WO2025008497A1 - Dispositif et procédé de pilotage de l'alimentation électrique de sources lumineuses pour un véhicule automobile - Google Patents

Dispositif et procédé de pilotage de l'alimentation électrique de sources lumineuses pour un véhicule automobile Download PDF

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Definitions

  • This invention relates to the field of motor vehicle lighting, and in particular it relates to such systems using light sources with electroluminescent semiconductor elements powered by means of a converter circuit.
  • a light-emitting diode is a semiconductor electronic component capable of emitting light of a predetermined wavelength when an electrical voltage at least equal to a threshold value is applied to its terminals. Beyond this threshold value called forward voltage, the intensity of the luminous flux emitted by an LED generally increases proportionally with the average intensity of the supply electric current.
  • LED-type light sources can, for example, be used to produce distinctive optical signatures by placing the components along predetermined contours. The limited space available for the use of such light sources, their potentially high number to produce interesting effects, as well as the limited electrical energy available in a closed system such as a motor vehicle, further accentuates power losses, which result in undesirable localized heating.
  • a voltage boost converter for example of the BOOST type
  • at least one step-down converter for example of the BUCK type
  • a first voltage Vout is generated there by a voltage boost circuit 610 to power modules light sources 6010 and 6020, each comprising a voltage step-down circuit (6011, 6021) and at least one light source (6012, 6022).
  • the average output voltage of the voltage-boosting converter circuit corresponds to the input voltage requirements of the voltage-stepping circuits, and generally varies little or not at all. Therefore, a change in the power requirement almost always corresponds to a change in current.
  • the invention aims to overcome at least one of the problems posed by the prior art. More specifically, the invention aims to propose a device and a method which make it possible to increase the efficiency of a converter as a function of variations in its load.
  • a device for controlling the power supply of a plurality of light sources is proposed.
  • Subsets of light sources are configured to selectively perform different light functions of a motor vehicle.
  • the control device comprises a converter circuit controlled by a control unit.
  • the control device is remarkable in that the converter circuit is a synchronous switching converter circuit comprising two transistors, in that the control unit is configured to provide a switching signal to the converter circuit, and in that the frequency of said switching signal is dependent on an average intensity of electric charging current to be provided to the light sources, an indication of which is provided by an input signal and which depends on the light functions to be performed.
  • the control device is configured to, in an initial state, receive a first indication of average non-zero load electric current intensity, and supply a first corresponding average non-zero load electric current intensity, by supplying a switching signal clocked at a first frequency; and, in a subsequent state, receive a second indication of average non-zero load electric current intensity by the input signal, which is different from the first, and supply a second corresponding average non-zero load electric current intensity, by supplying a switching signal clocked at a second non-zero frequency different from the first non-zero frequency.
  • a switching signal is understood to mean a signal intended to switch the transistors of the converter.
  • the switching signal is periodic.
  • the switching signal turns on one of the two transistors while the other of the two transistors is turned off.
  • the signal is configured so that, when a transistor switches from the on state to the off state and/or vice versa, the converter passes through a dead point during which neither of the two transistors is on. This ensures that the transistors are never on at the same time.
  • the frequency of the switching signal corresponds to the repetition of cycles comprising an on state and a off state, for example it can be defined as the number of passages from an on state to a off state for one of the two transistors, over a given time period, divided by the duration of said given time period.
  • the indication of an average intensity of electric charging current to be supplied to the light sources may comprise an indication of a subset of light sources to be supplied.
  • the indication may in particular comprise an indication of a light function to be performed or supplied with electricity.
  • the control device may preferably comprise a memory element in which a predetermined switching frequency is recorded for each average intensity of electric load current to be supplied to the light sources.
  • the control unit is configured to read the switching frequency which corresponds to the average load electric current intensity indicated by the input signal in the memory element, in order to produce a switching signal having a corresponding frequency.
  • the converter circuit can preferably be operated in forced continuous conduction mode.
  • the converter circuit is a voltage booster or “boost” type circuit.
  • the converter circuit is a voltage booster or “buck” type circuit.
  • the synchronous converter circuit may preferably comprise MOS type transistors.
  • the synchronous converter circuit may comprise GaN type transistors.
  • the control unit may preferably be configured to adapt the switching frequency as a function of an indication of the temperature of at least one light source to be supplied.
  • the indication of the temperature of at least one light source to be powered may comprise an indication of the charging voltage of the at least one light source.
  • control device may comprise a memory element which comprises, for predetermined temperature indications, a predetermined switching frequency for each average load electric current intensity to be supplied to the light sources.
  • the control unit may preferably be configured to read the switching frequency which corresponds to the indicated temperature and to the average load electric current intensity indicated by the input signal in the memory element, in order to produce a switching signal having a corresponding frequency.
  • control unit comprises a memory element and is configured to determine the switching frequency as a function of the indication of at least one light function to be performed, by selecting a switching frequency value among several predetermined switching frequency values stored in the memory element.
  • the light sources may comprise electroluminescent light elements.
  • the light sources may comprise light-emitting diodes, LEDs.
  • a method for limiting losses in a power supply control device for a plurality of light functions of a motor vehicle comprises the steps of: receiving, by the control unit, an input signal comprising an indication of an average intensity of electric charging current to be supplied to the light sources; generating, by the control unit, a switching signal having a frequency which depends on the average intensity of electric charging current indicated by the input signal; controlling, by the control unit, the synchronous converter circuit of said control device, by means of said switching signal.
  • the synchronous converter circuit is operated in a forced continuous conduction mode, for which it has been observed that an increase in the switching frequency of the signal which controls the state of the transistors of the converter circuit increases the efficiency of the circuit at relatively low load.
  • the efficiency increasing effect is more pronounced by using Gallium Nitride, GaN, transistors to the detriment of metal-oxide-semiconductor field effect, MOSFET, transistors to produce the converter circuit.
  • MOSFET metal-oxide-semiconductor field effect
  • These transistors have reduced switching and conduction losses and, in particular, are more suitable for use at frequencies greater than 400 kilohertz, for example frequencies of the order of megahertz.
