WO2023120676A1 - 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法 - Google Patents

検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2023120676A1
WO2023120676A1 PCT/JP2022/047485 JP2022047485W WO2023120676A1 WO 2023120676 A1 WO2023120676 A1 WO 2023120676A1 JP 2022047485 W JP2022047485 W JP 2022047485W WO 2023120676 A1 WO2023120676 A1 WO 2023120676A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
optical
signal
light
time points
differential phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2022/047485
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
史郎 笠
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Meiji University
SoftBank Corp
Original Assignee
Meiji University
SoftBank Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Meiji University, SoftBank Corp filed Critical Meiji University
Priority to CN202280058568.1A priority Critical patent/CN117882317B/zh
Priority to JP2023569554A priority patent/JP7478401B2/ja
Priority to EP22911378.2A priority patent/EP4401338A4/en
Publication of WO2023120676A1 publication Critical patent/WO2023120676A1/ja
Priority to US18/589,426 priority patent/US12341555B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/077—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using a supervisory or additional signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/079—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using measurements of the data signal
    • H04B10/0795—Performance monitoring; Measurement of transmission parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/615—Arrangements affecting the optical part of the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6163—Compensation of non-linear effects in the fiber optic link, e.g. self-phase modulation [SPM], cross-phase modulation [XPM], four wave mixing [FWM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/02—Wavelength-division multiplex systems
    • H04J14/03—WDM arrangements
    • H04J14/0307—Multiplexers; Demultiplexers

