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Sélecteur à filtre de bande accordable avec deux circuits accouplés l'un à l'autre.
La présente invention concerne des sélecteurs à filtre de bande accordables sur une large gamme de fré- quences avec une largeur de bande uniforme. Bien que le sélecteur conforme à la présente invention soit d'appli- cation général il est particulièrement efficace comme circuit de sélection à filtre de bande accordable pour un récepteur d'ondes modulées de télévision convenant pour recevoir des signaux d'un ou de plusieurs postes émetteurs @
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choisis.
Il est parfais désirable d'avoir dans des appareils de transmission de signaux haute fréquence un sélecteur à filtre de bande accordable sur une large gamme de fréquences avec une largeur de bande uniforme.Par exemple, de tels circuits de sélection sont hautement désirable dans un récepteur de télévision convenant pour recevoir des signaux d'un ou plusieurs postes émetteurs choisis travaillant à des fréquences différentes, parce que les largeurs de la bande de modulation de tous ces postes émetteurs sont absolument égales.
Pour cette raison, il est désirable de pourvoir le récepteur de circuits de sélection qui ne laissent passer qu'une largeur de bande prédéterminée et qui peuvent être accordés à la fréquence de tout poste émetteur choisi. Mais les circuits de sélection accordables ont généralement la caractéristique que la bande transmise par le sélecteur varie lorsque le sélecteur est accordé pour déplacer la fréquence moyenne de la bande transmise. Afin de maintenir une largeur de bande uniforme sur une large gamme d'accord, on a utilisé des dispositions mécaniques relativement compliquées, dans maints cas de type ancien, pour obtenir la variation de couplage désirée entre les circuit accordés couplés d'un sélecteur lorsque l'accord des circuits est réglé pour faire varier la fréquence moyenne de la bande transmise par le sélecteur.
D'autres sélecteurs de type ancien ont utilisé une combinaison d'éléments de réactance de couplage des deux genres, par laquelle on pourrait obtenir à peu près toute 'variation désirée du coefficient de couplage sur toute la gamme d'accord.
Les éléments de réactance réglable pour l'accord des divers circuits des sélecteurs du type mentionné en dernier lieu ont été du même genre. Ce type de sélecteur accordable ne permet d'obtenir qu'approximativement la variation désirée du couplage et l'uniformité de la largeur de la bande sur la gamme d'accord.
Pour cette raison, un objet de la présente invention
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consiste à réaliser un sélecteur à filtre de bande accorda- ble sur une large gamme de fréquences avec largeur de bande uniforme et non sujet aux désavantages susmentionnés.
Un autre objet de la présente invention consiste à simplifié réaliser un sélecteurà filtre de bande/accordable sur une large gamme de fréquences avec largeur de bande uniforme.
Un dernier objet de la présente invention consiste à réaliser un sélecteur accordable sur une large gamme de fréquences avec largeur de bande uniforme et comprenant un seul élément de couplage par réactance fixe entre les cir- cuits accordables du sélecteur.
Conformément a la présente invention, un sélecteur à filtre de bande accordable sur une large gamme de fréquences avec une largeur de bande uniforme comprend un circuit accorda; ble par capacité et un circuit accordable par inductance., accouplés par un élément de couplage par réactance fixe. Le gen- re de réactance de cet élément de réactance fixe etchoisi tel par rapport à son mode de cpuplage entre les circuits accordables que le coefficient de couplage résultant entre les circuits accordables est inversément proportionnel à la fréquence moyenne de la bande transmise par le filtre lorsqu'il est accordé sur toute sa gamme. Une uniformité de la largeur de la bande est obtenue en accordant les deux circuits accordables à toute fréquence donnée dans les limites de la gamme d'accord.
Conformément à un mode de réalisation préféré de la présente invention, l'élément de réactance de couplage fixe est un condensateur monté en série dans les deux circuits accordables. En outre, dans les modes de réalisation préfètes de la présente invention, des organes de monoréglage sont prévus pour régler simultanément les éléments d'accord du sélecteur de telle façon que les deux circuits accordables soient en tout temps accordés a la même fréquence.
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La description ci-après en relation avec le plankn-
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nexé permettra de mieux comprendre la présente invention et ses objets.
Sur le plan annexé, la fig. 1 est un schéma d'une demi-section d'un filtre de bande accordable à constante k incorporant la présente invention; la fig. 2 montre les caractéristiques du filtre de bande des sélecteurs à filtres de bande accordables de la présente invention; la figure 3 est un schéma d'une forme de réalisation de la présente invention utilisant un élément de capacité fixe comme élément de couplage; la fig. 4 est un schéma d'un mode de réalisation de la présente invention utilisant un élément d'inductance fixe comme élément de couplage; la fig. 5 montre une disposition dans laquelle l'effet de toute inductance incidente en série avec le condensateur de couplage fixe est compensé sur la largeur de bande du sélecteur;
la fig. 6 montre une disposition dans laquelle l'effet de la capacité incidente dans l'inductance de couplage fixe de la fig. 4 est compensé sur la largeur de bande du sélecteur; la fig. 7 montre une disposition dans laquelle l'effet de la capacité incidente de l'inductance fixe de la disposition de la fig. 3 est compensé sur la largeur de la bande; la fig. 8 montre une disposition dans laquelle l'effet de la capacité inhérente de l'inductance variable de la disposition de la fig. 3 est compensé sur la largeur de la bande; la fig. 9 est un schéma du sélecteur de la présente invention utilisé comme circuit de sélection dans un récepteur de télévision, et la fig. 10 montre une variante de la disposition de la fig. 9.
Concernant plus particulièrement la fig. 1 du plan, on voit un sélecteur à filtre de bande dérivé d'une demisection de filtre de bande à constante k. Cette demi-section comprend un circuit de résonance en série dans lequel se trouvent une inductance L1 et une capacité Ci
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comme bras commençant par un demi-élément de série -* un 71
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circuit de résonande en parallèle dans lequel se trouvent une inductance L2 et une capacité C2 comme bras shunt.
