circuits 112 and 113.
  • the gate control signal 124 is output, and each switching element 114 (G1 to G8) is switched.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 the operation of the mode 1 in which the electric power flows in the forward direction and the operation in the mode 2 in which the electric power flows in the reverse direction are alternately performed.
  • the control unit 131 outputs the switch control signals 132, 133 and the gate control signal 124 as shown below.
  • both the bypass switches 116 (S1) and 117 (S2) are in the open state.
  • the control unit 131 switches the bypass switch 117 to the conduction state by changing the switch control signal 133 from the low level to the high level.
  • the resonance circuit 118 is connected to the primary side of the transformer 120, and the resonance circuit 119 is not connected to the secondary side.
  • the control unit 131 starts outputting the gate control signal 124 to each switching element 114 of the bridge circuit 112.
  • the operation of the bridge circuit 112 is started, and the bidirectional DC-DC converter 1 operates in mode 1, so that power conversion from the primary side to the secondary side of the transformer 120 is performed.
  • a current flows from the DC power supply 100 to the DC power supply 101.
  • the control unit 131 When switching from mode 1 to mode 2, first, at time t2, the control unit 131 stops the output of the gate control signal 124 to each switching element 114 of the bridge circuit 112. Then, when the output power from the bridge circuit 113 to the DC power supply 101 becomes less than a predetermined value, for example, less than 1 [W], the control unit 131 changes the switch control signal 133 from the high level to the low level at time t3. , The bypass switch 117 is switched to the open state. After that, at time t4, the control unit 131 switches the bypass switch 116 to the conduction state by changing the switch control signal 132 from the low level to the high level. As a result, the resonance circuit 118 is not connected to the primary side of the transformer 120, and the resonance circuit 119 is connected to the secondary side.
  • a predetermined value for example, less than 1 [W
  • the control unit 131 starts outputting the gate control signal 124 to each switching element 114 of the bridge circuit 113.
  • the operation of the bridge circuit 113 is started, and the bidirectional DC-DC converter 1 operates in the mode 2, so that power conversion from the secondary side to the primary side of the transformer 120 is performed.
  • a current flows from the DC power supply 101 in the direction of the DC power supply 100.
  • the output of the gate control signal 124 has a delay corresponding to the period from time t2 to time t5 when switching from mode 1 to mode 2.
  • the control unit 131 stops the output of the gate control signal 124 to each switching element 114 of the bridge circuit 113. Then, when the output power from the bridge circuit 112 to the DC power supply 100 becomes less than a predetermined value, the control unit 131 changes the switch control signal 132 from the high level to the low level at time t8 to open the bypass switch 116. Switch to. After that, at time t9, the control unit 131 switches the bypass switch 117 to the conduction state by changing the switch control signal 133 from the low level to the high level.
  • the resonance circuit 118 is connected to the primary side of the transformer 120, and the resonance circuit 119 is not connected to the secondary side, as in the case of time t0 described above.
  • the control unit 131 starts outputting the gate control signal 124 to each switching element 114 of the bridge circuit 112 at time t10.
  • the operation of the bridge circuit 112 is started, and the bidirectional DC-DC converter 1 operates in mode 1, so that power conversion from the primary side to the secondary side of the transformer 120 is performed.
  • a current flows from the DC power supply 100 to the DC power supply 101.
  • control unit 131 controls the outputs of the switch control signals 132 and 133 and the gate control signal 124. As a result, it is possible to suppress abrupt current changes and voltage changes in the bidirectional DC-DC converter 1 at the time of mode switching, and to protect each component in the bidirectional DC-DC converter 1.
  • FIG. 5 is a functional configuration diagram of the control unit 131.
  • the control unit 131 has each functional block of the gate control signal generation unit 501 and the switch control signal generation unit 502 as its functions.
  • the control unit 131 can realize these functional blocks by, for example, executing a predetermined program.
  • the gate control signal generation unit 501 generates a gate control signal 124 based on the voltage and current of the DC power supplies 100 and 101 indicated by the sensor signals 123 from each sensor and the control command 134 input from the outside. At this time, the gate control signal generation unit 501 selects either mode 1 or mode 2 described above with reference to FIGS. 3 and 4 based on the sensor signal 123 and the control command 134. Then, the flow direction of the electric power between the DC power source 100 and the DC power source 101 is determined according to the selected control mode, and the gate control signal 124 is generated accordingly.
  • the switch control signal generation unit 502 is a switch control signal 132 based on the voltage and current of the DC power supplies 100 and 101 indicated by the sensor signals 123 from each sensor and the gate control signal 124 generated by the gate control signal generation unit 501. , 133 is generated. Then, by outputting the generated switch control signals 132 and 133 to the bypass switches 116 and 117, respectively, the operation of the bypass switches 116 and 117 is controlled.
  • the control unit 131 has the currents of the DC power supplies 100 and 101 detected by the current sensors 106 and 107 and the DC power supplies 100 and 101 detected by the voltage sensors 108 and 109, respectively, by the processing of each functional block described above. Based on the voltage and the control command 134 input from the outside, the flow direction of the power between the DC power supply 100 and the DC power supply 101 can be determined, and the gate control signal 124 and the switch control signals 132, 133 can be generated. can.
  • FIG. 6 is a diagram showing an arrangement example of each component in the bidirectional DC-DC converter 1.
  • each component of the converter circuit unit 130 that is, the voltage sensors 108 and 109, the smoothing capacitors 110 and 111, the bridge circuits 112 and 113, the bypass switches 116 and 117, and the resonance circuit are provided on the circuit board 600. It is configured to include 118, 119 and a transformer 120. Note that FIG. 6 omits the illustration of the current sensors 106 and 107.
  • the circuit board 600 is electrically separated into a primary side (input side) and a secondary side (output side) by an insulating boundary line 601 formed by the transformer 120.
  • the bypass switches 116, 117 and the resonance circuits 118, 119 are all arranged on the same board, but it is also possible to mount them on different boards. ..
  • another board arranged in parallel at a predetermined distance from the circuit board 600 may be provided, and the bypass switches 116 and 117 may be mounted on this board. By doing so, it is possible to reduce the mounting space of each component in the bidirectional DC-DC converter 1 and reduce the size.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 is a DC-DC converter capable of bidirectionally converting DC power between a DC power supply 100 and a DC power supply 101.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 includes a transformer 120, a bridge circuit 112 that mutually converts DC power and AC power input / output between the DC power supply 100 and the primary side of the transformer 120, and a DC power supply 101.
  • a bridge circuit 113 that mutually converts DC power and AC power input / output from the secondary side of the transformer 120, and a resonance circuit 118 that can be connected between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120.
  • a resonance circuit 119 that can be connected between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120, a bypass switch 116 that switches the connection state of the resonance circuit 118 between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120, and a bridge. It includes a bypass switch 117 that switches the connection state of the resonance circuit 119 between the circuit 113 and the secondary side of the transformer 120, and a control unit 131 that controls the bypass switch 116 and the bypass switch 117, respectively. Since this is done, LC resonance is performed on the primary side or the secondary side of the transformer 120 depending on the direction of the DC power input / output between the DC power supply 100 and the DC power supply 101 via the bidirectional DC-DC converter 1.
  • a bidirectional DC-DC converter 1 capable of forming a circuit and performing power conversion using this LC resonance circuit can be realized. Therefore, it is possible to provide a bidirectional DC-DC converter having a high control stability by improving the range of the output voltage.
  • the resonance circuit 118 and the resonance circuit 119 are configured by using capacitors C1 and C2 connected in series and inductors L1 and L2, respectively. Since this is done, the LC resonance circuit can be easily formed on the primary side or the secondary side of the transformer 120 by connecting the resonance circuits 118 and 119.
  • the resonance circuit 118 is connected in parallel with the bypass switch 116 between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120.
  • the bypass switch 116 is opened by the control unit 131, the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 are connected via the resonance circuit 118, and when the bypass switch 116 is conducted by the control unit 131, the bridge circuit The 112 and the primary side of the transformer 120 are connected without going through the resonance circuit 118.
  • the resonance circuit 119 is connected in parallel with the bypass switch 117 between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120.
  • the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 are connected via the resonance circuit 119, and when the bypass switch 117 is conducted by the control unit 131, the bridge is connected.
