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PROCEDE DE .MODULATION POUR ]METTEUR DE T.S.F.
ET :EMETTEUR COMPORTANT APPLICATION DUDIT PROCEDE
L'invention a pour objet un procédé de modulation applicable aux émetteurs de radiotéléphonie.
Le procède suivant l'invention dérive d'une part du système .de modulation par déphasage qui a été décria dans des brevets antérieurs de la demanderesse (voir notamment le brevet belge n 341.637 du 29 Avril 1927 et ses additions N s 379.298, 389.169, ainsi que le ;- brevet belge n 400047 du 1er Décembre 1933).
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Le procédé suivant l'invention dérive d'autre part du système de modulation habituel par variation d'amplitude de l'onde porteuse.
Il peut donc en un certain sens être considéré comme un perfectionnement des deux procédés précé- dents.
On sait en effet que ces deux procédés diffèrent essentiellement par la manière dont est obtenue la modulation des courants d'antenne sous l'action des courants de parole, cette modulation produisant dans les deux cas des variations d'amplitude de l'onde porteuse.
Dans le système de modulation habituel, cette variation d'amplitude de l'onde porteuse est obtenue en appliquant à l'antenne une tension de haute fré- quence, modulée déjà en amplitude par les signaux de parole .
Dans le système de modulation par déphasage la variation d'amplitude de l'onde porteuse est obtenue en faisant varier, sous l'action des courants de pa- role, non pas l'amplitude mais la phase relative de deux tensions de haute fréquence qui sont ici appli- quées à l'antenne. En l'absence de modulation on s'arrange pour que ces deux tensions, sensiblement égales, fassent entre elles un angle assez ouvert (140 par exemple). Sous l'action d'une modulation de phase en sens inverse de ces deux tensions élémentai- res, leur déphasage relatif varie par exemple entre 120 et 160 et il en résulte que le courant instantané dans l'antenne varie également entre deux valeurs extrêmes 10 et Il qui, pour une modulation profonde de l'émetteur, peuvent être voisines l'une de zéro,
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l'autre du double de la valeur efficace de la porteu- se Im.
Le schéma très simplifié d'un tel système peut être représente comme il est indiqua sur la figure n 1 ci-jointe. Sur cette figure, deux lampes fina- les 1 et 2 ayant leurs circuits d'anode accordés sensiblement sur la mène fréquence porteuse débitent dans un circuit de charge commun, représente très, schématiquement sous la forme d'une résistance 'IL, équivalant par exemple à la résistance totale d'une antenne qui serait en pratique couplée de façon conve- nable avec los deux circuits L1 C1 et L2 C2.
Suivant le système de modulation par déphasage qui vient d'être rappelé sommairement, les grilles g1 g2 des deux lampes finales sont exoitées respecti- vement par deux tensions ul et u2 provenant d'un môme oscillateur de haute fréquence 0 par l'intermé- diaire de deux chaînes d'amplification séparées cl c2, ces deux tensions étant modulées en m1 et m2 par des variations de phase opposées.
Le système de modulation qui fait l'objet de la présente invention est représenté schématiquement sur la figure 2, Il diffère du précédent par le mode d'ex- citation des grilles g1 et g2 des lampes 1 et 2, les circuits de plaque de ces lampes étant les mêmes et ôtant règles de la même manière.
Les tensions alternatives appliquées aux grilles gl et g2 résultent ici de la composition, comme il se- ra expliqua ci-dessous, de quatre tensions élmentai- ros de haute fréquence U1, U2, Ua et Ub.
Les tensions U1, U2 et Ub proviennent de l'os- cillateur à haute fréquence 0 par l'intermédiaire
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d'une même chaîne d'amplification C, comportant no- tamment un modulateur M de type quelconque faisant varier leur amplitude suivant celle des courants de parole.
Les tensions U1, U2 sensiblement égales entre elles sont appliquées respectivement à chacune dos grilles g1 g2 mais en opposition de phase l'une par rapport à l'autre, tandis que la tension Ub est ap- pliquée à l'ensemble des deux grilles avec une phase en quadrature par rapport aux denx tensions précéden- tes.
La tension Ua enfin est fournie par la résistan- ce Ra du circuit de charge (circuit d'antenne par exemple). C'ost donc également une tension de haute fréquence modulée on amplitude et il résulte du mon- tage marne que cette tension Ua sera en opposition avec Ub. La tension Ua peut donc être considérée comme une réaction inverse.
Les tensions alternatives résultantes; qui se trouvent appliquées aux grilles g1 et g2, sont alors représentées par le diagramme de la figure 3,
A partir du point 0, correspondant par exemple au potentiel du sol (point 0 de la figure 2), on a tracé sur cotte figure un vecteur OA égal.à Ua, puis en sens contraire un vecteur AB égal à Ub, enfin deux vecteurs BG1 et BG2 égaux respectivement à U1 et à U2.
mais déphasés chacun de 90 par rapport aux précédent l'un en avance, l'autre on retard, Les tensions résul- tantes appliquées aux grilles g1 g2 des deux lampes 1 et 2 (figure 2) sont donc représentées respectivement par les dour vecteurs OG1 et OG2 qui font entre eux
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un angle de 180- -'2 Ci
On réglera en pratique les circuits de façon qu'on l'absence de modulation l'angle [alpha] ait uno pe- tite valeur, 20 par exemple,
On voit donc bien qu'en l'absence de modulation les tensions alternatives qui se trouvent appliquées aux grilles g1 g2 des deux lampes ne sont autres que colles qu'elles recevraient suivant le schéma habi- tuel de la modulation par déphasage (figure 1).
Pour des raisons d'économie on sait d'ailleurs qu'on est conduit en général à régler l'émetteur de façon que ce régime (onde porteuse non modulée) cor- responde sensiblement à l'apparition de phénomènes de saturation dans les circuits de débit des deux lam- pes de puissance 1¯ et 2,
Si l'on examine alors ce qui se passe en régime de modulation, on constate que pour tous les points d'un cycle de modulation pour lesquels l'amplitude dans le circuit de charge est plus faible que colle qui correspondrait à la porteuse seule, les tensions Ul U2 Ua et Ub varient linéairement, c'est-à-dire que le diagramme des tensions appliquées à la grille (figure 3) grandit ou diminue mais sans que sa forme varie, c'est-à-dire en restant homothétique à lui- même .
L'étago final se comporte alors comme un simple étage d'amplification modulée en amplitude, avec réac- tion inverse,
En fait cette réaction inverse agit suivant la phase mais celle-ci ne joue 'ici qu'un rôle intermédiai- re.