Definitions

  • the present invention relates to a detection device, an optical receiver, an optical communication system, a program, and a detection method.
  • Non-Patent Documents 1 to 5 disclose that optical transmission characteristics are degraded due to phase noise generated in signal light via the Kerr effect, for example.
  • Non-Patent Document 6 by subtracting the moving average value of the optical phase from the measured phase of the received signal, the optical phase noise with the 1/f noise component removed as disclosed in Non-Patent Document 7 can be obtained. is disclosed to be derived.
  • Non-Patent Documents 8 and 9 disclose demodulating a DPSK signal using a delay interferometer.
  • Non-Patent Documents 10 to 12 disclose that the input/output characteristics of an optical ring resonator are steeper than the input/output characteristics of an optical delay interferometer.
  • Non-Patent Documents 13 and 14 disclose that high-speed polarization fluctuations of about 10 kHz or more can occur in coherent optical communication systems.
  • Non-Patent Document 15 discloses that there is a proportional relationship between the voltage applied to the fiber stretcher and the resulting lateral pressure and birefringence.
  • Non-Patent Literature J. P. Gordon and L. F. Mullenauer, "Phase noise in photonic communications systems using linear amplifiers," Optics Letters, Vol. 15, No. 23, pp. 1351-1353, 1990.
  • Non-Patent Document 2 S. Ryu, "Signal linewidth broadening due to nonlinear Kerr effect in long-haul coherent systems using cascaded optical amplifiers," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 10, pp. 1450-1457 , 1992.
  • Non-Patent Document 3 J.
  • Non-Patent Document 4 S. Zhang et al., "Bit-error rate performance of coherent optical M-ary PSK/QAM using decision-aided maximum likelihood phase estimation,” Optics Express, Vol. 18, No. 12, pp. 12088-12103, 2010.
  • Non-Patent Document 5 T. Pfau et al., "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recovery for M-QAM constellations," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 27, No. 8, pp. 989- 999, 2009.
  • Non-Patent Document 6 M. Nakazawa et al., Editor, High spectral density optical communication technologies, Springer-Verlag, 2010.
  • Non-Patent Document 7 K. Kikuchi, "Effect of 1/f-type FM noise on semiconductor-laser linewidth residual in high-power limit," IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. 25, No. 4, pp. 684 -688, 1989.
  • Non-Patent Document 8 J. Gamet and G. Pandraud, "C- and L-band planar delay interferometer for DPSK decoders," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 17, No. 6, pp. 1217-1219, 2005.
  • Non-Patent Document 9 K.
  • Non-Patent Document 10 T. Kominato at al., "Ring resonators composed of GeO2-doped silica waveguides," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 12, pp. 1781-1788, 1992.
  • Non-Patent Document 11 S. Suzuki et al., "Integrated-optic double-ring resonators with a wide free spectral range of 100 GHz,” IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 13, No. 8, pp. 1766- 1771, 1995.
  • Non-Patent Document 12 W. Bogaerts et al., “Silicon microring resonators,” Laser and Photonics Reviews, Vol. 6, No. 1, pp. 47-73, 2012.
  • Non-Patent Document 13 PM Krummrich, E.-D. Schmidt, W. Weiershausen, and A. Mattheus, "Field trial results on statistics of fast polarization changes in long haul WDM transmission systems," OFC2005, paper OThT6, March 2005 .
  • Non-Patent Document 14 M. Boroditsky, M. Brodsky, NJ Frigo, P. Magill, and H. Rosenfeldt, "Polarization dynamics in installed fiberoptic systems," 2005 IEEE LEOS Annual Meeting, paper TuCC1, October 2005.
  • Non-Patent Document 15 R. Ulrich and A. Simon, “Polarization optics of twisted single-mode fibers,” Applied Optics, Vol. 18, No. 13, pp. 2241-2251, July 1979.
  • a detection device is provided in a first aspect of the present invention.
  • the detection device described above is used, for example, to detect polarization fluctuations of signal light that has propagated through an optical transmission line.
  • the detection device described above includes, for example, a differential phase information acquisition unit that acquires information indicating the differential phase of the input light to be evaluated at each of one or more time points.
  • the detection device described above includes, for example, a determination unit that determines whether or not the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition.
  • the predetermined condition is, for example, that the magnitude of the differential phase at least one of the one or more time points is equal to or greater than a predetermined first threshold. Includes 1 condition.
  • the predetermined condition is, for example, at least a part of one or more time points and is included in the evaluation period, which is a period having a predetermined length.
  • a second condition is included wherein the number of time points at which the magnitude of the differential phase at time points is equal to or greater than a first threshold is equal to or greater than a second predetermined threshold.
  • the predetermined condition is, for example, that the magnitude of the differential phase at the time point among the plurality of time points is equal to the first threshold value or the first threshold value with respect to the number of time points included in the evaluation period.
  • a third condition is included wherein the percentage of the number of time points greater than the threshold is equal to or greater than a third predetermined threshold.
  • the predetermined condition is, for example, that the moving angle at the fluctuating frequency of the trajectory on the Poincare sphere, which is derived from the magnitude of the differential phase at each of one or more time points, is predetermined.
  • a fourth condition equal to or greater than a fourth threshold is included.
  • the predetermined condition includes, for example, a fifth condition that the movement angular velocity at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere is equal to or greater than a predetermined fifth threshold.
  • the predetermined condition includes, for example, a combination of at least two of the first condition, second condition, third condition, fourth condition, and fifth condition.
  • any of the detection devices described above provides information indicating that polarization fluctuation has occurred in the signal light when it is determined that the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition. You may provide the output part which outputs.
  • the differential phase may represent the phase difference of the input light at two temporally adjacent time points among the one or more time points. The time intervals of the one or more time points may be substantially constant.
  • the signal light may include light of a first wavelength used for transmitting information signals and light of a second wavelength used for detecting polarization fluctuations.
  • the value of the first wavelength may be different than the value of the second wavelength.
  • the input light may be light of the second wavelength.
  • Any of the detection devices described above may include a demultiplexer that demultiplexes the light of the second wavelength from the signal light.
  • the differential phase information acquisition section may have a delay interference section into which the input light is input.
  • the differential phase information acquisition section may have a photoelectric conversion section that converts the output light of the delay interference section into an electrical signal.
  • the differential phase information acquisition section may include an integration section that receives the electrical signal output from the photoelectric conversion section and outputs a voltage obtained by time-integrating the waveform of the input voltage.
  • the delayed interference unit may split the input light into the first input light and the second input light.
  • the delay interference unit may cause multiple interference between the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path.
  • the delay interference unit adjusts the delay time difference ⁇ between the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path, and the frequency f of the input light so that the relationship of Equation 1 below is satisfied.
  • may be set to (Formula 1) 2 ⁇ f ⁇ 2n ⁇ + ⁇ /2 (where n is an integer)
  • a second aspect of the present invention provides an optical receiver.
  • the optical receiver described above includes, for example, any of the detection devices according to the first aspect described above.
  • the optical receiver described above includes, for example, a demodulator that demodulates a received signal transmitted by signal light to generate an information signal.
  • a third aspect of the present invention provides an optical communication system.
  • the optical receiver described above includes, for example, an optical transmitter that transmits signal light.
  • the optical receiver described above includes, for example, any one of the optical receivers according to the second aspect described above.
  • a detection method is provided in a fourth aspect of the present invention.
  • the above detection method is used, for example, to detect polarization fluctuations of signal light propagated through an optical transmission line.
  • the detection method described above may be performed by a computer.
  • the above detection method has, for example, a differential phase information acquisition step of acquiring information indicating the differential phase of the input light to be evaluated at each of one or more time points.
  • the detection method described above for example, comprises a decision step of determining whether the differential phase at least part of the one or more time points satisfies a predetermined condition.
  • the predetermined condition is, for example, that the magnitude of the differential phase at least one of the one or more time points is equal to or greater than a predetermined first threshold. Includes 1 condition.
  • the predetermined condition is, for example, at least a part of one or more time points and includes a plurality of time points included in the evaluation period, which is a period having a predetermined length.
  • a second condition is included wherein the number of time points at which the magnitude of the differential phase at time points is equal to or greater than a first threshold is equal to or greater than a second predetermined threshold.
  • the predetermined condition is, for example, that the magnitude of the differential phase at the time point among the plurality of time points with respect to the number of time points included in the evaluation period is equal to the first threshold or the first
  • a third condition is included wherein the percentage of the number of time points greater than the threshold is equal to or greater than a third predetermined threshold.
  • the predetermined condition is, for example, that the moving angle at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere, which is derived from the magnitude of the differential phase at each of one or more time points, is predetermined.
  • a fourth condition equal to or greater than a fourth threshold is included.
  • the predetermined condition includes, for example, a fifth condition that the moving angular velocity at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere is equal to or greater than a predetermined fifth threshold.
  • the predetermined condition includes, for example, a combination of at least two of the first condition, second condition, third condition, fourth condition, and fifth condition.
  • a program is provided in a fifth aspect of the present invention.
  • the program is, for example, a program for causing a computer to function as any detection device according to the first aspect.
  • Said program is a program for making a computer perform the detection method which concerns on said 4th aspect, for example.
  • a computer-readable storage medium storing the above program may be provided.
  • the storage medium described above may be a non-transitory computer-readable medium.
  • An example of the system configuration of the communication system 100 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing unit 170 is shown schematically.
  • An example of the system configuration of the phase noise evaluation device 320 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 340 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 540 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 640 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing unit 370 is shown schematically.
  • An example of the system configuration of the phase noise evaluation device 820 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing section 870 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1040 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1140 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1240 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1340 is shown schematically.
  • An example of the circuit configuration of the balanced optical receiver 1350 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1540 is shown schematically.
  • An example of the system configuration of the communication system 1600 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical signal transmitter 110 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the state monitoring device 1680 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing section 1870 is shown schematically.
  • An example of information processing in the state monitoring device 1680 is shown schematically.
  • FIG. 3 shows a differential phase histogram in Experimental Example 1.
  • FIG. 10 shows time variation of the differential phase in Experimental Example 1.
  • FIG. 4 shows a frequency spectrum of differential phase in Experimental Example 1.
  • FIG. 4 shows the measurement results of Stokes parameters in Comparative Experimental Example 1.
  • FIG. 3 shows a histogram of differential phases in Comparative Experimental Example 1.
  • FIG. 10 shows time variation of the differential phase in Comparative Experimental Example 1.
  • FIG. 3 shows a frequency spectrum of a differential phase in Comparative Experimental Example 1.
  • FIG. 4 shows the measurement results of Stokes parameters in Experimental Example 2.
  • FIG. 10 shows a histogram of differential phases in Experimental Example 2.
  • FIG. 10 shows time variation of the differential phase in Experimental Example 2.
  • FIG. 10 shows a frequency spectrum of differential phase in Experimental Example 2.
  • FIG. 10 shows a frequency spectrum of differential phase in Experimental Example 2.
  • phase fluctuations such as optical phase noise and polarization fluctuations can occur in received signals.
  • causes of phase fluctuations in received signals include nonlinear optical effects, optical fiber vibrations, optical fiber twists, fluctuations in stress applied to optical fibers, laser linewidth or laser phase fluctuations, and photoelectric effects caused by lightning strikes.
  • a field phase change is exemplified.
  • a code error may occur in an optical transmission system depending on the phase fluctuation of light.
  • an optical transmission system an optical transmission system employing a coherent optical communication scheme is exemplified.
  • an apparatus or method for evaluating the presence and/or degree of optical phase noise for example, (i) an apparatus or method for evaluating the presence and/or degree of optical phase noise, (ii) an apparatus or method for evaluating the presence and/or degree of polarization fluctuation and (iii) an example apparatus or method for assessing the presence and/or degree of optical phase noise and polarization variation is described.
  • the presence or absence of at least one of optical phase noise and polarization fluctuation and/or the degree of at least one of optical phase noise and polarization fluctuation can be evaluated relatively accurately. As a result, operational efficiency, maintenance efficiency, etc. of the optical transmission system can be improved.
  • optical phase noise (sometimes simply referred to as phase noise) has been estimated by linearly approximating the variation of the optical phase with respect to time t.
  • the i-th sample point (sometimes referred to as a sample) among N (N is a positive integer) (i is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to N) is approximated using Equation 1 below.
  • the phase noise ⁇ (i) can be estimated from the measured value of the phase of the signal light.
  • the phase noise ⁇ (i ) cannot be estimated accurately.
  • optical phase noise with the 1/f noise component removed can be derived by subtracting the moving average value of the optical phase from the measured phase of the received signal.
  • the phase noise ⁇ (i) is derived using Equation 2 below.
  • m and l represent integers. The value of l is set appropriately. (Formula 2)
  • phase noise is known to be a Wiener process, and phase noise follows a Gaussian distribution whose variance diverges in proportion to time t. Therefore, according to the method described in Non-Patent Document 6, when the time t is short, the variance becomes negative, and the approximate curve cannot be determined accurately due to the influence of the measurement error. there were.
  • Nonlinear phase noise includes (i) self-phase modulation phenomenon, (ii) cross-phase modulation phenomenon, and (iii) phenomenon in a fiber Raman amplifier in which intensity noise of pump light generates phase noise in signal light via the Kerr effect. etc. are exemplified.
  • Differential phase means the phase difference before and after a sample point (sometimes referred to as a sample).
  • the differential phase ⁇ diff (i) at the i-th sample point is expressed as Equation 3 below. (Formula 3)
  • the sampling frequency is set equal to or higher than the symbol rate.
  • the differential phase can be measured at the same time interval as the symbol time by calculating the differential phase using samples corresponding to appropriate time intervals.
  • the time interval between temporally adjacent samples eg, the time interval between the i+1-th sample and the i-th sample
  • the sample time interval ⁇ t is sometimes referred to as the sample time interval ⁇ t.
  • phase noise ⁇ (t) is obtained using phase ⁇ S (t) of signal light and phase ⁇ L (t) of local oscillation light (sometimes referred to as local light).
  • ⁇ (t) ⁇ S (t) ⁇ L (t). Since the phase noise generated in the optical transmission line is included in ⁇ S (t), the above equation shows that ⁇ (t) also includes the phase noise generated in the optical transmission line.
  • the phase component at the i-th sample point is calculated by removing the modulated component.
  • the modulation component can be canceled by calculating the M-th power of the received signal.
  • M is a positive integer.
  • the received signal I QPSK (t) represented by a complex number is represented by Equation 5 below.
  • IQPSK (t) iI,QPSK (t)+ jiQ,QPSK (t)
  • i I,QPSK (t) indicates the output current corresponding to the I signal component obtained by coherent heterodyne detection of the QPSK-modulated optical signal.
  • i Q,QPSK (t) indicates an output current corresponding to a Q signal component obtained by coherent heterodyne detection of a QPSK-modulated optical signal.
  • QPSK modulation is a quadrature phase shift keying method
  • the argument between the received signal I QPSK (t) raised to the 4th power and the phase noise ⁇ (t) is given by Formula 6 below is established.
  • f c represents the difference (f s ⁇ f L ) between the angular frequency f s of the signal light and the angular frequency f L of the local light, and is called the beat frequency.
  • Equation 8 the differential phase ⁇ diff (i) at the i-th sample point, the phase noise ⁇ (i+1) at the i+1-th sample point, and the phase noise ⁇ (i ) and the sample time interval ⁇ t is represented by the following equation 8. (Formula 8)
  • the phase noise ⁇ (i) follows the Gaussian distribution
  • the difference, the differential phase ⁇ diff (i) also follows the Gaussian distribution.
  • the average value of ⁇ (i) is zero. Therefore, the average value of the differential phase ⁇ diff (i) is 2 ⁇ fc ⁇ t, and if the standard deviation of the phase noise ⁇ (i) of the signal light is ⁇ sig , the variance ⁇ M of the differential phase ⁇ diff (i) is 2 becomes 2 ⁇ sig 2 .
  • the phase noise of the signal light can be derived more accurately.
  • the measured values are affected by uncertainties due to the length of the moving average time, such as the method of subtracting the moving average value of the optical phase from the measured phase of the received signal. chances are greatly reduced.
  • the standard deviation ⁇ sig of the phase noise of the signal light is derived using the standard deviation ⁇ M of the measurement result of the differential phase ⁇ diff (i) of the signal light.
  • the standard deviation ⁇ RX of the phase noise of the received signal is derived using Equations 9 to 11.
  • the standard deviation ⁇ RX of the phase noise of the received signal is used for purposes such as evaluation and monitoring of transmission effects.
  • the differential phase ⁇ diff (i) at each of the N sample points is obtained by converting the light to be measured (sometimes referred to as target light) into an electrical signal, and then the It is derived by signal processing of digital data obtained by sampling and quantizing the electrical signal. For example, time-series data of the phase of the target light is generated at time intervals that are the same as or substantially the same as the symbol time.
  • the differential phase ⁇ diff (i) is derived by calculating the difference between two temporally adjacent data in the time-series data.
  • the target light is split into the first light and the second light.
  • the first light and the second light whose delay time difference ⁇ is adjusted are combined and interfered. After that, the combined light is photoelectrically converted, sampled and quantized to derive the differential phase ⁇ diff (i).
  • the differential phase is derived by a relatively simple procedure. Also, the variance or standard deviation of the differential phase is derived by relatively simple arithmetic processing. Therefore, according to this embodiment, the load on the computer can be reduced.
  • the modulation component may be mixed into the measurement result and affect the optical phase noise measurement.
  • the communication system 100 evaluates phase noise using the optical signal receiving device 120 in, for example, a commissioning test after the communication system 100 is constructed.
  • the communication system 100 provides a dedicated wavelength for measuring phase noise during the operation period of the communication system 100, and constantly measures the phase noise of light at the wavelength.
  • the phase noise is evaluated by measuring the differential phase of the I and Q components of light at the wavelengths described above.
  • the present inventors have found that the above-described differential phase (in particular, the differential phase measured using an optical delay interferometer) includes phase fluctuations caused by polarization fluctuations in addition to optical phase noise. found to be included.
  • the amount of transmitted information can be increased by carrying independent data signals in the two orthogonal polarization modes of HE11x and HE11y.
  • coupling occurs in both modes during the transmission process of the optical fiber, so high-speed digital signal processing is performed on the receiver side to separate the received signal into the original orthogonal polarization modes.
  • phase noise measurement principle In the optical phase noise measurement principle described above, statistical processing is performed in the process of deriving the phase noise of signal light. Therefore, sudden phase fluctuations are less likely to be reflected in the measurement results of the phase noise of the signal light. Therefore, by detecting the phase fluctuation caused by the sudden polarization fluctuation based on the measurement result in real time, not only by grasping the statistic such as the standard deviation, the optical transmission system and/or the optical signal The condition can be assessed more accurately.
  • E x (t) and E y (t) be the orthogonal polarization modes of the signal light propagating in the z direction, and k x and ky be the unit vectors in the x and y directions.
  • the electric field of the light received by the receiver (sometimes referred to as the received optical electric field) E(t) is expressed by the following equation B-1.
  • E(t) [E x (t)cos ⁇ 2 ⁇ ft+ ⁇ n (t) ⁇ k x +E y (t) cos ⁇ 2 ⁇ ft+ ⁇ n (t)+ ⁇ (t) ⁇ k y ]
  • ⁇ (t) represents the phase difference between E x (t) and E y (t).
  • ⁇ n (t) represents optical phase noise.
  • f represents the frequency of signal light.
  • E(t), k x and k y are vectors.
  • Equation B-2 R ⁇ E(t)+E(t- ⁇ ) ⁇ E(t)+E(t- ⁇ ) ⁇
  • Equation B-2 ⁇ represents the delay time difference between the two paths of the optical delay interferometer.
  • R represents the sensitivity of the optical receiver.
  • ⁇ indicates the inner product.
  • Equation B-3 Equation B-3
  • the received current i is represented by the following equation B-5. (Formula B-5)
  • Equation B-6 the above received current i is caused by the polarization fluctuation represented by Equation B-7 below, in addition to the term caused by the phase noise of the signal light propagating through the optical transmission line.
  • the received current i obtained by adding the fluctuation due to the polarization fluctuation is observed.
  • phase fluctuations caused by sudden polarization fluctuations can be detected based on the real-time measurement results of the received current i.
  • Equation B-8 the amplifier output current i pol_LPF is given by equation B-9 below.
  • An amplifier may be an example of an integrator circuit.
  • Equation B-9 holds within the range where the above low-pass filter operates as an integrating circuit. That is, Equation B-9 holds for frequencies equal to or higher than the cutoff frequency of the low-pass filter.
  • Equation B-9 holds for frequencies equal to or higher than the cutoff frequency of the low-pass filter.
  • Equation B-6 since the term resulting from phase noise in Equation B-6 is a stochastic process, the term resulting from phase noise is not phase continuous. Therefore, integration effects in the amplifier do not act on terms due to phase noise. As a result, the term due to phase noise in Equation B-6 is output from the amplifier as Equation B-6.
  • phase noise component a term due to phase noise
  • polarization fluctuation sometimes referred to as a polarization fluctuation component
  • the phase noise component is preferably measured during a period when the polarization fluctuation component is small. Therefore, for example, when the occurrence of polarization fluctuation is detected, an alarm is output, the measurement data of the received current i is given a flag indicating that the polarization fluctuation is detected, or the polarization fluctuation is detected.
  • the measurement and/or analysis of phase noise can be effectively carried out by recording the time taken.
  • Equation B-12 described above does not necessarily hold.
  • Equation B-7 holds. Therefore, when the output current i of the optical receiver connected to the optical delay interferometer is amplified by, for example, an amplifier following the optical receiver, ⁇ (t) is integrated under the constraint of a sine function.
  • ⁇ (t) fluctuates between - ⁇ /2 ⁇ ⁇ (t) ⁇ ⁇ /2.
  • the value of sin ⁇ (t)- ⁇ (t- ⁇ ) ⁇ is at most -1 ⁇ sin ⁇ (t)- ⁇ (t- ⁇ ) ⁇ 1.
  • the spectrum component obtained by Fourier transforming the measurement result of i pol represented by Equation B-7 becomes the amplitude value of the fluctuation.
  • Equations B-13, B-14, B-15 and B-16 indicate ellipticity. ⁇ indicates the orientation of the elliptically polarized light. Equations B-13, B-14, B-15 and B-16 show the relationship between rectangular coordinates (S 1 , S 2 , S 3 ) and polar coordinates (S 0 , 2 ⁇ , 2 ⁇ ).
  • a sphere of radius S 0 in Cartesian coordinates (S 1 , S 2 , S 3 ) is called a Poincare sphere, the longitude of which represents twice the orientation ⁇ , and the latitude of the Poincare sphere represents twice the ellipticity ⁇ . show.
  • the UOQ formed by the Cartesian origin O(0,0,0), the point U(S 1 ,S 2 ,0) on the Poincare sphere, and the point Q(S 1 ,0,0) on the Poincare sphere is 2 ⁇ .
  • Equation B-8 As described above, by measuring the output current i of the optical receiver connected to the optical delay interferometer, the phase variation approximated by Equation B-8 is observed. Assuming that d ⁇ DL is the result of converting the above phase variation amount into d ⁇ described above, d ⁇ DL is expressed by the following equation B-18 using the power ratio ⁇ described above. (Formula B-18)
  • the measured phase variation on the Poincare sphere is c(t) times the moving angle on the Poincare sphere.
  • c(t) is represented by B-19 below.
  • Equation B-20 The relationship between c(t) and ⁇ described above is represented by Equation B-20 below.
  • ⁇ may be greater than 0 and less than 1.
  • ⁇ When ⁇ is 0 or 1, the electric field is concentrated on HE11x or HE11y, resulting in perfect linear polarization. Therefore, when ⁇ is 0 or 1, there is no need to consider the concept of polarization variation.
  • the phase fluctuation amplitude width measured by the optical delay interferometer represents an approximate value of the moving angle (that is, the phase change amount) of the trajectory on the Poincare sphere.
  • the above phase fluctuation amplitude width is obtained as the amplitude value of the frequency component giving the peak in the Fourier transform result of the output current of the optical receiver.
  • FIG. 1 schematically shows an example of a system configuration of a communication system 100. As shown in FIG. In this embodiment, the signal light output from the optical signal transmitting device 110 propagates through the optical transmission line 10 and reaches the optical signal receiving device 120, thereby transmitting an information signal. 100 details are described.
  • the optical transmission line 10 transmits light.
  • An optical fiber is exemplified as the optical transmission line 10 .
  • the communication system 100 includes an optical signal transmitter 110 and an optical signal receiver 120 .
  • the optical signal receiving device 120 includes a local oscillator 130, an optical 90-degree hybrid 140, an optical receiver 152, an optical receiver 154, an AD converter 162, an AD converter 164, a signal processing and a section 170 .
  • the optical signal transmission device 110 generates an optical signal.
  • Optical signal transmitter 110 generates a polarization multiplexed optical signal, for example, by modulating an optical carrier with an information signal to be transmitted.
  • the optical signal may be a signal on which a symbol time series is superimposed.
  • the optical signal transmitter 110 outputs light (sometimes referred to as signal light) forming an optical signal.
  • the signal light is transmitted to the optical signal receiver 120 via the optical transmission line 10 .
  • the optical signal receiving device 120 receives signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the optical signal receiver 120 demodulates the received optical signal to generate an information signal.
  • the optical signal receiving device 120 derives an index for evaluating the phase noise of signal light. Thereby, the optical signal receiving device 120 can evaluate the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the above index may be an index that indicates the degree of phase noise of the signal light.
  • the degree of variation in differential phase of signal light is employed as the index.
  • dispersion or standard deviation is exemplified.
  • the local oscillator 130 outputs local oscillation light (sometimes referred to as local light, as described above). Local light emitted from the local oscillator 130 is input to the optical 90-degree hybrid 140 .
  • the optical 90-degree hybrid 140 causes the signal light propagated through the optical transmission line 10 to interfere with the local light emitted from the local oscillator 130, so that the received signal transmitted by the signal light is divided into a plurality of signal components. It outputs a plurality of separated optical signals.
  • the optical 90-degree hybrid 140 mixes the signal light and the local light and outputs two optical signals that are 90 degrees out of phase. The above two signals are sometimes referred to as the I and Q signals, respectively.
  • the optical receiver 152 converts an optical signal into an electrical signal.
  • the optical receiver 152 converts the I signal of the received signal transmitted by the signal light into an electrical signal. This converts the I signal from an optical signal to an electrical signal.
  • the optical receiver 152 outputs an electrical signal corresponding to the I signal to the AD converter 162 .
  • the optical receiver 154 converts optical signals into electrical signals.
  • the optical receiver 154 converts the Q signal of the received signal transmitted by signal light into an electrical signal. This converts the Q signal from an optical signal to an electrical signal.
  • Optical receiver 154 outputs an electrical signal corresponding to the Q signal to AD converter 164 .
  • the AD converter 162 converts the electrical signal from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 162 converts the electrical signal corresponding to the I signal into a digital signal.
  • the AD converter 162 converts a plurality of digital signals (sampled I signal ) is output to the signal processing unit 170 .
  • the time intervals between the multiple time points may be substantially constant.
  • the sampling rate of the AD converter 162 may be equal to or higher than the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to be less than or equal to the length of the symbol time.
  • the sampling rate of AD converter 162 may be the same as the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to the length of the symbol time.
  • the AD converter 164 converts the electrical signal from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 164 converts the electrical signal corresponding to the Q signal into a digital signal.
  • the AD converter 164 outputs a plurality of digital signals (sometimes referred to as sampled Q signals) respectively corresponding to a plurality of points in time during the evaluation period to the signal processing section 170 .
  • the time intervals between the multiple time points may be substantially constant.
  • the sampling rate of the AD converter 164 may be equal to or higher than the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to be less than or equal to the length of the symbol time.
  • the sampling rate of AD converter 164 may be the same as the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to the length of the symbol time.
  • the signal processing unit 170 demodulates the received signal transmitted by signal light and generates an information signal. Also, in this embodiment, the signal processing unit 170 evaluates the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 . The signal processor 170 may monitor the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 . Details of the signal processing unit 170 will be described later.
  • Each unit of the communication system 100 may be realized by hardware, software, or both hardware and software. At least part of each part of the communication system 100 may be realized by an analog circuit or by a digital circuit. At least part of each part of the communication system 100 may be realized by a single server or may be realized by a plurality of servers. At least part of each unit of the communication system 100 may be realized on a virtual machine or a cloud system. At least part of each unit of the communication system 100 may be realized by a personal computer or a mobile terminal. Examples of mobile terminals include mobile phones, smart phones, PDAs, tablets, notebook or laptop computers, wearable computers, and the like. Each part of communication system 100 may utilize distributed ledger technology or distributed networks, such as blockchain, to store information.
  • distributed ledger technology or distributed networks, such as blockchain to store information.
  • the components implemented by the software define operations related to the components in an information processing apparatus with a general configuration. It may be realized by starting a program.
  • the above information processing device includes, for example, (i) a data processing device having a processor such as a CPU and GPU, a ROM, a RAM, a communication interface, and the like; and (ii) a keyboard, touch panel, camera, microphone, various sensors, and a GPS receiver. (iii) an output device such as a display device, a speaker, and a vibration device; and (iv) a storage device (including an external storage device) such as a memory and an HDD.
  • a data processing device having a processor such as a CPU and GPU, a ROM, a RAM, a communication interface, and the like; and (ii) a keyboard, touch panel, camera, microphone, various sensors, and a GPS receiver.
  • an output device such as a display device, a speaker, and a vibration device
  • a storage device including an external storage device
  • the above data processing device or storage device may store a program.
  • the above program may be stored in a non-transitory computer-readable recording medium.
  • the program is executed by the processor to cause the information processing apparatus to perform operations specified by the program.
  • the program may be stored in a computer-readable medium such as a CD-ROM, DVD-ROM, memory, hard disk, etc., or may be stored in a storage device connected to a network.
  • the program may be installed on a computer forming at least part of communication system 100 from a computer-readable medium or network-attached storage device. By executing the program, the computer may function as at least part of each unit of the communication system 100 .
  • a program that causes a computer to function as at least part of each unit of the communication system 100 may include modules that define the operation of each unit of the communication system 100 . These programs or modules work on the data processing device, input device, output device, storage device, etc., to make the computer function as each part of the communication system 100, or to make the computer execute the information processing method in each part of the communication system 100. or
  • the information processing described in the program functions as concrete means in which the software related to the program and various hardware resources of the communication system 100 cooperate with each other when the program is read into the computer. Then, the communication system 100 is constructed according to the purpose of use of the computer according to the present embodiment by realizing the calculation or processing of information according to the purpose of use of the computer by the specific means described above.
  • the above program may be a program for causing a computer to function as the optical signal receiving device 120 or a part thereof.
  • the above program may be a program for causing a computer to execute an information processing method in the optical signal receiving device 120 or part thereof.
  • an AD converter 162 As a part of the optical signal receiving device 120, an AD converter 162, an AD converter 164, a signal processing section 170, etc. are exemplified.
  • the information processing method may be an evaluation method for evaluating phase noise of signal light propagated through an optical transmission line.
  • the evaluation method described above has, for example, a differential phase information obtaining step of obtaining information indicating the differential phase of the input light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the above evaluation method has an index derivation step of deriving the degree of differential phase variation at each of a plurality of time points as an index for evaluating phase noise.
  • the differential phase represents, for example, the phase difference of the input light at two temporally adjacent points of time among a plurality of points of time.
  • the time intervals between the multiple time points are, for example, substantially constant.
  • the time interval between the points in time is, for example, equal to or less than the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light.
  • the communication system 100 may be an example of an optical communication system.
  • Optical signal transmitter 110 may be an example of an optical transmitter.
  • Optical signal receiver 120 may be an example of an evaluation device or optical receiver.
  • Local oscillator 130 may be an example of a local light source.
  • the optical receiver 152 may be an example of a photoelectric converter.
  • the optical receiver 154 may be an example of a photoelectric converter.
  • the AD converter 162 may be an example of an analog-to-digital converter.
  • AD converter 164 may be an example of an analog-to-digital converter.
  • the signal processor 170 may be an example of an evaluation device.
  • the I signal may be an example of an optical signal of I signal components.
  • the sampled I signal may be an example of the first digital signal.
  • the Q signal may be an example of a Q signal component optical signal.
  • the sampled Q signal may be an example of the second digital signal.
  • the target light may be an example of input light. Light that constitutes various optical signals may be
  • FIG. 2 schematically shows an example of the internal configuration of the signal processing section 170.
  • the signal processing section 170 includes a digital signal processing circuit 210 , a decoding circuit 220 , an amplitude noise evaluation section 230 and a phase noise evaluation section 240 .
  • the phase noise estimator 240 comprises a differential phase signal generator 242 , a histogram generator 244 and a standard deviation calculator 246 .
  • the digital signal processing circuit 210 receives the sampled I signal from the AD converter 162 .
  • Digital signal processing circuit 210 receives the sampled Q signal from AD converter 164 .
  • the digital signal processing circuit 210 uses the I and Q signals to perform various digital signal processing for demodulating and compensating the received signal.
  • the decoding circuit 220 executes error correction processing, decoding processing, and the like. Thereby, the information signal is extracted from the received signal.
  • the amplitude noise evaluation section 230 evaluates the amplitude noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the amplitude noise evaluation unit 230 derives various indices for evaluating the amplitude noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • An optical signal-to-noise ratio or the like is exemplified as the index.
  • the optical signal-to-noise ratio is measured using a sampled I signal and/or a sampled Q signal. For example, when the optical signal-to-noise ratio of signal light is measured using a sampled I signal, the I signal is input to amplitude noise evaluation section 230 .
  • the amplitude noise evaluation section 230 includes an average value calculation section, a histogram generation section, and a standard deviation calculation section. Thereby, the amplitude noise of the signal light is measured.
  • the phase noise evaluation unit 240 evaluates the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10.
  • the phase noise evaluation unit 240 derives various indices for evaluating the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the degree of variation in the differential phase is exemplified as the index. Examples of indices indicating the degree of variation include variance and standard deviation.
  • the phase noise evaluation unit 240 derives the standard deviation of the differential phase during the evaluation period as an index indicating the degree of variation in the measured differential phase.
  • An example of part 240 is described.
  • the phase noise estimator 240 is not limited to this embodiment. It should be noted that in another embodiment, the phase noise estimator 240 may derive the variance of the differential phase during the evaluation period as an indicator of the degree of differential phase variation.
  • the differential phase signal generator 242 receives, for example, the data of the I signal and the data of the Q signal at each of N (N is a positive integer) sample points during the evaluation period from the digital signal processing circuit 210 .
  • N is a positive integer
  • Each of the N sample points corresponds to each of multiple time points included in the evaluation period.
  • the differential phase signal generator 242 determines the phase of the signal light measured at each of the N sample points based on the I signal data and the Q signal data at each of the N sample points.
  • the phase of the signal light at the i-th sample point (where i is an integer of 1 or more and (N ⁇ 1) or less) is determined according to Equation 4 described above, for example.
  • the differential phase signal generator 242 calculates the value of the differential phase at each of the N sample points based on the measured value of the phase of the signal light at each of the N sample points.
  • the differential phase value ⁇ diff (i) at the i-th sample point is calculated, for example, according to Equation 3 described above.
  • Equation 3 the difference in the phase of the signal light at two temporally adjacent time points among the plurality of time points is calculated.
