WO2025108917A1 - Dispositif de correction du facteur de puissance pour un chargeur de véhicule automobile - Google Patents

Dispositif de correction du facteur de puissance pour un chargeur de véhicule automobile Download PDF

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power factor
correction device
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Jérôme LACHAIZE
Morgan Drouyer
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Schaeffler Technologies AG and Co KG
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    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches

Definitions

  • This description relates to a power factor correction device and an on-board charger for a motor vehicle incorporating such a charger.
  • On-board automotive chargers can be connected to a wide variety of power supply networks.
  • One of their characteristics is the line impedance (mainly, a line inductance), which depends mainly on the distance from the vehicle to the power transformer and the quality of the power cable(s) through which the charger is connected to the power supply network.
  • a good approximation is to consider that the equivalent line inductance increases from 1 H to 1.6 H per linear meter of power cable.
  • This line inductance adds to the power inductance and affects the stability and performance of the power factor correction module integrated in the on-board charger. There is therefore a need to improve the situation.
  • a first aspect concerns a power factor correction device for an on-board electric charger of a motor vehicle battery.
  • a power factor correction device for an on-board electric charger of a motor vehicle battery.
  • the power factor correction device comprises a current regulation loop; the regulation loop comprising a forward chain generating a regulated current corresponding to the current drawn by the electric charger and a feedback chain generating a current measured from the regulated current; the regulation loop being configured to receive as input a sinusoidal setpoint current in phase with a sinusoidal supply voltage and to generate an error signal by comparing the sinusoidal setpoint current with the measured current supplied by the feedback chain; the forward chain comprising a controller of the regulation loop, a gain adapter configured to generate a gain factor, an amplifier configured to apply the gain factor to the controller input signal, the gain factor being generated based on the error signal.
  • the gain adapter is configured to generate the gain factor based on a tracking error of the control loop determined from the error signal.
  • the tracking error is determined as the root mean square (rms) value of the error signal.
  • the tracking error is determined as the average, over a period of the supply voltage, of the error signal.
  • the gain adapter is configured to generate the gain factor based on a gain weighting coefficient of the open-loop transfer function.
  • the gain adapter is configured to determine an error rate from the error signal and to normalize the error rate between 0 and 1 based on the setpoint sinusoidal current or the measured current to generate a normalized error rate.
  • the gain adapter is configured to compare the normalized error rate with a setpoint error rate.
  • an electric battery charger for on-board use in a motor vehicle.
  • the electric charger comprises a power factor correction device according to the first aspect.
  • a second aspect relates to a power factor correction method for an on-board electric charger of a motor vehicle battery.
  • the method comprises: receiving a setpoint sinusoidal current in phase with a sinusoidal supply voltage; generating a regulated current corresponding to the current drawn by the electrical charger; generating a measured current from the regulated current; generating an error signal by comparing the setpoint sinusoidal current with the measured current; generating the regulated current comprising: generating a gain factor based on the error signal; applying the gain factor to the error signal to generate a weighted error signal; applying a regulation function to the weighted error signal to generate the regulated current.
  • a third aspect relates to a computer program comprising instructions adapted to cause the execution of the steps of a power factor correction method according to the second aspect. These instructions are intended to be stored in a memory of a device, loaded and then executed by a processor of this device.
  • the device according to the first aspect may comprise means for performing one or more or all of the steps of a power factor correction method according to any of the embodiments described in this document.
  • These means may comprise software and/or hardware means. These means may comprise, for example, one or more circuits configured to execute one or more or all of the steps of a power factor correction method according to the second aspect or according to any of the embodiments described in this document. These means may comprise, for example, at least one processor and at least one memory comprising instructions, the memory and the instructions being configured to, with the processor, cause a device to execute one or more or all of the steps of a power factor correction method according to any of the embodiments disclosed in this document.
  • circuit may refer to one or more analog and/or digital circuits, whether or not combined with software and/or firmware to perform one or more functions described in this document.
  • circuits may include one or more memories and/or one or more hardware processors (e.g., a microprocessor or microcontroller) that cooperate to enable a host device including this circuit to implement one or more functions described in this document.
  • hardware processors may or may not require software (e.g., firmware) to implement the corresponding function(s).
  • FIG.1 - Figure 1 schematically represents an on-board charger in a motor vehicle according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 2 shows curves illustrating the effect on the current of a power factor correction device according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 3 schematically represents a system comprising an electrical power supply network and a charger including a power factor correction device according to an exemplary embodiment in the case where the network includes the line inductances.
  • FIG. 4 schematically represents a system comprising an electrical power supply network and a charger including a power factor correction device according to an exemplary embodiment in the case where the line inductances are reduced to the power inductances to constitute an equivalent inductance
  • FIG. 5 shows the open-loop transfer function of a power factor correction device with different types of controller according to exemplary embodiments and for two line inductance values.
  • FIG. 6 schematically represents a power factor correction device integrating an adapter of the gain of the open loop transfer function according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 7 schematically represents a device for adapting the gain of the open-loop transfer function for a power factor correction device according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 8 is a flowchart of a method of activating a gain matching device for a power factor correction device according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 9 shows curves illustrating the operation of a power factor correction device in the absence of gain adaptation according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 10 shows curves illustrating the operation of a power factor correction device with gain adaptation according to an exemplary embodiment.
  • This description relates to a vehicle charger (also called an on-board charger) installed in a motor vehicle and a factor correction device. of power for such a charger.
  • a charger is called a “High Voltage On-board Charger” in English terminology.
  • Figure 1 schematically represents such a charger 100.
  • the voltage supplied by the electrical network here called GRID supply voltage
  • GRID supply voltage is an alternating, sinusoidal voltage of frequency considered to be fixed (in practice, this frequency varies around a reference value, for example 50Hz, depending on the different loads/power sources connected to the network).
  • This voltage can be supplied via a single-phase or three-phase electrical energy source. For the sake of simplification, only the single-phase case will be described in detail. But the invention is also applicable to a three-phase source, the gain adaptation being applied to each phase.
  • the charger contains a power factor correction device 110 (also called PFC for "Power Factor Corrector” in English terminology) whose purpose is to draw a current lo from the electrical network so that the drawn current lo is as sinusoidal as possible and as in phase as possible with the voltage VGRID of the electrical supply network in order to optimize the power factor.
  • the power factor is linked to the instantaneous power which is the product of the voltage by the current, so that the power factor will be maximum if the current and the voltage are in phase (and of the same sign). Power losses are thus reduced.
  • Figure 2 shows the action of the PFC 120 on the current lo drawn by the charger.
  • the shape of the current drawn by the charger, passively without corrective action from the PFC, depends on the battery and the PFC 110 and is not necessarily sinusoidal, nor in phase with the sinusoidal supply voltage as illustrated in Figure 2.
  • the current drawn lo, before correction by the PFC is neither sinusoidal nor in phase with the alternating voltage VGRID of the electrical network. Power losses are shown schematically in subfigure 2A and depend in particular on the phase shift between the voltage and the current.
  • subfigure 2B we see that the corrected current lo drawn by the charger, as corrected under the action of the PFC, is sinusoidal and in phase with the alternating voltage VGRID of the electrical network.
  • the PFC 110 receives as input the alternating voltage VGRID from the electrical network and supplies current h to a direct voltage bus 120.
  • the direct voltage bus 120 is also called a “DC link” in English terminology.
  • the DC link 120 may comprise one or multiple capacities. In the schematic example of Figure 1, only one capacity C1 is shown.
  • the output of the DC link 120 is connected to a power transfer device 130 (called “high voltage DC-DC” in English terminology) which receives the voltage VDC at the terminals of the DC Link 120, carries out a power transfer between the DC link with direct and fixed voltage and the input voltage VBAT of the battery 190.
  • the input voltage of the battery VBAT is also a direct voltage, but variable: this input voltage VBAT of the battery 190 depends on the charge level of the battery 190.
  • the voltage at the terminals of the battery 190 drops as the battery 190 discharges and increases when the battery 190 is charged.
  • the nominal voltage at the terminals of the battery 190, in the fully charged state can be, for example, 400 Volts or 800 Volts.
