WO2022195437A1 - Circuit de polarisation en bande de base et rf, et circuit amplificateur de puissance rf le comprenant - Google Patents

Circuit de polarisation en bande de base et rf, et circuit amplificateur de puissance rf le comprenant Download PDF

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Gérard Bouisse
Quentin DELAGE
Sullivan PLET
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Wupatec
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    • H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements

Definitions

  • the present invention relates to the field of radio frequency (RF) power amplifiers, and relates in particular to a baseband and radio frequency bias circuit for an RF power amplifier, and to an RF power amplifier circuit comprising it.
  • RF radio frequency
  • a decoupling network is a network providing a low impedance path (ideally a short circuit) to ground for alternating current (AC) signals.
  • a circuit A series resonant circuit can be used, because a surface mount capacitor has equivalent series resistance (ESR) and equivalent series inductance (ESL), leading to a series resonant circuit.
  • ESR equivalent series resistance
  • ESL equivalent series inductance
  • the impedance supplied by the capacitor surface mounted is equal to the ESR at the operating frequency.
  • An RF power amplifier in the field of telecommunications makes it possible to amplify a carrier signal (hereinafter assimilated to its frequency, Fo) which has the property of propagating in the air up to a certain distance, and which carries the information to be transmitted, the baseband signal, through a modulation process.
  • RF power amplification is necessary to bring the RF signal at Fo to an appropriate amplitude corresponding to the distance of telecommunication interest. Due to its non-linear aspect, the amplification of the Fo signal generates non-linearities such as harmonic frequencies (n.Fo, where n is an integer greater than or equal to 2).
  • the impedance presented to the amplifying device (usually a transistor) at each frequency contained in the spectrum affects the performance of the RF power amplifier and its interaction with surrounding transmitter circuits.
  • DC direct current
  • baseband baseband
  • fundamental frequencies in terms of isolation and decoupling.
  • a traditional RF power amplifier comprises an amplifying device (usually a transistor) whose input terminal (the gate of the transistor) is connected to an input impedance matching network and whose output terminal (the drain of the transistor) is connected to an output impedance matching network. Further, the input terminal is biased using an input bias circuit connected to a DC voltage source, and the output terminal is biased using an output bias circuit connected to a DC voltage source.
  • Each impedance-matching network must achieve low-loss power transfer, while having a good match to Fo at the input and output and an appropriate impedance at n.Fo.
  • each bias circuit must perform DC and RF isolation from the terminal to be biased to the DC voltage source, DC blocking from the DC voltage source to the output of the corresponding impedance matching network, and DC continuity and DC and RF isolation from the DC voltage source to the terminal to be biased.
  • an RF power amplifier can be defined by its instantaneous bandwidth (hereafter, IBW) which represents the maximum modulating signal bandwidth that can be amplified without asymmetric distortion (as distortion asymmetry is problematic, being since it cannot be linearized).
  • IBW instantaneous bandwidth
  • the performance of IBW is related to the baseband termination resonance at both the gate and the drain of the amplifying transistor. It can be damped at the grid level until its impact becomes negligible. However, it cannot be damped at the drain on a high efficiency power amplifier. In practice, the performance of IBW is thus defined by the baseband termination resonance at the drain.
  • This existing bias circuit 1 has an input 2 configured to be connected to a DC power supply (not shown in ) and an output 3 configured to be connected to a terminal to be biased of an amplification transistor (not shown in ).
  • This existing bias circuit 1 comprises a high impedance RF inductive component 4, such as a choke or a quarter-wave line, an RF C RF decoupling capacitor of the order of pF, a decoupling capacitor in baseband C BB of the order of a ⁇ F, and an inductive line 5 between capacitor C RF and capacitor C BB due to the fact that the two capacitors C RF and C BB are physically different.
  • the two capacitors C RF and C BB are connected to ground GND, the high impedance inductive component 4 is connected between output 3 of the bias circuit 1 and the capacitor C RF , the inductive line 5 connects the two capacitors C RF and C BB , and capacitor C BB is connected to input 2 of bias circuit 1.
  • This existing bias circuit 1 thus makes it possible to obtain a high impedance at output 3, a very low AC residual voltage at input 2 , and low-pass filtering and low DC series losses, while allowing both baseband and RF decoupling.
  • this existing bias circuit has a very narrow band in terms of RF decoupling, and leads to a gain peak between the RF and DC band.
  • the bias circuit made up of the inductor 641 and the four capacitors in parallel C10, C11, C12 and C16 is similar to that represented in of the present invention and thus has the same drawbacks due to the presence of the RF decoupling capacitor C10.
  • US patent application US5999058A1 and Chinese patent application CN107979347A each disclose a bias circuit consisting of an inductor and a plurality of capacitors in parallel. However, these bias circuits do not allow broadband decoupling both in baseband and in RF.
  • the present invention aims to solve the drawbacks of the prior state of the art, by proposing a baseband and RF bias circuit for an RF power amplifier, which not only makes it possible to obtain broadband decoupling, but also to significantly improve the instantaneous bandwidth of the RF power amplifier.
  • the objective is to obtain a baseband and radio frequency (RF) bias circuit for an RF power amplifier, said bias circuit having an input configured to be connected to a DC power supply and an output configured to be connected to a bias terminal of an RF power amplifier, said bias circuit comprising: a high impedance inductive component connected between the input and the output of the bias circuit; and an element behaving like a capacitor with a baseband-like capacitance value and low or zero ESL.
  • RF radio frequency
  • the present invention therefore relates to a baseband and radio frequency (RF) bias circuit for an RF power amplifier, said bias circuit having an input configured to be connected to a DC power supply and an output configured to be connected to a bias terminal of an RF power amplifier, said bias circuit comprising or consisting of: a high impedance inductive component connected between the input and the output of the bias circuit; and a plurality of capacitors connected in parallel between the input of the bias circuit and ground, characterized in that the plurality of capacitors all have the same capacitance value between 1 nF and 1 ⁇ F, wherein each capacitor of the plurality of capacitors includes a first terminal connected to the input of the bias circuit and a second terminal connected to ground, the first terminals of all the capacitors being connected together using a straight transmission line whose length is lower than that of a quarter-wave line, the plurality of capacitors comprising an even number of capacitors distributed in two identical rows of capacitors arranged symmetrically on either side of said transmission line.
  • RF radio frequency
  • high impedance inductive component we mean an inductive component which makes it possible to obtain a high impedance state (also known as high-Z) at the output of the bias circuit, i.e. a relatively low current for the voltage involved is flowing through the output of the bias circuit, or alternatively that the output of the bias circuit has no low impedance path to any of the other nodes in the considered frequency range of the RF power amplifier .
  • the capacitance value between 1 nF and 1 ⁇ F allows, after paralleling the capacitors, to obtain a high overall capacitance value with the following properties:
  • IWB instantaneous bandwidth
  • the capacitance value (between 1 nF and 1 ⁇ F) is of baseband type, i.e. a value much higher than that of a traditional RF decoupling capacitor (in the order of pF) .