Le rendement de l'étage de puissance pour tous
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ocs points est d'ailleurs d'autant meilleur que l'amplitude est plus voisine de la valeur de la por- teuse. Il ne devient mauvais que pour les amplitudes les plus faibles mais, les puissances mises on jeu étant alors petites, leur influence sur le rendement global est de peu d'importance,
Pour les points d'un cycle de modulation qui correspondent au contraire à des amplitudes supérieu- resà la va leur moyenne de la porteuse, la tension @ Ua, par suite do la saturation des circuits de charge, tend à no plus croître suivant une loi linéaire,
tan- dis que les tensions U1 U2 et Ub continuent de croî- tre proportionnellement. Il en résulte qu'on même temps que le diagramme s'agrandit il se déforme.
L'angle [alpha], qui était d'abord de 20 par exemple, se trouve augmenté et pour les points du cycle qui cor- respondent à l'amplitude maxima on obtient par exem- ple le diagramme. représente sur la figure 4, Les ten- sions U'i U'2 et U'b sont respectivement égales à 2 U1, 2 U2 et 2 Ub tandis que U'a est inférieur à 2 Ua. Il on résulte par exemple que U'b - U'a est devenu égal non à 2 (Ub - Ua) mais à 4 (Ub - Ua) et que 1 'angle [alpha] est devenu égal à 2 [alpha], soit à 40 .
Si l'on suppose par exemple que la figure 3 corresponde à un point du cycle de modulation tel que la puissance instantanée de l'émetteur soit égale à la puissance moyenne de l'onde porteuse, la figure 4 correspondra au point de crête du môme cycle.
On voit donc encore que pour les valeurs élevées du cycle de modulation on retrouve un fonctionnement analogue à colui du système de modulation par dépha- sage, (avec la différence toutefois que les amplitudes
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d'excitation des grilles sont accrues).
Dans cette partie du cycle, situé au-dessus de la valeur efficace de la porteuse, le rendement est en tous points grand et sensiblement égal au rende- ment télégraphique.
Si l'on considère enfin le fonctionnement global de l'émetteur en régime de modulation quelconque on voit que le rendement, qui est supérieur à 60 % pour la porteuse et au-dessus, de cette derni'ère et qui n'est faible que pour les très petites charges, de- meure trèsbon dans l'ensemble,
Pour fixer les idées, sur la figure 3 on a fait: Ub = 10 (Ub - Ua). On voit alors qu'il suffit d'une chute relative de 10 % de Ua en valeur de crête pour doubler la valeur relative de Ub - Ua donc pour faire passer sensiblement l'angle [alpha]de 20 à 40 c'est-à- dire pour doubler sensiblement le courant d'antenne, les circuits do plaque du dernier étage étant établis pour cela comme dans le système de modulation par déphasage.
La courbe d'amplitude accuserait dans ces condi- tions une chute relative de 10 % en crête, valeur qui ne parait pas exagérée,
Il est évident d'autre part que cette chute se- rait plus faible si l'on prenait respectivement pour Ua et pour Ub des valeurs plus grandes par rapport à leur différence,
On peut d'ailleurs, suivant un développement de l'invention, rattraper cette chute de différentes manières.
On peut par exemple renvoyer sur les grilles gl g2 non pas la tension Ua elle-même ou une tension
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qui lui est proportionnelle mais une tension qui tend elle-même à chuter vers la crête suivant la mena loi.
On peut également compenser cette légère distor- sion au moyen d'un système bien connu de réaction in- verse agissant entre le circuit de sortie et,le début do la chaine C (figure 2) ou un étage intermédiaire convenable de cotte chaîne.
Suivant une autre variante de l'invention (fi- gure 5) cette correction peut encore être effectuée au moyen d'un émetteur auxiliaire de très faible puissance ou d'un simple amplificateur C possédant les mêmes caractéristiques de distorsion que l'émet- teur principal Em.
Sur cet émetteur auxiliaire ou sur cet amplifi- cateur servant de compensateur C, on dispose un sys- tème de réaction inverse classique.
Si l'on désigne alors par Ee la tension d'entrée et par Es la tension de sortie du compensateur, la tension effectivement appliquée entre grille et ca- thode sera Ee - K Es, K étant le coefficient de réac- tion inverse. Cette tension contiendra, en plus du terme fondamental tous les mêmes harmoniques que l'émetteur principal Em (puisque les distorsions de ces deux émetteurs sont semblables) mais en opposi- tion de phase par rapport au terme fondamental,
Utilisée pour moduler l'entrée de l'émetteur principal Em (comme indiqué sur la figure 5) cette tension compensera en totalité ou en partie ses dis- torsions.
Cette dernière méthode est d'ailleurs très gé- nérale et elle pourrait être appliquée pour corriger
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un système de modulation quelconque.
Dans le cas où l'on désirerait appliquer la réac- tion inverse sur la totalité de l'émetteur principal on risquerait également d'être gêné par un retard de phase de cet émetteur, retard qui serait d'autant plus grand que la fréquence serait plus élevée.
On pourrait alors, pour compenser le retard de phase de l'émetteur principal, faire retarder la phase du petit émetteur dans une proportion moindre do façon à pouvoir appliquer à ce dernier la réaction inverse.
La tension entre grille et cathode de la lampe d'en- trée aurait alors sa phase qui avancerait aveo la fréquence selon une ici de rotation inverse.
Utilisée pour moduler l'entrée de l'émetteur prin- cipal cotte tension compenserait donc en totalité ou en partie ses rotations de phase.
L'action d'un tel compensateur pourrait d'ailleurs être accrue s'il était nécessaire en la répétant plu- sieurs fois, au moyen de plusieurs compensateurs mis en série.
Revenant au fonctionnement général du système de modulation conforme à l'invention et plus particuliè- rement à la figure 2, il doit être entendu qu'en pra- tique la tension de rétroaction pourrait être appliquée non sur'les grilles de l'étage de puissancelui-même mais sur l'un des étages précédents de l'émetteur. On aurait ainsi un schéma analogue à celui qui est repré- senté sur la figure 6.
Sur cette figure los lampes 1 et 2 sont toujours les lampes de l'étage de puissance et l'on a indiqua en l'et 2' doux lampes d'un étage précédent. Los ten- sions Ul U2 Ua et Ub qui proviennent respectivement
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de la chaîne C et de la résistance Ra sont alors ap- pliquées aux grilles g'1 et g'2 de ces doux dernières lampo s .
Il peut également être avantageux d'appliquer directement aux grilles des lampes de l'étage final les deux tensions U1 et U2 et de leur appliquer au contraire la tension Ub - Ua par l'intermédiaire d'une ou de plusieurs lampes amplificatrices. Un tel montage est représenté sur la figure 7 montrant en 3 une telle lampe auxiliaire.