Des résistances terminales convenables R,R, qui adaptent l'impédance-image du filtre à ses bornes sont montrées. Ces résistances peuvent être prévues en pratique ou modifiées en ce qui concerne leurs valeurs ou comprises totalement ou en partie dans la résistance inhérente des circuits associés. La capacité C1 et l'inductance L2 sont réglables.
Les équations suivantes sont applicables à la disposition de la fig. 1 :
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A tù=R ¯ ri RC2 (1) W, = 1 = 1 (2) fil/ C,Ll -V C2L2
Dans ces équations, ¯ w signifie la largeur de la bande transmise par la disposition, en fréquence angulaire, et w. est la fréquence angulaire moyenne de la bande transmise.
On voit par les équations (1) et (2) que la largeur de la bande transmise ¯ w est indépendante de la fréquence moyenne de'la bande transmise, qui est variable seulement avec les valeurs de la.capacité réglable C1 et de l'inductance réglable L2. Il est donc évident que le circuit de la fig.l est accordable sur une large gamme de fréquences avec une largeur de bande uniforme.
Il est entendu que le circuit de la fig.l peut être utilisé avec chaque paire de bornes terminée par une résistance égale à l'impédance-image nominale du filtre ou qu' il peut être utilisé avec des résistances terminales de valeurs modifiées, accouplées à l'une ou aux deux des paires de bornes. Les deux paires de bornes doivent être terminées par une résistance convenant pour une atténuation critique, tandis que si seulement une paire de bornes
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est terminée par résistance il est avantageux d'avoir ime
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plus grande transmissionpar'le filtre.
Plusieurs demi-sections telles que celle montrée sur la fig.l peuvent être connectées en succession, si on désire se rapprocher beaucoup d'un filtre idéal.
La fig.2 montre les caractéristiques de filtre de bande du circuit de sélection de la fig.l pour deux valeurs différentes de la fréquence moyenne wo, indiquées par wo1 et wo2, montrant que ces caractéristiques ont une largeur uniforme et une forme semblable, sans considération de la fréquence moyenne à laquelle le sélecteur est accordé.
Le circuit de la fig.3 peut être dérivé de celui de la fig.l par transformation de l'impédance. Les éléments du circuit montrés sur cette figure et les figures suivantes correspondant à ceux montrés sur la fig. 2 portent les mêmes signes de référence. Le circuit de la fig.3 comprend Un premier cireuit, secorisble par espsaité, esns lequal se trouvent une lnductance fixe Ll et une capacité 'varia- ble Ci, et un second circuit, accordable par inductance, dans lequel se trouvent une inductance variable L2 et une capacité fixe C2, accouplés par un condensateur de couplage fixe Cc.Les équations simplifiées suivantes se rapportent au circuit de la fig.3 lorsque la largeur de la bande est beaucoup moindre que la fréquence moyenne de la bande:
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c 1 (3) -V XIX2 k = 1/ wo C c ¯ 1 02 (4) .######## o o C C 1 - /IOLJ - /LJoC2 0cc kW C2 (b) #.yT" e li
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Dans ces équations, k est le coefficient de coupla- ge entre les circuits accor- dables,
Xc est la réactance du condensateur Cc,
Xi est la réactance des éléments de réactance d'un type dans le circuit accordable par capacité, et'
X2 est la réactance des éléments de réactance d'un type dans le circuit accordable par inductance.
Aucune borne n'est montrée dans la disposition de la fig.3 parce que les caractéristiques de résonance de chacun des circuits de résonance influencent les autres, de sorte que les bornes d'entrée et de sortie peuvent être situées à des points variés choisis dans le réseau.
Concernant le fonctionnement de la disposition de la fig.3, on voit que les caractéristiques et le fonctionnement sont, d'une manière générale, les mêmes que ceux de la disposition de la fig.l. L'équation (4) montre que le circuit de la fig.3 est une équation dans laquelle le coefficient de couplage est inversément proportionnel à la fréquence moyenne de la bande transmise par le sélecteur, qui est la juste relation pour une largeur de bande uniforme, c'est- %,-dire que la largeur de la bande transmise ne dépend que des valeurs des éléments de réactance fixes Cc,C2 et L1.
Pour cette raison, l'uniformité de la largeur de la bande est obtenue par accord à la fois du circuit accordable par capacité et du circuit accordable par inductance, à toute fréquence choisie dans la gamme d'accord. Bien qu'il soit désirable que le circuit accordable par capacité et le circuit accordable par inductance soient accordés absolument à la même fréquence, il est entendu que la disposition de monoréglage indiquée sur le plan peut être supprimée.
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La disposition de la fig. 4 peut être dérivée de celle de la fig.l par une autre transformation de l'impédance, conduisant à un couplage par inductance fixe entre les deux circuits accordables. La disposition de la fig. 4 comprend un circuit accordable par capacité, dans lequel se trouvent une inductance fixe Ll et une capacité réglable Ci. et un circuit accordable par inductance, dans lequel se trouvent une inductance réglable L2 et une capacité fixe C2.Les circuits accordables sont accouplés par une inductance fixe Lc.
Les équations simplifiées suivantes sont applicables à la disposition de la fig. 4 lorsque la largeur de la bande est moindre que la fréquence moyenne :
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k = B c CC 1 ( 6 ) V B1B2 k = 1/ oLc 1 1 (7) - \1 / w 0 c 2 /: : 0 1 w o L c C2 A W = kW = I 2 (8) c 2
Dans ces équations, Bc est la susceptance de l'in- ductance Lc ,
Bl est la susceptance d'un bras du circuit accordable par capacité, et
B2 est la susceptance d'un bras du circuit accordable par inductance.
L'inductance incidente en série avec la capacité de couplage Cc de la fig.3 peut avoir l'effet indésirable de cau- ser une variation de la largeur de bande du circuit de sélec- tion lorsque sa fréquence est réglée sur la gamme d'accord.