  • Figures 3 and 4 schematically represent a system comprising a power supply network and a charger including a power factor correction device according to an exemplary embodiment.
  • Figure 4 shows the effect of the line inductances on the PFC by an additional inductance applied to the power inductances, the sum of which constitutes the equivalent inductance.
  • a switching cell 350 includes, for each phase of the power signal, 2 switches: a high switch 351 and a low switch 352.
  • the power transfer is done between the electrical power supply network and the DC link by a set of activation and deactivation of these switches so that the power inductance is charged then discharged in the DC link via the PFC 330.
  • the control signals of these switches are produced by a control device 360 of the PFC 330, from signals produced in the current regulation loop 340 of the PFC.
  • the LBOOST power inductance has a nominal value of the order of several hundred pH (micro Henri), for example between 2 and 300 pH.
  • LUNE line inductances are added to the power inductances.
  • the value of These line inductances depend mainly on the distance between the vehicle being charged and the last power transformer isolating the power supply network. This increase in inductance is of the order of 1 pH per meter. For example, for 2 km from the last transformer, the cumulative line inductance on one phase is 2000 pH, or 2 mH.
  • a small signal analysis characterizes the effect of the line inductances and shows that the value of the cumulative line inductance adds up to the power inductance of the phase concerned so that, as shown in Figure 4, for each phase, the equivalent inductance LEQ is the sum of the power inductance LBOOST and the line inductance LUNE, with LEQ much higher than LBOOST.
  • the equivalent inductance taking into account the line inductances will be 2.2 mH, or a factor of 10 on the value of the power inductance.
  • the charger's response is significantly modified, in particular the current regulation function implemented by the control device 360 of the PFC 330 aimed at generating a sinusoidal current as much in phase as possible with the supply voltage.
  • the PFC 330 receives the sinusoidal supply voltage as input. If the input current drawn by the PFC 110 is not controlled, the load, i.e. the battery in this case, will dictate the shape of the current drawn by the charger. The function of the PFC 330 is to dictate that the load draws a sinusoidal current from the DC link input.
  • the current regulation function is performed by the PFC using the current regulation loop 340 which receives as input a sinusoidal setpoint current ISET (set point) in phase with the sinusoidal supply voltage.
  • the regulation loop thus regulates the current lo drawn by the charger.
  • the amplitude of the sinusoidal setpoint current is adapted over time: the amplitude at a given instant is that which allows the DC link terminals to be supplied with power sufficient to meet the battery charging current requirements.
  • This controller can be for example a 1 pole 1 zero controller (1p/1z controller) or a PI (proportional integral) controller.
  • the phase margin (which corresponds to the deviation between the phase of the open-loop transfer function and -180° at the frequency corresponding to the cancellation of the gain of this same open-loop transfer function) of the current loop decreases, becomes lower than the stability threshold (often considered to be 40 to 45°, stability being more generally determined by the combination of gain and phase margins), and the system begins to oscillate.
  • controllers such as 1 zero / 1 pole (denoted “1z/1p"), also called phase-delay controllers, are usable. These controllers are characterized by a lower gain at the fundamental frequency. A high line impedance has the effect of shifting the open-loop transfer function to a lower gain, which results in too little gain at the fundamental. As a result, the ability of the current control loop to follow the setpoint sinusoidal signal is reduced and a permanent error appears.
  • the profile (in particular the phase) of the ISET current setpoint signal over time is determined based on the detection of the phase of the supply voltage by a phase-locked loop (PLL).
  • the amplitude of the current setpoint signal is that which allows power to be generated at the DC link to meet the battery charging needs. To meet the battery's needs, the PFC must therefore draw sufficient power from the power supply network, which results in a corresponding amplitude of the current lo drawn at the PFC input.
  • the harmonic distortion rate which determines the rate at which the drawn current contains harmonics of the fundamental frequency, is also considered for the generation of the current itself.
  • the value of the equivalent inductance sum of the power inductance and the line inductance
  • this can increase the harmonic distortion rate.
  • the control loop can then become unstable to the point that the regulation no longer works. The more the line inductances increase, the more the phase margin drops and the more the control loop becomes unstable.
  • the current control loop controller must be robust against high line impedances. However, the variations in equivalent line inductance from one network outlet to another are so large that it is not possible to calibrate a PI controller that will guarantee stability requirements for all inductance values (especially in terms of gain margin, phase margin).
  • the controller aims to control high frequency switching in such a way as to ensure correct tracking of the sinusoidal waveform of the input voltage, which results in a displacement factor as close as possible to the setpoint signal (factor 1 if the PFC 110 does not manage reactive power control).
  • An unintentional mismatch between the current drawn at the PFC 110 input and the network voltage can have various effects such as:
  • FIG. 5 shows the open-loop transfer function of a power factor correction (PFC) device with different types of controller according to exemplary embodiments.
  • PFC power factor correction
  • the curves in subfigures 5A-5B show the delay (phase shift) and attenuation (gain) between the ISET current setpoint signal and the measured IMES current for different controller types, with and without line inductance, depending on the current frequency.
  • curves 51, 52 represent the open-loop transfer function (gain in subfigure 5A and phase in subfigure 5B) of a PFC 110 controlled by a PI controller, with a line inductance of 2200pH (curve 52) and without line inductance (curve 51).
  • curves 53, 54 represent the open-loop transfer function (gain and phase) of a PFC 110 controlled by a 1z/1p controller, with a line inductance of 2200pH (curve 54) and without line inductance (curve 53).
  • the phase of the open-loop transfer function does not depend on the line impedance: for a 1z/1p controller, the phase has a local minimum while the phase tends to decrease to -180 with a PI controller.
  • the 1z/1p controller can be made robust to any inductance. This is also applicable for a PI controller.
  • the 1z1p controller has a local minimum and is therefore robust to any line inductance. Indeed, if the line inductance increases, it decreases the gain. The gain crossing through 0 will be obtained for lower frequencies: thus the phase margin will be obtained for lower frequencies. The phase increasing again from the phase minimum when moving towards increasingly lower frequencies, the phase margin would only be greater, and therefore the system is more stable.
  • a disadvantage of a 1z/1p controller compared to a PI controller is a significantly lower open-loop transfer function gain at the fundamental frequency (power supply frequency, typically 50 or 60 Hz): almost 20 dB, as shown by the curves in subfigure 5A.
  • a low gain at the fundamental frequency leads to a tracking error between the current drawn at the PFC 110 input and the ISET setpoint signal.
  • a 1z/1p controller cannot be tuned to provide sufficient gain at the expected maximum line impedance value, as this would lead to an open-loop transfer function with no gain margin (which is the difference in dB between the open-loop transfer function gain and OdB, at the frequency corresponding to a phase of this same transfer function equal to -180°) when the line impedance is low or nonexistent.
  • a 1z/1p controller is less powerful than a PI controller and generates a lower gain at the fundamental.
  • the solution proposed here thus consists of a real-time adaptation of the gain of the open-loop transfer function of the current control loop.
  • This regulation is implemented by means of a dedicated device, also called an "open-loop transfer function gain adaptation device", or “gain adapter” or, in simplified terms, “adapter”.
  • This gain adaptation is carried out in such a way as to compensate for the effects on the open-loop transfer function gain of the equivalent inductance of the power supply line.
  • the gain adapter can be implemented by means of an integrating controller.
  • This regulation can be implemented by means of a computer program implemented by a 360 control device of the PFC.
  • the gain adapter can thus be a digital device, forming part of the 360 control device of the PFC.
  • the gain adapter makes it possible in particular to compensate for the variations produced on the open loop transfer function by the equivalent inductance due to the power inductances and line inductances.
  • the gain adapter is designed to minimize the tracking error of the current control loop (e.g., to minimize the effective value of the tracking error determined from the error signal) and determines a gain factor F to be applied to the error signal E of the current control loop.
  • the gain adapter performs an adaptation (or modulation) of the gain of the open-loop transfer function of the current control loop by applying a gain factor determined on the basis of the error signal E. This adaptation (or modulation) can be applied on the basis of the effective value, normalized with respect to the current itself, of the error signal E.
  • the gain adapter is designed to ensure the adaptation of the regulation of the normalized effective value of the error signal E around a calibration set point which is not fixed at 0% but close to zero (for example 1%) in order to prevent the strategy from overcompensating the line inductance effect and reducing the gain margin.