  • the circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 are connected without going through the resonance circuit 119. Since this is done, the connection states of the resonance circuits 118 and 119 between the bridge circuits 112 and 113 and the transformer 120 can be reliably switched by using the bypass switches 116 and 117, respectively.
  • the control unit 131 converts the DC power flowing in the direction of the DC power supply 101 from the DC power supply 100 (in the case of mode 1), the control unit 131 opens the bypass switch 116 and conducts the bypass switch 117. It controls the bypass switch 116 and the bypass switch 117. Further, when converting the DC power flowing in the direction of the DC power supply 101 from the DC power supply 101 (in the case of mode 2), the bypass switch 116 and the bypass switch so as to conduct the bypass switch 116 and open the bypass switch 117. It controls 117. Since this is done, between the bridge circuits 112 and 113 and the transformer 120 depending on the direction of the DC power input / output between the DC power supply 100 and the DC power supply 101 via the bidirectional DC-DC converter 1. Switching control of the bypass switches 116 and 117 can be performed so that the connection states of the resonance circuits 118 and 119 are appropriate, respectively.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 includes a voltage sensor 108 that detects the voltage of the DC power supply 100, a current sensor 106 that detects the current flowing through the DC power supply 100, and a voltage sensor 109 that detects the voltage of the DC power supply 101. And a current sensor 107 for detecting the current flowing through the DC power supply 101.
  • the control unit 131 has a DC power supply 100 and a DC power supply based on the voltage detected by the voltage sensors 108 and 109, the current detected by the current sensors 106 and 107, respectively, and the control command 134 input from the outside. Controls the direction of DC power between 101. Since this is done, the control unit 131 can appropriately control the direction of the DC power.
  • the bypass switches 116 and 117 can be configured by using relays, respectively. By doing so, the bypass switches 116 and 117 having high environmental resistance and reliability can be realized at low cost.
  • the bridge circuits 112 and 113 are respectively configured by using a half-bridge circuit or a full-bridge circuit. Since this is done, the bridge circuits 112 and 113 can be realized by any circuit configuration.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 starts the operation of the bridge circuit 113 when the output power from the bridge circuit 112 becomes less than a predetermined value after the operation of the bridge circuit 112 is stopped. Further, after the operation of the bridge circuit 113 is stopped, the operation of the bridge circuit 112 is started when the output power from the bridge circuit 113 becomes less than a predetermined value. Since this is done, it is possible to suppress abrupt current changes and voltage changes in the bidirectional DC-DC converter 1 and protect each component in the bidirectional DC-DC converter 1.
  • FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a second embodiment of the present invention.
  • the bidirectional DC-DC converter 1A shown in FIG. 7 is connected between the DC power supply 100 and the DC power supply 101, and is connected to the DC power supply 100, similarly to the bidirectional DC-DC converter 1 described in the first embodiment. It is a DC-DC converter capable of bidirectionally converting DC power between and a DC power supply 101.
  • the difference between the bidirectional DC-DC converter 1A of the present embodiment and the bidirectional DC-DC converter 1 of the first embodiment is that the bypass path 301, in parallel with the resonant circuits 118 and 119 in the converter circuit unit 130, respectively. 302 is provided, and the bypass switches 116 and 117 are configured to be switchable between the resonant circuits 118 and 119 and the bypass paths 301 and 302, respectively.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 and the bidirectional DC-DC converter 1A are common.
  • the resonance circuit 118 and the bypass path 301 are respectively connected between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 via the bypass switch 116.
  • the bypass switch 116 switches the connection destination on the primary side of the transformer 120 to either the resonance circuit 118 or the bypass path 301 according to the switch control signal 132 output from the control unit 131.
  • the resonant circuit 119 and the bypass path 302 are respectively connected between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 via the bypass switch 117.
  • the bypass switch 117 switches the connection destination on the secondary side of the transformer 120 to either the resonance circuit 119 or the bypass path 302.
  • the primary side of the transformer 120 or An LC resonance circuit is formed on the secondary side, and a bidirectional DC-DC converter 1 capable of performing power conversion using this LC resonance circuit is realized.
  • FIG. 8 is a table showing the switching state of the bypass switches 116 and 117 controlled by the control unit 131 in the bidirectional DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention.
  • columns 211 and 212 represent the states of the switch control signals 132 and 133, respectively
  • columns 213 and 214 represent the switching states of the bypass switches 116 and 117, respectively.
  • Column 215 represents the operation mode (direction in which power flows) of the bidirectional DC-DC converter 1A.
  • the control unit 131 switches as shown in the table of FIG.
  • the control signal 132 is output at "0", that is, at a low level
  • the switch control signal 133 is output at "1", that is, at a high level.
  • the bypass switch 116 (S1) is switched to the state connected to the resonance circuit 118 side
  • the bypass switch 117 (S2) is switched to the state connected to the bypass path 302 side.
  • the resonant circuit 118 is connected between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120, and an LC resonant circuit is formed on the primary side of the transformer 120.
  • the control unit 131 performs the mode 1 operation by switching each switching element 114 of the bridge circuit 112 so that electric power flows in the forward direction through the LC resonance circuit.
  • the control unit 131 when converting the DC power flowing in the direction (reverse direction) of the DC power supply 101 from the DC power supply 101, the control unit 131 sets the switch control signal 132 to "1", that is, a high level, as shown in the table of FIG. Is output, and the switch control signal 133 is output at "0", that is, at a low level.
  • the bypass switch 116 (S1) is switched to the state connected to the bypass path 301 side
  • the bypass switch 117 (S2) is switched to the state connected to the resonance circuit 119 side.
  • the resonant circuit 119 is connected between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120, and an LC resonant circuit is formed on the secondary side of the transformer 120.
  • the control unit 131 performs the mode 2 operation by switching each switching element 114 of the bridge circuit 113 so that electric power flows in the opposite direction via the LC resonance circuit.
  • control unit 131 controls the output of the switch control signals 132, 133 and the gate control signal 124 by the same procedure as in FIG. 4 described in the first embodiment. Thereby, the operation of the mode 1 in which the electric power flows in the forward direction and the operation in the mode 2 in which the electric power flows in the reverse direction can be alternately performed.
  • the bidirectional DC-DC converter 1A includes a bypass path 301 provided in parallel with the resonance circuit 118.
  • the resonance circuit 118 and the bypass path 301 are respectively connected between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 via the bypass switch 116, and the bypass switch 116 connects the connection destination of the primary side of the transformer 120 to the resonance circuit. Switch to either 118 or bypass route 301.
  • the bidirectional DC-DC converter 1A includes a bypass path 302 provided in parallel with the resonance circuit 119.
  • the resonance circuit 119 and the bypass path 302 are respectively connected between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 via the bypass switch 117, and the bypass switch 117 connects the secondary side of the transformer 120 to the connection destination.
  • bypass switches 116 and 117 are used to reliably switch the connection states of the resonance circuits 118 and 119 between the bridge circuits 112 and 113 and the transformer 120, respectively. be able to.
  • the control unit 131 converts the DC power flowing in the direction of the DC power supply 101 from the DC power supply 100 (in the case of mode 1)
  • the control unit 131 switches the connection destination on the primary side of the transformer 120 to the resonance circuit 118 and the transformer 120.
  • the bypass switch 116 and the bypass switch 117 are controlled so as to switch the connection destination on the secondary side of the above to the bypass path 302.
  • the connection destination on the primary side of the transformer 120 is switched to the bypass path 301 and the secondary side of the transformer 120 is switched.
  • the bypass switch 116 and the bypass switch 117 are controlled so that the connection destination is switched to the resonance circuit 119.
  • the bridge circuit 112 depends on the direction of the DC power input / output between the DC power supply 100 and the DC power supply 101 via the bidirectional DC-DC converter 1A. , 113, and the bypass switches 116 and 117 can be switched and controlled so that the connection states of the resonance circuits 118 and 119 between the transformer 120 and the transformer 120 are appropriate, respectively.
  • FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention.
  • the bidirectional DC-DC converter 1B shown in FIG. 9 is connected between the DC power supply 100 and the DC power supply 101, and is connected to the DC power supply 100, similarly to the bidirectional DC-DC converter 1 described in the first embodiment. It is a DC-DC converter capable of bidirectionally converting DC power between and a DC power supply 101.