La fig. 5 montre une disposition pour compenser cet effet indésirable.La disposition de la fig. 5 est la même que celle
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de la fig.3, à l'exception que l'inductance incidente en série avec la capacité de couplage Cc est indiquée comme L et qu'une capacité de compensation C est ajoutée. c' c" Les équations suivantes applicables à la disposition de la fig. 5 sont dérivées en supposant que le changement net de couplage dû à l'addition des éléments L et C est c' c" égal à zéro :
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w 0 w L kt = o rr - W 0 Ci f-ê2/Ll V7l.l -Vf LI/C2 où k' est le changement net du coefficient de couplage.
EMI9.2
Pour cette raison, L C C CI 2 (10) cit Li
La capacité incidente dans l'inductance de couplage Lc de la fig.4 peut avoir le même effet défavorable sur la largeur de la bande du sélecteur de la fig.4. La fig.6 montre une disposition de compensation de l'effet de cette capacité incidente. La.disposition de la fig.6 est identique à celle de la fig.4, à l'exception que la capacité inciden- te dans l'inductance Lc est représentée comme C et qu'une c' inductance de compensation L est comprise dans une partie c" commune aux deux circuits accordables, c'est-à-dire en série avec chacun des circuits accordables.
Les équations suivan- tes concernant la compensation sont applicables à la dis- position de la fig.6 :
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kt = w 0 L Cil - t.ù 0 C et =0 ( Il) Y Ll/C2 Il C2/Ll Par conséquent:
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L o" = OelL1 ( 12) C2
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La capacité incidente dans l'inductance fixe de la disposition de la fig.3 peut avoir le même effet défa- vorable sur les caractéristiques de filtre de bande du circuit. La disposition de la fig.7 permet de compenser cet effet.
Cette disposition est la même que celle de la fig.3, à l'exception que la capacité incidente dans l'inductance L1 est représentée par Cc, et une capacité de compensation C . La capacité réglable CI et la capacité c2 de la dis- c" position de la fig.7 ont une borne commune et la capacité C est connectée entre les autres bornes de ces éléments. c" La condition pour la compensation est la condition pour 1' équilibrage du pont dont quatre bras sont les éléments dans ce rapport:
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Cp C e" = C2 ( 13) C c c' Par conséquent:
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C c C c' C2 ( 14) Cc
La capacité inhérente dans l'inductance L2 de la fig.3 peut avoir le même effet défavorable sur la largeur de bande du circuit. La fig. 8 montre une disposition de compensation de cette capacité.
La disposition de la fig. 8 est la même que celle de la fig.3, à l'exception que la capacité incidente dans l'inductance variable L2 est représentée par Cet et qu'une capacité de compensation Cc" est connectée en série à la capacité de couplage Cc, bien que les deux éléments C et C puissent être réalisés dans un seul c c" élément physique. Les équations suivantes concernant la compensation sont applicables à la disposition dela fig.8 :
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k' = Ca - Ce' =0 ( 15) k C C ctt C2
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ou k'/k est le rapport entre le changement du couplage k' dû à l'addition-des éléments C et C c' c" et le couplage k sans ces éléments.
Par conséquent:
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0clt = C 0 c2 (I6) CI
Il est entendu que d'autres effets de couplage incidents peuvent exister dans les dispositions de la fig.3 ou de la fig. 4 et que quelques-uns de ceux-ci ou tous ces effets peuvent être compensés par extension des principes montrés dans les dispositions de compensation des figures 5 à 8.
La fig. 9 montre un circuit de sélection accordable conforme à la présente invention, utilisé comme sélecteur d'entrée dans un récepteur d'ondes porteuses modulées de télévision. Le récepteur est montré comme récepteur superhétérodyne et comprend une double antenne 10 accouplée,par un sélecteur 9 construit conformément à la présente invention, au premier tube 11 du récepteur.
Laissant pour le moment de côté les parties du circuit constituant la présente invention, on voit que ce récepteur comprend le tube modulateur 11, un oscillateur 12 accouplé à l'électrode d'entrée du modulateur 11 par un condensateur 12,en- semble avec les éléments suivants connectés en cascade dans l'ordre indiqué: un amplificateur de fréquence intermédiaire 14,un démodulateur 15, un amplificateur de fréquence de vision 16 et un reproducteur d'images 17, qui peut être un tube cathodique. Il est entendu qu'un appareil de balayage convenable est inséré dans l'amplificateur 16 pour le reproducteur d'images 17 et l'appareil de synchronisation.
Les parties du récepteur décrites ci-dessus peuvent être toutes d'une construction bien connue, de sorte qu'une
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description plus détaillée de celles-ci n'est pas nécessaire ici.
Concernant le fonctionnement du système décrit ci-dessus, il convient cependant d'indiquer que les signaux de télévision captés par l'antenne 10 sont sélectés par le sélecteur 9 et fournis au modulateur 11, dans lequel ils sont convertis en signaux de fréquence intermé- diaire, qui sont amplifiés sélectivement dans l'amplificateur de fréquence intermédiaire 14 et fournis au démodulateur 15. Les composantes de modulation du signal sont dérivées par ce dernier et fournies à l'amplificateur de fréquence de vision 16, dans lequel elles sont amplifiées et dont elles sont fournies, de la manière habituelle, à un élément de réglage de l'éclat du reproducteur d'images 17.
L'intensité du faisceau de balayage du tube 17 est modulée ou réglée en dépendance des tensions de modulation par la lumière imprimées sur l'élément de réglage du tube 17, de la manière habituelle. Des champs de balayage synchronisés sont produits et appliqués au tube 17, afin de faire dévier le rayon de balayage dans des directions perpendiculaires l'une à l'autre, dans le but de tracer des dessins de balayage rectilignes sur l'écran du tube et de reconstituer l'image transmise.
Concernant plus particulièrement la partie du système de la fig. 9 incorporant la présente invention, on voit un transformateur comprenant des enroulements primaires 20,21 accouplés par les condensateurs 22 et par la ligne de transmission 24 à l'antenne 10, ainsi que des enroulements secondaires 25,26 ayant des bornes communes. Les enroulements 25 et 26 sont montrés schématiquement sur la figure comme étant enroulés dans des directions opposées. Afin d'obtenir un circuit de sélection réglable du type général des figures 3 et 5 et utilisant les inductances 25 et 26 connectées en parallèle comme élément d'inductance fixe du premier
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circuit accordable par capacité, il est prévu les condensateurs 27,28,29 qui peuvent être connectés sélectivement au circuit accordé, au moyen d'un commutateur 30.
