JPH04210775A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH04210775A JPH04210775A JP2409977A JP40997790A JPH04210775A JP H04210775 A JPH04210775 A JP H04210775A JP 2409977 A JP2409977 A JP 2409977A JP 40997790 A JP40997790 A JP 40997790A JP H04210775 A JPH04210775 A JP H04210775A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
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- H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［０００１１
【産業上の利用分野］本発明は、インダクタとキャパシ
タの共振作用を利用した共振形スイッチング電源装置に
利用する。特に、そのスイッチング部に関する。 ［０００２］ 【従来の技術】従来、この種の固定周波数制御が可能な
共振形電源技術としては、部分電圧共振コンバータがあ
る（電子技術１９９０−３号）。図４に部分電圧共振コ
ンバータの回路構成を示し、図５に部分電圧共振コンバ
ータの各部動作波形を示す。以下、各動作モードを説明
する。 ［０００３３（１）モード１ （時刻ｔ＋−ｔｚ）主ス
イッチ素子Ｓ １ （２０１）がオン状態のときにトラ
ンスの漏れインダクタンスを利用した共振用インダクタ
し、 （２０２）には励磁電流が流れ、その値は直線的
に増加する。 ［０００４］ （２）モード２（時刻ｔ２〜ｔ３）主ス
イッチ素子Ｓ １ （２０１）がオフする（時刻ｔ２）
と、それまで主スイッチ素子Ｓ １ （２０１）を流れ
ていた電流が共振用キャパシタＣ，（２０３）へ流入す
るので共振用キャパシタＣ，（２０３）の電圧Ｖｅ ｒ
は正弦波状に立ち上る。 ［０００５］ （３）モード３（時刻ｔ３〜１４）共振
用インダクタＬ、 （２０２）からの共振電流により充
電された共振用キャパシタＣ，（２０３）の電圧（主ス
イッチ素子Ｓ １ （２０１）の電圧）がクランプ用キ
ャパシタｃ。 （２０４）の充電電圧に達すると、クランプダイオード
Ｄ３（２０８）がオンし、主スイッチ素子Ｓ １ （２
０１）の電圧は一定値にクランプされる。巻線Ｎ、と同
じ巻数を持つクランプ巻線Ｎｃからも補助スイッチ素子
Ｓ ２ （２０６）の奇生ダイオードＤ ２ （２０５
）を通じてクランプ用キャパシタＣ、（２０４）へ電流
が流入する。 ［０００６］ （４）モード４（時刻ｔ４〜ｔ５）寄生
ダイオードＤ ２ （２０５）とクランプ用ダイオード
Ｄ３ （２０８） とを通ってクランプ用キャパシタ
Ｃｃ（２０４）へ流入する電流が零となる以前に補助ス
イッチ素子５２（２０６）をオンさせると、クランプ巻
線Ｎｃ の電圧によるクランプ用キャパシタＣ，（２０
４）の放電が生じ、時刻ｔ３〜ｔ４ にわたりクランプ
用キャパシタＣ，（２０４）に蓄えられる電荷は巻線Ｎ
、を通して入力側に返還される。 ［０００７］ （５）モード５（時刻ｔ５〜ｔｓ ）補
助スイッチ素子Ｓ２をオフさせる（時刻ｔ５）と、それ
までクランプ用キャパシタＣｃ（２０４）を流れていた
電流は共振用インダクタＬ、 （２０２）へと流れて共
振用インダクタＬ、 （２０２）と共振用キャパシタ
Ｃ，（２０３）との共振に移るので、共振用キャパシタ
Ｃ，（２０３）の電圧は正弦波状に落ちる。 ［０００８］ （６）モード６（時刻ｔ６〜ｔｙ）共振
用キャパシタＣ，（２０３）の放電が完了する（時刻ｔ
ｓ）と、共振用インダクタＬ、 （２０２）の電流は
主スイッチＳ １ （２０１）の奇生ダイオードＤ Ｉ
（２０７）へと移行する。この期間に主スイッチ素子
Ｓ １ （２０１）の電圧は零であることから、この間
に主スイッチ素子Ｓ １ （２０１）をオンさせればゼ
ロクロスが実現される。 ［０００９］
タの共振作用を利用した共振形スイッチング電源装置に
利用する。特に、そのスイッチング部に関する。 ［０００２］ 【従来の技術】従来、この種の固定周波数制御が可能な