  • the difference between the bidirectional DC-DC converter 1B of the present embodiment and the bidirectional DC-DC converter 1 of the first embodiment is that the resonant circuits 118 and 119 have inductors L1 and L2 in the converter circuit unit 130, respectively.
  • the resonance circuits 118 and 119 are configured by using the leakage magnetic fluxes Lp and Ls existing on the primary side and the secondary side of the transformer 120 instead.
  • the bidirectional DC-DC converter 1 and the bidirectional DC-DC converter 1B are common.
  • the capacitor C1 constituting the resonance circuit 118 is connected in parallel with the bypass switch 116 between the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120.
  • the bypass switch 116 is opened by the control unit 131, the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 are connected via the capacitor C1, and the leakage flux Lp of the capacitor C1 and the transformer 120 causes the transformer 120 to be connected.
  • An LC resonant circuit is formed on the primary side.
  • the bypass switch 116 is conducted by the control unit 131, the bridge circuit 112 and the primary side of the transformer 120 are connected without passing through the capacitor C1, so that an LC resonance circuit is provided on the primary side of the transformer 120. Not formed.
  • the capacitor C2 constituting the resonance circuit 119 is connected in parallel with the bypass switch 117 between the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120.
  • the bypass switch 117 is opened by the control unit 131, the bridge circuit 113 and the secondary side of the transformer 120 are connected via the capacitor C2, and the capacitor C2 and the leakage flux Ls of the transformer 120 cause the transformer 120.
  • An LC resonant circuit is formed on the secondary side of the.
  • the bypass switch 117 is conducted by the control unit 131, the bridge circuit 113 and the primary side of the transformer 120 are connected without passing through the capacitor C2, so that the LC resonance circuit is connected to the secondary side of the transformer 120. Is not formed.
  • control unit 131 controls the output of the switch control signals 132, 133 and the gate control signal 124 by the same procedure as in FIG. 4 described in the first embodiment. Thereby, the operation of the mode 1 in which the electric power flows in the forward direction and the operation in the mode 2 in which the electric power flows in the reverse direction can be alternately performed.
  • the resonant circuit 118 is configured by using the leakage magnetic flux Lp on the primary side of the transformer 120 and the capacitor C1, and the resonant circuit 119. Is configured by using the leakage magnetic flux Ls on the secondary side of the transformer 120 and the capacitor C2. Since this is done, the resonant circuits 118 and 119 can be configured without using the inductors L1 and L2.
  • FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a bidirectional DC-DC converter according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the bidirectional DC-DC converter 1C shown in FIG. 10 is connected between the DC power supply 100 and the DC power supply 101, similarly to the bidirectional DC-DC converter 1 described in the first embodiment, and is connected to the DC power supply 100. It is a DC-DC converter capable of bidirectionally converting DC power between and a DC power supply 101.
  • the bidirectional DC-DC converter 1C of the present embodiment combines the features of the bidirectional DC-DC converters 1A and 1B described in the second and third embodiments, respectively. That is, in the converter circuit unit 130, bypass paths 301 and 302 are provided in parallel with the capacitors C1 and C2 of the resonance circuits 118 and 119, respectively, and the bypass switches 116 and 117 form the capacitors C1 and C2 and the bypass paths 301 and 302. It is configured to be switchable between. Further, the resonant circuits 118 and 119 do not have the inductors L1 and L2, respectively, and the leakage fluxes Lp and Ls existing on the primary side and the secondary side of the transformer 120 are used instead to configure the resonant circuits 118 and 119. is doing.
  • control unit 131 controls the output of the switch control signals 132, 133 and the gate control signal 124 by the same procedure as in FIG. 4 described in the first embodiment. Thereby, the operation of the mode 1 in which the electric power flows in the forward direction and the operation in the mode 2 in which the electric power flows in the reverse direction can be alternately performed.
  • one or both of the current sensors 106 and 107 are not connected between the DC power supplies 100 and 101 and the bridge circuits 112 and 113, but the bridge circuits 112 and 113. It may be installed between the transformer 120 and the transformer 120. Alternatively, the current sensors 106 and 107 may be installed both between the DC power supplies 100 and 101 and the bridge circuits 112 and 113 and between the bridge circuits 112 and 113 and the transformer 120. In this way, the current sensors 106 and 107 can detect the currents flowing between the bridge circuits 112 and 113 and the primary side and the secondary side of the transformer 120, respectively. Then, based on these current detection results, the control unit 131 generates the gate control signal 124 and the switch control signals 132, 133, so that the direction of the DC power can be appropriately controlled.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments and modifications, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
  • the above embodiment is for explaining the present invention in an easy-to-understand manner, and does not necessarily include all the components. Any component can be added, deleted, or replaced without departing from the present invention.
  • 1,1A, 1B, 1C Bidirectional DC-DC converter