  • the self-resonant frequency is very low compared to the RF frequency band. Contrary to the prior state of the art, the RF decoupling is thus no longer narrowband.
  • the bias circuit according to the present invention also makes it possible to obtain a very low AC residual voltage after decoupling at the input of the bias circuit.
  • the impedance presented to the current source i.e., the boost transistor
  • the current source i.e., the boost transistor
  • the same high value of capacitance leads to a very smooth and constant load with respect to frequency, until a point of decay where the impedance decreases to zero in DC. This is a much healthier situation from the perspective of RF power amplifier gain flatness and stability.
  • GaN gallium nitride
  • six surface-mounted capacitors in parallel have better performance than traditional RF and baseband decoupling as described above. This is because the residual voltage on the power supply port (i.e., the bias circuit input) is lower, the decoupling impedance on the power supply port has a higher value low, and there is no impedance resonance between DC and the RF band, i.e. no gain peak (which leads to better stability).
  • the bias circuit according to the present invention makes it possible to perform DC and RF isolation from the terminal to be biased towards the DC voltage source, a DC blocking from the DC voltage source towards the output of the network of matching impedance matching and DC continuity and DC and RF isolation from the DC voltage source to the terminal to be biased and also achieves high impedance output, very low AC residual voltage input , and low-pass filtering and low DC series losses, the bias circuit according to the present invention further realizes wideband decoupling and achieves unprecedented instantaneous bandwidth performance.
  • the particular arrangement of the capacitors head to tail on either side of the transmission line makes it possible to have a compact topology of the decoupling capacitors, so as to limit the length of the transmission line connecting them.
  • the length of said transmission line is much less than that of a quarter-wave line, so as to obtain a very compact topology.
  • This particular arrangement of the capacitors at the end of the high impedance inductive component is essential to the invention, given that it makes it possible to minimize the parasitic inductances between the capacitors and thus to achieve a more efficient but also wider band decoupling.
  • the high impedance inductive component is at least one of a choke coil and a quarter wave line.
  • the choke coil or the quarter-wave line thus makes it possible to have a high impedance state at the output of the bias circuit.
  • the high impedance inductive component has an inductance value of between 0.1 nH and 10 nH.
  • the lower limit of 0.1 nH corresponds to the use of the RF power amplifier at high RF frequencies, in the sub-case where a shunt inductor resonates the output capacitance of the amplifier transistor.
  • the plurality of capacitors are surface mounted capacitors.
  • a surface mount capacitor has equivalent series resistance (ESR) and equivalent series inductance (ESL), leading to a series resonant circuit (ESR-ESL-C).
  • n (n ⁇ 2) surface-mounted capacitors thus makes it possible to divide ESR and ESL by n and to multiply C by n.
  • the surface mount capacitors each have one of a type 0402 case in the metric system, a type 0603 case in the metric system and a type 0201 case in the metric system.
  • housing of type 0402 in the metric system is meant a housing having a width of 500 ⁇ m and a length of 1000 ⁇ m.
  • case type 0603 in the metric system is meant a case having a width of 800 ⁇ m and a length of 1600 ⁇ m.
  • housing of type 0201 in the metric system is meant a housing having a width of 300 ⁇ m and a length of 600 ⁇ m.
  • the plurality of capacitors are deep trench integrated semiconductor capacitors.
  • this type of integrated capacitors makes it possible to obtain a capacitance value that can go up to several nF.
  • the present invention further relates to an RF power amplifier circuit comprising a power amplifier transistor and at least one bias circuit as described above, the input of which is connected to a DC power supply and the output of which is connected to a terminal to be biased of the power amplifier transistor.
  • the bias circuit makes it possible to bias the terminal to be biased (gate or drain) of the power amplifier transistor to the DC voltage of the DC power supply.
  • the RF power amplifier circuit comprises a first bias circuit whose output is connected to the gate of the power amplifier transistor and a second bias circuit whose output is connected to the drain of the amplifier transistor power.
  • the RF power amplifier circuit further comprises an input impedance matching network connected to the gate of the power amplifier transistor and an output impedance matching network connected to the drain of the power amplifier transistor.
  • the input impedance matching network is arranged between the input of the RF power amplifier circuit and the gate of the power amplifier transistor and allows input impedance matching (generally at 50 Ohms ), and the output impedance matching network is arranged between the drain of the power amplifier transistor and the output of the RF power amplifier circuit and makes it possible to perform output impedance matching (generally at 50 Ohms).
  • the bias circuit according to the present invention can be used in RF power amplifiers in general, and in particular in RF power amplifiers for telecommunications (for example, 4G/5G) such as Doherty type RF power amplifiers , RF power amplifiers for radar application, wideband RF power amplifiers (instrumentation), or wideband RF decoupling for RF blocks (eg mixers/oscillators).
  • RF power amplifiers for telecommunications for example, 4G/5G
  • Doherty type RF power amplifiers RF power amplifiers for radar application, wideband RF power amplifiers (instrumentation), or wideband RF decoupling for RF blocks (eg mixers/oscillators).
  • FIG. 1 is a schematic view of a bias circuit according to the present invention.
  • FIG. 1 is a schematic view of an RF power amplifier circuit according to the present invention.
  • the bias circuit 6 has an input 7 configured to be connected to a DC power supply (not shown in ) and an output 8 configured to be connected to a terminal to be biased of an RF power amplifier such as a power transistor (not shown in ).
  • the bias circuit 6 consists of a high impedance inductive component 9 connected between the input 7 and the output 8 of the bias circuit 6, and of a plurality of capacitors 10 connected in parallel between the input 7 of the bias circuit 6 and the ground GND of the circuit, the plurality of capacitors 10 all having the same capacitance value comprised between 1 nF and 1 ⁇ F.
  • capacitors 10 in parallel have been represented at the , any number of capacitors 10, greater than or equal to two, could also be used, without departing from the scope of the present invention.
  • the high impedance inductive component 9 can be a choke coil (also known as a choke coil or choke coil) or a quarter wave line, having an inductance value between 0.1 nH and 10 nH.
  • Capacitors 10 can be either surface mount capacitors or deep trench integrated semiconductor capacitors.
  • the RF power amplifier circuit 11 comprises a power amplifier transistor 12 (for example, a GaN type MOS transistor), an input impedance matching network 13, an output impedance matching network 14 and two bias circuits 6.
  • a power amplifier transistor 12 for example, a GaN type MOS transistor
  • the input impedance matching network 13 allows impedance matching at the input (generally at 50 Ohms), and the output impedance matching network 14 allows impedance matching at the output (usually also 50 Ohms).
  • the input impedance matching network 13 is connected between the IN input of the RF power amplifier circuit 11 and the gate 12a of the transistor 12, and the output impedance matching network 14 is connected between the drain 12b of transistor 12 and output OUT of RF power amplifier circuit 11, source 12c of transistor 12 being connected to ground GND of the circuit.