  • the use of higher switching frequencies than with a MOSFET type transistor becomes possible, opening the possibility of further increasing efficiency for low loads.
  • FIG. 1 shows schematically a device in accordance with a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 2 shows a synchronous converter circuit of the “boost” type, as it intervenes in a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 3 shows schematically a device in accordance with a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows schematically a device in accordance with a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 5 shows the main steps of a method in accordance with a preferred embodiment of the invention
  • FIG. 6 shows a conventional Buck-Boost type electrical diagram described above
  • FIG. 7 shows a synchronous converter circuit of the “buck” type, according to an embodiment of the invention.
  • references 100, 200 and 300 designate three embodiments of a control device according to the invention.
  • FIG. 1 shows a device for controlling the power supply 100 according to a first embodiment of the invention.
  • the device allows the power supply of a plurality of light sources to be controlled.
  • the light sources are for example grouped in light modules 10, 20, 30 which each allow one or more light functions of a motor vehicle to be carried out, such as dipped beam headlights, daytime running lights, or the like.
  • the light sources preferably comprise semiconductor light-emitting elements such as light-emitting diodes.
  • the load on the control device can vary significantly. It is clear that, for example, switching on two or a larger plurality of light modules will require a higher average electric current intensity than switching on a single function with reduced light intensity.
  • the control device 100 comprises a synchronous switching converter circuit 110, which makes it possible to transform an input voltage Vin supplied by an internal battery of the motor vehicle into a charging voltage.
  • the synchronous converter circuit 110 is controlled by a control unit 120, which is implemented as a non-limiting example by a microcontroller element programmed for this purpose.
  • the control unit 120 generates and supplies a control signal in the form of a chopping signal 122 to the converter circuit, the operation of which will be described in relation to FIG. 2.
  • the frequency of said chopping signal is dependent on an average intensity of electric charging current to be supplied to the light sources, an indication of which is provided by an input signal 102 and which depends on the light functions to be performed.
  • the indication of an average intensity of electric current can for example be achieved by a control signal 102 coming from a central module of the vehicle, which indicates the light functions to be powered.
  • Each function or each set of functions can be assimilated to a corresponding average intensity value of electric current.
  • a control signal 102 coming from a central module of the vehicle, which indicates the light functions to be powered.
  • Each function or each set of functions can be assimilated to a corresponding average intensity value of electric current.
  • a control signal 102 coming from a central module of the vehicle, which indicates the light functions to be powered.
  • Each function or each set of functions can be assimilated to a corresponding average intensity value of electric current.
  • a control unit is configured to determine an appropriate switching frequency, for example by means of a predetermined calculation rule or by means of a table of predetermined and pre-set values. calibrated, and to generate the control signal 122 having the required frequency.
  • a corresponding light module may be capable of projecting a plurality of segments dividing the light beam produced horizontally and/or vertically, and whose luminous flux is individually controllable. More complex control logic may then be required, comprising for example an evaluation of the switching frequency taking into account the number of segments lit.
  • FIG. 2 illustrates a synchronous converter circuit of the “boost” type 110 as used in embodiments of the invention. While an asynchronous converter circuit employs a diode, the circuit 110 uses a second transistor T2 instead of the diode, which results in increased efficiency. The use of the second transistor T2 avoids power losses at the diode, which would increase with the increase in the switching frequency of the circuit.
  • the operation of the circuit of Figure 2 is per se known in the art.
  • the state of the transistors T1 and T2 is alternated by the switching signal 122 provided by the control unit 120.
  • the two transistors are preferably of the more efficient GaN type, but can alternatively be of the MOSFET type. When the transistor T1 is on, the transistor T2 is off and vice versa.
  • the control signal of transistor T2 122’ is therefore the synchronous inverse of the control signal of transistor T 1 .
  • FCCM mode it is therefore preferable in all embodiments of the invention to operate the synchronous converter circuit 110 in FCCM mode. It has been observed that for low loads, an increase in the switching frequency in FCCM mode makes it possible to increase the efficiency of the converter circuit.
  • FIG. 3 shows a device for controlling the power supply 200 according to a second embodiment of the invention.
  • the device makes it possible to control the power supply of a plurality of light sources.
  • the light sources are for example grouped in light modules 10, 20, 30 which each make it possible to perform one or more light functions of a motor vehicle.
  • the control device 200 comprises a synchronous switching converter circuit 210, as just described, which makes it possible to transform an input voltage Vin supplied by an internal battery of the motor vehicle, into a charging voltage.
  • the synchronous converter circuit 210 is preferably operated in FCCM mode and it is controlled by a control unit 220.
  • the control unit 220 generates and supplies a control signal in the form of a switching signal 222 to the converter circuit.
  • the frequency of said switching signal is dependent on an average intensity of electric charging current to be supplied to the light sources, an indication of which is provided by an input signal 202 and which depends on the light functions to be performed.
  • the indication of an average electric current intensity can for example be provided by a control signal 202 coming from a central module of the vehicle, which indicates the light functions to be supplied.
  • the control unit is configured to read an appropriate switching frequency in a memory element 230. For each value of average intensity of the electric current to be supplied, a corresponding frequency is pre-recorded 232 in the memory element.
  • the determination of the optimal frequencies can be done by laboratory tests or by simulations, during which for each average intensity of electric current to be supplied, the switching frequency which produces the best efficiency at the level of the converter circuit 220 is retained. After reading the frequency, the control unit generates the control signal 222 having the required frequency. If the converter circuit is operated in FCCM mode, for low average electric currents, the optimal switching frequencies will be higher, while they will be lower for higher average electric currents.
  • FIG. 4 shows a device for controlling the power supply 300 according to a third embodiment of the invention.
  • the device makes it possible to control the power supply of a plurality of light sources.
  • the light sources are for example grouped in light modules 10, 20, 30 which each make it possible to perform one or more light functions of a motor vehicle.
  • the control device 300 comprises a synchronous switching converter circuit 310, as just described, which makes it possible to transform an input voltage Vin supplied by an internal battery of the motor vehicle, into a charging voltage.