共振形電源技術としては、部分電圧共振コンバータがあ
る（電子技術１９９０−３号）。図４に部分電圧共振コ
ンバータの回路構成を示し、図５に部分電圧共振コンバ
ータの各部動作波形を示す。以下、各動作モードを説明
する。 ［０００３３（１）モード１ （時刻ｔ＋−ｔｚ）主ス
イッチ素子Ｓ １ （２０１）がオン状態のときにトラ
ンスの漏れインダクタンスを利用した共振用インダクタ
し、 （２０２）には励磁電流が流れ、その値は直線的
に増加する。 ［０００４］ （２）モード２（時刻ｔ２〜ｔ３）主ス
イッチ素子Ｓ １ （２０１）がオフする（時刻ｔ２）
と、それまで主スイッチ素子Ｓ １ （２０１）を流れ
ていた電流が共振用キャパシタＣ，（２０３）へ流入す
るので共振用キャパシタＣ，（２０３）の電圧Ｖｅ ｒ
は正弦波状に立ち上る。 ［０００５］ （３）モード３（時刻ｔ３〜１４）共振
用インダクタＬ、 （２０２）からの共振電流により充
電された共振用キャパシタＣ，（２０３）の電圧（主ス
イッチ素子Ｓ １ （２０１）の電圧）がクランプ用キ
ャパシタｃ。 （２０４）の充電電圧に達すると、クランプダイオード
Ｄ３（２０８）がオンし、主スイッチ素子Ｓ １ （２
０１）の電圧は一定値にクランプされる。巻線Ｎ、と同
じ巻数を持つクランプ巻線Ｎｃからも補助スイッチ素子
Ｓ ２ （２０６）の奇生ダイオードＤ ２ （２０５
）を通じてクランプ用キャパシタＣ、（２０４）へ電流
が流入する。 ［０００６］ （４）モード４（時刻ｔ４〜ｔ５）寄生
ダイオードＤ ２ （２０５）とクランプ用ダイオード
Ｄ３ （２０８） とを通ってクランプ用キャパシタ
Ｃｃ（２０４）へ流入する電流が零となる以前に補助ス
イッチ素子５２（２０６）をオンさせると、クランプ巻
線Ｎｃ の電圧によるクランプ用キャパシタＣ，（２０
４）の放電が生じ、時刻ｔ３〜ｔ４ にわたりクランプ
用キャパシタＣ，（２０４）に蓄えられる電荷は巻線Ｎ
、を通して入力側に返還される。 ［０００７］ （５）モード５（時刻ｔ５〜ｔｓ ）補
助スイッチ素子Ｓ２をオフさせる（時刻ｔ５）と、それ
までクランプ用キャパシタＣｃ（２０４）を流れていた
電流は共振用インダクタＬ、 （２０２）へと流れて共
振用インダクタＬ、 （２０２）と共振用キャパシタ
Ｃ，（２０３）との共振に移るので、共振用キャパシタ
Ｃ，（２０３）の電圧は正弦波状に落ちる。 ［０００８］ （６）モード６（時刻ｔ６〜ｔｙ）共振
用キャパシタＣ，（２０３）の放電が完了する（時刻ｔ
ｓ）と、共振用インダクタＬ、 （２０２）の電流は
主スイッチＳ １ （２０１）の奇生ダイオードＤ Ｉ
（２０７）へと移行する。この期間に主スイッチ素子
Ｓ １ （２０１）の電圧は零であることから、この間
に主スイッチ素子Ｓ １ （２０１）をオンさせればゼ
ロクロスが実現される。 ［０００９］
【発明が解決しようとする課題】このような従来の部分
電圧共振コンバータでは下記の問題がある。■ 零電圧
スイッチングを実現させるためのインダクタとして主ト
ランスに巻線を施した方式を採用しているので、トラン
スが複雑になり高価となる。■ 回路的に補助スイッチ
素子と主スイッチ素子の電位を合わせることができない
ので、補助スイッチ素子側にスイッチ駆動用変圧器が必
要となり、高価になる。 ［００１０１本発明は、このような欠点を除去するもの
で、簡単な回路構成で零電圧スイッチングが実現できる
スイッチング電源装置を提供することを目的とする。 ［００１１１
電圧共振コンバータでは下記の問題がある。■ 零電圧
スイッチングを実現させるためのインダクタとして主ト
ランスに巻線を施した方式を採用しているので、トラン
スが複雑になり高価となる。■ 回路的に補助スイッチ
素子と主スイッチ素子の電位を合わせることができない
ので、補助スイッチ素子側にスイッチ駆動用変圧器が必
要となり、高価になる。 ［００１０１本発明は、このような欠点を除去するもの
で、簡単な回路構成で零電圧スイッチングが実現できる
スイッチング電源装置を提供することを目的とする。 ［００１１１
【課題を解決するための手段］本発明は、主トランスの
一次巻線側回路に挿入された主スイッチ素子と、この主
トランスの二次巻線側の出力電圧の帰還値が設定値に達
