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FILTRES PASSE-BANDE POUR TRES HAUTES FREQUENCES.
La présente invention est relative à des filtres passe-bande pour très hautes fréquences et à leur montage dans des générateurs d'oscillations à très hautes fréquences variables, du type à modulation de vitesse.
L'un des objets de l'invention est d'obtenir un filtre passe-bande à très hautes fréquences de construction simple et pouvant être aisément monté dans des générateurs ou dans des détecteurs à très hautes fréquences.
Un autre objet de l'invention est d'établir un générateur d'oscillations à très hautes fréquences du type à modulation de vitesse comportant un intervalle d'extraction d'énergie à l'intérieur d'une cavité résonnante dont l'impédance de charge est constante sur une certaine bande de fréquences, de telle manière qu'une variation de la tension accélératrice des électrons appliquée au générateur détermine la fréquence produite. Un tel générateur d'oscillations à très hautes fréquences variables est particuliè-
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rement utile dans les altimètres ou dans les appareils de détermination de distance fonctionnant d'après le principe du balayage de fréquence.
D'après ce principe, des ondes électriques, modulées en fréquence de manière cyclique sur une certaine bande, sont transmises vers la terre ou vers un autre objet et l'on obtient la fré- quence-différence entre l'onde transmise au moment considéré et l'onde reçue à l'émetteur après réflexion par l'objet, ladite fréquencedifférence étant une mesure de la distance entre l'objet et l'émetteur.
Suivant une autre caractéristique de la présente invention, un filtre passe-bande pour ondes ultra-courtes comporte deux résonateurs creux, tous deux résonnant à la fréquence milieu de la bande désirée et couplés par induction à proximité des ventres d'intensité des résonateurs, lesdits résonateurs étant tels que le rapport de la réactance effective à la résistance x/r de l'impédance série équiva-lente (r + jx) effective aux ventres d'intensité soit sensiblement égal dans les deux résonateurs pour toutes les fréquences comprises dans la bande passante.
Le générateur d'oscillations à très hautes fréquences varia bles consiste, suivant certaines caractéristiques de l'invention, en un dispositif à décharge électronique du type à modulation de vitesse comportant un intervalle d'extraction d'énergie et un circuit de sortie sous la forme d'un filtre passe-bade présentant audit intervalle une impédance sensiblement constante sur la bande de fréquences intéressée. De cette manière, la fréquence des oscillations produites est déterminée par la tension accélératrice des électrons appliquée aux résonateurs.
Sous un autre de ses aspects, l'invention consiste en un générateur d'oscillations à décharge électronique du type à modulation de vitesse comportant un résonateur creux relié à une impédance de charge, ledit résonateur et ladite impédance formant un circuit passe-bande présentant à l'intervalle d'extraction d'énergie dudit générateur une fréquence sensiblement constante sur la bande de
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fréquences considérée. De cette manière, la fréquence des oscillations produites est déterminée principalement par la tension accélératrice des électrons appliqués audit générateur.
Sous un autre de ses aspects encore, l'invention prévoit un générateur d'oscillations à très hautes fréquences variables consistant en un appareil à décharge électronique à modulation de vitesse avec un résonateurcreux de sortie et un second résonateur creux couplés à une impédance de charge, lesdits résonateurs étant d'autre part, couplés entre eux par induction aux ventres d'intensité. Lesdits résonateurs sont conçus de telle manière que le rapport de la réactance effective à la résistance x/r de l'impédance de sortie équivalente (r + jx) effective aux ventres d'intensité est sensiblement le même pour les deux résonateurs à toutes les fréquences comprises dans la bande passante des résonateurs.
Dans les générateurs d'oscillations du type à modulation de vitesse, la fréquence produite est généralement déterminée par l'accord du circuit résonnant de sortie qui prend la forme d'un résonateur creux et une tension déterminée, accélératrice des électrons, est alors nécessaire pour permettre le fonctionnement de l'oscillateur. Si l'on désire obtenir une autre fréquence présentant un écart assez grand par rapport à la première, il est nécessaire de changer l'accord du résonateur de sortie et la tension accélératrice des électrons.
Dans des cas tels que les appareils de mesure de distance utilisant la méthode du balayage de fréquence, il est commode d'établir ledit balayage lorsque deux ou plus de deux variables doivent être ajustées et l'un des objets de la présente invention est d'établir un générateur 'd'oscillations à très hautes fréquences variables dans lequel la fréquence est déterminée par une seule variable, ladite variable étant une tension électrique. On y parvient, dans l'oscillateur décrit précédemment en maintenant la résistance de charge reliée à l'intervalle d'extraction d'énergie constante sur une large bande de fréquences par l'utilisation d'un filtre à large bande passante, ce qui permet de déterminer généra-
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lement la fréquence du générateur par une tension accélértrice des électrons appliquée audit générateur.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante et à l'examen des dessins joints qui en représentent schématiquement, à titre d'exemples non limitatifs, quelques modes de réalisation.
La figure 1 représente schématiquement une forme connue de filtre à large bande passante pour les fréquences basse ou moyenne.
La figure 2 représente un générateur d'oscillations à très hautes fréquences pour la production d'oscillations dans une large bande de fréquences, ledit générateur comportant un filtre passe bande dans son circuit de sortie.
