<Desc/Clms Page number 1>
"Werkwijze en inrichting voor het over een ruisrijk medium overdragen van data"
De uitvinding heeft betrekking op een werkwijze en een inrichting voor het over ruisrijk medium, in het bijzonder het elektriciteitsnet, binnen een voorafbepaalde frequentieband, overdragen van data, waarbij een door een pseudo-ruis code die N (NEW/1 ol) chips per databit bedraagt gevormd data onafhankelijk signaal met een breedbanding spectrum (spread spectrum) gegenereerd wordt dat met de over te dragen data gemengd wordt voor het vormen van een datasignaal met een breedbanding spectrum, welk datasignaal vervolgens over het medium wordt uitgezonden, en waarbij het ontvangen datasignaal aan een korrelatie operatie met de pseudo-ruis code wordt onderworpen ter extractie van de data.
Een dergelijke werkwijze is bekend uit de europese octrooiaanvraag EPA nl'0 195 573. Aldaar wordt beschreven hoe een data onafhankelijk signaal met een breedbandig spectrum wordt gegenereerd waarmee de over te dragen data wordt gemengd. Het aldus gevormde datasignaal wordt daarna over het medium, in dit geval het elektriciteitsnet, overgedragen en dit binnen een frequentieband gelegen tussen 40 en 90 KHz. Deze frequentieband wordt ter beschikking gesteld van bijvoorbeeld elktriciteitsbedrijven om data via het elektriciteitsnet van en naar de abonnee te sturen. Ten einde het gevormde datasignaal binnen de gestelde frequentieband te houden wordt een filtering toegepast. Het uitgezonden datasignaal wordt na te zijn ontvangen aan een korrelatie operatie onderworpen ter extractie van de data.
De gekozen pseudo-ruis code wordt gevormd door een opeenvolging van frequentie signalen telkens gekozen uit genoemde frequentieband.
Data communicatie over het elektriciteitsnet wordt onder meer toegepast voor het automatisch opnemen van de actuele stand van de elektriciteitsmeter, om fraude te bespeuren of om van de ene tariefregeling naar de andere over te stappen, bijvoorbeeld
<Desc/Clms Page number 2>
van nacht-naar dagtarief. De aard zelf van het elektriciteitsnet maakt dit laatste nu niet direct geschikt voor data communicatie.
Immers het elektriciteitsnet is een ruisrijk medium onder meer doordat veel storingen op dat net geïnduceerd worden door het aan-en/of afschakelen van belastingen, door stoorsignalen die aangesloten apparaten op het net injekteren, enz..
Transmissie over het elektriciteitsnet houdt dus in dat maatregelen dienen te worden genomen om een signaal over een dergelijk ruisrijk medium over te dragen. Aangezien verzwakkingen van 60 tot 70 dB van het uitgezonden signaal geen uitzondering vormen dient ook hiermee rekening te worden gehouden bij de transmissie.
Bij de werkwijze volgens EPA 0 195 573 wordt een pulsentrein samengesteld die opgebouwd is uit enkelvoudige frequentie signaal golfvormen die elk een andere frequentie bezitten. De over te dragen data wordt vervolgens met deze pulsentrein gemengd en over het elektriciteitsnet uitgezonden. Aan ontvangerzijde wordt de data gereconstrueerd door gebruik te maken van een korrelatie operatie met de pseudo-ruis code.
Een nadeel van de bekende werkwijze is dat de gekozen transmissie techniek de keuze van de pseudo-ruis code samengesteld uit een pulsentrein van enkelvoudige frequentie signalen oplegt. Immers alleen door dergelijk enkelvoudige frequentie signalen te kiezen waarvan de resp. frequentie telkens binnen de frequentieband bestemd voor de transmissie ligt, en door een efficiente filtering wordt er bereikt dat het over te dragen datasignaal binnen de frequentieband begrensd blijft.
De uitvinding heeft tot doel een werkwijze en een inrichting voor het over dragen van data voor te stellen die een ruime keuze van pseudo-ruis codes toelaat zonder negatieve gevolgen voor wat betreft het binnen de frequentieband houden van het datasignaal.
Een werkwijze volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk dat het over te dragen datasignaal gemoduleerd wordt op een draaggolf met een frequentie fo gekozen binnen genoemde frequentieband en waarbij een chipfrequentie fc gebruikt wordt die een nagenoeg gehele fraktie bedraagt (2fo = fc. M) van het dubbele van de draaggolffrequentie en dat ten minste 50 % van het vermogen
<Desc/Clms Page number 3>
van het gemoduleerde datasignaal bmnen genoemde frequentieband overgedragen wordt.
Een inrichting volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk dat de zender van modulatiemiddelen is voorzien voor het over te dragen datasignaal te moduleren op een draaggolf met een frequentie f gekozen binnen genoemde frequentieband, welke zender verder een chipfrequentie generator bevat voor het genereren van een chipfrequentie fc die een nagenoeg gehele fraktie (M) bedraagt van het dubbele van de draaggolffrequentie fi, en waarbij de modulatiemiddelen en de chipfrequentie generator voorzien zijn om ten minste 50 % van het vermogen van het gemoduleerd datasignaal binnen genoemde frequentieband over te dragen.
Doordat het signaal op een draaggolf gemoduleerd wordt, wordt het mogelijk om de chipfrequentie zodanig te kiezen dat het dubbele van de draaggolffrequentie een geheel veelvoud bedraagt van die chipfrequentie. Hierdoor is het over te dragen datasignaal goed binnen de gekozen frequentieband te houden zonder ingewikkelde filtering toe te passen en waardoor een oogdiagram verkregen wordt met een grote oogopening wat duidt op een zuiver signaal. Aangezien bovendien door de gekozen modulatie van het datasignaal en de keuze van de chipfrequentie het over te dragen datasignaal eenvoudig binnen de frequentieband te houden is, is er een grote mate van vrijheid in de keuze van de pseudo-ruis code. Dit maakt het mogelijk om de te gebruiken pseudo-ruis code vrij te kizen.
Zo kan er gekozen worden uit een familie van pseudo-ruis codes waarvan de kruiskorrelatie klein is, waardoor "Code Division Multiple Access" mogelijk wordt.
Een eerste voorkeursuitvoeringsvorm van een werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat genoemd gemoduleerd datasignaal in de frequentieband gelegen tussen 40 en 90 KHz wordt uitgezonden, en waarbij de draaggolffrequentie nagenoeg in het midden van genoemde frequentieband gelegen is. Door normalisatie is de frequentieband van 9 tot 95 KHz ter beschikking van de nutsbedrijven gesteld voor data communicatie. Door de frequentieband tussen 40 en 90
KHz te kiezen wordt ruimschoots binnen de toegelaten band gebleven en zijn de risico's van overschrijding van de toegelaten band nagenoeg
<Desc/Clms Page number 4>
uitgeschakeld. De ondergrenskeuze van 40 KHz heeft te maken met het feit dat beneden deze grens de impedantie van het net laag is en signaalinjektie moeilijk wordt.
De keuze van de draaggolffrequentie vereenvoudigt het moduleren binnen de gestelde bandbreedte.
Het is gunstig dat genoemd datasignaal op een draaggolf met een frequentie van nagenoeg 65 KHz gemoduleerd wordt en waarbij voor genoemde fraktie M = 4 gekozen wordt. Hierdoor wordt de gekozen frequentieband zeer goed benut aangezien een groot gedeelte van dat vermogen van het gemoduleerd datasignaal binnen deze frequentieband begrensd blijft.