するまでこの主スイッチ素子のオン時間を変更する制御
信号を与えるパルス幅制御回路とを備えたスイッチング
電源装置おいて、上記主スイッチ素子に並列に接続され
たキャパシタと、このキャパシタと上記主トランスの一
次巻線側回路との接続点を介してこのキャパシタに直列
に接続されたインダクタと、このインダクタおよび上記
キャパシタの直列回路の直列回路を上記制御信号に応じ
て開閉する補助スイッチ素子と、上記主スイッチ素子に
直列に接続されこの素子に零電圧以下の電圧が印加され
るときに非導通状態になる第一のダイオードと、上記補
助スイッチ素子に直列に接続されこの素子零電圧以下の
電圧が印加されると、きに非導通になる第二のダイオー
ドと、上記接続点の電位が零電位になるのを検出するま
で上記パルス幅制御回路から上記主スイッチ素子に与え
る制御信号を遅延させる制御回路とを備えたことを特徴
とする。 ［００１２］また、上記制御回路が、上記補助スイッチ
素子に与える制御信号より所定時間だけ遅延して上記主
スイッチ素子に制御信号を与える構成であっても良い。 ［００１３］ 【作用】主スイッチ素子に並列に接続された共振用キャ
パシタの端子電圧が補助スイッチ素子のスイッチングの
後に共振用インダクタとの直列共振により零電位を通過
して負電位に向かう。この負電位の期間は、主スイッチ
素子に直列に接続されたダイオードで通過電流は阻止さ
れる。この零電位を検出して主スイッチ素子にスイッチ
オンを指令するか、または補助スイッチ素子のスイッチ
ングの時点から遅れた時点で（ただし、零電位を通過直
後が好ましい）主スイッチ素子にスイッチオンを指令す
る。 ［００１４］
一次巻線側回路に挿入された主スイッチ素子と、この主
トランスの二次巻線側の出力電圧の帰還値が設定値に達
するまでこの主スイッチ素子のオン時間を変更する制御
信号を与えるパルス幅制御回路とを備えたスイッチング
電源装置おいて、上記主スイッチ素子に並列に接続され
たキャパシタと、このキャパシタと上記主トランスの一
次巻線側回路との接続点を介してこのキャパシタに直列
に接続されたインダクタと、このインダクタおよび上記
キャパシタの直列回路の直列回路を上記制御信号に応じ
て開閉する補助スイッチ素子と、上記主スイッチ素子に
直列に接続されこの素子に零電圧以下の電圧が印加され
るときに非導通状態になる第一のダイオードと、上記補
助スイッチ素子に直列に接続されこの素子零電圧以下の
電圧が印加されると、きに非導通になる第二のダイオー
ドと、上記接続点の電位が零電位になるのを検出するま
で上記パルス幅制御回路から上記主スイッチ素子に与え
る制御信号を遅延させる制御回路とを備えたことを特徴
とする。 ［００１２］また、上記制御回路が、上記補助スイッチ
素子に与える制御信号より所定時間だけ遅延して上記主
スイッチ素子に制御信号を与える構成であっても良い。 ［００１３］ 【作用】主スイッチ素子に並列に接続された共振用キャ
パシタの端子電圧が補助スイッチ素子のスイッチングの
後に共振用インダクタとの直列共振により零電位を通過
して負電位に向かう。この負電位の期間は、主スイッチ
素子に直列に接続されたダイオードで通過電流は阻止さ
れる。この零電位を検出して主スイッチ素子にスイッチ
オンを指令するか、または補助スイッチ素子のスイッチ
ングの時点から遅れた時点で（ただし、零電位を通過直
後が好ましい）主スイッチ素子にスイッチオンを指令す
る。 ［００１４］
【実施例】以下、本発明一実施例を図面に基づき説明す
る。図１は本発明をホワードコンバータに応用した第一
実施例の回路構成図である。 ［００１５］第一実施例は、図１に示すように、主トラ
ンスの一次巻線側回路に挿入された主スイッチ素子５１
（１０１）と、この主トランスの二次巻線側の出力電圧
の帰還値が設定値に達するまでこの主スイッチ素子Ｓ
１ （１０１）のオン時間を変更する制御信号を与える
パルス幅制御回路１０９とを備え、さらに、本発明の特
徴とする手段として、主スイッチ素子Ｓ Ｌ （１０１
）に並列に接続された共振用キャパシタＣ，（１０４）
と、この共振用キャパシタＣ，（１０４）と上記主トラ
ンスの一次巻線側回路との接続点を介してこの共振用キ
ャパシタに直列に接続された共振用インダクタＬ、