Le second circuit accordable par inductance du sélecteur comprend une inductance 31, ensemble avec des inductances 32 et 33 qui peuvent être sélectivement insérées en série avec l' inductance 31 au moyen d'un commutateur 34, afin d'obtenir trois valeurs d'inductance nécessaires pour les trois bandes de fréquences auxquelles le récepteur de la fig.9 est accordable. Le circuit accordable comprenant l'inductance 31 est accordé par la capacité 36, montrée par des lignes formées de traits parce qu'elle peut être comprise en tout ou en partie dans la capacité d'électrode d'entrée du tube à vide 11. Un condensateur de couplage fixe 37, shunté par une résistance de fuite de grille 38, est efficace pour accoupler les deux circuits accordables du sélecteur.
Le condensateur 40, montré par des lignes formées par des traits pour représenter en tout ou en partie la capacité inhérente du circuit, sert à compenser l'induction inhérente qui peut être présente en série avec le condensateur de couplage 37.
Les éléments correspondants des figures 3,5-et 9 sont les suivants:
EMI13.1
<tb>
<tb> FiR.3 <SEP> Fig.5 <SEP> Fig.9
<tb> Cl <SEP> Cl <SEP> 27,28,29
<tb> Ll <SEP> Ll <SEP> 25,26
<tb> C2 <SEP> C2 <SEP> 36
<tb> L2 <SEP> L2 <SEP> 31,32,33
<tb> Cc <SEP> Ce <SEP> <SEP> 37
<tb> L <SEP> (37)
<tb> c'
<tb> C <SEP> ( <SEP> 40)
<tb> c"
<tb>
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L'oscillateur 12 comprend un commutateur d'accord 41 accouplé mécaniquement aux commutateurs 30 et 34 pour monoréglage. Il est entendu que le commutateur 41 est efficace pour insérer divers éléments d'accord dans le circuit déterminant la fréquence de l'oscillateur, afin d' obtenir la fréquence intermédiaire recuise pour tout signal reçu désiré.
Les relations de construction de la disposition montrée sur la fig.9 sont choisies en se basant sur le sélecteur à filtre de bande afin d'obtenir l'atténuation requise pour donner la même forme de la courbe de résonance pour toute bande transmise à laquelle le sélecteur peut être accordé. Il est requis une résistance en série uniforme efficace dans le premier circuit accordable par capacité et une conductance shunt uniforme efficace dans le second circuit accordable par inductance.
Dans l'application du sélecteur de la fig.9, il est désirable d'avoir un rapport de tension maximum entre l'antenne 10 et la grille du tube 11. La résistance de l' antenne et de la ligne 24 entraînent une résistance uniforme de la ligne dans le circuit primaire 20,21,22 et 23.
Ce circuit primaire est aménagé pour accoupler une résistance uniforme efficace en série avec le circuit secondaire ou premier circuit accordable par capacité du sélecteur qui comprend les inductances 25 et 26 en parallèle. Afin d'obtenir cette résistance uniforme, le circuit primaire est auto-résonant à la fréquence près de la limite inférieure de la gamme d'accord et a une résistance si petite qutelle est atténuée à peu près à moitié critiquement par la résistance de la ligne.
La valeur de résistance uniforme couplée au premier circuit accordable par capacité du sélecteur est déterminée par l'induction mutuelle entre les circuits pri- maire et secondaire, mesurée avec les inductances primai-,
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res 20,21 en série et les inductances secondaires 25,26 en parallèle. Cette valeur de résistance est réglée de préférence pour assurer une atténuation suffisante du premier circuit accordable du sélecteur, de sorte qu'aucune atténuation du second circuit accordable n'est requise. Ceci est la condition pour le rapport de tension maximum entre l'antenne 10 et la grille du tube modulateur 11.
Cependant, s'il y a quelque atténuation dans le second circuit accordable, il serait, par la conductance shunt uniforme, à même dtassurer un effet uniforme sur la forme de la courbe de résonance. La raison de la disposition spéciale du transformateur 20,21,25,26 est d'asurer un assemblage de bobines uniforme pour accoupler le circuit primaire équilibré au circuit secondaire non équilibré.
Comme le second circuit accordable par inductance du sélecteur 9 exige une capacité constante et une conductance shunt constante, qui peut être zéro, il est important que la conductance d'entrée du tube à vide 11 soit constante, de préférence zéro, sur la gamme de fréquences.
Pour ce but, il est prévu une inductance 42 dans le circuit de grille du tube 11 qui, ensemble avec la capacité inhérente entre la grille et l'électrode de réglage du tube 11, indiquée sur le plan par des lignes formées par des traits comme capacité 44, complète un circuit de réaction afin de maintenir absolument à zéro la conductance d'entrée efficace du tube 11. Comme la conductance de grille du tube à vide 11, qui est principalement celle qui est due à la durée de transit des électrons, est proportionnelle au carré de la fréquence, il est désirable de proportionner la conductance de réaction gg conformément à l' équation suivante:
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-ggcc (W 00 gaOLS) = tù02CgS La (17)
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dans laquelle Cgs est la capacité grille-écran 44 et Ls l'inductance de grille 42.
Comme la conductance d'entrée et la conductance de réaction négative sont proportion- nelles au carré de la fréquence, il est possible de les compenser l'une l'autre sur toute la gamme de fréquences.
Ce qui précède prouve que lorsque les commutateurs 30,34,41 sont actionnés pour régler l'accord du sélecteur à toute bande choisie des trois bandes de fréquences auxquel- les le système est accordable, la caractéristique du filtre de bande est maintenue uniforme en largeur et de forme cons- tante.