  • Input impedance matching network 13 successively comprises in series, from gate 12a of transistor 12 to input IN of circuit 11: an inductance coil 13a, a first transmission line 13b, a capacitor 13c and a second transmission line 13d.
  • the input impedance matching network 13 could also include any other components and/or any other arrangement, without departing from the scope of the present invention.
  • the output impedance matching network 14 comprises successively in series, from the drain 12b of the transistor 12 to the output OUT of the circuit 11: an inductance coil 14a, a first transmission line 14b, a capacitor 14c and a second transmission line 14d.
  • output impedance matching network 14 could also include any other components and/or any other arrangement, without departing from the scope of the present invention.
  • One of the two bias circuits 6 is connected between a first DC voltage source VDD1 and gate 12a of transistor 12, so as to bias gate 12a of transistor 12 to DC voltage VDD1.
  • the other of the two bias circuits 6 is connected between a second DC voltage source VDD2 and the drain 12b of the transistor 12, so as to bias the drain 12b of the transistor 12 to the DC voltage VDD2.
  • first and second DC voltage sources VDD1 and VDD2 could also be identical, without departing from the scope of the present invention.
  • each bias circuit 6 the capacitance value of capacitors 10 comprised between 1 nF and 1 ⁇ F makes it possible, after placing capacitors 10 in parallel, to obtain a high overall capacitance value, which makes it possible to obtain simultaneous decoupling in baseband and RF (not to say broadband decoupling), and an optimum instantaneous bandwidth for the RF power amplifier circuit 11.
  • the capacitance value (between 1 nF and 1 ⁇ F) is of baseband type, i.e. a value much higher than that of a traditional RF decoupling capacitor (in the order of pF) .
  • the self-resonant frequency is thus very low compared to the RF frequency band.
  • Each bias circuit 6 also makes it possible to obtain a very low AC residual voltage after decoupling at its input 7.
  • the bias circuit 6 of the present invention makes it possible to perform DC and RF isolation from the terminal to be biased (gate 12a or drain 12b) towards the DC voltage source (VDD1 or VDD2), blocking DC from the DC voltage source (VDD1 or VDD2) to the output (IN or OUT) of the corresponding impedance matching network (13 or 14) and DC continuity and DC and RF isolation from the DC voltage source (VDD1 or VDD2) to the terminal to be biased (gate 12a or drain 12b) and also makes it possible to obtain a high impedance at its output 8, a very low AC residual voltage at its input 7, and low-pass filtering and low DC series losses, the bias circuit 6 according to the present invention also makes it possible to achieve broadband decoupling and to obtain unprecedented instantaneous bandwidth performance.
  • Each surface mount capacitor 10 has a case of type 0402 in the metric system, i.e. a case having a width of 500 ⁇ m and a length of 1000 ⁇ m.
  • each surface mount capacitor 10 could also have a 0603 or 0201 type package, without departing from the scope of the present invention.
  • Each surface-mounted capacitor 10 has a first terminal 10a connected to input 7 of bias circuit 6 and a second terminal 10b connected to ground GDN.
  • Each of the second terminals 10b of the surface mount capacitors 10 is connected to a through-hole connection 15 allowing access to the opposite face of the printed circuit board.
  • the surface-mounted capacitors 10 are divided into two identical rows of capacitors 10, said two rows being arranged head to tail, that is to say symmetrically, on either side of a rectilinear transmission line 16 to which are connected the first terminals 10a of all the surface mounted capacitors 10.
  • the capacitors 10 of the same row are arranged contiguously, thus making it possible to obtain, by way of example, a distance of 700 ⁇ m between the longitudinal axes of symmetry of two adjacent capacitors 10.
  • any even number of capacitors 10 could also be used with a similar head-to-tail arrangement, without departing from the scope of the present invention.
  • one of the capacitors 10 would be placed on one side of the transmission line 16 and the other capacitor 10 would be placed head to tail on the other side of the transmission line 16;
  • a row of two adjacent capacitors 10 would be placed on one side of the transmission line 16 and a row of two other adjacent capacitors 10 would be placed head to tail on the other side of the transmission line.
  • transmission 16 ; and, in the case of six capacitors 10, a row of three adjacent capacitors 10 would be arranged on one side of the transmission line 16 and a row of three other adjacent capacitors 10 would be arranged head to tail on the other side of the transmission line.
  • transmission line 16 16.
  • this particular arrangement of the capacitors 10 makes it possible to have a compact topology, so as to limit the length of the central transmission line 16 connecting all of the first terminals 10a of the capacitors 10.
  • the length of said transmission line 16 is much less than that of a quarter-wave line, so as to obtain a very compact topology.
  • This particular arrangement of the capacitors 10 at the end of the high impedance inductive component 9 also makes it possible to minimize the parasitic inductances between the capacitors 10 and thus to achieve a more effective but also wider band decoupling.
  • each of the surface mount capacitors 10 has an equivalent series resistance (ESR) and an equivalent series inductance (ESL), resulting in a series resonant circuit (ESR-ESL-C).
  • Vdec_1RF_1BB curve corresponds to the AC residual voltage of a bias circuit 1 according to the prior art comprising a 1 pF RF decoupling capacitor and a 1 nF BB (baseband) decoupling capacitor.
  • Vdec_1RF_1BB a high value of the AC residual voltage for frequencies below 3 GHz, with a peak above 60 V at 2.5 GHz.
  • Vdec_2BB, Vdec_4BB, Vdec_6BB and Vdec_8BB correspond to the AC residual voltages of the bias circuit 6 according to the present invention comprising, respectively, two, four, six and eight decoupling capacitors 10 in parallel each with a value of 1 nF.
  • Vdec_2BB, Vdec_4BB, Vdec_6BB and Vdec_8BB curves, a low AC residual voltage is observed even for frequency values below 3 GHz.
  • the curve Z_1RF_1BB corresponds to the impedance with a prior art bias circuit 1 comprising a 1 pF RF decoupling capacitor and a 1 nF BB decoupling capacitor. A resonance is observed for Z_1RF_1BB which translates into a gain peak, potentially leading to oscillations.
  • the curves Z_2BB, Z_4BB, Z_6BB and Z_8BB correspond to the impedances with the bias circuit 6 according to the present invention comprising, respectively, two, four, six and eight decoupling capacitors 10 in parallel each with a value of 1 nF.

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Abstract

La présente invention concerne un circuit de polarisation (6) en bande de base et RF pour amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation (6) possédant une entrée (7) configurée pour être reliée à une alimentation électrique continue et une sortie (8) configurée pour être reliée à une borne à polariser d'un amplificateur de puissance RF, caractérisé par le fait que ledit circuit de polarisation (6) comprend : un composant inductif haute impédance (9) relié entre l'entrée (7) et la sortie (8) du circuit de polarisation (6); et une pluralité de condensateurs (10) reliés en parallèle entre l'entrée (7) du circuit de polarisation (6) et la masse (GND), la pluralité de condensateurs (10) ayant tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF.

