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FILTRES PASSE-BANDE POUR TRES HAUTES FREQUENCES.
La présente invention est relative à des filtres passe-bande pour très hautes fréquences et à leur montage dans des générateurs d'oscillations à très hautes fréquences variables, du type à modulation de vitesse.
L'un des objets de l'invention est d'obtenir un filtre passe-bande à très hautes fréquences de construction simple et pouvant être aisément monté dans des générateurs ou dans des détecteurs à très hautes fréquences.
Un autre objet de l'invention est d'établir un générateur d'oscillations à très hautes fréquences du type à modulation de vitesse comportant un intervalle d'extraction d'énergie à l'intérieur d'une cavité résonnante dont l'impédance de charge est constante sur une certaine bande de fréquences, de telle manière qu'une variation de la tension accélératrice des électrons appliquée au générateur détermine la fréquence produite. Un tel générateur d'oscillations à très hautes fréquences variables est particuliè-
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rement utile dans les altimètres ou dans les appareils de détermination de distance fonctionnant d'après le principe du balayage de fréquence.
D'après ce principe, des ondes électriques, modulées en fréquence de manière cyclique sur une certaine bande, sont transmises vers la terre ou vers un autre objet et l'on obtient la fré- quence-différence entre l'onde transmise au moment considéré et l'onde reçue à l'émetteur après réflexion par l'objet, ladite fréquencedifférence étant une mesure de la distance entre l'objet et l'émetteur.
Suivant une autre caractéristique de la présente invention, un filtre passe-bande pour ondes ultra-courtes comporte deux résonateurs creux, tous deux résonnant à la fréquence milieu de la bande désirée et couplés par induction à proximité des ventres d'intensité des résonateurs, lesdits résonateurs étant tels que le rapport de la réactance effective à la résistance x/r de l'impédance série équiva-lente (r + jx) effective aux ventres d'intensité soit sensiblement égal dans les deux résonateurs pour toutes les fréquences comprises dans la bande passante.
Le générateur d'oscillations à très hautes fréquences varia bles consiste, suivant certaines caractéristiques de l'invention, en un dispositif à décharge électronique du type à modulation de vitesse comportant un intervalle d'extraction d'énergie et un circuit de sortie sous la forme d'un filtre passe-bade présentant audit intervalle une impédance sensiblement constante sur la bande de fréquences intéressée. De cette manière, la fréquence des oscillations produites est déterminée par la tension accélératrice des électrons appliquée aux résonateurs.
Sous un autre de ses aspects, l'invention consiste en un générateur d'oscillations à décharge électronique du type à modulation de vitesse comportant un résonateur creux relié à une impédance de charge, ledit résonateur et ladite impédance formant un circuit passe-bande présentant à l'intervalle d'extraction d'énergie dudit générateur une fréquence sensiblement constante sur la bande de
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fréquences considérée. De cette manière, la fréquence des oscillations produites est déterminée principalement par la tension accélératrice des électrons appliqués audit générateur.
Sous un autre de ses aspects encore, l'invention prévoit un générateur d'oscillations à très hautes fréquences variables consistant en un appareil à décharge électronique à modulation de vitesse avec un résonateurcreux de sortie et un second résonateur creux couplés à une impédance de charge, lesdits résonateurs étant d'autre part, couplés entre eux par induction aux ventres d'intensité. Lesdits résonateurs sont conçus de telle manière que le rapport de la réactance effective à la résistance x/r de l'impédance de sortie équivalente (r + jx) effective aux ventres d'intensité est sensiblement le même pour les deux résonateurs à toutes les fréquences comprises dans la bande passante des résonateurs.
Dans les générateurs d'oscillations du type à modulation de vitesse, la fréquence produite est généralement déterminée par l'accord du circuit résonnant de sortie qui prend la forme d'un résonateur creux et une tension déterminée, accélératrice des électrons, est alors nécessaire pour permettre le fonctionnement de l'oscillateur. Si l'on désire obtenir une autre fréquence présentant un écart assez grand par rapport à la première, il est nécessaire de changer l'accord du résonateur de sortie et la tension accélératrice des électrons.
Dans des cas tels que les appareils de mesure de distance utilisant la méthode du balayage de fréquence, il est commode d'établir ledit balayage lorsque deux ou plus de deux variables doivent être ajustées et l'un des objets de la présente invention est d'établir un générateur 'd'oscillations à très hautes fréquences variables dans lequel la fréquence est déterminée par une seule variable, ladite variable étant une tension électrique. On y parvient, dans l'oscillateur décrit précédemment en maintenant la résistance de charge reliée à l'intervalle d'extraction d'énergie constante sur une large bande de fréquences par l'utilisation d'un filtre à large bande passante, ce qui permet de déterminer généra-
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lement la fréquence du générateur par une tension accélértrice des électrons appliquée audit générateur.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante et à l'examen des dessins joints qui en représentent schématiquement, à titre d'exemples non limitatifs, quelques modes de réalisation.