  • Figure 6 schematically represents a power factor correction device integrating a gain adapter according to an exemplary embodiment.
  • the power factor correction device 600 comprises a current control loop.
  • the control loop comprises a forward chain generating a regulated current lo corresponding to the current drawn by the electrical charger and a feedback chain acquiring this current (for example, by acquisition in block 630) IMES from the regulated current lo.
  • the direct chain of the control loop receives as input a sinusoidal reference current ISET in phase with a sinusoidal supply voltage and generates an error signal E by comparing the sinusoidal reference current with the measured current supplied by the feedback chain.
  • the forward chain comprising a controller 620 of the regulation loop, a gain adapter 610 configured to generate a gain factor F and an amplifier 615 to apply the gain factor F in the forward chain to the error signal and generated a weighted error signal, provided as an input to the controller 620 (PI or 1z1P) of the current regulation loop.
  • the controller 620 applies a regulation function to the weighted error signal.
  • the gain factor is generated based on the error signal.
  • the direct chain of the control loop further comprising an integrator block 640 corresponding to the modeling (for example, according to a small signal model) according to the Laplace formalism (using the parameter s) of the inductive effect of the equivalent inductance LEQ.
  • Figure 7 schematically represents a gain adaptation (or adapter) device 700 for a power factor correction device according to a exemplary embodiment of the gain adapter 610 of Figure 6.
  • the gain adapter receives the error signal and generates the gain factor F based on the error signal.
  • the gain factor F can be determined based on a tracking error rate obtained from the error signal.
  • a tracking error R(E) is calculated based on the error signal E.
  • This effective value can be calculated over a period of the supply voltage (for example, using the zero crossing information provided by the PLL).
  • This effective value is usually calculated as the square root of the average of the squared error signal, the average being calculated over a period of the supply voltage. This average can be calculated by integration of the error signal or by a discrete sum of sampled values.
  • the tracking error R(E) can also be calculated as the average, over a period of the supply voltage, of the error signal. This variant allows reducing the processor load by eliminating the square root operation.
  • the error rate T(E) is determined on the basis of this tracking error R(E).
  • the determination may include a normalization (block 710), a weighting (block 720) and/or an integration (block 730) including a clipping function (saturation block 731).
  • the error rate may thus be a normalized error rate, then weighted and/or integrated.
  • the normalization (block 710) of the tracking error can be performed on the basis of the setpoint sinusoidal current or the measured current.
  • the normalization can be performed by calculating a normalization coefficient N and dividing the tracking error R(E) by the normalization coefficient to determine a relative tracking error R(E)/N.
  • the normalization coefficient N can be the effective value (or respectively the average value) R(ISET) of the setpoint sinusoidal current or respectively that R(IMES) of the measured current.
  • a setpoint error rate RC (either zero or non-zero and between 0 and 1) can also be chosen for the relative effective value R(E)/N: this error rate RC setpoint is used to define an optimum to be achieved.
  • the dynamics of the adaptation can be adjusted using a weighting coefficient K applied (block 720) to the normalized error rate so as to determine a weighted error rate:
  • TP(E) K*TN(E).
  • K can be calibrated to strike a balance between the need for rapid adaptation (the system must be stabilized quickly enough to prevent any oscillation from deactivating the PFC 110) and learning slow enough that it is uncorrelated with the current control dynamics.
  • the integration is performed by an integral controller 730 including a clipping function 731, and applied to the weighted error rate TP(E) so as to obtain an integrated error rate TI(E) at the output.
  • the integral controller has a discrete transfer function of the form K/z, the block 720 applying the adjustment coefficient K.
  • the function of the saturation block 731 is to limit the value of the integrated error rate TI(E).
  • the gain factor F is then calculated based on the error rate (normalized, weighted or integrated).
  • the F gain regulation strategy aims to improve the gain of the open-loop transfer function, i.e. to compensate for the potential gain drop associated with the line inductances, which, if not compensated, would result in poorer tracking of the sinusoidal current setpoint, i.e. a poorer harmonic distortion rate.
  • the PFC is thus robust to any line impedance value.
  • the on-board charger thus configured is resistant to a wide range of parasitic inductances, i.e. to many configurations of the electrical supply network, including in the case of power supply by static inverters.
  • Figure 8 illustrates an exemplary embodiment of a method for activating the calculation of the gain factor.
  • the initial value of the gain factor may be reset to 1 (step 880) after a precharge period (step 810) during which the gain matching device is not activated.
  • step 820 we wait until the synchronization of the phase-locked loop (PLL) is obtained (step 815) so that it is possible to detect the zero crossings of the supply voltage. Then a first value of the measured current IMES can be obtained (step 820).
  • PLL phase-locked loop
  • the gain adaptor is disabled (step 830) when no load is in progress, so that the gain factor is frozen (step 870) at its current value.
  • the gain matching device may be disabled (so that the gain factor is in this case also frozen at its current value, step 870) when the effective value (or average value) of the setpoint current ISET is low (e.g. if R(ISET) is below a threshold, according to the test of step 840) for several reasons:
  • DCM mode discontinuous conduction mode
  • CCM mode continuous conduction mode
  • the gain factor calculation is performed in step 850, when the gain adaptation device is not deactivated following the cumulative tests of steps 830 and 840.
  • the gain factor calculation is performed for example according to what is described in Figure 7.
  • the measurement of the error E and the calculation of the cumulative sums to obtain R(E) and the normalization coefficient N are carried out at the switching period.
  • the calculation of the gain factor F is carried out at each zero crossing of the supply voltage, in order to save the load of the central unit of the gain adaptation device which carries out the calculation of the gain factor to be applied.
  • step 820 of measuring the IMES current is carried out again (according to what has been described in this document for example with reference to Figure 6).
  • steps 830, 840 are repeated again according to the logic described above.
  • Figures 9 and 10 show the behavior of the charger with a 1z1p controller for a value of 2.27mH as line inductance, when gain matching is enabled ( Figure 10) or disabled ( Figure 9).
  • One or more or all of the functions, steps and methods described in this document may be implemented by software (e.g., via software on one or more processors, for execution on a general purpose or special purpose computer) and/or by hardware (e.g., one or more electronic circuits, programmable or not, specific or not and/or any other hardware component).
  • software e.g., via software on one or more processors, for execution on a general purpose or special purpose computer
  • hardware e.g., one or more electronic circuits, programmable or not, specific or not and/or any other hardware component.
  • the devices described in this document include means for implementing the functions described for these devices. These means may include software means (for example, instructions of one or more components of a program) and/or hardware means (for example, data memory(s), processor(s), communication bus, hardware interface(s), electronic circuits, etc.).
  • software means for example, instructions of one or more components of a program
  • hardware means for example, data memory(s), processor(s), communication bus, hardware interface(s), electronic circuits, etc.
  • These means may for example comprise one or more electronic circuits configured to perform one or more or all of the functions described for these devices.
  • These means may for example comprise at least one processor and at least one memory comprising program instructions configured to, when executed by the processor, cause the device concerned to perform one or more or all of the functions described for the device concerned.
  • the present description thus relates to a software or computer program, capable of being executed by a host device (such as for example a power factor correction device or gain adaptation arrangement), by means of one or more data processors, this software / program comprising instructions to cause the execution by this host device of all or part of the steps of methods and/or functions described in this document for this host device.
  • this instructions are intended to be stored in a memory of the host device, loaded and then executed by one or more processors of this host device so as to cause the execution by this host device of the method.
  • This software/program may be coded using any programming language, and may be in the form of source code, object code, or code intermediate between source code and object code, such as in a partially compiled form, or in any other desirable form.

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Abstract

Un procédé comprend une réception d'un courant sinusoïdal de consigne en phase avec une tension sinusoïdale d'alimentation; une génération d'un courant régulé correspondant au courant tiré par le chargeur électrique; une génération d'un courant mesuré à partir du courant régulé; une génération d'un signal d'erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré; la génération du courant régulé comprenant : une génération d'un facteur de gain sur la base du signal d'erreur; une application du facteur de gain au signal d'erreur pour générer un signal d'erreur pondéré; une application au signal d'erreur pondéré d'une fonction de régulation pour générer le courant régulé.