Il doit être entendu enfin quo les montages indi- ques peuvent être réalisés ou modifiés sans sortir du domaine de l'invention, suivant toutos dispositions connues. C'est ainsi qu'au lieu d'utiliser pour l'éta- ge de puissance de l'émetteur deux lampes seulement, on pourrait aussi bien utiliser pour cet étage 4 lam- pes fonctionnantdeux à doux en montages symétriques, ou encore davantage,
Dans le cas d'un émetteur do grande puissance dont le dernier étage est monté en symétrique double et comporte par suite quatre lampes de sortie ou un multiple de quatre, il sera facile pour l'homme de l'art d'adapter par suppression d'organes le montage décrit à la figure 9 au cas où le dernier étage ne comporterait quedeux lampes(l'une à droite, l'autre à gauche) constituant ainsi un montage simple.
L'exposé fait ci-dessus montre que le système de modulation décrit s'apparente au système de modulation dit "modulation par déphasage" , dont la théorie est exposée notamment dans le Proceedings of the Institute of Radio Engineers Novembre 1955.'Le circuit final d'amplification est réalisé sous une forme préférée
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de ce système.
La différence essentielle de fonotion- nement réside dans le fait que pour tous les régimes inférieurs en puissance'instantanée au régime porteur, le système se comporte comme le système à haute fré- quenoe modulée alors que pour tous les régimes supé- rieurs en puissance instantanée au régime porteur, ce système fait appel à la modulation par déphasage, cette dernière étant obtenue automatiquement grâce à un montage à réaction inversée opérant les rotations de phase voulues dès que la tension alternative haute fréquence développée dans le circuit de sortie des lampes atteint la saturation.
On décrira sommairement, . en référence aux figures 9 et laµ les réglages et le mode de fonctionnement,
T désigne un transmetteur délivrant dans un cir- cuit accordé: comprenant une capacité et une indue- . tance 1, 1', 1" de l'énergie haute fréquence modulée, énergie recueillie' dans les circuits accordés 2, 2', 2" de la figure 9. Les circuits accordés 2 et 2' char- gés par les résistances R constituent les circuits d'attaque de grille de chacune des deux lampes montées en symétrique et les circuits accordés 3 et 3' cons- tituent les circuits de sortie de, ces mêmes lampes, (par circuits accordés on entend que si l'on coupe la connexion aux points m et n, la charge deslampes est purement; ohmique).
Les condensateurs N sont les condensateurs neutrodynes et les organes 4 et 5 les condensateurs de blocage et self inductances de blo- oages habituels. Les circuits de sortie 3 3' sont couplés à l'antenne représentée schématiquement par la résistance R par l'intermédiaire d'un couplage ma- gnétique (à gauche) self inductance 6 et d'un
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accouplement électrostatique (à droite) constitué par le condensateur 7. Les éléments 6 et 7 consti- tuent encore un circuit accordé et d'autre part le couplage magnétique est rendu égal au couplage élec- trostatique.
Dans ces conditions, la théorie montre quela tension u aux bornes de R est en phase avec l'excitation symétrique S et que, si l'impédance de couplage (z) de 6 ou 7 est reliée à la résistance R par la relation @
2/R = 2 tg #1, les lampes débitent enoore sur une résistance pure quand les coupures aux points m et n sont refermées et que les excitations aux bornes des deux circuits 2 et 2', au lieu d'être en phase, sont déphasées en- tre elles de l'angle 2 #1 dans le sens d'une avance gauche et d'un retard à droite.
Dans le mode de réalisation cité au début de la présente description, cet anglo #1 sera réalisé sur le régime porteur -et restern fixe pour tous les régimes instantanés infé- rieurs, au contraire il croîtra pour les régimes instantanés supérieurs' alors que dans la modulation par déphasage l'angle # varie pendant tout le cycle de la modulation. Pour les régimes instantanés supé- rieurs au régime porteur, le circuit de débit des lampes n'est donc plus très exactement accordé, mais le facteur de puissance reste élevé dès que #1 est do l'ordre de 20 à 25 ou plus.
Si le montage étaitlimité à la partie décrite, il est aisé de voir que les excitations 2 et 2t étant en phase, le courant dans R serait nul quelle que soit la grandeur de ces excitations supposées égales (cas
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de la modulation par déphasage en creux de modulation).' On le complétera donc en ajoutant à l'excitation sy- métrique S, suivant l'idée exprimée plus.haut, deux excitations supplémentaires également modulées mais en quadrature et figurées par E et U (E provenant du transmetteur T, U provenant de l'antenne et agissant en contre-réaction avec E). Les petits diagrammes figurés à côté des circuits 2 et 2''indiquant les sens de ces excitations.
On voit d'après ces diagrammes que les vecteurs d'excitation tournent d'un angle défi- ni par tg # = E - U
S
Si on règle les excitations globales V = (E - U) 2 + S2 de telle manière qu'au régime d'onde porteuse la tension alternative développée en 3 et 3' équilibre la tension continue (faible tension de déchet), on aura pour ce régime un bon rendement du dernier étage (circuit accordé et faible tension de déchet).
Pour les puissances instantanées inférieures, le système étant linéaire, los angles des excitations en 3 et 2' restent fixes et le rendement sera proportion-' nel à l'amplitude instantanée. Pour les régimes supé- rieurs au régime porteur, et du fait de la saturation de la -tension alternative développée en 3 3', U tendra à rester constant, l'angle 8 augmentera donc entraînant une augmentation de U. L'approche de la linéarité sera d'autant meilleure que E - U sera grand devant l'unité..
E
Il rasta a expliquer comment on obtient facilement cos tensions E et U.
En so reportant au-montage do la figure 8, si @ et % sont deux sources on phaso d'inégale amplitude
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# > U
Si LC est un circuit accorde et si # # et - 1/@ sont deux réactances égales et de signes inverses, c'est-à-dire si : #### = #[gamma]#/1# = zo, on a l'équivalent d'un double montage à intensité cons tan te . En désignant par E - U la tension aux bornesde R, on a alors : @
E -U = - j (# - u) R/Zo quelles que soient les valeurs de # et de u. On a donc ainsi un moyen simple d'obtenir les quadratures . désirées.
De plus, le calcul montre que et 'il débi- tent sur une résistance pure.
Si # et U débitent chacun sur deux montagos tels que celui do la figure 8, le premier montage commençant pour'{, par une self série et le second (toujours pour par une capacité [gamma], on est amen à brancher en dérivation sur .9 et u deux oirouits accordés; on pourra donc ne rien mettre du tout et on arrive ainsi à la réalisation de la figure 9, Le cir- cuit 2" excité par le transmetteur et accordé est connecté aux points A ot B d'une part du circuit 2 et aux points A' B' d'autre part du circuit 2' par les condensateurs et selfs # et [gamma].
De même, le fe@der de départ à l'antenne accordée est connecté do la môme manière aux points A, A', B,
B'. On remarque que chacun des points tels que A, B, A', B' es connecté d'une part à # par une réactance d'un certain signe et d'autre part à u par une réac- tanoc de signe inverse, on réalise ainsi quatre fois le nontagc do la figure 8 puisque -4(; et u sont on
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phase.