La figure 3 montre les détails des résonateurs de la figure 2.
Ce sont des profils des deux circuits couplés, vus d'un point situé entre lesdits circuits.
La figure 4 représente schématiquement une partie de l'appareillage d'un altimètre ou d'un déterminateur de distance utilisant la méthode du balayage de fréquence.
La figure 5 représente une variante de construction de la partie réceptrice de l'appareil de la figure 4, ladite partie comprenant un filtre à large bande passante conforme à certaines caractéristiques de l'invention.
La figure 6 représente une variante du récepteur.
Actuellement, les altimètres ou appareils analogues fonctionnant à des fréquences très élevées, il est devenu nécessaire d'éliminer dans les lignes de transmission rayonnantes les différents éléménts de circuits. L'antenne émettrice était, jusqu'ici, incorporée au générateur d'oscillations et l'antenne réceptrice au circuit mélangeur du récepteur. Une telle disposition est décrite ci-dessous sous une forme plus détaillée d'après l'examen de la figure 4.
Dans ses grandes lignes, un appareillage de mesure de distance fonctionnant d'après les principes du balayage de fréquence comporte une antenne émettrice dirigée et une antenne réceptrice, ainsi qu'un
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organe permettant d'appliquer en partie la fréquence transmise directement au récepteur en vue de son mélange avec l'onde reçue après réflexion par l'objet dont l'éloignement est à mesurer. La difficulté, lorsqu'on utilise un tel système, avec des ondes ultra-courtes, par exemple de l'ordre de 20 CM., réside dans l'obtention d'un générateur d'oscillations à très hautes fréquences comportant un balayage de fréquence suffisamment important.
Le système le plus couramment utilisé jusqu'à présent pour grandes longueurs d'ondes employait, pour obtenir le balayage de Séquence cyclique, une variation de capacité commandée par diapason du circuit accordé déterminateur de fréquence, mais une telle variation simple ne produit pas un balayage de fréquence,convenable dans les appareils utilisant de très hautes fréquences en raison du fait que l'accord des générateurs d'oscillations à très hautes fréquences connus dépend de l'ajustement des tensions accélératrices des éléctrons et de celui d'un circuit déterminateur de fréquences.
Cet inconvénient peut être surmonté, suivant certaines caractéristiques de l'invention, en maintenant l'impédence de charge de l'intervalle d'extraction d'énergie d'un générateur d'oscillation$, à très hautes fréquences sensiblement constante sur tout le balayage de fréquence. On y parvient en utilisant un filtre passe=bande convenablement conçu pour les très hautes fréquences et comportant les cavités résonnantes du générateur d'oscillations et le circuit de charge lequel, dans le cas de l'appareillage de mesure de distance, est le circuit de l'antenne émettrice.
De cette manière, l'effet de commande de la fréquence de l'oscillateur et du circuit de charge est réduit au minimum et la fréquence d'oscillations est déterminée, dans une large mesure, par les tensions accélératrices d'électrons appliquées à l'oscillateur, extérieurement au système à haute fréquence l'ensemble du système0est idéal pour la modulation de tension extérieure. Un filtre passe-bande analogue peut également être utilisé au récepteur. Il permet d'obtenir une bande passante plus large que celle obtenue avec un circuit fortement amorti.
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Un certain nombre de filtres passe-bande différents sont théoriquement possibles, mais la description ci-dessous se rapporte au montage préféré. La forme préférée consiste en deux éléments accordée indépendamment mais couplés l'un à l'autre de manière qu'on obtienne la. bande passante et la charge convenables. Dans l'établissement d'un montage à bande passante couplé par inductance mutuelle, tel que celui représenté sur la figure 1 ettel que ceux qui sont utilisés couramment dans les amplificateurs à moyenne fréquence, l'élément passe-bande consiste en deux circuits à réactance concentrée qui sont accordés à la même fréquence porteuse puis couplés de manière qu'on obtienne la bande passante désirée.
Cette disposition est préférable à l'accord par étages, étant donné que la réponse de ce type de montages diminue aux fréquences inférieures à la fréquence porteuse lorsque les amortissements des deux circuits sont différents.
Pour appliquer ce procédé aux montages à très hautes fréquences, il est essentiel de tenir compte du fait qu'en utilisant deux montages composés d'éléments possédant des réactances réparties couplés entre eux à un ventre d'intensité, il est nécessaire que si (r + jx) et l'impédance série équivalente considérée au ventre d'intensité a une fréquence comprise dans la bande passante pour l'un des éléments du montage et si (r' + jx') est l'impédance série équivalente au ventre d'intensité pour l'autre élément du montage à la même fréquence, on a :
EMI6.1
E ±1 (1) x' pour toutes les fréquences comprises dans la bande passante.
Ceci est vrai pour tous les types de montages couplés par induction et si l'on tient compte de la relation ci-dessus, on peut appliquer, dans le montage des filtres passe-bande à réactance concentrée, la même méthode que pour les circuits couplés à réactance répartie tel que, par exemple, des éléments de ligne de transmission.