Een tweede voorkeursuitvoeringsvorm van de werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat bij het mengen van de data en de pseudo-ruis code een sequentieel geinverteerde versleuteling wordt toegepast. Door deze keuze is er een groot onderscheid (groots mogelijk Euclidische afstand in de vektorvoorstelling) tussen een uit te zenden data bit met waarde" !" en een waarde"O". Dit heeft aan de ontvangerzijde tevens het voordeel dat een verandering van uitgezonden bitwaarde in het korrelatievlak een sprong naar het andere halfvlak tot gevolg zal hebben, wat dus eenvoudige detectie van de bitwaarde verandering mogelijk maakt.
Bij voorkeur wordt het vermogen aanwezig buiten genoemde frequentieband uit het gemoduleerd datasignal gefilterd.
Hierdoor wordt vermeden dat in naburige, niet vrijgegeven, frequentiebanden stoorsignalen worden geinjekteerd.
Een derde voorkeursuitvoeringsvorm van de werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat het data onafhankelijk signaal, het datasignaal of het gemoduleerd datasignaal gefilterd wordt met een filter dat, beschouwd in het frequentiedomein, een uitgangssignaal vormt met een cosinusoidaal flankverloop dat een af rollingsgraad begrepen tussen 0, 25 en 0. 75 bezit (raised cosine roll-off factor). Hierdoor wordt het vermogen in de zijlobes van het over te dragen signaal klein gehouden en zal er toch geen te ster! intersegment interferentie ontstaan.
Een vierde voorkeursuitvoeringsvorm van de werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat het gemoduleerd datasignaal
<Desc/Clms Page number 5>
segmentsgewijs voor elk over te dragen databit gevormd wordt, en dat bij het vormen van elk segment, verschillend van het eerste over te dragen segment, de intersegment mterferentie veroorzaakt door ten minste het daaraan voorafgaande segment verdisconteerd wordt.
Door de intersegment interferentie van te voren te verdisconteren wordt voorkomen dat een spectrale verbreding ontstaat bij het ultzenden van wisselende databits.
Het is gunstig dat het gemoduleerd datasignaal segmentsgewijs in een geheugen wordt opgeslagen op adres plaatsen welke op basis van een databitsequentie van de over te dragen data adresseerbaar zijn en dat voor het overdragen van het gemoduleerd datasignaal voor elk over te dragen datasegment verschillend van het eerste over te dragen segment, een adres gegenereerd wordt op basis van de over te dragen databit en ten minste de daaraan voorafgaande databit en met het gegenereerd adres genoemd geheugen geadresseerd wordt. Het zenden van het datasignaal wordt hierdoor sterk vereenvoudigd tot het uitlezen van een geheugen.
Een vijfde voorkeursuitvoeringsvorm van een werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat het ontvangen gemoduleerd datasignaal bemonsterd wordt met een bemonsteringsfrequentie(i) die een veelvoud (R) van de draaggolf bedraagt (f=Rxf). Hierdoor wordt op betrouwbare wijze binnen de oogopening bemonsterd en wordt de uit te voeren fase en kwadratuur demodulatie vereenvoudigd.
Het is gunstig dat voor het afleiden van een chipsequentie het ontvangen gemoduleerd datasignaal bemonsterd wordt en gedemoduleerd wordt middels twee golven met nagenoeg gelijke frequenties en welke ten opzichte van elkaar nagenoeg 900 in fase verschoven zijn en welke frequentie correspondeert met diegene van de draaggolf. Hierdoor is fase bijregeling van de demodulatie golf niet nodig.
Een zesde voorkeursuitvoeringsvorm van een werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat de chipsequentie gesynchro- niseerd wordt met een ter plaatse van de ontvanger gegenereerde pseudo-ruis code die correspondeert met diegene gebruikt in het overge- dragen datasignaal. De extractie en de herkenning van de data wordt
<Desc/Clms Page number 6>
hierdoor vereenvoudigd.
Het is gunstig dat er bij de korrelatie operatie nagegaan wordt of de korrelatiewaarde een voorafbepaalde drempelwaarde overschrijdt, en dat een volledige korrelatiekurve na overschrijden van genoemde drempelwaarde wordt opgenomen. Hierdoor wordt herkend dat data ontvangen werden die met de gekozen pseudo-ruis code gemengd werden.
Een zevende voorkeursuitvoeringsvorm van een werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat het ontvangen datasignaal door een eindig impuls responsie filter wordt gestuurd voor synchronisatie met de pseudo-ruis code. Dit maakt synchronisatie binnen de tijd van een databit mogelijk.
Een achtste voorkeursuitvoeringsvorm van een werkwijze volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat bij het mengen van de data en de pseudo-ruis code een sequentieel geinverteerde versleuteling (Sequential Inversion Keying) wordt toegepast en dat voor het extraheren van de datawaarde uit het ontvangen gemoduleerd datasignaal wordt nagegaan of er een sprong van het een naar het ander halfvlak van de punten in het korrelatievlak heeft plaats gevonden ten opzichte van een voorgaande bepaling. Detectie van de bitwaarde van de ontvangen databit is hierdoor eenvoudig uit te voeren.
Bij voorkeur wordt een n-bits (n'l) analoog-digitaal omzetting op het ontvangen gemoduleerd datasignaal toegepast en wordt de aanwezigheid van data in het gemoduleerd datasignaal onderzocht door de verhouding van een grootst met een tweede grootst maximum van de korrelatiewaarden te bepalen en na te gaan of genoemde verhouding een verdere voorafbepaalde drempelwaarde overschrijdt.
De aanwezigheid van data in het ontvangen signaal is hierdoor snel en efficient te bepalen.
Een eerste voorkeursuitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat de zender een eerste geheugen bevat voorzien voor het segmentsgewijs opslaan van het gemoduleerd datasignaal, waarbij in elk segment de intersegment interferentie veroorzaakt door ten minste het daaraan voorafgaande segment verdisconteerd is. Het gebruik van een geheugen maakt
<Desc/Clms Page number 7>
een eenvoudige implementatie van de zender mogelijk.
Bij voorkeur bevat genoemde zender een adresgenerator verbonden met een adresingang van genoemde eerste geheugen, welke adresgenerator een eerste ingang heeft voor het ontvangen van een over te dragen databit en een tweede ingang heeft voor het ontvangen van een kloksignaal gevormd op basis van de chipfrequentie, welke adresgenerator verder een vertragingselement bevat voor het over ten minste een databit transmissie periode vertragen van de aangeboden databit, welke adresgenerator voorzien is om een adres te genereren op basis van de aangeboden databit en de databit afgegeven door het vertragingselement. Hierdoor is het mogelijk om rechtstreeks op basis van de over te dragen databits het geheugen te adresseren, wat het zenden vereenvoudigd.
Een tweede voorkeursuitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat genoemd eerste geheugen voorzien is om ten minste twee stelsels gemoduleerde datasignalen op te slaan en waarbij de gemoduleerde datasignalen van elk stelsel telkens gevormd zijn op basis van een bij dat stelsel behorende pseudoruis code. Hierdoor is keuze tussen verschillende pseudo-ruis codes mogelijk.