On notera également qu'en définitive tous les circuits indiqués sont rigoureusement à l'accord, ce qui facilita les réglages.
Les modes de réalisation indiqués ci-dessus font usage, pour obtenir en phase et en intensité voulues les tensions synchrones appliquées aux grilles des lampes finales de l'émetteur, de la combinaison d'un certain nombre de tensions élémentaires qui étaient . fournies d'une part par les éléments d'une chaîne d'emplificateurs préalables convenablement disposés, d'autre part par une réaction inverse ,d'amplitude également convenable provenant du circuit de sortie de l'émetteur, circuit d'antenne par exemple.
Il sera décritci-après une Variante du procédé précédent suivant laquelle le même résultat est obtenu dans le dernier étage do l'émetteur) monté toujours comme dans le système de modulation par déphasage, mais au moyen do tensions de grilles engendrées et combinées de manière un peu différente.
Cette variante sera décrite en se raportant à la figure 11 ci-jointe qui on donne schématiquement un mode de réalisation préféré, ainsi qu'aux figures 12 à 20 qui constituent des représentations graphiques destinées à on préciser le fonctionnement.
L'être terminal do l'émetteur représenté sur la figure 11 se compose de deux lampes de puissance L1 et
L2 dont les circuits de plaque, montés toujours sui- vant le schéma d'un émetteur à modulation par déphasage, attaquent par l'intermédiaire d'un fooder Z une antenne d'émission qui n'est pas représentée sur la figure.
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Ces doux lampes terminales seront réglées pour fonctionner en classe B, suivant le système de modu- lation par déphasage. Elles travailleront donc tou- jours do façon identique et pourront toutes les deux, en crête, donner leur pleine puissance.
Le montage indépendant de leurs circuits de pla- que permet d'ailleurs do régler faoilelrent et indé- pendamment ceux-ci à l'accord exact en introduisant pour ces réglages des coupures en T et U, de manière à supprimer la charge,
Los interrupteurs X et Y disposes au départ du feeder 2 pormottent de même, pour les réglages, de faire débiter l'émetteur soit dans l'antenne soit dans une antenne fictive comportant une résistance W,
La bobine V permet enfin de ramener en C Dedans los premiers étagos d'amplification de l'émetteur, unc réaction inverse destinée à réduire les distor- sions,
Los premiers étages de l'émetteur, dont l'extré- mité seulement est représentée en A B,
sont identiques d'autre part à ceux d'un émetteur quelconque module en amplitude, Ils peuvent utiliser notamment l'un des systèmes classiques : contrôle d'anode, push-push, amplification Modulée, etc.
L'avant dornier étage, constitue par les deux lampes de puissance intermédiaire L3, L4 ainsi que par leurs circuits, présente au contraire, conformé- ment à l'invention, un montago spécial qu'il sera nécessaire de décrire d'une façon plus détaillée,
Les grillus des doux lampes L3, L4 sont excitées d'abord symétriquement par un marne, circuit recevant des étages précédents une tension modulée en amplitude
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nais leur mode de fonctionnement diffère essentielle- nent du fait d'un réglage différent de leur polarisa- tion
La laripe L3 en effet est polarisée " en classe .
B". Elle est réglée de façon que sa tension de air- cuit oscillant se sature pour toute valeur instanta- née du courant nodule voisine de la valeur de la por- teuse ou supérieure à celle-ci.
La lampe L4 au contraire est polarisée "en clas- se C" de façon à se trouver bloquée pour les valeurs instantanées inférieures ou sensiblement égales à la valeur de la porteuse.
Ls circuits de plaque de ces deux lampes L1 L2 attaquer. d'autre part.les grilles des lampes de puissance L3 L4 de telle façon que ces grilles se. trouvent excitées à la fois a) en parallèle par l'intermédiaire du circuit accor- dé de -plaquer de la lampe L4 puis des circuits respectifs O R P J K M N O et O S Q L K M N O, dont, l'ensemble parallèle se comporte aussi comme un circuit accordé, b) en symétrique par l'intermédiaire du circuit pla- que E de la lampe L3, du circuit G qui est couplé avec lui)et du circuit H oouplé avec le précédent suivant le trajet 1 J K L 1, tous ces circuits étant accordés.
Le circuit intermédiaire G, placé entre le cir- cuit de plaque de la lampe L3 et le circuit H, a pour objet d'obtenir la quadrature des excitations provenant dos deux trajets symétrique et parallèle.
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Les deux circuits supplémentaires P et Q qui sont intercales respectivement dans les circuits de grille des deux lampes finales L1 L2 ont enfin pour but de donner une rotation en avant de l'un des vec- teurs de tension de grille et la rotation en arrière de l'autre. Ces rotations, qui pourront être de 25 , environ conne le montreront les graphiques donnés ci- dessous, détermineront en fait le régime de charge des deux lampes L1 L2 pour les points des cycles de fono- tionnement qui correspondront à des valeurs instanta- nées inférieures ou égales à la porteuse.
Les graphiques des figures 12 à 20 montrent d'une façon détaillée le mode de fonctionnement qui résulte des dispositions particulières des circuits représen- tés sur la figure 11.
Les graphiques 12 et 13 représentent d'abord res- pectivement en Es et en E les valeurs des excitations symétriques et parallèles qui sont fournies aux grilles des larapes finales L1 L2 par l'intermédiaire dos tra- jets J K L et K M N 0 et des étages antérieurs, en fonction de l'amplitude d'excitation FAB venant des petits étages. Ces courbes donnent en 0, P, C les va- leurs d'excitation symétrique et parallèle qui corres- pondent respectivement à une excitation nulle 0 en A B; à une excitation correspondant à la porteuse P et à l'excitation maxima correspondant à la valeur do crête
C.
En l'absence des circuits déphaseurs supplémentai- res P et Q, la composition de ces deux excitations sy- métrique et parallèle serait donnée par la figure 14 représentant de part et d'autre de l'axe d'excitation parallèle Ep, les tensions 0 P1 et P1 Ci, 0 P2 et P2
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C2 qui seraient appliquées respectivement aux gril- les des lampes L1 et L2.
Les rotations do phase de 25 environ dans les deux sens que produisent les deux circuits supplémen- taires P et Q, so traduisent en fait par des rota- tions de sens oontraire de 25 des tensions 0 P1 et
0 P2, de telle sorte qu'en définitive les tensions Vgl et Vg2 appliquées aux grilles des lampes L1 et
L2 sont données par la figure 15, On a représenté on trait enlevé sur cette figure le lieu des extrémités des vecteurs Vg1 et Vg2 pour différentes valeurs de 1'amplitude d'excitation EAB venant des petits étages.