Un autre point dont il faut tenir compte est qu'en un point quelconque de la ligne de moins de 15 degrés électriques de l'ex-
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trémité d'une ligne de transmission quart d'onde ouverte, le tron- çon le plus court entre ce point et l'extrémité de la ligne se comporte pratiquement comme une capacité fixe et que, par conséquent, il est possible de satisfaire à l'équation (1) dans le cas où l'un des circuits couplés comporte un tronçon de ligne inductif de 75 degrés électriques ou davantage. Quant à l'autre circuit, c'est une ligne de transmission quart d'onde.
Un tel filtre passe-bande peut être aisément incorporé dans un tube à modulation de vitesse dans lequel les circuits résonnants sont formés par des longueurs de ligne de transmission coaxiale, par exemple du type décrit dans le brevet américain n 537.490 du 6.5.44. lesdites longueurs de ligne étant utilisées comme oscillateur pour les longueurs d'onde inférieures à 20 cm. Un oscillateur de ce type est représenté sur la figure 2 des dessins joints. Le résonateur coaxial dudit oscillateur comporte le conducteur extérieur 1 et le conducteur intérieur 2, tous deux munis de fentes longitudinales pour le passage d'un faisceau électronique produit par un projecteur d'électrons comportant une anode 4 et une cathode 3. Un aimant N.S. est prévu pour concentrer les électrons sous forme d'un faisceau étroit à travers les fentes.
La ligne de transmission concentrique est fermée à son extrémité 5 et elle est couplée inductivement à son autre extrémité à la charge. L'intervalle d'absorption d'énergie est indiqué en A et l'intervalle d'extraction d'énergie en E. Pour une description plus détaillée du tube lui-même, on peut se reporter au brevet ci-dessus cité.
Le circuit de charge comporte une ligne de transmission quart d'onde consistant en un conducteur intérieur 9 et en un conducteur extérieur 8. Le conducteur intérieur est relié à une antenne 10.
Le point du système oscillant formé par la ligne de transmission qui correspond au centre de la longueur de la fente est soumis à une variation de tension à haute fréquence de valeur maximum A lorsque ledit système oscille et si W est l'énergie de sortie totale du tube, la résistance équivalente R au bord de l'intervalle E ou l'impédance
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de l'oscillateur devient : R = A2 ohms (2)
2W à la fente.
On a donc essentiellement une résistance pure dans les con- ditions d'oscillations optima.
Dans un tube à modulation de vitesse, plus la résistance R est faible par rapport à l'impédance caractéristique Z de la ligne de transmission, plus la modulation en fréquence du tub¯e est aisée, c'est à dire plus le rapport x/r est petit pour un balayage de fré- quence donné.
La nécessité d'un intervalle d'extraction E étroit oblige à utiliser une ligne d'impédance caractéristique faible comme circuit résonnant. Une étude du problème a montré que les tentatives de surmonter cette difficulté par une méthode quelconque donnent une plus grande capacité linéique de lafente se traduisent par l'obten- tion de conditions inverses de celles obtenues avec une ligne de transmission uniforme. En effet, le rapport x/r n'est pas modifié de façon considérable, mais Úr2+x2 augmente et rend le couplage plus difficile à obtenir avec un dispositif mécanique simple.
Pour obtenir les conditions d'égalité de x/r de part et d'au- tre, c'est à dire 1, 2 et 8, 9 du circuit couplé, il existe plu- sieurs expédients simples qui sont utiles pour maintenir la varia- tion de réactance uniforme sur toute la gamme de fréquences. Les- dits expédients consistent, par exemple, à donner à chaque côté du circuit couplé une impédance caractéristique constante et une lon- gueur d'un quart de longueur d'onde. Dans le cas de la partie ray- onnante du circuit, la caractéristique constante est obtenue en u- tilisant une antenne conique 10 du type défini par Schelkunoff dans les Procedings of the Institute of Radio Engineers, septembre 1941, page 496.
Dans le dispositif représenté sur la figure 2, l'inductance mutuelle est obtenue à l'aide de nervures radiales 11 et 12 telles
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que celles représentées sur la figure 3 au lieu de l'extrémité court- circuitée de la ligne de transmission ; cas représenté est delui d'un rapport d'impédance caractéristique de 2 à lde part et d'autre de la fente.
Il suffit d'appliquer alors la formule classique de l'établissement des lignes de transmission :
Z entrée Zo (ZR cos + Z sin ) (Zo cos + ZR sin) où :
Z entrée = impédance d'entrée.
Zo = impédance caractéristique.
ZR = impédance de terminaison.
= constante de propagation de la ligne .
= longueur de la ligne. telle qu'elle est indiquée par C. Everitt dans l'Edition de 1937 de "Communication Engineering", page 158, formule 44A, pour ajuster la résistance d'amortissement au ventre d'intensité de telle manière qu'elle soit proportionnelle aux variations de réactance.
Cette condition est encore confirmée par la faible perte résultant du déséquilibrage des deux circuits et, en général, avec une valeur donnée, le mode d'ajustement consiste à déterminer expérimentalement l'amortissement maximum qui peut être toléré pour l'intervalle d'extraction puis à établir le circuit de couplage d'antenne de telle manière qu'il produise ledit amortissement l'ensemble des circuits étant conçu de manière à maintenir uniforme la variation de réactance, comme décrit ci-dessus.