  • 102,104 Positive terminal
  • 106,107 Current sensor
  • 108,109 Voltage sensor
  • 114 switching element
  • 118, 119 resonance circuit
  • 130 Converter circuit unit
  • 134 Control command

Landscapes

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Abstract

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスと、第１の直流電源と前記トランスの一次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する第１のブリッジ回路と、第２の直流電源と前記トランスの二次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に接続可能な第１の共振回路と、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に接続可能な第２の共振回路と、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間における前記第１の共振回路の接続状態を切り替える第１のバイパススイッチと、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間における前記第２の共振回路の接続状態を切り替える第２のバイパススイッチと、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチをそれぞれ制御する制御部と、を備える。

Description

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ
　本発明は、２つの直流電源間で入出力される直流電力を双方向に変換する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　昨今、電気自動車市場の急速な拡大に伴って、双方向の蓄電池用充電器が一般化してきている。こうした蓄電池用充電器には、主にＤＡＢ（Dual Active Bridge）型や共振型のＤＣ－ＤＣコンバータが用いられる。共振型ＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＡＢ型に比べて効率が高く、またトランス電流が正弦波状であるため、機器へのストレスや電磁ノイズを低減することができる。例えば特許文献１には、トランスの一次側と二次側にＬＣ共振回路をそれぞれ備えた双方向共振型のＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。
米国特許出願公開第２０１９／０３７２４７１号明細書
　特許文献１に記載の従来の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータでは、出力電圧のゲインが非直線状に変化するため、出力電圧の範囲に制限が生じるとともに、制御安定性が低いという課題がある。
　本発明による双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源との間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータであって、トランスと、前記第１の直流電源と前記トランスの一次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する第１のブリッジ回路と、前記第２の直流電源と前記トランスの二次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に接続可能な第１の共振回路と、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に接続可能な第２の共振回路と、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間における前記第１の共振回路の接続状態を切り替える第１のバイパススイッチと、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間における前記第２の共振回路の接続状態を切り替える第２のバイパススイッチと、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチをそれぞれ制御する制御部と、を備える。
　本発明によれば、出力電圧の範囲を改善して高い制御安定性を有する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。
本発明の第１の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。 ブリッジ回路の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて制御部により制御されるバイパススイッチの切り替え状態を示す表である。 制御部によるバイパススイッチの切り替え制御を説明する図である。 制御部の機能構成図である。 双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける各部品の配置例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。 本発明の第２の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて制御部により制御されるバイパススイッチの切り替え状態を示す表である。 本発明の第３の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。 本発明の第４の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。
　以下では、本発明の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。図１に示す双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、直流電源１００と直流電源１０１の間に接続されており、直流電源１００と直流電源１０１の間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータである。すなわち、直流電源１００から直流電源１０１の方向に電力が流れる場合は、直流電源１００から出力された直流電力が双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１において電力変換され、直流電源１０１に入力される。その際、直流電源１００は電力源として動作し、直流電源１０１は負荷として動作する。反対に、直流電源１０１から直流電源１００の方向に電力が流れる場合は、直流電源１０１から出力された直流電力が双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１において電力変換され、直流電源１００に入力される。その際、直流電源１０１は電力源として動作し、直流電源１００は負荷として動作する。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、コンバータ回路部１３０および制御部１３１を備える。コンバータ回路部１３０は、正極端子１０２および負極端子１０３を介して直流電源１００と接続されており、正極端子１０４および負極端子１０５を介して直流電源１０１と接続されている。コンバータ回路部１３０は、電流センサ１０６，１０７と、電圧センサ１０８，１０９と、平滑コンデンサ１１０，１１１と、ブリッジ回路１１２，１１３と、バイパススイッチ１１６，１１７と、共振回路１１８，１１９と、トランス１２０とを備えて構成される。
　電流センサ１０６は、直流電源１００とブリッジ回路１１２の間に接続されており、直流電源１００に流れる電流を検出する。電流センサ１０７は、直流電源１０１とブリッジ回路１１３の間に接続されており、直流電源１０１に流れる電流を検出する。これらの電流センサによる各電流の検出結果は、センサ信号１２３として、コンバータ回路部１３０から制御部１３１へ出力される。
　電圧センサ１０８は、直流電源１００の電圧を検出する。電圧センサ１０９は、直流電源１０１の電圧を検出する。これらの電圧センサによる各電圧の検出結果は、センサ信号１２３として、コンバータ回路部１３０から制御部１３１へ出力される。
　平滑コンデンサ１１０は、直流電源１００に対してブリッジ回路１１２と並列に接続されており、直流電源１００とブリッジ回路１１２の間で入出力される直流電力を平滑化する。平滑コンデンサ１１１は、直流電源１０１に対してブリッジ回路１１３と並列に接続されており、直流電源１０１とブリッジ回路１１３の間で入出力される直流電力を平滑化する。
　ブリッジ回路１１２は、直流電源１００とトランス１２０の一次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する。すなわち、直流電源１００から直流電源１０１の方向に電力が流れる場合において、ブリッジ回路１１２は、直流電源１００から出力された直流電力を交流電力に変換し、トランス１２０の一次側に出力する。反対に、直流電源１０１から直流電源１００の方向に電力が流れる場合において、ブリッジ回路１１２は、トランス１２０の一次側に流れる交流電力を直流電力に変換し、直流電源１００に出力する。
　ブリッジ回路１１３は、直流電源１０１とトランス１２０の二次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する。すなわち、直流電源１００から直流電源１０１の方向に電力が流れる場合において、ブリッジ回路１１３は、トランス１２０の二次側に流れる交流電力を直流電力に変換し、直流電源１０１に出力する。反対に、直流電源１０１から直流電源１００の方向に電力が流れる場合において、ブリッジ回路１１３は、直流電源１０１から出力された直流電力を交流電力に変換し、トランス１２０の二次側に出力する。
　ブリッジ回路１１２，１１３は、２つのレグを有するフルブリッジ回路によりそれぞれ構成されており、各レグは、スイッチング素子１１４とダイオード１１５の並列接続による２つのアームを直列に接続して構成されている。なお、図１ではフルブリッジ回路によるブリッジ回路１１２，１１３の例を示しているが、後述するように、１つのレグで構成されるハーフブリッジ回路でブリッジ回路１１２，１１３を実現してもよい。
　ブリッジ回路１１２，１１３の各スイッチング素子１１４は、制御部１３１から入力されるゲート制御信号１２４に応じてそれぞれ動作し、オンまたはオフいずれかの状態に切り替わる。各スイッチング素子１１４は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal‐Oxide‐Semiconductor Field‐Effect Transistor）を用いて構成される。なお、ＭＯＳＦＥＴの場合、各スイッチング素子１１４のボディダイオードをダイオード１１５として用いてもよい。
　図２は、ブリッジ回路１１２，１１３の構成例を示す図である。図２（ａ）は、図１で示したのと同様に、フルブリッジ回路によるブリッジ回路１１２，１１３の構成例を示している。図２（ａ）の回路構成では、ブリッジ回路１１２，１１３のそれぞれに、スイッチング素子１１４とダイオード１１５が４つずつ配置されている。一方、図２（ｂ）は、ハーフブリッジ回路によるブリッジ回路１１２，１１３の構成例を示している。図２（ｂ）の回路構成では、ブリッジ回路１１２，１１３のそれぞれに、スイッチング素子１１４とダイオード１１５が２つずつ配置されている。
　図１の説明に戻ると、高周波用のトランス１２０は、鉄心の周囲に一次巻線と二次巻線が所定の巻数比でそれぞれ巻回されることにより構成され、一次側と二次側との間で巻数比に応じた交流電力の電圧変換を行う。なお、一次側や二次側に複数の巻線をそれぞれ有する多巻線型のトランス１２０を用いてもよい。
　直流電源１００から直流電源１０１の方向に電力が流れる場合、ブリッジ回路１１２の各スイッチング素子１１４が所定の周期でそれぞれ動作することにより、直流電源１００から供給される直流電力が交流電力に変換され、トランス１２０の一次側から二次側に電圧変換後の交流電力が伝達される。この交流電力は、ブリッジ回路１１３の各ダイオード１１５により整流されて直流電力に変換され、直流電源１０１に出力される。反対に、直流電源１０１から直流電源１００の方向に電力が流れる場合、ブリッジ回路１１３の各スイッチング素子１１４が所定の周期でそれぞれ動作することにより、直流電源１０１から供給される直流電力が交流電力に変換され、トランス１２０の二次側から一次側に電圧変換後の交流電力が伝達される。この交流電力は、ブリッジ回路１１２の各ダイオード１１５により整流されて直流電力に変換され、直流電源１００に出力される。
　共振回路１１８は、トランス１２０の一次側に設けられており、直列接続されたコンデンサＣ１とインダクタＬ１を用いて構成される。なお、コンデンサＣ１とインダクタＬ１の位置を入れ替えてもよい。共振回路１１８の両端間にはバイパススイッチ１１６が接続されている。バイパススイッチ１１６は、例えば各種リレーを用いて構成される。