Description

CIRCUIT DE POLARISATION EN BANDE DE BASE ET RF, ET CIRCUIT AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE RF LE COMPRENANT
La présente invention concerne le domaine des amplificateurs de puissance radiofréquence (RF), et porte en particulier sur un circuit de polarisation en bande de base et radiofréquence pour amplificateur de puissance RF, et sur un circuit amplificateur de puissance RF le comprenant.
Un réseau de découplage est un réseau fournissant un chemin basse impédance (idéalement un court-circuit) à la masse pour des signaux à courant alternatif (CA).
En pratique, cela implique un condensateur de découplage avec une impédance Z = 1/(C.2.π.f) où C est la valeur de capacité du condensateur et f est la fréquence du signal CA, la valeur de capacité étant ajustée pour obtenir une basse impédance à la fréquence de fonctionnement.
En pratique également, en fonction de la nature physique (de type semi-conducteur ou de type monté en surface (acronyme français CMS pour Composant Monté en Surface ou anglais SMD pour Surface Mounted Device) du condensateur de découplage et de sa valeur, un circuit résonant série peut être utilisé. En effet, un condensateur monté en surface possède une résistance série équivalente (ESR) et une inductance série équivalente (ESL), conduisant à un circuit résonant série. Dans ce cas particulier, en supposant les parasites connus, la valeur de capacité est ajustée de telle sorte que le circuit résonne à la fréquence de fonctionnement selon l’équation f = 1/(2.π.√(ESL*C)). Dans ce cas particulier, l’impédance fournie par le condensateur monté en surface est égale à l’ESR à la fréquence de fonctionnement.
Un amplificateur de puissance RF dans le domaine des télécommunications permet d’amplifier un signal porteur (ci-après assimilé à sa fréquence, Fo) qui a la propriété de se propager dans l’air jusqu’à une certaine distance, et qui transporte les informations à émettre, le signal de bande de base, par l’intermédiaire d’un processus de modulation. L’amplification de puissance RF est nécessaire pour amener le signal RF à Fo à une amplitude appropriée correspondant à la distance d’intérêt de télécommunication. En raison de son aspect non-linéaire, l’amplification du signal Fo génère des non-linéarités telles que les fréquences harmoniques (n.Fo, où n est un nombre entier supérieur ou égal à 2). L’impédance présentée au dispositif d’amplification (généralement un transistor) à chaque fréquence contenue dans le spectre affecte les performances de l’amplificateur de puissance RF et son interaction avec des circuits émetteurs environnants. Ainsi, une attention particulière doit être portée aux fréquence CC (courant continu), bande de base et fondamentale en termes d’isolation et de découplage.
Un amplificateur de puissance RF traditionnel comprend un dispositif d’amplification (généralement un transistor) dont la borne d’entrée (la grille du transistor) est reliée à un réseau d’adaptation d’impédance d’entrée et dont la borne de sortie (le drain du transistor) est reliée à un réseau d’adaptation d’impédance de sortie. En outre, la borne d’entrée est polarisée à l’aide d’un circuit de polarisation d’entrée relié à une source de tension continue, et la borne de sortie est polarisée à l’aide d’un circuit de polarisation de sortie relié à une source de tension continue.
Chaque réseau d’adaptation d’impédance doit réaliser un transfert de puissance à faible perte, tout en ayant une bonne adaptation à Fo en entrée et en sortie et une impédance appropriée à n.Fo. En outre, chaque circuit de polarisation doit effectuer une isolation CC et RF depuis la borne à polariser vers la source de tension continue, un blocage CC depuis la source de tension continue vers la sortie du réseau d’adaptation d’impédance correspondant, et une continuité CC et une isolation CC et RF depuis la source de tension continue vers la borne à polariser.
En télécommunication, un amplificateur de puissance RF peut être défini par sa bande passante instantanée (ci-après, IBW) qui représente la bande passante de signal modulant maximale qui peut être amplifiée sans distorsion asymétrique (l’asymétrie de la distorsion étant problématique, étant donné qu’elle ne peut pas être linéarisée).
La limitation en bande passante instantanée d’un amplificateur de puissance RF provient de trois facteurs combinés :
- la présence de termes de courant de bande de base au niveau des bornes de grille et de drain du dispositif actif (transistor),
- la modulation d’enveloppe générée par ces termes de courant de bande de base, et
- la terminaison de bande de base à la résonance des bornes de grille et de drain (amplification de modulation d’enveloppe).
Ainsi, les performances d’IBW sont liées à la résonance de terminaison de bande de base au niveau à la fois de la grille et du drain du transistor d’amplification. Elle peut être amortie au niveau de la grille jusqu’à ce que son impact devienne négligeable. Cependant, elle ne peut pas être amortie au niveau du drain sur un amplificateur de puissance à haut rendement. En pratique, les performances d’IBW sont ainsi définies par la résonance de terminaison de bande de base au niveau du drain.
La représente un circuit de polarisation 1 en bande de base et RF selon l’état antérieur de la technique. Ce circuit de polarisation 1 existant possède une entrée 2 configurée pour être reliée à une alimentation électrique continue (non représentée à la ) et une sortie 3 configurée pour être reliée à une borne à polariser d’un transistor d’amplification (non représenté à la ). Ce circuit de polarisation 1 existant comprend un composant inductif haute impédance RF 4, tel qu’une bobine d’arrêt ou une ligne quart d’onde, un condensateur de découplage RF CRF de l’ordre du pF, un condensateur de découplage en bande de base CBB de l’ordre du µF, et une ligne inductive 5 entre le condensateur CRF et le condensateur CBB due au fait que les deux condensateurs CRF et CBB sont physiquement différents. Les deux condensateurs CRF et CBB sont reliés à la masse GND, le composant inductif haute impédance 4 est relié entre la sortie 3 du circuit de polarisation 1 et le condensateur CRF, la ligne inductive 5 relie les deux condensateurs CRF et CBB, et le condensateur CBB est relié à l’entrée 2 du circuit de polarisation 1. Ce circuit de polarisation 1 existant permet ainsi d’obtenir une haute impédance à la sortie 3, une très faible tension résiduelle CA à l’entrée 2, et un filtrage passe-bas et de faibles pertes série CC, tout en permettant un découplage à la fois en bande de base et en RF. Cependant, avec ce circuit de polarisation 1 existant, le découplage RF est en bande étroite, et l’IBW est limitée principalement en raison de l’ESL du condensateur de découplage en bande de base CBB et de la liaison inductive 5 entre les deux condensateurs de découplage CRF et CBB. Ainsi, ce circuit de polarisation 1 existant possède une bande très étroite en termes de découplage RF, et conduit à un pic de gain entre la bande RF et CC.
Dans le brevet américain US6639461B1, le circuit de polarisation constitué de l’inductance 641 et des quatre condensateurs en parallèle C10, C11, C12 et C16 est similaire à celui représenté en de la présente invention et possède ainsi les mêmes inconvénients en raison de la présence du condensateur de découplage RF C10.