（１０３）と、この共振用インダクタし、 （１０３）
および共振用キャパシタＣｒ（１０４）の直列回路を上
記制御信号に応じて開閉する補助スイッチ素子５２（１
０２）と、主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）に直列に
接続されこの素子に零電圧以下の電圧が印加されるとき
に非導通状態になるダイオードＤ １ （１０８）と、
補助スイッチ素子Ｓ ２ （１０２）に直列に接続され
この素子零電圧以下の電圧が印加されるときに非導通に
なるダイオードＤ ２ （１０７）と、上記接続点の電
位が零電位になるのを検出するまでパルス幅制御回路１
０９から主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）に与える制
御信号を遅延させる制御回路である零電圧検出回路１０
５およびフリップフロップＦ Ｆ （１０６）とを備え
る。また、第二実施例では、その制御回路は、補助スイ
ッチ素子Ｓ ２ （１０２）に与える制御信号より所定
時間だけ遅延して主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）に
制御信号を与える構成である遅延回路１１０である。 ［００１６１次に、この実施例の動作を説明する。 ［００１７］図２に動作中の電流および電圧波形を示す
。 ［００１８］先ず、時刻ｔｏで補助スイッチ素子Ｓ２
（１０２）がオンすると、共振用インダクタＬ、 （
１０３）と共振用キャパシタＣ，（１０４）との共振作
用により共振用キャパシタＣ，（１０４）の両端電圧は
除々に減少する。やがて電流ＩＳＩが最大値になる時刻
ｔ１で零電圧検出回路ＺＶ Ｓ （１０５）が零電圧を
検出し、フリップフロップＦ Ｆ （１０６）に信号が
送られ、主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）をオンにす
る。ただし、主スイッチ素子Ｓ１は直列にダイオードＤ
１ （１０８）が入っているので、負電圧が印加され
ている間（時刻ｔ１〜１＋）内にオンさせれば良く、し
かも時刻ｔｏ と時刻１＋ との時間差はほぼ共振用イ
ンダクタし、および共振用キャパシタＣＦで決まる定数
であることから、定電圧検出回路Ｚ Ｖ Ｓ （１０５
）とフリップフロップＦ Ｆ （１０６）を使う代わり
に駆動パルスのオンするときだけ固定の遅延が得られる
ような遅延回路（１１０）を用いても良い。この場合の
回路構成図を図３に示す。しかし、この時間差はパルス
幅制御を行う場合に制御不能期間となることから、でき
るだけ短い方が望ましい。主スイッチ素子Ｓ １ （１
０１）がオンしている間（時刻ｔ１〜時刻ｔ４）、主ス
イッチ素子Ｓ Ｌ （１０１）には矩形波状の電流が流
れる。一方、補助スイッチ素子Ｓ ２ （１０２）は主
スイッチ素子Ｓ １ （１０１）がオンしている時刻ｔ
２〜時刻ｔ４であればいつオフしても差し支えない。出
力電圧の上昇は定電圧検出回路で検出された後にフォト
カプラを介してパルス幅制御回路Ｐ ＷＭ （１０９）
に送られ、時刻ｔ４で主スイッチ素子Ｓ Ｌ （１０１
）および補助スイッチ素子Ｓ２ （１０２）は同時にオ
フされる。オフする直前に補助スイッチ素子Ｓ ２ （
１０２）に流れていた電流はオフと同時に共振用キャパ
シタＣ，（１０４）への充電電流に変わるので、主スイ
ッチ素子Ｓ １ （１０１）および補助スイッチ素子５
２（１０２）の両端では電圧の急激な変化は抑えられ、
零電圧オフが実現できる。 ［００１９］なお、補助共振スイッチ回路を全波形とし
た場合に、共振用インダクタＬ、 （１０３）に負の電
流が流れると主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）がオン
状態のときに共振用インダクタＬ、 （１０３）に蓄え
られた励磁エネルギが時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間に主ス
イッチＳ １ （１０１）および補助スイッチ素子Ｓ
２ （１０２）で消費されることになり効率が悪化する
ので、本実施例では補助スイッチ５２（１０２）と直列
にダイオードＤ ２ （１０７）を挿入して半波形とし