　バイパススイッチ１１６および共振回路１１８は、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間にそれぞれ接続されている。バイパススイッチ１１６と共振回路１１８とは互いに並列に接続されており、バイパススイッチ１１６の切り替え状態に応じて、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間における共振回路１１８の接続状態が切り替えられる。すなわち、バイパススイッチ１１６が開放（オフ）状態に切り替えられている場合、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間が共振回路１１８を介して接続され、トランス１２０の一次側においてＬＣ共振回路が形成される。一方、バイパススイッチ１１６が導通（オン）状態に切り替えられている場合、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間が共振回路１１８を介さずに接続される。バイパススイッチ１１６の切り替え状態は、制御部１３１から入力されるスイッチ制御信号１３２に応じて制御される。
　共振回路１１９は、トランス１２０の二次側に設けられており、直列接続されたコンデンサＣ２とインダクタＬ２を用いて構成される。なお、コンデンサＣ２とインダクタＬ２の位置を入れ替えてもよい。共振回路１１９の両端間にはバイパススイッチ１１７が接続されている。バイパススイッチ１１７は、例えば各種リレーを用いて構成される。
　バイパススイッチ１１７および共振回路１１９は、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間にそれぞれ接続されている。バイパススイッチ１１７と共振回路１１９とは互いに並列に接続されており、バイパススイッチ１１７の切り替え状態に応じて、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間における共振回路１１９の接続状態が切り替えられる。すなわち、バイパススイッチ１１７が開放（オフ）状態に切り替えられている場合、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間が共振回路１１９を介して接続され、トランス１２０の二次側においてＬＣ共振回路が形成される。一方、バイパススイッチ１１７が導通（オン）状態に切り替えられている場合、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間が共振回路１１９を介さずに接続される。バイパススイッチ１１７の切り替え状態は、制御部１３１から入力されるスイッチ制御信号１３３に応じて制御される。
　制御部１３１は、各センサからのセンサ信号１２３および外部から入力される制御指令１３４に基づいて所定の演算処理を行うことにより、ゲート制御信号１２４およびスイッチ制御信号１３２，１３３を生成する。なお、制御指令１３４は、例えば双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１が搭載されるシステムの操作を行うオペレータにより、不図示の操作部を介して入力される。制御部１３１は、生成したゲート制御信号１２４をブリッジ回路１１２，１１３へ出力するとともに、スイッチ制御信号１３２，１３３をバイパススイッチ１１６，１１７へそれぞれ出力する。これにより、ブリッジ回路１１２，１１３の動作を制御するとともに、バイパススイッチ１１６，１１７の切り替え状態を制御して、直流電源１００と直流電源１０１の間で双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１を介して入出力される直流電力の方向を制御する。制御部１３１は、例えばマイクロコンピュータを用いて構成され、メモリ等に予め記憶されたプログラムを実行することで所望の演算処理を実現する。なお、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等の論理回路をマイクロコンピュータの代わりに用いて、またはマイクロコンピュータと併用して、制御部１３１を構成してもよい。
　図３は、本発明の第１の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて制御部１３１により制御されるバイパススイッチ１１６，１１７の切り替え状態を示す表である。図３の表において、列２０１，２０２はスイッチ制御信号１３２，１３３の状態をそれぞれ表し、列２０３，２０４はバイパススイッチ１１６，１１７の切り替え状態をそれぞれ表している。また、列２０５は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の動作モード（電力の流れる向き）を表している。
　本実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１において、直流電源１００から直流電源１０１の方向（順方向）に流れる直流電力の変換を行う場合、制御部１３１は図３の表に示すように、スイッチ制御信号１３２を「０」、すなわちローレベルで出力し、スイッチ制御信号１３３を「１」、すなわちハイレベルで出力する。これにより、バイパススイッチ１１６（Ｓ１）が開放状態に、バイパススイッチ１１７（Ｓ２）が導通状態にそれぞれ切り替えられる。その結果、共振回路１１８がブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間に接続され、トランス１２０の一次側においてＬＣ共振回路が形成される。制御部１３１は、このＬＣ共振回路を介して順方向に電力が流れるように、ブリッジ回路１１２の各スイッチング素子１１４をスイッチング動作させることで、モード１の動作を実施する。
　一方、直流電源１０１から直流電源１００の方向（逆方向）に流れる直流電力の変換を行う場合、制御部１３１は図３の表に示すように、スイッチ制御信号１３２を「１」、すなわちハイレベルで出力し、スイッチ制御信号１３３を「０」、すなわちローレベルで出力する。これにより、バイパススイッチ１１６（Ｓ１）が導通状態に、バイパススイッチ１１７（Ｓ２）が開放状態にそれぞれ切り替えられる。その結果、共振回路１１９がブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間に接続され、トランス１２０の二次側においてＬＣ共振回路が形成される。制御部１３１は、このＬＣ共振回路を介して逆方向に電力が流れるように、ブリッジ回路１１３の各スイッチング素子１１４をスイッチング動作させることで、モード２の動作を実施する。
　図４は、制御部１３１によるバイパススイッチ１１６，１１７の切り替え制御を説明する図である。制御部１３１は、図４に示すように、スイッチ制御信号１３２，１３３を所定のタイミングでそれぞれ変化させてバイパススイッチ１１６（Ｓ１），１１７（Ｓ２）を切り替えるとともに、ブリッジ回路１１２，１１３に対してゲート制御信号１２４を出力し、各スイッチング素子１１４（Ｇ１～Ｇ８）をスイッチング動作させる。これにより、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１において、順方向に電力が流れるモード１の動作と、逆方向に電力が流れるモード２の動作とを、交互に実施する。
　具体的には、例えば以下のように、制御部１３１がスイッチ制御信号１３２，１３３およびゲート制御信号１２４を出力する。まず、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の電源投入時点では、バイパススイッチ１１６（Ｓ１），１１７（Ｓ２）がいずれも開放状態となっている。その後、時刻ｔ０において制御部１３１は、スイッチ制御信号１３３をローレベルからハイレベルに変化させることで、バイパススイッチ１１７を導通状態に切り替える。これにより、トランス１２０の一次側では共振回路１１８が接続され、二次側では共振回路１１９が接続されていない状態とする。
　次に、時刻ｔ１において制御部１３１は、ブリッジ回路１１２の各スイッチング素子１１４に対してゲート制御信号１２４の出力を開始する。これにより、ブリッジ回路１１２の動作が開始され、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１がモード１で動作することで、トランス１２０の一次側から二次側への電力変換が行われる。その結果、直流電源１００から直流電源１０１の方向に電流が流れる。
　モード１からモード２へ切り替える場合、まず時刻ｔ２において制御部１３１は、ブリッジ回路１１２の各スイッチング素子１１４に対するゲート制御信号１２４の出力を停止する。そして、ブリッジ回路１１３から直流電源１０１への出力電力が所定値未満、例えば１［Ｗ］未満になると、時刻ｔ３において制御部１３１は、スイッチ制御信号１３３をハイレベルからローレベルに変化させることで、バイパススイッチ１１７を開放状態に切り替える。その後、時刻ｔ４において制御部１３１は、スイッチ制御信号１３２をローレベルからハイレベルに変化させることで、バイパススイッチ１１６を導通状態に切り替える。これにより、トランス１２０の一次側では共振回路１１８が接続されておらず、二次側では共振回路１１９が接続されている状態とする。
　次に、時刻ｔ５において制御部１３１は、ブリッジ回路１１３の各スイッチング素子１１４に対してゲート制御信号１２４の出力を開始する。これにより、ブリッジ回路１１３の動作が開始され、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１がモード２で動作することで、トランス１２０の二次側から一次側への電力変換が行われる。その結果、直流電源１０１から直流電源１００の方向に電流が流れる。このときゲート制御信号１２４の出力には、モード１からモード２への切り替え時に、時刻ｔ２から時刻ｔ５までの期間に相当する遅延が生じる。
　モード２からモード１へ切り替える場合も、前述のモード１からモード２への切り替え時と同様の制御を行う。すなわち、まず時刻ｔ７において制御部１３１は、ブリッジ回路１１３の各スイッチング素子１１４に対するゲート制御信号１２４の出力を停止する。そして、ブリッジ回路１１２から直流電源１００への出力電力が所定値未満になると、時刻ｔ８において制御部１３１は、スイッチ制御信号１３２をハイレベルからローレベルに変化させることで、バイパススイッチ１１６を開放状態に切り替える。その後、時刻ｔ９において制御部１３１は、スイッチ制御信号１３３をローレベルからハイレベルに変化させることで、バイパススイッチ１１７を導通状態に切り替える。これにより、前述の時刻ｔ０と同様に、トランス１２０の一次側では共振回路１１８が接続され、二次側では共振回路１１９が接続されていない状態とする。こうしてバイパススイッチ１１６，１１７を切り替えた後、時刻ｔ１０において制御部１３１は、ブリッジ回路１１２の各スイッチング素子１１４に対してゲート制御信号１２４の出力を開始する。これにより、ブリッジ回路１１２の動作が開始され、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１がモード１で動作することで、トランス１２０の一次側から二次側への電力変換が行われる。その結果、直流電源１００から直流電源１０１の方向に電流が流れる。
　制御部１３１は、以上説明したように、スイッチ制御信号１３２，１３３およびゲート制御信号１２４の出力を制御する。これにより、モード切り替え時における双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１内での急激な電流変化や電圧変化を抑制し、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１内の各部品を保護することができる。
　図５は、制御部１３１の機能構成図である。制御部１３１は、その機能として、ゲート制御信号生成部５０１およびスイッチ制御信号生成部５０２の各機能ブロックを有する。制御部１３１は、例えば所定のプログラムを実行することで、これらの機能ブロックを実現することができる。
　ゲート制御信号生成部５０１は、各センサからのセンサ信号１２３が示す直流電源１００，１０１の電圧および電流と、外部から入力される制御指令１３４とに基づいて、ゲート制御信号１２４を生成する。このときゲート制御信号生成部５０１は、センサ信号１２３および制御指令１３４に基づいて、図３，図４で説明した前述のモード１またはモード２のいずれかを選択する。そして、選択した制御モードに応じて、直流電源１００と直流電源１０１の間における電力の流れ方向を決定し、これに従ってゲート制御信号１２４を生成する。
　スイッチ制御信号生成部５０２は、各センサからのセンサ信号１２３が示す直流電源１００，１０１の電圧および電流と、ゲート制御信号生成部５０１が生成したゲート制御信号１２４とに基づいて、スイッチ制御信号１３２，１３３を生成する。そして、生成したスイッチ制御信号１３２，１３３をバイパススイッチ１１６，１１７にそれぞれ出力することで、バイパススイッチ１１６，１１７の動作を制御する。
　制御部１３１は、以上説明した各機能ブロックの処理により、電流センサ１０６，１０７でそれぞれ検出された直流電源１００，１０１の電流と、電圧センサ１０８，１０９でそれぞれ検出された直流電源１００，１０１の電圧と、外部から入力される制御指令１３４とに基づいて、直流電源１００と直流電源１０１の間における電力の流れ方向を決定し、ゲート制御信号１２４およびスイッチ制御信号１３２，１３３を生成することができる。