Comme dans le procédé de modulation mixte par amplitude et par déphasage cité plus haut àonformé- ment à la présente invention, on voit que la variation de phase des tensions de grille n'est utilisée encore que pour la partie supérieure des cycles de modula- tien, c'est-à-dire pour la région des caractéristiques dans lesquelles l'amplitude instantanée du courant d'antenne est supérieure à l'amplitude do l'onde por- teuse. On sait quo pour cette région une variation do déphasage de 25 à 50 environ fait varier le couramt d'antenne d'une façon linéaire et que le rendement est toujours supérieur à une valeur élevée, au moins égale à 60 %.
Dans toute cette région l'excitation de grille sera maintenue à uno valeur suffisante pour fournir la puissanoo requise dos lampes terminales c'est-à-dire que la variation do phase imposée aux grilles de cas lampes sera accompagnée d'un accroisse- mont dansl'amplitude do l'excitation, la valeur maxi- ma de cotte dernière correspondant au point de crête.
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Au contraire, pour la partie inférieure dos cycles de nodulation c'est-à-dire pour la région des caractéristiques dans laquelle l'amplitude instanta- née du courant d'antenne est inférieure à l'amplitude de l'onde; porteuse, l'excitation dos grilles sera r6- duite exactement comme dans les système d'amplifica- tion modulée, l'angle de déphasage demeurant alors constant et égal à 25 par exemple, conne pour la valeur de la porteuse,
Les conditions de fonctionnement qui on résul- tent pour l'étage de puissance de l'émetteur sont représentées graphiquement sur les figures 16 à 20, qui contrent respect!vouent, en fonction de la valeur instant,-, du courant d'antenne 1 ant, l'allure des variations ;
- du rendement anodique Ra (figure 16) - do la tonsion dans le circuit oscillant de plaqua
Up (figure 17) - du courant continu do plaque Ip (figure 18) - de la phase d'excitation dos grilles Ph (figure 19) - et do l'amplitude de ces excitations de grille Ug (figure 20).
On a représente enfin en trait enlevé sur les figures 16,17 et 18 l'allure que présenteraient les mêmes courbes avec un système de modulation fonction- nant simplement un amplification nodulco c'est-à-dire sans variation concomitante do phase au-dessus de la valeur de An porteuse.
Ces figures montrent notamment quo suivant le procède de nodulation mixte (amplitude ot déphasage) les lampes de puissance travaillent dans des
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conditions beaucoup plus avantageuses.
Pardi les avantcges du système on retiendra en outre : le rendement élevé du système, '- la facilité des réglages,.
- l'amélioration de la qualité de l'omission résultant . de l'emploi facile d'une réaction inverse, - et la réduction du bruit de fond permettant éven- tuellement le chauffage en alternatif des lampes de puissance elles-mêmes.
Il doit être bien entendu enfin que l'invention n'est pas limnitée aux modes de réalisation indiqués ci-dessus et que notamment le schéma de la figure 11 pourrait être modifie de toute façon convenable pour obtenir le même mode de fonctionnement, C'est ainsi que la lampe L4 pourrait être réglée de façon à être polarisée à la naissance du courant (classe B) tandis qu'au contraire la lampe L3 serait polarisée très né- gativenent (classe C),
Il suffirait dans co cas do renverser le sens du couplage entre le circuit oscillant de sortie de la lampe L2 et le circuit d'antenne, puisque l'on ferait alors jouer à l'excitation symétrique le rôle de l'ex- citation parallèle et inversement.
,De même la circuit déphaseur Q pourrait être in- tercalé dans la grille do la lampe L3 ou encore dans la grille ou la plaque do la lampe L4.
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MODULATION PROCESS FOR] T.S.F.
AND: ISSUER CONTAINING APPLICATION OF THE SAID PROCESS
The subject of the invention is a modulation method applicable to radiotelephony transmitters.
The process according to the invention derives on the one hand from the phase-shifting modulation system which has been described in previous patents of the applicant (see in particular Belgian patent No. 341,637 of April 29, 1927 and its additions Nos. 379,298, 389,169, as well as; - Belgian patent n 400047 of December 1, 1933).
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The method according to the invention also derives from the usual modulation system by varying the amplitude of the carrier wave.
It can therefore in a certain sense be considered as an improvement of the two preceding processes.
It is in fact known that these two methods differ essentially in the way in which the modulation of the antenna currents under the action of the speech currents is obtained, this modulation producing in both cases variations in the amplitude of the carrier wave.
In the usual modulation system, this variation in the amplitude of the carrier wave is obtained by applying to the antenna a high-frequency voltage, already modulated in amplitude by the speech signals.
In the phase-shift modulation system, the amplitude variation of the carrier wave is obtained by varying, under the action of the speech currents, not the amplitude but the relative phase of two high-frequency voltages which are here applied to the antenna. In the absence of modulation, arrangements are made so that these two voltages, which are substantially equal, form a fairly open angle between them (140 for example). Under the action of reverse phase modulation of these two elementary voltages, their relative phase shift varies for example between 120 and 160 and the instantaneous current in the antenna also varies between two extreme values 10. and Il which, for a deep modulation of the transmitter, can be close to one of zero,
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the other is twice the effective value of the Im carrier.
The very simplified diagram of such a system can be represented as it is indicated in the figure n 1 attached. In this figure, two end lamps 1 and 2 having their anode circuits tuned substantially to the leading carrier frequency flow into a common load circuit, very, schematically represented in the form of a resistor 'IL, equivalent for example to the total resistance of an antenna which would in practice be suitably coupled with the two circuits L1 C1 and L2 C2.
According to the phase-shift modulation system which has just been summarily recalled, the gates g1 g2 of the two final lamps are respectively powered by two voltages ul and u2 coming from a same high frequency oscillator 0 via the intermediary of two separate amplification chains cl c2, these two voltages being modulated in m1 and m2 by opposite phase variations.
The modulation system which is the object of the present invention is shown schematically in FIG. 2. It differs from the previous one by the mode of excitation of the gates g1 and g2 of the lamps 1 and 2, the plate circuits of these lamps being the same and removing rules in the same way.
The alternating voltages applied to the gates gl and g2 result here from the composition, as will be explained below, of four elemental high frequency voltages U1, U2, Ua and Ub.
The voltages U1, U2 and Ub come from the high frequency oscillator 0 via
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of the same amplification chain C, comprising in particular a modulator M of any type varying their amplitude according to that of the speech currents.
The voltages U1, U2 substantially equal to each other are applied respectively to each of the gates g1 g2 but in phase opposition with respect to each other, while the voltage Ub is applied to all of the two gates with a phase in quadrature with respect to the previous denx voltages.
Finally, the voltage Ua is supplied by the resistance Ra of the load circuit (antenna circuit for example). It is therefore also a high frequency voltage modulated on amplitude and it follows from the assembly that this voltage Ua will be in opposition with Ub. The voltage Ua can therefore be considered as an inverse reaction.