  • the synchronous converter circuit 310 is preferably operated in FCCM mode and it is controlled by a control unit 320.
  • the control unit 320 generates and supplies a control signal in the form of a switching signal 322 to the converter circuit.
  • the frequency of said chopping signal is dependent on an average intensity of electric charging current to be supplied to the light sources, an indication of which is provided by a first input signal 302 and which depends on the light functions to be performed.
  • the indication of an average current intensity electrical can for example be carried out by a control signal 302 coming from a central module of the vehicle, which indicates the light functions to be supplied. It is understood that the indication of an average intensity of electric current can therefore take the form of a signal, for example logic, indicating the combination of light functions to be supplied. In another example of the invention, this indication is transmitted to the control unit in the form of an average current intensity value.
  • the control unit uses a second input signal 304 from a means 50 for obtaining a value indicative of the temperature of at least one of the light sources.
  • a means 50 for obtaining may for example be a voltage value across a thermistor whose resistance varies as a function of its temperature.
  • the means 50 for obtaining may be an input voltage value of a light source or a light module which is lower than a predetermined threshold value, which indicates that a light source with a semiconductor element or the light module in question is in an overheating situation.
  • the control unit is configured to read an appropriate switching frequency as a function of the temperature indication 304 in a memory element 330. For each average intensity value of the electric current to be supplied, a corresponding frequency is pre-recorded 332 in the memory element, and this for each temperature indication or by indicated temperature ranges T1, T2.
  • the determination of the optimal frequencies by temperature can be done by laboratory tests or by simulations, during which for each average intensity of electric current to be supplied at a given junction temperature, the switching frequency which produces the best efficiency at the converter circuit 320 is retained. This principle makes it possible to take into account a “de-rating” of the light sources with semiconductor elements.
  • the control unit 320 then generates the control signal 322 having the required frequency.
  • Figure 5 illustrates the main steps of a method according to a preferred embodiment of the invention: a) receiving, by the control unit 120, 230, 320, an input signal 102, 202, 302 comprising an indication of an average intensity of electric charging current to be supplied to the light sources 10, 20, 30; b) generating, by the control unit 120, 220, 320, a switching signal 122, 222, 322 having a frequency which depends on the average intensity of electric charging current indicated by the input signal 102, 202, 302; c) controlling, by the control unit 120, 220, 320, the synchronous converter circuit 110, 210, 310 of said control device, by means of said switching signal 122, 222, 322.
  • Figure 7 illustrates a synchronous converter circuit of the “BUCK” type 410 as used in other embodiments of the invention. While an asynchronous converter circuit employs a diode, the circuit 410 uses a second transistor T1 instead of the diode, which results in increased efficiency. The use of the second transistor T1 avoids power losses at the diode, which would increase with the increase in the switching frequency of the circuit.
  • the operation of the circuit of Figure 7 is per se known in the art.
  • the state of the transistors T1 and T2 is alternated by the switching signal 422 provided by the control unit 420.
  • the two transistors are preferably of the more efficient GaN type, but can alternatively be of the MOSFET type. When the transistor T1 is on, the transistor T2 is off and vice versa. For illustration purposes, the control signal of transistor T2 422’ is therefore the synchronous inverse of the control signal of transistor T 1 .
  • Such a control device is capable of powering a high-definition pixelated light source, comprising hundreds, preferably thousands or tens of thousands of pixels comprising at least one elementary light source, each generating a portion of a high-definition light beam, the luminous flux generated by each pixel being individually controllable.
  • An adjustment of the cutting frequency can then be carried out according to, for example, an average luminous flux over all the pixels.

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Abstract

L'invention est relative aux systèmes lumineux pour véhicules automobiles. L'invention propose un dispositif et un procédé qui permettent d'augmenter l'efficacité d'un convertisseur en fonction des variations de sa charge. Ceci est rendu possible grâce à l'utilisation d'un circuit convertisseur synchrone au détriment d'un convertisseur asynchrone tel qu'il est couramment utilisé pour des applications d'éclairage automobile.

Description

Description
Titre: DISPOSITIF ET PROCÉDÉ DE PILOTAGE DE L’ALIMENTATION ÉLECTRIQUE DE SOURCES LUMINEUSES POUR UN VÉHICULE AUTOMOBILE
[0001 ] Cette invention est liée au domaine de l’éclairage de véhicules automobiles, et en particulier elle concerne de tels systèmes utilisant des sources lumineuses à éléments semi-conducteurs électroluminescents alimentées moyennant un circuit convertisseur.
[0002] Une diode électroluminescente, LED, est un composant électronique semi- conducteur capable d’émettre de la lumière d’une longueur d’onde prédéterminée lorsqu’une tension électrique au moins égale à une valeur seuil est appliquée à ses terminaux. Au-delà de cette valeur seuil appelée tension directe, l’intensité du flux lumineux émis par une LED augmente en général de manière proportionnelle avec l’intensité moyenne du courant électrique d’alimentation. Leur petite taille et leur faible consommation en électricité rendent les composants LED intéressants dans le domaine des modules lumineux pour véhicules automobiles. Des sources lumineuses de type LED peuvent par exemple être utilisées pour réaliser des signatures optiques distinctives en plaçant les composants le long de contours prédéterminés. L’espace restreint disponible pour l’utilisation de telles sources lumineuses, leur nombre potentiellement élevé pour réaliser des effets intéressants, ainsi que l’énergie électrique limitée disponible dans le cadre d’un système fermé tel qu’un véhicule automobile, accentue davantage les pertes de puissance, qui se traduisent par des réchauffements localisés indésirables.
[0003] Il est connu d’alimenter des diodes électroluminescentes qui réalisent une pluralité de fonctions lumineuses d’un véhicule automobile moyennant des circuits convertisseurs de types abaisseurs et/ou élévateurs de tension. Ainsi, une tension d’entrée, fournie généralement par une batterie interne du véhicule automobile, est convertie en une tension de charge adaptée à alimenter les sources lumineuses requises.