Description

Dispositif de correction du facteur de puissance pour un chargeur de véhicule automobile
DESCRIPTION
Domaine technique
La présente description concerne un dispositif de correction du facteur de puissance et un chargeur embarqué de véhicule automobile intégrant un tel chargeur.
Arrière-plan technique
Les chargeurs automobiles embarqués peuvent être connectés à une grande diversité de réseaux d’alimentation électrique. L'une de leurs caractéristiques est l'impédance de ligne (principalement, une inductance de ligne), qui dépend essentiellement de la distance du véhicule au transformateur de puissance et de la qualité du ou des câbles électriques via lesquels le chargeur est connecté au réseau d’alimentation électrique. Une bonne approximation consiste à considérer que l'inductance équivalente de la ligne augmente de 1 H à 1,6 H par mètre linéaire de câble électrique.
Cette inductance de ligne s'ajoute à l'inductance de puissance et affecte la stabilité et les performances du module de correction du facteur de puissance intégré dans le chargeur embarqué. Il apparaît ainsi un besoin d’améliorer la situation.
Résumé
Un premier aspect concerne un dispositif de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile.
Selon un premier aspect, un dispositif de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile est décrit. Le dispositif de correction de facteur de puissance comprend une boucle de régulation de courant; la boucle de régulation comprenant une chaîne directe générant un courant régulé correspondant au courant tiré par le chargeur électrique et une chaîne de rétroaction générant un courant mesuré à partir du courant régulé; la boucle de régulation étant configurée pour recevoir en entrée un courant sinusoïdal de consigne en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation et pour générer un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré fourni par la chaîne de rétroaction ; la chaîne directe comprenant un contrôleur de la boucle de régulation, un adaptateur de gain configuré pour générer un facteur de gain, un amplificateur configuré pour appliquer le facteur de gain au signal d’entrée du contrôleur, le facteur de gain étant généré sur la base du signal d’erreur.
Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’une erreur de suivi de la boucle de régulation déterminée à partir du signal d’erreur.
Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’erreur de suivi est déterminée comme la valeur efficace du signal d’erreur.
Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’erreur de suivi est déterminée comme la moyenne, sur une période de la tension d’alimentation, du signal d’erreur.
Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’un coefficient de pondération du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte.
Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour déterminer un taux d’erreur à partir du signal d’erreur et pour normaliser entre 0 et 1 le taux d’erreur sur la base du courant sinusoïdal de consigne ou du courant mesuré de sorte à générer un taux d’erreur normalisé.
Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour comparer le taux d’erreur normalisé avec un taux d’erreur de consigne.
Selon un autre aspect, un chargeur électrique de batterie destiné à être embarqué dans un véhicule automobile est décrit. Le chargeur électrique comprenant un dispositif de correction de facteur de puissance selon le premier aspect.
Un deuxième aspect concerne un procédé de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile.
Le procédé comprend : une réception d’un courant sinusoïdal de consigne en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation ; une génération d’un courant régulé correspondant au courant tiré par le chargeur électrique ; une génération d’un courant mesuré à partir du courant régulé; une génération d’un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré; la génération du courant régulé comprenant : une génération d’un facteur de gain sur la base du signal d’erreur ; une application du facteur de gain au signal d’erreur pour générer un signal d’erreur pondéré ; une application au signal d’erreur pondéré d’une fonction de régulation pour générer le courant régulé. Un troisième aspect concerne un programme informatique comprenant des instructions adaptées pour causer l'exécution des étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon le deuxième aspect. Ces instructions sont destinées à être stockées dans une mémoire d’un dispositif, chargées puis exécutées par un processeur de ce dispositif.
De manière générale, le dispositif selon le premier aspect peut comprendre des moyens pour exécuter une ou plusieurs ou toutes les étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon l’un quelconque des modes de réalisation décrit dans ce document.
Ces moyens peuvent comprendre des moyens logiciels et/ou matériels (i.e. hardware). Ces moyens peuvent comprendre par exemple un ou des circuits configurés pour exécuter une ou plusieurs ou toutes les étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon le deuxième aspect ou selon l’un quelconque des modes de réalisation décrits dans ce document. Ces moyens peuvent comprendre par exemple au moins un processeur et au moins une mémoire comprenant des instructions, la mémoire et les instructions étant configurées pour, avec le processeur, amener un dispositif à exécuter une ou plusieurs ou toutes les étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon l’un quelconque des modes de réalisation divulgués dans ce document.
Le terme "circuit" peut se référer à un ou des circuits analogiques et/ou numériques, qu’ils soient combinés ou non avec des logiciels et/ou micrologiciels pour exécuter une ou plusieurs fonctions décrites dans ce document. Ces circuits peuvent inclure une ou plusieurs mémoires et/ou un ou plusieurs processeurs matériels (par exemple, un microprocesseur ou microcontrôleur) qui coopèrent afin de permettre à un dispositif hôte incluant ce circuit de mettre en œuvre une ou plusieurs fonctions décrites dans ce document. Ces processeurs matériels peuvent nécessiter ou non un logiciel (par exemple, un microprogramme) pour mettre en œuvre la ou les fonctions correspondantes.
Brève description des Figures
D'autres caractéristiques et avantages apparaitront au cours de la lecture de la description détaillée qui va suivre pour la compréhension de laquelle on se reportera aux dessins annexés parmi lesquels :
[Fig.1] - la Figure 1 représente de manière schématique un chargeur embarqué dans un véhicule automobile selon un exemple de réalisation.
[Fig. 2] - la Figure 2 montre des courbes illustrant l’effet sur le courant d’un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation. [Fig. 3] - la Figure 3 représente de manière schématique un système comprenant un réseau d’alimentation électrique et un chargeur incluant un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation dans le cas où le réseau inclut les inductances de ligne.
[Fig. 4] - la Figure 4 représente de manière schématique un système comprenant un réseau d’alimentation électrique et un chargeur incluant un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation dans le cas où les inductances de ligne sont ramenées aux inductances de puissance pour constituer une inductance équivalente
[Fig. 5] - la Figure 5 montre la fonction de transfert en boucle ouverte d’un dispositif de correction de facteur de puissance avec différents types de contrôleur selon des exemples de réalisation et pour deux valeurs d’inductance de ligne.
[Fig. 6] - la Figure 6 représente de manière schématique un dispositif de correction de facteur de puissance intégrant un adaptateur du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte selon un exemple de réalisation.
[Fig. 7] - la Figure 7 représente de manière schématique un dispositif d’adaptation du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte pour un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation.
[Fig. 8] - la Figure 8 est un organigramme d’un procédé d’activation d’un dispositif d’adaptation de gain pour un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation.
[Fig. 9] - la Figure 9 montre des courbes illustrant le fonctionnement d’un dispositif de correction de facteur de puissance en l’absence d’adaptation de gain selon un exemple de réalisation.
[Fig. 10] - la Figure 10 montre des courbes illustrant le fonctionnement d’un dispositif de correction de facteur de puissance avec une adaptation de gain selon un exemple de réalisation.
Description détaillée
Dans la description qui va suivre, des éléments identiques, similaires ou analogues seront désignés par les mêmes chiffres de référence.
La présente description concerne un chargeur de véhicule (appelé également chargeur embarqué) embarqué dans un véhicule automobile et un dispositif de correction du facteur de puissance pour un tel chargeur. Un tel chargeur est nommé « High Voltage On-board Charger » dans la terminologie anglosaxonne.
La Figure 1 représente de manière schématique un tel chargeur 100.
Lors de la charge du véhicule, c'est ce chargeur 100 à l'intérieur du véhicule qui reçoit la tension VGRID fournie par le réseau d’alimentation électrique et optimise la charge de la batterie 190. La tension fournie par le réseau électrique, dénommée ici tension d’alimentation GRID, est une tension alternative, sinusoïdale de fréquence considérée comme fixe (en pratique, cette fréquence varie autour d’une valeur de référence, par exemple 50Hz, en fonction des différentes charges/sources de puissance connectées au réseau). Cette tension peut être fournie via une source d’énergie électrique monophasée ou triphasée. Par souci de simplification, seul le cas monophasé sera décrit en détail. Mais l’invention est applicable également à une source triphasée, l’adaptation de gain étant appliquée sur chaque phase.