Un grand nombre de variantes de circuits passe-bande ont été étudiées, mais, lorsqu'on les considère au point de vue de la simplicité de montage, les facilités de réglage et de tolérance d'établissement, on constate qu'aucun d'entre eux ne supporte la comparaison avec le système préféré de la figure 2.
Considérons maintenant la figure 4. Elle représente sché-
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matiquement un altimètre fonctionnant d'après le principe du balayage de fréquence, conformément à certaines caractéristiques de l'invention, L'appareillage comporte un émetteur T et un récepteur R.
L'émetteur consiste en un générateur d'oscillations à très hautes fréquences G et en une antenne émettrice TA couplés ensemble de manière que le générateur soit muni d'un filtre à large bande passante tel que décrit précédemment en ce qui concerne la figure 2. L'antenne TA est disposée dans un boîtier tubulaire ou guide d'ondes 11 qui joue le rôle d'une antenne émettrice dirigée, suivant la pratique connue.
Le récepteur R comporte un dispositif mélangeur de fréquences A pour la réception des ondes directement à partir de K et après réflexion, et lecourant de la fréquence-différence résultante est détecté par un détecteur à cristal piézo-électrique 12 disposé en un point d'équilibrage dans un résonateur creux concentrique 13 dont le conducteur central 14 est prolongé et pénètre dans le guide d'ondes 15 qui joue en outre le rôle d'antenne cornet dirigée, suivant la pratique connue. Le circuit d'antenne peut être couplé au circuit du détecteur à cristal, de manière à former, comme expliqué précédemment, un filtre à bande passante plus large que celui qu'on peut obtenir avec un circuit fortement amorti unique tel que représenté dans le récepteur R de la figure 4.
En raison de la faible résistance du cristal, celui-ci se prête aisément à l'obtention d'un filtre à large bande passante et son utilité n'est limitée qu'au cas où la bande passante nécessaire est très large. Lorsqu'une telle bande passante très large est nécessaire un dispositif comportant le filtre conforme à certaines caractéristiques de l'imrention tel que celui représenté sur la figure 5 peut être utilisé. Ledit dispositif est décrit ci-après.
En fonctionnement, les ondes sont émises par l'antenne dirigée 11 vers la terre, une partie d'entre elles étant reçues directement par l'antenne 15. Après réflexion par la terre des ondes sont également reçues par l'antenne 15.
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L'antenne 15 reçoit ainsi les ondes transmises au départ par l'antenne 11 et les ondes reçues après réflexion qui sont détectées par le cristal 12 dont l'énergie de sortie à la fréquence-différence est ensuite mesurée suivant les prindipes bien connus. La distance entre les deux antennes 11 et 15 ou entre le cornet dirigé est réglée de telle manière qu'on obtiennen l'intensité de signal qui convient le mieux pour les ondes reçues directement en vue de leur mélange avec celles réfléchies par la terre sur l'antenne réceptrice 14. Le degré de directivité est aisément commandé par la dimension des ouvertures de radiation 16 et 17 comme décrit dans le brevet déjà cité.
En considérant d'autre part la figure 5, on voit que le circuit d'antenne comporte une ligne de transmission concentrique quart d'onde 18 court circuitée à l'une de ses extbémités et reliée à une antenne conique 19 à son autre extrémité, comme exposé à propos de la figure 2. L'antenne 19 reçoit des ondes directement de l'émetteur et après réflexion par un objet. Le cristal 20, qui détecte le courant de la fréquence-différence, est situé approximativement en un ventre de la ligne de transmission concentrique 21, laquelle est couplée par induction à la ligne de transmission 18 dans une ouverture 22.
La ligne 21 est fermée à son extrémité opposée au cristal par un diaphragme réflecteur 23 et les courants détectés sont obtenus à partir de connexions 24 dont l'une est reliée au conducteur extérieur à la ligne de transmission 21, l'autre étant reliée à l'une des électrodes du cristal. L'électrode opposée du cristal est reliée au conducteur central de la ligne de transmission 21. Un tel système constitue un filtre à large bande passante.
On considèrera maintenant la figure 6. Elle représente un autre montage récepteur réalisant un filtre à large bande passante.
Dans ce cas, une antenne rectiligne est utilisée au lieu de l'antenne conique de la figure 5 et, par suite, l'impédance caractéristique n'est pas uniforme sur toute la longueur du circuit couplé
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34 qui consiste en un tronçon de ligne de transmission concentrique quart d'onde 25 et en une antenne 26 formée par un prolongement du conducteur central.
Le circuit d'antenne de ce type introduit un nouveau fac- teur variable avec la fréquence, à savoir le rapport de réactance effective des deux circuits couplés. Pour éliminer ce facteur va- riable, l'autre circuit couplé 27 est également conçu avec une im- pédance caractéristique variant par degrés. Ledit circuit prend la forme de parties de ligne de transmission concentrique en série présentant des impédances caractéristiques différentes. Lesdites parties comportent les conducteurs extérieurs 28 et 29 et le con- ducteur intérieur 31. Un détecteur à cristal est monté entre les conducteurs intérieur et extérieur suivant un principe connu. Les deux circuits 34 et 27 sont couplés l'un à l'autre par inductance, par exemple comme décrit à propos des figures 2 et 3.