  • the differential phase signal generator 242 can acquire information indicating the differential phase of the signal light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the differential phase signal generator 242 may remove the modulation component and generate information indicating the differential phase at each of the N sample points.
  • the differential phase signal generator 242 removes the modulation component contained in the received signal, for example, based on the multiple sampled I and Q signals. As described above, in the case of M-phase modulation, the modulation component can be canceled by calculating the M-th power of the received signal.
  • the histogram generator 244 acquires information indicating (N-1) differential phases (sometimes referred to as differential phase signals) from the differential phase signal generator 242. .
  • the histogram generator 244 generates histograms of (N ⁇ 1) differential phases.
  • the histogram generator 244 outputs information indicating the generated histogram to the standard deviation calculator 246 .
  • the standard deviation calculator 246 calculates the standard deviation of (N-1) differential phases. For example, the standard deviation calculator 246 fits the histogram generated by the histogram generator 244 to a normal distribution. Also, the standard deviation calculator 246 calculates the standard deviation of the above normal distribution.
  • the standard deviation calculator 246 may derive the calculated standard deviation as an index for evaluating the phase noise of the signal light. As shown in Equation 6, the square of the standard deviation of the phase noise of the signal light is expressed as 1/2 times the square of the standard deviation of the differential phase. The standard deviation calculator 246 may derive the standard deviation of the phase noise of the signal light according to Equation 9 based on the standard deviations of the (N ⁇ 1) differential phases.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the received signal is the sum of the square of the standard deviation of the phase noise of the signal light and the standard deviation of the phase noise due to the spectral line width of the local oscillation light. It is expressed as the square root of the sum of the powers.
  • the standard deviation calculator 246 may derive the standard deviation of the phase noise of the received signal according to Equations 9 to 11 based on the standard deviations of the N differential phases.
  • the standard deviation calculator 246 may generate information for evaluating phase noise of signal light (sometimes referred to as evaluation information). Examples of the information for evaluating the phase noise of the signal light include information indicating the standard deviation of the N differential phases, the standard deviation of the phase noise of the signal light, and/or the standard deviation of the phase noise of the received signal. be done.
  • the phase noise evaluation unit 240 may be an example of an evaluation device.
  • the differential phase signal generation section 242 may be an example of a differential phase information acquisition section.
  • the histogram generation section 244 may be an example of a differential phase information acquisition section.
  • the standard deviation calculator 246 may be an example of an index derivation unit.
  • FIG. 3 schematically shows an example of the system configuration of the phase noise evaluation device 320.
  • the phase noise evaluation device 320 includes an optical delay interferometer 340 , an optical receiver 350 , an AD converter 360 and a signal processor 370 .
  • the optical signal receiver 120 performs high-speed A/D conversion and digital signal processing to determine the standard deviation of the differential phase at the evaluation facility. was calculated.
  • the present embodiment differs from the optical signal receiving apparatus 120 described with reference to FIGS. 1 and 2 in that high-speed arithmetic processing on electrical signals in the optical signal receiving apparatus 120 is performed at the optical level.
  • the phase noise evaluation device 320 measures the degree of variation in the differential phase of the light input to the phase noise evaluation device 320 (sometimes referred to as input light). Output as an index for evaluation. Thereby, the phase noise evaluation device 320 can evaluate the phase noise of the input light.
  • the above input light may be signal light propagated through the optical transmission line 10 or output light from the optical 90-degree hybrid 140 .
  • the phase noise evaluation device 320 is attached to the optical signal receiving device 120, for example, and receives a portion of the signal light propagated through the optical transmission line 10 as input.
  • the optical signal In the signal light used for actual communication, the optical signal has spectral components due to modulation. Therefore, the modulation component is mixed in the measurement result, and it may become difficult to measure the optical phase noise.
  • the phase noise estimator 320 is attached to the communication system 100, for example, to evaluate the phase noise in a commissioning test after the communication system 100 is built.
  • the phase noise evaluation device 320 provides a dedicated wavelength for measuring phase noise during the operation period of the communication system 100, and constantly measures the phase noise of light at that wavelength. Attached to communication system 100 .
  • the phase noise is evaluated by measuring the differential phase of the I and Q components of light at the wavelengths described above.
  • the optical delay interferometer 340 receives light (sometimes referred to as input light, target light, etc.).
  • the optical delay interferometer 340 has, for example, a first optical path and a second optical path.
  • the optical delay interferometer 340 for example, splits input light into first input light and second input light.
  • the optical delay interferometer 340 causes, for example, the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path to interfere with each other.
  • the first optical path and the second optical path of the optical delay interferometer 340 have a delay time difference ⁇ between the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path, and and the frequency f are set so as to satisfy the relationship of Equation 12 below.
  • Equation 13 the output current i of the optical receiver 350 to which the output light of the optical delay interferometer 340 is input is approximated by Equation 13 below.
  • i RE 2 ⁇ n(t) ⁇ n(t ⁇ ) ⁇ 12 above
  • R is the sensitivity of the optical receiver 350 .
  • E is the electric field of the first input light and the second input light.
  • ⁇ n(t) is the phase noise of the input light at time t.
  • the optical receiver 350 converts the output light of the optical delay interferometer 340 into an electrical signal.
  • the output current of optical receiver 350 indicates the differential phase of the input light at each of the multiple times included in the evaluation period.
  • the optical receiver 350 can obtain information indicating the differential phase of the input light at each of the plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the differential phase represents the phase difference of input light at two temporally adjacent points of time among a plurality of points of time.
  • the AD converter 360 converts the electrical signal output by the optical receiver 350 from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 360 outputs to the signal processing section 370 a plurality of digital signals corresponding to the differential phases at each of the plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the time intervals between the multiple time points may be substantially constant.
  • the sampling rate of the AD converter 360 can be significantly reduced compared to the sampling rate of the AD converter 162 or the AD converter 164 that samples the signal light. For example, if the sample rate of communication light is 100 GS/s, the sample rate of AD converter 360 can be reduced to approximately 1 GS/s.
  • the optical delay interferometer 340 when the optical delay interferometer 340 is used, a value obtained by converting the differential phase into intensity is measured. That is, the optical delay interferometer 340 converts the differential phase noise into amplitude noise. Also, the frequency components of the differential phase noise are almost white noise.
  • a narrow-band optical receiver can be used as the optical receiver 350 . Specifically, an optical receiver having a band of approximately 100 MHz is used as the optical receiver 350 . Thereby, the sampling rate of the AD converter 360 that samples the output current of the optical receiver 350 can also be reduced.
  • the signal processing unit 370 receives the multiple digital signals described above from the AD converter 360 .
  • the signal processing unit 370 derives the degree of variation in the differential phase at each of the plurality of points of time as an index for evaluating the phase noise of the input light.
  • standard deviation, dispersion, and the like are examples of indices that indicate the degree of variation.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the input light is expressed as 1/2 times the square of the standard deviation of the differential phase.
  • the signal processing section 370 may output information indicating the evaluation of the phase noise of the input light (sometimes referred to as evaluation information). Details of the signal processing unit 370 will be described later.
  • high-speed arithmetic processing for electrical signals in the optical signal receiving device 120 is performed at the optical level.
  • power saving and cost reduction can be achieved.
  • the reciprocal of the delay time is equivalent to the sampling rate in the AD converter. As such, the power used for sampling can be saved.
  • the phase noise evaluation device 320 may be an example of an evaluation device.
  • the optical delay interferometer 340 may be an example of a delay interferometer.
  • the optical receiver 350 may be an example of a differential phase information acquisition section or a photoelectric conversion section.
  • AD converter 360 may be an example of a differential phase information acquisition unit or an analog-to-digital conversion unit.
  • the signal processor 370 may be an example of a differential phase information acquisition unit or an index derivation unit.
  • phase noise evaluation device 320 In the present embodiment, an example of the phase noise evaluation device 320 has been described using the case where the phase noise evaluation device 320 includes the AD converter 360 and the signal processing section 370 as an example. However, the phase noise evaluation device 320 is not limited to this embodiment. In another embodiment, the signal processing section 370 may have the function of the AD converter 360 and the phase noise evaluation device 320 may not include the AD converter 360 .
  • the optical delay interferometer 340 includes a semi-transmissive mirror 422 , a semi-transmissive mirror 424 , a total reflection mirror 432 , a total reflection mirror 434 and an optical phase adjuster 436 .
  • the input light is split into first signal light that passes through the semi-transmissive mirror 422 and second signal light that is reflected by the semi-transmissive mirror 422 .
  • the first signal light is transmitted through the semitransparent mirror 424 and output from the optical delay interferometer 340 .
  • the second signal light is reflected by the total reflection mirror 432 , the total reflection mirror 434 and the semi-transmissive mirror 424 , mixed with the first signal light transmitted through the semi-transmissive mirror 424 , and emitted from the optical delay interferometer 340 . output.
  • the optical delay interferometer 340 gives an optical path difference to the first signal light and the second signal light.
  • ⁇ be the delay time difference due to the above optical path difference
  • t be the time
  • ⁇ (t) be the phase of the input of the first signal light to the optical receiver 350 .
  • the phase at the time of input is ⁇ (t ⁇ ).
  • the delay time difference ⁇ is adjusted to satisfy the relationship of Equation 8 described above.
  • optical phase adjuster 436 adjusts the phase of light passing through optical phase adjuster 436 .
  • optical phase adjuster 436 adjusts the phase of light passing through optical phase adjuster 436 in response to the voltage applied to optical phase adjuster 436 .
  • the optical phase adjuster 436 include a liquid phase element and a lithium niobate crystal.
  • the delay time difference ⁇ is adjusted by adjusting the distance between the first optical path and the second optical path and/or the voltage applied to the optical phase adjuster 436 . This allows the operating point of the optical delay interferometer 340 to be adjusted.
  • the delay time difference ⁇ may be adjusted during calibration or may be adjusted in real time.
  • the optical phase adjuster 436 may be arranged in a region of the first optical path that does not overlap with the second optical path. Also, the optical delay interferometer 340 may not have the optical phase adjuster 436 .
  • FIG. 5 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 540.
  • FIG. Optical delay interferometer 540 is another example of optical delay interferometer 340 and may be implemented in phase noise evaluation apparatus 320 instead of optical delay interferometer 340 .
  • the optical delay interferometer 540 includes a substrate 510 and waveguides 520 and 530 formed on the substrate 510 .
  • Substrate 510 may be a semiconductor substrate, such as a silicon substrate.
  • the input light splits into the waveguide 520 and the waveguide 530 at the split point. After the first signal light propagating through the waveguide 520 and the second signal light propagating through the waveguide 530 are combined, they are output from the optical delay interferometer 540 .
  • the delay time difference ⁇ of waveguides 520 and 530 is adjusted to satisfy the relationship of Equation 8 described above.
  • an electrode 526 is arranged in part of the waveguide 520 .
  • the phase of light passing through waveguide 520 is finely adjusted.
  • the delay time difference ⁇ is adjusted by adjusting the distance between the waveguides 520 and 530 and/or the voltage applied to the electrode 526 . This allows the operating point of the optical delay interferometer 540 to be adjusted.
  • the delay time difference ⁇ may be adjusted during calibration or may be adjusted in real time.
  • the electrode 526 may be arranged in the waveguide 530 in another embodiment. Also, the optical delay interferometer 540 may not have the electrode 526 .
  • the optical delay interferometer 640 includes a substrate 610, a waveguide 620 into which input light is input, a ring resonator 630 arranged adjacent to the waveguide 620, and a portion of the ring resonator 630. and an electrode 636 arranged in the .
  • Substrate 610 may be a semiconductor substrate, such as a silicon substrate.
  • the input light incident from the input terminal propagates through the waveguide 620 and reaches the ring resonator 630 .
  • a portion of the input light is then introduced into ring resonator 630 .
  • the input/output characteristics of the ring resonator 630 are set such that the length of the ring is an integer multiple of the wavelength of the input light in the ring medium.
  • the output current specification with respect to the optical frequency becomes steeper in the vicinity of the operating point.
  • Light passing through waveguide 620 is output from optical delay interferometer 640 and input to optical receiver 350 .
  • the optical phase in ring resonator 630 is adjusted by the voltage applied to electrode 636 . This allows the operating point of the optical delay interferometer 640 to be adjusted.
  • FIG. 7 schematically shows an example of the internal configuration of the signal processing section 370.
  • the signal processor 370 includes a histogram generator 244 , a standard deviation calculator 246 and a calibrator 710 .
  • the calibration unit 710 executes various calibration processes. As described above, the output current i of optical receiver 350 is approximated by Equation 13. Therefore, the calibration unit 710 performs calibration processing of the phase noise evaluation device 320 using signal light with known phase noise. Thereby, the reception sensitivity of the optical receiver 350 and the noise of the electric circuit of the optical receiver 350 are calibrated.
  • the variance of the differential phase noise is derived by subtracting the variance of the electrical circuit noise from the variance of the received signal. Also measured by the above derivation is the intensity noise corresponding to the statistical distribution of the phase noise. Therefore, measurement results such as the above-mentioned various dispersions and standard deviations derived from the dispersions can be calibrated in advance with reference to known optical phase noise. The same is true when an optical ring resonator is used.
  • FIG. 8 schematically shows an example of the system configuration of the phase noise evaluation device 820.
  • the phase noise evaluation device 820 differs from the phase noise evaluation device 320 in that it includes an optical receiver 850 , an AD converter 860 and an optical phase controller 880 .
  • the input light is split at the branch point into the first light incident on the optical delay interferometer 340 and the second light incident on the optical receiver 850 .
  • the phase noise evaluation device 820 differs from the phase noise evaluation device 320 in that it includes a signal processing section 870 instead of the signal processing section 370 .
  • the phase noise evaluation device 820 may have the same configuration as the phase noise evaluation device 320 with respect to features other than the differences described above.
  • the optical receiver 850 converts the input second light into an electrical signal.
  • the AD converter 860 converts the electrical signal output by the optical receiver 850 from an analog signal to a digital signal. This provides information indicating the measured value of the optical power of the input light.
  • the signal processing unit 870 acquires information indicating the measured optical power of the input light from the AD converter 860 .
  • the signal processor 870 normalizes the differential phase of the input light using the measured optical power of the input light. Also, the signal processing section 870 derives the degree of dispersion of the differential phase using the normalized differential phase.
  • the optical phase controller 880 acquires an electrical signal corresponding to the output light of the optical delay interferometer 340 from the optical receiver 350 .
  • the optical phase controller 880 adjusts the operating point of the optical delay interferometer 340 based on the electrical signal.
  • the optical phase controller 880 controls the optical delay interferometer 340 so that the operating point of the optical delay interferometer 340 is the point at which the ratio of the output current variation to the optical frequency variation is greater than a predetermined value. Adjust the operating point of 340.
  • the optical phase control unit 880 adjusts the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the ratio of the output current variation to the optical frequency variation is substantially maximum. may be adjusted.
  • the optical frequency versus output current characteristic of the optical delay interferometer 340 is sinusoidal with respect to the optical frequency, and its period is 1/ ⁇ . Therefore, in the graph of the optical frequency vs. output current characteristic, if the point where the sine wave crosses 0 is set as the operating point, the ratio of the amount of variation in the output current to the amount of variation in the optical frequency is approximately maximum. I know it will be.
  • the optical phase control section 880 may determine the position where the average value of the output current is 0 as the operating point of the optical delay interferometer 340 .
  • the optical frequency in the optical frequency vs. output current characteristic (that is, the vertical axis is the output current and the horizontal axis is the optical frequency graph) can be considered in terms of the differential phase.
  • the fluctuation of the phase becomes the fluctuation of the output current as it is.
  • the AD converter 860 may be an example of an optical power information acquisition unit.
  • the signal processor 870 may be an example of an optical power information acquisition unit.
  • the optical phase control section 880 may be an example of an adjustment section.
  • the optical phase control unit 880 detects the average value of the output current of the optical receiver 350, and sets the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the average value becomes 0. , an example of the optical phase control unit 880 has been described. However, the optical phase controller 880 is not limited to this embodiment.
  • the optical phase controller 880 may detect the peak-to-peak value of the output current of the optical receiver 350 and set the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the value is maximized. Similarly, the optical phase controller 880 may detect the value of the amplitude of the output current of the optical receiver 350 and set the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the value is maximized.
  • FIG. 9 schematically shows an example of the internal configuration of the signal processing section 870.
  • the signal processor 870 includes a histogram generator 244 , a standard deviation calculator 246 , a calibrator 710 and a normalizer 930 .
  • the normalization unit 930 acquires information indicating the measured optical power of the input light from the AD converter 860 .
  • the normalization unit 930 normalizes the differential phase of the input light using the measured optical power of the input light.
  • the normalization section 930 outputs information indicating the normalized differential phase of the input light to the histogram generation section 244 .
  • the histogram generator 244 uses the normalized differential phase to generate a differential phase histogram.
  • the standard deviation calculator 246 derives the standard deviation of the differential phase using a histogram generated by returning to the normalized differential phase.
  • FIG. 10 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1040.
  • the optical delay interferometer 340 is provided with a semitransmissive mirror 1060 for splitting the input light and inputting a part of the input light to the optical receiver 850 .
  • the optical delay interferometer 1040 differs from the optical delay interferometer 340 in that the voltage applied to the optical phase adjuster 436 is controlled by the optical phase controller 880 .
  • FIG. 11 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1140.
  • the optical delay interferometer 1140 is similar to the optical delay interferometer 540 in that a waveguide 1160 is provided for branching the input light and inputting part of the input light to the optical receiver 850 . differ. Further, in this embodiment, the optical delay interferometer 1140 differs from the optical delay interferometer 540 in that the voltage applied to the electrode 526 is controlled by the optical phase controller 880 .
  • the optical delay interferometer 1240 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1240.
  • the optical delay interferometer 1240 is similar to the optical delay interferometer 640 in that a waveguide 1260 is provided for branching the input light and inputting a part of the input light to the optical receiver 850. differ. Further, in this embodiment, the optical delay interferometer 1240 differs from the optical delay interferometer 640 in that the voltage applied to the electrode 636 is controlled by the optical phase controller 880 .
  • FIG. 13 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1340.
  • the optical delay interferometer 1340 differs from the optical delay interferometer 340 in that a balanced optical receiver 1350 is used instead of the optical receiver 350 . Thereby, the intensity noise contained in the signal light can be suppressed.
  • the balanced optical receiver 1350 includes an optical receiver 1352 , an optical receiver 1354 and a differential processing section 1356 .
  • the optical receiver 1352 receives the first output light obtained by combining the first signal light transmitted through the semi-transmissive mirror 424 and the second signal light reflected by the semi-transmissive mirror 424 .
  • a second output light obtained by combining the first signal light reflected by the semi-transmissive mirror 424 and the second signal light transmitted through the semi-transmissive mirror 424 is input to the optical receiver 1354 .
  • the differential processor 1356 outputs an electrical signal corresponding to the difference between the output of the optical receiver 1352 and the output of the optical receiver 1354 to the AD converter 360 .
  • the balanced optical receiver 1350 comprises a photodiode 1452 and a photodiode 1454 connected in series.
  • Balanced optical receiver 1350 outputs an electrical signal from junction 1456 of photodiode 1452 and photodiode 1454 .
  • the optical delay interferometer 15 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1540.
  • the optical delay interferometer 1540 differs from the optical delay interferometer 540 in that a balanced optical receiver 1350 is used instead of the optical receiver 350 . Thereby, the intensity noise contained in the signal light can be suppressed.
  • FIG. 16 schematically shows an example system configuration of a communication system 1600. As shown in FIG. In this embodiment, the signal light output from the optical signal transmitting device 110 propagates through the optical transmission line 10 and reaches the optical signal receiving device 1620, thereby transmitting an information signal. 100 details are described.
  • the communication system 1600 may have the same configuration as the communication system 100, except that the communication system 1600 has a configuration for detecting polarization variations. Regarding the details of the communication system 1600, descriptions of configurations similar to those of the communication system 100 may be omitted.
  • the communication system 1600 includes, for example, an optical signal transmitter 110 and an optical signal receiver 1620 .
  • the optical signal receiver 1620 includes a demultiplexer 1640 , an optical receiver 1650 , an AD converter 1660 , a signal processor 1670 and a state monitor 1680 .
  • the optical signal receiving device 1620 receives signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the optical signal receiver 120 demodulates the received optical signal to generate an information signal.
  • the phase noise evaluation unit 240, the phase noise evaluation device 320, the phase noise evaluation device 820, or their modifications statistically process the measurement results of the phase fluctuations, thereby determining the phase noise generated in the communication system 100. was evaluated.
  • phase fluctuations caused by polarization fluctuations tend to occur more abruptly than phase noise. Phase fluctuations that occur suddenly are difficult to reflect in the results of the above statistical processing. It is difficult to detect the resulting phase variations.
  • the optical signal receiving device 1620 constantly measures phase fluctuations occurring in the communication system 1600 .
  • the optical signal receiving device 1620 detects phase fluctuations caused by sudden polarization fluctuations based on the real-time measurement results of the phase noise. For example, optical signal receiver 1620 detects an increase in phase variation in real time and issues an alarm. Details of information processing in the optical signal receiving device 1620 will be described later.
  • the demultiplexer 1640 demultiplexes the plurality of optical signals by wavelength.
  • the optical signal received by the optical signal receiver 1620 (sometimes referred to as a received signal) is, for example, light of the first wavelength used for transmitting information signals (sometimes referred to as a communication optical signal). ), and light of a second wavelength (sometimes referred to as a monitoring optical signal) used for detecting polarization fluctuations.
  • the value of the first wavelength is different than the value of the second wavelength.
  • the demultiplexer 1640 outputs the communication optical signal to the optical receiver 1650 .
  • the demultiplexer 1640 outputs the monitoring optical signal to the condition monitoring device 1680 .
  • the optical receiver 1650 converts optical signals into electrical signals.
  • the optical receiver 1650 converts, for example, an optical signal for communication into an electrical signal (sometimes referred to as an electrical signal corresponding to the optical signal for communication).
  • the optical receiver 1650 outputs an electrical signal corresponding to the communication optical signal to the AD converter 1660 .
  • the AD converter 1660 converts an electrical signal from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 1660 generates one or more digital signals corresponding to one or more sampling points (sometimes referred to as samples) by sampling the electrical signal, for example.
  • the AD converter 1660 converts, for example, an electrical signal corresponding to the optical signal for communication into a digital signal (sometimes referred to as a digital signal corresponding to the optical signal for communication).
  • the AD converter 1660 outputs a digital signal corresponding to the communication optical signal to the signal processing section 1670 .
  • the signal processing unit 1670 demodulates the received signal transmitted by the signal light to generate the information signal.
  • a technique for generating an information signal from a received signal is not particularly limited.
  • Signal processor 1670 may perform various digital signal processing to demodulate or compensate the received signal.
  • the signal processing section 1670 may perform error correction processing, decoding processing, and the like.
  • the state monitoring device 1680 analyzes light input to the state monitoring device 1680 (sometimes referred to as input light) to determine the state of the optical transmission line 10 and/or optical transmission.
  • the state of the signal light propagated through the path 10 is monitored.
  • the condition monitoring device 1680 analyzes the phase fluctuation of the input light and evaluates at least one of (i) presence and/or degree of phase noise and (ii) presence and/or degree of polarization fluctuation. do. Thereby, the state monitoring device 1680 can detect, for example, the polarization fluctuation of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the state monitoring device 1680 acquires, for example, information indicating the differential phase of the input light to be evaluated at each of one or more points in time.
  • a differential phase represents a difference in phase of input light at two temporally adjacent time points among one or more time points.
  • the time interval between two temporally adjacent time points may be substantially constant.
  • the length of the time interval is not particularly limited, but the time interval may be the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light, and may be equal to or less than the length of the symbol time. It may be longer than the length of the symbol time.
  • the time interval is set such that the difference from the symbol time is a predetermined value. In other embodiments, the time interval is set such that the difference from the symbol time is less than or equal to a predetermined value.
  • the state monitoring device 1680 determines whether the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition. When it is determined that the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition, the state monitoring device 1680 outputs, for example, information indicating that polarization fluctuation has occurred in the signal light. . Details of the state monitor 1680 will be described later.
  • each part of communication system 1600 may be implemented in hardware, may be implemented in software, or may be implemented in hardware and software.
  • the components implemented by the software define the operations related to the components in an information processing device with a general configuration. It may be realized by starting a program.
  • the above data processing device or storage device may store a program.
  • the above program may be stored in a non-transitory computer-readable recording medium.
  • the program is executed by the processor to cause the information processing apparatus to perform operations specified by the program.
  • the above program may be a program for causing a computer to function as the optical signal receiving device 1620 or a part thereof.
  • the above program may be a program for causing a computer to execute the information processing method in the optical signal receiving device 1620 or part thereof.
  • a signal processor 1670, a state monitor 1680, and the like are exemplified.
  • the above information processing method may be a detection method for detecting polarization fluctuations of signal light propagated through an optical transmission line.
  • the detection method described above for example, comprises a differential phase information acquisition step of acquiring information indicative of the differential phase of the input light to be evaluated at each of the one or more time points.
  • the detection method described above for example, comprises a decision step of determining whether the differential phase at least part of the one or more time points satisfies a predetermined condition.
  • information indicating that the polarization variation has occurred in the signal light is output. It may have stages.
  • the predetermined conditions may include a first condition that the magnitude of the differential phase at least one of the one or more time points is equal to or greater than a first predetermined threshold.
  • the above predetermined condition is at least a part of one or more time points and includes a plurality of time points included in an evaluation period, which is a period having a predetermined length.
  • a second condition may include that the number of time points equal or greater than a first threshold in magnitude is equal to or greater than a second predetermined threshold.
  • the above-described predetermined condition is the number of points in the plurality of points in the evaluation period in which the magnitude of the differential phase at the point in time is equal to or greater than the first threshold.
  • a third condition may be included that the percentage of the number is equal to or greater than a third predetermined threshold.
  • the above predetermined condition is that the moving angle at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere, derived from the magnitude of the differential phase at each of the one or more time points, is equal to a predetermined fourth threshold, or A fourth condition may be included that is greater than a fourth threshold.
  • the predetermined conditions may include a fifth condition that the moving angular velocity at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere is equal to or greater than a predetermined fifth threshold.
  • the above predetermined conditions may include a combination of at least two conditions selected from the group consisting of the first, second, third, fourth and fifth conditions.
  • the first threshold, second threshold, third threshold, fourth threshold and fifth threshold may be determined independently.
  • the first threshold, the second threshold, the third threshold, the fourth threshold, and the fifth threshold may be different values, or at least two of them may be the same. An outline of the procedure for determining each threshold will be described later.
  • Communication system 1600 may be an example of a detector, an optical receiver, or an optical communication system.
  • Optical signal receiver 1620 may be an example of a detector or optical receiver.
  • the demultiplexer 1640 may be an example of a demultiplexer.
  • the optical receiver 1650 may be an example of a photoelectric converter.
  • AD converter 1660 may be an example of an analog-to-digital converter.
  • Signal processor 1670 may be an example of a demodulator.
  • Condition monitoring device 1680 may be an example of a detection device.
  • the optical signal transmitter 110 may be an example of an optical transmitter.
  • An optical signal may be an example of light.
  • One or more sample points may be an example of one or more time points.
  • the supervisory optical signal may be an example of light at the second wavelength or input light.
  • communication system 1600 includes a configuration for detecting polarization variations in addition to the configuration similar to that of the communication system 100 .
  • communication system 1600 is not limited to this embodiment.
  • communication system 1600 may not include at least some of the features of communication system 100.
  • FIG. communication system 1600 may not include at least one of amplitude noise estimator 230 and phase noise estimator 240 .
  • the details of the communication system 1600 have been described, taking as an example the case where the signal light includes an optical signal used for detecting polarization variations as a monitoring optical signal.
  • communication system 1600 is not limited to this embodiment.
  • the signal light may include various monitoring optical signals with different wavelengths. Examples of objects to be monitored, inspected, or evaluated using the monitoring optical signal include the state of the optical transmission line 10 and the state of signal light propagating through the optical transmission line 10 .
  • the state of the optical transmission line 10 includes the state of the electromagnetic environment around the optical transmission line 10, the state of the electric field inside or around the optical transmission line 10, the vibration state of the optical transmission line 10, the bending state of the optical transmission line 10,
  • the state of connection of the optical transmission line 10 (for example, the degree of misalignment in the connection of two optical fiber core members constituting the optical fiber) is exemplified.
  • the state of the electromagnetic environment around the optical transmission line 10 is exemplified by the changing state of the electromagnetic environment.
  • the state of the electric field inside or around the optical transmission line 10 is exemplified by the changing state of the electric field. Examples of the state of the optical signal include intensity fluctuation, amplitude fluctuation, phase fluctuation, polarization fluctuation, and the like of the optical signal.
  • optical signal transmission device 110 transmits signal light and the optical signal reception device 1620 receives the signal light.
  • communication system 1600 is not limited to this embodiment.
  • at least one of the optical signal transmitting device 110 and the optical signal receiving device 1620 may be a transmitting/receiving device having a function of transmitting signal light and a function of receiving signal light.
  • optical signal transmitter 110 includes components similar to at least one of the components of optical signal receiver 1620 .
  • optical signal receiver 1620 includes components similar to at least one of the components of optical signal transmitter 110 .
  • FIG. 17 schematically shows an example of the internal configuration of the optical signal transmission device 110.
  • the optical signal transmitter 110 includes, for example, a communication optical signal output section 1722, a monitoring optical signal output section 1724, and a multiplexer 1730.
  • FIG. 17 schematically shows an example of the internal configuration of the optical signal transmission device 110.
  • the optical signal transmitter 110 includes, for example, a communication optical signal output section 1722, a monitoring optical signal output section 1724, and a multiplexer 1730.
  • the communication optical signal output unit 1722 modulates the light of the first wavelength based on the information signal and outputs the communication optical signal.
  • the monitoring optical signal output section 1724 outputs one or more monitoring optical signals. Each of the one or more monitoring optical signals is generated using light of a wavelength different from that of the communication optical signal. Each of the one or more monitoring optical signals may be generated using light of different wavelengths.
  • the multiplexer 1730 multiplexes the communication optical signal output from the communication optical signal output unit 1722 and the monitoring optical signal output from the monitoring optical signal output unit 1724 to generate signal light. to generate
  • the condition monitoring device 1680 includes, for example, an optical delay interferometer 340, an optical receiver 350, an AD converter 360, and a signal processor 1870.
  • the optical receiver 350 has, for example, a photoelectric conversion element 1852 and an integration circuit 1854 .
  • the photoelectric conversion element 1852 converts an optical signal into an electrical signal. More specifically, photoelectric conversion element 1852 converts the output light of optical delay interferometer 340 into an electrical signal. The photoelectric conversion element 1852, for example, converts the photoelectrically converted photocurrent into a voltage with a load resistance to generate the above electric signal. The photoelectric conversion element 1852 outputs the electric signal to the integrating circuit 1854 .
  • the output current of the photoelectric conversion element 1852 indicates the differential phase of the input light.
  • the input light in this embodiment is the monitoring optical signal input to the condition monitoring device 1680 .
  • the integration circuit 1854 outputs a voltage with a waveform equal to the time integral of the waveform of the input voltage.
  • the output voltage of integration circuit 1854 is proportional to the integrated value of the input voltage of integration circuit 1854 . More specifically, the integration circuit 1854 receives the electrical signal output from the photoelectric conversion element 1852 and outputs a voltage having a waveform equal to the time integration of the waveform of the electrical signal. Thereby, an electrical signal corresponding to the output light of the optical delay interferometer 340 is generated.
  • the integration circuit 1854 outputs the electrical signal to the AD converter 360 .
  • the time constant of the integrator circuit 1854 is determined, for example, based on the maximum speed of phase fluctuation accompanying the assumed polarization fluctuation.
  • the time constant of the integrator circuit 1854 may be the time constant corresponding to the maximum speed described above. For example, when it is assumed that a polarization fluctuation of about 10 kHz occurs, the time constant of the integrating circuit 1854 is set to around 100 ⁇ s. Similarly, the cutoff frequency of integration circuit 1854 is set to around 1.59 kHz.
  • the time constant of the integrating circuit 1854 may be 10-1000 ⁇ s, 50-500 ⁇ s, 75-150 ⁇ s, or 80-120 ⁇ s.
  • the cutoff frequency of the integration circuit 1854 may be 0.1-100 kHz, 0.5-50 kHz, 1-20 kHz, or 1-10 kHz.
  • the integrating circuit 1854 may be an amplifier or a low-pass filter that processes the electrical signal output by the photoelectric conversion element 1852, or may be a part of the components constituting the amplifier or the low-pass filter. It may be incorporated in the photoelectric conversion element 1852 or may be arranged after the photoelectric conversion element 1852 .
  • the AD converter 360 converts the electrical signal output by the optical receiver 350 from an analog signal to a digital signal. This produces one or more digital signals corresponding to the differential phase at each of the one or more sample points. AD converter 360 outputs the above digital signal to signal processing section 1870 .
  • the sampling rate of AD converter 360 is set to a value sufficient to sample signals within the band of optical receiver 350 .
  • the sampling rate of the AD converter 360 is set to about 5 to 10 times the bandwidth of the optical receiver 350 .
  • the signal processing section 1870 acquires one or more sampled differential phase signals from the AD converter 360 .
  • the signal processing unit 1870 determines the state of the optical transmission line 10 and/or the signal light propagated through the optical transmission line 10 based on the differential phase at each of one or more points in time indicated by one or more differential phase signals. assess the state of The signal processor 1870, for example, evaluates at least one of (i) presence and/or degree of phase noise and (ii) presence and/or degree of polarization fluctuation. Thereby, the signal processing unit 1870 can detect the polarization fluctuation of the signal light propagated through the optical transmission line 10, for example.
  • the signal processing unit 1870 determines whether or not the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition. When it is determined that the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition, the signal processing unit 1870 outputs information indicating that polarization fluctuation has occurred in the signal light, for example. .
  • the form in which the signal processing unit 1870 is provided is not particularly limited.