Het is gunstig dat de ontvanger een 1-bit analoog-digitaal omzetter bevat. Het ontvangen signaal wordt zodoende gedigitaliseerd wat bewerkingen hierop vereenvoudigd.
Een derde voorkeursuitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat de synchronisator genoemde korrelator bevat, welke korrelator een tweede geheugen bevat voorzien voor het opslaan van de pseudo-ruis code en diens inverse. Het uitvoeren van de korrelatie operatie wordt hierdoor vereenvoudigd omdat er zodoende geen vermenigvuldigers nodig zijn.
Het is gunstig dat de synchronisator een verdere adresgenerator bevat die een ingang heeft voor ontvangen van de chipsequentie elementen, welke verdere adresgenerator een tweede teller bevat die een klokingang heeft voor het ontvangen van een bemonste- ringsfrequentie signaal en voorzien is om een tweede telwaarde te genereren op basis van genoemde bemonsteringsfrequentie signaal welke verdere adresgenerator voorzien is om een adres te genereren
<Desc/Clms Page number 8>
gevormd door'een eerste resp. een tweede adresdeel dat genoemd chipsequentie element resp. genoemde tweede telwaarde bevat. Hierdoor kunnen de aangevoerde elementen uit de chipsequentie rechtstreeks gebruikt worden om het tweede geheugen te adresseren.
Het is gunstig dat het tweede geheugen voorzien is om ten minste twee verschillende stelsels pseudo-ruis codesmet telkens hun inverse op te slaan. Hierdoor wordt de ontvanger geschikt gemaakt om met meer dan een pseudo-ruis code te werken.
Een vierde voorkeursuitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat de ontvanger een multi-bits analoog-digitaal omzetter bevat. Hierdoor is een meer niveau's detectie mogelijk, wat de ontvanger betrouwbaarder maakt.
Het is gunstig dat genoemde korrelator een eindige impuls response filter bevat, die voorzien is van serieel geschakelde vertragingselementen voor het telkens over een bemonsteringsperiode vertragen van de aangeboden chipsequentie elementen, welk filter verder van vermenigvuldigers is voorzien voor het met de waarde van de pseudo-ruis code vermenigvuldigen van de aangeboden chipwaarde en hieruit een productwaarde te vormen, welke vermenigvuldigers verder met een opteller verbonden zijn die voorzien is om de aangeboden productwaarde op te tellen en hieruit een korrelatie waarde zowel voor het fase-als kwadratuurkanaal te vormen. Hierdoor is het mogelijk om binnen de periode van een databit te synchroniseren.
De uitvinding zal nader worden beschreven aan de hand van de in de tekening weergegeven uitvoeringsvoorbeelden. In de verschillende figuren is aan eenzelfde of analoog element eenzelfde referentie toegekend.
Figuur 1 laat de opbouw van een data signaal zien.
Figuur 2 illustreert het moduleren van een chipextract uit het datasignaal op een draaggolf.
Figuur 3 geeft een oogdiagram weer van een gemoduleerde banddoorlaatpuls.
Figuur 4 laat een voorbeeld zien van het spectrum van het over te dragen gemoduleerd datasignaal.
Figuur 5 laat een elementaire realisatie zien van
<Desc/Clms Page number 9>
een zender voor het zenden van een gemoduleerd datasignaal.
Figuur 6 laat een voorkeursuitvoeringsvorm van een zender voor het zenden van een gemoduleerd datasignaal zien.
Figuur 7 laat een eerste voorkeursuitvoeringsvorm zien van een ontvanger volgens de uitvinding.
Figuur 8 illustreert een voorbeeld van differentieel ge ncodeerde data.
Figuur 9 illustreert de korrelatiewaarden in het korrelatievlak van de data uit figuur 8.
Figuur 10 geeft een voorbeeld van de inhoud van het tweede geheugen uit de korrelator weergegeven in figuur 7.
Figuur 11 laat een tweede uitvoeringsvorm zien van een ontvanger volgens de uitvinding.
Figuur 12 illustreert de korrelatiewaarden aan de uitgang van het FIR filter behorende tot de ontvanger uit figuur 11.
Figuur 13 resp. 14 geeft de korrelatiewaarden voor de fase as resp. kwadratuur as zoals gevormd door de data verwerkende eenheid uit de ontvanger weergegeven in figuur 11.
Bij het overdragen van data over een ruisrijk medium is het noodzakelijk het signaal te coderen en in het bijzonder aan de ontvangerzijde te digitaliseren ten einde bewerkingen op het ontvangen signaal los te laten die het mogelijk maken om uit het ontvangen signaal de over te dragen data te extraheren. In het hieronder te beschrijven uitvoerings voorbeeld zai, enkel bij wijze van voorbeeld, gerefereerd worden naar een binair signaal dat over het elektriciteitsnet wordt getransporteerd. De uitvinding beperkt zieh echter niet tot transmissie over het elektriciteitsnet maar is eveneens toepasbaar in andere ruisrijke media zoals bij voorbeeld spoorweglijnen, fabriekshal- len, enz.
Onder ruisrijk medium dient te worden verstaan een medium dat priori weinig geschikt is voor data transmissie omdat op het medium andere voor data storende signalen reeds aanwezig zijn, die verder nog een vergelijkbare signaalsterkte kunnen hebben.
De golf a uit figuur 1 laat een voorbeeld zien van een over te dragen datawoord, bijvoorbeeld het 5-bits datawoord 10100.
Dit datawoord dient nu gecodeerd te worden om op een betrouwbare
<Desc/Clms Page number 10>
wijze te worden overgedragen. Bij voorkeur wordt de over te dragen data differenti el gecodeerd. De golfvorm b uit figuur 1 laat het resultaat zien van een differenti le codering losgelaten op de golf a. Bij deze differenti le codering zal elke "0" bit of laag niveau die in de te verzenden datastroom voorkomt, resulteren in een overgang in de differentieel gecodeerde datastroom. Elke"l"-bit of hoog niveau daarentegen veroorzaakt geen overgang in de differentieel gecodeerde datastroom. De differenti le codering laat enkele vereenvoudigingen toe van de ontvanger en in het zendprotokol, aangezien men hierdoor geen referentiebits zal moeten uitzenden aan het begin van de over te zenden data.
De differentieel gecodeerde datastroom wordt daarna gemengd met een data onafhankelijk signaal met een breedbandig spectrum (spread spectrum). Dit data onafhankelijk signaal wordt gevormd door een pseudo-ruis code die N (N flN/l 01) chips per databit bedraagt. Onder "chip" wordt verstaan een periode T voor het overdragen van een code element uit het codewoord. In het voorbeeld c uit figuur 1 zijn er 7 chips per databit. Bij voorkeur echter worden er N=63 chips per databit gebruikt aangezien hierdoor een betere immuniteit tegen stoorsignalen wordt verkregen. Voor de keuze van de pseudo-ruis code zelf zijn er meerdere mogelijkheden zoals bijvoorbeeld een M-sequentie, een Gold code of een K-sequentie zoals beschreven in EPA 0 195 573.
Zo kan er gekozen worden uit een familie van codes waarvan de kruiskorrelatie klein is, waardoor "Code Division Multiple Access" mogelijk wordt (meerdere signalen elk met verschillende codes simultaan overdragen).