De façon que les variations de réactance par rapport à la fréquence des deux circuits soit maintenue en synchronisme, il est nécessaire que la réactance des différentes parties du circuit sa- tisfasse à la relation.
Z = Zl
Z' Z'l où Z' et Z sont les impédances @aractéristiques respectives de l'an- tenne rayonnante 26 et les parties 25 du circuit 34 Z'l, Z1 étant les impédances caractéristiques respectives des parties 29 et 28 du circuit 27. Les longueurs des parties correspondantes des deux lignes de transmission sont sensiblement égales.
On comprendra que la construction représentée sur la figure 6 n'est pas la seule solution qui permet d'éliminer les variations du rapport des impédances des circuits couplés et l'homme de l'art appréciera qu'il s'agit là d'une solution suffisamment simple réa- lisable en pratique tandis que, parmi les autres variantes de solu- tions, un très petit nombre peuvent être appliquées étant donné que leur mise au point est trop difficile.
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Il reste à équilibrer l'amortissement des deux circuits de telle manière que x/r soit identique pour les ventres d'intensité des deux circuits. On peut y parvenir par l'application de la théorie ordinaire et un équilibrage total peut être réalisé si les facteurs de puissance des courants en série équivalents aux points
30 et 31 choisis à proximité des extrémités à impédance élevée de la ligne de transmission sont les mêmes de part et d'autre des cir- cuits couplés. Ceci permet de déterminer Z'l et par conséquent Z1 pour une forme de circuit d'antenne quelconque.
Le système représenté air la figure 6 peut être utile dans le cas où l'antenne conique qu'on désire établir a une impédance caractéristique trop faible. Lorsqu'on tente de réaliser une construction du type de la figure 2 ou de la figure 5, des impédances caractéristiques de 80 ohms ou moins conduisent à des cônes dont l'angle au sommet est trop grand pour permettre une application commo. de.
Après avoir appliqué le montage passe bande pour maintenir une variation de réactances par rapport à la résistance du circuit du tube, à la valeur minimum sur toute la gamme de fréquences, on obtient normalement un couplage excessif à la fréquence milieu de la bande si le couplage est correct à pleine charge aux deux ex- trémités du balayage de fréquence ce qui conduit à une modulation d'amplitude.
Un expédient simple pour surmonter cette difficulté consiste à utiliser une partie de la modulation de tension qui sert à la commande du balayage de fréquence avec une modulation conve- nable de la phase et à l'appliquer à la grille de commande du tu- be, de manière à modifier l'impédance caractéristique effective de la fréquence milieu de la bande de telle sorte qu'une augmentation du serrage du couplage soit compensée par un accroissement de la résistance effective du tube, de sorte qu'une grande partie de la modulation d'amplitude qui, sans cette disposition serait produite, peut ainsi être annulée.
Bien que l'invention ait été ci-dessus décrite en relation
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avec des exemples particuliers de réalisation et des variantes de ceux-ci, il doit être bien compris que cette description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite aucunement le domaine de l'invention.
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BANDPASS FILTERS FOR VERY HIGH FREQUENCIES.
The present invention relates to band-pass filters for very high frequencies and to their mounting in oscillations generators at very high variable frequencies, of the speed modulation type.
One of the objects of the invention is to obtain a very high frequency bandpass filter of simple construction and which can easily be mounted in generators or in very high frequency detectors.
Another object of the invention is to establish a generator of oscillations at very high frequencies of the speed modulation type comprising an energy extraction interval inside a resonant cavity whose load impedance is constant over a certain frequency band, such that a variation in the accelerating voltage of the electrons applied to the generator determines the frequency produced. Such a generator of oscillations at very high variable frequencies is particularly
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It is useful in altimeters or in distance determining devices operating on the principle of frequency sweeping.
According to this principle, electric waves, modulated in frequency cyclically over a certain band, are transmitted to the earth or to another object and one obtains the frequency-difference between the wave transmitted at the moment in question. and the wave received at the emitter after reflection by the object, said frequency difference being a measure of the distance between the object and the emitter.
According to another characteristic of the present invention, a band-pass filter for ultra-short waves comprises two hollow resonators, both resonating at the mid-frequency of the desired band and coupled by induction close to the intensity bellies of the resonators, said resonators being such that the ratio of the effective reactance to the resistance x / r of the equivalent slow series impedance (r + jx) effective at the bellies of intensity is substantially equal in the two resonators for all the frequencies included in the band passing.
The generator of oscillations at very high variable frequencies consists, according to certain characteristics of the invention, of an electronic discharge device of the speed modulation type comprising an energy extraction interval and an output circuit in the form a bad-pass filter having at said interval a substantially constant impedance over the frequency band concerned. In this way, the frequency of the oscillations produced is determined by the accelerating voltage of the electrons applied to the resonators.
In another of its aspects, the invention consists of an electronic discharge oscillation generator of the speed modulation type comprising a hollow resonator connected to a load impedance, said resonator and said impedance forming a band-pass circuit having to the energy extraction interval of said generator at a substantially constant frequency over the band
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frequencies considered. In this way, the frequency of the oscillations produced is determined mainly by the accelerating voltage of the electrons applied to said generator.