た。 ［００２０１ 【発明の効果］本発明は、以上説明したように、補助ス
イッチ素子および主スイッチ素子をそれぞれ零電流、零
電圧スイッチとして動作させることにより下記の効果が
ある。■ 共振用素子を小さく設定し、スイッチング周
期に対して補助スイッチ素子と主スイッチ素子の遅れ時
間を十分短くすることにより、主スイッチ素子のオン時
間をパルス幅制御することでスイッチング周波数を変え
ずに出力電圧を制御することができる。■ 補助スイッ
チ素子はスイッチオンおよびオフ時の電流変化が少なく
また主スイッチ素子はスイッチオンおよびオフ時の電圧
変化が小さいので、雑音の少ないスイッチング電源を実
現することができる。また、スイッチの過渡状態で電圧
と電流との鎖交が生じないのでスイッチ動作に伴う損失
がほとんどなく、高周波動作を可能にする。■ 主スイ
ッチ素子に印加される電圧は完全な正弦波ではなく台形
波となるので、スイッチ素子に高耐圧な素子が必要なく
部品が安価になると共に、電界効果型トランジスタをス
イッチ素子とした場合はオン時の抵抗を小さく抑えられ
る。■ 補助スイッチ回路に使用する部品（Ｌ、、Ｃ，
、Ｓｌ、Ｄｉ）に掛かる負担が電圧または電流を完全に
正弦波にする共振形態源に比べ格段に小さく抑えられる
ので安価に実現することができる。■ 補助スイッチ素
子と主スイッチ素子を等電位を基準にした電圧で制御す
るので、絶縁トランスが不要であり安価に駆動回路を実
現することができる。
る。図１は本発明をホワードコンバータに応用した第一
実施例の回路構成図である。 ［００１５］第一実施例は、図１に示すように、主トラ
ンスの一次巻線側回路に挿入された主スイッチ素子５１
（１０１）と、この主トランスの二次巻線側の出力電圧
の帰還値が設定値に達するまでこの主スイッチ素子Ｓ
１ （１０１）のオン時間を変更する制御信号を与える
パルス幅制御回路１０９とを備え、さらに、本発明の特
徴とする手段として、主スイッチ素子Ｓ Ｌ （１０１
）に並列に接続された共振用キャパシタＣ，（１０４）
と、この共振用キャパシタＣ，（１０４）と上記主トラ
ンスの一次巻線側回路との接続点を介してこの共振用キ
ャパシタに直列に接続された共振用インダクタＬ、
（１０３）と、この共振用インダクタし、 （１０３）
および共振用キャパシタＣｒ（１０４）の直列回路を上
記制御信号に応じて開閉する補助スイッチ素子５２（１
０２）と、主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）に直列に
接続されこの素子に零電圧以下の電圧が印加されるとき
に非導通状態になるダイオードＤ １ （１０８）と、
補助スイッチ素子Ｓ ２ （１０２）に直列に接続され
この素子零電圧以下の電圧が印加されるときに非導通に
なるダイオードＤ ２ （１０７）と、上記接続点の電
位が零電位になるのを検出するまでパルス幅制御回路１
０９から主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）に与える制
御信号を遅延させる制御回路である零電圧検出回路１０
５およびフリップフロップＦ Ｆ （１０６）とを備え
る。また、第二実施例では、その制御回路は、補助スイ
ッチ素子Ｓ ２ （１０２）に与える制御信号より所定
時間だけ遅延して主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）に
制御信号を与える構成である遅延回路１１０である。 ［００１６１次に、この実施例の動作を説明する。 ［００１７］図２に動作中の電流および電圧波形を示す
。 ［００１８］先ず、時刻ｔｏで補助スイッチ素子Ｓ２
（１０２）がオンすると、共振用インダクタＬ、 （
１０３）と共振用キャパシタＣ，（１０４）との共振作
用により共振用キャパシタＣ，（１０４）の両端電圧は
除々に減少する。やがて電流ＩＳＩが最大値になる時刻
ｔ１で零電圧検出回路ＺＶ Ｓ （１０５）が零電圧を
検出し、フリップフロップＦ Ｆ （１０６）に信号が
送られ、主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）をオンにす
る。ただし、主スイッチ素子Ｓ１は直列にダイオードＤ