La demande de brevet américain US5999058A1 et la demande de brevet chinois CN107979347A divulguent chacune un circuit de polarisation constitué d’une inductance et d’une pluralité de condensateurs en parallèle. Cependant, ces circuits de polarisation ne permettent pas un découplage large bande à la fois en bande de base et en RF.
La présente invention vise à résoudre les inconvénients de l’état antérieur de la technique, en proposant un circuit de polarisation en bande de base et RF pour amplificateur de puissance RF, qui permet non seulement d’obtenir un découplage large bande, mais également d’améliorer significativement la bande passante instantanée de l’amplificateur de puissance RF.
L’objectif est d’obtenir un circuit de polarisation en bande de base et radiofréquence (RF) pour amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation possédant une entrée configurée pour être reliée à une alimentation électrique continue et une sortie configurée pour être reliée à une borne à polariser d’un amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation comprenant : un composant inductif haute impédance relié entre l’entrée et la sortie du circuit de polarisation ; et un élément se comportant comme un condensateur avec une valeur de capacité de type bande de base et une ESL faible ou nulle.
La présente invention a donc pour objet un circuit de polarisation en bande de base et radiofréquence (RF) pour amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation possédant une entrée configurée pour être reliée à une alimentation électrique continue et une sortie configurée pour être reliée à une borne à polariser d’un amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation comprenant ou étant constitué par : un composant inductif haute impédance relié entre l’entrée et la sortie du circuit de polarisation ; et une pluralité de condensateurs reliés en parallèle entre l’entrée du circuit de polarisation et la masse, caractérisé par le fait que la pluralité de condensateurs ont tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF, dans lequel chaque condensateur de la pluralité de condensateurs comprend une première borne reliée à l’entrée du circuit de polarisation et une seconde borne reliée à la masse, les premières bornes de tous les condensateurs étant reliées ensemble à l’aide d’une ligne de transmission rectiligne dont la longueur est inférieure à celle d’une ligne quart d’onde, la pluralité de condensateurs comprenant un nombre pair de condensateurs répartis en deux rangées identiques de condensateurs disposées de manière symétrique de part et d’autre de ladite ligne de transmission.
Par composant inductif haute impédance, on entend un composant inductif qui permet d’obtenir un état haute impédance (aussi connu comme high-Z) à la sortie du circuit de polarisation, c’est-à-dire qu’un courant relativement faible pour la tension impliquée circule à travers la sortie du circuit de polarisation, ou encore que la sortie du circuit de polarisation n’a aucun chemin basse impédance vers n’importe lequel des autres nœuds dans la plage de fréquences considérée de l’amplificateur de puissance RF.
Ainsi, la mise en parallèle de plusieurs condensateurs identiques permet ainsi de réaliser un découplage à la fois bande de base et RF.
La valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF permet, après mise en parallèle des condensateurs, d’obtenir une valeur de capacité globale élevée ayant les propriétés suivantes :
- découplage simultané en bande de base et RF (pour ne pas dire découplage large bande), et
- obtention d’une bande passante instantanée (IWB) optimale pour l’amplificateur de puissance RF.
La valeur de capacité (comprise entre 1 nF et 1 µF) est de type bande de base, c’est-à-dire une valeur beaucoup plus élevée que celle d’un condensateur de découplage RF traditionnel (de l’ordre du pF). La fréquence d’auto-résonance est très faible comparée à la bande de fréquences RF. Contrairement à l’état antérieur de la technique, le découplage RF n’est ainsi plus en bande étroite.
Le circuit de polarisation selon la présente invention permet en outre d’obtenir une tension résiduelle CA très faible après découplage au niveau de l’entrée du circuit de polarisation.
Avec le circuit de polarisation de l’état antérieur de la technique décrit ci-dessus, l’impédance présentée à la source de courant (c’est-à-dire, le transistor d’amplification) conduit à une résonance qui se traduit en pic de gain, conduisant potentiellement à des oscillations. Dans la présente invention, au contraire, la même valeur élevée de capacité conduit à une charge très lisse et constante par rapport à la fréquence, jusqu’à un point de décroissance où l’impédance diminue à zéro en CC. Ceci est une situation bien plus saine du point de vue de la platitude et de la stabilité du gain de l’amplificateur de puissance RF.
A titre d’exemple, pour des amplificateurs de puissance de type GaN (nitrure de gallium) sous 6 GHz, six condensateurs montés en surface en parallèle ont de meilleures performances que le découplage RF et bande de base traditionnel tel que décrit ci-dessus. En effet, la tension résiduelle sur le port d’alimentation électrique (c’est-à-dire, l’entrée du circuit de polarisation) est plus faible, l’impédance de découplage sur le port d’alimentation électrique a une valeur plus faible, et il n’y a aucune résonance d’impédance entre CC et la bande RF, c’est-à-dire aucun pic de gain (ce qui conduit à une meilleure stabilité).
Ainsi, outre le fait que le circuit de polarisation selon la présente invention permet d’effectuer une isolation CC et RF depuis la borne à polariser vers la source de tension continue, un blocage CC depuis la source de tension continue vers la sortie du réseau d’adaptation d’impédance correspondant et une continuité CC et une isolation CC et RF depuis la source de tension continue vers la borne à polariser et permet également d’obtenir une haute impédance à la sortie, une très faible tension résiduelle CA à l’entrée, et un filtrage passe-bas et de faibles pertes série CC, le circuit de polarisation selon la présente invention permet en outre de réaliser un découplage large bande et d’obtenir des performances de bande passante instantanée sans précédent.
L’agencement particulier des condensateurs tête-bêche de part et d’autre de la ligne de transmission permet d’avoir une topologie compacte des condensateurs de découplage, de manière à limiter la longueur de la ligne de transmission les reliant. En pratique, la longueur de ladite ligne de transmission est très inférieure à celle d’une ligne quart d’onde, de manière à obtenir une topologie très compacte.
Cet agencement particulier des condensateurs à l’extrémité du composant inductif haute impédance est essentiel à l’invention, étant donné qu’elle permet de minimiser les inductances parasites entre les condensateurs et ainsi de réaliser un découplage plus efficace mais également plus large bande.
Selon une caractéristique particulière de l’invention, le composant inductif haute impédance est au moins l’un parmi une bobine d’arrêt et une ligne quart d’onde.
La bobine d’arrêt ou la ligne quart d’onde permet ainsi d’avoir un état haute impédance au niveau de la sortie du circuit de polarisation.
Selon une caractéristique particulière de l’invention, le composant inductif haute impédance possède une valeur d’inductance comprise entre 0,1 nH et 10 nH.
Il est à noter que la limite basse de 0,1 nH (soit 100pH) correspond à l’utilisation de l’amplificateur de puissance RF à des fréquences RF élevées, dans le sous-cas où une inductance shunt résonne la capacité de sortie du transistor d’amplification.
Selon un premier mode de réalisation de l’invention, la pluralité de condensateurs sont des condensateurs montés en surface.
Comme indiqué ci-dessus, un condensateur monté en surface possède une résistance série équivalente (ESR) et une inductance série équivalente (ESL), conduisant à un circuit résonant série (ESR-ESL-C).