La fig.10 montre une disposition différente pour main- tenir une conductance d'entrée efficace de zéro dans le tube à vide 11.Cette figure ne montre qu'une partie du circuit de sélection, les autres parties étant les mêmes que celles de la disposition de la fig. 9. Pour compenser la conductance d'entrée, une inductance 45 est insérée dans le circuit de cathode du tube 11 et est accouplée inductivement à l'in- ductance fixe 31 du circuit accordable par inductance.
Dans la disposition de la fig.10, la conductance de réaction g g varie avec la fréquence comme suit : ggÓ M =w2 C2 M (18)
L2 0 où M est l'induction mutuelle entre les inductances
31 et 45,
L2 est l'inductance totale du circuit accordable par inductance du sélecteur, et
C2 est la capacité totale du circuit accordable par inductance du sélecteur, notamment celle du condensateur 36.
Sur la fig.10 comme sur la fig.9, la conductance d' entrée et la conductance de réaction négative sont propor- tionnelles en grandaur, de sorte qu'elles se compensent l'une l'autre sur la gamme de fréquences.
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Bien que là description ci-dessus se rapporte à des modes de réalisation de la présente invention qu'il convient d'appeler des modes de réalisation préférés, il est évident pour les experts que diverses modifications et divers changements peuvent y être apportés sans s'écarter de l'esprit de l'invention.
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Revendications s 1. Filtre de bande accordable avec deux circuits accouplés l'un à l'autre, caractérisé en ce que l'un des deux cir- cuits est accordable par variation de sa capacité et l'autre par variation de son inductance et en ce que comme accouplement entre les circuits il est prévu une réactance ayant une valeur telle que la largeur de la bande transmise reste essentiellement constante lorsqu'on fait l'accord.
2. Filtre de bande suivant revendication 1, caractérisé en ce que l'élément de couplage a une valeur telle que le coefficient de couplage varie inversément proportionnelle- ment à la fréquence de résonance des circuits lorsqu'on fait l'accord.
3. Filtre de bande suivant revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il utilise comme élément de couplage une capa- cité fixe qui est connectée en série aux deux circuits accordables.
4. Filtre de bande suivant revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il utilise comme élément de couplage une induc- tance fixe par laquelle les deux circuits accordables sont connectés en parallèle.
5. Filtre de bande suivant revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il utilise une demi-section de filtre à constante demi- k qui se compose d'un/élément de série et d'un demi-élément en dérivation et en ce que l'élément de série est accordé par capacité, tandis que l'élément en dérivation est accordé par induction.
6. Filtre de bande suivant revendication 1 ou 2, caracté- risé en ce que l'un des circuits de résonance comprend une capacité variable, une capacité fixe et une induc- tance fixe en série, et en ce que l'autre circuit de résonance comprend la capacité fixe susmentionnée, une autre capacité fixe et une inductance variable en série.
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Tunable band filter selector with two circuits coupled to each other.
The present invention relates to band filter selectors tunable over a wide range of frequencies with a uniform bandwidth. Although the selector according to the present invention is of general application it is particularly effective as a tunable band filter selection circuit for a modulated wave television receiver suitable for receiving signals from one or more stations. transmitters @
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choose.
It is very desirable to have in high frequency signal transmitting apparatus a band filter selector tunable over a wide range of frequencies with a uniform bandwidth. For example, such selector circuits are highly desirable in a receiver. suitable for receiving signals from one or more selected transmitting stations working at different frequencies, because the widths of the modulation band of all these transmitting stations are absolutely equal.
For this reason, it is desirable to provide the receiver with selection circuits which allow only a predetermined bandwidth to pass and which can be tuned to the frequency of any selected transmitter station. But tunable selection circuits generally have the characteristic that the band transmitted by the selector varies when the selector is tuned to move the average frequency of the transmitted band. In order to maintain a uniform bandwidth over a wide tuning range, relatively complicated mechanical arrangements have been used, in many cases of the older type, to achieve the desired variation in coupling between the tuned circuits coupled to a selector when the The tuning of the circuits is set to vary the average frequency of the band transmitted by the selector.
Other older type selectors have used a combination of coupling reactance elements of both kinds, whereby one could achieve almost any desired variation in the coupling coefficient over the full range of tuning.
The adjustable reactance elements for the tuning of the various circuits of the selectors of the last mentioned type have been of the same kind. This type of tunable selector only provides approximately the desired variation in coupling and bandwidth uniformity over the tuning range.
For this reason, an object of the present invention
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consists in realizing a band filter selector tunable over a wide range of frequencies with uniform bandwidth and not subject to the aforementioned disadvantages.
Another object of the present invention is to simplify providing a wide frequency range tunable / band filter selector with uniform bandwidth.
A final object of the present invention is to provide a selector tunable over a wide range of frequencies with uniform bandwidth and comprising a single fixed reactance coupling element between the tunable circuits of the selector.
In accordance with the present invention, a wide frequency range tunable band filter selector with uniform bandwidth comprises a tuning circuit; ble by capacitance and a tunable circuit by inductance., coupled by a coupling element by fixed reactance. The type of reactance of this fixed reactance element is chosen such with respect to its mode of coupling between the tunable circuits that the resulting coupling coefficient between the tunable circuits is inversely proportional to the average frequency of the band transmitted by the filter when 'it is tuned over its entire range. Uniformity of the bandwidth is achieved by tuning the two tunable circuits to any given frequency within the limits of the tuning range.
In accordance with a preferred embodiment of the present invention, the fixed coupling reactance element is a capacitor connected in series in the two tunable circuits. Further, in the preferred embodiments of the present invention, mono-tuning members are provided to simultaneously adjust the tuning elements of the selector so that both tunable circuits are tuned to the same frequency at all times.
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The following description in relation to the plankn-
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nexé will provide a better understanding of the present invention and its objects.