　図６は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１における各部品の配置例を示す図である。図６の配置例では、回路基板６００にコンバータ回路部１３０の各部品、すなわち電圧センサ１０８，１０９と、平滑コンデンサ１１０，１１１と、ブリッジ回路１１２，１１３と、バイパススイッチ１１６，１１７と、共振回路１１８，１１９と、トランス１２０とを備えて構成される。なお、図６では電流センサ１０６，１０７の図示を省略している。
　回路基板６００は、トランス１２０によって形成される絶縁境界線６０１により、一次側（入力側）と二次側（出力側）に電気的に分離される。
　なお、図６に示した回路基板６００では、バイパススイッチ１１６，１１７および共振回路１１８，１１９が全て同一の基板上に配置されているが、これらを別々の基板上に搭載することも可能である。例えば、回路基板６００から所定の間隔を離して平行に配置された別の基板を設け、この基板上にバイパススイッチ１１６，１１７を搭載するようにしてもよい。このようにすれば、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１における各部品の搭載スペースを削減し、小型化を図ることができる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、直流電源１００と直流電源１０１との間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータである。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、トランス１２０と、直流電源１００とトランス１２０の一次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換するブリッジ回路１１２と、直流電源１０１とトランス１２０の二次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換するブリッジ回路１１３と、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間に接続可能な共振回路１１８と、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間に接続可能な共振回路１１９と、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間における共振回路１１８の接続状態を切り替えるバイパススイッチ１１６と、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間における共振回路１１９の接続状態を切り替えるバイパススイッチ１１７と、バイパススイッチ１１６およびバイパススイッチ１１７をそれぞれ制御する制御部１３１とを備える。このようにしたので、直流電源１００と直流電源１０１の間で双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１を介して入出力される直流電力の方向に応じて、トランス１２０の一次側または二次側にＬＣ共振回路を形成し、このＬＣ共振回路を用いて電力変換を実施可能な双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１を実現できる。そのため、出力電圧の範囲を改善して高い制御安定性を有する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。
（２）共振回路１１８および共振回路１１９は、直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬ１，Ｌ２を用いてそれぞれ構成される。このようにしたので、共振回路１１８，１１９を接続することで、トランス１２０の一次側または二次側にＬＣ共振回路を容易に形成することができる。
（３）共振回路１１８は、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間にバイパススイッチ１１６と並列に接続されている。制御部１３１によりバイパススイッチ１１６が開放されると、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間が共振回路１１８を介して接続され、制御部１３１によりバイパススイッチ１１６が導通されると、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間が共振回路１１８を介さずに接続される。また、共振回路１１９は、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間にバイパススイッチ１１７と並列に接続されている。制御部１３１によりバイパススイッチ１１７が開放されると、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間が共振回路１１９を介して接続され、制御部１３１によりバイパススイッチ１１７が導通されると、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間が共振回路１１９を介さずに接続される。このようにしたので、バイパススイッチ１１６，１１７を用いて、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０との間における共振回路１１８，１１９の接続状態を、それぞれ確実に切り替えることができる。
（４）制御部１３１は、直流電源１００から直流電源１０１の方向に流れる直流電力の変換を行う場合（モード１の場合）は、バイパススイッチ１１６を開放させるとともにバイパススイッチ１１７を導通させるように、バイパススイッチ１１６およびバイパススイッチ１１７を制御する。また、直流電源１０１から直流電源１００の方向に流れる直流電力の変換を行う場合（モード２の場合）は、バイパススイッチ１１６を導通させるとともにバイパススイッチ１１７を開放させるように、バイパススイッチ１１６およびバイパススイッチ１１７を制御する。このようにしたので、直流電源１００と直流電源１０１の間で双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１を介して入出力される直流電力の方向に応じて、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０との間における共振回路１１８，１１９の接続状態がそれぞれ適切となるように、バイパススイッチ１１６，１１７の切り替え制御を行うことができる。
（５）双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、直流電源１００の電圧を検出する電圧センサ１０８と、直流電源１００に流れる電流を検出する電流センサ１０６と、直流電源１０１の電圧を検出する電圧センサ１０９と、直流電源１０１に流れる電流を検出する電流センサ１０７とを備える。制御部１３１は、電圧センサ１０８，１０９でそれぞれ検出された電圧と、電流センサ１０６，１０７でそれぞれ検出された電流と、外部から入力される制御指令１３４とに基づいて、直流電源１００と直流電源１０１の間における直流電力の方向を制御する。このようにしたので、制御部１３１において、直流電力の方向を適切に制御することができる。
（６）バイパススイッチ１１６，１１７は、リレーを用いてそれぞれ構成することができる。このようにすれば、耐環境性や信頼性の高いバイパススイッチ１１６，１１７を安価に実現できる。
（７）ブリッジ回路１１２，１１３は、ハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路を用いてそれぞれ構成される。このようにしたので、任意の回路構成によりブリッジ回路１１２，１１３を実現することができる。
（８）双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、ブリッジ回路１１２の動作を停止した後、ブリッジ回路１１２からの出力電力が所定値未満となったときに、ブリッジ回路１１３の動作を開始する。また、ブリッジ回路１１３の動作を停止した後、ブリッジ回路１１３からの出力電力が所定値未満となったときに、ブリッジ回路１１２の動作を開始する。このようにしたので、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１内での急激な電流変化や電圧変化を抑制し、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１内の各部品を保護することができる。
（第２の実施形態）
　図７は、本発明の第２の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。図７に示す双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａは、第１の実施形態で説明した双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１と同様に、直流電源１００と直流電源１０１の間に接続されており、直流電源１００と直流電源１０１の間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａと、第１の実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１との違いは、コンバータ回路部１３０において、共振回路１１８，１１９とそれぞれ並列にバイパス経路３０１，３０２が設けられており、バイパススイッチ１１６，１１７が共振回路１１８，１１９とバイパス経路３０１，３０２との間でそれぞれ切り替え可能に構成されている点である。これ以外の点では、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１と双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａとは共通である。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａにおいて、共振回路１１８およびバイパス経路３０１は、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間にバイパススイッチ１１６を介してそれぞれ接続されている。バイパススイッチ１１６は、制御部１３１から出力されるスイッチ制御信号１３２に応じて、トランス１２０の一次側の接続先を共振回路１１８またはバイパス経路３０１のいずれかに切り替える。同様に、共振回路１１９およびバイパス経路３０２は、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間にバイパススイッチ１１７を介してそれぞれ接続されている。バイパススイッチ１１７は、トランス１２０の二次側の接続先を共振回路１１９またはバイパス経路３０２のいずれかに切り替える。これにより、第１の実施形態と同様に、直流電源１００と直流電源１０１の間で双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａを介して入出力される直流電力の方向に応じて、トランス１２０の一次側または二次側にＬＣ共振回路を形成し、このＬＣ共振回路を用いて電力変換を実施可能な双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１を実現している。
　図８は、本発明の第２の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて制御部１３１により制御されるバイパススイッチ１１６，１１７の切り替え状態を示す表である。図８の表において、列２１１，２１２はスイッチ制御信号１３２，１３３の状態をそれぞれ表し、列２１３，２１４はバイパススイッチ１１６，１１７の切り替え状態をそれぞれ表している。また、列２１５は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａの動作モード（電力の流れる向き）を表している。
　本実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａにおいて、直流電源１００から直流電源１０１の方向（順方向）に流れる直流電力の変換を行う場合、制御部１３１は図８の表に示すように、スイッチ制御信号１３２を「０」、すなわちローレベルで出力し、スイッチ制御信号１３３を「１」、すなわちハイレベルで出力する。これにより、バイパススイッチ１１６（Ｓ１）が共振回路１１８側に接続された状態に、バイパススイッチ１１７（Ｓ２）がバイパス経路３０２側に接続された状態にそれぞれ切り替えられる。その結果、共振回路１１８がブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間に接続され、トランス１２０の一次側においてＬＣ共振回路が形成される。制御部１３１は、このＬＣ共振回路を介して順方向に電力が流れるように、ブリッジ回路１１２の各スイッチング素子１１４をスイッチング動作させることで、モード１の動作を実施する。