１ （１０８）が入っているので、負電圧が印加され
ている間（時刻ｔ１〜１＋）内にオンさせれば良く、し
かも時刻ｔｏ と時刻１＋ との時間差はほぼ共振用イ
ンダクタし、および共振用キャパシタＣＦで決まる定数
であることから、定電圧検出回路Ｚ Ｖ Ｓ （１０５
）とフリップフロップＦ Ｆ （１０６）を使う代わり
に駆動パルスのオンするときだけ固定の遅延が得られる
ような遅延回路（１１０）を用いても良い。この場合の
回路構成図を図３に示す。しかし、この時間差はパルス
幅制御を行う場合に制御不能期間となることから、でき
るだけ短い方が望ましい。主スイッチ素子Ｓ １ （１
０１）がオンしている間（時刻ｔ１〜時刻ｔ４）、主ス
イッチ素子Ｓ Ｌ （１０１）には矩形波状の電流が流
れる。一方、補助スイッチ素子Ｓ ２ （１０２）は主
スイッチ素子Ｓ １ （１０１）がオンしている時刻ｔ
２〜時刻ｔ４であればいつオフしても差し支えない。出
力電圧の上昇は定電圧検出回路で検出された後にフォト
カプラを介してパルス幅制御回路Ｐ ＷＭ （１０９）
に送られ、時刻ｔ４で主スイッチ素子Ｓ Ｌ （１０１
）および補助スイッチ素子Ｓ２ （１０２）は同時にオ
フされる。オフする直前に補助スイッチ素子Ｓ ２ （
１０２）に流れていた電流はオフと同時に共振用キャパ
シタＣ，（１０４）への充電電流に変わるので、主スイ
ッチ素子Ｓ １ （１０１）および補助スイッチ素子５
２（１０２）の両端では電圧の急激な変化は抑えられ、
零電圧オフが実現できる。 ［００１９］なお、補助共振スイッチ回路を全波形とし
た場合に、共振用インダクタＬ、 （１０３）に負の電
流が流れると主スイッチ素子Ｓ １ （１０１）がオン
状態のときに共振用インダクタＬ、 （１０３）に蓄え
られた励磁エネルギが時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間に主ス
イッチＳ １ （１０１）および補助スイッチ素子Ｓ
２ （１０２）で消費されることになり効率が悪化する
ので、本実施例では補助スイッチ５２（１０２）と直列
にダイオードＤ ２ （１０７）を挿入して半波形とし
た。 ［００２０１ 【発明の効果］本発明は、以上説明したように、補助ス
イッチ素子および主スイッチ素子をそれぞれ零電流、零
電圧スイッチとして動作させることにより下記の効果が
ある。■ 共振用素子を小さく設定し、スイッチング周
期に対して補助スイッチ素子と主スイッチ素子の遅れ時
間を十分短くすることにより、主スイッチ素子のオン時
間をパルス幅制御することでスイッチング周波数を変え
ずに出力電圧を制御することができる。■ 補助スイッ
チ素子はスイッチオンおよびオフ時の電流変化が少なく
また主スイッチ素子はスイッチオンおよびオフ時の電圧
変化が小さいので、雑音の少ないスイッチング電源を実
現することができる。また、スイッチの過渡状態で電圧
と電流との鎖交が生じないのでスイッチ動作に伴う損失
がほとんどなく、高周波動作を可能にする。■ 主スイ
ッチ素子に印加される電圧は完全な正弦波ではなく台形
波となるので、スイッチ素子に高耐圧な素子が必要なく
部品が安価になると共に、電界効果型トランジスタをス
イッチ素子とした場合はオン時の抵抗を小さく抑えられ
る。■ 補助スイッチ回路に使用する部品（Ｌ、、Ｃ，
、Ｓｌ、Ｄｉ）に掛かる負担が電圧または電流を完全に
正弦波にする共振形態源に比べ格段に小さく抑えられる
ので安価に実現することができる。■ 補助スイッチ素
子と主スイッチ素子を等電位を基準にした電圧で制御す
るので、絶縁トランスが不要であり安価に駆動回路を実
現することができる。
【図１】 本発明第一実施例の構成を示す回路構成図。
【図２】 図１に示す実施例の各部の電圧および電流波
形を示す図。
形を示す図。
【図３】 本発明第二実施例の構成を示す回路構成図。
【図４】 従来例の構成を示す回路構成図。
【図５】 図４に示す従来例の各部の電圧および電流波
形を示す図。
形を示す図。
１０１．２０１ 主スイッチ素子（Ｓｌ）１０２．２
０６ 補助スイッチ素子（Ｓ２）１０３．２０２
共振用インダクタ（Ｌ、）１０４．２０３ 共振用キ
ャパシタ（Ｃ，’）１０５ 零電圧検出回路（
ＺＶＳ）１０６ フリップフロップ（ＦＦ）