In yet another of its aspects, the invention provides a generator of oscillations at very high variable frequencies consisting of a speed modulated electronic discharge device with an output hollow resonator and a second hollow resonator coupled to a load impedance, said resonators being on the other hand, coupled to one another by induction at the intensity bellies. Said resonators are designed in such a way that the ratio of the effective reactance to the resistance x / r of the equivalent output impedance (r + jx) effective at the intensity bellows is substantially the same for the two resonators at all frequencies included in the bandwidth of the resonators.
In speed modulation type oscillation generators, the frequency produced is generally determined by the tuning of the output resonant circuit which takes the form of a hollow resonator and a determined voltage, accelerating the electrons, is then necessary for allow the operation of the oscillator. If one wishes to obtain another frequency exhibiting a fairly large deviation from the first, it is necessary to change the tuning of the output resonator and the accelerating voltage of the electrons.
In cases such as distance measuring apparatus using the frequency sweep method, it is convenient to establish said sweep when two or more variables need to be adjusted and one of the objects of the present invention is to establishing a generator of oscillations at very high variable frequencies in which the frequency is determined by a single variable, said variable being an electric voltage. This is achieved in the oscillator described above by maintaining the load resistance connected to the constant energy extraction interval over a wide band of frequencies through the use of a wide band pass filter, which allows to determine gener-
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also the frequency of the generator by an accelerating voltage of the electrons applied to said generator.
The invention will be better understood on reading the following description and on examining the accompanying drawings which schematically represent, by way of nonlimiting examples, some embodiments.
FIG. 1 schematically represents a known form of wide passband filter for low or medium frequencies.
FIG. 2 represents a generator of oscillations at very high frequencies for the production of oscillations in a wide frequency band, said generator comprising a band pass filter in its output circuit.
Figure 3 shows the details of the resonators in Figure 2.
These are profiles of the two coupled circuits, seen from a point located between said circuits.
FIG. 4 schematically represents part of the apparatus of an altimeter or of a distance determiner using the frequency sweep method.
FIG. 5 represents an alternative construction of the receiving part of the apparatus of FIG. 4, said part comprising a wide passband filter conforming to certain characteristics of the invention.
FIG. 6 represents a variant of the receiver.
Currently, altimeters or similar devices operating at very high frequencies, it has become necessary to eliminate the various circuit elements in the radiating transmission lines. The transmitting antenna has hitherto been incorporated into the oscillation generator and the receiving antenna into the mixer circuit of the receiver. Such an arrangement is described below in more detail from an examination of Figure 4.
Broadly speaking, a distance measuring apparatus operating on the principles of frequency sweeping comprises a directed transmitting antenna and a receiving antenna, as well as a
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device making it possible to apply in part the frequency transmitted directly to the receiver with a view to its mixing with the wave received after reflection by the object whose distance is to be measured. The difficulty, when such a system is used, with ultra-short waves, for example of the order of 20 cm., Lies in obtaining a generator of oscillations at very high frequencies comprising a frequency sweep. sufficiently important.
The most commonly used long wavelength system heretofore employed a tuning fork controlled capacitance variation of the tuned frequency determiner circuit to achieve the cyclic sequence sweep, but such a simple variation does not produce a sweep. frequency, suitable in devices using very high frequencies due to the fact that the tuning of known very high frequency oscillation generators depends on the adjustment of the accelerating voltages of the electrons and on that of a frequency determining circuit .
This drawback can be overcome, according to certain characteristics of the invention, by maintaining the load impedence of the energy extraction interval of an oscillation generator $, at very high frequencies substantially constant over the entire scan. frequency. This is achieved by using a pass = band filter suitably designed for very high frequencies and comprising the resonant cavities of the oscillation generator and the load circuit which, in the case of the distance measuring apparatus, is the circuit of the transmitting antenna.
In this way, the frequency control effect of the oscillator and the load circuit is minimized and the frequency of oscillations is determined, to a large extent, by the accelerating electron voltages applied to the oscillator, externally to the high frequency system the whole system is ideal for external voltage modulation. An analog bandpass filter can also be used at the receiver. It makes it possible to obtain a bandwidth that is wider than that obtained with a strongly damped circuit.
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A number of different bandpass filters are theoretically possible, but the description below relates to the preferred arrangement. The preferred form consists of two elements tuned independently but coupled to each other so that the. adequate bandwidth and load. In establishing a mutual inductance coupled bandwidth circuit, such as that shown in Figure 1 and such as are commonly used in medium frequency amplifiers, the bandpass element consists of two reactance circuits which are tuned to the same carrier frequency and then coupled to achieve the desired bandwidth.
This arrangement is preferable to tuning by stages, given that the response of this type of assembly decreases at frequencies below the carrier frequency when the dampings of the two circuits are different.
To apply this process to assemblies at very high frequencies, it is essential to take into account the fact that by using two assemblies composed of elements having distributed reactances coupled between them at a belly of intensity, it is necessary that if (r + jx) and the equivalent series impedance considered at the belly of intensity has a frequency included in the pass band for one of the elements of the assembly and if (r '+ jx') is the series impedance equivalent to the belly of intensity for the other element of the assembly at the same frequency, we have:
EMI6.1
E ± 1 (1) x 'for all frequencies included in the passband.