[0004] En particulier, un convertisseur élévateur de tension (par exemple de type BOOST) est souvent associé à au moins un convertisseur abaisseur (par exemple de type BUCK) par exemple comme décrit en fig. 6. Une première tension Vout y est générée par un circuit élévateur de tension 610 pour alimenter des modules lumineux 6010 et 6020, comprenant chacun un circuit abaisseur de tension (6011 , 6021 ) et au moins une source lumineuse (6012, 6022).
[0005] La tension moyenne de sortie du convertisseur circuit élévateur de tension correspond aux exigences de tension d'entrée des circuits abaisseur de tension, et varie en général assez peu voire pas du tout. Dès lors, une modification du besoin en puissance correspond presque toujours à une variation de courant. La "charge", c’est-à-dire le besoin en puissance, correspond dès lors à une intensité de courant moyenne.
[0006] Il a été proposé dans le document de brevet EP 3503684 B1 d’augmenter l’efficacité d’un convertisseur en fonction des variations de la tension d’entrée fournie au convertisseur. Alors qu’il est désirable de limiter les pertes dans un tel système, il s’avère en pratique que la tension d’entrée fournie par une batterie du véhicule automobile reste généralement constante et ne présente que des fluctuations minimes. L’impact de cette solution sur l’efficacité du système reste donc limité.
[0007] L’invention a pour objectif de pallier à au moins un des problèmes posés par l’art antérieur. Plus précisément, l’invention a pour but de proposer un dispositif et un procédé qui permettent d’augmenter l’efficacité d’un convertisseur en fonction des variations de sa charge.
[0008] Selon un premier aspect de l’invention, un dispositif de pilotage de l’alimentation électrique d’une pluralité de sources lumineuses est proposé. Des sous-ensembles de sources lumineuses sont configurés pour réaliser sélectivement différentes fonctions lumineuses d’un véhicule automobile. Le dispositif de pilotage comprend un circuit convertisseur commandé par une unité de commande. Le dispositif de pilotage est remarquable en ce que le circuit convertisseur est un circuit convertisseur synchrone à découpage comprenant deux transistors, en ce que l’unité de commande est configurée pour fournir un signal de découpage au circuit convertisseur, et en ce que la fréquence dudit signal de découpage est dépendante d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, dont une indication est fournie par un signal d’entrée et qui dépend des fonctions lumineuses à réaliser. [0009] On, comprend que le fait que la fréquence soit dépendante de l'intensité moyenne de courant à fournir signifie que le dispositif de pilotage est configuré pour, dans un état initial, recevoir une première indication d'intensité moyenne de courant électrique de charge non nulle, et fournir une première intensité moyenne de courant électrique de charge non nulle correspondante, en fournissant un signal de découpage cadencé à une première fréquence ; et, dans un état ultérieur, recevoir une deuxième indication d'intensité moyenne de courant électrique de charge non nulle par le signal d'entrée, qui est différente de la première, et fournir une deuxième intensité moyenne de courant électrique de charge non nulle correspondante, en fournissant un signal de découpage cadencé à une deuxième fréquence non nulle différente de la première fréquence non nulle.
[0010] On entend par un signal de découpage, un signal destiné à commuter les transistors du convertisseur. De préférence, le signal de découpage est périodique. De préférence, le signal de découpage rend passant l'un des deux transistors pendant que l'autre des deux transistors est rendu bloquant. De préférence, le signal est configuré pour que, lorsqu'un transistor passe de l'état passant à l'état bloquant et ou vice-versa, le convertisseur passe par un point mort pendant lequel aucun des deux transistors n'est passant. Cela permet d'assurer que les transistors ne sont jamais passants au même moment.
[0011] La fréquence du signal de découpage correspond à la répétition de cycles comprenant un état passant et un état bloquant, par exemple elle peut être définie comme le nombre de passages d'un état passant vers un état bloquant pour l'un des deux transistors, sur une période temporelle donnée, divisé par la durée de ladite période temporelle donnée.
[0012] De préférence, l’indication d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses peut comprendre une indication d’un sous-ensemble de sources lumineuses à alimenter. L’indication peut notamment comprendre une indication d’une fonction lumineuse à réaliser ou à alimenter en électricité.
[0013] Le dispositif de pilotage peut préférentiellement comprendre un élément de mémoire dans lequel une fréquence de découpage prédéterminée est enregistrée pour chaque intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses. L’unité de commande est configurée pour lire la fréquence de découpage qui correspond à l’intensité moyenne de courant électrique de charge indiquée par le signal d’entrée dans l’élément de mémoire, afin de produire un signal de découpage ayant une fréquence correspondante.
[0014] Le circuit convertisseur peut de préférence être opéré en mode de conduction continue forcée.
[0015] De préférence, le circuit convertisseur est un circuit de type élévateur de tension ou « boost ». Alternativement, le circuit convertisseur est un circuit de type abaisseur de tension ou « buck ».
[0016] Le circuit convertisseur synchrone peut de préférence comprendre des transistors de type MOS.
[0017] De préférence, le circuit convertisseur synchrone peut comprendre des transistors de type GaN.
[0018] L’unité de commande peut préférentiellement être configurée pour adapter la fréquence de découpage en fonction d’une indication de la température d’au moins une source lumineuse à alimenter.
[0019] De préférence, l’indication de la température d’au moins une source lumineuse à alimenter peut comprendre une indication de la tension de charge de l’au moins une source lumineuse.
[0020] De préférence, le dispositif de pilotage peut comprendre un élément de mémoire qui comprend, pour des indications de températures prédéterminées, une fréquence de découpage prédéterminée pour chaque intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses. L’unité de commande peut de préférence être configurée pour lire la fréquence de découpage qui correspond à la température indiquée et à l’intensité moyenne de courant électrique de charge indiquée par le signal d’entrée dans l’élément de mémoire, afin de produire un signal de découpage ayant une fréquence correspondante.