  • the signal processing unit 1870 may be an integrated circuit (IC), a large scale integrated circuit (LSI), a system LSI, a system-on-chip, a microprocessor, or a device constructed by a combination of these. Details of the signal processing unit 1870 will be described later.
  • the photoelectric conversion element 1852 may be an example of a photoelectric conversion unit.
  • Integration circuit 1854 may be an example of an integration section.
  • the signal processor 1870 may be an example of a detection device.
  • the one or more sampled differential phase signals may be an example of information indicating the differential phase of the input light at each of one or more points in time.
  • One or more sample points may be an example of one or more time points.
  • condition monitoring device 1680 includes optical delay interferometer 340 .
  • condition monitoring device 1680 may include an optical delay interferometer having any configuration instead of optical delay interferometer 340 .
  • condition monitoring device 1680 includes optical delay interferometer 540 , optical delay interferometer 640 , optical delay interferometer 1040 , optical delay interferometer 1140 , optical delay interferometer 1240 , or optical delay interferometer 1340 .
  • condition monitor 1680 is not limited to this embodiment.
  • condition monitoring device 1680 may include an optical receiver having any configuration instead of optical receiver 350 .
  • condition monitor 1680 comprises balanced optical receiver 1350 .
  • the details of the state monitoring device 1680 have been described by taking the case where the optical receiver 350 includes the integration circuit 1854 as an example.
  • the condition monitor 1680 is not limited to this embodiment.
  • integrator circuit 1854 may be located external to optical receiver 350 .
  • integration circuit 1854 is arranged after optical receiver 350 .
  • the integration circuit 1854 may be placed inside equipment placed after the optical receiver 350 . Examples of the above devices include integration circuits, devices having integration characteristics, and the like. An amplifier, a low-pass filter, etc. are illustrated as a device having integral characteristics.
  • the signal processor 1870 includes a histogram generator 244 , a standard deviation calculator 246 and a calibrator 710 .
  • the signal processing unit 1870 includes an increase detection unit 1922, a frequency analysis unit 1924, a movement angle derivation unit 1926, a movement angular velocity derivation unit 1928, a polarization fluctuation detection unit 1930, and an information output unit 1940. Prepare.
  • the increase detector 1922 acquires one or more sampled differential phase signals from the AD converter 360 . As described above, each of the one or more differential phase signals is indicative of differential phase at each of one or more time points. An increase detector 1922 analyzes the one or more differential phase signals in the time domain.
  • the increase detection unit 1922 compares the magnitude of the differential phase at each of one or more time points with a predetermined first threshold. This allows the increase detection section 1922 to determine whether the magnitude of the differential phase at each of the one or more time points is equal to or greater than the first threshold. Increase detection section 1922 outputs information indicating the determination result to polarization fluctuation detection section 1930 .
  • the frequency analysis unit 1924 acquires one or more sampled differential phase signals from the AD converter 360 .
  • the frequency analysis unit 1924 analyzes (sometimes referred to as frequency analysis) one or more differential phase signals in the frequency domain.
  • the frequency analysis unit 1924 performs Fourier transform (for example, fast Fourier transform) on one or more differential phase signals.
  • Fourier transform for example, fast Fourier transform
  • the fluctuation frequency of the phase difference ⁇ (t) between the orthogonal polarization modes Ex(t) and Ey(t) of the signal light propagating in the z direction is derived.
  • the spectral components obtained by the Fourier transform indicate the amplitude values of fluctuations.
  • the results of the Fourier transform are analyzed, and the frequencies showing the prominent peak values and the frequencies of other prominent components are determined as the fluctuation frequencies. For example, while changing the frequency of the measurement data obtained by Fourier transform, the variation of the amplitude value is observed. The frequency at which the amplitude value suddenly fluctuates is determined as the fluctuating frequency.
  • the frequency analysis section 1924 outputs information indicating the analysis result to the polarization variation detection section 1930 .
  • the frequency analysis section 1924 may output information indicating the analysis result to the movement angle derivation section 1926 and/or the movement angular velocity derivation section 1928 as necessary.
  • Examples of the information indicating the analysis result include fluctuation frequency and fluctuation amplitude value.
  • the fluctuation amplitude value is a parameter related to the movement angle, and the movement angular velocity is derived based on the fluctuation amplitude value and the fluctuation frequency.
  • the movement angle derivation unit 1926 acquires one or more sampled differential phase signals from the AD converter 360 .
  • the moving angle deriving unit 1926 derives moving angles at fluctuation frequencies of the trajectory on the Poincare sphere derived from the magnitude of the differential phase at each of the one or more time points.
  • the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere is derived based on the results of the Fourier transform described above.
  • the movement angle is derived by calculating a peak-to-peak value (pp value) from the vibration amplitude value (peak value) of the Fourier transform.
  • Movement angle derivation section 1926 outputs information indicating the derivation result to polarization fluctuation detection section 1930 .
  • the moving angular velocity derivation unit 1928 acquires one or more sampled differential phase signals from the AD converter 360 .
  • the moving angular velocity derivation unit 1928 derives the moving angular velocity at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere derived from the magnitude of the differential phase at each of one or more time points.
  • the moving angular velocity is derived based on the moving angle of the trajectory on the Poincare sphere and the fluctuation frequency described above.
  • the movement angular velocity is derived, for example, as movement angle (pp value) ⁇ 2 ⁇ fluctuation frequency.
  • Movement angular velocity derivation section 1928 outputs information indicating the derivation result to polarization fluctuation detection section 1930 .
  • the polarization variation detection unit 1930 evaluates the presence and/or degree of polarization variation.
  • the polarization variation detector 1930 detects polarization variation. When polarization fluctuation is detected, it can be evaluated that polarization fluctuation is occurring and/or the degree of polarization fluctuation is relatively large.
  • the polarization variation detection unit 1930 determines whether the differential phase at least part of one or more time points satisfies a predetermined condition. If it is determined that the differential phase at least part of one or more time points satisfies the predetermined condition, the polarization variation detector 1930 outputs information indicating that the polarization variation has been detected to 1940. .
  • the predetermined conditions may include a first condition that the magnitude of the differential phase at least one of the one or more time points is equal to or greater than a first predetermined threshold.
  • the above predetermined condition is at least a part of one or more time points and includes a plurality of time points included in an evaluation period, which is a period having a predetermined length.
  • a second condition may include that the number of time points equal or greater than a first threshold in magnitude is equal to or greater than a second predetermined threshold.
  • the above-described predetermined condition is the number of points in the plurality of points in the evaluation period in which the magnitude of the differential phase at the point in time is equal to or greater than the first threshold.
  • a third condition may be included that the percentage of the number is equal to or greater than a third predetermined threshold.
  • the above predetermined condition is that the moving angle at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere, derived from the magnitude of the differential phase at each of the one or more time points, is equal to a predetermined fourth threshold, or A fourth condition may be included that is greater than a fourth threshold.
  • the predetermined conditions may include a fifth condition that the moving angular velocity at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere is equal to or greater than a predetermined fifth threshold.
  • the above predetermined conditions may include a combination of at least two conditions selected from the group consisting of the first, second, third, fourth and fifth conditions.
  • the first threshold, second threshold, third threshold, fourth threshold and fifth threshold may be determined independently.
  • the first threshold, the second threshold, the third threshold, the fourth threshold, and the fifth threshold may be different values, or at least two of them may be the same.
  • At least one of the first threshold, the second threshold, the third threshold, the fourth threshold, and the fifth threshold may be determined based on the polarization fluctuation tolerance of the communication system 1600 or the optical signal receiving apparatus 1620.
  • at least one of the first threshold, the fourth threshold, and the fifth threshold is ka times the polarization fluctuation tolerance (ka is is a positive number, ka may be less than or equal to 1, or less than 1).
  • the first threshold, the fourth threshold and the fifth threshold may be different from each other.
  • At least one of the second threshold and the third threshold may be determined by a pretest, a test during trial operation, or the like.
  • the polarization variation detection section 1930 acquires information indicating the determination result for each of the one or more sample points from the increase detection section 1922 . For example, the polarization variation detection unit 1930 determines that at least one of the determination results regarding each of the one or more sample points indicates that the magnitude of the differential phase at the sample point is equal to or less than the first threshold. is also large, it is determined that the first condition is satisfied. If the first condition is satisfied, the polarization fluctuation detection section 1930 may determine that the polarization fluctuation has been detected.
  • the first condition can be satisfied even when the effect on the transmission characteristics is actually small.
  • the magnitude of the differential phase at a specific sample point is a statistically specific value
  • the above first condition is satisfied and polarization fluctuation can be detected.
  • the effect of detected polarization variations on transmission characteristics can be very small.
  • the polarization fluctuation detection unit 1930 detects, for example, a plurality of values included in a period having a predetermined length (sometimes referred to as an evaluation period) among the determination results for each of the one or more sample points. Polarization fluctuation may be detected using the determination result regarding the sample points of . This improves the detection accuracy of the polarization variation.
  • polarization variation detection section 1930 determines that the number of sample points whose magnitude of differential phase is equal to or greater than the first threshold among the number of sample points included in the evaluation period is the first If it is equal to two thresholds or greater than the second threshold, it is determined that the second condition is established. If the second condition is satisfied, the polarization variation detection section 1930 may determine that the polarization variation has been detected.
  • the polarization variation detection unit 1930 determines that the ratio of the number of sample points whose magnitude of the differential phase is equal to or greater than the first threshold to the number of sample points included in the evaluation period is If it is equal to or greater than a predetermined third threshold, it is determined that the third condition is met. If the third condition is met, the polarization variation detection section 1930 may determine that polarization variation has been detected.
  • the polarization variation detection unit 1930 acquires from the movement angle derivation unit 1926 information indicating the derivation result of the movement angle at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere. Polarization fluctuation detection section 1930 determines that the fourth condition is met when the movement angle is equal to or greater than the fourth threshold. If the fourth condition is met, the polarization variation detection section 1930 may determine that polarization variation has been detected.
  • the polarization variation detection unit 1930 acquires from the movement angular velocity derivation unit 1928 information indicating the derivation result of the movement angular velocity at the fluctuation frequency of the trajectory on the Poincare sphere. Polarization fluctuation detection section 1930 determines that the fifth condition is met when the movement angle is equal to or greater than the fifth threshold. If the fifth condition is satisfied, the polarization variation detection section 1930 may determine that polarization variation has been detected.
  • the information output section 1940 outputs evaluation information indicating various evaluation results in the signal processing section 1870 .
  • the evaluation information includes information for evaluating the phase noise of the signal light described with reference to FIG.
  • the evaluation information includes evaluation information regarding polarization variation.
  • Evaluation information on polarization fluctuation includes information indicating that polarization fluctuation has occurred in the signal light, information indicating that the moving angular velocity has exceeded the specified angular velocity, information indicating that the moving angle has exceeded the specified angle, and information indicating that the moving angle has exceeded the specified angle.
  • Information indicating that the frequency has exceeded a specified frequency is exemplified. Evaluation information on polarization fluctuation may be output as an alarm or flag.
  • the increase detection unit 1922 may be an example of a differential phase information acquisition unit.
  • the frequency analysis unit 1924 may be an example of a differential phase information acquisition unit.
  • the movement angle derivation unit 1926 may be an example of a differential phase information acquisition unit.
  • the movement angular velocity derivation unit 1928 may be an example of a differential phase information acquisition unit.
  • Polarization fluctuation detection section 1930 may be an example of a determination section.
  • Information output unit 1940 may be an example of an output unit.
  • Information indicating that polarization fluctuation has been detected may be an example of information indicating that polarization fluctuation has occurred in the signal light.
  • the details of the signal processing unit 1870 will be described by taking as an example a case where the signal processing unit 1870 includes a histogram generation unit 244, a standard deviation calculation unit 246, and a calibration unit 710, like the signal processing unit 370. rice field.
  • the signal processor 1870 is not limited to this embodiment.
  • the signal processing section 1870 does not have to include at least one of the histogram generating section 244, the standard deviation calculating section 246, and the calibrating section 710.
  • signal processor 1870 may include normalizer 930, similar to signal processor 870.
  • FIG. 20 schematically shows an example of information processing in the state monitoring device 1680.
  • step 2022 the step may be abbreviated as S
  • the optical receiver 350 having the integration circuit 1854 receives the light output from the optical delay interferometer 340.
  • Optical receiver 350 generates an electrical signal corresponding to the light output by optical delay interferometer 340 .
  • the AD converter 360 samples the electrical signal output from the optical receiver 350. This produces one or more digital signals corresponding to the differential phase at each of the one or more sample points.
  • the digital signal output from the AD converter 360 is stored in a memory (not shown) arranged in the state monitoring device 1680 or the signal processing unit 1870.
  • the digital signal output from the AD converter 360 is stored in the above memory in association with, for example, the identification information of each sample point.
  • the latest N pieces of data (N is an integer equal to or greater than 1) are sequentially accumulated.
  • the signal processing unit 1870 determines whether the first condition, the fourth condition and/or the fifth condition are satisfied in S2032. Thereby, the presence and/or degree of polarization fluctuation is evaluated. Signal processing section 1870 outputs information indicating the determination result to information output section 1940 .
  • the signal processing unit 1870 may use the data accumulated in the memory in S2026 to determine whether the first, fourth and/or fifth conditions are met. For example, after performing moving average processing on the data accumulated in the memory in S2026, it is determined whether the first condition, the fourth condition and/or the fifth condition are met. This reduces the effects of noise. Note that the signal processing section 1870 may sequentially determine whether the first condition, the fourth condition and/or the fifth condition are satisfied for the sampled data. In this case, after the process of S2024 ends, the process of S2032 is started before the process of S2026 ends.
  • the signal processing unit 1870 uses the data accumulated in the memory in S2026 to determine whether the second condition and/or the third condition are met. Thereby, the presence and/or degree of polarization fluctuation is evaluated. Signal processing section 1870 outputs information indicating the determination result to information output section 1940 .
  • the histogram generation unit 244 and standard deviation calculation unit 246 generate information for evaluating the phase noise of the signal light using the data accumulated in the memory in S2026. Thereby, the presence and/or degree of phase noise is evaluated.
  • Standard deviation calculator 246 outputs information for evaluating the phase noise of the signal light to information output unit 1940 .
  • the information output unit 1940 outputs evaluation information regarding polarization fluctuation.
  • information output section 1940 outputs evaluation information regarding phase noise. This ends the processing.
  • FIG. 21 schematically shows an example of a data table 2100.
  • the data table 2100 stores evaluation information regarding polarization fluctuations.
  • data table 2100 has one or more records for each of one or more sample points. Each of the one or more records may be an example of evaluation information at a particular point in time or sample point.
  • the data table 2100 includes, for each of one or more sample points, a sample point number 2120, a time 2122 corresponding to the sample point, and an output value 2124 of the optical receiver 350 at the sample point.
  • 2140 and the polarization fluctuation detection result 2150 are stored in association with each other.
  • the data items of the data table 2100 are not limited to those of this embodiment.
  • the data table 2100 stores, for each of one or more sample points, the sample point number 2120 or time 2122 and the polarization variation detection result 2150 in association with each other.
  • the details of the evaluation information on polarization fluctuation have been described, taking as an example the case where the evaluation information on polarization fluctuation is stored in the data table 2100 .
  • the evaluation information regarding polarization fluctuation is not limited to this embodiment.
  • the evaluation information regarding polarization variation may be a list of one or more times at which polarization variation was detected.
  • FIG. 22 illustrates an example computer 3000 in which aspects of the present invention may be embodied in whole or in part.
  • At least part of the optical signal receiver 120 may be implemented by the computer 3000 .
  • At least part of the phase noise estimator 320 may be implemented by the computer 3000 .
  • At least part of the optical signal receiver 1620 may be implemented by the computer 3000 .
  • At least part of condition monitoring device 1680 may be realized by computer 3000 .
  • Programs installed on the computer 3000 cause the computer 3000 to function as one or more "parts" of operations or one or more "parts” of an apparatus according to embodiments of the invention, or to and/or cause computer 3000 to perform a process or steps of a process according to embodiments of the present invention.
  • Such programs may be executed by CPU 3012 to cause computer 3000 to perform certain operations associated with some or all of the blocks in the flowcharts and block diagrams described herein.
  • a computer 3000 includes a CPU 3012, a RAM 3014, a GPU 3016, and a display device 3018, which are interconnected by a host controller 3010.
  • Computer 3000 also includes input/output units such as communication interface 3022 , hard disk drive 3024 , DVD-ROM drive 3026 and IC card drive, which are connected to host controller 3010 via input/output controller 3020 .
  • the computer also includes legacy input/output units such as ROM 3030 and keyboard 3042 , which are connected to input/output controller 3020 via input/output chip 3040 .
  • the CPU 3012 operates according to programs stored in the ROM 3030 and RAM 3014, thereby controlling each unit.
  • the GPU 3016 retrieves image data generated by the CPU 3012 into itself, such as a frame buffer provided in RAM 3014 , and causes the image data to be displayed on the display device 3018 .
  • a communication interface 3022 communicates with other electronic devices via a network.
  • Hard disk drive 3024 stores programs and data used by CPU 3012 within computer 3000 .
  • DVD-ROM drive 3026 reads programs or data from DVD-ROM 3001 and provides programs or data to hard disk drive 3024 via RAM 3014 .
  • the IC card drive reads programs and data from IC cards and/or writes programs and data to IC cards.
  • ROM 3030 stores therein programs such as a boot program executed by computer 3000 upon activation and/or programs dependent on the hardware of computer 3000 .
  • Input/output chip 3040 may also connect various input/output units to input/output controller 3020 via parallel ports, serial ports, keyboard ports, mouse ports, and the like.
  • a program is provided by a computer-readable storage medium such as a DVD-ROM 3001 or an IC card.
  • the program is read from a computer-readable storage medium, installed in hard disk drive 3024 , RAM 3014 , or ROM 3030 , which are also examples of computer-readable storage medium, and executed by CPU 3012 .
  • the information processing described within these programs is read by computer 3000 to provide coordination between the programs and the various types of hardware resources described above.
  • An apparatus or method may be configured by implementing information operations or processing according to the use of computer 3000 .
  • the CPU 3012 executes a communication program loaded into the RAM 3014 and sends communication processing to the communication interface 3022 based on the processing described in the communication program. you can command.
  • the communication interface 3022 reads the transmission data stored in the transmission buffer area provided in the recording medium such as the RAM 3014, the hard disk drive 3024, the DVD-ROM 3001, or the IC card. Data is transmitted to the network, or received data received from the network is written in a receive buffer area or the like provided on the recording medium.
  • the CPU 3012 causes the RAM 3014 to read all or necessary portions of files or databases stored in external recording media such as a hard disk drive 3024, a DVD-ROM drive 3026 (DVD-ROM 3001), an IC card, etc. Various types of processing may be performed on the data in RAM 3014 . CPU 3012 may then write back the processed data to an external recording medium.
  • external recording media such as a hard disk drive 3024, a DVD-ROM drive 3026 (DVD-ROM 3001), an IC card, etc.
  • Various types of processing may be performed on the data in RAM 3014 .
  • CPU 3012 may then write back the processed data to an external recording medium.
  • CPU 3012 performs various types of operations on data read from RAM 3014, information processing, conditional decisions, conditional branching, unconditional branching, and information retrieval as specified throughout this disclosure and by instruction sequences of programs. Various types of processing may be performed, including /replace, etc., and the results written back to RAM 3014 . Also, the CPU 3012 may search for information in a file in a recording medium, a database, or the like.
  • the CPU 3012 selects the first attribute from among the plurality of entries. search for an entry that matches the specified condition of the attribute value of the attribute, read the attribute value of the second attribute stored in the entry, and thereby determine the first attribute that satisfies the predetermined condition An attribute value of the associated second attribute may be obtained.
  • the programs or software modules described above may be stored in a computer-readable storage medium on or near the computer 3000 .
  • a recording medium such as a hard disk or RAM provided in a server system connected to a dedicated communication network or the Internet can be used as a computer-readable storage medium, whereby the above program can be transferred via a network. provided to the computer 3000;
  • a laser beam with a wavelength of 1550 nm was emitted from the laser beam oscillator, a voltage was applied to the fiber stretcher, and a lateral pressure fluctuation of 140 kHz was applied to the optical fiber.
  • Stokes parameters of fiber stretcher output light were measured using a polarization state measuring instrument.
  • the moving angle of the trajectory on the Poincare sphere was derived using the measurement results of the Stokes parameters.
  • FIG. 23 shows the measurement results of the Stokes parameter when the magnitude of the voltage applied to the fiber stretcher is 1V. As shown in FIG. 23, it was confirmed that minute polarization fluctuations occurred at a frequency of 140 kHz. In addition, when the state of polarization fluctuations on the Poincare sphere was confirmed using the measurement results of the Stokes parameters, minute polarization fluctuations were confirmed on the Poincare sphere.
  • the other end of the optical fiber was disconnected from the polarization state measuring device, and the other end of the optical fiber was connected to one end of an optical delay interferometer (manufactured by Optiplex, DI-C1EFAM512).
  • the other end of the optical delay interferometer was connected to a balanced optical receiver (BR-C0200B1DC manufactured by Optiplex).
  • the balanced optical receiver was equipped with a low-pass filter, and the cutoff frequency of the balanced optical receiver was 150 MHz.
  • An AD converter manufactured by Tektronix, oscilloscope model number MSO64 was used to sample the output of the balanced optical receiver.
  • a laser beam with a wavelength of 1550 nm was emitted from the laser beam oscillator, a voltage was applied to the fiber stretcher, and a lateral pressure fluctuation of 140 kHz was applied to the optical fiber.
  • a histogram of the magnitude of the differential phase was created.
  • a graph showing the time variation of the magnitude of the differential phase were created.
  • the measured output of the sampled balanced optical receiver was fast Fourier transformed to derive (c) the frequency spectrum of the differential phase.
  • FIG. 24 shows a histogram of the output of the balanced optical receiver when the magnitude of the voltage applied to the fiber stretcher is 1V.
  • FIG. 25 shows the time variation of the output of the balanced optical receiver when the magnitude of the voltage applied to the fiber stretcher is 1V.
  • FIG. 26 shows the frequency spectrum of the output of the balanced optical receiver when the voltage applied to the fiber stretcher is 1V.
  • the histogram is divided into two, indicating that phase fluctuation has occurred.
  • the fluctuation rises and falls steeply, and it can be seen that the integration effect of the low-pass filter of the balanced optical receiver appears.
  • the phase variation is being measured directly if the integration effect appears.
  • the cause of the sharp fluctuation is not clear, it is presumed that the mechanical vibration cannot follow the sinusoidal input voltage, causing the sharp fluctuation locally.
  • the magnitude of fluctuation was derived by measuring the frequency component at 140 kHz.
  • the phase shift amount was derived by measuring the peak-to-peak value of the frequency component at 140 kHz.
  • the voltage applied to the fiber stretcher was roughly proportional to the measured phase shift amount.
  • Non-Patent Document 15 there is a proportional relationship between the voltage applied to the fiber stretcher and the lateral pressure and birefringence values resulting from the operation of the fiber stretcher. It shows that the measurement principle described above works.
  • a measurement result using a polarization state measuring instrument (sometimes referred to as a polarimetry instrument) was compared with a measurement result using an optical delay interferometer.
  • the measurement results using the optical delay interferometer were in good agreement with the measurement results using the polarization state measuring instrument.
  • the voltage applied to the fiber stretcher peak-to-peak value
  • the coordinates of the moving ends of the trajectory on the Poincare sphere measured by the polarimeter are (0.31, 0.94, ⁇ 0.15) and (0.17, 0.98, ⁇ 0.06).
  • the pp value of the phase change amount was 0.17 rad.
  • the pp value of the 140 kHz component in the spectrum measurement result was 0.16 rad.
  • FIG. 27 shows the measurement results of Stokes parameters when the voltage applied to the fiber stretcher is 200 mV. As shown in FIG. 27, it was confirmed that minute polarization fluctuations occurred at a frequency of 140 kHz. In addition, when the state of polarization fluctuations on the Poincare sphere was confirmed using the measurement results of the Stokes parameters, minute polarization fluctuations were confirmed on the Poincare sphere.
  • FIG. 28 shows a histogram of the output of the balanced optical receiver when the voltage applied to the fiber stretcher is 200 mV.
  • FIG. 29 shows the time variation of the output of the balanced optical receiver when the voltage applied to the fiber stretcher is 200 mV.
  • FIG. 30 shows the frequency spectrum of the output of the balanced optical receiver when the voltage applied to the fiber stretcher is 200 mV.
  • Example 2 Measurement using a polarization state measuring instrument
  • one end of the optical fiber was connected to a laser light oscillator (manufactured by Pure Photonics, Model No. PPCL550).
  • the other end of the optical fiber was connected to a polarization scrambler (NRT-2500, manufactured by Luna Innovations).
  • the output end of the polarization scrambler was connected to a polarization state measuring device (PM1000 Polarimeter manufactured by Novoptel).
  • a laser beam with a wavelength of 1550 nm was emitted from the laser beam oscillator, and high-speed polarization fluctuation was generated using the spinner mode of the polarization scrambler.
  • the polarization fluctuation frequency of the polarization scrambler was set to 75 kHz. This corresponds to a moving angular velocity of about 470 krad/s on the Poincare sphere.
  • FIG. 31 shows the measurement results of the Stokes parameters in Experimental Example 2. As shown in FIG. 31, it was confirmed that extremely large and high-speed polarization fluctuations occurred as per the specifications of the polarization scrambler. In addition, when the state of polarization fluctuation on the Poincare sphere was confirmed using the measurement results of the Stokes parameters, it was confirmed that the trajectory was close to a great circle with the largest radius on the Poincare sphere.
  • a laser beam with a wavelength of 1550 nm was emitted from the laser beam oscillator, and high-speed polarization fluctuation was generated using the spinner mode of the polarization scrambler.
  • the polarization fluctuation frequency of the polarization scrambler was set to 75 kHz.
  • FIG. 32 shows a histogram of the output of the balanced optical receiver in Experimental Example 2.
  • FIG. 33 shows temporal fluctuations of the output of the balanced optical receiver in Experimental Example 2.
  • FIG. 34 shows the frequency spectrum of the output of the balanced optical receiver in Experimental Example 2.
  • FIG. All of the results in FIGS. 32, 33 and 34 indicate that large polarization fluctuations have occurred.
  • the fluctuation rises and falls steeply, and it can be seen that the integration effect of the low-pass filter of the balanced optical receiver appears.
  • the polarization scrambler NRT-2500 rotates the half-wave plate at high speed to generate polarization fluctuations.
  • the phase fluctuation due to the half-wave plate occurs, resulting in a sharp fluctuation. .
  • the 150 kHz component is measured as the main frequency component.
  • the nominal value of 75 kHz for the polarization scrambler NRT-2500 is the frequency of polarization rotation.
  • the phase change accompanying the rotation of the half-wave plate changes at twice the frequency of the polarization rotation. Therefore, it is presumed that frequency components of 75 kHz and 150 kHz were observed.
  • An evaluation device for evaluating phase noise of signal light propagated through an optical transmission line a differential phase information acquisition unit that acquires information indicating the differential phase of the input light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period; an index deriving unit for deriving the degree of variation in the differential phase at each of the plurality of time points as an index for evaluating the phase noise; with
  • the differential phase represents a phase difference of the input light at two time points adjacent in time among the plurality of time points, The time interval between the plurality of time points is substantially constant and is equal to or less than the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light. Evaluation device.
  • the evaluation device according to item A-1.
  • the differential phase information acquisition unit generates information indicating the differential phase at each of the plurality of time points based on the plurality of digital signals,
  • the index derivation unit derives degrees of variation in the differential phase corresponding to each of the plurality of points of time as an index for evaluating phase noise of the received signal,
  • the received signal is superimposed with a symbol time series,
  • the sampling rate of the analog-to-digital conversion unit is equal to or higher than the symbol rate of the
  • the evaluation device according to item A-1 or item A-2.
  • item A-4 a local light source that outputs local oscillation light; an optical 90-degree hybrid that interferes the signal light with local light emitted from the local light source and outputs a plurality of optical signals obtained by separating the received signal into a plurality of signal components; further comprising
  • the photoelectric conversion unit is converting the optical signal of the I signal component output by the optical 90-degree hybrid into an electrical signal; converting the optical signal of the Q signal component output from the optical 90-degree hybrid into an electrical signal;
  • the analog-to-digital converter is outputting a plurality of first digital signals corresponding to the optical signal of the I signal component at each of the plurality of time points; outputting a plurality of second digital signals corresponding to the optical signal of the Q signal component at each of the plurality of time points;
  • the differential phase information acquisition unit is removing modulated components contained in the received signal based on the plurality of first digital signals and the plurality of second digital signals; generating information indicative of the
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the received signal is the square root of the sum of the square of the standard deviation of the phase noise of the signal light and the square of the standard deviation of the phase noise due to the spectral line width of the local oscillation light. represented as The evaluation device according to item A-4.
  • the differential phase information acquisition unit is a waveguide into which the input light is input; a ring resonator arranged adjacent to the waveguide; a photoelectric conversion unit that converts the output light of the waveguide into an electrical signal; has The input/output characteristics of the ring resonator are set such that the length of the ring is an integral multiple of the wavelength of the input light in the ring medium.
  • the differential phase information acquisition unit is an analog-to-digital conversion unit that converts the electrical signal output by the photoelectric conversion unit from an analog signal to a digital signal; wherein the analog-to-digital converter outputs a plurality of digital signals corresponding to the differential phases at each of the plurality of points in time;
  • the evaluation device according to any one of items A-6 to A-8.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the input light is expressed as 1/2 times the square of the standard deviation of the differential phase.
  • the evaluation device according to any one of items A-6 to A-9.
  • [Item A-11] further comprising an optical power information acquisition unit that acquires information indicating the measured value of the optical power of the input light;
  • the index deriving unit normalizes the differential phase of the input light using the measured optical power of the input light, using the normalized differential phase to derive the degree of variation in the differential phase;
  • the evaluation device according to any one of items A-1 to A-10.
  • An optical receiver comprising: [Item A-13] an optical transmitter that transmits the signal light; the optical receiver according to item A-12;
  • An optical communication system comprising: [Item A-14] A program for causing a computer to function as the evaluation device according to any one of items A-1 to A-11.
  • An evaluation method for evaluating phase noise of signal light propagated through an optical transmission line a differential phase information acquiring step of acquiring information indicating the differential phase of the input light at each of a plurality of time points included in the evaluation period; an index derivation step of deriving the degree of variation in the differential phase at each of the plurality of time points as an index for evaluating the phase noise; has The differential phase represents a phase difference of the input light at two time points adjacent in time among the plurality of time points, The time interval between the plurality of time points is substantially constant and is equal to or less than the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light. Evaluation method.
  • a detection device for detecting polarization variation of signal light propagating through an optical transmission line a differential phase information acquisition unit that acquires information indicating the differential phase of input light to be evaluated at each of one or more time points; a determination unit that determines whether the differential phase at least part of the one or more time points satisfies a predetermined condition; with The above predetermined conditions are a first condition that the magnitude of the differential phase at at least one of the one or more time points is equal to or greater than a first predetermined threshold; Among the plurality of time points included in an evaluation period, which is at least part of the one or more time points and is a period having a predetermined length, the magnitude of the differential phase at the time point is the first a second condition that the number of time points equal to or greater than the first threshold is equal to or greater than a predetermined second threshold; A ratio of the number of time points at which the magnitude of the differential phase at the time point among the plurality of time
  • a moving angle at a fluctuating frequency of the trajectory on the Poincare sphere, derived from the magnitude of the differential phase at each of the one or more time points, is equal to or greater than a predetermined fourth threshold.
  • a fourth condition of a fifth condition that the movement angular velocity of the trajectory on the Poincare sphere at the fluctuation frequency is equal to or greater than a predetermined fifth threshold; including at least one of detection device.
  • an output unit configured to output information indicating that polarization variation has occurred in the signal light when it is determined that the differential phase at least part of the one or more time points satisfies the predetermined condition; prepare further, The detection device according to item B-1.
  • the differential phase represents a phase difference of the input light at two temporally adjacent time points among the one or more time points, the time interval between the one or more time points is substantially constant;
  • the above signal light is light of a first wavelength used for transmitting information signals; light of a second wavelength used for detecting polarization fluctuation; including The value of the first wavelength is different from the value of the second wavelength,
  • the input light is light of the second wavelength,
  • [Item B-5] further comprising a demultiplexing unit that demultiplexes the light of the second wavelength from the signal light, The detection device according to item B-4.
  • a detection method for detecting polarization variation of signal light propagating through an optical transmission line comprising: a differential phase information acquisition step of acquiring information indicative of the differential phase of the input light to be evaluated at each of the one or more time points; determining whether the differential phase at least a portion of the one or more time points satisfies a predetermined condition; has The above predetermined conditions are a first condition that the magnitude of the differential phase at at least one of the one or more time points is equal to or greater than a first predetermined threshold; Among the plurality of time points included in an evaluation period, which is at least part of the one or more time points and is a period having a predetermined length, the magnitude of the differential phase at the time point is the first a second condition that the number of time points equal to or greater than the first threshold is equal to or greater than a predetermined second threshold; A ratio of the number of time points at which the magnitude of the differential phase at the time point among the plurality of time points is equal to or greater than the first threshold value to the
  • a moving angle at a fluctuating frequency of the trajectory on the Poincare sphere, derived from the magnitude of the differential phase at each of the one or more time points, is equal to or greater than a predetermined fourth threshold.
  • a fourth condition of a fifth condition that the movement angular velocity of the trajectory on the Poincare sphere at the fluctuation frequency is equal to or greater than a predetermined fifth threshold; including at least one of Detection method.
  • 10 optical transmission line 100 communication system, 110 optical signal transmitter, 120 optical signal receiver, 130 local oscillator, 140 optical 90-degree hybrid, 152 optical receiver, 154 optical receiver, 162 AD converter, 164 AD converter , 170 signal processing unit, 210 digital signal processing circuit, 220 decoding circuit, 230 amplitude noise evaluation unit, 240 phase noise evaluation unit, 242 differential phase signal generation unit, 244 histogram generation unit, 246 standard deviation calculation unit, 320 phase noise Evaluation device, 340 optical delay interferometer, 350 optical receiver, 360 AD converter, 370 signal processor, 422 semi-transmissive mirror, 424 semi-transmissive mirror, 432 total reflection mirror, 434 total reflection mirror, 436 optical phase adjuster, 510 substrate, 520 waveguide, 526 electrode, 530 waveguide, 540 optical delay interferometer, 610 substrate, 620 waveguide, 630 ring resonator, 636 electrode, 640 optical delay interferometer, 710 calibration unit, 820 phase noise evaluation device , 850 optical receiver, 860 AD converter,