Bij voorkeur wordt bij het mengen van de data en de pseudo-ruis code een sequentieel geinverteerde versleuteling (SIK, Sequential Inversion Keying) toegepast. De golfvorm d uit figuur 1 illustreert deze versleuteling. Bij deze SIK wordt vocr een data bit met waarde "1" de pseudo-ruis code zelf genomen, terwijl een data bit met waarde "0" de geinverteerde pseudo-ruis code wordt gebruikt. Dit heeft aan de ontvangerzijde het voordeel dat een verandering van de uitgezonden bitwaarde in het korrelatievlak een sprong naar het andere halfvlak tot gevolg zal hebben. De detectie van de
<Desc/Clms Page number 11>
bitwaarde van de overgedragen databit wordt hierdoor vereenvoudigd.
Door het mengen van de data met het data onafhankelijk signaal wordt een datasignaal gevormd dat een breedbandig spectrum heeft. Dat datasignaal is opgebouwd uit een opeenvolging van chip extracten e resp a weergegeven in de figuren I resp. 2. Het overdragen over het ruisrijk medium van het datasignaal geschiedt door het datasignaal op een draaggolf, zoals weergegeven onder b in figuur 2, te moduleren. De frequentie van de draaggolf wordt nu zodanig gekozen dat deze binnen de frequentieband valt, binnen dewelke de transmissie moet plaats vinden.
Bij transmissie over het elektriciteitsnet is de frequentieband 9-95 KHz beschikbaar voor kommunikatie. Bij voorkeur wordt echter een frequentieband 40-90 KHz gekozen daar bij een frequentie groter dan 90 KHz het gevaar bestaat de naburige band te storen en bij een frequentie lager dan 40 KHz de impedantie van het net te laag is waardoor injekteren van het signaal moeilijk wordt.
Het zal echter duidelijk zijn dat de werkwijze volgens de uitvinding niet berperkt is tot de frequentieband 9-95 KHz.
Bij voorkeur wordt nu een modulatiefrequentie van nagenoeg f =65 KHz gekozen welke dus nagenoeg in het midden van de gekozen frequentieband (40-90 KHz) gelegen is. De keuze van deze modulatie frequentie heeft het voordeel dat het vermogen van het over te dragen datasignaal aan weerszijden van deze draaggolf nagenoeg symmetrisch uitgesmeerd wordt en waardoor het vermogen toch in hoofdzaak binnen de voorgeschreven band beperkt blijft.
De chipfrequentie fc (het aantal chips per seconde) wordt nu zo gekozen dat ten minste 50 % van het vermogen van het gemoduleerde datasignaal binnen genoemde frequentieband overgedragen wordt. Door deze keuze is de hoofdlobe van het spectrum van de pseudo-ruis code ongeveer even breed gekozen als de transmissie band en blijft deze hoofdlobe binnen de beschikbare band.
Om het oogdiagram van de banddoorlaatpuls met een maximale oogopening te bekomen zoals weergegeven in figuur
3 dient het dubbele van de draaggolf frequentie feen geheel veelvoud M l\J/1 o} te zijn van de chipfrequentie fc, zodat 2 f-f. M.
<Desc/Clms Page number 12>
Samen met voorgaande voorwaarde voor f leidt dit tot een voorkeursoplossing van M=4 of fc=32. 5 KHz bij fo=65 KHz. Het op deze wijze gevormde spectrum is weergegeven in figuur 4, waaruit duidelljk naar voren komt dat het merendeel van het vermogen van het uitgezonden datasignaal binnen de frequentieband 40-90 KHz aanwezig is. In deze figuur 4 is op de horizontale resp. de verticale as de frequentie m KHz resp. het vermogen in dBm uitgezet.
Bij voorkeur wordt bij het moduleren van het datasi- gnaal gebruik gemaakt van een binaire fase sprong versleuteling (BPSK, Bi-Phase Shift Keying), wat een signaalvorm oplevert zoals weergegeven in c figuur 2. Bij deze modulatietechniek leidt een niveau overgang in de chipsequentie tot een 180 fasesprong in de modulatie golf, wat gunstig is voor de detectie van het ontvangen signaal.
Het gevormde gemoduleerde datasignaal vertoont, gezien in het frequentiedomein, echter zijlobes wat inhoudt dat vermogen van het over te dragen datasignaal buiten de frequentieband aanwezig kan zijn. Dit vermogen buiten de frequentieband dient te worden weggefilterd omdat er moet vermeden worden dat zodoende stoorsignalen buiten de toegestane frequentieband worden gegenereerd. Hiertoe wordt bij voorkeur een filter gebruikt dat, beschouwd in het frequentiedomein, een uitgangssignaal vormt met een cosinusoidaal flankverloop dat een afrollingsgraad begrepen tussen 0, 25 en 0, 75 bezit (raised cosine roll-off factor). Hierdoor wordt het vermogen in de zijlobes klein gehouden en zal er toch geen te sterke intersymbool interferentie ontstaan. De golfvorm d uit figuur 2 illustreert zoln gefilterd gemoduleerd datasignaal.
Hieruit is duidelijk op te maken dat de stijgtijd van de flanken bij een fasesprong aanzienlijk gereduceerd is door gebruik te maken van het filter. Bij voorkeur wordt, wanneer fo=65KHz en M=4, een afrollingsgraad van nagenoeg 0, 5 gekozen, want dit levert een groter oog in het oogdiagram. Bij waarden kleiner dan 0, 25 of groter dan 0, 75 wordt het oogdiagram dichtgeknepen, wat de kwaliteit van het signaal aanzienlijk schaadt en de zijlobes onvoldoende wegfiltert.
Door de geschikte parameter keuze is het mogelijk om in het gemoduleerde datasignaal de intersymbool intereferentie tussen opeenvolgende databits beperkt te houden. Om deze intersymbool
<Desc/Clms Page number 13>
of intersegment interferentie op betrouwbare wijze te verdisconteren wordt bij het overdragen van de golfvorm behorende bij een welbepaalde data bit rekening gehouden met de intersymbool interferentie veroorzaakt door ten minste de daaraan voorafgaande databit, voor zover het natuurlijk niet de eerste over te dragen databit uit een reeks is.
Bij een hardware-matige filtering die kontinu in de tijd geschiedt gebeurt wordt de intersymbool interferentie automatisch verdisconteerd aangezien de filtering rechtstreeks op het over te dragen signaal wordt uitgevoerd.
Het aantal fb databits dat per seconde wordt overgedragen wordt dus volledig bepaald door de keuze van f en N en bedraagt in dit uitvoeringsvoorbeeld fb=fc/N fb=515. 87
Het zal duidelijk zijn dat in de plaats van het datasignaal te filteren het eveneens mogelijk is de pseudo-ruis code of het gemoduleerd datasignaal te filteren.
Figuur 5 laat een elementaire realisatie zien van een zender voor het zenden van een gemoduleerd datasignaal zoals hiervoor beschreven. De zender die deel uitmaakt van een inrichting volgens de uitvinding bevat een databron l, bijvoorbeeld gevormd door een elektriciteitsmeter of een oproepstation bij de producent.
De databron 1 is verbonden met een differentiële encoder 2 die geschikt is om de aangeleverde data diffentieel te coderen. Een uitgang van de encoder 2 is verbonden met een eerste ingang van een mengorgaan 4 wiens tweede ingang verbonden is met een codewoord generator 3. De codewoordgenerator 3 is geschikt om genoemde pseudo-ruis code te genereren. De databron 1, de encoder 2, de codewoord generator 3 en het mengorgaan 4 vormen te samen een datasignaal generator.