[0021] Alternativement, l’unité de commande comprend un élément de mémoire et est configurée pour déterminer la fréquence de découpage en fonction de l'indication d’au moins une fonction lumineuse à réaliser, en sélectionnant une valeur de fréquence de découpage parmi plusieurs valeurs de fréquence de découpage prédéterminées stockées dans l'élément de mémoire.
[0022] De préférence, les sources lumineuses peuvent comprendre des éléments lumineux électroluminescents. De manière préférée, les sources lumineuses peuvent comprendre des diodes électroluminescentes, LED.
[0023] En accord avec un autre aspect de l’invention, un procédé pour limiter des pertes dans un dispositif de pilotage d’alimentation électrique d’une pluralité de fonctions lumineuses d’un véhicule automobile selon des aspects de l’invention est proposé. Le procédé est en ce que le procédé comprend les étapes : réception, par l’unité de commande, d’un signal d’entrée comprenant une indication d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses ; génération, par l’unité de commande, d’un signal de découpage ayant une fréquence qui dépend de l’intensité moyenne de courant électrique de charge indiquée par le signal d’entrée ; commande, par l’unité de commande, du circuit convertisseur synchrone dudit dispositif de pilotage, moyennant ledit signal de découpage.
[0024] En utilisant les mesures proposées par la présente invention, il devient possible de proposer un dispositif et un procédé qui permettent d’augmenter l’efficacité d’un convertisseur en fonction des variations de sa charge. Ceci est rendu possible grâce à l’utilisation d’un circuit convertisseur synchrone au détriment d’un convertisseur asynchrone tel qu’il est couramment utilisé pour des applications d’éclairage automobile. Selon des modes de réalisation préférés de l’invention, le circuit convertisseur synchrone est opéré dans un mode de conduction continue forcée, pour lequel on a observé qu’une augmentation de la fréquence de découpage du signal qui pilote l’état des transistors du circuit convertisseur augmente le rendement du circuit à charge relativement basse. L’effet d’augmentation de l’efficacité est davantage prononcé en utilisant des transistors de type nitrure de Gallium, GaN, au détriment de transistors de type effet de champ à structure métal-oxyde-semi-conducteur, MOSFET, pour réaliser le circuit convertisseur. Ces transistors ont des pertes de commutation et de conduction réduites et, en particulier, sont plus adaptés à l'usage à des fréquences supérieures à 400 kilohertz, par exemple des fréquences de l'ordre du mégahertz. Ainsi, l'emploi de fréquences de commutation plus élevées qu'avec un transistor de type MOSFET devient envisageable, ouvrant la possibilité d'augmenter encore l'efficacité pour les charges basses.
[0025] D’autres caractéristiques et avantages de la présente invention seront mieux compris à l’aide de la description des exemples et des dessins parmi lesquels : la Fig. 1 montre de manière schématisée un dispositif en accord avec un mode de réalisation préféré de l’invention ; la Fig. 2 montre un circuit convertisseur synchrone de type « boost », tel qu’il intervient dans un mode de réalisation préféré de l’invention ; la Fig. 3 montre de manière schématisée un dispositif en accord avec un mode de réalisation préféré de l’invention ; la Fig. 4 montre de manière schématisée un dispositif en accord avec un mode de réalisation préféré de l’invention ; la Fig. 5 montre les étapes principales d’un procédé en accord avec un mode de réalisation préféré de l’invention, la Fig. 6 montre un schéma électrique classique de type Buck-Boost décrit plus haut, la Fig. 7 montre un montre un circuit convertisseur synchrone de type « buck », selon un mode de réalisation de l’invention.
[0026] Sauf indication spécifique du contraire, des caractéristiques techniques décrites en détail pour un mode de réalisation donné peuvent être combinées aux caractéristiques techniques décrites dans le contexte d’autres modes de réalisation décrits à titre d’exemples et de manière non limitative. Des numéros de référence similaires seront utilisés pour décrire des concepts semblables à travers différents modes de réalisation de l’invention. Par exemple, les références 100, 200 et 300 désignent trois modes de réalisation d’un dispositif de pilotage selon l’invention.
[0027] L’illustration de la figure 1 montre un dispositif de pilotage de l’alimentation électrique 100 selon un premier mode de réalisation de l’invention. Le dispositif permet de piloter l’alimentation électrique d’une pluralité de sources lumineuses. Les sources lumineuses sont par exemple regroupées dans des modules lumineux 10, 20, 30 qui permettent chacun de réaliser une ou plusieurs fonctions lumineuses d’un véhicule automobile, tel que des feux de croisement, feux diurnes, ou autres. Les sources lumineuses comprennent de préférence des éléments électroluminescents à semi-conducteurs tels que des diodes électroluminescentes. Dépendant des fonctions lumineuses à allumer à un instant donné, la charge du dispositif de pilotage peut varier de manière significative. Il est clair que, à titre d’exemple, l’allumage de deux ou d’une pluralité plus importante de modules lumineux demandera une intensité moyenne de courant électrique plus importante que l’allumage d’une fonction unique à intensité lumineuse réduite. Le dispositif de pilotage 100 comprend un circuit convertisseur synchrone 110 à découpage, qui permet de transformer une tension d’entrée Vin fournie par une batterie interne du véhicule automobile, en une tension de charge. Le circuit convertisseur synchrone 110 est commandé par une unité de commande 120, qui est réalisée à titre d’exemple non-limitatif par un élément microcontrôleur programmé à cet effet. L’unité de commande 120 génère et fournit un signal de commande sous forme d’un un signal de découpage 122 au circuit convertisseur, dont le fonctionnement sera décrit en relation avec la figure 2. La fréquence dudit signal de découpage est dépendante d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, dont une indication est fournie par un signal d’entrée 102 et qui dépend des fonctions lumineuses à réaliser. L’indication d’une intensité moyenne de courant électrique peut par exemple être réalisée par un signal commande 102 provenant d’un module central du véhicule, qui indique les fonctions lumineuses à alimenter. Chaque fonction ou chaque ensemble de fonctions peut être assimilé à une valeur d’intensité moyenne de courant électrique correspondante. Par exemple, et de façon non limitative, dans un module lumineux bi-fonction classique, une fonction soit de feu de croisement, soit de feu de croisement et de feu de route peut être requise. Même si la puissance nécessaire à la réalisation de ces fonctions lumineuses dépend de la température, une plage de puissance requise pour alimenter soit l'une, soit l'autre est connue. L’unité de commande est configurée pour déterminer une fréquence de découpage appropriée, par exemple moyennant une règle de calcul prédéterminée ou moyennant une table de valeurs prédéterminées et pré- calibrées, et pour générer le signal de commande 122 ayant la fréquence requise. On peut employer le même circuit pour alimenter des modules lumineux réalisant des fonctions plus avancées, par exemple des fonctions d'éclairage segmenté, connues de l'homme du métier de l'éclairage automobile. Un module lumineux correspondant peut-être apte à projeter une pluralité de segments divisant le faisceau lumineux produit de façon horizontale et/ou verticale, et dont le flux lumineux est individuellement contrôlable. Une logique de commande plus complexe peut alors être requise, comprenant par exemple une évaluation de la fréquence de découpage tenant compte du nombre de segments allumés.