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するための検出装置が、１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部と、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定部とを備える。予め定められた条件は、例えば、１以上の時点の少なくとも１つにおける差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きいという条件を含む。予め定められた条件は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは第２閾値よりも大きいという条件を含む。

Description

検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法
　本発明は、検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法に関する。
　非特許文献１～５には、例えばカー効果を介して信号光に位相雑音が発生することにより、光伝送特性が劣化することが開示されている。非特許文献６には、測定された受信信号の位相から光位相の移動平均値を差し引くことで、非特許文献７に開示されているような１／ｆ雑音成分の除去された光位相雑音が導出されることが開示されている。非特許文献８～９には、遅延干渉計を用いてＤＰＳＫ信号を復調することが開示されている。非特許文献１０～１２には、光リング共振器の入出力特性が光遅延干渉計の入出力特性よりも急峻になることが開示されている。
　非特許文献１３～１４には、コヒーレント光通信方式において、１０ｋＨｚ程度以上の高速な偏波変動が発生し得ることが開示されている。非特許文献１５には、ファイバストレッチャーの印加電圧の値と，これにより生じる側圧及び複屈折の値との間に比例関係のあることが開示されている。
　（先行技術文献）
　（非特許文献）
　（非特許文献１） J. P. Gordon and L. F. Mullenauer, "Phase noise in photonic communications systems using linear amplifiers," Optics Letters, Vol. 15, No. 23, pp. 1351-1353, 1990. 
　（非特許文献２） S. Ryu, "Signal linewidth broadening due to nonlinear Kerr effect in long-haul coherent systems using cascaded optical amplifiers," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 10, pp. 1450-1457, 1992. 
　（非特許文献３） J. Cheng et al., "Relative phase noise induced impairment inM-ary phase shift-keying coherent optical communication system using distributed fiber Raman amplifier," Optics Letters, Vol. 38, No. 7, pp. 1055-1057, 2013. 
　（非特許文献４） S. Zhang et al., "Bit-error rate performance of coherent optical M-ary PSK/QAM using decision-aided maximum likelihood phase estimation," Optics Express, Vol. 18, No. 12, pp. 12088-12103, 2010. 
　（非特許文献５） T. Pfau et al., "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recovery for M-QAM constellations," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 27, No. 8, pp. 989-999, 2009. 
　（非特許文献６） M. Nakazawa et al., Editor, High spectral density optical communication technologies, Springer-Verlag, 2010. 
　（非特許文献７） K. Kikuchi, "Effect of 1/f-type FM noise on semiconductor-laser linewidth residual in high-power limit," IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. 25, No. 4, pp. 684-688, 1989.
　（非特許文献８） J. Gamet and G. Pandraud, "C- and L-band planar delay interferometer for DPSK decoders," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 17, No. 6, pp. 1217-1219, 2005. 
　（非特許文献９） K. Voigt et al., "Performance of 40-Gb/s DPSK demodulator in SOI-technology," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 20, No. 8, pp. 614-616, 2008. 
　（非特許文献１０） T. Kominato at al., "Ring resonators composed of GeO2-doped silica waveguides,"  IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 12, pp. 1781-1788, 1992. 
　（非特許文献１１） S. Suzuki et al., "Integrated-optic double-ring resonators with a wide free spectral range of 100 GHz," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 13, No. 8, pp. 1766-1771, 1995. 
　（非特許文献１２） W. Bogaerts et al., "Silicon microring resonators," Laser and Photonics Reviews, Vol. 6, No. 1, pp. 47-73, 2012.
　（非特許文献１３） P.M. Krummrich, E.-D. Schmidt, W. Weiershausen, and A. Mattheus, "Field trial results on statistics of fast polarization changes in long haul WDM transmission systems," OFC2005, paper OThT6, March 2005. 
　（非特許文献１４） M. Boroditsky, M. Brodsky, N.J. Frigo, P. Magill, and H. Rosenfeldt, "Polarization dynamics in installed fiberoptic systems," 2005 IEEE LEOS Annual Meeting, paper TuCC1, October 2005.  
　（非特許文献１５） R. Ulrich and A. Simon, "Polarization optics of twisted single-mode fibers," Applied Optics, Vol. 18, No. 13, pp. 2241-2251, July 1979. 
一般的開示
　本発明の第１の態様においては、検出装置が提供される。上記の検出装置は、例えば、光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するために用いられる。上記の検出装置は、例えば、１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部を備える。上記の検出装置は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定部を備える。
　上記の検出装置において、予め定められた条件は、例えば、１以上の時点の少なくとも１つにおける差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きいという第１条件を含む。上記の検出装置において、予め定められた条件は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは第２閾値よりも大きいという第２条件を含む。上記の検出装置において、予め定められた条件は、例えば、評価期間に含まれる複数の時点の個数に対する、複数の時点のうち当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は第３閾値よりも大きいという第３条件を含む。上記の検出装置において、予め定められた条件は、例えば、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは第４閾値よりも大きいという第４条件を含む。上記の検出装置において、予め定められた条件は、例えば、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは第５閾値よりも大きいという第５条件を含む。上記の検出装置において、予め定められた条件は、例えば、上記の第１条件、第２条件、第３条件、第４条件及び第５条件の少なくとも２つの組み合わせを含む。
　上記の何れかの検出装置は、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすと判定された場合に、信号光に偏波変動が発生したことを示す情報を出力する出力部を備えてよい。上記の何れかの検出装置において、差動位相は、１以上の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表してよい。１以上の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　上記の何れかの検出装置において、信号光は、情報信号の伝送に用いられる第１波長の光と、偏波変動の検出に用いられる第２波長の光とを含んでよい。第１波長の値は、第２波長の値とは異なってよい。入力光は、第２波長の光であってよい。上記の何れかの検出装置は、信号光から第２波長の光を分波する分波部を備えてよい。
　上記の何れかの検出装置において、差動位相情報取得部は、入力光が入力される遅延干渉部を有してよい。差動位相情報取得部は、遅延干渉部の出力光を電気信号に変換する光電変換部を有してよい。差動位相情報取得部は、光電変換部の出力した電気信号が入力され、入力電圧の波形が時間積分された電圧を出力する積分部を有してよい。
　上記の何れかの検出装置において、遅延干渉部は、入力光を第１入力光及び第２入力光に分岐してよい。遅延干渉部は、第１光路を通過した第１入力光と、第２光路を通過した第２入力光と合波干渉させてよい。遅延干渉部は、第１光路を通過した第１入力光及び第２光路を通過した第２入力光の遅延時間差τと、入力光の周波数ｆとが、下記の数式１の関係を満足するように設定されていてよい。
　（数式１）
　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
　本発明の第２の態様においては、光受信装置が提供される。上記の光受信装置は、例えば、上記の第１の態様に係る何れかの検出装置を備える。上記の光受信装置は、例えば、信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する復調部を備える。
　本発明の第３の態様においては、光通信システムが提供される。上記の光受信装置は、例えば、信号光を送信する光送信装置を備える。上記の光受信装置は、例えば、上記の第２の態様に係る何れかの光受信装置を備える。
　本発明の第４の態様においては、検出方法が提供される。上記の検出方法は、例えば、光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するために用いられる。上記の検出方法は、コンピュータにより実行されてよい。
　上記の検出方法は、例えば、１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階を有する。上記の検出方法は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が、予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定段階を有する。
　上記の検出方法において、予め定められた条件は、例えば、１以上の時点の少なくとも１つにおける差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きいという第１条件を含む。上記の検出方法において、予め定められた条件は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは第２閾値よりも大きいという第２条件を含む。上記の検出方法において、予め定められた条件は、例えば、評価期間に含まれる複数の時点の個数に対する、複数の時点のうち当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は第３閾値よりも大きいという第３条件を含む。上記の検出方法において、予め定められた条件は、例えば、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは第４閾値よりも大きいという第４条件を含む。上記の検出方法において、予め定められた条件は、例えば、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは第５閾値よりも大きいという第５条件を含む。上記の検出方法において、予め定められた条件は、例えば、上記の第１条件、第２条件、第３条件、第４条件及び第５条件の少なくとも２つの組み合わせを含む。
　本発明の５の態様においては、プログラムが提供される。上記のプログラムは、例えば、コンピュータを、上記の第１の態様に係る何れかの検出装置として機能させるためのプログラムである。上記のプログラムは、例えば、コンピュータに、上記の第４の態様に係る検出方法を実行させるためのプログラムである。上記のプログラムを格納するコンピュータ読み取り可能な記憶媒体が提供されてもよい。上記の記憶媒体は、非一時的なコンピュータ可読媒体であってよい。
　なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
通信システム１００のシステム構成の一例を概略的に示す。 信号処理部１７０の内部構成の一例を概略的に示す。 位相雑音評価装置３２０のシステム構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計３４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計５４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計６４０の内部構成の一例を概略的に示す。 信号処理部３７０の内部構成の一例を概略的に示す。 位相雑音評価装置８２０のシステム構成の一例を概略的に示す。 信号処理部８７０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１０４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１１４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１２４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１３４０の内部構成の一例を概略的に示す。 バランスド光受信器１３５０の回路構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１５４０の内部構成の一例を概略的に示す。 通信システム１６００のシステム構成の一例を概略的に示す。 光信号送信装置１１０の内部構成の一例を概略的に示す。 状態監視装置１６８０の内部構成の一例を概略的に示す。 信号処理部１８７０の内部構成の一例を概略的に示す。 状態監視装置１６８０における情報処理の一例を概略的に示す。 データテーブル２１００の一例を概略的に示す。 コンピュータ３０００のシステム構成の一例を概略的に示す。 実験例１におけるストークスパラメータの測定結果を示す。 実験例１における差動位相のヒストグラムを示す。 実験例１における差動位相の時間変動を示す。 実験例１における差動位相の周波数スペクトルを示す。 比較実験例１におけるストークスパラメータの測定結果を示す。 比較実験例１における差動位相のヒストグラムを示す。 比較実験例１における差動位相の時間変動を示す。 比較実験例１における差動位相の周波数スペクトルを示す。 実験例２におけるストークスパラメータの測定結果を示す。 実験例２における差動位相のヒストグラムを示す。 実験例２における差動位相の時間変動を示す。 実験例２における差動位相の周波数スペクトルを示す。
　以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。なお、図面において、同一または類似の部分には同一の参照番号を付して、重複する説明を省く場合がある。
　光伝送システムにおいては、受信信号に、光位相雑音、偏波変動などの位相変動が生じ得る。受信信号に位相変動が生じる原因としては、非線形光学効果、光ファイバの振動、光ファイバの捩じれ、光ファイバに印加される応力の変動、レーザー線幅又はレーザーの位相揺らぎ、落雷を起因とする光電界の位相変動などが例示される。光の位相変動の状況によっては、光伝送システムに符号誤りが発生し得る。光伝送システムとしては、コヒーレント光通信方式を採用した光伝送システムが例示される。
　本実施形態によれば、例えば、（ｉ）光位相雑音の有無及び／又は度合いを評価するための装置又は方法、（ｉｉ）偏波変動の有無及び／又は度合いを評価するための装置又は方法、並びに、（ｉｉｉ）光位相雑音及び偏波変動の有無及び／又は度合いを評価するための装置又は方法の一例が説明される。本実施形態によれば、光位相雑音及び偏波変動の少なくとも一方の有無、及び／又は、光位相雑音及び偏波変動の少なくとも一方の度合いを比較的精度よく評価することができる。これにより、光伝送システムの運用効率、保守効率などが向上し得る。
　（Ｉ．光位相雑音の測定原理）
　まず、光位相雑音の測定原理が説明される。上記の測定原理に基づく光位相雑音の測定装置及び測定方法の詳細は、図１～図１５を用いて後述される。
　従来、光位相の時間ｔに対する変動を線形近似することで、光位相雑音（単に、位相雑音と称される場合がある。）が推定されていた。例えば、光伝送路を伝搬した信号光の位相が測定された場合において、Ｎ個（Ｎは、正の整数である。）の標本点（サンプルと称される場合がある。）のうちｉ番目（ｉは、１以上Ｎ以下の整数である。）の標本点における信号光の位相の測定値は、下記の式１を用いて近似される。
　（式１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　例えば、最小二乗法により上記の定数ａ及びｂを予め決定しておくことで、信号光の位相の測定値から、位相雑音θ（ｉ）が推定され得る。しかしながら、実際にはレーザの周波数変動には低周波数成分の変動（１／ｆ雑音成分と称される場合がある。）が存在することから、上記の近似式１を用いて位相雑音θ（ｉ）の値を正確に推定することはできない。
　非特許文献６に記載されているように、測定された受信信号の位相から、光位相の移動平均値を差し引くことで、１／ｆ雑音成分の除去された光位相雑音が導出され得る。具体的には、位相雑音θ（ｉ）は、下記の式２を用いて導出される。なお、式２において、ｍ及びｌは、整数を表す。ｌの値は、適切に設定される。
　（式２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　しかしながら、位相雑音はＷｉｅｎｅｒ過程であることが知られており、位相雑音は、分散が時間ｔに比例して発散するガウス分布に従う。そのため、非特許文献６に記載されている方法によれば、時間ｔが短い場合には分散が負になってしまう、測定誤差の影響により近似曲線を正確に決定することができないなどの問題があった。
　本実施形態の一例によれば、差動位相の統計分布を評価することにより、非線形位相雑音による光信号の伝送に対する影響がより正確に評価され得る。非線形位相雑音としては、（ｉ）自己位相変調現象、（ｉｉ）相互位相変調現象、（ｉｉｉ）ファイバラマン増幅器において、ポンプ光の強度雑音がカー効果を介して信号光に位相雑音を発生させる現象などが例示される。
　差動位相は、標本点（サンプルと称される場合がある。）の前後の位相差を意味する。ｉ番目の標本点における差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）は、下記の式３のように表される。
　（式３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　例えば、サンプリング周波数をシンボルレートと同一の値に設定し、シンボル時間と同一の時間間隔で差動位相を測定することで、１シンボル時間における位相雑音の分散又は標準偏差が導出される。なお、サンプリング周波数の設定は上記の実施形態に限定されない。例えば、サンプリング周波数はシンボルレート以上に設定される。この場合、適切な時間間隔に対応するサンプルを用いて差動位相を算出することで、シンボル時間と同一の時間間隔で差動位相を測定することができる。時間的に隣接するサンプル同士の時間間隔（例えば、ｉ＋１番目のサンプルと、ｉ番目のサンプルとの時間間隔である。）が、サンプル時間間隔Δｔと称される場合がある。
　例えば、コヒーレントヘテロダイン検波において、位相雑音θ（ｔ）は、信号光の位相φＳ（ｔ）及び局部発振光（局発光と称される場合がある。）の位相φＬ（ｔ）を用いて、θ（ｔ）＝φＳ（ｔ）－φＬ（ｔ）として表される。光伝送路において生じる位相雑音はφＳ（ｔ）に含まれていることから、上記の式により、θ（ｔ）も、光伝送路において生じる位相雑音を含むことが示される。
　光信号に通信のための変調がかけられていない場合、ｉ番目の標本点における位相成分は、下記の式４により導出される。
　（式４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　一方、光信号に通信のための変調がかけられている場合、変調成分を消去することで、ｉ番目の標本点における位相成分が算出される。例えば、Ｍ相位相変調の場合には、受信信号のＭ乗を算出することで変調成分が消去され得る。Ｍは、正の整数である。
　例えば、ＱＰＳＫ変調が施された光信号の場合、複素数表現された受信信号ＩＱＰＳＫ（ｔ）は、下記の式５で表される。
　（式５）
　ＩＱＰＳＫ（ｔ）＝ｉＩ，ＱＰＳＫ（ｔ）＋ｊｉＱ，ＱＰＳＫ（ｔ）
　上記の式において、ｉＩ，ＱＰＳＫ（ｔ）は、ＱＰＳＫ変調が施された光信号をコヒーレントヘテロダイン検波して得られたＩ信号成分に対応する出力電流を示す。ｉＱ，ＱＰＳＫ（ｔ）は、ＱＰＳＫ変調が施された光信号をコヒーレントヘテロダイン検波して得られたＱ信号成分に対応する出力電流を示す。
　ここで、ＱＰＳＫ変調は４相位相変調方式なので、受信信号ＩＱＰＳＫ（ｔ）を４乗すると、受信信号ＩＱＰＳＫ（ｔ）の４乗の偏角と、位相雑音θ（ｔ）との間には下記の式６が成立する。
　（式６）
　ａｒｇ｛ＩＱＰＳＫ（ｔ）｝４＝４（２πｆｃｔ＋θ（ｔ））
　上記の式において、ｆｃは、信号光の角周波数ｆｓと局発光の角周波数ｆＬとの差（ｆｓ－ｆＬ）を表し、ビート周波数と呼ばれる。
　式６の両辺を４（上記のＭに相当する。）で除算することで、下記の式７が導出される。これにより、変調成分の除去された位相雑音θ（ｔ）が導出される。
　（式７）
　ａｒｇ｛ＩＱＰＳＫ（ｔ）｝４／４＝２πｆｃｔ＋θ（ｔ）
　式１及び式７を考慮すると、ｉ番目の標本点における差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）と、ｉ＋１番目の標本点における位相雑音θ（ｉ＋１）と、ｉ番目の標本点における位相雑音θ（ｉ）と、サンプル時間間隔Δｔとの関係は、下記の式８により表される。
　（式８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上述されたとおり、位相雑音θ（ｉ）はガウス分布に従うので、その差分である差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）もガウス分布に従う。また、θ（ｉ）の平均値は０である。従って、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の平均値は２πｆｃΔｔであり、さらに、信号光の位相雑音θ（ｉ）の標準偏差をσｓｉｇとすると、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の分散σＭ ２は２×σｓｉｇ ２となる。
　したがって、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の測定結果の標準偏差σＭが導出されると、光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音の標準偏差σｓｉｇが、下記の式９により導出される。
　（式９）
　σｓｉｇ＝σＭ／√２
　これにより、本実施形態によれば、信号光の位相雑音がより正確に導出され得ることがわかる。例えば、本実施形態によれば、測定された受信信号の位相から光位相の移動平均値を差し引く手法のように、移動平均時間の長さに起因する不確定要素の影響が測定値に混入する可能性が著しく軽減される。
　さらに、伝送影響を考慮する場合には、局発光のスペクトル線幅の影響も考慮することが望ましい。この場合、光受信装置において受信された光信号（受信信号と称される場合がある。）の位相雑音の標準偏差σＲＸと、局発光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差σＬＯと、信号光の位相雑音の標準偏差をσｓｉｇとの関係は、下記の式１０により表される。
　（式１０）
　σＲＸ ２＝σｓｉｇ ２＋σＬＯ ２
　上述されたとおり、信号光の位相雑音の標準偏差σｓｉｇは、信号光の差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の測定結果の標準偏差σＭを用いて導出される。局発光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差σＬＯは、信号光の位相雑音の標準偏差σｓｉｇと同様の手順により、局発光の差動位相の測定結果の標準偏差σＭＬを用いて、下記の式１１により導出される。
　（式１１）
　σＬＯ＝σＭＬ／√２
　これにより、式９～式１１を用いて、受信信号の位相雑音の標準偏差σＲＸが導出される。受信信号の位相雑音の標準偏差σＲＸは、伝送影響の評価、監視などの用途に用いられる。
　（差動位相の測定方法）
　一実施形態において、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）は、測定対象となる光（対象光と称される場合がある。）が電気信号に変換された後、当該電気信号が標本化及び量子化されて得られたデジタルデータの信号処理により導出される。例えば、シンボル時間と同一又は略同一の時間間隔で、対象光の位相の時系列データが生成される。時系列データにおいて時間的に隣接する２つのデータの差を算出することで差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）が導出される。
　他の実施形態において、まず、対象光が、第１の光と、第２の光とに分岐される。次に、第１の光と、第２の光と遅延時間差τが調整される。具体的には、遅延時間差τが２πｆτ＝２ｎπ＋π／２となるように調整される。ここで、ｆは、対象光の周波数であり、ｎは正の整数である。次に、遅延時間差τが調整された第１の光及び第２の光が合波干渉される。その後、合波された光を光電変換し、標本化及び量子化することで、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）が導出される。
　以上のとおり、差動位相は、比較的簡単な手順により導出される。また、差動位相の分散又は標準偏差も比較的簡単な演算処理により導出される。そのため、本実施形態によれば、計算機の負荷が軽減され得る。
　（信号光の位相雑音の評価例）
　実際の通信に使用される信号光の位相雑音が評価される場合、光信号は、変調によるスペクトル成分を有する。そのため、変調成分が測定結果に混入して、光位相雑音の測定に影響を与えることもあり得る。
　そこで、一実施形態において、通信システム１００は、例えば、通信システム１００の構築後のコミッショニングテストにおいて、光信号受信装置１２０を用いて位相雑音を評価する。他の実施形態において、通信システム１００は、通信システム１００の運用期間中に、位相雑音を測定するための専用の波長を設け、当該波長の光の位相雑音を常時測定する。 例えば、デジタルデータの信号処理により差動位相が導出される実施形態において、上記の波長の光のＩ成分及びＱ成分の差動位相が測定されることにより、位相雑音が評価される。
　（ＩＩ．偏波変動に起因する位相変動の検出原理）
　次に、偏波変動に起因する位相変動の検出原理が説明される。上記の検出原理に基づく偏波変動の検出装置及び検出方法の詳細は、図１６～図３４を用いて後述される。
　本発明者らは、上述された差動位相（特に、光遅延干渉計を用いて測定される差動位相である。）には、光位相雑音以外に、偏波変動に起因する位相変動が含まれ得ることを見出した。例えば、上述されたコヒーレント光通信方式においては、ＨＥ１１ｘ及びＨＥ１１ｙの２つの直交偏波モードにそれぞれ独立のデータ信号を載せることで、伝送される情報量を増加させることができる。上記の通信方式においては、光ファイバの伝送過程で両モードに結合が生じることから、受信器側では、受信信号を元の直交偏波モードに分離するための高速なデジタル信号処理が行われる。
　従来、偏波変動は、上記の受信器側での信号処理の速度と比較して十分にゆっくりであると考えられてきた。しかしながら、近年の研究により、１０ｋＨｚ程度以上の高速な偏波変動の発生し得ることが示されている。このような高速な偏波変動は、上述された光位相雑音と同様、光の位相変動を伴う。そのため、偏波変動の状況によっては、光伝送システムにおいて符号誤りが発生し得る。
　光伝送システムにおいて、比較的高速な偏波変動が生じる状況としては、（ｉ）光ファイバに変動する側方応力が印加されるなどして、光ファイバの複屈折が変動する場合、（ｉｉ）光ファイバに急激な捩れが生じるなどして、偏波面が高速に回転する場合などが想定される。そのため、多くの場合において、偏波変動に基づく位相変動は、突発的に発生する。
　上述された光位相雑音の測定原理においては、信号光の位相雑音の導出過程において統計処理が施される。そのため、突発的な位相変動は、信号光の位相雑音の測定結果に反映されにくい。そこで、標準偏差のような統計量を把握するだけではなく、実時間における測定結果に基づいて突発的な偏波変動に起因する位相変動を検出することで、光伝送システム及び／又は光信号の状態をより正確に評価することができる。
　ｚ方向に伝播する信号光の直交偏波モードをＥｘ(ｔ)及びＥｙ(ｔ)とし、ｘ方向及びｙ方向の単位ベクトルをそれぞれｋｘ及びｋｙとすると、光伝送路を伝搬して受信された光の電界（受信光電界と称される場合がある。）Ｅ(ｔ)は、下記の式Ｂ－１により表される。
　（式Ｂ－１）
　E(t) = [ Eｘ(t)cos{2πft+φn(t)}ｋｘ
　　　　　　　　　＋Ey(t)cos{2πft+φn(t)+δ(t)}ｋｙ ]
　式Ｂ－１において、δ(ｔ)は、Ｅｘ(ｔ)及びＥｙ(ｔ)の位相差を表す。φｎ(ｔ)は、光位相雑音を表す。ｆは、信号光の周波数を表す。Ｅ(t)、ｋｘ及びｋｙはベクトルである。
　光遅延干渉計に偏光依存性がないと仮定した場合、光遅延干渉計に接続された光受信器の出力電流ｉは、下記の式Ｂ－２により表される。
　（式Ｂ－２）
　ｉ = R{E(ｔ)+E(ｔ-τ) }・ {E(ｔ)+E(ｔ-τ) }
　式Ｂ－２において、τは、光遅延干渉計の２つの経路の遅延時間差を表す。Ｒは、光受信器の感度を表す。・は、内積を示す。
　光受信器は光の周波数には応答しないことを考慮し、式Ｂ－２の直流成分を無視すると、光受信器から出力される受信電流ｉは、下記の式Ｂ－３により表される。
　（式Ｂ－３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式Ｂ－３において、遅延時間差τが２πｆτ＝２ｎπ＋π／２となるように調整された場合（ｎは、正の整数である）、上記の受信電流ｉは、下記の式Ｂ－４により表される。
　（式Ｂ－４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　信号光として半導体レーザ出力光が用いられる場合、半導体レーザ出力光の性質から、信号光のＡＭ雑音は十分に小さい。この場合、上記の受信電流ｉは、下記の式Ｂ－５により表される。
　（式Ｂ－５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、τが十分に短い場合、｜φn(ｔ)－φn(ｔ－τ)｜≪１、及び、｜δ(ｔ)－δ(ｔ－τ)｜≪１と仮定することができる。例えば、τが１シンボル時間である場合、｜φn(ｔ)－φn(ｔ－τ)｜≪１、及び、｜δ(ｔ)－δ(ｔ－τ)｜≪１と仮定することができる。この場合、上記の受信電流ｉは、下記の式Ｂ－６により近似される。
　（式Ｂ－６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式Ｂ－６に示されるとおり、上記の受信電流ｉは、光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音に起因する項に加えて、下記の式Ｂ－７により表される偏波変動に起因する項ｉｐｏｌを含む。
　（式Ｂ－７）
　ｉｐｏｌ = －REｙ ２(ｔ) sin {δ(ｔ)-δ(ｔ-τ)} 
　式Ｂ－７によれば、位相雑音に加えて、偏波変動に起因する変動が付加されたものが、上記の受信電流ｉとして観測される。つまり、上記の受信電流ｉの実時間における測定結果に基づいて、突発的な偏波変動に起因する位相変動が検出され得る。このように、本発明者は、遅延時間差τが２πｆτ＝２ｎπ＋π／２（ｎは、正の整数である。）となるように調整された光遅延干渉計に接続された光受信器の出力電流ｉを観察することで、信号光に突発的な偏波変動が発生した場合に、当該偏波変動の発生を検出し得ることを見出した。
　（Ａ．δ（ｔ）が微小に変動する場合）
　上述されたとおり、式Ｂ－６において、τは十分に短い時間であり、δ（ｔ）及びδ（ｔ－τ）の差の絶対値は１よりも十分に小さい。このとき、偏波変動に起因する項ｉｐｏｌは、下記の式Ｂ－８により近似される。
　（式Ｂ－８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、実際の装置において、光遅延干渉計に接続された光受信器の出力電流ｉが測定される場合、上記の出力電流ｉは、例えば、光受信器に続く増幅器によって増幅される。このとき、増幅器の有する低域通過フィルタ特性によって、式Ｂ－８で表されるｉｐｏｌが時間ｔに対して積分される。理想的な積分が行われた場合、増幅器の出力電流ｉｐｏｌ＿ＬＰＦは、下記の式Ｂ－９により表される。増幅器は、積分回路の一例であってよい。
　（式Ｂ－９）
　ｉｐｏｌ＿ＬＰＦ = －ＲＥｙ ２(ｔ) δ(ｔ)
　式Ｂ－９は、上記の低域通過フィルタが積分回路として動作する範囲において成立する。つまり、式Ｂ－９は、低域通過フィルタのカットオフ周波数以上の周波数に対して成立する。この場合において、下記の式Ｂ－１０及びＢ－１１で定義される直交偏波信号の電力比α（０≦α≦１）を用いて、式Ｂ－９においてＲの寄与を規格化すると、規格化された増幅器の出力電流ｉｐｏｌ＿ＬＰＦ＿ｎｏｒｍは、下記の式Ｂ－１２により表される。これにより、光遅延干渉計を用いることで、δ（ｔ）を直接的に測定することができる。
　（式Ｂ－１０）
　Ｅｘ２(ｔ) ＝ αＥ２
　（式Ｂ－１１）
　Ｅｙ２(ｔ) ＝ (１－α) Ｅ２
　（式Ｂ－１２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　なお、式Ｂ－６の位相雑音に起因する項は確率過程であることから、当該位相雑音に起因する項は位相連続ではない。そのため、増幅器における積分効果は、位相雑音に起因する項には作用しない。その結果、式Ｂ－６の位相雑音に起因する項は、増幅器から、式Ｂ－６のままで出力される。
　式Ｂ－６に示されるとおり、位相雑音に起因する項（位相雑音成分と称される場合がある。）と、偏波変動に起因する項（偏波変動成分と称される場合がある。）とが混ざった状態で、上記の受信電流ｉが測定されることから、位相雑音成分の測定は、偏波変動成分が小さい期間に実施されることが好ましい。そこで、例えば、偏波変動の発生が検出された場合に警報を出力したり、受信電流ｉの測定データに偏波変動が検出されたことを示すフラグを付与したり、偏波変動が検出された時刻を記録したりすることで、位相雑音の測定及び／又は解析が効果的に実施され得る。
　（Ｂ．δ（ｔ）が大きく変動する場合）
　この場合、δ（ｔ）及びδ（ｔ－τ）の差の絶対値が１よりも十分に小さいという条件が必ずしも成立しない。そのため、上述された式Ｂ－１２が必ずしも成立しない。しかしながら、このような場合であっても、式Ｂ－７は成立する。そのため、光遅延干渉計に接続された光受信器の出力電流ｉが、例えば、光受信器に続く増幅器によって増幅される場合、δ（ｔ）はｓｉｎ関数の制約を受けながら積分される。
　ここで、δ（ｔ）は－π／２≦δ（ｔ）≦π／２の間で変動するので、光遅延干渉計による測定結果（式Ｂ－７で表されるｉｐｏｌの値である）におけるｓｉｎ｛δ（ｔ）－δ（ｔ－τ）｝の値は、当該δ（ｔ）の変動に対して、最大で、－１≦ｓｉｎ｛δ（ｔ）－δ（ｔ－τ）｝≦１の間で変動する。また、式Ｂ－７で表されるｉｐｏｌの測定結果をフーリエ変換した場合のスペクトル成分は、変動の振幅値となる。
　（ポアンカレ球上の軌跡）
　ストークスパラメータＳ０、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３を用いて表されるポアンカレ球上の点Ｐ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）が、光の偏波状態を表すことが知られている。Ｅｘ(ｔ)及びＥｙ(ｔ)と、δ(ｔ)と、ストークスパラメータＳ０、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３との関係は、下記の式Ｂ－１３、Ｂ－１４、Ｂ－１５及びＢ－１６により表される。
　（式Ｂ－１３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　（式Ｂ－１４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　（式Ｂ－１５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　（式Ｂ－１６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式Ｂ－１３、Ｂ－１４、Ｂ－１５及びＢ－１６において、χは、楕円率を示す。ψは、楕円偏光の方位を示す。式Ｂ－１３、Ｂ－１４、Ｂ－１５及びＢ－１６は、直角座標（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）と、極座標（Ｓ０、２χ、２ψ）との関係を示す。
　直角座標（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）における半径Ｓ０の球はポアンカレ球と称され、ポアンカレ球の経度が方位ψの２倍を表し、ポアンカレ球の緯度が楕円率χの２倍を示す。例えば、直角座標の原点Ｏ（０、０、０）、ポアンカレ球上の点Ｕ（Ｓ１、Ｓ２、０）、ポアンカレ球上の点Ｑ（Ｓ１、０、０）により形成されるＵＯＱの角度は、２ψである。同様に、直角座標の原点Ｏ（０、０、０）、ポアンカレ球上の点Ｕ（Ｓ１、Ｓ２、０）、ポアンカレ球上の点Ｐ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）により形成されるＰＯＱの角度は、２χである。
　ここで、式Ｂ－１５及びＢ－１６に示されるとおり、ポアンカレ球上の点Ｐ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）は、δ（ｔ）の変動に伴って、点Ｑ（Ｓ１、０、０）を中心とする円周Ｒの上を移動する。そこで、δ（ｔ）の変動に伴って、ポアンカレ球上の点Ｐが、円周Ｒ上の点Ｐ'まで微小に移動した場合を考える。点Ｐ、原点Ｏ及び点Ｐ'により形成されるＰＯＰ'の角度をｄθとし、δ（ｔ）の微小偏移をｄδとすると、ｄθ及びｄδの関係は、下記の式Ｂ－１７により表される。なお、ｄδは、点Ｐ、点Ｑ及び点Ｐ'により形成されるＰＱＰ'の角度を表す。
　（式Ｂ－１７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上述されたとおり、光遅延干渉計に接続された光受信器の出力電流ｉを測定することで、式Ｂ－８により近似される位相変動量が観察される。上記の位相変動量を、上述されたｄθに変換した結果をｄθＤＬとすると、ｄθＤＬは、上述された電力比αを用いて、下記の式Ｂ－１８のように表される。
　（式Ｂ－１８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　従って、光遅延干渉計を用いた方法によれば、測定されるポアンカレ球上の位相変動量は、ポアンカレ球上の移動角度に対してｃ（ｔ）倍になる。ｃ（ｔ）は、下記のＢ－１９で表される。
　（式Ｂ－１９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ｃ（ｔ）及び上述されたαの関係は、下記の式Ｂ－２０で表される。この場合において、αは、０超１未満であってよい。なお、αが０又は１の場合には、ＨＥ１１ｘ又はＨＥ１１ｙに電界が集中しており、完全な直線偏波となる。そのため、αが０又は１の場合には、偏波変動という概念を考慮する必要がない。
　（式Ｂ－２０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　以上のとおり、本原理によれば、光遅延干渉計により測定される位相変動振幅幅は、ポアンカレ球上の軌跡の移動角度（すなわち、位相変化量である。）の凡その値を表す。上記の位相変動振幅幅は、光受信器出力電流のフーリエ変換結果のうち，ピークを与える周波数成分の振幅値として得られる。
　（通信システム１００の概要）
　図１は、通信システム１００のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態においては、光信号送信装置１１０が出力した信号光が、光伝送路１０を伝搬して光信号受信装置１２０に到達することで、情報信号が伝達される場合を例として、通信システム１００の詳細が説明される。
　本実施形態において、光伝送路１０は、光を伝送する。光伝送路１０としては、光ファイバが例示される。
　本実施形態において、通信システム１００は、光信号送信装置１１０と、光信号受信装置１２０とを備える。本実施形態において、光信号受信装置１２０は、局部発振器１３０と、光９０度ハイブリッド１４０と、光受信器１５２と、光受信器１５４と、ＡＤ変換器１６２と、ＡＤ変換器１６４と、信号処理部１７０とを備える。
　本実施形態において、光信号送信装置１１０は、光信号を生成する。光信号送信装置１１０は、例えば、送信されるべき情報信号を用いて光搬送波を変調することにより、偏波多重された光信号を生成する。光信号は、シンボル時系列が重畳された信号であってよい。光信号送信装置１１０は、光信号を構成する光（信号光と称される場合がある）を出力する。信号光は、光伝送路１０を介して光信号受信装置１２０に送信される。
　本実施形態において、光信号受信装置１２０は、光伝送路１０を伝播した信号光を受け取る。光信号受信装置１２０は、受信された光信号を復調し、情報信号を生成する。
　信号光が光伝送路１０を伝搬する間に、信号光は各種の線形効果及び非線形効果を受ける。信号光が非線形効果を受けると、信号光の位相が影響を受ける。そのため、光伝送路１０を伝搬した信号光には、位相雑音成分が含まれる。本実施形態において、光信号受信装置１２０は、信号光の位相雑音を評価するための指標を導出する。これにより、光信号受信装置１２０は、光伝送路１０を伝播した信号光の位相雑音を評価することができる。上記の指標は、信号光の位相雑音の度合いを示す指標であってよい。上述されたとおり、本実施形態によれば、信号光の差動位相のばらつきの度合いが、上記の指標として採用される。ばらつきの度合いを示す指標としては、分散又は標準偏差が例示される。
　本実施形態において、局部発振器１３０は、局部発振光（上述されたとおり、局発光と称される場合がある。）を出力する。局部発振器１３０が出力した局発光は、光９０度ハイブリッド１４０に入力される。
　本実施形態において、光９０度ハイブリッド１４０は、光伝送路１０を伝搬した信号光を、局部発振器１３０からの局発光と干渉させて、当該信号光により伝送される受信信号が複数の信号成分に分離された複数の光信号を出力する。本実施形態において、光９０度ハイブリッド１４０は、信号光及び局発光を混合して、位相が９０度異なる２つの光信号を出力する。上記の２つの信号は、それぞれ、Ｉ信号及びＱ信号と称される場合がある。
　本実施形態において、光受信器１５２は、光信号を電気信号に変換する。光受信器１５２は、信号光により伝送される受信信号のＩ信号を、電気信号に変換する。これにより、Ｉ信号が光信号から電気信号に変換される。光受信器１５２は、Ｉ信号に対応する電気信号をＡＤ変換器１６２に出力する。
　本実施形態において、光受信器１５４は、光信号を電気信号に変換する。光受信器１５４は、信号光により伝送される受信信号のＱ信号を、電気信号に変換する。これにより、Ｑ信号が光信号から電気信号に変換される。光受信器１５４は、Ｑ信号に対応する電気信号をＡＤ変換器１６４に出力する。
　本実施形態において、ＡＤ変換器１６２は、電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６２は、Ｉ信号に対応する電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６２は、位相雑音の評価指標を導出するための測定期間（評価期間と称される場合がある。）の複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号（標本化されたＩ信号と称される場合がある。）を、信号処理部１７０に出力する。複数の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　ＡＤ変換器１６２のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレート以上であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さ以下に設定される。ＡＤ変換器１６２のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレートと同一であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さに設定される。
　本実施形態において、ＡＤ変換器１６４は、電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６４は、Ｑ信号に対応する電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６４は、評価期間の複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号（標本化されたＱ信号と称される場合がある。）を、信号処理部１７０に出力する。複数の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　ＡＤ変換器１６４のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレート以上であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さ以下に設定される。ＡＤ変換器１６４のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレートと同一であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さに設定される。
　本実施形態において、信号処理部１７０は、信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する。また、本実施形態において、信号処理部１７０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を評価する。信号処理部１７０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を監視してもよい。信号処理部１７０の詳細は後述される。
　（通信システム１００の各部の具体的な構成）
　通信システム１００の各部は、ハードウエアにより実現されてもよく、ソフトウエアにより実現されてもよく、ハードウエア及びソフトウエアにより実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、アナログ回路により実現されてもよく、デジタル回路により実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、単一のサーバによって実現されてもよく、複数のサーバによって実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、仮想マシン上又はクラウドシステム上で実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、パーソナルコンピュータ又は携帯端末によって実現されてもよい。携帯端末としては、携帯電話、スマートフォン、ＰＤＡ、タブレット、ノートブック・コンピュータ又はラップトップ・コンピュータ、ウエアラブル・コンピュータなどが例示される。通信システム１００の各部は、ブロックチェーンなどの分散型台帳技術又は分散型ネットワークを利用して、情報を格納してもよい。
　通信システム１００を構成する構成要素の少なくとも一部がソフトウエアにより実現される場合、当該ソフトウエアにより実現される構成要素は、一般的な構成の情報処理装置において、当該構成要素に関する動作を規定したプログラムを起動することにより実現されてよい。上記の情報処理装置は、例えば、（ｉ）ＣＰＵ、ＧＰＵなどのプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、通信インタフェースなどを有するデータ処理装置と、（ｉｉ）キーボード、タッチパネル、カメラ、マイク、各種センサ、ＧＰＳ受信器などの入力装置と、（ｉｉｉ）表示装置、スピーカ、振動装置などの出力装置と、（ｉｖ）メモリ、ＨＤＤなどの記憶装置（外部記憶装置を含む。）とを備える。
　上記の情報処理装置において、上記のデータ処理装置又は記憶装置は、プログラムを格納してよい。上記のプログラムは、非一時的なコンピュータ可読記録媒体に格納されてよい。上記のプログラムは、プロセッサによって実行されることにより、上記の情報処理装置に、当該プログラムによって規定された動作を実行させる。
　プログラムは、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＯＭ、メモリ、ハードディスクなどのコンピュータ読み取り可能な媒体に記憶されていてもよく、ネットワークに接続された記憶装置に記憶されていてもよい。プログラムは、コンピュータ読み取り可能な媒体又はネットワークに接続された記憶装置から、通信システム１００の少なくとも一部を構成するコンピュータにインストールされてよい。プログラムが実行されることにより、コンピュータが、通信システム１００の各部の少なくとも一部として機能してもよい。