On the attached plan, FIG. 1 is a diagram of a half section of a constant k tunable band filter incorporating the present invention; fig. 2 shows the band filter characteristics of the tunable band filter selectors of the present invention; Fig. 3 is a diagram of an embodiment of the present invention using a fixed capacitance element as a coupling element; fig. 4 is a diagram of an embodiment of the present invention using a fixed inductance element as a coupling element; fig. 5 shows an arrangement in which the effect of any inductance incident in series with the fixed coupling capacitor is compensated over the bandwidth of the selector;
fig. 6 shows an arrangement in which the effect of the incident capacitance in the fixed coupling inductor of FIG. 4 is compensated over the bandwidth of the selector; fig. 7 shows an arrangement in which the effect of the incident capacitance of the fixed inductor of the arrangement of FIG. 3 is compensated over the width of the strip; fig. 8 shows an arrangement in which the effect of the inherent capacitance of the variable inductance of the arrangement of FIG. 3 is compensated over the width of the strip; fig. 9 is a diagram of the selector of the present invention used as a selector circuit in a television receiver, and FIG. 10 shows a variant of the arrangement of FIG. 9.
Concerning more particularly FIG. 1 of the plan, we see a band filter selector derived from a half-section of constant k band filter. This half-section comprises a series resonance circuit in which there is an inductance L1 and a capacitor Ci
EMI4.1
as an arm starting with a standard half-element - * a 71
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parallel resonand circuit in which there is an inductance L2 and a capacitor C2 as shunt arm.
Suitable terminal resistors R, R, which match the image impedance of the filter to its terminals are shown. These resistors can be provided in practice or modified with respect to their values or included totally or in part in the inherent resistance of the associated circuits. Capacitance C1 and inductance L2 are adjustable.
The following equations are applicable to the arrangement of fig. 1:
EMI5.1
A tù = R ¯ ri RC2 (1) W, = 1 = 1 (2) wire / C, Ll -V C2L2
In these equations, ¯ w means the width of the band transmitted by the arrangement, in angular frequency, and w. is the average angular frequency of the transmitted band.
It can be seen by equations (1) and (2) that the width of the transmitted band ¯ w is independent of the mean frequency of the transmitted band, which is variable only with the values of the adjustable capacity C1 and of the adjustable inductance L2. It is therefore evident that the circuit of fig.l is tunable over a wide range of frequencies with a uniform bandwidth.
It is understood that the circuit of fig. 1 can be used with each pair of terminals terminated by a resistance equal to the nominal image impedance of the filter or that it can be used with terminating resistors of modified values, coupled to one or both of the terminal pairs. Both pairs of terminals should be terminated with a resistor suitable for critical attenuation, while if only one pair of terminals
EMI5.2
is terminated by resistance it is advantageous to have ime
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greater transmission through the filter.
Several half-sections such as that shown in fig.l can be connected in succession, if one wishes to come very close to an ideal filter.
Fig. 2 shows the band filter characteristics of the selection circuit of fig. 1 for two different values of the average frequency wo, indicated by wo1 and wo2, showing that these characteristics have a uniform width and a similar shape, without consideration of the average frequency to which the selector is tuned.
The circuit of fig.3 can be derived from that of fig.l by transforming the impedance. The circuit elements shown in this figure and the following figures corresponding to those shown in fig. 2 bear the same reference signs. The circuit of fig. 3 comprises a first circuit, separable by espaité, then there is a fixed inductance Ll and a variable capacitance Ci, and a second circuit, tunable by inductance, in which there is a variable inductance L2 and a fixed capacitor C2, coupled by a fixed coupling capacitor Cc. The following simplified equations refer to the circuit of fig. 3 when the width of the band is much less than the average frequency of the band:
EMI6.1
c 1 (3) -V XIX2 k = 1 / wo C c ¯ 1 02 (4). ######## oo CC 1 - / IOLJ - / LJoC2 0cc kW C2 (b) # .yT "e li
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In these equations, k is the coupling coefficient between the tunable circuits,
Xc is the reactance of the capacitor Cc,
Xi is the reactance of reactance elements of a type in the capacitance tunable circuit, and '
X2 is the reactance of reactance elements of a type in the inductance tunable circuit.
No terminal is shown in the arrangement of fig. 3 because the resonance characteristics of each of the resonance circuits influence the others, so that the input and output terminals can be located at various points chosen in the network.
Regarding the operation of the arrangement of fig.3, it can be seen that the characteristics and operation are, in general, the same as those of the arrangement of fig.l. Equation (4) shows that the circuit of fig. 3 is an equation in which the coupling coefficient is inversely proportional to the average frequency of the band transmitted by the selector, which is the right relation for a uniform bandwidth , ie%, - to say that the width of the transmitted band depends only on the values of the fixed reactance elements Cc, C2 and L1.
For this reason, uniformity of the bandwidth is achieved by tuning both the capacitance tunable circuit and the inductance tunable circuit, to any selected frequency within the tuning range. While it is desirable that the capacitance tunable circuit and the inductance tunable circuit be tuned to absolutely the same frequency, it is understood that the monotuning arrangement shown on the plan can be omitted.
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The arrangement of FIG. 4 can be derived from that of fig.l by another transformation of the impedance, leading to a fixed inductance coupling between the two tunable circuits. The arrangement of FIG. 4 comprises a capacitor-tunable circuit, in which there is a fixed inductor Ll and an adjustable capacitor Ci. And an inductance-tunable circuit, in which there is an adjustable inductor L2 and a fixed capacitor C2. The tunable circuits are coupled by a fixed inductance Lc.
The following simplified equations are applicable to the arrangement of fig. 4 when the bandwidth is less than the average frequency:
EMI8.1
k = B c CC 1 (6) V B1B2 k = 1 / oLc 1 1 (7) - \ 1 / w 0 c 2 /:: 0 1 w o L c C2 A W = kW = I 2 (8) c 2
In these equations, Bc is the susceptance of the inductance Lc,
Bl is the susceptance of an arm of the capacitance tunable circuit, and
B2 is the susceptance of an arm of the inductance tunable circuit.
The incident inductance in series with the coupling capacitance Cc in fig. 3 may have the undesirable effect of causing a variation in the bandwidth of the selector circuit when its frequency is set to the range of agreement.