[0028] La figure 2 illustre un circuit convertisseur synchrone de type « boost » 110 tel qu’il est utilisé dans des modes de réalisation de l’invention. Alors qu’un circuit convertisseur asynchrone emploie une diode, le circuit 110 utilise un second transistor T2 au lieu de la diode, ce qui résulte dans une efficacité accrue. L’utilisation du second transistor T2 évite les pertes de puissances au niveau de la diode, qui s’accentueraient avec l’élévation de la fréquence de découpage du circuit. Le fonctionnement du circuit de la figure 2 est en soi connu dans l’art. L’état des transistors T1 etT2 est alterné parle signal de découpage 122 fourni par l’unité de commande 120. Les deux transistors sont de préférence de type GaN plus efficace, mais peuvent alternativement être du type MOSFET. Lorsque le transistor T1 et passant, le transistor T2 est bloquant et vice-versa. A titre d’illustration, le signal de commande du transistor T2 122’ est donc l’inverse synchrone du signal de commande du transistor T 1 .
[0029] Lorsque le circuit convertisseur 110 est opéré en mode de conduction continue normale (CCM, « continuous conduction mode »), l’intensité de courant qui traverse l’inductance L est positive et augmente lorsque le transistor T1 est passant. Au point mort, lorsque T1 et T2 sont bloquants, un courant électrique positif passe par la diode intrinsèque du transistor T2. Puis, lorsque T2 devient passant, le courant qui traverse l’inductance L est positif et diminue. Au moment où le cycle du signal de découpage redémarre, les transistors T1 et T2 sont bloquants et un courant positif traverse la diode intrinsèque du transistor T2, qui est donc polarisée dans ce sens. Ceci implique que lorsque T1 est de nouveau passant, la diode de T2 ne bloque pas immédiatement et génère ainsi une perte. [0030] Lorsque le circuit convertisseur 110 est opéré en mode de conduction continue forcée (FCCM, « forced continuous conduction mode »), l’intensité de courant qui traverse l’inductance L est positive et augmente lorsque le transistor T1 est passant. Au point mort, lorsque T1 et T2 sont bloquants, un courant électrique positif passe par la diode du transistor T2. Puis, lorsque T2 devient passant, le courant qui traverse l’inductance L est positif et diminue. On continue à laisser le transistor T2 passant pour permettre au courant électrique qui transverse l’inductance L à diminuer davantage et à devenir négatif. A partir de ce moment, la diode intrinsèque du transistor T2 est polarisée en sens inverse. Au moment du temps mort où le cycle du signal de découpage redémarre, les transistors T1 et T2 sont bloquants et il n’y a pas de courant traversant la diode intrinsèque du transistor T2. Un courant passe pourtant par la diode intrinsèque du transistor T 1 . Lorsque le transistor T 1 redevient passant, le courant électrique qui traverse l’inductance recommence à augmenter sans qu’il n’y ait de pertes au niveau de la diode intrinsèque du transistor T2.
[0031] Il est donc préférable dans tous les modes de réalisation de l’invention de faire fonctionner le circuit convertisseur synchrone 110 en mode FCCM. Il a été observé que pour des charges basses, une augmentation de fréquence de découpage en mode FCCM permet d’augmenter l’efficacité du circuit convertisseur.
[0032] L’illustration de la figure 3 montre un dispositif de pilotage de l’alimentation électrique 200 selon un deuxième mode de réalisation de l’invention. Le dispositif permet de piloter l’alimentation électrique d’une pluralité de sources lumineuses. Les sources lumineuses sont par exemple regroupées dans des modules lumineux 10, 20, 30 qui permettent chacun de réaliser une ou plusieurs fonctions lumineuses d’un véhicule automobile. Le dispositif de pilotage 200 comprend un circuit convertisseur synchrone 210 à découpage, tel qu’il vient d’être décrit, qui permet de transformer une tension d’entrée Vin fournie par une batterie interne du véhicule automobile, en une tension de charge. Le circuit convertisseur synchrone 210 est de préférence opéré en mode FCCM et il est commandé par une unité de commande 220. L’unité de commande 220 génère et fournit un signal de commande sous forme d’un un signal de découpage 222 au circuit convertisseur. La fréquence dudit signal de découpage est dépendante d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, dont une indication est fournie par un signal d’entrée 202 et qui dépend des fonctions lumineuses à réaliser. L’indication d’une intensité moyenne de courant électrique peut par exemple être réalisée par un signal commande 202 provenant d’un module central du véhicule, qui indique les fonctions lumineuses à alimenter. L’unité de commande est configurée pour lire une fréquence de découpage appropriée dans un élément de mémoire 230. Pour chaque valeur d’intensité moyenne du courant électrique à fournir, une fréquence correspondante est préenregistrée 232 dans l’élément de mémoire. La détermination des fréquences optimales peut se faire par des tests de laboratoires ou par des simulations, lors desquels pour chaque intensité moyenne de courant électrique à fournir, la fréquence de découpage qui produit la meilleure efficacité au niveau du circuit convertisseur 220 est retenue. Après lecture de la fréquence, l’unité de commande génère le signal de commande 222 ayant la fréquence requise. Si le circuit convertisseur est opéré en mode FCCM, pour des courants électriques moyens faibles, les fréquences de découpage optimales seront plus élevées, alors qu’elles seront moins élevées pour des courant électriques moyens plus élevés.