Le chargeur contient un dispositif 110 de correction du facteur de puissance (appelé ici aussi PFC pour « Power Factor Corrector » selon la terminologie anglosaxonne) dont le but est de tirer un courant lo du réseau électrique de sorte que le courant tiré lo soit le plus sinusoïdal possible et le plus en phase possible avec la tension VGRID du réseau d’alimentation électrique afin d’optimiser le facteur de puissance. En effet, le facteur de puissance est lié à la puissance instantanée qui est le produit de la tension par le courant, de sorte que le facteur de puissance sera maximum si le courant et la tension sont en phase (et de même signe). Les pertes de puissance sont ainsi réduites.
La Figure 2 montre l’action du PFC 120 sur le courant lo tiré par le chargeur. La forme du courant tiré par le chargeur, de façon passive sans action corrective du PFC, dépend de la batterie et du PFC 110 et n’est pas forcément sinusoïdal, ni en phase avec la tension sinusoïdale d’alimentation comme illustré par la Figure 2. Selon l’exemple de la sous-figure 2A, le courant tiré lo, avant correction par le PFC, n’est ni sinusoïdal ni en phase avec la tension alternative VGRID du réseau électrique. Des pertes de puissance sont représentées schématiquement sur la sous-figure 2A et dépendent notamment du déphasage entre la tension et le courant. En sous-figure 2B, on voit que le courant corrigé lo tiré par le chargeur, tel que corrigé sous l’action du PFC, est sinusoïdal et en phase avec la tension alternative VGRID du réseau électrique.
Le PFC 110 reçoit en entrée la tension alternative VGRID du réseau électrique et alimente en courant h un bus 120 de tension continue. Le bus 120 de tension continue est appelé aussi « DC link » dans la terminologie anglosaxonne. Le DC link 120 peut comprendre une ou plusieurs capacités. Dans l’exemple schématique de la Figure 1 , une seule capacité C1 est représentée.
Le PFC 110 assure ainsi un transfert de puissance entre une tension d’entrée alternative VGRID et une tension de sortie, qui est une tension continue, constante et qui est la tension VDC aux bornes du DC Link. Cette tension peut être imposée à une valeur par exemple de 400 Volts ou 800 Volts.
La sortie du DC link 120 est connectée à un dispositif 130 de transfert de puissance (appelé « high voltage DC-DC » dans la terminologie anglosaxonne) qui reçoit la tension VDC aux bornes du DC Link 120, réalise un transfert de puissance entre le DC link à tension continue et fixe et la tension d’entrée VBAT de la batterie 190. La tension d’entrée de la batterie VBAT est aussi une tension continue, mais variable : cette tension d’entrée VBAT de la batterie 190 dépendant du niveau de charge de la batterie 190. La tension aux bornes de batterie 190 chute au fur et à mesure que la batterie 190 se décharge et augmente lors de la charge de la batterie 190. La tension nominale aux bornes de la batterie 190, dans l’état de pleine charge, peut, elle, être par exemple de 400 Volts ou 800 Volts.
Les Figures 3 et 4 représentent de manière schématique un système comprenant un réseau d’alimentation électrique et un chargeur incluant un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation. Par rapport à la figure 3, la figure 4 montre l’effet des inductances de lignes sur le PFC par une inductance additionnelle appliquée aux inductances de puissance, dont la somme constitue l’inductance équivalente.
Selon ce qui est représenté sur la Figure 3 et pour ce mode de réalisation du PFC, on a, sur chacun des bras dans le cas d’une alimentation triphasée, dans le chargeur 300, une inductance de puissance notée LBOOST. sur chaque bras Une cellule 350 de commutation inclut, pour chaque phase du signal d’alimentation, 2 interrupteurs : un interrupteur haut 351 et un interrupteur bas 352. Le transfert de puissance se fait entre le réseau d’alimentation électrique et le DC link par un jeu d’activation et de désactivation de ces interrupteurs de sorte que l’inductance de puissance est chargée puis déchargée dans le DC link via le PFC 330. De manière connue, les signaux de contrôle de ces interrupteurs sont produits par un dispositif de commande 360 du PFC 330, à partir de signaux produits dans la boucle 340 de régulation en courant du PFC. L’inductance de puissance LBOOST a une valeur nominale de l'ordre de plusieurs centaines de pH (micro Henri), par exemple entre 2 et 300 pH.
Selon le réseau d’alimentation électrique 310, la distance du véhicule au dernier transformateur de puissance peut varier. De ce fait des inductances additionnelles, qu'on appelle inductances de ligne LUNE, s'ajoutent aux inductances de puissance. La valeur de ces inductances de lignes dépend principalement de la distance entre le véhicule en cours de charge et le dernier transformateur de puissance d'isolement du réseau d’alimentation électrique. Cet accroissement d’inductance est de l’ordre de 1 pH par mètre. Par exemple pour 2 km depuis le dernier transformateur, l’inductance de ligne cumulée sur une phase est de 2000 pH, soit 2mH.
Une analyse en petits signaux permet de caractériser l’effet des inductances de ligne et montre que la valeur de l’inductance de ligne cumulée s’additionne à l’inductance de puissance de la phase concernée de sorte que, comme représenté à la Figure 4, pour chaque phase, l’inductance équivalente LEQ est la somme de l’inductance de puissance LBOOST et de l’inductance de ligne LUNE, avec LEQ très supérieure à LBOOST.
Par exemple avec une inductance de puissance de 200 pH, l’inductance équivalente prenant en compte les inductances de ligne sera de 2,2 mH, soit un facteur 10 sur la valeur de l’inductance de puissance. De ce fait, la réponse du chargeur est sensiblement modifiée, notamment la fonction de régulation de courant mise en œuvre par le dispositif de commande 360 du PFC 330 visant à générer un courant sinusoïdal le plus en phase possible avec la tension d’alimentation.
Le PFC 330 reçoit en entrée la tension sinusoïdale d’alimentation. Si on ne contrôle pas le courant tiré en entrée par le PFC 110, c’est la charge, c’est-à-dire ici la batterie, qui va imposer la forme du courant tiré par le chargeur. La fonction du PFC 330 est d’imposer que la charge tire un courant qui soit sinusoïdal en entrée du DC link.
La fonction de régulation de courant est réalisée par le PFC au moyen de la boucle 340 de régulation de courant qui reçoit en entrée un courant sinusoïdal de consigne ISET (« set point » selon la terminologie anglosaxonne) en phase avec la tension sinusoïdale d’alimentation. La boucle de régulation régule ainsi le courant lo tiré par le chargeur. L’amplitude du courant sinusoïdal de consigne est adaptée au cours du temps : l’amplitude à un instant donné est celle qui permet de fournir aux bornes du DC link une puissance permettant de subvenir aux besoins en courant de charge de la batterie.
La boucle de régulation de courant du PFC peut être une boucle numérique. La boucle de régulation de courant comprend une chaîne directe et une chaîne de rétroaction. La chaîne directe comprend un contrôleur de la boucle de régulation de courant. Ce contrôleur peut être un contrôleur numérique.
Ce contrôleur peut être par exemple un contrôleur à 1 pôle et 1 zéro (contrôleur 1p/1z) ou un contrôleur PI (proportionnel intégral). Les contrôleurs PI (expression numérique de HPi(z) = Kp + Ki/z) sont une implémentation courante des contrôleurs de boucle de régulation de courant car ces contrôleurs demandent un nombre limité d'étapes de calcul et fournissent un gain élevé à basse fréquence. Plus précisément, lorsque l'impédance de la ligne augmente, la fréquence de coupure de la fonction de transfert en boucle ouverte diminue, la marge de phase (qui correspond à l’écart entre la phase de la fonction de transfert en boucle ouverte et -180° à la fréquence correspondant à l’annulation du gain de cette même fonction de transfert en boucle ouverte) de la boucle de courant diminue, devient inférieure au seuil de stabilité (souvent considéré comme étant de 40 à 45°, la stabilité étant plus généralement déterminée par la combinaison des marges de gain et de phase) et le système commence à osciller.