Het mengorgaan 4 vormt het datasignaal door de geencodeerde databits te mengen met de pseudo-ruis code. Hierbij wordt, zoals reeds beschreven, bij voorkeur gebruik gemaakt van een sequentieel geïnverteerde versleuteling (SIK). Het datasignaal wordt aangeboden aan een modulator 5 die tevens een draaggolf ontvangt afkomstig van een draaggolfgenerator 6. De modulator verzorgt een modulatie van het datasignaal op de draaggolf en maakt hierbij bij voorkeur gebruik van BPSK. De modulator bevat een chipfrequentie
<Desc/Clms Page number 14>
generator die voorzien is om een chipfrequentie fc=2f 0/M te genereren.
Het gemoduleerde datasignaal wordt vervolgens door filter 7 gefilterd waarna het via een interface 8 op het medium 9 wordt uitgezonden.
Het interface 8 bevat bijvoorbeeld een digitaal analoog omzetter en verdere filter en versterker elementen.
Figuur 6 laat een voorkeursuitvoeringsvorm van een zender volgens de uitvinding zien. Deze zender, die geschikt is om een signaal met een breedbandig spectrum te genereren, bevat een golfvorm generator 15 gevormd door een eerste geheugen, bij voorkeur een EPROM waarin voorafbepaalde uit te zenden golfsegmenten opgeslagen zijn. De adresingang van het eerste geheugen 15 is verbonden met de encoder 2, een vertragingselement 12 en de teller 14 die tesamen een adresgenerator vormen. Bij voorkeur is het eerste geheugen pagina of segment georganiseerd waardoor per pagina of segment verschillende golfvormen opgeslagen zijn, telkens bepaald op basis van een gekozen pseudo-ruis code.
Bij deze laatste uitvoeringsvorm is de adresingang van het geheugen verder verbonden met een pseudo-ruis code selector 11 die als adresgenerator fungeert en telkens in funktie van de gekozen pseudo-ruis code, het daarbij behorende geheugen deel selecteert.
Hierdoor is de zender geschikt om met meerdere datasignalen te opereren, telkens gevormd op basis van een verschillende pseudo-ruis code.
De teller 14 wordt gevoed door een kloksignaal afkomstig van een klokgenerator 13 die geschikt is om kloksignalen met een frequentie van Nsxfc te genereren. Hierbij stelt N het aantal monsters dat per chip aan zenderzijde wordt uitgeklokt voor.
Het vertragingselement 12 is voorzien om de geëncodeerde data met de periode van een databit te vertragen. Het zal duidelijk zijn dat wanneer bij het verdisconteren van de intersymbool interferentie rekening gehouden is met meer dan een voorafgaande databit het vertragingselement geschikt moet zijn om over zoveel databit perioden te vertragen als er databits in rekening gebracht werden. De meest significatie adresbit (derde adresdeel) An van een gekozen pagina of segment wordt gevormd door de geëncodeerde te verzenden databit zelf terwijl de daaropvolgende adresbit A (n-l) (tweede adresdeel) door de vorige
<Desc/Clms Page number 15>
databit gevormd wordt en de verdere adresbits Aj (n-2 j o) door de door teller 14 afgegeven telwaarden gegenereerd worden.
Een datauitgang van het geheugen 15 is verbonden met een digitaal-analoog omzetter 16 die verder verbonden is met een laagdoorlaatfilter 17 wiens uitgang verbonden is met een versterker 18. Het door de versterker 18 versterkte gemoduleerde datasignaal wordt via een medium koppelingsorgaan 10 op het medium 9 geplaatst.
Alvorens nader in te gaan op de werking van de zender weergegeven in figuur 6, zal eerst de inhoud van het eerste geheugen 15 worden beschreven. In dit geheugen is het gemoduleerde datasignaal segmentsgewijs en digitaal opgeslagen. Om rekening te houden met de intersymbool interferentie werd deze in het opgeslagen signaal verdisconteerd en wel zo door per pseudo-ruis code telkens vier golfvormen op te slaan, zijnde de vier mogelijke opeenvolgingen van databits nl. 00, 01, 10 en 11. Voor elk van deze opeenvolging van databits bij een gekozen pseudo-ruis code werd dat gemoduleerde datasignaal bepaald en segmentsgewijs in het geheugen opgeslagen.
Aangezien bij de bepaling van de golfvorm uitgegaan wordt van een door filtering (raised cosine) bekomen bandbeperkt spectrum, heeft het impulsantwoord dat hiermee overeenkomt een oneindige duur. Om de intersegment interferentie van slecht een beperkt aantal voorafgaande databits in rekening te moeten brengen, dient dit impulsantwoord in de tijd getrunkeerd te worden. Dit wordt gedaan met een venster dat in het frequentiedomein een zo klein mogelijke spectrumverbreding tot gevolg heeft, om niet buiten de gespecifieerde frequentieband te komen. Ook de grootte van het eerst geheugen is hier een belangrijk gegeven, en wordt bepaald door het aantal monsters dat per chip moet worden opgeslagen, het aantal kwantisatie niveaus per monster en het aantal verschillende pseudo-ruis codes die moet voorzien worden.
Het aantal monsters per chip (N S) wordt bepaald door de kwaliteit van het laag doorlaat filter 17 en
EMI15.1
de klokfrequentie van de digitaal-analoog omzetter 16. Spiegel-
N. f,beelden van het zendspectrum rond de klokfrequentie zijn immers niet gewenst. In het beschouwde voorbeeld is Ns=32, zodat de klokfrequentie van de zender 1, 04 MHz wordt. Per monster worden 256 kwantisatie niveaus (8 bits) voorzien. Een goede trunkatie venster
<Desc/Clms Page number 16>
keuze laat toe dat enkel rekening moet worden gehouden met de intersegment interferentie veroorzaakt door het voorafgaande bit.
De selectie van het juist signaal geheugensegment wordt bepaald door de keuze van de pseudo-ruis code, en door de huidige en de vorige differentieel gecodeerde databit. Door middel van een teller 14 wordt per databit het nodige aantal monsters aan een digitaal analoog omzetter aangeboden.
Veronderstel nu dat de over te dragen databit waarde "I"heeft en de voorgaande over te dragen databit waarde "0" heeft.
De adresgenerator zal dan, middels het vertragingselement 12, een adres vormen met An=l en An-1=0. Het verdere adresdeel Aj wordt gevormd door de teller 14. Aangezien de klckgenerator 13 kloksignalen met een frequentie N xi genereert zal dus binnen de periode van een databit, dat gedeelte van het eerste geheugen geadresseerd en uitgelezen worden waarin het gemoduleerd datasignaal voor het overdragen van de databit met waarde "1" opgeslagen iso Het uit het eerste geheugen gelezen gemoduleerd datasignaal wordt dan aan de digitaalanaloog omzetter 16 afgegeven ten einde overgedragen te worden.
De eindversterker 18 heeft de mogelijkheid om in een hoog impedante toestand gebracht te worden (tri-state) wanneer de zender niet aktief is, dit om een zo klein mogelijke belasting te vormen voor andere op het medium aanwezige systemen.