[0033] L’illustration de la figure 4 montre un dispositif de pilotage de l’alimentation électrique 300 selon un troisième mode de réalisation de l’invention. Le dispositif permet de piloter l’alimentation électrique d’une pluralité de sources lumineuses. Les sources lumineuses sont par exemple regroupées dans des modules lumineux 10, 20, 30 qui permettent chacun de réaliser une ou plusieurs fonctions lumineuses d’un véhicule automobile. Le dispositif de pilotage 300 comprend un circuit convertisseur synchrone 310 à découpage, tel qu’il vient d’être décrit, qui permet de transformer une tension d’entrée Vin fournie par une batterie interne du véhicule automobile, en une tension de charge. Le circuit convertisseur synchrone 310 est de préférence opéré en mode FCCM et il est commandé par une unité de commande 320. L’unité de commande 320 génère et fournit un signal de commande sous forme d’un un signal de découpage 322 au circuit convertisseur. La fréquence dudit signal de découpage est dépendante d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, dont une indication est fournie par un premier signal d’entrée 302 et qui dépend des fonctions lumineuses à réaliser. L’indication d’une intensité moyenne de courant électrique peut par exemple être réalisée par un signal commande 302 provenant d’un module central du véhicule, qui indique les fonctions lumineuses à alimenter. On comprend que l'indication d’une intensité moyenne de courant électrique peut dès lors prendre la forme d'un signal, par exemple logique, indiquant la combinaison de fonctions lumineuses à alimenter. Dans un autre exemple de l'invention, cette indication est transmise à l'unité de commande sous la forme d'une valeur d'intensité de courant moyen.
[0034] L’unité de commande utilise un deuxième signal d’entrée 304 en provenance d’un moyen d’obtention 50 d’une valeur indicative de la température d’au moins une des sources lumineuses. Il peut par exemple s’agir d’une valeur de tension aux bornes d’un thermistor dont la résistance varie en fonction de sa température. Alternativement, le moyen d’obtention 50 peut être une valeur de tension d’entrée d’une source lumineuse ou d’un module lumineux qui est inférieure à une valeur seuil prédéterminée, ce qui indique qu’une source lumineuse à élément semi-conducteur ou le module lumineux en question est en situation de surchauffe.
[0035] L’unité de commande est configurée pour lire une fréquence de découpage appropriée en fonction de l’indication de température 304 dans un élément de mémoire 330. Pour chaque valeur d’intensité moyenne du courant électrique à fournir, une fréquence correspondante est préenregistrée 332 dans l’élément de mémoire, et ceci pour chaque indication de température ou par plages de températures indiquées T1 , T2. La détermination des fréquences optimales par température peut se faire par des tests de laboratoires ou par des simulations, lors desquels pour chaque intensité moyenne de courant électrique à fournir à une température de jonction donnée, la fréquence de découpage qui produit la meilleure efficacité au niveau du circuit convertisseur 320 est retenue. Ce principe permet de prendre en compte un « de-rating » des sources lumineuses à éléments semi-conducteurs. L’unité de commande 320 génère ensuite le signal de commande 322 ayant la fréquence requise.
[0036] Finalement, la figure 5 illustre les étapes principales d’un procédé selon un mode de réalisation préféré de l’invention : a) réception, par l’unité de commande 120, 230, 320, d’un signal d’entrée 102, 202, 302 comprenant une indication d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses 10, 20, 30 ; b) génération, par l’unité de commande 120, 220, 320, d’un signal de découpage 122, 222, 322 ayant une fréquence qui dépend de l’intensité moyenne de courant électrique de charge indiquée par le signal d’entrée 102, 202, 302 ; c) commande, par l’unité de commande 120, 220, 320, du circuit convertisseur synchrone 110, 210, 310 dudit dispositif de pilotage, moyennant ledit signal de découpage 122, 222, 322.
[0037] La figure 7 illustre un circuit convertisseur synchrone de type « BUCK » 410 tel qu’il est utilisé dans d'autres modes de réalisation de l’invention. Alors qu’un circuit convertisseur asynchrone emploie une diode, le circuit 410 utilise un second transistor T1 au lieu de la diode, ce qui résulte dans une efficacité accrue. L’utilisation du second transistor T1 évite les pertes de puissances au niveau de la diode, qui s’accentueraient avec l’élévation de la fréquence de découpage du circuit. Le fonctionnement du circuit de la figure 7 est en soi connu dans l’art. L’état des transistors T1 et T2 est alterné par le signal de découpage 422 fourni par l’unité de commande 420. Les deux transistors sont de préférence de type GaN plus efficace, mais peuvent alternativement être du type MOSFET. Lorsque le transistor T1 est passant, le transistor T2 est bloquant et vice-versa. A titre d’illustration, le signal de commande du transistor T2 422’ est donc l’inverse synchrone du signal de commande du transistor T 1 .