The resulting alternating voltages; which are applied to the grids g1 and g2, are then represented by the diagram of figure 3,
From point 0, corresponding for example to the potential of the ground (point 0 in figure 2), a vector OA equal to Ua has been plotted on the side of the figure, then in the opposite direction a vector AB equal to Ub, finally two vectors BG1 and BG2 equal to U1 and U2 respectively.
but each phase shifted by 90 with respect to the preceding ones, one in advance, the other one delayed, The resulting voltages applied to the gates g1 g2 of the two lamps 1 and 2 (figure 2) are therefore represented respectively by the dour vectors OG1 and OG2 which make between them
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an angle of 180- -'2 Ci
In practice, the circuits will be adjusted so that the absence of modulation of the angle [alpha] has a small value, for example 20
It can therefore be seen that in the absence of modulation, the alternating voltages which are applied to the gates g1 g2 of the two lamps are nothing other than adhesives which they would receive according to the usual diagram of phase shift modulation (figure 1). .
For reasons of economy, we also know that we are generally led to adjust the transmitter so that this regime (unmodulated carrier wave) corresponds appreciably to the appearance of saturation phenomena in the circuits of. flow rate of the two power lamps 1¯ and 2,
If we then examine what happens in the modulation regime, we see that for all the points of a modulation cycle for which the amplitude in the load circuit is lower than the glue which would correspond to the carrier alone, the voltages Ul U2 Ua and Ub vary linearly, that is to say that the diagram of the voltages applied to the gate (figure 3) increases or decreases but without its shape varying, that is to say while remaining homothetic to himself .
The final stage then behaves like a simple amplitude-modulated amplification stage, with reverse reaction,
In fact this reverse reaction acts according to the phase, but the latter only plays an intermediate role here.
The efficiency of the power stage for all
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ocs points is moreover all the better as the amplitude is closer to the value of the carrier. It only becomes bad for the weakest amplitudes but, the powers involved being then small, their influence on the overall efficiency is of little importance,
For the points of a modulation cycle which correspond, on the contrary, to amplitudes greater than the mean value of the carrier, the voltage @ Ua, as a result of the saturation of the load circuits, tends to no longer increase according to a law linear,
while the voltages U1 U2 and Ub continue to increase proportionally. As a result, at the same time as the diagram is enlarged, it is deformed.
The angle [alpha], which was initially 20 for example, is increased and for the points of the cycle which correspond to the maximum amplitude we obtain for example the diagram. represents in figure 4, the voltages U'i U'2 and U'b are respectively equal to 2 U1, 2 U2 and 2 Ub while U'a is less than 2 Ua. It results for example that U'b - U'a has become equal not to 2 (Ub - Ua) but to 4 (Ub - Ua) and that the angle [alpha] has become equal to 2 [alpha], i.e. to 40.
If, for example, it is assumed that Figure 3 corresponds to a point in the modulation cycle such that the instantaneous power of the transmitter is equal to the average power of the carrier wave, Figure 4 will correspond to the peak point of the same cycle.
We can therefore also see that for the high values of the modulation cycle we find an operation analogous to that of the phase-shift modulation system, (with the difference, however, that the amplitudes
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excitation of the grids are increased).
In this part of the cycle, situated above the rms value of the carrier, the efficiency is in all points large and substantially equal to the telegraph efficiency.
If we finally consider the overall operation of the transmitter in any modulation regime we see that the efficiency, which is greater than 60% for the carrier and above, of the latter and which is only low for very small loads, remains very good overall,
To fix the ideas, in figure 3 we have done: Ub = 10 (Ub - Ua). We then see that a relative fall of 10% of Ua in peak value is sufficient to double the relative value of Ub - Ua therefore to significantly increase the angle [alpha] from 20 to 40 that is to - say to substantially double the antenna current, the last stage plate circuits being established for this as in the phase shift modulation system.
Under these conditions, the amplitude curve would show a relative drop of 10% peak, a value that does not appear to be exaggerated,
It is evident on the other hand that this fall would be lower if one took respectively for Ua and for Ub values greater compared to their difference,
It is also possible, according to a development of the invention, to make up for this fall in different ways.
For example, we can send back to the gates gl g2 not the voltage Ua itself or a voltage
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which is proportional to it but a tension which itself tends to fall towards the crest according to the mena law.
This slight distortion can also be compensated by means of a well known reverse reaction system acting between the output circuit and the start of chain C (figure 2) or a suitable intermediate stage of chain.
According to another variant of the invention (FIG. 5) this correction can also be carried out by means of an auxiliary transmitter of very low power or of a simple amplifier C having the same distortion characteristics as the transmitter. Principal Em.
On this auxiliary transmitter or on this amplifier serving as compensator C, there is a conventional reverse reaction system.
If we then denote by Ee the input voltage and by Es the output voltage of the compensator, the voltage effectively applied between gate and cathode will be Ee - K Es, K being the inverse reaction coefficient. This voltage will contain, in addition to the fundamental term all the same harmonics as the main emitter Em (since the distortions of these two emitters are similar) but in phase opposition with respect to the fundamental term,
Used to modulate the input of the main emitter Em (as shown in figure 5) this voltage will fully or partially compensate for its distortions.
This last method is moreover very general and it could be applied to correct
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any modulation system.
In the event that one wishes to apply the reverse reaction to the whole of the main emitter, there is also the risk of being hampered by a phase delay of this emitter, a delay which would be all the greater the greater the frequency. higher.
In order to compensate for the phase delay of the main emitter, it would then be possible to cause the phase of the small emitter to be delayed to a lesser extent so as to be able to apply the reverse reaction to the latter.
The voltage between the gate and the cathode of the input lamp would then have its phase which would advance with the frequency according to a reverse rotation here.
Used to modulate the input of the main emitter, this voltage would therefore fully or partially compensate for its phase rotations.
The action of such a compensator could moreover be increased if it were necessary by repeating it several times, by means of several compensators placed in series.
Returning to the general operation of the modulation system according to the invention and more particularly to FIG. 2, it should be understood that in practice the feedback voltage could be applied not to the gates of the stage of. power itself but on one of the previous stages of the transmitter. We would thus have a diagram similar to that shown in FIG. 6.
In this figure the lamps 1 and 2 are always the lamps of the power stage and one has indicated in the and 2 'soft lamps of a previous stage. The voltages Ul U2 Ua and Ub which come respectively from
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chain C and resistance Ra are then applied to grids g'1 and g'2 of these soft last lampo s.
It may also be advantageous to apply the two voltages U1 and U2 directly to the gates of the lamps of the final stage and on the contrary to apply to them the voltage Ub - Ua by means of one or more amplifier lamps. Such an assembly is shown in FIG. 7 showing at 3 such an auxiliary lamp.