C’est pourquoi d’autres types de contrôleurs tels que 1 zéro / 1 pôle (notés « 1z/1p »), également appelés contrôleurs à retard de phase, sont utilisables. Ces contrôleurs se caractérisent par un gain plus faible au niveau de la fréquence fondamentale. Une impédance de ligne élevée a pour effet de déplacer la fonction de transfert en boucle ouverte vers un gain plus faible, ce qui se traduit par un gain trop faible au niveau du fondamental. En conséquence, la capacité de la boucle de régulation de courant à suivre le signal sinusoïdal de consigne est réduite et une erreur permanente apparaît.
Le profil (notamment la phase) du signal de consigne ISET du courant dans le temps est déterminé sur la base de la détection de la phase de la tension d'alimentation par une boucle à verrouillage de phase (PLL). L’amplitude du signal de consigne du courant est celle qui permet de générer au niveau du DC link une puissance permettant de subvenir aux besoins en charge de la batterie. Pour répondre aux besoins de la batterie, le PFC doit ainsi tirer du réseau d’alimentation électrique une puissance suffisante, ce qui se traduit par une amplitude correspondante du courant lo tiré en entrée du PFC.
Le taux de distorsion harmonique, qui détermine avec quel taux le courant lo tiré contient des harmoniques de la fréquence fondamentale est également considéré pour la génération du courant lui-même. Notamment, lorsque la valeur de l'inductance équivalente (somme de l’inductance de puissance et de l’inductance de ligne) augmente, cela peut augmenter le taux de distorsion harmonique. La boucle de régulation peut alors devenir instable au point que la régulation ne fonctionne plus. Plus les inductances de lignes augmentent, plus la marge de phase chute et plus la boucle de régulation devient instable.
Le contrôleur de la boucle de régulation de courant doit être robuste face à des impédances de ligne élevées. Cependant, les variations d’inductance de ligne équivalente d'une prise réseau à l'autre sont si importantes qu'il n'est pas possible de calibrer un contrôleur PI qui garantira les exigences de stabilité pour toutes les valeurs d'inductance (notamment en termes de marge de gain, marge de phase).
En outre, le contrôleur a pour but de contrôler la commutation à haute fréquence de manière à assurer un suivi correct de la forme d'onde sinusoïdale de la tension d'entrée, ce qui se traduit par un facteur de déplacement aussi proche que possible du signal de consigne (facteur 1 si le PFC 110 ne gère pas le contrôle de la puissance réactive).
Un décalage involontaire entre le courant tiré en entrée du PFC 110 et la tension du réseau peut avoir différents effets tels que:
- Produire une puissance réactive inattendue, c'est-à-dire des pertes de puissance qui doivent être dissipées ;
- perturber le réseau d’alimentation car le facteur de puissance attendu n'est pas respecté.
- augmenter la puissance apparente demandée au réseau d’alimentation (et éventuellement un surdimensionnement du réseau d’alimentation).
La Figure 5 montre la fonction de transfert en boucle ouverte d’un dispositif de correction de facteur de puissance (PFC) avec différents types de contrôleur selon des exemples de réalisation.
Les courbes des sous-figures 5A-5B montrent le retard (déphasage) et atténuation (gain) entre le signal de consigne du courant ISET et le courant IMES mesuré pour différents types de contrôleur, avec et sans inductance de ligne, selon la fréquence du courant.
Plus précisément, les diagrammes de Bode des sous-figures 5A-5B, les courbes 51, 52 représentent la fonction de transfert en boucle ouverte (gain en sous-figure 5A et phase en sous-figure 5B) d'un PFC 110 contrôlé par un contrôleur PI, avec une inductance de ligne de 2200pH (courbe 52) et sans inductance de ligne (courbe 51). De même courbes 53, 54 représentent la fonction de transfert en boucle ouverte (gain et phase) d'un PFC 110 contrôlé par un contrôleur 1z/1p, avec une inductance de ligne de 2200pH (courbe 54) et sans inductance de ligne (courbe 53).
Pour les deux types de contrôleur, la phase de la fonction de transfert en boucle ouverte ne dépend pas de l'impédance de la ligne : pour un contrôleur 1z/1p, la phase a un minimum local alors que la phase tend à diminuer jusqu'à -180 avec un contrôleur PI. En conséquence, le contrôleur 1z/1p peut être rendu robuste à toute inductance. Ceci est applicable également pour un contrôleur PI. Cependant le contrôleur 1z1p a un minimum local et est donc robuste à toute inductance de ligne. En effet, si l’inductance de ligne augmente, elle fait diminuer le gain. Le passage par 0 du gain sera obtenu pour des fréquences plus faibles : ainsi la marge de phase sera obtenue pour des fréquences plus faibles. La phase réaugmentant à partir du minimum de phase lorsqu’on se déplace vers les fréquences de plus en plus faible, la marge de phase n’en serait que plus grande, et donc le système est plus stable.
Un inconvénient d'un contrôleur 1z/1p par rapport à un contrôleur PI est un gain de la fonction de transfert en boucle ouverte nettement plus faible à la fréquence fondamentale (fréquence du réseau d’alimentation, typiquement 50 ou 60 Hz): près de 20 dB, comme le montre les courbes de la sous-figure 5A. Un gain faible à la fréquence fondamentale conduit à une erreur de suivi entre le courant tiré en entrée du PFC 110 et le signal de consigne ISET.
D'autre part, un contrôleur 1z/1p ne peut pas être réglé pour fournir un niveau de gain suffisant à la valeur maximale attendue de l'impédance de ligne, car cela conduirait à une fonction de transfert en boucle ouverte sans marge de gain (qui est l’écart entre le gain en dB de la fonction de transfert en boucle ouverte et OdB, à la fréquence correspondant à une phase de cette même fonction de transfert égale à -180°) lorsque l'impédance de ligne est faible ou inexistante. Un contrôleur 1z/1p est moins puissant qu’un contrôleur PI et génère un gain au fondamental plus faible.
La solution proposée ici consiste ainsi en une adaptation en temps réel, du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte de la boucle de régulation de courant. Cette régulation est mise en œuvre au moyen d'un dispositif dédié, également appelé « dispositif d’adaptation du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte », ou "adaptateur de gain" ou, de manière simplifiée, « adaptateur ». Cette adaptation de gain est effectuée de sorte à compenser les effets sur le gain de la fonction de transfert en boucle ouverte de l'inductance équivalente de la ligne du réseau d’alimentation. L’adaptateur de gain peut être mis en œuvre au moyen d'un contrôleur intégrateur.
Cette régulation peut être mise en œuvre au moyen d’un programme informatique mis en œuvre par un dispositif de commande 360 du PFC. L’adaptateur de gain peut ainsi être un dispositif numérique, faisant partie du dispositif de commande 360 du PFC.
L’adaptateur de gain permet notamment de compenser les variations produites sur la fonction de transfert en boucle ouverte par l'inductance équivalente dues aux inductances de puissance et inductances de ligne.
L’adaptateur de gain est conçu de sorte à minimiser l'erreur de suivi de la boucle de régulation de courant (par exemple, à minimiser la valeur efficace de l'erreur de suivi déterminée à partir du signal d’erreur) et détermine un facteur de gain F à appliquer au signal d’erreur E de la boucle de régulation de courant. L’adaptateur de gain effectue une adaptation (ou modulation) du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte de la boucle de régulation de courant par application d’un facteur de gain déterminé sur la base du signal d’erreur E. Cette adaptation (ou modulation) peut être appliquée sur la base de la valeur efficace, normalisée par rapport au courant lui-même, du signal d’erreur E.
Avantageusement, l’adaptateur de gain est conçu pour assurer l'adaptation de la régulation de la valeur efficace normalisée du signal d’erreur E autour d'un point de consigne étalonnage qui n'est pas fixé à 0% mais proche de zéro (par exemple de 1%) afin d'éviter que la stratégie ne surcompense la ligne l'effet d'inductance et de réduire la marge de gain.
La Figure 6 représente de manière schématique un dispositif de correction de facteur de puissance intégrant un adaptateur de gain selon un exemple de réalisation.