Door de zender wordt dus het gemoduleerde datasignaal op het medium geinjekteerd. Het uitgezonden signaal zal dan door een daartoe voorziene ontvanger voor een signaal met een breedbandig spectrum worden ontvangen. Figuur 7 laat een eerste voorkeursuitvoeringsvorm zien van zo'n ontvanger die deel uitmaakt van een inrichting volgens de uitvinding. De ontvanger bevat een mediumskoppelingsorgaan 20 dat verbonden is met een banddoorlaatfilter 21 dat voorzien is om enkel signalen binnen de gekozen frequentieband door te laten.
Op deze manier wordt ruis buiten het kommunikatiekanaal geweerd.
Het ontvangen signaal wordt vervolgens naar een 1-bit analoog-digitaal omzetter 22 gebracht en daarna bemonsterd met een bemonsteringsfrequentie f. De bemonsteringsfrequentie fs wordt volledig bepaald door de coderingsparameters. Om ondubbelzinnig het oog van het
<Desc/Clms Page number 17>
ontvangen datasignaal te bemonsteren, moet de bemonsteringsfrequentie fs nagenoeg een veelvoud R, doch bij voorkeur viermaal diegene van de draaggolf f bedragen(f=4xf of fs=8xf). Dlt komt dus neer op 8 bemonsteringen per chipperiode Tc zoals weergegeven onder e in figuur 2.
Hierna wordt de zodoende verkregen pulstrein parallel gedemoduleerd (XOR operatie) door middel van twee golvenbij voorkeur blokgolven, met nagenoeg gelijke frequentie welke bovendien ten opzichte van elkaar 900 in fase verschoven zijn, welke frequentie correspondeert aan diegene van de draaggolf. Hierdoor is het niet langer noodzakelijk de fase van de intern gegenereerde draaggolf met die van de ontvangen draaggolf in overeenstemming te brengen. Deze demodulatie geschiedt door het bemonsterde signaal zowel een fase demodulator 24 als aan een kwadratuur demodulator 19 aan te bieden.
Aan de fase 24 en de kwadratuur 19 demodulator worden twee lokaal gegenereerde draaggolffrequentiesignalen aangeboden die ten opzichte van elkaar 90
EMI17.1
in fase verschoven zijn [f( < p=0 );f
De uitgang van de fase resp. kwadratuur demodulator wordt aan een eerste resp. tweede ingang van een multiplexer 25 aangeboden, aan wiens derde ingang een signaal met tweemaal de bemontsteringsfrequentie (2f) wordt aangeboden. Een uitgang van de multiplexer 25 is verbonden met een adresingang van een tweede geheugen 28 uit een korrelator 27. De adresingang van dit tweede geheugen 28 is verder verbonden met een uitgang van een pseudo-ruis code selector 32 en met een uitgang van een tweede teller 30. De teller 30 wordt geklokt met de bemonsteringsfrequentie f3.
Een datauitgang van het tweede geheugen 28 is verbonden met een opteleenheid 29, bij voorkeur een tweevoudig parallele opteleenheid, die eveneens deel uitmaakt van de korrelator 27. De opteleenheid vormt een fase resp. een kwadratuur signaal dat aan een data verwerkende eenheid 31, bij voorkeur een microprocessor, wordt aangeboden. Deze data verwerkende eenheid 31 is voorzien om een stuurwaarde te vormen voor de tweede teller 30 en om uit genoemd fase en kwadratuur signaal de ontvangen data af te leiden.
Aangezien er in dit uitvoeringsvoorbeeld bij het
<Desc/Clms Page number 18>
bemonsterde signaal slechts 4 monsters per draaggolf periode vallen, zijn er theoretisch slechts 4 faseverbanden mogelijk. Zijn beide bovengenoemde draaggolven in fase of tegenfase, dan resulteert na demodulatie, de chipsequentie resp. de geinverteerde chipsequentie, in het fase kanaal. Zijn de draaggolven in kwadratuur ten opzichte van elkaar, dan wordt de chipsequentie of zijn geinverteerde teruggevonden in het kwadratuurkanaal.
Het gebruik van de korrelatiewaarde ter herkenning van de overgedragen data zal nu worden toegelicht aan de hand van de figuren 8 resp. 9 waarin een voorbeeld van differentieel geencodeerde data resp. de ligging van de daarbij behorende korrelatiewaarden is weergegeven. De waarden Mi (oi5) geven de verzonden databits weer. In figuur 9 geeft de horizontale as de fase as weer en de verticale as de kwadratuur as. Wanneer de resultaten van de korrelatie der gedemoduleerde chipsequenties in fase-en kwadratuurkanaal met de residente pseudo-ruis code in een vlak zoals weergegeven in figuur 9 worden uitgezet, kan slechts een van vier mogelijke punten in dit viak bekomen worden. Data rekonstruktie wordt dan mogelijk door inspectie van de positie van een punt in het korrelatievlak ten opzichte van het vorige.
Ten gevolge van de sequentieel geinverteerde versleuteling zal een waarde verandering in de uitgezonden databits, zoals bijvoorbeeld bij de overgang tussen M. en M.-, voor de punten in het korrelatievlak een wisseling van halfvlak tot gevolg hebben, in dit voorbeeld van het vierde naar het tweede kwadrant. Wegens de diffe- rentiële encodering aan zenderzijde is echter ondubbelzinnig bepaald dat wanneer het punt in het korrelatievlak wisselt van half vlak, er een "0"- data bit werd uitgezonden. Deze data rekonstruktie door inspectie van de ligging der opeenvolgende korrelatiepunten wordt in de ontvanger van figuur 7 door de microprocessor 31 uitgevoerd.
Vooraleer datarekonstruktie kan beginnen dient echter de binnenkomende chipsequentie gesynchroniseerd te worden met de overeenstemmende residente pseudo-ruis code. Hiervoor zal de korrelatiekurve opgenomen worden. De positie van de hoogste piek van deze kurve bepaalt immers
EMI18.1
het synchronisalletijdstip.
Een korrelatiepunt van de kurve wordt gevormd
<Desc/Clms Page number 19>
door de som van de absolute waarden van de berekende korrelatiewaarden uit fase-en kwadratuurkanaal. Via de multiplexer 25 worden om beurten (2f) de chipwaarden uit fase-en kwadratuurkanaal aan de korrelator aangeboden. Via een achtvoudige parallele werking worden, per periode van 1 databit, 8 korrelatiewaarden in fase- en kwadratuurkanaal bekomen.
Dit betekent dat de bepaling van een volledige korrelatiekurve een tijd van N=63 data bits in beslag neemt.
Figuur 10 illustreert een voorbeeld van het tweede geheugen 28 uit de korrelator 27. Ook dit tweede geheugen is pagina of segmentsgewijs georganiseerd, waarbij voor elke opgeslagen pseudo-ruis code een pagina of segment (PNC 1.... PNC8) voorbehouden is. Deze pagina's of segmenten worden bijvoorbeeld geadresseerd op basis van de meest significante adresbits die door de pseudo-ruis code selector 32 gegenereerd worden. Het zal duidelijk zijn dat wanneer er slechts van een pseudo-ruis code gebruik wordt gemaakt aan de zender zijde een pagina of segment voor het tweede geheugen 28 volstaat.
Elke pagina of segment bevat twee delen, een eerste (bijvoorbeeld adressen 8 tot 511 ; 63xX=504 bemonsteringspunten per databit) resp. een tweede (bijvoorbeeld adressen 520 tot 1023) deel waarin de geinverteerde resp. de chipwaarden van de pseudo-ruis code zelf opgeslagen zijn.