This is true for all types of inductively coupled assemblies and if the above relation is taken into account, the same method can be applied in the assembly of concentrated reactance bandpass filters as for coupled circuits. distributed reactance such as, for example, transmission line elements.
Another point to be taken into account is that at any point on the line less than 15 electrical degrees of the former
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end of an open quarter-wave transmission line, the shortest section between this point and the end of the line behaves practically like a fixed capacitor and that, therefore, it is possible to satisfy the Equation (1) in the case where one of the coupled circuits has an inductive line section of 75 electrical degrees or more. As for the other circuit, it is a quarter wave transmission line.
Such a band pass filter can easily be incorporated into a rate modulating tube in which the resonant circuits are formed by lengths of coaxial transmission line, for example of the type described in US Pat. No. 537,490 of 6.5.44. said line lengths being used as an oscillator for wavelengths less than 20 cm. An oscillator of this type is shown in Figure 2 of the accompanying drawings. The coaxial resonator of said oscillator comprises the outer conductor 1 and the inner conductor 2, both provided with longitudinal slots for the passage of an electron beam produced by an electron projector comprising an anode 4 and a cathode 3. A magnet NS is intended to concentrate the electrons as a narrow beam through the slits.
The concentric transmission line is closed at its end 5 and is inductively coupled at its other end to the load. The energy absorption interval is indicated in A and the energy extraction interval in E. For a more detailed description of the tube itself, reference may be made to the above-cited patent.
The load circuit comprises a quarter-wave transmission line consisting of an inner conductor 9 and an outer conductor 8. The inner conductor is connected to an antenna 10.
The point of the oscillating system formed by the transmission line which corresponds to the center of the length of the slot is subjected to a voltage variation at high frequency of maximum value A when said system oscillates and if W is the total output energy of the tube, the equivalent resistance R at the edge of the interval E or the impedance
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of the oscillator becomes: R = A2 ohms (2)
2W at the slot.
There is therefore essentially a pure resistance under the conditions of optimum oscillations.
In a speed-modulated tube, the lower the resistance R compared to the characteristic impedance Z of the transmission line, the easier the frequency modulation of the tube, i.e. the greater the ratio x / r is small for a given frequency sweep.
The need for a narrow E extraction interval makes it necessary to use a low characteristic impedance line as the resonant circuit. A study of the problem has shown that attempts to overcome this difficulty by any method result in a greater linear capacity of the slit results in the obtaining of conditions opposite to those obtained with a uniform transmission line. Indeed, the ratio x / r is not modified in a considerable way, but Úr2 + x2 increases and makes the coupling more difficult to obtain with a simple mechanical device.
To obtain the conditions of equality of x / r on both sides, that is to say 1, 2 and 8, 9 of the coupled circuit, there are several simple expedients which are useful to maintain the variation. - Uniform reactance tion over the entire frequency range. Said expedients consist, for example, in giving each side of the coupled circuit a constant characteristic impedance and a length of a quarter wavelength. In the case of the radiating part of the circuit, the constant characteristic is obtained by using a horn antenna 10 of the type defined by Schelkunoff in the Procedings of the Institute of Radio Engineers, September 1941, page 496.
In the device shown in Figure 2, the mutual inductance is obtained using radial ribs 11 and 12 such
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than those shown in Figure 3 instead of the shorted end of the transmission line; case shown is delui with a characteristic impedance ratio of 2 on either side of the slot.
It suffices to apply the classic formula of establishing transmission lines:
Z input Zo (ZR cos + Z sin) (Zo cos + ZR sin) where:
Z input = input impedance.
Zo = characteristic impedance.
ZR = termination impedance.
= constant of propagation of the line.
= length of the line. as indicated by C. Everitt in the 1937 Edition of "Communication Engineering", page 158, formula 44A, to adjust the damping resistance to the intensity belly so that it is proportional to the variations. reactance.
This condition is further confirmed by the low loss resulting from the imbalance of the two circuits and, in general, with a given value, the adjustment mode consists of experimentally determining the maximum damping that can be tolerated for the extraction interval and then establishing the antenna coupling circuit in such a way that it produces said damping, the assembly of the circuits being designed so as to keep the variation in reactance uniform, as described above.
A large number of variants of band-pass circuits have been studied, but, when considered from the point of view of simplicity of assembly, ease of adjustment and tolerance of establishment, it is found that none of them they do not stand comparison with the preferred system of Figure 2.
Let us now consider figure 4. It represents a diagram
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matically an altimeter operating according to the principle of frequency sweeping, in accordance with certain characteristics of the invention, the equipment comprises a transmitter T and a receiver R.
The transmitter consists of a generator of oscillations at very high frequencies G and of a transmitting antenna TA coupled together so that the generator is provided with a wide band pass filter as described previously with regard to FIG. 2. The antenna TA is arranged in a tubular casing or waveguide 11 which acts as a directed transmitting antenna, according to known practice.
The receiver R has a frequency mixer A for receiving waves directly from K and after reflection, and the resulting frequency-difference current is detected by a piezoelectric crystal detector 12 disposed at a balancing point in a concentric hollow resonator 13 of which the central conductor 14 is extended and penetrates into the waveguide 15 which also plays the role of a directed horn antenna, according to known practice. The antenna circuit can be coupled to the circuit of the crystal detector, so as to form, as explained previously, a passband filter which is wider than that which can be obtained with a single strongly damped circuit as shown in the receiver. R in figure 4.