Finally, it should be understood that the indicated assemblies can be made or modified without departing from the scope of the invention, according to all known arrangements. Thus, instead of using only two lamps for the power stage of the transmitter, one could as well use for this stage 4 lamps operating two to soft in symmetrical assemblies, or even more,
In the case of a high-power transmitter, the last stage of which is mounted in double symmetry and consequently comprises four output lamps or a multiple of four, it will be easy for those skilled in the art to adapt by eliminating d 'Organs the assembly described in Figure 9 in the case where the last floor would include quedeux lamps (one on the right, the other on the left) thus constituting a simple assembly.
The description given above shows that the modulation system described is similar to the modulation system known as "phase shift modulation", the theory of which is explained in particular in the Proceedings of the Institute of Radio Engineers November 1955. 'The final circuit amplification is performed in a preferred form
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of this system.
The essential difference in operation lies in the fact that for all the speeds lower in instantaneous power than the carrier speed, the system behaves like the modulated high frequency system, whereas for all the higher speeds in instantaneous power at carrier speed, this system makes use of phase-shift modulation, the latter being obtained automatically thanks to a reverse reaction assembly operating the desired phase rotations as soon as the high-frequency alternating voltage developed in the output circuit of the lamps reaches saturation .
We will briefly describe,. with reference to figures 9 and laµ the settings and the operating mode,
T designates a transmitter delivering in a tuned circuit: comprising a capacitor and an undue-. tance 1, 1 ', 1 "of modulated high frequency energy, energy collected' in the tuned circuits 2, 2 ', 2" of figure 9. The tuned circuits 2 and 2' loaded by the resistors R constitute the gate drivers of each of the two lamps mounted symmetrically and the tuned circuits 3 and 3 'constitute the output circuits of these same lamps, (tuned circuits are understood to mean that if the connection is cut at points m and n, the load of the lamps is purely; ohmic).
The N capacitors are the neutrodyne capacitors and the components 4 and 5 are the usual blocking capacitors and self-blocking inductors. The output circuits 3 3 'are coupled to the antenna represented schematically by the resistor R by the intermediary of a magnetic coupling (on the left) choke inductor 6 and of a
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electrostatic coupling (on the right) formed by capacitor 7. Elements 6 and 7 again constitute a tuned circuit and on the other hand the magnetic coupling is made equal to the electrostatic coupling.
Under these conditions, the theory shows that the voltage u across R is in phase with the symmetrical excitation S and that, if the coupling impedance (z) of 6 or 7 is connected to the resistance R by the relation @
2 / R = 2 tg # 1, the lamps output again on a pure resistance when the cuts at points m and n are closed and the excitations at the terminals of the two circuits 2 and 2 ', instead of being in phase, are out of phase with each other by angle 2 # 1 in the direction of a left advance and a right delay.
In the embodiment cited at the beginning of the present description, this anglo # 1 will be carried out on the carrier speed - and remain fixed for all the lower instantaneous speeds, on the contrary it will increase for the higher instantaneous speeds' while in the phase shift modulation the angle # varies throughout the modulation cycle. For instantaneous speeds greater than the carrier speed, the lamp output circuit is therefore no longer very exactly tuned, but the power factor remains high as soon as # 1 is of the order of 20 to 25 or more.
If the assembly were limited to the part described, it is easy to see that the excitations 2 and 2t being in phase, the current in R would be zero whatever the magnitude of these excitations assumed to be equal (case
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of modulation by dephasing modulation). ' We will therefore complete it by adding to the symmetrical excitation S, according to the idea expressed above, two additional excitations also modulated but in quadrature and represented by E and U (E coming from the transmitter T, U coming from the antenna and acting in feedback with E). The small diagrams shown next to circuits 2 and 2 '' indicating the directions of these excitations.
We see from these diagrams that the excitation vectors rotate by an angle defined by tg # = E - U
S
If we adjust the global excitations V = (E - U) 2 + S2 in such a way that at the carrier wave regime the alternating voltage developed at 3 and 3 'balances the direct voltage (low voltage of dropout), we will have for this regime a good performance of the last stage (tuned circuit and low waste voltage).
For lower instantaneous powers, the system being linear, the angles of the excitations at 3 and 2 'remain fixed and the efficiency will be proportional to the instantaneous amplitude. For speeds greater than the carrier speed, and because of the saturation of the alternating voltage developed at 3 3 ', U will tend to remain constant, the angle 8 will therefore increase causing an increase in U. The approach of the linearity will be all the better as E - U is large in front of unity.
E
He rasta to explain how we easily obtain cos voltages E and U.
By referring to the assembly of figure 8, if @ and% are two sources one phaso of unequal amplitude
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#> U
If LC is a tuned circuit and if # # and - 1 / @ are two reactances equal and of opposite signs, that is to say if: #### = # [gamma] # / 1 # = zo, we has the equivalent of a double assembly at constant intensity. By denoting the voltage across R by E - U, we then have: @
E -U = - j (# - u) R / Zo whatever the values of # and u. We thus have a simple way to obtain the quadratures. desired.
In addition, the calculation shows that and 'il debits on a pure resistance.
If # and U each debit on two montagos such as that of figure 8, the first assembly starting for '{, by a series choke and the second (always for by a capacitor [gamma], one is brought to connect in derivation on .9 and u two tuned oirouits; we can therefore put nothing at all and we thus arrive at the realization of figure 9, Circuit 2 "excited by the transmitter and tuned is connected to points A ot B of a part of circuit 2 and at points A 'B' on the other hand of circuit 2 'by capacitors and inductors # and [gamma].
Likewise, the outgoing feeder to the tuned antenna is connected in the same way to points A, A ', B,
B '. We notice that each of the points such as A, B, A ', B' are connected on the one hand to # by a reactance of a certain sign and on the other hand to u by a reactance of opposite sign, we thus achieves the nontagc of figure 8 four times since -4 (; and u are on
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phase.
It should also be noted that ultimately all the circuits indicated are strictly tuned, which facilitated the adjustments.
The embodiments indicated above make use, to obtain in phase and in desired intensity the synchronous voltages applied to the gates of the final lamps of the emitter, of the combination of a certain number of elementary voltages which were. supplied on the one hand by the elements of a chain of suitably arranged pre-plifiers, on the other hand by an inverse reaction, of equally suitable amplitude coming from the output circuit of the transmitter, antenna circuit for example.
A Variant of the previous method will be described below, according to which the same result is obtained in the last stage of the transmitter), still mounted as in the phase-shift modulation system, but by means of grid voltages generated and combined in a unified manner. little different.
This variant will be described with reference to Figure 11 attached which gives schematically a preferred embodiment, as well as to Figures 12 to 20 which constitute graphical representations intended to clarify the operation.
The terminal being of the emitter shown in figure 11 consists of two power tubes L1 and
L2, the plate circuits of which, still mounted according to the diagram of a transmitter with phase-shift modulation, drive via a feeder Z a transmitting antenna which is not shown in the figure.