　一方、直流電源１０１から直流電源１００の方向（逆方向）に流れる直流電力の変換を行う場合、制御部１３１は図８の表に示すように、スイッチ制御信号１３２を「１」、すなわちハイレベルで出力し、スイッチ制御信号１３３を「０」、すなわちローレベルで出力する。これにより、バイパススイッチ１１６（Ｓ１）がバイパス経路３０１側に接続された状態に、バイパススイッチ１１７（Ｓ２）が共振回路１１９側に接続された状態にそれぞれ切り替えられる。その結果、共振回路１１９がブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間に接続され、トランス１２０の二次側においてＬＣ共振回路が形成される。制御部１３１は、このＬＣ共振回路を介して逆方向に電力が流れるように、ブリッジ回路１１３の各スイッチング素子１１４をスイッチング動作させることで、モード２の動作を実施する。
　なお、本実施形態においても、制御部１３１は、第１の実施形態で説明した図４と同様の手順により、スイッチ制御信号１３２，１３３およびゲート制御信号１２４の出力制御を行う。これにより、順方向に電力が流れるモード１の動作と、逆方向に電力が流れるモード２の動作とを、交互に実施することができる。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａは、共振回路１１８と並列に設けられたバイパス経路３０１を備える。共振回路１１８およびバイパス経路３０１は、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間にバイパススイッチ１１６を介してそれぞれ接続されており、バイパススイッチ１１６は、トランス１２０の一次側の接続先を共振回路１１８またはバイパス経路３０１のいずれかに切り替える。また、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａは、共振回路１１９と並列に設けられたバイパス経路３０２を備える。共振回路１１９およびバイパス経路３０２は、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間にバイパススイッチ１１７を介してそれぞれ接続されており、バイパススイッチ１１７は、トランス１２０の二次側の接続先を共振回路１１９またはバイパス経路３０２のいずれかに切り替える。このようにしたので、第１の実施形態と同様に、バイパススイッチ１１６，１１７を用いて、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０との間における共振回路１１８，１１９の接続状態を、それぞれ確実に切り替えることができる。
　さらに、制御部１３１は、直流電源１００から直流電源１０１の方向に流れる直流電力の変換を行う場合（モード１の場合）は、トランス１２０の一次側の接続先を共振回路１１８に切り替えるとともにトランス１２０の二次側の接続先をバイパス経路３０２に切り替えるように、バイパススイッチ１１６およびバイパススイッチ１１７を制御する。また、直流電源１０１から直流電源１００の方向に流れる直流電力の変換を行う場合（モード２の場合）は、トランス１２０の一次側の接続先をバイパス経路３０１に切り替えるとともにトランス１２０の二次側の接続先を共振回路１１９に切り替えるように、バイパススイッチ１１６およびバイパススイッチ１１７を制御する。このようにしたので、第１の実施形態と同様に、直流電源１００と直流電源１０１の間で双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａを介して入出力される直流電力の方向に応じて、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０との間における共振回路１１８，１１９の接続状態がそれぞれ適切となるように、バイパススイッチ１１６，１１７の切り替え制御を行うことができる。
（第３の実施形態）
　図９は、本発明の第３の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。図９に示す双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂは、第１の実施形態で説明した双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１と同様に、直流電源１００と直流電源１０１の間に接続されており、直流電源１００と直流電源１０１の間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂと、第１の実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１との違いは、コンバータ回路部１３０において、共振回路１１８，１１９がインダクタＬ１，Ｌ２をそれぞれ有しておらず、トランス１２０の一次側と二次側にそれぞれ存在する漏れ磁束Ｌｐ，Ｌｓを代わりに用いて共振回路１１８，１１９を構成している点である。これ以外の点では、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１と双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂとは共通である。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂにおいて、共振回路１１８を構成するコンデンサＣ１は、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間にバイパススイッチ１１６と並列に接続されている。制御部１３１によりバイパススイッチ１１６が開放されると、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間がコンデンサＣ１を介して接続され、このコンデンサＣ１とトランス１２０の漏れ磁束Ｌｐとにより、トランス１２０の一次側にＬＣ共振回路が形成される。一方、制御部１３１によりバイパススイッチ１１６が導通されると、ブリッジ回路１１２とトランス１２０の一次側との間がコンデンサＣ１を介さずに接続されるため、トランス１２０の一次側にはＬＣ共振回路が形成されない。
　また、共振回路１１９を構成するコンデンサＣ２は、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間にバイパススイッチ１１７と並列に接続されている。制御部１３１によりバイパススイッチ１１７が開放されると、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の二次側との間がコンデンサＣ２を介して接続され、このコンデンサＣ２とトランス１２０の漏れ磁束Ｌｓとにより、トランス１２０の二次側にＬＣ共振回路が形成される。一方、制御部１３１によりバイパススイッチ１１７が導通されると、ブリッジ回路１１３とトランス１２０の一次側との間がコンデンサＣ２を介さずに接続されるため、トランス１２０の二次側にはＬＣ共振回路が形成されない。
　なお、本実施形態においても、制御部１３１は、第１の実施形態で説明した図４と同様の手順により、スイッチ制御信号１３２，１３３およびゲート制御信号１２４の出力制御を行う。これにより、順方向に電力が流れるモード１の動作と、逆方向に電力が流れるモード２の動作とを、交互に実施することができる。
　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｂにおいて、共振回路１１８は、トランス１２０の一次側の漏れ磁束ＬｐとコンデンサＣ１を用いて構成され、共振回路１１９は、トランス１２０の二次側の漏れ磁束ＬｓとコンデンサＣ２を用いて構成される。このようにしたので、インダクタＬ１，Ｌ２を用いることなく共振回路１１８，１１９を構成することができる。
（第４の実施形態）
　図１０は、本発明の第４の実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成図である。図１０に示す双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃは、第１の実施形態で説明した双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１と同様に、直流電源１００と直流電源１０１の間に接続されており、直流電源１００と直流電源１０１の間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータである。
　本実施形態の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ｃでは、第２、第３の実施形態でそれぞれ説明した双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの特徴が組み合わせられている。すなわち、コンバータ回路部１３０において、共振回路１１８，１１９のコンデンサＣ１，Ｃ２とそれぞれ並列にバイパス経路３０１，３０２が設けられており、バイパススイッチ１１６，１１７がコンデンサＣ１，Ｃ２とバイパス経路３０１，３０２との間でそれぞれ切り替え可能に構成されている。また、共振回路１１８，１１９がインダクタＬ１，Ｌ２をそれぞれ有しておらず、トランス１２０の一次側と二次側にそれぞれ存在する漏れ磁束Ｌｐ，Ｌｓを代わりに用いて共振回路１１８，１１９を構成している。
　なお、本実施形態においても、制御部１３１は、第１の実施形態で説明した図４と同様の手順により、スイッチ制御信号１３２，１３３およびゲート制御信号１２４の出力制御を行う。これにより、順方向に電力が流れるモード１の動作と、逆方向に電力が流れるモード２の動作とを、交互に実施することができる。
　以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、第１～第３の各実施形態で説明したのと同様の効果を奏することができる。
　なお、以上説明した第１～第４の各実施形態において、電流センサ１０６，１０７のいずれか一方または両方を、直流電源１００，１０１とブリッジ回路１１２，１１３の間ではなく、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０の間に設置するようにしてもよい。あるいは、直流電源１００，１０１とブリッジ回路１１２，１１３の間と、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０の間との両方に、電流センサ１０６，１０７を設置してもよい。このようにすれば、電流センサ１０６，１０７により、ブリッジ回路１１２，１１３とトランス１２０の一次側、二次側との間に流れる電流をそれぞれ検出することができる。そして、これらの電流検出結果に基づいて、制御部１３１がゲート制御信号１２４およびスイッチ制御信号１３２，１３３を生成することで、直流電力の方向を適切に制御することができる。
　本発明は上述した実施形態や変形例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。例えば、上記実施形態は本発明を分かりやすく説明するためのものであり、必ずしも全ての構成要素を含む必要はない。本発明を逸脱しない範囲で、任意の構成要素の追加、削除、置換が可能である。
　１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ：双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ、１００，１０１：直流電源、１０２，１０４：正極端子、１０３，１０５：負極端子、１０６，１０７：電流センサ、１０８，１０９：電圧センサ、１１０，１１１：平滑コンデンサ、１１２，１１３：ブリッジ回路、１１４：スイッチング素子、１１５：ダイオード、１１６，１１７：バイパススイッチ、１１８，１１９：共振回路、１２０：トランス、１２３：センサ信号、１２４：ゲート制御信号、１３０：コンバータ回路部、１３１：制御部、１３２，１３３：スイッチ制御信号、１３４：制御指令、３０１，３０２：バイパス経路

Claims (19)

  1. 　第１の直流電源と第２の直流電源との間で直流電力を双方向に電力変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　トランスと、
    　前記第１の直流電源と前記トランスの一次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する第１のブリッジ回路と、
    　前記第２の直流電源と前記トランスの二次側との間で入出力される直流電力と交流電力とを相互に変換する第２のブリッジ回路と、
    　前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に接続可能な第１の共振回路と、
    　前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に接続可能な第２の共振回路と、
    　前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間における前記第１の共振回路の接続状態を切り替える第１のバイパススイッチと、
    　前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間における前記第２の共振回路の接続状態を切り替える第２のバイパススイッチと、