　コンピュータを通信システム１００の各部の少なくとも一部として機能させるプログラムは、通信システム１００の各部の動作を規定したモジュールを備えてよい。これらのプログラム又はモジュールは、データ処理装置、入力装置、出力装置、記憶装置等に働きかけて、コンピュータを通信システム１００の各部として機能させたり、コンピュータに通信システム１００の各部における情報処理方法を実行させたりする。
　プログラムに記述された情報処理は、当該プログラムがコンピュータに読込まれることにより、当該プログラムに関連するソフトウエアと、通信システム１００の各種のハードウエア資源とが協働した具体的手段として機能する。そして、上記の具体的手段が、本実施形態におけるコンピュータの使用目的に応じた情報の演算又は加工を実現することにより、当該使用目的に応じた通信システム１００が構築される。
　上記のプログラムは、コンピュータを、光信号受信装置１２０又はその一部として機能させるためのプログラムであってよい。上記のプログラムは、コンピュータに、光信号受信装置１２０又はその一部における情報処理方法を実行させるためのプログラムであってもよい。光信号受信装置１２０の一部としては、ＡＤ変換器１６２、ＡＤ変換器１６４、信号処理部１７０などが例示される。
　一実施形態において、上記の情報処理方法は、光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音を評価する評価方法であってよい。上記の評価方法は、例えば、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階を有する。上記の評価方法において、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出段階を有する。上記の評価方法において、差動位相は、例えば、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。上記の評価方法において、複数の時点の時間間隔は、例えば、略一定である。複数の時点の時間間隔は、例えば、入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である。
　通信システム１００は、光通信システムの一例であってよい。光信号送信装置１１０は、光送信器の一例であってよい。光信号受信装置１２０は、評価装置又は光受信器の一例であってよい。局部発振器１３０は、局所光源の一例であってよい。光受信器１５２は、光光電変換部の一例であってよい。光受信器１５４は、光電変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器１６２は、アナログーデジタル変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器１６４は、アナログーデジタル変換部の一例であってよい。信号処理部１７０は、評価装置の一例であってよい。Ｉ信号は、Ｉ信号成分の光信号の一例であってよい。標本化されたＩ信号は、第１デジタル信号の一例であってよい。Ｑ信号は、Ｑ信号成分の光信号の一例であってよい。標本化されたＱ信号は、第２デジタル信号の一例であってよい。対象光は、入力光の一例であってよい。各種の光信号を構成する光は、入力光の一例であってよい。
　図２は、信号処理部１７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部１７０は、デジタル信号処理回路２１０と、復号回路２２０と、振幅雑音評価部２３０と、位相雑音評価部２４０とを備える。本実施形態において、位相雑音評価部２４０は、差動位相信号生成部２４２と、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６とを備える。
　本実施形態において、デジタル信号処理回路２１０は、ＡＤ変換器１６２から、標本化されたＩ信号を受信する。デジタル信号処理回路２１０は、ＡＤ変換器１６４から、標本化されたＱ信号を受信する。デジタル信号処理回路２１０は、Ｉ信号及びＱ信号を用いて、受信信号を復調したり、補償したりするための各種のデジタル信号処理を実行する。本実施形態において、復号回路２２０は、誤り訂正処理、復号処理などを実行する。これにより、受信信号から情報信号が取り出される。
　本実施形態において、振幅雑音評価部２３０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の振幅雑音を評価する。振幅雑音評価部２３０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の振幅雑音を評価するための各種の指標を導出する。上記の指標としては、光信号対雑音比などが例示される。光信号対雑音比は、標本化されたＩ信号及び標本化されたＱ信号の少なくとも一方を用いて測定される。例えば、標本化されたＩ信号を用いて信号光の光信号対雑音比が測定される場合、当該Ｉ信号が、振幅雑音評価部２３０に入力される。光信号対雑音比の測定方法は、公知の種々の手法が採用され得る。例えば、振幅雑音評価部２３０は、平均値算出部、ヒストグラム生成部、標準偏差算出部を備える。これにより、信号光の振幅雑音が測定される。
　本実施形態において、位相雑音評価部２４０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を評価する。位相雑音評価部２４０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を評価するための各種の指標を導出する。上述されたとおり、上記の指標としては、差動位相のばらつきの度合いが例示される。ばらつきの度合いを示す指標としては、分散、標準偏差などが例示される。
　なお、本実施形態においては、位相雑音評価部２４０が、測定された差動位相のばらつきの度合いを示す指標として、評価期間における差動位相の標準偏差を導出する場合を例として、位相雑音評価部２４０の一例が説明される。しかしながら、位相雑音評価部２４０は本実施形態に限定されない。他の実施形態において、位相雑音評価部２４０は、差動位相のばらつきの度合いを示す指標として、評価期間における差動位相の分散を導出してもよいことに留意されたい。
　本実施形態において、差動位相信号生成部２４２は、例えば、デジタル信号処理回路２１０から、評価期間におけるＮ個（Ｎは正の整数である。）の標本点のそれぞれにおけるＩ信号のデータ及びＱ信号のデータ（入力信号と称される場合がある。）を取得する。Ｎ個の標本点のそれぞれは、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれに対応する。
　差動位相信号生成部２４２は、Ｎ個の標本点のそれぞれにおけるＩ信号のデータ及びＱ信号のデータに基づいて、Ｎ個の標本点のそれぞれにおいて測定された信号光の位相を決定する。ｉ番目（ｉは、１以上（Ｎ－１）以下の整数である。）の標本点における信号光の位相は、例えば、上述された式４に従って決定される。
　差動位相信号生成部２４２は、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける信号光の位相の測定値に基づいて、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける差動位相の値を算出する。ｉ番目の標本点における差動位相の値φｄｉｆｆ（ｉ）は、例えば、上述された式３に従って算出される。
　式３によれば、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における信号光の位相の差が算出される。差動位相信号生成部２４２は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける信号光の差動位相を示す情報を取得することができる。
　差動位相信号生成部２４２は、変調成分を除去して、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける差動位相を示す情報を生成してよい。差動位相信号生成部２４２は、例えば、複数の標本化されたＩ信号及びＱ信号に基づいて、受信信号に含まれる変調成分を除去する。上述されたとおり、Ｍ相位相変調の場合には、受信信号のＭ乗を算出することで変調成分が消去され得る。
　本実施形態において、ヒストグラム生成部２４４は、差動位相信号生成部２４２から、（Ｎ－１）個の差動位相を示す情報（差動位相信号と称される場合がある。）を取得する。ヒストグラム生成部２４４は、（Ｎ－１）個の差動位相のヒストグラムを生成する。ヒストグラム生成部２４４は、生成されたヒストグラムを示す情報を標準偏差算出部２４６に出力する。
　本実施形態において、標準偏差算出部２４６は、（Ｎ－１）個の差動位相の標準偏差を算出する。例えば、標準偏差算出部２４６は、ヒストグラム生成部２４４が生成したヒストグラムに対して、正規分布へのフィッティングを実行する。また、標準偏差算出部２４６は、上記の正規分布の標準偏差を算出する。
　標準偏差算出部２４６は、算出された標準偏差を、信号光の位相雑音を評価するための指標として導出してよい。式６に示されるとおり、信号光の位相雑音の標準偏差の２乗は、差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表される。標準偏差算出部２４６は、（Ｎ－１）個の差動位相の標準偏差に基づいて、式９に従って、信号光の位相雑音の標準偏差を導出してよい。
　また、式７に示されるとおり、受信信号の位相雑音の標準偏差の２乗は、信号光の位相雑音の標準偏差の２乗と、局部発振光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差の２乗との和の平方根として表される。標準偏差算出部２４６は、Ｎ個の差動位相の標準偏差に基づいて、式９～式１１に従って、受信信号の位相雑音の標準偏差を導出してよい。
　標準偏差算出部２４６は、信号光の位相雑音を評価するための情報（評価情報と称される場合がある。）を生成してよい。信号光の位相雑音を評価するための情報としては、Ｎ個の差動位相の標準偏差、信号光の位相雑音の標準偏差、及び／又は、受信信号の位相雑音の標準偏差を示す情報が例示される。
　位相雑音評価部２４０は、評価装置の一例であってよい。差動位相信号生成部２４２は、差動位相情報取得部の一例であってよい。ヒストグラム生成部２４４は、差動位相情報取得部の一例であってよい。標準偏差算出部２４６は、指標導出部の一例であってよい。
　図３は、位相雑音評価装置３２０のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、光遅延干渉計３４０と、光受信器３５０と、ＡＤ変換器３６０と、信号処理部３７０とを備える。
　図１及び図２に関連して説明された通信システム１００においては、光信号受信装置１２０が、高速なＡ／Ｄ変換及びデジタル信号処理を実行することで、評価機関における差動位相の標準偏差が算出された。本実施形態においては、光信号受信装置１２０における電気信号に対する高速演算処理が光レベルで実行される点で、図１及び図２に関連して説明された光信号受信装置１２０と相違する。
　本実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、位相雑音評価装置３２０に入力された光（入力光と称される場合がある。）の差動位相のばらつきの度合いを、入力光の位相雑音を評価するための指標として出力する。これにより、位相雑音評価装置３２０は、入力光の位相雑音を評価することができる。
　上記の入力光としては、光伝送路１０を伝搬した信号光であってもよく、光９０度ハイブリッド１４０の出力光であってもよい。位相雑音評価装置３２０は、例えば、光信号受信装置１２０に取り付けられ、光伝送路１０を伝搬した信号光の一部が入力される。
　実際の通信に使用される信号光においては、光信号が変調によるスペクトル成分を有する。そのため、変調成分が測定結果に混入して、光位相雑音の測定が困難になる場合がある。
　そこで、一実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、例えば、通信システム１００の構築後のコミッショニングテストにおいて位相雑音を評価するために、通信システム１００に取り付けられる。他の実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、通信システム１００の運用期間中において、位相雑音を測定するための専用の波長を設けて、当該波長の光の位相雑音を常時測定するために、通信システム１００に取り付けられる。例えば、デジタルデータの信号処理により差動位相が導出される実施形態において、上記の波長の光のＩ成分及びＱ成分の差動位相が測定されることにより、位相雑音が評価される。
　本実施形態において、光遅延干渉計３４０には、光（入力光、対象光などと称される場合がある。）が入力される。光遅延干渉計３４０は、例えば、第１光路と、第２光路とを有する。光遅延干渉計３４０は、例えば、入力光を、第１入力光及び第２入力光に分岐する。光遅延干渉計３４０は、例えば、第１光路を通過した第１入力光と、第２光路を通過した第２入力光と合波干渉させる。
　本実施形態において、光遅延干渉計３４０の第１光路及び第２光路は、第１光路を通過した第１入力光及び第２光路を通過した第２入力光の遅延時間差τと、入力光の周波数ｆとが、下記の式１２の関係を満足するように設定されている。
　（式１２）
　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
　上記の式１２の関係が成立する場合、光遅延干渉計３４０の出力光を入力された光受信器３５０の出力電流ｉは、下記の式１３により近似される。
　（式１３）
　ｉ＝ＲＥ２｛φｎ（ｔ）－φｎ（ｔ－τ）｝
　上記の式１２において、Ｒは、光受信器３５０の感度である。Ｅは、第１入力光及び第２入力光の電界である。φｎ（ｔ）は、時刻ｔにおける入力光の位相雑音である。
　本実施形態において、光受信器３５０は、光遅延干渉計３４０の出力光を電気信号に変換する。上述されたとおり、光受信器３５０の出力電流は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す。これにより、光受信器３５０は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得することができる。上述されたとおり、差動位相は、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。
　本実施形態において、ＡＤ変換器３６０は、光受信器３５０が出力した電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器３６０は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける差動位相に対応する複数のデジタル信号を、信号処理部３７０に出力する。複数の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　本実施形態によれば、ＡＤ変換器３６０のサンプリングレートが、信号光を標本化するＡＤ変換器１６２又はＡＤ変換器１６４のサンプリングレートと比較して、大幅に小さくなり得る。例えば、通信光のサンプルレートが１００ＧＳ／ｓである場合、ＡＤ変換器３６０のサンプルレートは，１ＧＳ／ｓ程度までに低減され得る。
　上述された式１３に示されるとおり、光遅延干渉計３４０を用いた場合には、差動位相が強度に変換された値が測定される。つまり、光遅延干渉計３４０によって、差動位相雑音が振幅雑音に変換されている。また、差動位相雑音の周波数成分は、ほぼ白色雑音である。以上を考慮すると、光受信器３５０として、帯域の狭い光受信器が使用され得る。具体的には、１００ＭＨｚ程度の帯域を有する光受信器が、光受信器３５０として使用される。これにより、光受信器３５０の出力電流を標本化するＡＤ変換器３６０のサンプリングレートも低減化されうる。
　本実施形態において、信号処理部３７０は、ＡＤ変換器３６０から、上述された複数のデジタル信号を受信する。信号処理部３７０は、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、入力光の位相雑音を評価するための指標として導出する。上述されたとおり、ばらつきの度合いを示す指標としては、標準偏差、分散などが例示される。なお、式６に示されるとおり、入力光の位相雑音の標準偏差の２乗は、差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表される。信号処理部３７０は、入力光の位相雑音の評価を示す情報（評価情報と称される場合がある。）を出力してよい。信号処理部３７０の詳細は後述される。
　本実施形態においては、光信号受信装置１２０における電気信号に対する高速演算処理が光レベルで実行される。これにより、省電力化及び低コスト化が図られる。また、本実施形態において、遅延時間の逆数がＡＤ変換器におけるサンプリングレートと等価になる。そのため、サンプリングに使用される電力が節約され得る。
　位相雑音評価装置３２０は、評価装置の一例であってよい。光遅延干渉計３４０は、遅延干渉部の一例であってよい。光受信器３５０は、差動位相情報取得部又は光電変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器３６０は、差動位相情報取得部又はアナログ－デジタル変換部の一例であってよい。信号処理部３７０は、差動位相情報取得部又は指標導出部の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、位相雑音評価装置３２０が、ＡＤ変換器３６０と、信号処理部３７０とを備える場合を例として、位相雑音評価装置３２０の一例が説明された。しかしながら、位相雑音評価装置３２０は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、信号処理部３７０がＡＤ変換器３６０の機能を有し、位相雑音評価装置３２０は、ＡＤ変換器３６０を備えなくてもよい。
　図４は、光遅延干渉計３４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計３４０は、半透過鏡４２２と、半透過鏡４２４と、全反射鏡４３２と、全反射鏡４３４と、光位相調整器４３６とを備える。
　入力光は、半透過鏡４２２を透過する第１信号光と、半透過鏡４２２により反射される第２信号光とに分岐される。第１信号光は、半透過鏡４２４を透過して光遅延干渉計３４０から出力される。一方、第２信号光は、全反射鏡４３２、全反射鏡４３４及び半透過鏡４２４により反射された後、半透過鏡４２４を透過した第１信号光と混合されて、光遅延干渉計３４０から出力される。
　本実施形態において、光遅延干渉計３４０は、第１信号光と、第２信号光とに光路差を与える。上記の光路差による遅延時間差をτとし、時間をｔとし、第１信号光の光受信器３５０への入力時の位相をφ（ｔ）とすると、第２信号光の光受信器３５０への入力時の位相はφ（ｔ－τ）となる。遅延時間差τは、上述された式８の関係を満足するように調整される。
　また、本実施形態において、第２信号光の光路（上述された第２光路である。）のうち、第１信号光の光路（上述された第１光路である。）と重複しない領域には、光位相調整器４３６が配される。光位相調整器４３６は、光位相調整器４３６を通過する光の位相を調整する。例えば、光位相調整器４３６は、光位相調整器４３６に印加される電圧に応じて光位相調整器４３６を通過する光の位相を調整する。光位相調整器４３６としては、液相素子、ニオブ酸リチウム結晶などが例示される。
　本実施形態によれば、第１光路及び第２光路の距離、及び／又は、光位相調整器４３６に印加される電圧が調整されることで、上記の遅延時間差τが調整される。これにより、光遅延干渉計３４０の動作点が調整され得る。遅延時間差τは、校正時に調整されてもよく、リアルタイムに調整されてもよい。
　なお、他の実施形態において、光位相調整器４３６は、第１光路のうち第２光路と重複しない領域に配されてもよい。また、光遅延干渉計３４０は、光位相調整器４３６を有しなくてもよい。
　図５は、光遅延干渉計５４０の内部構成の一例を概略的に示す。光遅延干渉計５４０は、光遅延干渉計３４０の他の例であり、光遅延干渉計３４０の代わりに位相雑音評価装置３２０に実装され得る。
　本実施形態において、光遅延干渉計５４０は、基板５１０と、基板５１０に形成された導波路５２０及び導波路５３０とを備える。基板５１０は、シリコン基板などの半導体基板であってよい。
　入力光は、分岐点で導波路５２０及び導波路５３０に分岐する。導波路５２０を伝搬した第１信号光と、導波路５３０を伝搬した第２信号光が合波された後、光遅延干渉計５４０から出力される。導波路５２０及び導波路５３０の遅延時間差τは、上述された式８の関係を満足するように調整される。
　本実施形態において、導波路５２０の一部には電極５２６が配される。電極５２６に印加される電圧を調整することにより、導波路５２０を通過する光の位相が微調整される。
　本実施形態によれば、導波路５２０及び導波路５３０の距離、及び／又は、電極５２６に印加される電圧が調整されることで、上記の遅延時間差τが調整される。これにより、光遅延干渉計５４０の動作点が調整され得る。遅延時間差τは、校正時に調整されてもよく、リアルタイムに調整されてもよい。
　なお、他の実施形態において、電極５２６は、導波路５３０に配されてもよい。また、光遅延干渉計５４０は、電極５２６を有しなくてもよい。
　図６は、光遅延干渉計６４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計６４０は、基板６１０と、入力光が入力される導波路６２０と、導波路６２０に隣接して配されるリング共振器６３０と、リング共振器６３０の一部に配される電極６３６とを備える。基板６１０は、シリコン基板などの半導体基板であってよい。
　入力端子から入射された入力光は、導波路６２０を伝搬し、リング共振器６３０に到達する。その後、入力光の一部がリング共振器６３０に導入される。リング共振器６３０の入出力特性は、リングの長さがリング媒質中の入力光の波長の整数倍となるように設定される。
　リング共振器６３０が用いられることにより、光周波数に対する出力電流特定が、動作点の近傍においてより急峻となる。導波路６２０を通過した光は、光遅延干渉計６４０から出力され、光受信器３５０に入力される。リング共振器６３０中の光位相は、電極６３６に印加される電圧により調整される。これにより、光遅延干渉計６４０の動作点が調整され得る。
　図７は、信号処理部３７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部３７０は、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６と、校正部７１０とを備える。
　本実施形態において、校正部７１０は、各種の校正処理を実行する。上述されたとおり、光受信器３５０の出力電流ｉは、式１３により近似される。そこで、校正部７１０は、位相雑音が既知の信号光を用いて、位相雑音評価装置３２０の校正処理を実行する。これにより、光受信器３５０の受信感度、光受信器３５０の電気回路の雑音が校正される。
　例えば、受信信号の分散から、電気回路雑音の分散を減算することで、差動位相雑音の分散が導出される。また、上記の導出法により測定されるものは、位相雑音の統計的分布に対応する強度雑音である。そこで、上記の各種の分散、当該分散から導出される標準偏差などの測定結果は、予め既知の光位相雑音を基準として校正され得る。光リング共振器が用いられた場合も同様である。
　図８は、位相雑音評価装置８２０のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、位相雑音評価装置８２０は、光受信器８５０と、ＡＤ変換器８６０と、光位相制御部８８０とを備える点で、位相雑音評価装置３２０と相違する。また、本実施形態によれば、入力光が、分岐点において、光遅延干渉計３４０に入射する第１の光と、光受信器８５０に入射する第２の光とに分岐される。さらに、本実施形態において、位相雑音評価装置８２０は、信号処理部３７０の代わりに、信号処理部８７０を備える点で、位相雑音評価装置３２０と相違する。上記の相違点以外の特徴に関し、位相雑音評価装置８２０は、位相雑音評価装置３２０と同様の構成を有してよい。
　本実施形態において、光受信器８５０は、入力された第２の光を電気信号に変換する。本実施形態において、ＡＤ変換器８６０は、光受信器８５０が出力した電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。これにより、入力光の光電力の測定値を示す情報が得られる。
　本実施形態において、信号処理部８７０は、ＡＤ変換器８６０から、入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する。信号処理部８７０は、入力光の光電力の測定値を用いて、入力光の差動位相を規格化する。また、信号処理部８７０は、規格化された差動位相を用いて、差動位相のばらつきの度合いを導出する。
　本実施形態において、光位相制御部８８０は、光受信器３５０から光遅延干渉計３４０の出力光に対応する電気信号を取得する。光位相制御部８８０は、上記の電気信号に基づいて、光遅延干渉計３４０の動作点を調整する。
　光位相制御部８８０は、光周波数の変動量に対する出力電流の変動量の比が予め定められた値よりも大きくなる点が、光遅延干渉計３４０の動作点となるように、光遅延干渉計３４０のの動作点を調整する。光位相制御部８８０は、光周波数の変動量に対する出力電流の変動量の比が略最大となる点が、光遅延干渉計３４０の動作点となるように、光遅延干渉計３４０の動作点を調整してもよい。
　光遅延干渉計３４０の光周波数対出力電流特性は、光周波数に対して正弦波状となり、その周期は１／τとなる。そのため、上記の光周波数対出力電流特性のグラフにおいて、上記の正弦波が０とクロスする点が動作点として設定された場合、光周波数の変動量に対する出力電流の変動量の比が略最大となることがわかる。
　そこで、光位相制御部８８０は、出力電流の平均値が０となる位置を、光遅延干渉計３４０の動作点として決定してよい。このとき、光周波数対出力電流特性（つまり、縦軸が出力電流であり、横軸が光周波数のグラフである。）の光周波数は、差動位相に置き換えて考えることができるので、差動位相の変動がそのまま出力電流の変動となる。
　ＡＤ変換器８６０は、光電力情報取得部の一例であってよい。信号処理部８７０は、光電力情報取得部の一例であってよい。光位相制御部８８０は、調整部の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、光位相制御部８８０が、光受信器３５０の出力電流の平均値を検出し、当該平均値が０となるように光遅延干渉計３４０の動作点を設定する場合を例として、光位相制御部８８０の一例が説明された。しかしながら、光位相制御部８８０は、本実施形態に限定されない。
　他の実施形態において、光遅延干渉計３４０の動作点が最適化されている場合、光受信器３５０の出力電流のピーク・ピーク値又は振幅が最大になる。そこで、光位相制御部８８０は、光受信器３５０の出力電流のピーク・ピーク値を検出し、当該値が最大となるように、光遅延干渉計３４０の動作点を設定してよい。同様に、光位相制御部８８０は、光受信器３５０の出力電流の振幅の値を検出し、当該値が最大となるように、光遅延干渉計３４０の動作点を設定してよい。
　図９は、信号処理部８７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部８７０は、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６と、校正部７１０と、規格化部９３０とを備える。
　本実施形態において、規格化部９３０は、ＡＤ変換器８６０から、入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する。規格化部９３０は、入力光の光電力の測定値を用いて、入力光の差動位相を規格化する。規格化部９３０は、規格化された入力光の差動位相を示す情報を、ヒストグラム生成部２４４に出力する。
　本実施形態において、ヒストグラム生成部２４４は、規格化された差動位相を用いて、差動位相のヒストグラムを生成する。本実施形態において、標準偏差算出部２４６は、規格化された差動位相に戻づいて生成されたヒストグラムを用いて、差動位相の標準偏差を導出する。
　図１０は、光遅延干渉計１０４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１０４０は、入力光を分岐して、入力光の一部を光受信器８５０に入力するための半透過鏡１０６０が配される点で、光遅延干渉計３４０と相違する。また、本実施形態において、光遅延干渉計１０４０は、光位相調整器４３６に印加される電圧が、光位相制御部８８０により制御される点で、光遅延干渉計３４０と相違する。
　図１１は、光遅延干渉計１１４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１１４０は、入力光を分岐して、入力光の一部を光受信器８５０に入力するための導波路１１６０が配される点で、光遅延干渉計５４０と相違する。また、本実施形態において、光遅延干渉計１１４０は、電極５２６に印加される電圧が、光位相制御部８８０により制御される点で、光遅延干渉計５４０と相違する。
　図１２は、光遅延干渉計１２４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１２４０は、入力光を分岐して、入力光の一部を光受信器８５０に入力するための導波路１２６０が配される点で、光遅延干渉計６４０と相違する。また、本実施形態において、光遅延干渉計１２４０は、電極６３６に印加される電圧が、光位相制御部８８０により制御される点で、光遅延干渉計６４０と相違する。
　図１３は、光遅延干渉計１３４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１３４０は、光受信器３５０の代わりに、バランスド光受信器１３５０が用いられる点で、光遅延干渉計３４０と相違する。これにより、信号光に含まれる強度雑音が抑圧され得る。
　バランスド光受信器１３５０は、光受信器１３５２と、光受信器１３５４と、差動処理部１３５６とを備える。光受信器１３５２には、半透過鏡４２４を透過した第１信号光と、半透過鏡４２４により反射された第２信号光とが合波した第１出力光が入力される。光受信器１３５４には、半透過鏡４２４により反射された第１信号光と、半透過鏡４２４を透過した第２信号光とが合波した第２出力光が入力される。差動処理部１３５６は、光受信器１３５２の出力と、光受信器１３５４の出力との差に相当する電気信号を、ＡＤ変換器３６０に出力する。
　図１４は、バランスド光受信器１３５０の回路構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、バランスド光受信器１３５０は、直列に接続されたフォトダイオード１４５２と、フォトダイオード１４５４とを備える。バランスド光受信器１３５０は、フォトダイオード１４５２及びフォトダイオード１４５４の連結点１４５６から、電気信号を出力する。
　図１５は、光遅延干渉計１５４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１５４０は、光受信器３５０の代わりに、バランスド光受信器１３５０が用いられる点で、光遅延干渉計５４０と相違する。これにより、信号光に含まれる強度雑音が抑圧され得る。
　（通信システム１６００の概要）
　図１６は、通信システム１６００のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態においては、光信号送信装置１１０の出力した信号光が、光伝送路１０を伝搬して光信号受信装置１６２０に到達することで、情報信号が伝達される場合を例として、通信システム１００の詳細が説明される。
　本実施形態において、通信システム１６００は、通信システム１６００が偏波変動を検出するための構成を備える点を除き、通信システム１００と同様の構成を備えてもよい。通信システム１６００の詳細に関し、通信システム１００と同様の構成については、説明が省略される場合がある。
　本実施形態において、通信システム１６００は、例えば、光信号送信装置１１０と、光信号受信装置１６２０とを備える。本実施形態において、光信号受信装置１６２０は、分波器１６４０と、光受信器１６５０と、ＡＤ変換器１６６０と、信号処理部１６７０と、状態監視装置１６８０とを備える。
　本実施形態において、光信号受信装置１６２０は、光伝送路１０を伝搬した信号光を受け取る。光信号受信装置１２０は、受信された光信号を復調し、情報信号を生成する。
　上述されたとおり、例えば、信号光が光伝送路１０を伝搬する間に光伝送路１０に突発的な異常が生じると、信号光に突発的な偏波変動が発生する。通信システム１００においては、位相雑音評価部２４０、位相雑音評価装置３２０、位相雑音評価装置８２０又はその変形例が位相変動の測定結果を統計処理することにより、通信システム１００において発生している位相雑音が評価された。
　しかしながら、偏波変動に起因する位相変動は、位相雑音と比較して突発的に発生する傾向がある。突発的に発生する位相変動は上記の統計処理の結果に反映されにくいことから、位相雑音評価部２４０、位相雑音評価装置３２０、位相雑音評価装置８２０又はその変形例を用いて、偏波変動に起因する位相変動を検出することは難しい。
　そこで、本実施形態によれば、光信号受信装置１６２０は、通信システム１６００において発生している位相変動を常時測定する。光信号受信装置１６２０は、当該位相雑音の実時間における測定結果に基づいて、突発的な偏波変動に起因する位相変動を検出する。例えば、光信号受信装置１６２０は、実時間における位相変動の増加を検出し、警報を発出する。光信号受信装置１６２０における情報処理の詳細は、後述される。
　本実施形態において、分波器１６４０は、信号光が波長の異なる複数の光信号を含む場合に、当該複数の光信号を波長ごとに分波する。光信号受信装置１６２０において受信された光信号（受信信号と称される場合がある。）は、例えば、情報信号の伝送に用いられる第１波長の光（通信用光信号と称される場合がある。）と、偏波変動の検出に用いられる第２波長の光（監視用光信号と称される場合がある。）とを含む。第１波長の値は、第２波長の値とは異なる。分波器１６４０は、通信用光信号を光受信器１６５０に出力する。分波器１６４０は、監視用光信号を状態監視装置１６８０に出力する。
　本実施形態において、光受信器１６５０は、光信号を電気信号に変換する。光受信器１６５０は、例えば、通信用光信号を電気信号（通信用光信号に対応する電気信号と称される場合がある。）に変換する。光受信器１６５０は、通信用光信号に対応する電気信号をＡＤ変換器１６６０に出力する。
　本実施形態において、ＡＤ変換器１６６０は、電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６６０は、例えば、電気信号を標本化することにより、１以上の標本点（サンプルと称される場合がある。）のそれぞれに対応する１以上のデジタル信号を生成する。ＡＤ変換器１６６０は、例えば、通信用光信号に対応する電気信号をデジタル信号（通信用光信号に対応するデジタル信号と称される場合がある。）に変換する。ＡＤ変換器１６６０は、通信用光信号に対応するデジタル信号を信号処理部１６７０に出力する。
　本実施形態において、信号処理部１６７０は、信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する。受信信号から情報信号を生成するための手法は特に限定されない。信号処理部１６７０は、受信信号を復調したり、補償したりするための各種のデジタル信号処理を実行してよい。信号処理部１６７０は、誤り訂正処理、復号処理などを実行してよい。
　本実施形態において、状態監視装置１６８０は、状態監視装置１６８０に入力された光（入力光と称される場合がある。）を解析して、光伝送路１０の状態、及び／又は、光伝送路１０を伝搬した信号光の状態を監視する。状態監視装置１６８０は、例えば、入力光の位相変動を解析して、（ｉ）位相雑音の有無及び／又は度合い、並びに、（ｉｉ）偏波変動の有無及び／又は度合いの少なくとも１つを評価する。これにより、状態監視装置１６８０は、例えば、光伝送路１０を伝搬した信号光の偏波変動を検出することができる。
　状態監視装置１６８０は、例えば、１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する。差動位相は、１以上の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表する。１以上の時点において、時間的に隣接する２つの時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　上記の時間間隔の長さは特に限定されるものではないが、上記の時間間隔は、入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さであってもよく、当該シンボル時間の長さ以下であってもよく、当該シンボル時間の長さ以上であってもよい。一実施形態において、上記の時間間隔は、上記のシンボル時間との差が予め定められた値となるように設定される。他の実施形態において、上記の時間間隔は、上記のシンボル時間との差が予め定められた値以下又は予め定められた値未満となるように設定される。
　状態監視装置１６８０は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすか否かを判定する。１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすと判定された場合、状態監視装置１６８０は、例えば、信号光に偏波変動が発生したことを示す情報を出力する。状態監視装置１６８０の詳細は後述される。
　（通信システム１６００の各部の具体的な構成）
　通信システム１００の各部と同様、通信システム１６００の各部は、ハードウエアにより実現されてもよく、ソフトウエアにより実現されてもよく、ハードウエア及びソフトウエアにより実現されてもよい。通信システム１６００を構成する構成要素の少なくとも一部がソフトウエアにより実現される場合、当該ソフトウエアにより実現される構成要素は、一般的な構成の情報処理装置において、当該構成要素に関する動作を規定したプログラムを起動することにより実現されてよい。
　上記の情報処理装置において、上記のデータ処理装置又は記憶装置は、プログラムを格納してよい。上記のプログラムは、非一時的なコンピュータ可読記録媒体に格納されてよい。上記のプログラムは、プロセッサによって実行されることにより、上記の情報処理装置に、当該プログラムによって規定された動作を実行させる。
　上記のプログラムは、コンピュータを、光信号受信装置１６２０又はその一部として機能させるためのプログラムであってよい。上記のプログラムは、コンピュータに、光信号受信装置１６２０又はその一部における情報処理方法を実行させるためのプログラムであってもよい。光信号受信装置１６２０の一部としては、信号処理部１６７０、状態監視装置１６８０などが例示される。
　上記の情報処理方法は、光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するための検出方法であってよい。上記の検出方法は、例えば、１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階を有する。上記の検出方法は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が、予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定段階を有する。上記の検出方法は、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすと判定された場合に、信号光に偏波変動が発生したことを示す情報を出力する出力段階を有してもよい。
　上記の予め定められた条件は、１以上の時点の少なくとも１つにおける差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きいという第１条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、１以上の時点の少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは第２閾値よりも大きいという第２条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、評価期間に含まれる複数の時点の個数に対する、複数の時点のうち当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は第３閾値よりも大きいという第３条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは第４閾値よりも大きいという第４条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは第５閾値よりも大きいという第５条件を含んでよい。
　上記の予め定められた条件は、第１条件、第２条件、第３条件、第４条件及び第５条件からなる群から選択される少なくとも２つの条件の組み合わせを含んでもよい。第１閾値、第２閾値、第３閾値、第４閾値及び第５閾値は、それぞれ独立に決定されてよい。第１閾値、第２閾値、第３閾値、第４閾値及び第５閾値は、互いに異なる値であってもよく、少なくとも２つが同一であってもよい。各閾値を決定する手順の概要は後述される。
　通信システム１６００は、検出装置、光受信装置又は光通信システムの一例であってよい。光信号受信装置１６２０は、検出装置又は光受信装置の一例であってよい。分波器１６４０は、分波部の一例であってよい。光受信器１６５０は、光電変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器１６６０は、アナログーデジタル変換部の一例であってよい。信号処理部１６７０は、復調部の一例であってよい。状態監視装置１６８０は、検出装置の一例であってよい。光信号送信装置１１０は、光送信装置の一例であってよい。光信号は、光の一例であってよい。１以上の標本点は、１以上の時点の一例であってよい。監視用光信号は、第２波長の光又は入力光の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、通信システム１６００が、通信システム１００と同様の構成に加えて、偏波変動を検出するための構成を備える場合を例として、通信システム１６００の詳細が説明された。しかしながら、通信システム１６００は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、通信システム１６００は、通信システム１００の構成の少なくとも一部を備えなくてもよい。例えば、通信システム１６００は、振幅雑音評価部２３０及び位相雑音評価部２４０の少なくとも一方を備えなくてもよい。
　本実施形態においては、信号光が、監視用光信号として、偏波変動の検出に用いられる光信号を含む場合を例として、通信システム１６００の詳細が説明された。しかしながら、通信システム１６００は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、信号光は、互いに波長の異なる各種の監視用光信号を含んでよい。監視用光信号を用いて監視、検査又は評価される対象としては、光伝送路１０の状態、光伝送路１０を伝搬した信号光の状態などが例示される。
　光伝送路１０の状態としては、光伝送路１０の周辺の電磁環境の状態、光伝送路１０の内部又周囲の電界の状態、光伝送路１０の振動状態、光伝送路１０の屈曲状態、光伝送路１０の接続状態（例えば、光ファイバを構成する２つの光ファイバ芯材の接続のズレ具合である。）などが例示される。光伝送路１０の周辺の電磁環境の状態としては、当該電磁環境の変動状態が例示される。光伝送路１０の内部又は周囲の電界の状態としては、当該電界の変動状態が例示される。光信号の状態としては、光信号の強度変動、振幅変動、位相変動、偏波変動などが例示される。
　本実施形態においては、光信号送信装置１１０が信号光を送信し、光信号受信装置１６２０が信号光を受信する場合を例として、通信システム１６００の詳細が説明された。しかしながら、通信システム１６００は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、光信号送信装置１１０及び光信号受信装置１６２０の少なくとも一方は、信号光を送信する機能と、信号光を受信する機能とを備えた送受信装置であってもよい。例えば、光信号送信装置１１０は、光信号受信装置１６２０の構成部品の少なくとも１つと同様の部品を備える。例えば、光信号受信装置１６２０は、光信号送信装置１１０の構成部品の少なくとも１つと同様の部品を備える。
　図１７は、光信号送信装置１１０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光信号送信装置１１０は、例えば、通信用光信号出力部１７２２と、監視用光信号出力部１７２４と、合波器１７３０とを備える。
　本実施形態において、通信用光信号出力部１７２２は、情報信号に基づいて第１波長の光を変調させて、通信用光信号を出力する。本実施形態において、監視用光信号出力部１７２４は、１以上の監視用光信号を出力する。１以上の監視用光信号のそれぞれは、通信用光信号とは異なる波長の光を用いて生成される。１以上の監視用光信号のそれぞれは、互いに異なる波長の光を用いて生成されてよい。本実施形態において、合波器１７３０は、通信用光信号出力部１７２２が出力した通信用光信号と、監視用光信号出力部１７２４が出力した監視用光信号とを合波して、信号光を生成する。
　図１８は、状態監視装置１６８０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、状態監視装置１６８０は、例えば、光遅延干渉計３４０と、光受信器３５０と、ＡＤ変換器３６０と、信号処理部１８７０とを備える。本実施形態において、光受信器３５０は、例えば、光電変換素子１８５２と、積分回路１８５４とを有する。
　本実施形態において、光電変換素子１８５２は、光信号を電気信号に変換する。より具体的には、光電変換素子１８５２は、光遅延干渉計３４０の出力光を電気信号に変換する。光電変換素子１８５２は、例えば、光電変換された光電流を負荷抵抗で電圧に変換して、上記の電気信号を生成する。光電変換素子１８５２は、上記の電気信号を積分回路１８５４に出力する。
　図３に関連して説明された光受信器３５０の出力電流と同様、光電変換素子１８５２の出力電流は、入力光の差動位相を示す。上述されたとおり、本実施形態における入力光は、状態監視装置１６８０に入力された監視用光信号である。
　本実施形態において、積分回路１８５４は、入力電圧の波形の時間積分に等しい波形の電圧を出力する。積分回路１８５４の出力電圧は、積分回路１８５４の入力電圧の積分値に比例する。より具体的には、積分回路１８５４は、光電変換素子１８５２の出力した電気信号が入力され、当該電気信号の波形の時間積分に等しい波形の電圧を出力する。これにより、光遅延干渉計３４０の出力光に対応する電気信号が生成される。積分回路１８５４は、上記の電気信号をＡＤ変換器３６０に出力する。
　積分回路１８５４の時定数は、例えば、想定される偏波変動に伴う位相変動の最大速度に基づいて決定される。積分回路１８５４の時定数は、上記の最大速度に相当する時定数であってよい。例えば、１０ｋＨｚ程度の偏波変動の発生が想定される場合、積分回路１８５４の時定数は、１００μｓ前後に設定される。同様に、積分回路１８５４のカットオフ周波数は、１．５９ｋＨｚ前後に設定される。
　積分回路１８５４の時定数は、１０～１０００μｓであってよく、５０～５００μｓであってもよく、７５～１５０μｓであってもよく、８０～１２０μｓであってもよい。積分回路１８５４のカットオフ周波数は、０．１～１００ｋＨｚであってよく、０．５～５０ｋＨｚであってもよく、１～２０ｋＨｚであってもよく、１～１０ｋＨｚであってもよい。
　積分回路１８５４は、光電変換素子１８５２が出力した電気信号を処理する増幅器又はローパスフィルタであってもよく、当該増幅器又は当該ローパスフィルタを構成する部品の一部であってもよい。光電変換素子１８５２に組み込まれていてもよく、光電変換素子１８５２の後段に配されてもよい。
　本実施形態において、ＡＤ変換器３６０は、光受信器３５０が出力した電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。これにより、１以上の標本点のそれぞれにおける差動位相に対応する１以上のデジタル信号が生成される。ＡＤ変換器３６０は、上記のデジタル信号を信号処理部１８７０に出力する。
　本実施形態において、ＡＤ変換器３６０のサンプリングレートは、光受信器３５０の帯域内の信号をサンプリングする十分な値となるように設定される。例えば、ＡＤ変換器３６０のサンプリングレートは、光受信器３５０の帯域幅の５倍から１０倍程度に設定される。
　本実施形態において、信号処理部１８７０は、ＡＤ変換器３６０から、標本化された１以上の差動位相信号を取得する。信号処理部１８７０は、１以上の差動位相信号により示される１以上の時点のそれぞれにおける差動位相に基づいて、光伝送路１０の状態、及び／又は、光伝送路１０を伝搬した信号光の状態を評価する。信号処理部１８７０は、例えば、（ｉ）位相雑音の有無及び／又は度合い、並びに、（ｉｉ）偏波変動の有無及び／又は度合いの少なくとも１つを評価する。これにより、信号処理部１８７０は、例えば、光伝送路１０を伝搬した信号光の偏波変動を検出することができる。
　信号処理部１８７０は、例えば、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすか否かを判定する。１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすと判定された場合、信号処理部１８７０は、例えば、信号光に偏波変動が発生したことを示す情報を出力する。
　信号処理部１８７０の提供形態は特に限定されない。信号処理部１８７０は、集積回路（ＩＣ）、大規模集積回路（ＬＳＩ）、システムＬＳＩ、システムオンチップ又はマイクロプロセッサであってもよく、これらの組み合わせにより構築されるデバイスであってもよい。信号処理部１８７０の詳細は後述される。
　光電変換素子１８５２は、光電変換部の一例であってよい。積分回路１８５４は、積分部の一例であってよい。信号処理部１８７０は、検出装置の一例であってよい。標本化された１以上の差動位相信号は、１以上の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報の一例であってよい。１以上の標本点は、１以上の時点の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、状態監視装置１６８０が光遅延干渉計３４０を備える場合を例として、状態監視装置１６８０の詳細が説明された。しかしながら、状態監視装置１６８０は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、状態監視装置１６８０は、光遅延干渉計３４０の代わりに、任意の構成を有する光遅延干渉計を備えてよい。例えば、状態監視装置１６８０は、光遅延干渉計５４０、光遅延干渉計６４０、光遅延干渉計１０４０、光遅延干渉計１１４０、光遅延干渉計１２４０、又は、光遅延干渉計１３４０を備える。
　本実施形態において、状態監視装置１６８０が光受信器３５０を備える場合を例として、状態監視装置１６８０の詳細が説明された。しかしながら、状態監視装置１６８０は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、状態監視装置１６８０は、光受信器３５０の代わりに、任意の構成を有する光受信器を備えてよい。例えば、状態監視装置１６８０は、バランスド光受信器１３５０を備える。
　本実施形態においては、光受信器３５０が積分回路１８５４を備える場合を例として、状態監視装置１６８０の詳細が説明された。しかしながら、状態監視装置１６８０は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、積分回路１８５４は、光受信器３５０の外部に配されてよい。例えば、積分回路１８５４は、光受信器３５０の後段に配される。積分回路１８５４は、光受信器３５０の後段に配される機器の内部に配されてもよい。上記の機器としては、積分回路、積分特性を有する機器などが例示される。積分特性を有する機器としては、増幅器、ローパスフィルタなどが例示される。
　図１９は、信号処理部１８７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部１８７０は、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６と、校正部７１０とを備える。本実施形態において、信号処理部１８７０は、増加検出部１９２２と、周波数解析部１９２４と、移動角度導出部１９２６と、移動角速度導出部１９２８と、偏波変動検出部１９３０と、情報出力部１９４０とを備える。