１０７．１０８ ダイオード（Ｄｉ、Ｄ２）１０９．
２０９ パルス幅制御回路（Ｐ ＷＭ）１１０
遅延回路 ２０４ クランプ用キャパシタ（Ｃ０）２０５
、２０７ 寄生ダイオード（Ｄ２、Ｄｉ）２０８
クランプ用ダイオード（Ｄ３）
０６ 補助スイッチ素子（Ｓ２）１０３．２０２
共振用インダクタ（Ｌ、）１０４．２０３ 共振用キ
ャパシタ（Ｃ，’）１０５ 零電圧検出回路（
ＺＶＳ）１０６ フリップフロップ（ＦＦ）
１０７．１０８ ダイオード（Ｄｉ、Ｄ２）１０９．
２０９ パルス幅制御回路（Ｐ ＷＭ）１１０
遅延回路 ２０４ クランプ用キャパシタ（Ｃ０）２０５
、２０７ 寄生ダイオード（Ｄ２、Ｄｉ）２０８
クランプ用ダイオード（Ｄ３）
【図２】
【図５】
Claims (2)
- 【請求項１】主トランスの一次巻線側回路に挿入された
主スイッチ素子と、この主トランスの二次巻線側の出力
電圧の帰還値が設定値に達するまでこの主スイッチ素子
のオン時間を変更する制御信号を与えるパルス幅制御回
路とを備えたスイッチング電源装置において、上記主ス
イッチ素子に並列に接続されたキャパシタと、このキャ
パシタと上記主トランスの一次巻線側回路との接続点を
介してこのキャパシタに直列に接続されたインダクタと
、このインダクタおよび上記キャパシタの直列回路を上
記制御信号に応じて開閉する補助スイッチ素子と、上記
主スイッチ素子に直列に接続されこの素子に零電圧以下
の電圧が印加されるときに非導通状態になる第一のダイ
オードと、上記補助スイッチ素子に直列に接続されこの
素子零電圧以下の電圧が印加されるときに非導通になる
第二のダイオードと、上記接続点の電位が零電位になる
のを検出するまで上記パルス幅制御回路から上記主スイ
ッチ素子に与える制御信号を遅延させる制御回路とを備
えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】上記制御回路が、上記補助スイッチ素子に
与える制御信号より所定時間だけ遅延して上記主スイッ
チ素子に制御信号を与える構成であるスイッチング電源
装置。
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
| JP2409977A JP2961897B2 (ja) | 1990-12-10 | 1990-12-10 | スイッチング電源装置 |
| AU88961/91A AU641829B2 (en) | 1990-12-10 | 1991-12-09 | Switching power source |
| CA002057310A CA2057310C (en) | 1990-12-10 | 1991-12-09 | Switching power source |
| US07/804,584 US5267133A (en) | 1990-12-10 | 1991-12-10 | Switching power source |
| EP91311476A EP0490639B1 (en) | 1990-12-10 | 1991-12-10 | Switching power source |
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|---|---|---|---|
| JP2409977A JP2961897B2 (ja) | 1990-12-10 | 1990-12-10 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP2961897B2 JP2961897B2 (ja) | 1999-10-12 |
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|---|---|---|---|
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| EP (1) | EP0490639B1 (ja) |
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1991
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