Op de adressen 0 tot 7 en 512 tot 519 zijn nullen opgeslagen. De reden hiervan zal verderop duidelijk worden. De pseudo-ruis code is verder 8 maal (X bemonsteringen per chipperiode) opgeslagen en wel zo dat ze telkens een monsterwaarde verschoven is. Zo is bijvoorbeeld de chipwaarde D 1 1/8 chip verschoven ten opzichte van D
EMI19.1
zodanig dat de bit van op adres 8 correspondeert met die van D. adres 9, terwijl de bit van op adres 511 correspondeert met die van D op adres 8.
De keuze welk geheugendeel uit een pagina of segment er gekozen wordt geschiedt op basis van de door de multiplexer 25 afgegeven chipwaarde uit de chipsequentie. Zo zal bijvoorbeeld een chipwaarde "1" resp. "0" de pseudo-ruis zelf resp. de geinverteerde kiezen. Hiertoe is de korrelator bijvoorbeeld voorzien van een verdere adresgenerator die het bijbehorende adres genereert. Deze adresgenerator coopereert met de tweede teller 30 die op zijn beurt door de data-
<Desc/Clms Page number 20>
verwerkende eenheid wordt geinitialiseerd.
Aangezien de tweede teller 30 geklokt wordt met de bemonsteringsfrequentie fs en de multiplexer met een frequentie
2fs gegevens aanbiedt aan het tweede geheugen 28, wordt er per bemonstering zowel een adressering gedaan voor het fase-als het kwadratuurkanaal, wat inhoudt dat er per bemonsteringsperiode zowel een fase-als kwadratuurgetal aan de opteleenheid 29 wordt aangeboden.
Aangezien er verder in dit voorbeeld per databit 63x8=504 bemonsteringswaarden zijn, adresseert de teller 30 per databit 504 geheugen plaatsen. Verder worden er per geadresseerde geheugenplaats 8 waarden (Do,D 1 ....D7) uitgelezen. De waarde uitgelezen bij de adressering door het fase-resp. kwadratuurkanaal wordt aan de teller voor het fase-resp. het kwadratuurkanaal uit de opteleenheid 29 aangeboden.
Deze tellers tellen dan per databit periode de aangeboden waarden bij elkaar op.
Wanneer er nu synchronisatie is van de aangeboden chipsequentie met diegene opgeslagen in het tweede geheugen, dan wordt de hoogste (504) of de laagste (0) korrelatiewaarde verkregen, naargelang men respectievelijk synchroon loopt met de code of met zijn geinverteerde. Aangezien de pseudo-ruis code achtmaal aanwezig is, telkens een bemonsteringswaarde (1/8 chip) verschoven, zullen er parallel (Do-D7) acht korrelatiewaarden in fase-en kwadratuurkanaal uitgerekend worden.
Bij het initialiseren van de ontvangst procedure zal de data verwerkende eenheid 31 de teller 30 op een voorafbepaalde waarde stellen, in dit uitvoeringsvoorbeeld de waarde 8, resp. 520, aangezien op de geheugen locaties 0-7 resp. 512-519 alleen maar nullen aanwezig zijn. Verder zal bij dat initialiseren, telkens nadat 504 bemonsteringen hebben plaatsgevonden, de opgetelde fase waarde en korrelatie waarde aan de dataverwerkende eenheid worden afgegeven die hun grootte zal onderzoeken. Hiertoe onderzoekt de dataverwerkende eenheid af de korrelatiewaarde een voorafbepaalde drempelwaarde overschrijdt. Is dit niet het geval, dan kan deze korrelatiewaarde alleen maar door een ander signaal dan datgene gemengd met de gekozen pseudo-ruis code gegenereerd zijn.
Bij korrelatie met de opgeslagen
<Desc/Clms Page number 21>
pseudo-ruis code moet de korrelatiewaarde ten minste deze drempelwaarde overschrijden. De niet overschrijden van deze drempelwaarde zal de data verwerkende eenheid de teller opnieuw op 8 resp. 520 initialiseren en dit telkens tot dat deze drempelwaarde overschreden wordt.
Wordt deze drempelwaarde wel overschreden dan betekent dit dat er een datasignaal ontvangen is en dat de synchronisatie heeft plaats gevonden. De data verwerkende eenheid zal dan starten met het opstellen van de volledige korrelatiekurve op basis van de ontvangen fase-en kwardratuurwaarde. De data verwerkende eenheid zal nu synchroon met de opgeslagen pseudo-ruis code de positie van de aangeboden fase- en kwadratuurwaarde in het korrelatievlak uitzetten zoals weergegeven in figuur 9, en hieruit de bitwaarde van de overgedragen data afleiden. Zijn de opeenvolgende databits in hetzelfde halfvlak resp. in een verschillend halfvlak dan bedraagt de bitwaarde "1" resp.
"0", onder voorwaarde dat de data differentieel geëncodeerd werd en via sequentieel geinverteerde versleuteling (SIK) met de pseudo-ruis code gemengd werd.
Nadat eenmaal een databit periode verlopen is na overschrijden van de drempelwaarde zal om bij elke volgende binnenkomende data bit niet steeds dezelfde 8 korrelatiewaarden van de kurve te berekenen, de data verwerkende eenheid bij de synchronisatie operatie de vooraf ingestelde waarde van de teller 30 resp. 512 op nul brengen in plaats van acht resp. 520. Hierdoor wordt per binnenkomende databit een tijdsvertraging van een chip ingebouwd bij adressering van de opgeslagen pseudo-ruis code. Aangezien de eerste 8 geheugenplaatsen enkel nullen bevatten, leveren deze immers geen bijdrage tot de korrelatiesom. De positie van de korrelatiepiek bepaalt voor de data verwerkende eenheid het preset adres om de synchronisatie van beide codes tot stand te brengen.
Na synchronisatie beschikt de data verwerkende eenheid na verloop van elke data bitperiode over 8 korrelatiewaarden.
Deze 8 korrelatiewaarden worden gebruikt om een volledige korrelatie- kurve op te bouwen, die dan in dit uitvoeringsvoorbeeld na het ontvangen van N=63 databits volledig bepaald is.
De aldus bepaalde korrelatiekurve heeft een korrelatie-
<Desc/Clms Page number 22>
piek die een maximum vertoont. De positie van het maximum van de korrelatie piek wordt nu gebruikt bij een bijsturing of "tracking"operatie. Aangezien de data verwerkende eenheid met behulp van het instellen van de tweede teller het adresseren van de opgeslagen code ten opzichte van de binnenkomende chipsegmenten over 1/8 chip links of rechts kan verschuiven, kunnen op die manier frequentiedrift effekten weggewerkt worden.
Bij elk nieuw ontvangen stelsel van fase-en kwadratuurwaarde zal de data verwerkende eenheid bij voorkeur nagaan of genoemde drempelwaarde wordt overschreden, ten einde geen storingen als databits te interpreteren. Wordt deze drempelwaarde niet meer overschreden dan zal de data extractie niet meer plaats vinden en zal de teller 30 opnieuw op 8 resp. 520 geinitialiseerd worden.