Owing to the low resistance of the crystal, the latter easily lends itself to obtaining a filter with a wide passband and its usefulness is limited only in the case where the necessary passband is very wide. When such a very wide passband is necessary, a device comprising the filter conforming to certain characteristics of the invention such as that shown in FIG. 5 can be used. Said device is described below.
In operation, the waves are emitted by the antenna 11 directed towards the earth, some of them being received directly by the antenna 15. After reflection by the earth, the waves are also received by the antenna 15.
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The antenna 15 thus receives the waves initially transmitted by the antenna 11 and the waves received after reflection which are detected by the crystal 12, the output energy of which at the frequency-difference is then measured according to well-known principles. The distance between the two antennas 11 and 15 or between the directed horn is adjusted in such a way that the most suitable signal strength is obtained for the waves received directly with a view to their mixing with those reflected by the earth on the The receiving antenna 14. The degree of directivity is easily controlled by the size of the radiation apertures 16 and 17 as described in the patent already cited.
Considering on the other hand FIG. 5, it can be seen that the antenna circuit comprises a concentric quarter-wave transmission line 18 short-circuited at one of its ends and connected to a conical antenna 19 at its other end, as explained in connection with FIG. 2. The antenna 19 receives waves directly from the transmitter and after reflection by an object. Crystal 20, which senses the frequency-difference current, is located approximately at a belly of the concentric transmission line 21, which is inductively coupled to the transmission line 18 in an opening 22.
Line 21 is closed at its end opposite to the crystal by a reflector diaphragm 23 and the detected currents are obtained from connections 24, one of which is connected to the conductor outside the transmission line 21, the other being connected to the one of the crystal electrodes. The opposite electrode of the crystal is connected to the central conductor of the transmission line 21. Such a system constitutes a wide band pass filter.
FIG. 6 will now be considered. It represents another receiver assembly producing a wide passband filter.
In this case, a rectilinear antenna is used instead of the conical antenna of Figure 5 and, therefore, the characteristic impedance is not uniform over the entire length of the coupled circuit.
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34 which consists of a section of a quarter-wave concentric transmission line 25 and an antenna 26 formed by an extension of the central conductor.
The antenna circuit of this type introduces a new factor which varies with frequency, namely the effective reactance ratio of the two coupled circuits. To eliminate this variable factor, the other coupled circuit 27 is also designed with a characteristic impedance varying in degrees. Said circuit takes the form of parts of a series concentric transmission line having different characteristic impedances. Said parts comprise the outer conductors 28 and 29 and the inner conductor 31. A crystal detector is mounted between the inner and outer conductors according to a known principle. The two circuits 34 and 27 are coupled to each other by inductance, for example as described with reference to Figures 2 and 3.
In order that the variations in reactance with respect to the frequency of the two circuits is kept in synchronism, it is necessary that the reactance of the different parts of the circuit satisfy the relation.
Z = Zl
Z 'Z'l where Z' and Z are the respective characteristic impedances of the radiating antenna 26 and the parts 25 of the circuit 34 Z'l, Z1 being the respective characteristic impedances of the parts 29 and 28 of the circuit 27. The lengths of the corresponding parts of the two transmission lines are substantially equal.
It will be understood that the construction shown in FIG. 6 is not the only solution which makes it possible to eliminate the variations in the ratio of the impedances of the coupled circuits and those skilled in the art will appreciate that this is a Sufficiently simple solution achievable in practice while, among the other alternative solutions, a very small number can be applied since their development is too difficult.
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It remains to balance the damping of the two circuits in such a way that x / r is identical for the bellies of intensity of the two circuits. This can be achieved by the application of ordinary theory, and full balancing can be achieved if the power factors of the series currents equivalent to the points
30 and 31 chosen near the high impedance ends of the transmission line are the same on either side of the coupled circuits. This makes it possible to determine Z'1 and therefore Z1 for any form of antenna circuit.
The system shown in FIG. 6 can be useful in the case where the conical antenna that it is desired to establish has a characteristic impedance that is too low. When attempting to make a construction of the type of Figure 2 or Figure 5, characteristic impedances of 80 ohms or less lead to cones whose apex angle is too large to permit a convenient application. of.
After having applied the band pass assembly to maintain a variation of reactances with respect to the resistance of the circuit of the tube, at the minimum value over the entire frequency range, excessive coupling is normally obtained at the mid-band frequency if the coupling is correct at full load at both ends of the frequency sweep, which leads to amplitude modulation.
A simple expedient to overcome this difficulty is to use part of the voltage modulation which serves to control the frequency sweep with a suitable modulation of the phase and apply it to the control grid of the tube, so as to modify the effective characteristic impedance of the mid-band frequency so that an increase in the coupling tightness is compensated by an increase in the effective resistance of the tube, so that a large part of the modulation d amplitude which, without this provision would be produced, can thus be canceled.
Although the invention has been described above in relation
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with particular embodiments and variants thereof, it should be understood that this description has been given only by way of example and in no way limits the scope of the invention.