La mise en parallèle de n (n ≥ 2) condensateurs montés en surface permet ainsi de diviser ESR et ESL par n et de multiplier C par n.
Etant donné que l’ESL est réduite et que la ligne inductive entre la pluralité de condensateurs est également très réduite, la bande passante instantanée de l’amplificateur de puissance RF est améliorée.
Selon une caractéristique particulière de l’invention, les condensateurs montés en surface ont chacun l’un parmi un boîtier de type 0402 dans le système métrique, un boîtier de type 0603 dans le système métrique et un boîtier de type 0201 dans le système métrique.
Par boîtier de type 0402 dans le système métrique, on entend un boîtier ayant une largeur de 500 µm et une longueur de 1000 µm.
Par boîtier de type 0603 dans le système métrique, on entend un boîtier ayant une largeur de 800 µm et une longueur de 1600 µm.
Par boîtier de type 0201 dans le système métrique, on entend un boîtier ayant une largeur de 300 µm et une longueur de 600 µm.
Il est à noter qu’au délà d’une taille 0603, les inductances parasites seraient trop importantes et donc ce type de boîtier ne serait pas approprié à la réalisation de la présente invention.
Selon un second mode de réalisation de l’invention, la pluralité de condensateurs sont des condensateurs semi-conducteurs intégrés à tranchée profonde.
Ainsi, ce type de condensateurs intégrés permet d’obtenir une valeur de capacité pouvant aller jusqu’à plusieurs nF.
La présente invention a en outre pour objet un circuit amplificateur de puissance RF comprenant un transistor amplificateur de puissance et au moins un circuit de polarisation tel que décrit ci-dessus dont l’entrée est reliée à une alimentation électrique continue et dont la sortie est reliée à une borne à polariser du transistor amplificateur de puissance.
Ainsi, le circuit de polarisation permet de polariser la borne à polariser (grille ou drain) du transistor amplificateur de puissance à la tension continue de l’alimentation électrique continue.
Selon une caractéristique particulière de l’invention, le circuit amplificateur de puissance RF comprend un premier circuit de polarisation dont la sortie est reliée à la grille du transistor amplificateur de puissance et un second circuit de polarisation dont la sortie est reliée au drain du transistor amplificateur de puissance.
Selon une caractéristique particulière de l’invention, le circuit amplificateur de puissance RF comprend en outre un réseau d’adaptation d’impédance d’entrée relié à la grille du transistor amplificateur de puissance et un réseau d’adaptation d’impédance de sortie relié au drain du transistor amplificateur de puissance.
Ainsi, le réseau d’adaptation d’impédance d’entrée est disposé entre l’entrée du circuit amplificateur de puissance RF et la grille du transistor amplificateur de puissance et permet de réaliser une adaptation d’impédance d’entrée (généralement à 50 Ohms), et le réseau d’adaptation d’impédance de sortie est disposé entre le drain du transistor amplificateur de puissance et la sortie du circuit amplificateur de puissance RF et permet de réaliser une adaptation d’impédance de sortie (généralement à 50 Ohms).
Le circuit de polarisation selon la présente invention peut être utilisé dans des amplificateurs de puissance RF en général, et en particulier dans des amplificateurs de puissance RF pour les télécommunications (par exemple, 4G/5G) tels que des amplificateurs de puissance RF de type Doherty, des amplificateurs de puissance RF pour application radar, des amplificateurs de puissance RF large bande (instrumentation), ou un découplage RF large bande pour des blocs RF (par exemple, mélangeurs/oscillateurs).
Pour mieux illustrer l’objet de la présente invention, on va en décrire ci-après, à titre illustratif et non limitatif, un mode de réalisation préféré, avec référence aux dessins annexés.
Sur ces dessins :
est une vue schématique d’un circuit de polarisation selon l’état antérieur de la technique ;
est une vue schématique d’un circuit de polarisation selon la présente invention ;
est une vue schématique d’un circuit amplificateur de puissance RF selon la présente invention ;
est une topologie à titre d’exemple des condensateurs en parallèle du circuit de polarisation de la présente invention ;
représente des courbes à titre d’exemple de la tension résiduelle CA après découplage en fonction de la fréquence pour un amplificateur de puissance 100W 50V de type GaN ;
représente un grossissement de la entre 0 et 10 V ; et
représente des courbes à titre d’exemple de l’impédance bande de base dans le plan de la source de courant en fonction de la fréquence pour un amplificateur de puissance 100W 50V de type GaN.
Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté un circuit de polarisation en bande de base et RF 6 selon la présente invention.
Le circuit de polarisation 6 possède une entrée 7 configurée pour être reliée à une alimentation électrique continue (non représentée à la ) et une sortie 8 configurée pour être reliée à une borne à polariser d’un amplificateur de puissance RF tel qu’un transistor de puissance (non représenté à la ).
Le circuit de polarisation 6 consiste en un composant inductif haute impédance 9 relié entre l’entrée 7 et la sortie 8 du circuit de polarisation 6, et en une pluralité de condensateurs 10 reliés en parallèle entre l’entrée 7 du circuit de polarisation 6 et la masse GND du circuit, la pluralité de condensateurs 10 ayant tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF.
Bien que quatre condensateurs 10 en parallèle aient été représentés à la , un nombre quelconque de condensateurs 10, supérieur ou égal à deux, pourrait également être utilisé, sans s’écarter du cadre de la présente invention.
Le composant inductif haute impédance 9 peut être une bobine d’arrêt (également connue comme bobine de choc ou bobine choke) ou une ligne quart d’onde, ayant une valeur d’inductance comprise entre 0,1 nH et 10 nH.
Les condensateurs 10 peuvent être soit des condensateurs montés en surface, soit des condensateurs semi-conducteurs intégrés à tranchée profonde.
Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté un circuit amplificateur de puissance RF 11 selon la présente invention. 
Le circuit amplificateur de puissance RF 11 comprend un transistor amplificateur de puissance 12 (par exemple, un transistor MOS de type GaN), un réseau d’adaptation d’impédance d’entrée 13, un réseau d’adaptation d’impédance de sortie 14 et deux circuits de polarisation 6.
Le réseau d’adaptation d’impédance d’entrée 13 permet de réaliser une adaptation d’impédance en entrée (généralement à 50 Ohms), et le réseau d’adaptation d’impédance de sortie 14 permet de réaliser une adaptation d’impédance en sortie (généralement également à 50 Ohms).
Le réseau d’adaptation d’impédance d’entrée 13 est relié entre l’entrée IN du circuit amplificateur de puissance RF 11 et la grille 12a du transistor 12, et le réseau d’adaptation d’impédance de sortie 14 est relié entre le drain 12b du transistor 12 et la sortie OUT du circuit amplificateur de puissance RF 11, la source 12c du transistor 12 étant reliée à la masse GND du circuit.
Le réseau d’adaptation d’impédance d’entrée 13 comprend successivement en série, de la grille 12a du transistor 12 à l’entrée IN du circuit 11 : une bobine d’inductance 13a, une première ligne de transmission 13b, un condensateur 13c et une seconde ligne de transmission 13d.