Le dispositif 600 de correction de facteur de puissance comprend une boucle de régulation de courant. La boucle de régulation comprenant une chaîne directe générant un courant régulé lo correspondant au courant tiré par le chargeur électrique et une chaîne de rétroaction faisant l’acquisition de ce courant (par exemple, par acquisition dans le bloc 630) IMES à partir du courant régulé lo.
La chaîne directe de la boucle de régulation reçoit en entrée un courant sinusoïdal de consigne ISET en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation et génère un signal d’erreur E par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré fourni par la chaîne de rétroaction.
La chaîne directe comprenant un contrôleur 620 de la boucle de régulation, un adaptateur 610 de gain configuré pour générer un facteur de gain F et un amplificateur 615 pour appliquer le facteur de gain F dans la chaîne directe au signal d’erreur et généré un signal d’erreur pondéré, fourni rn entrée au contrôleur 620 (PI ou 1z1P) de la boucle de régulation de courant. Le contrôleur 620 applique une fonction de régulation au signal d’erreur pondéré.
Le facteur de gain est généré sur la base du signal d’erreur.
Selon la Figure 6, la chaîne directe de la boucle de régulation comprenant en outre un bloc intégrateur 640 correspondant à la modélisation (par exemple, selon un modèle en petits signaux) selon le formalisme de Laplace (utilisant le paramètre s) de l’effet inductif de l’inductance équivalente LEQ.
La Figure 7 représente de manière schématique un dispositif 700 d’adaptation (ou adaptateur) de gain pour un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation de l’adaptateur 610 de gain de la figure 6. L’adaptateur de gain reçoit le signal d’erreur et génère le facteur de gain F sur la base du signal d’erreur.
Le facteur de gain F est généré à partir du signal d’erreur E obtenu par comparaison (par exemple, par calcul de la différence) du courant sinusoïdal de consigne ISET avec le courant mesuré IMES, ce courant mesuré étant fourni (voir la figure 6) par la chaîne de rétroaction de la boucle de régulation : E = ISET - IMES.
Le facteur de gain F peut être déterminé sur la base d’un taux d’erreur de suivi obtenu à partir du signal d’erreur.
Une erreur de suivi R(E) est calculée sur la base du signal d’erreur E.
Cette erreur de suivi R(E) peut être calculée comme la valeur efficace (valeur RMS, » root mean square », selon la terminologie anglosaxonne) du signal d’erreur : R(E)=RMS(E). Cette valeur efficace peut être calculée sur une période de la tension d’alimentation (par exemple, grâce à l'information de passage à zéro fournie par la PLL). Cette valeur efficace est usuellement calculée comme la racine carrée de la moyenne du signal d’erreur au carré, la moyenne étant calculée sur une période de la tension d’alimentation. Cette moyenne pouvant être calculée par intégration du signal d’erreur ou par une somme discrète de valeurs échantillonnées.
L'erreur de suivi R(E) peut également être calculée comme la moyenne, sur une période de la tension d’alimentation, du signal d’erreur. Cette variante permet de réduire la charge du processeur en supprimant l'opération de racine carrée.
Le taux d’erreur T(E) est déterminé sur la base de cette erreur de suivi R(E). La détermination peut comprendre une normalisation (bloc 710), une pondération (bloc 720) et/ou une intégration (bloc 730) incluant une fonction de clipping (bloc de saturation 731). Le taux d’erreur peut ainsi être un taux d’erreur normalisé, puis pondéré et/ou intégré.
La normalisation (bloc 710) de l’erreur de suivi peut être effectuée sur la base du courant sinusoïdal de consigne ou du courant mesuré. La normalisation peut être effectuée en calculant un coefficient de normalisation N et en divisant l’erreur de suivi R(E) par le coefficient de normalisation pour déterminer une erreur de suivi relative R(E)/N. Le coefficient de normalisation N peut être la valeur efficace (ou respectivement la valeur moyenne) R(ISET) du courant sinusoïdal de consigne ou respectivement celle R(IMES) du courant mesuré.
De manière optionnelle, un taux d’erreur de consigne RC (soit nul, soit non nul et compris entre 0 et 1) peut en outre être choisi pour la valeur efficace relative R(E)/N : ce taux d’erreur de consigne RC sert à définir un optimal à atteindre. Le taux d’erreur normalisé peut être ainsi être déterminé à TN(E) =RC-R(E)/N .
La dynamique de l'adaptation peut être réglée grâce par un coefficient de pondération K appliqué (bloc 720) au taux d’erreur normalisé de sorte à déterminer un taux d’erreur pondéré :
TP(E)= K*TN(E).
La valeur de K peut être calibrée de manière à trouver un compromis entre la nécessité d'une adaptation rapide (le système doit être stabilisé assez rapidement pour empêcher toute oscillation de désactiver le PFC 110) et un apprentissage suffisamment lent pour qu'il soit décorrélé de la dynamique de contrôle actuelle.
L’intégration est réalisée par un contrôleur intégral 730 incluant une fonction de clipping 731 , et appliqué au taux d’erreur pondéré TP(E) de sorte à obtenir un taux d’erreur intégré TI(E) en sortie. Le contrôleur intégral a une fonction de transfert discrète de la forme K/z, le bloc 720 appliquant le coefficient K de réglage. La fonction du bloc saturation 731 est de limiter la valeur du taux d’erreur intégré TI(E).
Le facteur de gain F est ensuite calculé sur la base du taux d’erreur (normalisé, pondéré ou intégré). Le facteur de gain est calculé sur la base du taux d’erreur (normalisé, pondéré ou intégré) de sorte que le facteur de gain F (F= 1- TI(E) dans l’exemple de la figure 7, la valeur de référence étant égale à 1) est une fonction croissante de l’erreur de suivi.
En effet, plus le taux d’erreur normalisé R(E)/R(ISET) augmente, plus RC-R(E)/R(ISET) diminue (vers les valeurs négatives). Plus cette erreur est négative, plus l’intégration dérive vers des valeurs négatives. Et plus la valeur de F=1 -TI(E) augmente.
Dans le cas où un contrôleur 1z/1p est utilisé dans la boucle de régulation et calibré pour fournir une marge de phase minimale satisfaisant les exigences de stabilité.
La stratégie de régulation du gain F a pour but d’améliorer le gain de la fonction de transfert en boucle ouverte, c’est-à-dire de compenser la chute de gain potentielle associée aux inductances de ligne, qui, si elles n’étaient pas compensées, engendreraient un moins bon suivi de la consigne de courant sinusoïdale, c’est-à-dire un moins bon taux de distorsion harmonique.
Le PFC est ainsi robuste à n'importe quelle valeur d'impédance de ligne.
Le chargeur embarqué ainsi configuré résiste à une large gamme d'inductances parasites, c'est-à-dire à de nombreuses configurations du réseau d'alimentation électrique, y compris dans le cas d’une alimentation par d'onduleurs statiques. La Figure 8 illustre un exemple de réalisation d’un procédé d’activation du calcul du facteur de gain.
La valeur initiale du facteur de gain peut être réinitialisée et fixée à 1 (étape 880) après une période de précharge (étape 810) pendant laquelle le dispositif d'adaptation de gain n’est pas activé.
Puis, selon des modes de réalisation, on attend que la synchronisation de la boucle à verrouillage de phase (PLL) soit obtenue (étape 815) afin qu’il soit possible de détecter les passages à zéro de la tension d’alimentation. Ensuite une première valeur du courant mesuré IMES peut être obtenue (étape 820).
Par ailleurs, le dispositif d'adaptation de gain est désactivé (étape 830) lorsqu’aucune charge n’est en cours, de sorte que le facteur de gain est gelé (étape 870) à sa valeur courante.
En outre, le dispositif d'adaptation de gain peut être désactivé (de sorte que le facteur de gain est dans ce cas également gelé à sa valeur courante, étape 870) lorsque la valeur efficace (ou la valeur moyenne) du courant de consigne ISET est faible (par exemple si R(ISET) est inférieur à un seuil, selon le test de l’étape 840) pour plusieurs raisons :
- Le calcul de la valeur efficace est moins précis lorsque le courant de consigne ISET est faible (inférieur à un seuil) ;
- Pour les topologies comprenant des diodes caractérisées par un mode de conduction discontinu, le gain en boucle ouverte en mode DCM (mode de conduction discontinue) est sensiblement différent de celui en mode CCM (mode de conduction continue), ce qui nécessiterait un contrôleur dédié pour chaque mode.