Fig. 5 shows an arrangement to compensate for this undesirable effect. The arrangement of FIG. 5 is the same as that
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of fig. 3, except that the incident inductance in series with the coupling capacitance Cc is indicated as L and that a compensation capacitance C is added. c 'c "The following equations applicable to the arrangement of Fig. 5 are derived assuming that the net change in coupling due to the addition of the elements L and C is c' c" equal to zero:
EMI9.1
w 0 w L kt = o rr - W 0 Ci f-ê2 / Ll V7l.l -Vf LI / C2 where k 'is the net change in the coupling coefficient.
EMI9.2
For this reason, L C C CI 2 (10) cit Li
The incident capacitance in the coupling inductor Lc in fig. 4 can have the same unfavorable effect on the bandwidth of the selector in fig. 4. Fig. 6 shows a compensation arrangement for the effect of this incident capacitance. The arrangement of fig. 6 is identical to that of fig. 4, except that the capacitance incident in the inductance Lc is represented as C and that a compensating inductance L is included in a part c "common to the two tunable circuits, that is to say in series with each of the tunable circuits.
The following equations concerning the compensation are applicable to the arrangement of fig. 6:
EMI9.3
kt = w 0 L Cil - t. where 0 C et = 0 (Il) Y Ll / C2 Il C2 / Ll Therefore:
EMI9.4
L o "= OelL1 (12) C2
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The incident capacitance in the fixed inductor of the arrangement of Fig. 3 can have the same adverse effect on the band filter characteristics of the circuit. The arrangement in fig. 7 compensates for this effect.
This arrangement is the same as that of FIG. 3, except that the incident capacitance in the inductance L1 is represented by Cc, and a compensation capacitance C. The adjustable capacitor CI and the capacitor c2 of the arrangement c "position of fig. 7 have a common terminal and the capacitor C is connected between the other terminals of these elements. C" The condition for the compensation is the condition for 1 '' balancing of the bridge of which four arms are the elements in this report:
EMI10.1
Cp C e "= C2 (13) C c c 'Therefore:
EMI10.2
C c C c 'C2 (14) Cc
The capacitance inherent in inductor L2 in Fig. 3 can have the same unfavorable effect on the circuit bandwidth. Fig. 8 shows a compensation arrangement for this capacity.
The arrangement of FIG. 8 is the same as that of fig. 3, except that the incident capacitance in the variable inductor L2 is represented by Cet and that a compensation capacitor Cc "is connected in series to the coupling capacitor Cc, although both elements C and C can be realized in a single cc "physical element. The following equations concerning the compensation are applicable to the arrangement of fig. 8:
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k '= Ca - Ce' = 0 (15) k C C ctt C2
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where k '/ k is the ratio between the change in the coupling k' due to the addition of the elements C and C c 'c "and the coupling k without these elements.
Therefore:
EMI11.1
0clt = C 0 c2 (I6) CI
It is understood that other incident coupling effects may exist in the arrangements of fig.3 or fig. 4 and that some or all of these effects can be compensated by extending the principles shown in the compensation arrangements of Figures 5 to 8.
Fig. 9 shows a tunable selection circuit according to the present invention used as an input selector in a modulated television carrier wave receiver. The receiver is shown as a superheterodyne receiver and comprises a dual antenna 10 coupled, by a selector 9 constructed in accordance with the present invention, to the first tube 11 of the receiver.
Leaving aside for the moment the parts of the circuit constituting the present invention, it can be seen that this receiver comprises the modulator tube 11, an oscillator 12 coupled to the input electrode of the modulator 11 by a capacitor 12, together with the The following elements are cascaded in the order shown: an intermediate frequency amplifier 14, a demodulator 15, a viewing frequency amplifier 16 and a picture reproducer 17, which may be a cathode ray tube. It is understood that a suitable scanning apparatus is inserted in the amplifier 16 for the picture reproducer 17 and the synchronization apparatus.
The parts of the receiver described above can all be of a well-known construction, so that a
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more detailed description of these is not necessary here.
Regarding the operation of the system described above, it should however be indicated that the television signals picked up by the antenna 10 are selected by the selector 9 and supplied to the modulator 11, in which they are converted into signals of intermediate frequency. diary, which are selectively amplified in the intermediate frequency amplifier 14 and supplied to the demodulator 15. The modulation components of the signal are derived by the latter and supplied to the viewing frequency amplifier 16, in which they are amplified and whose they are supplied, in the usual way, to a brightness adjustment element of the image reproducer 17.
The intensity of the scanning beam of the tube 17 is modulated or adjusted in dependence on the light modulation voltages imparted on the adjusting member of the tube 17, in the usual manner. Synchronized scanning fields are produced and applied to the tube 17, in order to deflect the scanning ray in directions perpendicular to each other, for the purpose of drawing rectilinear scanning patterns on the screen of the tube and to reconstruct the transmitted image.
Concerning more particularly the part of the system of FIG. 9 incorporating the present invention, there is shown a transformer comprising primary windings 20,21 coupled by capacitors 22 and by transmission line 24 to antenna 10, as well as secondary windings 25,26 having common terminals. Windings 25 and 26 are shown schematically in the figure as being wound in opposite directions. In order to obtain an adjustable selection circuit of the general type of Figures 3 and 5 and using the inductors 25 and 26 connected in parallel as the fixed inductance element of the first
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capacitance tunable circuit, it is provided the capacitors 27,28,29 which can be selectively connected to the tuned circuit, by means of a switch 30.
The second inductance tunable circuit of the selector comprises an inductor 31, together with inductors 32 and 33 which can be selectively inserted in series with the inductor 31 by means of a switch 34, in order to obtain three necessary inductance values. for the three frequency bands to which the receiver in fig. 9 is tunable. The tunable circuit comprising inductor 31 is tuned by capacitor 36, shown by dashed lines because it may be included in whole or in part within the input electrode capacitance of vacuum tube 11. A Fixed coupling capacitor 37, shunted by a gate leakage resistor 38, is effective to couple the two tunable circuits of the selector.
Capacitor 40, shown by lines formed by dashed lines to represent all or part of the inherent capacitance of the circuit, serves to compensate for the inherent induction which may be present in series with coupling capacitor 37.