Een tweede uitvoeringsvorm van een ontvanger volgens de uitvinding is weergegeven in figuur 11. Het banddoorlaatfilter 21 is verbonden met een versterker 33 wiens uitgang met een meervoudige bit analoog digitaal omzetter 35 verbonden is. Versterker 33 en omzetter 35 zijn verder verbonden met een automatisch versterkingscontrole orgaan 34 (Automatic Gain Control) welke de versterkingsfaktor regelt, zodat onafhankelijk van de ingangssignaalgrootte (signaal + kanaalruis) het bereik van de omzetter optimaal gebruikt wordt. De bemonsteringsfrequentie fs van de omzetter 35 wordt ook hier zodanig gekozen dat twee omzettingen binnen de tijdspanne van het oog plaatsvinden, dus ook fs=g. f c.
De omzetter 35 is verbonden met een eindig impuls responsie (FIR Finite Impulse Response) filter 36 met als coëfficienten de geselecteerde pseudo-ruis code chipwaarden. Het FIR filter is opgebouwd uit een reeks van serieel geschakelde vertragingselementen 38-i (o SN) die elk de toegevoerde chipwaarde over de tljd van een bemonsteringsperiode vertragen. De verbindingslijnen tussen de vertragingselementen 38- (8. p) en 38- [ (S. p) +l] (met o pN-1) en het vertragingselement 38- [8. N-1] zijn telkens verbonden met een vermenigvuldiger 39- (p+l) die telkens voorzien is om de aangeboden chipwaarde met de waarde van de gekozen pseudo-ruis code te vermenigvuldigen.
Het zal duidelijk zijn dat wanneer het FIR filter 36 geschikt moet
<Desc/Clms Page number 23>
zijn om met meer dan een pseudo-ruis code te opereren er voor elke pseudo-ruis code genoemde waarde aanwezig dienen te zijn. Dit wordt bijvoorbeeld gerealiseerd door de vermenigvuldigers van een buffer te voorzien waarin deze waarden op te slaan zijn. De beschikbare pseudo-ruis code waarden kunnen dan in een geheugen element opgeslagen zijn. Bij het initialiseren van het filter worden in funktie van de geselecteerde pseudo-ruis code de daarbij behorende pseudo-ruis code waarde uit het geheugen element opgehaald en in de respektievelijk buffers opgeslagen.
De vermenigvuldigers zijn verder verbonden met een opteller 37 voorzien om de gevormde productwaarden met elkaar op te tellen. Deze opteller vormt dan het resultaat
EMI23.1
waarbij bn-8i de benadering voor de (N-i) de chip en a de aangeboden chipwaarde van de geselecteerde pseudo-ruis code voorstelt. Op deze manier wordt een "schuivende korrelator" geimplementeerd die synchroon met de bemonsteringsfrequentie f korrelatie waarden aflevert.
Wordt het ontvangen analoog signaal formeel beschoud, dan heeft dit volgende vorm :
EMI23.2
Hierbij stelt 8 de fasedraaiing voor, geïntroduceerd door het gebruikte transmissiekanaal en eventueel aanwezige frequentiedrift te wijten aan verschil in klokfrequentie tussen zender en ontvanger. Dit signaal wordt bemonsterd met frequentie f. Indien nu geldt dat f =4*f zoals in het gekozen uitvoeringsvoorbeeld, dan wordt volgende vereenvoudigde uitdrukking verkregen ;
EMI23.3
waarbij t=k/f .
In de veronderstelling dat xlp (t) reëel is, wordt dit :
EMI23.4
Hierdoor zijn de waarden afgegeven door de korrelator
<Desc/Clms Page number 24>
36 van volgende vorm (met k=n-8i)
EMI24.1
Indien nu 4 opeenvolgende waarden uit de korrelator 36 beschouwd worden, wordt volgend verband teruggevonden : n o C (O). cose cr... (O) n = 1 C (l).-sine =-C d (l) n = 2, C (2). -cose... -Cta.. (2) n = 3 C(3). sin# = Ckwad(3) Hieruit blijkt dat om de twee korrelatie monsters, de projectie op de fase as van het korrelatievlak wordt bekomen, van de korrelatie van het ontvangen datasignaal met de geselecteerde pseudo-ruis code, maar dit telkens met wisselend teken.
Verschoven over 1/8 chip vindt men een zelfde situatie voor de projectie op de kwadratuur as van het korrelatievlak terug.
Om dus de volledige 8*N waarden (504) van de korrelatiekurve per kanaal terug te vinden, volstaat het, om de twee korrelatiemonsters het teken om te keren, en via interpollatie of gewone herhaling de ontbrekende korrelatiemonsters van het desbetreffende kanaal tussen te voegen. Deze operatie wordt uitgevoerd door een data verwerkende eenheid 40 die een ingang heeft verbonden met een uitgang van het FIR filter 36 voor het ontvangen van de korrelatiewaarden. Deze data verwerkende eenheid bevat een eerste multiplexer 41 die bestuurd wordt met een stuursignaal dat een frequentie f heeft.
De multiplexer 41 scheidt de fase-en kwadratuurwaarde uit de stroom van de korrelatiewaarden. De fase resp. kwadratuurwaarde wordt aan een tweede 42 resp. derde 43 multiplexer aangeboden. Het door de multiplexer 42 resp. 43 ontvangen signaal wordt rechtstreeks en geïnverteerd via inverteurs 44 resp. 45 aan een vierde 46 resp. vijfde 47 multiplexer aangeboden. De uitgangen van de multiplexers 46, 47 zijn verbonden met een synchronisatie en datarekonstruktie eenheid 48 die eveneens deel uitmaakt van de data verwerkende eenheid 40.
Figuur 12 illustreert de korrelatiewaarde aan de uitgang van het FIR filter 36. Hierbij stellen de volle resp. de stippel-
<Desc/Clms Page number 25>
lijnen de fase- resp. kwadratuurkanaal monsters voor.
De data verwerkende eenheid 40 bepaalt de projectie op de fase as resp. kwadratuur as zoals weergegeven in figuur 13 resp.
14 en leidt uit de fase- en kwadratuur korrelatiemonsters de volledige korrelatiekurve af, welke bepaald wordt uit de som van de kwadraten van de overeenkomstige monsters uit beide kanalen.
De aanwezigheid van data aan de ingang wordt bepaald door de verhouding van het grootste met het tweede grootste maximum (minimaal 2 chips verschoven ten opzichte van het grootste) van de korrelatie waarden te volgen. Overschrijdt deze verhouding een vooraf bepaalde verdere drempelwaarde, dan is er data aanwezig, en wordt van dan af in een venster van 504 waarden (data bit) gezocht naar de maximum korrelatiewaarde. De met deze waarde overeenkomende fase-en kwadratuurprojecties bepalen een punt in het korrelatievlak dat vergeleken wordt met het vorige punt (vorige data bit) om aan datarekonstruktie te doen, zoals beschreven in de uitvoeringsvorm volgens figuur 7. Eens gesynchronisserd is het niet meer noodzakelijk om in het volledige venster van 504 waarden te zoeken naar het maximum.
Een kleiner venster kan hiervoor gebruikt worden. Tracking is bij deze ontvanger implementatie niet echt noodzakelijk aangezien er continu beschikking is over de korrelatiewaarden. Indien echter een kleiner venster gebruikt wordt, kan er rekening gehouden worden met een mogelijke frequentiedrift door het zoekvenster software-matig in de juiste richting te verschuiven, rekening houdend met de vastgestelde drift bij voorgaande bits.
Synchronisatie duurt bij deze ontvanger implementatie slechts de periode van I data bit. Wegens zijn vorm is deze ontvanger implementatie eveneens zeer geschikt voor integratie.