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These soft terminal lamps will be set to operate in class B, according to the phase shift modulation system. They will therefore always work in an identical way and will both be able to give their full power at peak.
The independent assembly of their plate circuits makes it possible moreover to adjust faoilelrent and independently of these to the exact tuning by introducing for these adjustments T and U cuts, so as to remove the load,
Los switches X and Y arranged at the start of feeder 2 likewise, for the adjustments, to charge the transmitter either in the antenna or in a fictitious antenna comprising a resistance W,
The coil V finally makes it possible to bring back to C inside the first amplification stages of the transmitter, an inverse reaction intended to reduce distortions,
The first stages of the transmitter, only the end of which is shown in A B,
are on the other hand identical to those of any transmitter modulated in amplitude. They can use in particular one of the conventional systems: anode control, push-push, modulated amplification, etc.
The front of the first floor, formed by the two intermediate power lamps L3, L4 as well as by their circuits, presents on the contrary, in accordance with the invention, a special montago which it will be necessary to describe in more detail. detailed,
The grills of the soft lamps L3, L4 are initially excited symmetrically by a marl, circuit receiving from the preceding stages a modulated voltage in amplitude
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but their mode of operation differs mainly due to a different setting of their polarization
The L3 laripe in fact is polarized "in class.
B ". It is adjusted so that its oscillating air voltage saturates for any instantaneous value of the nodule current close to or greater than the value of the carrier.
The lamp L4, on the contrary, is polarized "in class C" so as to be blocked for instantaneous values less than or substantially equal to the value of the carrier.
The plate circuits of these two L1 L2 lamps attack. on the other hand.the grids of the power tubes L3 L4 in such a way that these grids are. are excited at the same time a) in parallel by the intermediary of the matched circuit of -plaquer of the lamp L4 then of the respective circuits ORPJKMNO and OSQLKMNO, of which, the parallel assembly also behaves like a tuned circuit, b) symmetrical via the plate circuit E of the lamp L3, the circuit G which is coupled with it) and the circuit H ooupled with the preceding one following the path 1 JKL 1, all these circuits being tuned.
The intermediate circuit G, placed between the plate circuit of the lamp L3 and the circuit H, aims to obtain the quadrature of the excitations coming from two symmetrical and parallel paths.
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The two additional circuits P and Q which are respectively interposed in the gate circuits of the two final lamps L1 L2 finally aim to give a forward rotation of one of the gate voltage vectors and the backward rotation of the other. These rotations, which can be around 25, as will be shown by the graphs given below, will in fact determine the charge rate of the two lamps L1 L2 for the points of the operating cycles which will correspond to lower instantaneous values. or equal to the carrier.
The graphs of FIGS. 12 to 20 show in detail the operating mode which results from the particular arrangements of the circuits shown in FIG. 11.
Graphs 12 and 13 first represent respectively in Es and in E the values of the symmetrical and parallel excitations which are supplied to the grids of the final stages L1 L2 via the paths JKL and KMN 0 and of the previous stages. , as a function of the amplitude of FAB excitation coming from the small stages. These curves give in 0, P, C the symmetrical and parallel excitation values which correspond respectively to a zero excitation 0 in A B; to an excitation corresponding to the carrier P and to the maximum excitation corresponding to the peak value do
vs.
In the absence of the additional phase-shifting circuits P and Q, the composition of these two symmetric and parallel excitations would be given by figure 14 representing on either side of the parallel excitation axis Ep, the voltages 0 P1 and P1 Ci, 0 P2 and P2
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C2 which would be applied to the grills of lamps L1 and L2 respectively.
The phase rotations of about 25 in both directions produced by the two additional circuits P and Q, so translate in fact into rotations in the opposite direction of 25 of the voltages P1 and
0 P2, so that ultimately the voltages Vgl and Vg2 applied to the gates of the lamps L1 and
L2 are given in FIG. 15. The line removed in this figure has been shown the locus of the ends of the vectors Vg1 and Vg2 for different values of the excitation amplitude EAB coming from the small stages.
As in the mixed amplitude and phase shift modulation method cited above in accordance with the present invention, it can be seen that the phase variation of the gate voltages is still only used for the upper part of the modulation cycles. , that is, for the region of characteristics in which the instantaneous amplitude of the antenna current is greater than the amplitude of the carrier wave. It is known that for this region a variation of the phase shift of approximately 25 to 50 varies the antenna current in a linear fashion and that the efficiency is always greater than a high value, at least equal to 60%.
Throughout this region the grid excitation will be maintained at a value sufficient to provide the required power of the terminal lamps, i.e. the phase variation imposed on the grids of the lamps will be accompanied by an increase in the output. The amplitude of the excitation, the maximum value of the last coast corresponding to the peak point.
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On the contrary, for the lower part of the nodulation cycles, that is to say for the region of the characteristics in which the instantaneous amplitude of the antenna current is less than the amplitude of the wave; carrier, the excitation of the gates will be reduced exactly as in modulated amplification systems, the phase shift angle then remaining constant and equal to 25 for example, conne for the value of the carrier,
The resulting operating conditions for the power stage of the transmitter are shown graphically in Figures 16 to 20, which respectfully, depending on the instant value, -, of the antenna current 1 ant, the appearance of variations;
- of the anode efficiency Ra (figure 16) - of the tonsion in the oscillating circuit of plate
Up (figure 17) - of the direct current of the plate Ip (figure 18) - of the excitation phase of the Ph grids (figure 19) - and of the amplitude of these grid excitations Ug (figure 20).
Finally, we have shown in lines removed in Figures 16, 17 and 18 the appearance that the same curves would present with a modulation system simply operating a nodulco amplification, that is to say without concomitant phase variation above. of the value of A carrier.
These figures show in particular that, according to the mixed nodulation process (amplitude ot phase shift), the power tubes work in
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much more advantageous conditions.
In addition, the advantages of the system include: the high efficiency of the system, - the ease of adjustments ,.
- improving the quality of the resulting omission. the easy use of an inverse reaction, - and the reduction of the background noise, possibly allowing the alternating heating of the power lamps themselves.
Finally, it must be understood that the invention is not limited to the embodiments indicated above and that in particular the diagram of FIG. 11 could be modified in any suitable way to obtain the same mode of operation. so that the lamp L4 could be adjusted so as to be polarized at the start of the current (class B) while on the contrary the lamp L3 would be polarized very negatively (class C),
In this case, it would suffice to reverse the direction of the coupling between the oscillating output circuit of the lamp L2 and the antenna circuit, since we would then make the symmetrical excitation play the role of parallel excitation and Conversely.
Similarly, the phase shifter circuit Q could be inserted in the grid of the lamp L3 or else in the grid or the plate of the lamp L4.