    　前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチをそれぞれ制御する制御部と、を備える双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１の共振回路および前記第２の共振回路は、直列接続されたコンデンサとインダクタを用いてそれぞれ構成される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　請求項２に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１の共振回路は、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に前記第１のバイパススイッチと並列に接続されており、
    　前記制御部により前記第１のバイパススイッチが開放されると、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間が前記第１の共振回路を介して接続され、
    　前記制御部により前記第１のバイパススイッチが導通されると、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間が前記第１の共振回路を介さずに接続される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　請求項３に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第２の共振回路は、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に前記第２のバイパススイッチと並列に接続されており、
    　前記制御部により前記第２のバイパススイッチが開放されると、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間が前記第２の共振回路を介して接続され、
    　前記制御部により前記第２のバイパススイッチが導通されると、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間が前記第２の共振回路を介さずに接続される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　請求項２に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１の共振回路と並列に設けられた第１のバイパス経路を備え、
    　前記第１の共振回路および前記第１のバイパス経路は、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に前記第１のバイパススイッチを介してそれぞれ接続されており、
    　前記第１のバイパススイッチは、前記トランスの一次側の接続先を前記第１の共振回路または前記第１のバイパス経路のいずれかに切り替える双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　請求項５に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第２の共振回路と並列に設けられた第２のバイパス経路を備え、
    　前記第２の共振回路および前記第２のバイパス経路は、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に前記第２のバイパススイッチを介してそれぞれ接続されており、
    　前記第２のバイパススイッチは、前記トランスの二次側の接続先を前記第２の共振回路または前記第２のバイパス経路のいずれかに切り替える双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１の共振回路は、前記トランスの一次側の漏れ磁束と第１のコンデンサを用いて構成され、
    　前記第２の共振回路は、前記トランスの二次側の漏れ磁束と第２のコンデンサを用いて構成される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 　請求項７に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１のコンデンサは、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に前記第１のバイパススイッチと並列に接続されており、
    　前記制御部により前記第１のバイパススイッチが開放されると、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間が前記第１のコンデンサを介して接続され、
    　前記制御部により前記第１のバイパススイッチが導通されると、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間が前記第１のコンデンサを介さずに接続される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 　請求項８に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第２のコンデンサは、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に前記第２のバイパススイッチと並列に接続されており、
    　前記制御部により前記第２のバイパススイッチが開放されると、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間が前記第２のコンデンサを介して接続され、
    　前記制御部により前記第２のバイパススイッチが導通されると、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間が前記第２のコンデンサを介さずに接続される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  10. 　請求項７に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１のコンデンサと並列に設けられた第１のバイパス経路を備え、
    　前記第１のコンデンサおよび前記第１のバイパス経路は、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に前記第１のバイパススイッチを介してそれぞれ接続されており、
    　前記第１のバイパススイッチは、前記トランスの一次側の接続先を前記第１のコンデンサまたは前記第１のバイパス経路のいずれかに切り替える双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  11. 　請求項１０に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第２のコンデンサと並列に設けられた第２のバイパス経路を備え、
    　前記第２のコンデンサおよび前記第２のバイパス経路は、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に前記第２のバイパススイッチを介してそれぞれ接続されており、
    　前記第２のバイパススイッチは、前記トランスの二次側の接続先を前記第２のコンデンサまたは前記第２のバイパス経路のいずれかに切り替える双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  12. 　請求項４または９に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記制御部は、
    　前記第１の直流電源から前記第２の直流電源の方向に流れる直流電力の変換を行う場合は、前記第１のバイパススイッチを開放させるとともに前記第２のバイパススイッチを導通させるように、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチを制御し、
    　前記第２の直流電源から前記第１の直流電源の方向に流れる直流電力の変換を行う場合は、前記第１のバイパススイッチを導通させるとともに前記第２のバイパススイッチを開放させるように、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチを制御する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  13. 　請求項６に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記制御部は、
    　前記第１の直流電源から前記第２の直流電源の方向に流れる直流電力の変換を行う場合は、前記トランスの一次側の接続先を前記第１の共振回路に切り替えるとともに前記トランスの二次側の接続先を前記第２のバイパス経路に切り替えるように、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチを制御し、
    　前記第２の直流電源から前記第１の直流電源の方向に流れる直流電力の変換を行う場合は、前記トランスの一次側の接続先を前記第１のバイパス経路に切り替えるとともに前記トランスの二次側の接続先を前記第２の共振回路に切り替えるように、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチを制御する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  14. 　請求項１１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記制御部は、
    　前記第１の直流電源から前記第２の直流電源の方向に流れる直流電力の変換を行う場合は、前記トランスの一次側の接続先を前記第１のコンデンサに切り替えるとともに前記トランスの二次側の接続先を前記第２のバイパス経路に切り替えるように、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチを制御し、
    　前記第２の直流電源から前記第１の直流電源の方向に流れる直流電力の変換を行う場合は、前記トランスの一次側の接続先を前記第１のバイパス経路に切り替えるとともに前記トランスの二次側の接続先を前記第２のコンデンサに切り替えるように、前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチを制御する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  15. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１の直流電源の電圧を検出する第１の電圧センサと、
    　前記第１の直流電源に流れる電流、および／または、前記第１のブリッジ回路と前記トランスの一次側との間に流れる電流を検出する第１の電流センサと、
    　前記第２の直流電源の電圧を検出する第２の電圧センサと、
    　前記第２の直流電源に流れる電流、および／または、前記第２のブリッジ回路と前記トランスの二次側との間に流れる電流を検出する第２の電流センサと、を備え、
    　前記制御部は、前記第１の電圧センサおよび前記第２の電圧センサでそれぞれ検出された電圧と、前記第１の電流センサおよび前記第２の電流センサでそれぞれ検出された電流と、外部から入力される制御指令とに基づいて、前記直流電力の方向を制御する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  16. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチは、リレーを用いてそれぞれ構成される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  17. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１のブリッジ回路および前記第２のブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路を用いてそれぞれ構成される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  18. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１の共振回路および前記第２の共振回路は、第１の回路基板に搭載されており、
    　前記第１のバイパススイッチおよび前記第２のバイパススイッチは、第２の回路基板に搭載されており、
    　前記第１の回路基板と前記第２の回路基板とは、所定の間隔を離して互いに平行に配置される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  19. 　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
    　前記第１のブリッジ回路の動作を停止した後、前記第１のブリッジ回路からの出力電力が所定値未満となったときに、前記第２のブリッジ回路の動作を開始し、
    　前記第２のブリッジ回路の動作を停止した後、前記第２のブリッジ回路からの出力電力が前記所定値未満となったときに、前記第１のブリッジ回路の動作を開始する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
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