Il est à noter que le réseau d’adaptation d’impédance d’entrée 13 pourrait également comprendre de quelconques autres composants et/ou un quelconque autre agencement, sans s’écarter du cadre de la présente invention.
Le réseau d’adaptation d’impédance de sortie 14 comprend successivement en série, du drain 12b du transistor 12 à la sortie OUT du circuit 11 : une bobine d’inductance 14a, une première ligne de transmission 14b, un condensateur 14c et une seconde ligne de transmission 14d.
Il est à noter que le réseau d’adaptation d’impédance de sortie 14 pourrait également comprendre de quelconques autres composants et/ou un quelconque autre agencement, sans s’écarter du cadre de la présente invention.
L’un des deux circuits de polarisation 6 est relié entre une première source de tension continue VDD1 et la grille 12a du transistor 12, de manière à polariser la grille 12a du transistor 12 à la tension continue VDD1.
L’autre des deux circuits de polarisation 6 est relié entre une seconde source de tension continue VDD2 et le drain 12b du transistor 12, de manière à polariser le drain 12b du transistor 12 à la tension continue VDD2.
Il est à noter que les première et seconde sources de tension continue VDD1 et VDD2 pourraient également être identiques, sans s’écarter du cadre de la présente invention.
Dans chaque circuit de polarisation 6, la valeur de capacité des condensateurs 10 comprise entre 1 nF et 1 µF permet, après mise en parallèle des condensateurs 10, d’obtenir une valeur de capacité globale élevée, ce qui permet d’obtenir un découplage simultané en bande de base et RF (pour ne pas dire découplage large bande), et une bande passante instantanée optimale pour le circuit amplificateur de puissance RF 11.
La valeur de capacité (comprise entre 1 nF et 1 µF) est de type bande de base, c’est-à-dire une valeur beaucoup plus élevée que celle d’un condensateur de découplage RF traditionnel (de l’ordre du pF). La fréquence d’auto-résonance est ainsi très faible comparée à la bande de fréquences RF.
Chaque circuit de polarisation 6 permet en outre d’obtenir une tension résiduelle CA très faible après découplage au niveau de son entrée 7.
Ainsi, outre le fait que le circuit de polarisation 6 de la présente invention permet d’effectuer une isolation CC et RF depuis la borne à polariser (grille 12a ou drain 12b) vers la source de tension continue (VDD1 ou VDD2), un blocage CC depuis la source de tension continue (VDD1 ou VDD2) vers la sortie (IN ou OUT) du réseau d’adaptation d’impédance correspondant (13 ou 14) et une continuité CC et une isolation CC et RF depuis la source de tension continue (VDD1 ou VDD2) vers la borne à polariser (grille 12a ou drain 12b) et permet également d’obtenir une haute impédance à sa sortie 8, une très faible tension résiduelle CA à son entrée 7, et un filtrage passe-bas et de faibles pertes série CC, le circuit de polarisation 6 selon la présente invention permet en outre de réaliser un découplage large bande et d’obtenir des performances de bande passante instantanée sans précédent.
Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté une topologie à titre d’exemple des condensateurs 10 en parallèle du circuit de polarisation 6 de la présente invention.
Dans la , huit condensateurs 10 de type monté en surface sont montés en parallèle.
Chaque condensateur monté en surface 10 possède un boîtier de type 0402 dans le système métrique, c’est-à-dire un boîtier ayant une largeur de 500 µm et une longueur de 1000 µm.
Il est à noter que chaque condensateur monté en surface 10 pourrait également avoir un boîtier de type 0603 ou 0201, sans s’écarter du cadre de la présente invention.
Chaque condensateur monté en surface 10 possède une première borne 10a reliée à l’entrée 7 du circuit de polarisation 6 et une seconde borne 10b reliée à la masse GDN.
Chacune des secondes bornes 10b des condensateurs montés en surface 10 est reliée à un trou traversant de raccordement 15 permettant d’accéder à la face opposée de la carte de circuits imprimés.
Les condensateurs montés en surface 10 sont répartis en deux rangées identiques de condensateurs 10, lesdites deux rangées étant disposées tête-bêche, c’est-à-dire de manière symétrique, de part et d’autre d’une ligne de tranmission rectiligne 16 à laquelle sont reliées les premières bornes 10a de tous les condensateurs montés en surface 10.
En outre, les condensateurs 10 d’une même rangée sont agencés de manière contiguë, permettant ainsi d’obtenir à titre d’exemple une distance de 700 µm entre les axes de symétrie longitudinaux de deux condensateurs 10 adjacents.
Bien que la représente huit condensateurs 10, un nombre pair quelconque de condensateurs 10 pourraient également être utilisés avec une disposition tête-bêche similaire, sans s’écarter du cadre de la présente invention. A titre d’exemple : dans le cas de deux condensateurs 10, l’un des condensateurs 10 serait disposé d’un côté de la ligne de transmission 16 et l’autre condensateur 10 serait disposé tête-bêche de l’autre côté de la ligne de transmission 16 ; dans le cas de quatre condensateurs 10, une rangée de deux condensateurs adjacents 10 serait disposée d’un côté de la ligne de transmission 16 et une rangée de deux autres condensateurs adjacents 10 serait disposée tête-bêche de l’autre côté de la ligne de transmission 16 ; et, dans le cas de six condensateurs 10, une rangée de trois condensateurs adjacents 10 serait disposée d’un côté de la ligne de transmission 16 et une rangée de trois autres condensateurs adjacents 10 serait disposée tête-bêche de l’autre côté de la ligne de transmission 16.
Ainsi, cet agencement particulier des condensateurs 10 permet d’avoir une topologie compacte, de manière à limiter la longueur de la ligne de transmission 16 centrale reliant l’ensemble des premières bornes 10a des condensateurs 10.
En pratique, la longueur de ladite ligne de transmission 16 est très inférieure à celle d’une ligne quart d’onde, de manière à obtenir une topologie très compacte. Cet agencement particulier des condensateurs 10 à l’extrémité du composant inductif haute impédance 9 permet en outre de minimiser les inductances parasites entre les condensateurs 10 et ainsi de réaliser un découplage plus efficace mais également plus large bande.
Comme indiqué précédemment, chacun des condensateurs montés en surface 10 possède une résistance série équivalente (ESR) et une inductance série équivalente (ESL), conduisant à un circuit résonant série (ESR-ESL-C).
La mise en parallèle des huit condensateurs montés en surface 10 permet ainsi de diviser ESR et ESL par huit et de multiplier C par huit.
Etant donné que l’ESL est réduite et que la longueur de la ligne de transmission 16 entre la pluralité de condensateurs 10 est très faible, la bande passante instantanée du circuit amplificateur de puissance RF 11 est ainsi améliorée.