[0038] Lorsque le circuit convertisseur 410 est opéré en mode de conduction continue normale (CCM, « continuous conduction mode »), l’intensité de courant qui traverse l’inductance L est positive et augmente lorsque le transistor T2 est passant. Au point mort, lorsque T1 et T2 sont bloquants, un courant électrique positif passe par la diode intrinsèque du transistor T1. Puis, lorsque T1 devient passant, le courant qui traverse l’inductance L est positif et diminue. Au moment où le cycle du signal de découpage redémarre, les transistors T1 et T2 sont bloquants et un courant positif traverse la diode intrinsèque du transistor T1 , qui est donc polarisée dans ce sens. Ceci implique que lorsque T2 est de nouveau passant, la diode de T1 ne bloque pas immédiatement et génère ainsi une perte. [0039] Lorsque le circuit convertisseur 410 est opéré en mode de conduction continue forcée (FCCM, « forced continuous conduction mode »), l’intensité de courant qui traverse l’inductance L est positive et augmente lorsque le transistor T2 est passant. Au point mort, lorsque T1 et T2 sont bloquants, un courant électrique positif passe par la diode du transistor T2. Puis, lorsque T 1 devient passant, le courant qui traverse l’inductance L est positif et diminue. On continue à laisser le transistor T1 passant pour permettre au courant électrique qui transverse l’inductance L à diminuer davantage et à devenir négatif. A partir de ce moment, la diode intrinsèque du transistor T1 est polarisée en sens inverse. Au moment du temps mort où le cycle du signal de découpage redémarre, les transistors T1 et T2 sont bloquants. Un courant passe par la diode intrinsèque du transistor T2 car le courant est positif dans l'inductance L. Lorsque le transistor T2 redevient passant, le courant électrique qui traverse l’inductance recommence à augmenter sans qu’il n’y ait de pertes au niveau de la diode intrinsèque du transistor T 1 .
[0040] Un tel dispositif de pilotage est apte à alimenter une source lumineuse pixélisée à haute définition, comportant des centaines, de préférence des milliers ou des dizaines de milliers de pixels comprenant au moins une source lumineuse élémentaire, générant chacun une partie d'un faisceau lumineux de haute définition, le flux lumineux généré par chaque pixel étant individuellement contrôlable. Un ajustement de la fréquence de découpage peut alors être réalisé selon, par exemple, un flux lumineux moyen sur l'ensemble des pixels.
[0041] L’étendue de la protection est déterminée par les revendications.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Dispositif de pilotage de l’alimentation électrique (100, 200, 300) d’une pluralité de sources lumineuses dont des sous-ensembles sont configurés pour réaliser sélectivement différentes fonctions lumineuses d’un véhicule automobile, le dispositif de pilotage comprenant un circuit convertisseur (110, 210, 310) commandé par une unité de commande (120, 220, 320), caractérisé en ce que le circuit convertisseur (110, 210, 310) est un circuit convertisseur synchrone à découpage comprenant deux transistors, en ce que l’unité de commande (120, 220, 320) est configurée pour fournir un signal de découpage (122, 222, 322) au circuit convertisseur, et en ce que la fréquence dudit signal de découpage est dépendante d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, dont une indication est fournie par un signal d’entrée (102, 202, 302) et qui dépend des fonctions lumineuses à réaliser.
[Revendication 2] Dispositif de pilotage (100, 200, 300) selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l’indication d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses comprend une indication d’un sous-ensemble de sources lumineuses à alimenter.
[Revendication 3] Dispositif de pilotage (200) selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’il comprend un élément de mémoire (230) dans lequel une fréquence de découpage prédéterminée est enregistrée (232) pour chaque intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, et en ce que l’unité de commande (220) est configurée pour lire la fréquence de découpage qui correspond à l’intensité moyenne de courant électrique de charge indiquée par le signal d’entrée (202) dans l’élément de mémoire (230) , afin de produire un signal de découpage (222) ayant une fréquence correspondante.
[Revendication 4] Dispositif de pilotage (100, 200, 300) selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit convertisseur (110, 210, 310) est opéré en mode de conduction continue forcée.
[Revendication s] Dispositif de pilotage (100, 200, 300) selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit convertisseur synchrone (110, 210, 310) comprend des transistors de type métal-oxyde-semi- conducteur, MOS.
[Revendication s] Dispositif de pilotage (100, 200, 300) selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit convertisseur synchrone (110, 210, 310) comprend des transistors de type nitrure de Gallium, GaN.
[Revendication 7] Dispositif de pilotage (300) selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l’unité de commande (320) comprend un élément de mémoire et est configurée pour déterminer la fréquence de découpage en fonction de l'indication (302) d’au moins une fonction lumineuse à réaliser, en sélectionnant une valeur de fréquence de découpage parmi plusieurs valeurs de fréquence de découpage prédéterminées stockées dans l'élément de mémoire.
[Revendication 8] Dispositif de pilotage (300) selon une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l’unité de commande (320) est configurée pour adapter la fréquence de découpage en fonction d’une indication de la température (304) d’au moins une source lumineuse à alimenter.
[Revendication 9] Dispositif de pilotage (300) selon la revendication 8, caractérisé en ce qu’il comprend un élément de mémoire (330) dans lequel sont enregistrés (332), pour des indications de températures prédéterminées (T1 , T2), une fréquence de découpage prédéterminée pour chaque intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses, et en ce que l’unité de commande (320) est configurée pour lire la fréquence de découpage qui correspond à la température indiquée (304) et à l’au moins une fonction lumineuse à réaliser indiquée par le signal d’entrée (302) dans l’élément de mémoire (330), afin de produire un signal de découpage (322) ayant une fréquence correspondante.
[Revendication 10] Dispositif de pilotage (100, 200, 300) selon une des revendication précédentes, caractérisé en ce que le circuit convertisseur synchrone (110, 210, 310) est un circuit élévateur de tension « boost ».
[Revendication 11] Procédé pour limiter des pertes dans un dispositif de pilotage d’alimentation électrique (100, 200, 300) d’une pluralité de fonctions lumineuses d’un véhicule automobile selon une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que le procédé comprend les étapes : a) réception, par l’unité de commande (120, 230, 320), d’un signal d’entrée (102, 202, 302) comprenant une indication d’une intensité moyenne de courant électrique de charge à fournir aux sources lumineuses (10, 20, 30) ; b) génération, par l’unité de commande (120, 220, 320), d’un signal de découpage (122, 222, 322) ayant une fréquence qui dépend de l’intensité moyenne de courant électrique de charge indiquée par le signal d’entrée (102, 202, 302) ; c) commande, par l’unité de commande (120, 220, 320), du circuit convertisseur synchrone (110, 210, 310) dudit dispositif de pilotage, moyennant ledit signal de découpage (122, 222, 322).
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