Le calcul de facteur de gain est effectué à l’étape 850, lorsque le dispositif d'adaptation de gain n’est pas désactivé suite aux tests cumulés des étapes 830 et 840. Le calcul de facteur de gain est effectué par exemple selon ce qui est décrit à la figure 7.
Après activation, lors de la mise en œuvre du procédé de calcul de facteur de gain à l’étape 850, la mesure de l’erreur E et le calcul des sommes cumulées pour obtenir R(E) et le coefficient de normalisation N sont effectués à la période de découpage. Le calcul du facteur de gain F, sur la base de ces sommes cumulées sur une période, est effectué à chaque passage à zéro de la tension d’alimentation, afin d'économiser la charge de l'unité centrale du dispositif d’adaptation de gain qui effectue le calcul du facteur de gain à appliquer.
Puis, suite au calcul du facteur de gain et à un passage à zéro de la tension d’alimentation (étape 860), on effectue à nouveau l’étape 820 de mesure du courant IMES (selon ce qui a été décrit dans ce document par exemple par référence à la figure 6). Suite à l’étape 820, les étapes 830, 840 sont répétées à nouveau selon la logique décrite ci-dessus.
Les Figures 9 et 10 montrent le comportement du chargeur avec un contrôleur 1z1p pour une valeur de 2,27mH comme inductance de ligne, lorsque l’adaptation de gain est activée (Figure 10) ou désactivée (Figure 9).
Avec cette inductance de ligne élevée, le signal d’erreur E oscille entre -0,6 A et +0,6 A (onde cosinusoïdale à la fréquence du réseau, puisque sin(wt+cp)-sin(wt) = 2*cos(wt+ cp/2)*sin((p/2) « (p* cos(wt+ (p/2)) en l’absence d’adaptation de gain (sous-figure 9A).
Lorsque le facteur de gain est maintenu constant, égal à 1 (sous-figure 9D) : la valeur efficace de du signal d’erreur E converge vers 0,4A (sous-figure 9B), soit une valeur efficace relative RMS(E) / RMS(ISET) de près de 3% (sous-figure 9C) de la valeur efficace RMS(ISET) du courant sinusoïdal de consigne ISET.
Lorsque l’adaptation de gain F est activée :
- l'amplitude du signal d’erreur E est réduite à +/-0.16A : elle est donc divisée par un facteur 4 (sous-figure 10A);
- la valeur efficace RMS(E) du signal d’erreur E est maintenue en dessous de 0,1 A (sous-figure 10B)
- la valeur efficace relative RMS(E) / RMS(ISET) est limitée à environ 0,7 % (taux d’erreur de consigne choisie pour cette simulation) (sous-figure 10C); ; et
- le facteur de gain F converge vers 4, dans un délai d'environ 1 seconde (sous-figure 10D).
Dans la description des différentes fonctions de traitement de signaux et procédés, bien que les étapes soient décrites de manière séquentielle, l'homme du métier comprendra que certaines étapes peuvent être omises, combinées, réalisées dans un ordre différent et/ou en parallèle.
Une ou plusieurs ou toutes les fonctions, étapes et procédés décrits dans ce document peuvent être mises en œuvre par logiciel (par exemple, via un logiciel sur un ou plusieurs processeurs, pour exécution sur un ordinateur à usage général ou à usage spécifique) et/ou par du hardware (par exemple un ou plusieurs circuits électroniques, programmables ou non, spécifiques ou non et/ou tout autre composant matériel).
Les dispositifs décrits dans ce document comprennent des moyens de mise en œuvre des fonctions décrites pour ces dispositifs. Ces moyens peuvent comprendre des moyens logiciels (software) (par exemple, des instructions d'un ou plusieurs composants d’un programme) et/ou moyens matériels (hardware) (par exemple, mémoire(s) de données, processeur(s), bus de communication, interface(s) matérielle(s), circuits électroniques, etc).
Ces moyens peuvent par exemple comprendre un ou plusieurs circuits électroniques configurés pour exécuter une ou plusieurs ou toutes les fonctions décrites pour ces dispositifs. Ces moyens peuvent par exemple comprendre au moins un processeur et au moins une mémoire comprenant des instructions de programme configurées pour, lorsqu’elles sont exécutées par le processeur, causer l’exécution par le dispositif concerné d’une ou plusieurs ou toutes les fonctions décrites pour le dispositif concerné.
La présente description concerne ainsi un logiciel ou programme d'ordinateur, susceptible d’être exécuté par un dispositif hôte (tel que par exemple un dispositif de correction du facteur de puissance ou disposition d’adaptation de gain), au moyen d’un ou plusieurs processeurs de données, ce logiciel / programme comportant des instructions pour causer l'exécution par ce dispositif hôte de tout ou partie des étapes de procédés et/ou fonctions décrits dans ce document pour ce dispositif hôte. Ces instructions sont destinées à être stockées dans une mémoire du dispositif hôte, chargées puis exécutées par un ou plusieurs processeurs de ce dispositif hôte de sorte à causer l’exécution par ce dispositif hôte du procédé.
Ce logiciel / programme peut être codé au moyen de n’importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n’importe quelle autre forme souhaitable.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif (600) de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile, le dispositif de correction de facteur de puissance comprenant une boucle de régulation de courant; la boucle de régulation comprenant une chaîne directe générant un courant régulé (I0) correspondant au courant tiré par le chargeur électrique et une chaîne de rétroaction générant un courant mesuré à partir du courant régulé; la boucle de régulation étant configurée pour recevoir en entrée un courant sinusoïdal de consigne (ISET) en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation et pour générer un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré fourni par la chaîne de rétroaction ; la chaîne directe comprenant un contrôleur (620) de la boucle de régulation, un adaptateur (610) de gain configuré pour générer un facteur de gain, un amplificateur (615) configuré pour appliquer le facteur de gain au signal d’entrée du contrôleur, le facteur de gain étant généré sur la base du signal d’erreur.
2. Dispositif de correction de facteur de puissance selon la revendication 1, dans lequel l’adaptateur (610) de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’une erreur de suivi de la boucle de régulation déterminée à partir du signal d’erreur.
3. Dispositif de correction de facteur de puissance selon la revendication 2, dans lequel l’erreur de suivi est déterminée comme la valeur efficace du signal d’erreur.
4. Dispositif de correction de facteur de puissance selon la revendication 2, dans lequel l’erreur de suivi est déterminée comme la moyenne, sur une période de la tension d’alimentation, du signal d’erreur.
5. Dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’adaptateur de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’un coefficient de pondération (K) du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte.
6. Dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’adaptateur (610) de gain est configuré pour déterminer un taux d’erreur à partir du signal d’erreur et pour normaliser entre 0 et 1 le taux d’erreur sur la base du courant sinusoïdal de consigne ou du courant mesuré de sorte à générer un taux d’erreur normalisé.
7. Dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’adaptateur de gain est configuré pour comparer le taux d’erreur normalisé avec un taux d’erreur de consigne.
8. Chargeur électrique de batterie destiné à être embarqué dans un véhicule automobile, le chargeur électrique comprenant un dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes.
9. Procédé (600) de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile, le procédé comprenant
- une réception d’un courant sinusoïdal de consigne (ISET) en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation ;
- une génération d’un courant régulé (I0) correspondant au courant tiré par le chargeur électrique ;
- une génération d’un courant mesuré (IMES) à partir du courant régulé;
- une génération d’un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré; la génération du courant régulé comprenant :
- une génération d’un facteur de gain sur la base du signal d’erreur ;
- une application du facteur de gain au signal d’erreur pour générer un signal d’erreur pondéré ;
- une application au signal d’erreur pondéré d’une fonction de régulation pour générer le courant régulé (I0).
10. Programme d'ordinateur comprenant des instructions adaptées pour, lorsque les instructions sont exécutées par au moins un processeur, causer l'exécution des étapes du procédé selon la revendication 9.
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