　本実施形態において、増加検出部１９２２は、ＡＤ変換器３６０から、標本化された１以上の差動位相信号を取得する。上述されたとおり、１以上の差動位相信号のそれぞれは、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相を示す。増加検出部１９２２は、１以上の差動位相信号を時間領域で解析する。
　例えば、増加検出部１９２２は、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさと、予め定められた第１閾値とを比較する。これにより、増加検出部１９２２は、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさが、第１閾値に等しい否か又は当該第１閾値よりも大きいか否かを判定することができる。増加検出部１９２２は、判定結果を示す情報を偏波変動検出部１９３０に出力する。
　本実施形態において、周波数解析部１９２４は、ＡＤ変換器３６０から、標本化された１以上の差動位相信号を取得する。周波数解析部１９２４は、１以上の差動位相信号を周波数領域で解析（周波数解析と称される場合がある。）する。
　例えば、周波数解析部１９２４は、１以上の差動位相信号をフーリエ変換（例えば、高速フーリエ変換である。）する。これにより、ｚ方向に伝播する信号光の直交偏波モードＥｘ（ｔ）及びＥｙ（ｔ）の位相差δ（ｔ）の変動周波数が導出される。また、フーリエ変換により得られたスペクトル成分は、変動の振幅値を示す。
　具体的には、フーリエ変換の結果を解析して、突出したピーク値を示す周波数、及び、その他の突出した成分の周波数を、変動周波数として決定する。例えば、フーリエ変換により得られた測定データの周波数を変えながら、振幅値の変動を観察する。振幅値が急に変動する周波数を、変動周波数として決定する。
　本実施形態において、周波数解析部１９２４は、解析結果を示す情報を偏波変動検出部１９３０に出力する。周波数解析部１９２４は、必要に応じて、解析結果を示す情報を、移動角度導出部１９２６及び／又は移動角速度導出部１９２８に出力してよい。解析結果を示す情報としては、変動周波数、変動振幅値などが例示される。変動振幅値は、移動角度と関係するパラメータであり、変動振幅値及び変動周波数に基づいて、移動角速度が導出される。
　本実施形態において、移動角度導出部１９２６は、ＡＤ変換器３６０から、標本化された１以上の差動位相信号を取得する。移動角度導出部１９２６は、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度を導出する。具体的には、上述されたフーリエ変換の結果に基づいて、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数が導出される。また、フーリエ変換の振動振幅値（ピーク値）からピークピーク値（ｐ－ｐ値）を算出することで、移動角度が導出される。移動角度導出部１９２６は、導出結果を示す情報を偏波変動検出部１９３０に出力する。
　本実施形態において、移動角速度導出部１９２８は、ＡＤ変換器３６０から、標本化された１以上の差動位相信号を取得する。移動角速度導出部１９２８は、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角速度を導出する。移動角速度は、上述されたポアンカレ球上の軌跡の移動角度と変動周波数とに基づいて導出される。移動角速度は、例えば、移動角度（ｐ－ｐ値）×２×変動周波数として導出される。移動角速度導出部１９２８は、導出結果を示す情報を偏波変動検出部１９３０に出力する。
　本実施形態において、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動の有無及び／又は度合いを評価する。例えば、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動を検出する。偏波変動が検出された場合、偏波変動が発生している、及び／又は、偏波変動の度合いが比較的大きいと評価され得る。
　例えば、偏波変動検出部１９３０は、１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が、予め定められた条件を満たすか否かを判定する。１以上の時点の少なくとも一部における差動位相が予め定められた条件を満たすと判定された場合、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動が検出されたことを示す情報を１９４０に出力する。
　上記の予め定められた条件は、１以上の時点の少なくとも１つにおける差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きいという第１条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、１以上の時点の少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは第２閾値よりも大きいという第２条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、評価期間に含まれる複数の時点の個数に対する、複数の時点のうち当該時点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい若しくは第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は第３閾値よりも大きいという第３条件を含んでよい。
　上記の予め定められた条件は、１以上の時点のそれぞれにおける差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは第４閾値よりも大きいという第４条件を含んでよい。上記の予め定められた条件は、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは第５閾値よりも大きいという第５条件を含んでよい。
　上記の予め定められた条件は、第１条件、第２条件、第３条件、第４条件及び第５条件からなる群から選択される少なくとも２つの条件の組み合わせを含んでもよい。第１閾値、第２閾値、第３閾値、第４閾値及び第５閾値は、それぞれ独立に決定されてよい。第１閾値、第２閾値、第３閾値、第４閾値及び第５閾値は、互いに異なる値であってもよく、少なくとも２つが同一であってもよい。
　第１閾値、第２閾値、第３閾値、第４閾値及び第５閾値の少なくとも１つは、通信システム１６００又は光信号受信装置１６２０の偏波変動耐力に基づいて決定されてよい。例えば、第１閾値、第４閾値及び第５閾値の少なくとも１つは、通信システム１６００又は光信号受信装置１６２０に搭載された機器の仕様に規定された偏波変動耐力のｋａ倍（ｋａは、正の数である。ｋａは、１以下であってもよく、１未満であってもよい。）に設定される。上述されたとおり、第１閾値、第４閾値及び第５閾値は、互いに異なってもよい。第２閾値及び第３閾値の少なくとも一方は、事前テスト、試運転時のテストなどにより決定されてよい。
　一実施形態において、偏波変動検出部１９３０は、増加検出部１９２２から、１以上の標本点のそれぞれに関する判定結果を示す情報を取得する。偏波変動検出部１９３０は、例えば、１以上の標本点のそれぞれに関する判定結果のうち少なくとも１つの判定結果が、当該標本点における差動位相の大きさが第１閾値に等しい又は第１閾値よりも大きいことを示している場合に、上記の第１条件が成立したと判定する。第１条件が成立した場合、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動が検出されたと判定してよい。
　上記の実施形態によれば、実際には伝送特性に与える影響が少ない場合であっても、第１条件が成立し得る。例えば、特定の標本点における差動位相の大きさが統計的に特異的な値である場合、上記の第１条件が成立し、偏波変動が検出され得る。この場合、検出された偏波変動が伝送特性に与える影響は非常に小さくなり得る。
　そこで、偏波変動検出部１９３０は、例えば、１以上の標本点のそれぞれに関する判定結果のうち、予め定められた長さを有する期間（評価期間と称される場合がある。）に含まれる複数の標本点に関する判定結果を用いて、偏波変動を検出してもよい。これにより、偏波変動の検出精度が向上する。
　例えば、偏波変動検出部１９３０は、評価期間に含まれる複数の標本点の個数のうち、差動位相の大きさが第１閾値に等しい又は第１閾値よりも大きな標本点の個数が、第２閾値に等しい又は第２閾値よりも大きい場合に、上記の第２条件が成立したと判定する。第２条件が成立した場合、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動が検出されたと判定してよい。
　例えば、偏波変動検出部１９３０は、評価期間に含まれる複数の標本点の個数に対する、差動位相の大きさが第１閾値に等しい又は第１閾値よりも大きな標本点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は第３閾値よりも大きい場合に、上記の第３条件が成立したと判定する。第３条件が成立した場合、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動が検出されたと判定してよい。
　他の実施形態において、偏波変動検出部１９３０は、移動角度導出部１９２６から、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度の導出結果を示す情報を取得する。偏波変動検出部１９３０は、上記の移動角度が第４閾値に等しい又は第４閾値よりも大きい場合に、上記の第４条件が成立したと判定する。第４条件が成立した場合、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動が検出されたと判定してよい。
　さらに他の実施形態において、偏波変動検出部１９３０は、移動角速度導出部１９２８から、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角速度の導出結果を示す情報を取得する。偏波変動検出部１９３０は、上記の移動角度が第５閾値に等しい又は第５閾値よりも大きい場合に、上記の第５条件が成立したと判定する。第５条件が成立した場合、偏波変動検出部１９３０は、偏波変動が検出されたと判定してよい。
　本実施形態において、情報出力部１９４０は、信号処理部１８７０における各種の評価結果を示す評価情報を出力する。一実施形態において、評価情報は、図２に関連して説明された信号光の位相雑音を評価するための情報を含む。他の実施形態において、評価情報は、偏波変動に関する評価情報を含む。偏波変動に関する評価情報としては、信号光に偏波変動が発生したことを示す情報、移動角速度が規定角速度を超過したことを示す情報、移動角度が規定角度を超過したことを示す情報、変動周波数が規定周波数を超過したことを示す情報などが例示される。偏波変動に関する評価情報は、警報又はフラグとして出力されてもよい。
　増加検出部１９２２は、差動位相情報取得部の一例であってよい。周波数解析部１９２４は、差動位相情報取得部の一例であってよい。移動角度導出部１９２６は、差動位相情報取得部の一例であってよい。移動角速度導出部１９２８は、差動位相情報取得部の一例であってよい。偏波変動検出部１９３０は、判定部の一例であってよい。情報出力部１９４０は、出力部の一例であってよい。偏波変動が検出されたことを示す情報は、信号光に偏波変動が発生したことを示す情報の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、信号処理部１８７０が、信号処理部３７０と同様に、ヒストグラム生成部２４４、標準偏差算出部２４６及び校正部７１０を備える場合を例として、信号処理部１８７０の詳細が説明された。しかしながら、信号処理部１８７０は、本実施形態に限定されない。
　他の実施形態において、信号処理部１８７０は、ヒストグラム生成部２４４、標準偏差算出部２４６及び校正部７１０の少なくとも１つを備えなくてもよい。さらに他の実施形態において、信号処理部１８７０は、信号処理部８７０と同様に、規格化部９３０を備えてもよい。
　図２０は、状態監視装置１６８０における情報処理の一例を概略的に示す。本実施形態によれば、まず、ステップ２０２２（ステップがＳと省略される場合がある。）において、積分回路１８５４を備えた光受信器３５０が、光遅延干渉計３４０の出力した光を受信する。光受信器３５０は、光遅延干渉計３４０が出力した光に対応する電気信号を生成する。
　次に、Ｓ２０２４において、ＡＤ変換器３６０が、光受信器３５０の出力した電気信号を標本化する。これにより、１以上の標本点のそれぞれにおける差動位相に対応する１以上のデジタル信号が生成される。
　また、Ｓ２０２６において、ＡＤ変換器３６０の出力したデジタル信号が、状態監視装置１６８０又は信号処理部１８７０に配されたメモリ（図示されていない）に、蓄積される。ＡＤ変換器３６０の出力したデジタル信号は、例えば、各標本点の識別情報と対応付けられて、上記のメモリに格納される。上記のメモリには、例えば、最新のＮ個（Ｎは、１以上の整数である。）のデータが、順次、蓄積される。
　Ｓ２０２６の処理が終了すると、Ｓ２０３２において、信号処理部１８７０が、第１条件、第４条件及び／又は第５条件の成否を判定する。これにより、偏波変動の有無及び／又は度合いが評価される。信号処理部１８７０は、判定結果を示す情報を情報出力部１９４０に出力する。
　Ｓ２０３２において、信号処理部１８７０は、Ｓ２０２６においてメモリに蓄積されたデータを用いて、第１条件、第４条件及び／又は第５条件の成否を判定してよい。例えば、Ｓ２０２６においてメモリに蓄積されたデータに対して移動平均処理を行った後、第１条件、第４条件及び／又は第５条件の成否を判定する。これにより、雑音の影響が軽減される。なお、信号処理部１８７０は、サンプリングされたデータについて、順次、第１条件、第４条件及び／又は第５条件の成否を判定してもよい。この場合、Ｓ２０２４の処理が終了した後、Ｓ２０２６の処理が終了する前に、Ｓ２０３２の処理が開始される。
　Ｓ２０２６の処理が終了すると、Ｓ２０３４において、信号処理部１８７０が、Ｓ２０２６においてメモリに蓄積されたデータを用いて、第２条件及び／又は第３条件の成否を判定する。これにより、偏波変動の有無及び／又は度合いが評価される。信号処理部１８７０は、判定結果を示す情報を、情報出力部１９４０に出力する。
　Ｓ２０２６の処理が終了すると、Ｓ２０３６において、ヒストグラム生成部２４４及び標準偏差算出部２４６が、Ｓ２０２６においてメモリに蓄積されたデータを用いて、信号光の位相雑音を評価するための情報を生成する。これにより、位相雑音の有無及び／又は度合いが評価される。標準偏差算出部２４６は、信号光の位相雑音を評価するための情報を、情報出力部１９４０に出力する。
　Ｓ２０４２において、情報出力部１９４０が、偏波変動に関する評価情報を出力する。また、Ｓ２０４４において、情報出力部１９４０が、位相雑音に関する評価情報を出力する。これにより、処理が終了する。
　図２１は、データテーブル２１００の一例を概略的に示す。本実施形態において、データテーブル２１００は、偏波変動に関する評価情報を格納する。本実施形態において、データテーブル２１００は、１以上の標本点のそれぞれに関する１以上のレコードを有する。１以上のレコードのそれぞれは、特定の時点又は標本点における評価情報の一例であってよい。
　本実施形態において、データテーブル２１００は、１以上の標本点のそれぞれについて、当該標本点の番号２１２０と、当該標本点に対応する時刻２１２２と、当該標本点における光受信器３５０の出力値２１２４と、周波数解析部１９２４が導出した変動周波数２１３２と、移動角度導出部１９２６が導出した移動角度２１３４と、移動角速度導出部１９２８が導出した移動角速度２１３６と、第１条件～第５条件のそれぞれの成否２１４０と、偏波変動の検出結果２１５０とを対応付けて格納する。なお、データテーブル２１００のデータ項目は、本実施形態に限定されない。例えば、他の実施形態において、データテーブル２１００は、１以上の標本点のそれぞれについて、当該標本点の番号２１２０又は時刻２１２２と、偏波変動の検出結果２１５０とを対応付けて格納する。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、偏波変動に関する評価情報が、データテーブル２１００に格納される場合を例として、偏波変動に関する評価情報の詳細が説明された。しかしながら、偏波変動に関する評価情報は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、偏波変動に関する評価情報は、偏波変動が検出された１以上の時刻のリストであってもよい。
　図２２は、本発明の複数の態様が全体的又は部分的に具現化されてよいコンピュータ３０００の一例を示す。光信号受信装置１２０の少なくとも一部は、コンピュータ３０００により実現されてよい。位相雑音評価装置３２０の少なくとも一部は、コンピュータ３０００により実現されてよい。光信号受信装置１６２０の少なくとも一部は、コンピュータ３０００により実現されてよい。状態監視装置１６８０の少なくとも一部は、コンピュータ３０００により実現されてよい。
　コンピュータ３０００にインストールされたプログラムは、コンピュータ３０００に、本発明の実施形態に係る装置に関連付けられるオペレーション又は当該装置の１又は複数の「部」として機能させ、又は当該オペレーション又は当該１又は複数の「部」を実行させることができ、及び／又はコンピュータ３０００に、本発明の実施形態に係るプロセス又は当該プロセスの段階を実行させることができる。そのようなプログラムは、コンピュータ３０００に、本明細書に記載のフローチャート及びブロック図のブロックのうちのいくつか又はすべてに関連付けられた特定のオペレーションを実行させるべく、ＣＰＵ３０１２によって実行されてよい。
　本実施形態によるコンピュータ３０００は、ＣＰＵ３０１２、ＲＡＭ３０１４、ＧＰＵ３０１６、及びディスプレイデバイス３０１８を含み、それらはホストコントローラ３０１０によって相互に接続されている。コンピュータ３０００はまた、通信インタフェース３０２２、ハードディスクドライブ３０２４、ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ３０２６、及びＩＣカードドライブのような入出力ユニットを含み、それらは入出力コントローラ３０２０を介してホストコントローラ３０１０に接続されている。コンピュータはまた、ＲＯＭ３０３０及びキーボード３０４２のようなレガシの入出力ユニットを含み、それらは入出力チップ３０４０を介して入出力コントローラ３０２０に接続されている。
　ＣＰＵ３０１２は、ＲＯＭ３０３０及びＲＡＭ３０１４内に格納されたプログラムに従い動作し、それにより各ユニットを制御する。ＧＰＵ３０１６は、ＲＡＭ３０１４内に提供されるフレームバッファ等又はそれ自体の中に、ＣＰＵ３０１２によって生成されるイメージデータを取得し、イメージデータがディスプレイデバイス３０１８上に表示されるようにする。
　通信インタフェース３０２２は、ネットワークを介して他の電子デバイスと通信する。ハードディスクドライブ３０２４は、コンピュータ３０００内のＣＰＵ３０１２によって使用されるプログラム及びデータを格納する。ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ３０２６は、プログラム又はデータをＤＶＤ－ＲＯＭ３００１から読み取り、ハードディスクドライブ３０２４にＲＡＭ３０１４を介してプログラム又はデータを提供する。ＩＣカードドライブは、プログラム及びデータをＩＣカードから読み取り、及び／又はプログラム及びデータをＩＣカードに書き込む。
　ＲＯＭ３０３０はその中に、アクティブ化時にコンピュータ３０００によって実行されるブートプログラム等、及び／又はコンピュータ３０００のハードウエアに依存するプログラムを格納する。入出力チップ３０４０はまた、様々な入出力ユニットをパラレルポート、シリアルポート、キーボードポート、マウスポート等を介して、入出力コントローラ３０２０に接続してよい。
　プログラムが、ＤＶＤ－ＲＯＭ３００１又はＩＣカードのようなコンピュータ可読記憶媒体によって提供される。プログラムは、コンピュータ可読記憶媒体から読み取られ、コンピュータ可読記憶媒体の例でもあるハードディスクドライブ３０２４、ＲＡＭ３０１４、又はＲＯＭ３０３０にインストールされ、ＣＰＵ３０１２によって実行される。これらのプログラム内に記述される情報処理は、コンピュータ３０００に読み取られ、プログラムと、上記様々なタイプのハードウエアリソースとの間の連携をもたらす。装置又は方法が、コンピュータ３０００の使用に従い情報のオペレーション又は処理を実現することによって構成されてよい。
　例えば、通信がコンピュータ３０００及び外部デバイス間で実行される場合、ＣＰＵ３０１２は、ＲＡＭ３０１４にロードされた通信プログラムを実行し、通信プログラムに記述された処理に基づいて、通信インタフェース３０２２に対し、通信処理を命令してよい。通信インタフェース３０２２は、ＣＰＵ３０１２の制御の下、ＲＡＭ３０１４、ハードディスクドライブ３０２４、ＤＶＤ－ＲＯＭ３００１、又はＩＣカードのような記録媒体内に提供される送信バッファ領域に格納された送信データを読み取り、読み取られた送信データをネットワークに送信し、又はネットワークから受信した受信データを記録媒体上に提供される受信バッファ領域等に書き込む。
　また、ＣＰＵ３０１２は、ハードディスクドライブ３０２４、ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ３０２６（ＤＶＤ－ＲＯＭ３００１）、ＩＣカード等のような外部記録媒体に格納されたファイル又はデータベースの全部又は必要な部分がＲＡＭ３０１４に読み取られるようにし、ＲＡＭ３０１４上のデータに対し様々なタイプの処理を実行してよい。ＣＰＵ３０１２は次に、処理されたデータを外部記録媒体にライトバックしてよい。
　様々なタイプのプログラム、データ、テーブル、及びデータベースのような様々なタイプの情報が記録媒体に格納され、情報処理を受けてよい。ＣＰＵ３０１２は、ＲＡＭ３０１４から読み取られたデータに対し、本開示の随所に記載され、プログラムの命令シーケンスによって指定される様々なタイプのオペレーション、情報処理、条件判断、条件分岐、無条件分岐、情報の検索／置換等を含む、様々なタイプの処理を実行してよく、結果をＲＡＭ３０１４に対しライトバックする。また、ＣＰＵ３０１２は、記録媒体内のファイル、データベース等における情報を検索してよい。例えば、各々が第２の属性の属性値に関連付けられた第１の属性の属性値を有する複数のエントリが記録媒体内に格納される場合、ＣＰＵ３０１２は、当該複数のエントリの中から、第１の属性の属性値が指定されている条件に一致するエントリを検索し、当該エントリ内に格納された第２の属性の属性値を読み取り、それにより予め定められた条件を満たす第１の属性に関連付けられた第２の属性の属性値を取得してよい。
　上で説明したプログラム又はソフトウエアモジュールは、コンピュータ３０００上又はコンピュータ３０００近傍のコンピュータ可読記憶媒体に格納されてよい。また、専用通信ネットワーク又はインターネットに接続されたサーバシステム内に提供されるハードディスク又はＲＡＭのような記録媒体が、コンピュータ可読記憶媒体として使用可能であり、それにより、上記のプログラムを、ネットワークを介してコンピュータ３０００に提供する。
　（実験例及び比較実験例）
　以下、実験例及び比較実験例を用いて、本発明を具体的に説明する。なお、本発明は、下記の実験例及び比較実験例に限定されるものではない。図２３、図２４、図２５及び図２６に、実験例１における各種の測定結果を示す。図２７、図２８、図２９及び図３０に、比較実験例１における各種の測定結果を示す。図３１、図３２、図３３及び図３４に、実験例２における各種の測定結果を示す。
　（実験例１）
　（偏波状態測定器を用いた測定）
　まず、ピエゾ素子に、長さ１２．３ｍの光ファイバ（Ｃｏｒｎｉｎｇ社製、ＳＭＦ２８ｅ＋ファイバ）が４重に巻き付けられたファイバストレッチャー（ＯＰＴＩＰＨＡＳＥ社製、ＰＺ１－ＳＭＦ４－ＡＰＣ－Ｅ）を準備した。光ファイバの一端を、レーザ光発振装置（Ｐｕｒｅ　Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ社製　ＰＰＣＬ５５０）に接続した。光ファイバの他端を、偏波状態測定器（Ｎｏｖｏｐｔｅｌ社製，　ＰＭ１０００　Ｐｏｌａｒｉｍｅｔｅｒ）に接続した。
　レーザ光発振装置から波長が１５５０ｎｍのレーザ光を出射し、ファイバストレッチャーに電圧を印加して、光ファイバに１４０ｋＨｚの側圧変動を与えた。偏波状態測定器を用いて、ファイバストレッチャー出力光のストークスパラメータを測定した。また、ストークスパラメータの測定結果を用いて、ポアンカレ球上の軌跡の移動角度を導出した。
　ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさを変えて上記の実験を実施した。ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさ（ピークピーク値）は、５００ｍＶ、１Ｖ及び２Ｖの３種類であった。
　図２３は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが１Ｖである場合における、ストークスパラメータの測定結果を示す。図２３に示されるとおり、１４０ｋＨｚの周波数で微小な偏波変動が発生していることが確認された。また、ストークスパラメータの測定結果を用いて、ポアンカレ球上における偏波変動の状況を確認したところ、ポアンカレ球上で微小な偏波変動が確認された。
　（光遅延干渉計を用いた測定）
　次に、光ファイバの他端と、偏波状態測定器との接続を解除し、光ファイバの他端を、光遅延干渉計（Ｏｐｔｉｐｌｅｘ社製、ＤＩ－Ｃ１ＥＦＡＭ５１２）の一端に接続した。光遅延干渉計の他端を、バランスド光受信器（Ｏｐｔｉｐｌｅｘ社製、ＢＲ－Ｃ０２００Ｂ１ＤＣ）に接続した。バランスド光受信器はローパスフィルタを搭載しており、バランスド光受信器のカットオフ周波数は、１５０ＭＨｚであった。ＡＤ変換器（Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ社製、オシロスコープ　型番ＭＳＯ６４）を用いて、バランスド光受信器の出力を標本化した。
　レーザ光発振装置から波長が１５５０ｎｍのレーザ光を出射し、ファイバストレッチャーに電圧を印加して、光ファイバに１４０ｋＨｚの側圧変動を与えた。標本化されたバランスド光受信器の出力の測定結果を用いて、（ａ）差動位相の大きさに関するヒストグラム、及び、（ｂ）差動位相の大きさの時間変動を示すグラフを作成した。標本化されたバランスド光受信器の出力の測定結果を高速フーリエ変換して、（ｃ）差動位相の周波数スペクトルを導出した。
　ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさを変えて上記の実験を実施した。ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさ（ピークピーク値）は、５００ｍＶ、１Ｖ及び２Ｖの３種類であった。
　図２４は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが１Ｖである場合における、バランスド光受信器の出力のヒストグラムを示す。図２５は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが１Ｖである場合における、バランスド光受信器の出力の時間変動を示す。図２６は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが１Ｖである場合における、バランスド光受信器の出力の周波数スペクトルを示す。
　図２４に示されるとおり、ヒストグラムが２つに割れており、位相変動が発生していることがわかる。図２５に示されるとおり、変動の立上り及び立下りが急峻となっており、バランスド光受信器のローパスフィルタによる積分効果が出現していることがわかる。上述されたとおり、積分効果が出現している場合、位相変動が直接的に測定されていると推測される。なお、急峻な変動の原因は定かではないが、機械的振動が正弦波入力電圧に追随することができず、局所的に急峻な変動が生じていると推測される。
　上述されたとおり、図２６において、１４０ｋＨｚにおける周波数成分を測定することにより、変動の大きさを導出した。また、１４０ｋＨｚにおける周波数成分のピークピーク値を測定することで、位相偏移量を導出した。その結果、ファイバストレッチャーの印加電圧と、位相偏移量の測定結果とが概ね比例していた。非特許文献１５に示されるとおり、ファイバストレッチャーの印加電圧と、ファイバストレッチャーの動作に起因する側圧及び複屈折の値との間には比例関係があることから、実験例１の結果は、上述された測定原理が機能していることを示している。
　（評価）
　偏波状態測定器（偏光測定器と称される場合がある。）を用いた測定結果と、光遅延干渉計を用いた測定結果とを比較した。その結果、光遅延干渉計を用いた測定結果は、偏波状態測定器を用いた測定結果とよく一致していた。例えば、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさ（ピークピーク値）が２Ｖの場合、偏光測定器により測定されたポアンカレ球上の軌跡の移動両端の座標は、（０．３１，０．９４，－０．１５）及び（０．１７，０．９８，－０．０６）であった。この場合、位相変化量のｐ－ｐ値は、０．１７ｒａｄであった。一方、光遅延干渉計を用いた測定結果によれば、スペクトル測定結果における１４０ｋＨｚ成分のｐ－ｐ値が０．１６ｒａｄであった。
　これにより、光遅延干渉計を用いて、ポアンカレ球上の軌跡の移動角度の凡その値を測定可能であることを確認することができた。また、上述された偏波変動に起因する移動変動の検出原理の有効性が確認された。
　（比較実験例１）
　（偏波状態測定器を用いた測定）
　ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさ（ピークピーク値）を２００ｍＶに設定した点を除き、実験例１と同様の手順により、ファイバストレッチャー出力光のストークスパラメータを測定した。また、ストークスパラメータの測定結果を用いて、ポアンカレ球上の軌跡の移動角度を導出した。
　図２７は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが２００ｍＶである場合における、ストークスパラメータの測定結果を示す。図２７に示されるとおり、１４０ｋＨｚの周波数で微小な偏波変動が発生していることが確認された。また、ストークスパラメータの測定結果を用いて、ポアンカレ球上における偏波変動の状況を確認したところ、ポアンカレ球上で微小な偏波変動が確認された。
　（光遅延干渉計を用いた測定）
　ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさ（ピークピーク値）を２００ｍＶに設定した点を除き、実験例１と同様の手順により、（ａ）差動位相の大きさに関するヒストグラム、及び、（ｂ）差動位相の大きさの時間変動を示すグラフを作成した。また、（ｃ）差動位相の周波数スペクトルを導出した。
　図２８は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが２００ｍＶである場合における、バランスド光受信器の出力のヒストグラムを示す。図２９は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが２００ｍＶである場合における、バランスド光受信器の出力の時間変動を示す。図３０は、ファイバストレッチャーに印加する電圧の大きさが２００ｍＶである場合における、バランスド光受信器の出力の周波数スペクトルを示す。
　図２８に示されるとおり、ヒストグラムには位相雑音のみが観測されている。一方、図２９及び図３０によれば、図２８からは読み取れない微小な１４０ｋＨｚの位相変動が発生していることがわかる。これにより、統計処理が施されることにより、実際には存在する高速な変動が読み取りにくくなることが確認された。
　（実験例２）
　（偏波状態測定器を用いた測定）
　まず、光ファイバの一端を、レーザ光発振装置（Ｐｕｒｅ　Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ社製　型番ＰＰＣＬ５５０）に接続した。光ファイバの他端を、偏波スクランブラ（Ｌｕｎａ　Ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎｓ社製、ＮＲＴ－２５００）に接続した。偏波スクランブラの出力端を偏波状態測定器（Ｎｏｖｏｐｔｅｌ社製，　ＰＭ１０００　Ｐｏｌａｒｉｍｅｔｅｒ）に接続した。
　レーザ光発振装置から波長が１５５０ｎｍのレーザ光を出射し、偏波スクランブラのＳｐｉｎｎｅｒ　Ｍｏｄｅを利用して、高速な偏波変動を発生させた。偏波スクランブラの偏波変動周波数は７５ｋＨｚに設定した。これは、ポアンカレ球上では約４７０ｋｒａｄ／ｓの移動角速度に相当する。
　偏波状態測定器を用いて、偏波スクランブラから出力される偏波変動光のストークスパラメータを測定した。また、ストークスパラメータの測定結果を用いて、ポアンカレ球上の軌跡の移動角度を導出した。
　図３１は、実験例２におけるストークスパラメータの測定結果を示す。図３１に示されるとおり、偏波スクランブラの仕様のとおりに非常に大きく高速な偏波変動が発生していることが確認された。また、ストークスパラメータの測定結果を用いて、ポアンカレ球上における偏波変動の状況を確認したところ、ポアンカレ球上で最も半径の大きな大円に近い軌道を描くことが確認された。
　（光遅延干渉計を用いた測定）
　次に、偏波スクランブラの出力端と、偏波状態測定器との接続を解除し、偏波スクランブラの出力端を、光遅延干渉計（Ｏｐｔｉｐｌｅｘ社製、ＤＩ－Ｃ１ＥＦＡＭ５１２）の一端に接続した。光遅延干渉計の他端を、ローパスフィルタ機能を搭載したバランスド光受信器（Ｏｐｔｉｐｌｅｘ社製、ＢＲ－Ｃ０２００Ｂ１ＤＣ）に接続した。ＡＤ変換器（Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ社製、オシロスコープ　ＭＳＯ６４）を用いて、バランスド光受信器の出力を標本化した。
　レーザ光発振装置から波長が１５５０ｎｍのレーザ光を出射し、偏波スクランブラのＳｐｉｎｎｅｒ　Ｍｏｄｅを利用して、高速な偏波変動を発生させた。偏波スクランブラの偏波変動周波数は７５ｋＨｚに設定した。標本化されたバランスド光受信器の出力の測定結果を用いて、（ａ）差動位相の大きさに関するヒストグラム、及び、（ｂ）差動位相の大きさの時間変動を示すグラフを作成した。標本化されたバランスド光受信器の出力の測定結果を高速フーリエ変換して、（ｃ）差動位相の周波数スペクトルを導出した。
　図３２は、実験例２におけるバランスド光受信器の出力のヒストグラムを示す。図３３は、実験例２におけるバランスド光受信器の出力の時間変動を示す。図３４は、実験例２におけるバランスド光受信器の出力の周波数スペクトルを示す。図３２、図３３及び図３４の何れの結果も、大きな偏波変動が発生したことを示している。
　図３３に示されるとおり、変動の立上り及び立下りが急峻となっており、バランスド光受信器のローパスフィルタによる積分効果が出現していることがわかる。上述されたとおり、積分効果が出現している場合、位相変動が直接的に測定されていると推測される。なお、偏波スクランブラＮＲＴ－２５００は、１／２波長板を高速に回転させることで偏波変動を発生させる。１／２波長板の固有軸が直交偏波モードの固有軸を横切る瞬間に、１／２波長板による位相変動が発生しており、その結果、急峻な変動が発生していると推測される。
　図３４に示されるとおり、主要な周波数成分として、１５０ｋＨｚ成分が測定されている。この点に関し、偏波スクランブラＮＲＴ－２５００の公称値である７５ｋＨｚは、偏波回転の周波数である。１／２波長板の回転に伴う位相変化は、偏波回転の２倍の周波数で変化する。そのため、７５ｋＨｚ及び１５０ｋＨｚの周波数成分が観測されたと推測される。
　これにより、大きな偏波変動が生じている場合であっても、光遅延干渉計を用いて、ポアンカレ球上の軌跡の移動角度の凡その値を測定可能であることが確認できた。上述された偏波変動に起因する移動変動の検出原理の有効性が確認された。
　以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。また、技術的に矛盾しない範囲において、特定の実施形態について説明した事項を、他の実施形態に適用することができる。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。
　請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
　例えば、本願明細書には、下記の事項が開示されている。
　［項目Ａ－１］
　光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音を評価する評価装置であって、
　評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部と、
　上記複数の時点のそれぞれにおける上記差動位相のばらつきの度合いを、上記位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出部と、
　を備え、
　上記差動位相は、上記複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における上記入力光の位相の差を表し、
　複数の時点の時間間隔は、略一定であり、上記入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である、
　評価装置。
　［項目Ａ－２］
　上記指標導出部は、上記入力光の差動位相の分散又は標準偏差を、上記指標として導出する、
　項目Ａ－１に記載の評価装置。
　［項目Ａ－３］
　上記信号光により伝送される受信信号を、光信号から電気信号に変換する光電変換部と、
　上記電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部と、
　をさらに備え、
　上記アナログ－デジタル変換部は、上記複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号を出力し、
　上記差動位相情報取得部は、上記複数のデジタル信号に基づいて、上記複数の時点のそれぞれにおける上記差動位相を示す情報を生成し、
　上記指標導出部は、上記複数の時点のそれぞれに対応する上記差動位相のばらつきの度合いを、上記受信信号の位相雑音を評価するための指標として導出し、
　上記受信信号は、シンボル時系列が重畳されており、
　上記アナログ－デジタル変換部のサンプリングレートは、上記受信信号のシンボル時系列のシンボルレート以上である、
　項目Ａ－１又は項目Ａ－２に記載の評価装置。
　［項目Ａ－４］
　局部発振光を出力する局所光源と、
　上記信号光を上記局所光源からの局発光と干渉させて、上記受信信号が複数の信号成分に分離された複数の光信号を出力する光９０度ハイブリッドと、
　をさらに備え、
　上記光電変換部は、
　上記光９０度ハイブリッドが出力するＩ信号成分の光信号を電気信号に変換し、
　上記光９０度ハイブリッドが出力するＱ信号成分の光信号を電気信号に変換し、
　上記アナログ－デジタル変換部は、
　上記複数の時点のそれぞれにおける上記Ｉ信号成分の光信号に対応する複数の第１デジタル信号を出力し、
　上記複数の時点のそれぞれにおける上記Ｑ信号成分の光信号に対応する複数の第２デジタル信号を出力し、
　上記差動位相情報取得部は、
　上記複数の第１デジタル信号及び上記複数の第２デジタル信号に基づいて上記受信信号に含まれる変調成分を除去し、
　上記複数の時点のそれぞれにおける上記差動位相を示す情報を生成する、
　項目Ａ－３に記載の評価装置。
　［項目Ａ－５］
　上記受信信号の位相雑音の標準偏差の２乗は、上記信号光の位相雑音の標準偏差の２乗と、上記局部発振光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差の２乗との和の平方根として表される、
　項目Ａ－４に記載の評価装置。
　［項目Ａ－６］
　上記差動位相情報取得部は、
　上記入力光が入力される遅延干渉部と、
　上記遅延干渉部の出力光を電気信号に変換する光電変換部と、
　を有し、
　上記遅延干渉部は、
　上記入力光を第１入力光及び第２入力光に分岐し、
　第１光路を通過した上記第１入力光と、第２光路を通過した上記第２入力光と合波干渉させ、
　上記第１光路を通過した上記第１入力光及び上記第２光路を通過した上記第２入力光の遅延時間差τと、上記入力光の周波数ｆとが、下記の数式ＦＡ１の関係を満足するように設定されている、
　（数式ＦＡ１）
　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
　項目Ａ－１又は項目Ａ－２に記載の評価装置。
　［項目Ａ－７］
　上記光電変換部が出力した上記電気信号に基づいて、上記遅延干渉部の動作点を調整する調整部をさらに備える、
　項目Ａ－６に記載の評価装置。
　［項目Ａ－８］
　上記差動位相情報取得部は、
　上記入力光が入力される導波路と、
　上記導波路に隣接して配されるリング共振器と、
　上記導波路の出力光を電気信号に変換する光電変換部と、
　を有し、
　上記リング共振器の入出力特性は、リングの長さがリング媒質中の入力光の波長の整数倍となるように設定される、
　項目Ａ－１又は項目Ａ－２に記載の評価装置。
　［項目Ａ－９］
　上記差動位相情報取得部は、
　上記光電変換部が出力した上記電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部、
　をさらに有し
　上記アナログ－デジタル変換部は、上記複数の時点のそれぞれにおける上記差動位相に対応する複数のデジタル信号を出力する、
　項目Ａ－６から項目Ａ－８までの何れか一項に記載の評価装置。
　［項目Ａ－１０］
　上記入力光の位相雑音の標準偏差の２乗は、上記差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表される、
　項目Ａ－６から項目Ａ－９までの何れか一項に記載の評価装置。
　［項目Ａ－１１］
　入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する光電力情報取得部をさらに備え、
　上記指標導出部は
　上記入力光の光電力の測定値を用いて、上記入力光の差動位相を規格化し、
　上記規格化された上記差動位相を用いて、上記差動位相のばらつきの度合いを導出する、
　項目Ａ－１から項目Ａ－１０までの何れか一項に記載の評価装置。
　［項目Ａ－１２］
　項目Ａ－１から項目Ａ－１１までの何れか一項に記載の評価装置と、
　上記信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する復調部と、
　を備える、光受信器。
　［項目Ａ－１３］
　上記信号光を送信する光送信器と、
　項目Ａ－１２に記載の光受信器と、
　を備える、光通信システム。
　［項目Ａ－１４］
　コンピュータを、項目Ａ－１から項目Ａ－１１までの何れか一項に記載の評価装置として機能させるためのプログラム。
　［項目Ａ－１５］
　光伝送路を伝播した信号光の位相雑音を評価する評価方法であって、
　評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階と、
　上記複数の時点のそれぞれにおける上記差動位相のばらつきの度合いを、上記位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出段階と、
　を有し、
　上記差動位相は、上記複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における上記入力光の位相の差を表し、
　複数の時点の時間間隔は、略一定であり、上記入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である、
　評価方法。
　例えば、本願明細書には、下記の事項が開示されている。
　［項目Ｂ－１］
　光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するための検出装置であって、
　１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部と、
　上記１以上の時点の少なくとも一部における上記差動位相が予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定部と、
　を備え、
　上記予め定められた条件は、
　上記１以上の時点の少なくとも１つにおける上記差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは上記第１閾値よりも大きいという第１条件、
　上記１以上の時点の上記少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における上記差動位相の大きさが上記第１閾値に等しい若しくは上記第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは上記第２閾値よりも大きいという第２条件、
　上記評価期間に含まれる上記複数の時点の個数に対する、上記複数の時点のうち当該時点における上記差動位相の大きさが上記第１閾値に等しい若しくは上記第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は上記第３閾値よりも大きいという第３条件、
　上記１以上の時点のそれぞれにおける上記差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは上記第４閾値よりも大きいという第４条件、及び、
　上記ポアンカレ球上の上記軌跡の上記変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは上記第５閾値よりも大きいという第５条件、
　の少なくとも１つを含む、
　検出装置。
　［項目Ｂ－２］
　上記１以上の時点の少なくとも一部における上記差動位相が上記予め定められた条件を満たすと判定された場合に、上記信号光に偏波変動が発生したことを示す情報を出力する出力部をさらに備える、
　項目Ｂ－１に記載の検出装置。
　［項目Ｂ－３］
　上記差動位相は、上記１以上の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における上記入力光の位相の差を表し、
　上記１以上の時点の時間間隔は、略一定である、
　項目Ｂ－１又は項目Ｂ－２に記載の検出装置。
　［項目Ｂ－４］
　上記信号光は、
　情報信号の伝送に用いられる第１波長の光と、
　偏波変動の検出に用いられる第２波長の光と、
　を含み、
　上記第１波長の値は、上記第２波長の値とは異なり、
　上記入力光は、上記第２波長の光である、
　項目Ｂ－１から項目Ｂ－３までの何れか一項に記載の検出装置。
　［項目Ｂ－５］
　上記信号光から上記第２波長の光を分波する分波部をさらに備える、
　項目Ｂ－４に記載の検出装置。
　［項目Ｂ－６］
　上記差動位相情報取得部は、
　上記入力光が入力される遅延干渉部と、
　上記遅延干渉部の出力光を電気信号に変換する光電変換部と、
　上記光電変換部の出力した上記電気信号が入力され、入力電圧の波形が時間積分された電圧を出力する積分部と、
　を有し、
　上記遅延干渉部は、
　上記入力光を第１入力光及び第２入力光に分岐し、
　第１光路を通過した上記第１入力光と、第２光路を通過した上記第２入力光と合波干渉させ、
　上記第１光路を通過した上記第１入力光及び上記第２光路を通過した上記第２入力光の遅延時間差τと、上記入力光の周波数ｆとが、下記の数式ＦＢ１の関係を満足するように設定されている、
　（数式ＦＢ１）
　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
　項目Ｂ－１から項目Ｂ－５までの何れか一項に記載の検出装置。
　［項目Ｂ－７］
　項目Ｂ－１から項目Ｂ－６までの何れか一項に記載の検出装置と、
　上記信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する復調部と、
　を備える、光受信装置。
　［項目Ｂ－８］
　上記信号光を送信する光送信装置と、
　項目Ｂ－７に記載の光受信装置と、
　を備える、光通信システム。
　［項目Ｂ－９］
　コンピュータを、項目Ｂ－１から項目Ｂ－６までの何れか一項に記載の検出装置として機能させるためのプログラム。
　［項目Ｂ－１０］
　光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するための検出方法であって、
　１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階と、
　上記１以上の時点の少なくとも一部における上記差動位相が、予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定段階と、
　を有し、
　上記予め定められた条件は、
　上記１以上の時点の少なくとも１つにおける上記差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは上記第１閾値よりも大きいという第１条件、
　上記１以上の時点の上記少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における上記差動位相の大きさが上記第１閾値に等しい若しくは上記第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは上記第２閾値よりも大きいという第２条件、
　上記評価期間に含まれる上記複数の時点の個数に対する、上記複数の時点のうち当該時点における上記差動位相の大きさが上記第１閾値に等しい若しくは上記第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は上記第３閾値よりも大きいという第３条件、
　上記１以上の時点のそれぞれにおける上記差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは上記第４閾値よりも大きいという第４条件、及び、
　上記ポアンカレ球上の上記軌跡の上記変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは上記第５閾値よりも大きいという第５条件、
　の少なくとも１つを含む、
　検出方法。
　１０　光伝送路、１００　通信システム、１１０　光信号送信装置、１２０　光信号受信装置、１３０　局部発振器、１４０　光９０度ハイブリッド、１５２　光受信器、１５４　光受信器、１６２　ＡＤ変換器、１６４　ＡＤ変換器、１７０　信号処理部、２１０　デジタル信号処理回路、２２０　復号回路、２３０　振幅雑音評価部、２４０　位相雑音評価部、２４２　差動位相信号生成部、２４４　ヒストグラム生成部、２４６　標準偏差算出部、３２０　位相雑音評価装置、３４０　光遅延干渉計、３５０　光受信器、３６０　ＡＤ変換器、３７０　信号処理部、４２２　半透過鏡、４２４　半透過鏡、４３２　全反射鏡、４３４　全反射鏡、４３６　光位相調整器、５１０　基板、５２０　導波路、５２６　電極、５３０　導波路、５４０　光遅延干渉計、６１０　基板、６２０　導波路、６３０　リング共振器、６３６　電極、６４０　光遅延干渉計、７１０　校正部、８２０　位相雑音評価装置、８５０　光受信器、８６０　ＡＤ変換器、８７０　信号処理部、８８０　光位相制御部、９３０　規格化部、１０４０　光遅延干渉計、１０６０　半透過鏡、１１４０　光遅延干渉計、１１６０　導波路、１２４０　光遅延干渉計、１２６０　導波路、１３４０　光遅延干渉計、１３５０　バランスド光受信器、１３５２　光受信器、１３５４　光受信器、１３５６　差動処理部、１４５２　フォトダイオード、１４５４　フォトダイオード、１４５６　連結点、１５４０　光遅延干渉計、１６００　通信システム、１６２０　光信号受信装置、１６４０　分波器、１６５０　光受信器、１６６０　ＡＤ変換器、１６７０　信号処理部、１６８０　状態監視装置、１７２２　通信用光信号出力部、１７２４　監視用光信号出力部、１７３０　合波器、１８５２　光電変換素子、１８５４　積分回路、１８７０　信号処理部、１９２２　増加検出部、１９２４　周波数解析部、１９２６　移動角度導出部、１９２８　移動角速度導出部、１９３０　偏波変動検出部、１９４０　情報出力部、２１００　データテーブル、２１２０　番号、２１２２　時刻、２１２４　出力値、２１３２　変動周波数、２１３４　移動角度、２１３６　移動角速度、２１４０　成否、２１５０　検出結果、３０００　コンピュータ、３００１　ＤＶＤ－ＲＯＭ、３０１０　ホストコントローラ、３０１２　ＣＰＵ、３０１４　ＲＡＭ、３０１６　ＧＰＵ、３０１８　ディスプレイデバイス、３０２０　入出力コントローラ、３０２２　通信インタフェース、３０２４　ハードディスクドライブ、３０２６　ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ、３０３０　ＲＯＭ、３０４０　入出力チップ、３０４２　キーボード