Si l’on se réfère aux Figures 5a et 5b, on peut voir qu’il y est représenté des courbes à titre d’exemple de la tension résiduelle CA à l’entrée 7 du circuit de polarisation 6 en fonction de la fréquence pour un amplificateur de puissance 100W 50V de type GaN.
La courbe Vdec_1RF_1BB correspond à la tension résiduelle CA d’un circuit de polarisation 1 selon l’état antérieur de la technique comprenant un condensateur de découplage RF de 1 pF et un condensateur de découplage BB (bande de base) de 1 nF. On constate pour Vdec_1RF_1BB une valeur élevée de la tension résiduelle CA pour des fréquences inférieures à 3 GHz, avec un pic supérieur à 60 V à 2,5 GHz.
Les courbes Vdec_2BB, Vdec_4BB, Vdec_6BB et Vdec_8BB correspondent aux tensions résiduelles CA du circuit de polarisation 6 selon la présente invention comprenant, respectivement, deux, quatre, six et huit condensateurs 10 de découplage en parallèle chacun d’une valeur de 1 nF.
On constate pour l’ensemble des courbes Vdec_2BB, Vdec_4BB, Vdec_6BB et Vdec_8BB une faible tension résiduelle CA même pour des valeurs de fréquence inférieures à 3 GHz.
En outre, on constate que l’utilisation d’au moins six condensateurs 10 en parallèle (courbes Vdec_6BB et Vdec_8BB) permet d’obtenir une tension résiduelle CA relativement faible sur l’ensemble de la plage de fréquences 0-10 GHz.
Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté des courbes à titre d’exemple de l’impédance Z bande de base présentée à la source de courant (c’est-à-dire, au transistor 12) en fonction de la fréquence pour un amplificateur de puissance 100W 50V de type GaN.
La courbe Z_1RF_1BB correspond à l’impédance avec un circuit de polarisation 1 selon l’état antérieur de la technique comprenant un condensateur de découplage RF de 1 pF et un condensateur de découplage BB de 1 nF. On constate pour Z_1RF_1BB une résonance qui se traduit par un pic de gain, conduisant potentiellement à des oscillations.
Les courbes Z_2BB, Z_4BB, Z_6BB et Z_8BB correspondent aux impédances avec le circuit de polarisation 6 selon la présente invention comprenant, respectivement, deux, quatre, six et huit condensateurs 10 de découplage en parallèle chacun d’une valeur de 1 nF.
On constate qu’avec le circuit de polarisation 6 de la présente invention (courbes Z_2BB, Z_4BB, Z_6BB et Z_8BB) l’évolution de l’impédance est très lisse et constante par rapport à la fréquence, jusqu’à un point de décroissance (aux alentours de 2 GHz) où l’impédance diminue jusqu’à zéro en CC. Ceci est une situation bien plus saine du point de vue de la platitude et de la stabilité du gain du circuit amplificateur de puissance RF 11.
A titre d’exemple, pour des amplificateurs de puissance de type GaN sous 6 GHz, six condensateurs montés en surface 10 disposés en parallèle ont de meilleures performances que le découplage RF et bande de base traditionnel du circuit de polarisation 1 décrit ci-dessus. En effet, la tension résiduelle CA à l’entrée 7 du circuit de polarisation 6 est plus faible, l’impédance de découplage à l’entrée 7 du circuit de polarisation 6 a une valeur plus faible, et il n’y a aucune résonance d’impédance entre CC et la bande RF, c’est-à-dire aucun pic de gain, ce qui conduit à une meilleure stabilité.
Il est bien entendu que le mode de réalisation particulier qui vient d’être décrit a été donné à titre indicatif et non limitatif, et que des modifications peuvent être apportées sans que l’on s’écarte pour autant de la présente invention.

Claims (9)

  1. Circuit de polarisation (6) en bande de base et radiofréquence, RF, pour amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation (6) possédant une entrée (7) configurée pour être reliée à une alimentation électrique continue et une sortie (8) configurée pour être reliée à une borne à polariser d’un amplificateur de puissance RF, ledit circuit de polarisation (6) comprenant :
    - un composant inductif haute impédance (9) relié entre l’entrée (7) et la sortie (8) du circuit de polarisation (6) ; et
    - une pluralité de condensateurs (10) reliés en parallèle entre l’entrée (7) du circuit de polarisation (6) et la masse (GND),
    caractérisé par le fait que la pluralité de condensateurs (10) ont tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF,
    dans lequel chaque condensateur (10) de la pluralité de condensateurs (10) comprend une première borne (10a) reliée à l’entrée (7) du circuit de polarisation (6) et une seconde borne (10b) reliée à la masse (GND), les premières bornes (10a) de tous les condensateurs (10) étant reliées ensemble à l’aide d’une ligne de transmission rectiligne (16) dont la longueur est inférieure à celle d’une ligne quart d’onde, la pluralité de condensateurs (10) comprenant un nombre pair de condensateurs (10) répartis en deux rangées identiques de condensateurs (10) disposées de manière symétrique de part et d’autre de ladite ligne de transmission (16).
  2. Circuit de polarisation (6) selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le composant inductif haute impédance (9) est au moins l’un parmi une bobine d’arrêt et une ligne quart d’onde.
  3. Circuit de polarisation (6) selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le composant inductif haute impédance (9) possède une valeur d’inductance comprise entre 0,1 nH et 10 nH.
  4. Circuit de polarisation (6) selon l’une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que la pluralité de condensateurs (10) sont des condensateurs montés en surface.
  5. Circuit de polarisation (6) selon la revendication 4, caractérisé par le fait que les condensateurs montés en surface (10) ont chacun l’un parmi boîtier de type 0402 dans le système métrique, un boîtier de type 0603 dans le système métrique et un boîtier de type 0201 dans le système métrique.
  6. Circuit de polarisation (6) selon l’une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que la pluralité de condensateurs (10) sont des condensateurs semi-conducteurs intégrés à tranchée profonde.
  7. Circuit amplificateur de puissance RF (11) comprenant un transistor amplificateur de puissance (12) et au moins un circuit de polarisation (6) selon l’une des revendications 1 à 6 dont l’entrée (7) est reliée à une alimentation électrique continue (VDD1, VDD2) et dont la sortie (8) est reliée à une borne à polariser du transistor amplificateur de puissance (12).
  8. Circuit amplificateur de puissance RF (11) selon la revendication 7, caractérisé par le fait que le circuit amplificateur de puissance RF (11) comprend un premier circuit de polarisation (6) dont la sortie (8) est reliée à la grille (12a) du transistor amplificateur de puissance (12) et un second circuit de polarisation (6) dont la sortie (8) est reliée au drain (12b) du transistor amplificateur de puissance (12).
  9. Circuit amplificateur de puissance RF (11) selon la revendication 7 ou 8, caractérisé par le fait que le circuit amplificateur de puissance RF (11) comprend en outre un réseau d’adaptation d’impédance d’entrée (13) relié à la grille (12a) du transistor amplificateur de puissance (12) et un réseau d’adaptation d’impédance de sortie (14) relié au drain (12b) du transistor amplificateur de puissance (12).
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