The corresponding elements of figures 3,5-and 9 are as follows:
EMI13.1
<tb>
<tb> FiR.3 <SEP> Fig.5 <SEP> Fig.9
<tb> Cl <SEP> Cl <SEP> 27,28,29
<tb> Ll <SEP> Ll <SEP> 25,26
<tb> C2 <SEP> C2 <SEP> 36
<tb> L2 <SEP> L2 <SEP> 31,32,33
<tb> Cc <SEP> Ce <SEP> <SEP> 37
<tb> L <SEP> (37)
<tb> c '
<tb> C <SEP> (<SEP> 40)
<tb> c "
<tb>
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Oscillator 12 includes a tuning switch 41 mechanically coupled to switches 30 and 34 for mono-tuning. It is understood that the switch 41 is effective to insert various tuning elements into the frequency determining circuit of the oscillator, in order to obtain the intermediate frequency received for any desired received signal.
The construction relationships of the arrangement shown in fig. 9 are chosen based on the band filter selector to obtain the attenuation required to give the same shape of the resonance curve for any transmitted band at which the selector can be tuned. There is required an effective uniform series resistance in the first capacitance tunable circuit and an effective uniform shunt conductance in the second inductance tunable circuit.
In the application of the selector of fig. 9, it is desirable to have a maximum voltage ratio between the antenna 10 and the grid of the tube 11. The resistance of the antenna and of the line 24 results in a uniform resistance. of the line in the primary circuit 20,21,22 and 23.
This primary circuit is arranged to couple an effective uniform resistance in series with the secondary circuit or first circuit tunable by capacitance of the selector which comprises the inductors 25 and 26 in parallel. In order to achieve this uniform resistance, the primary circuit is self-resonating at the frequency near the lower limit of the tuning range and has a resistance so small that it is critically attenuated about half by the resistance of the line. .
The value of uniform resistance coupled to the first tunable circuit by capacitance of the selector is determined by the mutual induction between the primary and secondary circuits, measured with the primary inductors,
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res 20,21 in series and secondary inductors 25,26 in parallel. This resistance value is preferably set to ensure sufficient attenuation of the first tunable circuit of the selector, so that no attenuation of the second tunable circuit is required. This is the condition for the maximum voltage ratio between the antenna 10 and the grid of the modulator tube 11.
However, if there is any attenuation in the second tunable circuit, it would, by the uniform shunt conductance, be able to ensure a uniform effect on the shape of the resonance curve. The reason for the special arrangement of the transformer 20,21,25,26 is to ensure a uniform coil assembly to couple the balanced primary circuit to the unbalanced secondary circuit.
As the second inductance tunable circuit of selector 9 requires constant capacitance and constant shunt conductance, which may be zero, it is important that the input conductance of vacuum tube 11 be constant, preferably zero, over the range of frequencies.
For this purpose, an inductor 42 is provided in the grid circuit of the tube 11 which together with the capacitance inherent between the grid and the adjusting electrode of the tube 11, indicated on the plan by lines formed by lines like capacitor 44, completes a feedback circuit in order to keep absolutely zero the effective input conductance of tube 11. Like the gate conductance of vacuum tube 11, which is mainly that which is due to the transit time of electrons, is proportional to the square of the frequency, it is desirable to proportion the reaction conductance gg according to the following equation:
EMI15.1
-ggcc (W 00 gaOLS) = tù02CgS La (17)
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where Cgs is the grid-screen capacitance 44 and Ls the gate inductance 42.
Since the input conductance and the negative feedback conductance are proportional to the square of the frequency, it is possible to compensate for each other over the entire frequency range.
The above proves that when switches 30,34,41 are operated to adjust the tuning of the selector to any selected band of the three frequency bands to which the system is tunable, the characteristic of the band filter is maintained uniform in width. and of constant form.
Fig. 10 shows a different arrangement for maintaining an effective input conductance of zero in the vacuum tube 11. This figure shows only part of the selection circuit, the other parts being the same as those of the arrangement of FIG. 9. To compensate for the input conductance, an inductor 45 is inserted into the cathode circuit of the tube 11 and is inductively coupled to the fixed inductance 31 of the inductor tunable circuit.
In the arrangement of fig. 10, the reaction conductance g g varies with frequency as follows: ggÓ M = w2 C2 M (18)
L2 0 where M is the mutual induction between the inductors
31 and 45,
L2 is the total inductance of the circuit tunable by inductance of the selector, and
C2 is the total capacitance of the circuit tunable by inductance of the selector, in particular that of capacitor 36.
In Fig. 10 as in Fig. 9, the input conductance and the negative feedback conductance are proportional in magnitude, so that they compensate each other over the frequency range.
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Although the foregoing description relates to embodiments of the present invention which are to be called preferred embodiments, it is obvious to those skilled in the art that various modifications and changes can be made thereto without difficulty. depart from the spirit of the invention.
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Claims 1. Tunable band filter with two circuits coupled to each other, characterized in that one of the two circuits is tunable by variation of its capacitance and the other by variation of its inductance and in that as the coupling between the circuits there is provided a reactance having a value such that the width of the transmitted band remains essentially constant when tuning is made.
2. Band filter according to claim 1, characterized in that the coupling element has a value such that the coupling coefficient varies inversely proportional to the resonant frequency of the circuits when tuning is made.
3. Band filter according to claim 1 or 2, characterized in that it uses as a coupling element a fixed capacitor which is connected in series to the two tunable circuits.
4. Band filter according to claim 1 or 2, characterized in that it uses as a coupling element a fixed inductance by which the two tunable circuits are connected in parallel.
5. Band filter according to claim 1 or 2, characterized in that it uses a half-section of a half-k constant filter which consists of a / series element and a half-element in branch and in that the series element is tuned by capacitance, while the shunt element is tuned by induction.
6. Band filter according to claim 1 or 2, characterized in that one of the resonance circuits comprises a variable capacitance, a fixed capacitance and a fixed inductance in series, and in that the other circuit of resonance comprises the aforementioned fixed capacitance, another fixed capacitance and a series variable inductor.