Claims (10)

  1. 　光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するための検出装置であって、
    　１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部と、
    　前記１以上の時点の少なくとも一部における前記差動位相が予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定部と、
    　を備え、
    　前記予め定められた条件は、
    　前記１以上の時点の少なくとも１つにおける前記差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは前記第１閾値よりも大きいという第１条件、
    　前記１以上の時点の前記少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における前記差動位相の大きさが前記第１閾値に等しい若しくは前記第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは前記第２閾値よりも大きいという第２条件、
    　前記評価期間に含まれる前記複数の時点の個数に対する、前記複数の時点のうち当該時点における前記差動位相の大きさが前記第１閾値に等しい若しくは前記第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は前記第３閾値よりも大きいという第３条件、
    　前記１以上の時点のそれぞれにおける前記差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは前記第４閾値よりも大きいという第４条件、及び、
    　前記ポアンカレ球上の前記軌跡の前記変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは前記第５閾値よりも大きいという第５条件、
    　の少なくとも１つを含む、
    　検出装置。
  2. 　前記１以上の時点の少なくとも一部における前記差動位相が前記予め定められた条件を満たすと判定された場合に、前記信号光に偏波変動が発生したことを示す情報を出力する出力部をさらに備える、
    　請求項１に記載の検出装置。
  3. 　前記差動位相は、前記１以上の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における前記入力光の位相の差を表し、
    　前記１以上の時点の時間間隔は、略一定である、
    　請求項１に記載の検出装置。
  4. 　前記信号光は、
    　情報信号の伝送に用いられる第１波長の光と、
    　偏波変動の検出に用いられる第２波長の光と、
    　を含み、
    　前記第１波長の値は、前記第２波長の値とは異なり、
    　前記入力光は、前記第２波長の光である、
    　請求項１に記載の検出装置。
  5. 　前記信号光から前記第２波長の光を分波する分波部をさらに備える、
    　請求項４に記載の検出装置。
  6. 　前記差動位相情報取得部は、
    　前記入力光が入力される遅延干渉部と、
    　前記遅延干渉部の出力光を電気信号に変換する光電変換部と、
    　前記光電変換部の出力した前記電気信号が入力され、入力電圧の波形が時間積分された電圧を出力する積分部と、
    　を有し、
    　前記遅延干渉部は、
    　前記入力光を第１入力光及び第２入力光に分岐し、
    　第１光路を通過した前記第１入力光と、第２光路を通過した前記第２入力光と合波干渉させ、
    　前記第１光路を通過した前記第１入力光及び前記第２光路を通過した前記第２入力光の遅延時間差τと、前記入力光の周波数ｆとが、下記の数式１の関係を満足するように設定されている、
    　（数式１）
    　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
    　請求項１に記載の検出装置。
  7. 　請求項１から請求項６までの何れか一項に記載の検出装置と、
    　前記信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する復調部と、
    　を備える、光受信装置。
  8. 　前記信号光を送信する光送信装置と、
    　請求項７に記載の光受信装置と、
    　を備える、光通信システム。
  9. 　コンピュータを、請求項１から請求項６までの何れか一項に記載の検出装置として機能させるためのプログラム。
  10. 　光伝送路を伝搬した信号光の偏波変動を検出するための検出方法であって、
    　１以上の時点のそれぞれにおける、評価対象となる入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階と、
    　前記１以上の時点の少なくとも一部における前記差動位相が、予め定められた条件を満たすか否かを判定する判定段階と、
    　を有し、
    　前記予め定められた条件は、
    　前記１以上の時点の少なくとも１つにおける前記差動位相の大きさが、予め定められた第１閾値に等しい若しくは前記第１閾値よりも大きいという第１条件、
    　前記１以上の時点の前記少なくとも一部であって、予め定められた長さを有する期間である評価期間に含まれる複数の時点のうち、当該時点における前記差動位相の大きさが前記第１閾値に等しい若しくは前記第１閾値よりも大きな時点の個数が、予め定められた第２閾値に等しい若しくは前記第２閾値よりも大きいという第２条件、
    　前記評価期間に含まれる前記複数の時点の個数に対する、前記複数の時点のうち当該時点における前記差動位相の大きさが前記第１閾値に等しい若しくは前記第１閾値よりも大きな時点の個数の割合が、予め定められた第３閾値に等しい又は前記第３閾値よりも大きいという第３条件、
    　前記１以上の時点のそれぞれにおける前記差動位相の大きさから導出される、ポアンカレ球上の軌跡の変動周波数における移動角度が、予め定められた第４閾値に等しい若しくは前記第４閾値よりも大きいという第４条件、及び、
    　前記ポアンカレ球上の前記軌跡の前記変動周波数における移動角速度が、予め定められた第５閾値に等しい若しくは前記第５閾値よりも大きいという第５条件、
    　の少なくとも１つを含む、
    　検出方法。
PCT/JP2022/047485 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法 Ceased WO2023120676A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202280058568.1A CN117882317B (zh) 2021-12-24 2022-12-22 检测装置、光接收装置、光通信系统、存储介质以及检测方法
JP2023569554A JP7478401B2 (ja) 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法
EP22911378.2A EP4401338A4 (en) 2021-12-24 2022-12-22 DETECTION DEVICE, OPTICAL RECEIVING DEVICE, OPTICAL COMMUNICATION SYSTEM, PROGRAM AND DETECTION METHOD
US18/589,426 US12341555B2 (en) 2021-12-24 2024-02-28 Detection device, optical reception device, optical communication system, program, and detection method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/048423 WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
JPPCT/JP2021/048423 2021-12-24

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/048423 Continuation WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US18/589,426 Continuation US12341555B2 (en) 2021-12-24 2024-02-28 Detection device, optical reception device, optical communication system, program, and detection method

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023120676A1 true WO2023120676A1 (ja) 2023-06-29

Family

ID=86901760

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/048423 Ceased WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
PCT/JP2022/047485 Ceased WO2023120676A1 (ja) 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/048423 Ceased WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US12341555B2 (ja)
EP (1) EP4401338A4 (ja)
JP (1) JP7478401B2 (ja)
CN (1) CN117882317B (ja)
WO (2) WO2023119673A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20250015894A1 (en) * 2023-06-22 2025-01-09 Meiji University Control device, compensation device, program, and control method
US12341555B2 (en) 2021-12-24 2025-06-24 MEIJI UNIVERSITY & SoftBank Corp. Detection device, optical reception device, optical communication system, program, and detection method
WO2025248738A1 (ja) * 2024-05-30 2025-12-04 学校法人明治大学 検出装置、光信号受信装置、光通信システム、プログラム、及び検出方法
WO2025248737A1 (ja) * 2024-05-30 2025-12-04 学校法人明治大学 検出装置、光信号受信装置、光通信システム、プログラム、及び検出方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006352892A (ja) * 2005-06-17 2006-12-28 Jds Uniphase Corp パルス光信号を特徴付ける装置および方法
JP2018207181A (ja) * 2017-05-30 2018-12-27 富士通株式会社 光伝送装置および光伝送方法
WO2021205786A1 (ja) * 2020-04-07 2021-10-14 日本電気株式会社 偏波変動推定装置及び偏波変動推定方法

Family Cites Families (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4442350A (en) * 1981-08-17 1984-04-10 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Fiber optic sensor with enhanced immunity to random environmental perturbations
GB8829546D0 (en) * 1988-12-19 1989-02-08 British Telecomm Non-linear interferometer
CA2086704C (en) * 1993-01-05 2002-06-04 Robert J. Inkol Method for evaluating similarity of signals having a carrier frequency offset
JP3415267B2 (ja) 1993-06-21 2003-06-09 日本電信電話株式会社 光信号処理器の設計方法および製造方法
GB2286937B (en) * 1994-02-26 1998-06-10 Northern Telecom Ltd Spectral polarisation separator
JPH0918409A (ja) 1995-06-28 1997-01-17 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光タイミングジッタ補償回路
JP3286885B2 (ja) * 1995-11-07 2002-05-27 三菱電機株式会社 タイミング再生手段及びダイバーシティ通信装置
JP3216985B2 (ja) * 1996-03-08 2001-10-09 三菱電機株式会社 回線制御装置
US5661433A (en) * 1996-06-27 1997-08-26 Motorola, Inc. Digital FM demodulator
US6111910A (en) * 1997-12-11 2000-08-29 Nortel Networks Corporation Maximal correlation symbol estimation demodulator
US6249518B1 (en) * 1998-08-07 2001-06-19 Nortel Networks Limited TDMA single antenna co-channel interference cancellation
US6590520B1 (en) * 2002-02-04 2003-07-08 Lockheed Martin Corporation Method and system for determining air turbulence using bi-static measurements
WO2006074502A1 (en) 2005-01-11 2006-07-20 Future Fibre Technologies Pty Ltd Apparatus and method for using a counter-propagating signal method for locating events
US7826811B2 (en) * 2005-11-10 2010-11-02 Panasonic Corporation Phase modulation apparatus and wireless communication apparatus
US20080025733A1 (en) 2006-06-27 2008-01-31 Technion Research & Development Foundation Ltd. Optical differential phase shift keying receivers with multi-symbol decision feedback-based electro-optic front-end processing
DE102006030915B4 (de) * 2006-06-29 2008-04-10 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Optischer Empfänger für den Empfang eines Signales mit M-wertiger sternförmiger Quadratur-Amplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung und dessen Verwendung
JP4620642B2 (ja) * 2006-07-31 2011-01-26 富士通株式会社 多値変調受信装置
CN101507149B (zh) * 2006-09-26 2011-12-28 株式会社日立制作所 光场接收器以及光传输系统
ES2338715T3 (es) * 2006-10-06 2010-05-11 Acterna Llc Comprobacion de enlaces amplificados opticamente mediante señales de prueba de multiplexacion por division de tiempo.
JP2008197621A (ja) * 2007-01-16 2008-08-28 Anritsu Corp 光位相変調評価装置
CN101442364B (zh) * 2007-11-19 2011-10-19 富士通株式会社 光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法
JP2009198364A (ja) 2008-02-22 2009-09-03 Fujitsu Ltd 光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするモニタ回路
JP5044499B2 (ja) * 2008-07-25 2012-10-10 アンリツ株式会社 光位相変調信号評価装置及び光位相変調信号評価方法
US8184756B2 (en) * 2008-12-18 2012-05-22 Viasat, Inc. Symbol timing acquisition using early-late interpolation
JP5444877B2 (ja) * 2009-06-24 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器
US9100126B2 (en) * 2009-11-24 2015-08-04 Nec Corporation Optical reception device and optical reception control method
KR101068414B1 (ko) * 2010-01-08 2011-09-29 한국과학기술원 광신호의 성능 감시 방법
JP5409479B2 (ja) * 2010-03-29 2014-02-05 日立コンシューマエレクトロニクス株式会社 光情報再生装置、光情報記録装置及び情報記録方法
JP2012015675A (ja) * 2010-06-30 2012-01-19 Nec Corp Ｗｄｍ信号光の監視装置
EP2628261B1 (en) * 2010-10-14 2018-04-04 RWTH Aachen Broadband optical phase detection and phase noise removal with an optical resonator
JP5567126B2 (ja) * 2010-10-18 2014-08-06 株式会社フジクラ 波長分散測定装置及びそれを用いた波長分散測定方法
JP2012105039A (ja) * 2010-11-10 2012-05-31 Renesas Electronics Corp ラジオ受信機及びラジオ受信方法
JP5720425B2 (ja) * 2011-05-31 2015-05-20 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信機及び位相制御方法
JP5899849B2 (ja) * 2011-11-16 2016-04-06 富士通株式会社 光伝送システム、光伝送装置、信号調整プログラム及び信号調整方法
WO2013136716A1 (ja) * 2012-03-14 2013-09-19 日本電気株式会社 光位相偏差・光搬送波周波数偏差補償装置および光位相偏差・光搬送波周波数偏差補償方法
JP6015291B2 (ja) * 2012-09-24 2016-10-26 沖電気工業株式会社 光信号品質評価装置及び光信号品質評価方法
US20150116162A1 (en) * 2013-10-28 2015-04-30 Skycross, Inc. Antenna structures and methods thereof for determining a frequency offset based on a differential magnitude
EP3142269A4 (en) * 2014-05-08 2017-10-04 Mitsubishi Electric Corporation Optical transmission method and optical transmission system
JP6519999B2 (ja) * 2014-07-16 2019-05-29 富士通株式会社 光送信装置及び検出装置
JP6485095B2 (ja) * 2015-02-18 2019-03-20 富士通株式会社 光伝送装置、光伝送システム、及び、偏波依存損失モニタ
EP3316500A1 (en) * 2015-06-29 2018-05-02 Mitsubishi Electric Corporation Optical transmitter, optical receiver, optical transmission system, and optical transmission method
JP2017028359A (ja) 2015-07-16 2017-02-02 富士通株式会社 光受信装置およびタップ係数の更新方法
JP6578199B2 (ja) * 2015-12-16 2019-09-18 日本ルメンタム株式会社 光受信モジュール
US9755864B1 (en) 2016-03-07 2017-09-05 Huawei Technologies Co., Ltd Fractionally spaced adaptive equalizer with non-integer sampling
CN109845144B (zh) 2016-10-28 2022-07-22 日本电信电话株式会社 光接收机、光接收方法和光通信系统
JP6806641B2 (ja) 2017-07-18 2021-01-06 日本電信電話株式会社 空間多重光伝送路評価装置及び方法
JP7013802B2 (ja) * 2017-11-09 2022-02-15 日立金属株式会社 光ケーブル監視システム
JP7057506B2 (ja) 2018-09-11 2022-04-20 日本電信電話株式会社 デジタルコヒーレント受信器及びデジタルコヒーレント受信方法
CN110971294B (zh) 2018-09-28 2023-02-17 富士通株式会社 光链路导致的偏振态变化监测装置及方法、光接收机
JP2020170902A (ja) 2019-04-01 2020-10-15 富士通株式会社 光送受信機、偏波変動モニタ方法、および通信プログラム
JP6876099B2 (ja) 2019-06-21 2021-05-26 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 適応等化器、適応等化方法及び光通信システム
JP7206528B2 (ja) * 2019-08-01 2023-01-18 日本電信電話株式会社 光波長合分波回路
WO2021038677A1 (ja) 2019-08-26 2021-03-04 三菱電機株式会社 受信器
EP3855138B1 (en) * 2020-01-24 2025-07-23 Nokia Solutions and Networks Oy Fiber phase sensing using a ladder topology
US20220221583A1 (en) 2020-04-13 2022-07-14 Imra America, Inc. Ultra-low phase noise millimeter-wave oscillator and methods to characterize same
WO2023119673A1 (ja) * 2021-12-24 2023-06-29 学校法人明治大学 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006352892A (ja) * 2005-06-17 2006-12-28 Jds Uniphase Corp パルス光信号を特徴付ける装置および方法
JP2018207181A (ja) * 2017-05-30 2018-12-27 富士通株式会社 光伝送装置および光伝送方法
WO2021205786A1 (ja) * 2020-04-07 2021-10-14 日本電気株式会社 偏波変動推定装置及び偏波変動推定方法

Non-Patent Citations (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"High spectral density optical communication technologies", 2010, SPRINGER-VERLAG
J. CHENG ET AL.: "Relative phase noise induced impairment in M-ary phase shift-keying coherent optical communication system using distributed fiber Raman amplifier", OPTICS LETTERS, vol. 38, no. 7, 2013, pages 1055 - 1057, XP001581051, DOI: http://dx.doi.org/10.1364/OL.38.001055
J. GARNETG. PANDRAUD: "C- and L-band planar delay interferometer for DPSK decoders", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, vol. 17, no. 6, 2005, pages 1217 - 1219, XP011132274, DOI: 10.1109/LPT.2005.846921
J. P. GORDONL. F. MULLENAUER: "Phase noise in photonic communications systems using linear amplifiers", OPTICS LETTERS, vol. 15, no. 23, 1990, pages 1351 - 1353, XP002973594, DOI: 10.1364/OL.15.001351
K. KIKUCHI: "Effect of 1/f-type FM noise on semiconductor-laser linewidth residual in high-power limit", IEEE JOURNAL OF QUANTUM ELECTRONICS, vol. 25, no. 4, 1989, pages 684 - 688, XP000026569, DOI: 10.1109/3.17331
K. VOIGT ET AL.: "Performance of 40-Gb/s DPSK demodulator in SOI-technology", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, vol. 20, no. 8, 2008, pages 614 - 616, XP011206298
M. BORODITSKYM. BRODSKYN.J. FRIGOP. MAGILLH. ROSENFELDT: "Polarization dynamics in installed fiberoptic systems", 2005 IEEE LEOS ANNUAL MEETING, October 2005 (2005-10-01)
P.M. KRUMMRICHE.-D. SCHMIDTW. WEIERSHAUSENA. MATTHEUS: "Field trial results on statistics of fast polarization changes in long haul WDM transmission systems", OFC2005, March 2005 (2005-03-01)
R. ULRICHA. SIMON: "Polarization optics of twisted single-mode fibers", APPLIED OPTICS, vol. 18, no. 13, July 1979 (1979-07-01), pages 2241 - 2251, XP000669902, DOI: 10.1364/AO.18.002241
S. RYU: "Signal linewidth broadening due to nonlinear Kerr effect in long-haul coherent systems using cascaded optical amplifiers", IEEE JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, vol. 10, no. 10, 1992, pages 1450 - 1457
S. SUZUKI ET AL.: "Integrated-optic double-ring resonators with a wide free spectral range of 100 GHz", IEEE JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, vol. 13, no. 8, 1995, pages 1766 - 1771, XP000537135, DOI: 10.1109/50.405322
S. ZHANG ET AL.: "Bit-error rate performance of coherent optical M-ary PSK/QAM using decision-aided maximum likelihood phase estimation", OPTICS EXPRESS, vol. 18, no. 12, 2010, pages 12088 - 12103
See also references of EP4401338A4
T. KOMINATO: "Ring resonators composed of GeO2-doped silica waveguides", IEEE JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, vol. 10, no. 12, 1992, pages 1781 - 1788, XP000367882, DOI: 10.1109/50.202829
T. PFAU ET AL.: "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recovery for M-QAM constellations", IEEE JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, vol. 27, no. 8, 2009, pages 989 - 999, XP011255446
W. BOGAERTS ET AL.: "Silicon microring resonators", LASER AND PHOTONICS REVIEWS, vol. 6, no. 1, 2012, pages 47 - 73

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US12341555B2 (en) 2021-12-24 2025-06-24 MEIJI UNIVERSITY & SoftBank Corp. Detection device, optical reception device, optical communication system, program, and detection method
US20250015894A1 (en) * 2023-06-22 2025-01-09 Meiji University Control device, compensation device, program, and control method
US12375178B2 (en) * 2023-06-22 2025-07-29 Meiji University Control device, compensation device, program, and control method
WO2025248738A1 (ja) * 2024-05-30 2025-12-04 学校法人明治大学 検出装置、光信号受信装置、光通信システム、プログラム、及び検出方法
WO2025248737A1 (ja) * 2024-05-30 2025-12-04 学校法人明治大学 検出装置、光信号受信装置、光通信システム、プログラム、及び検出方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20240214067A1 (en) 2024-06-27
JP7478401B2 (ja) 2024-05-07
EP4401338A4 (en) 2025-09-03
CN117882317B (zh) 2025-05-02
WO2023119673A1 (ja) 2023-06-29
JPWO2023120676A1 (ja) 2023-06-29
EP4401338A1 (en) 2024-07-17
CN117882317A (zh) 2024-04-12
US12341555B2 (en) 2025-06-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7478401B2 (ja) 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法
JPH10271066A (ja) 光信号の伝送方法、光伝送システム、および光伝送システムの監視装置
US8229254B2 (en) Systems and methods for polarization mode dispersion mitigation
US10148350B2 (en) Method and system for differentiating macro-bend losses from splice and connector losses in fiber-optic links
US12136997B2 (en) Polarization-fluctuation estimating device and polarization-fluctuation estimating method
US12375178B2 (en) Control device, compensation device, program, and control method
US20080019704A1 (en) Interferometer-based chromatic dispersion monitor
CN107835053A (zh) 一种高精度瞬时微波频率测量装置
WO2017114369A1 (zh) 一种监测偏振模色散的方法及装置
Sun et al. An ameliorated positioning scheme for optical fiber interferometer-based vibration sensors in perimeter security monitoring application
Hazim et al. Developments in optical fiber network fault detection methods: An extensive analysis
Wu et al. QPSK training sequence-based both OSNR and chromatic dispersion monitoring in DWDM systems
US20100067903A1 (en) Interferometric optical signal-to-noise ratio measurement using a calibration factor
Hazim et al. Developments in optical fiber network fault detection methods: an extensive analysis
US9768876B1 (en) Method of suppressing polarization-dependent loss in polarization-modulated photonic links
WO2025248738A1 (ja) 検出装置、光信号受信装置、光通信システム、プログラム、及び検出方法
CN109004983A (zh) 一种基于相位到强度调制转换原理的精确传感方法
CN113078946B (zh) 一种光信噪比监测方法及其系统
JP2019022102A (ja) 光受信機の検査方法及び光受信機の検査装置
Precious et al. Experimental Evaluation of PMD Effects in NRZ and QAM-modulated High-speed Optical Systems in Abuja, Nigeria
Ryu Optical phase noise and polarization fluctuation measurement with delay interferometer
CN120521708B (zh) 一种基于色散的单向光纤通信与分布式传感深度融合定位方法、系统、终端及存储介质
WO2025248737A1 (ja) 検出装置、光信号受信装置、光通信システム、プログラム、及び検出方法
Shan et al. SOP Monitoring Using Time-Frequency Feature Extraction of the Polarization Tributary Powers
Schanner et al. Low-Complexity Method for Optical Fiber Nonlinear Coefficient Measurement

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22911378

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2023569554

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 202280058568.1

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2022911378

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022911378

Country of ref document: EP

Effective date: 20240408

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 202280058568.1

Country of ref document: CN