La figure 1 représente schématiquement une forme connue de filtre à large bande passante pour les fréquences basse ou moyenne.
La figure 2 représente un générateur d'oscillations à très hautes fréquences pour la production d'oscillations dans une large bande de fréquences, ledit générateur comportant un filtre passe bande dans son circuit de sortie.
La figure 3 montre les détails des résonateurs de la figure 2.
Ce sont des profils des deux circuits couplés, vus d'un point situé entre lesdits circuits.
La figure 4 représente schématiquement une partie de l'appareillage d'un altimètre ou d'un déterminateur de distance utilisant la méthode du balayage de fréquence.
La figure 5 représente une variante de construction de la partie réceptrice de l'appareil de la figure 4, ladite partie comprenant un filtre à large bande passante conforme à certaines caractéristiques de l'invention.
La figure 6 représente une variante du récepteur.
Actuellement, les altimètres ou appareils analogues fonctionnant à des fréquences très élevées, il est devenu nécessaire d'éliminer dans les lignes de transmission rayonnantes les différents éléménts de circuits. L'antenne émettrice était, jusqu'ici, incorporée au générateur d'oscillations et l'antenne réceptrice au circuit mélangeur du récepteur. Une telle disposition est décrite ci-dessous sous une forme plus détaillée d'après l'examen de la figure 4.
Dans ses grandes lignes, un appareillage de mesure de distance fonctionnant d'après les principes du balayage de fréquence comporte une antenne émettrice dirigée et une antenne réceptrice, ainsi qu'un
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organe permettant d'appliquer en partie la fréquence transmise directement au récepteur en vue de son mélange avec l'onde reçue après réflexion par l'objet dont l'éloignement est à mesurer. La difficulté, lorsqu'on utilise un tel système, avec des ondes ultra-courtes, par exemple de l'ordre de 20 CM., réside dans l'obtention d'un générateur d'oscillations à très hautes fréquences comportant un balayage de fréquence suffisamment important.
Le système le plus couramment utilisé jusqu'à présent pour grandes longueurs d'ondes employait, pour obtenir le balayage de Séquence cyclique, une variation de capacité commandée par diapason du circuit accordé déterminateur de fréquence, mais une telle variation simple ne produit pas un balayage de fréquence,convenable dans les appareils utilisant de très hautes fréquences en raison du fait que l'accord des générateurs d'oscillations à très hautes fréquences connus dépend de l'ajustement des tensions accélératrices des éléctrons et de celui d'un circuit déterminateur de fréquences.
Cet inconvénient peut être surmonté, suivant certaines caractéristiques de l'invention, en maintenant l'impédence de charge de l'intervalle d'extraction d'énergie d'un générateur d'oscillation$, à très hautes fréquences sensiblement constante sur tout le balayage de fréquence. On y parvient en utilisant un filtre passe=bande convenablement conçu pour les très hautes fréquences et comportant les cavités résonnantes du générateur d'oscillations et le circuit de charge lequel, dans le cas de l'appareillage de mesure de distance, est le circuit de l'antenne émettrice.
De cette manière, l'effet de commande de la fréquence de l'oscillateur et du circuit de charge est réduit au minimum et la fréquence d'oscillations est déterminée, dans une large mesure, par les tensions accélératrices d'électrons appliquées à l'oscillateur, extérieurement au système à haute fréquence l'ensemble du système0est idéal pour la modulation de tension extérieure. Un filtre passe-bande analogue peut également être utilisé au récepteur. Il permet d'obtenir une bande passante plus large que celle obtenue avec un circuit fortement amorti.
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Un certain nombre de filtres passe-bande différents sont théoriquement possibles, mais la description ci-dessous se rapporte au montage préféré. La forme préférée consiste en deux éléments accordée indépendamment mais couplés l'un à l'autre de manière qu'on obtienne la. bande passante et la charge convenables. Dans l'établissement d'un montage à bande passante couplé par inductance mutuelle, tel que celui représenté sur la figure 1 ettel que ceux qui sont utilisés couramment dans les amplificateurs à moyenne fréquence, l'élément passe-bande consiste en deux circuits à réactance concentrée qui sont accordés à la même fréquence porteuse puis couplés de manière qu'on obtienne la bande passante désirée.
Cette disposition est préférable à l'accord par étages, étant donné que la réponse de ce type de montages diminue aux fréquences inférieures à la fréquence porteuse lorsque les amortissements des deux circuits sont différents.
Pour appliquer ce procédé aux montages à très hautes fréquences, il est essentiel de tenir compte du fait qu'en utilisant deux montages composés d'éléments possédant des réactances réparties couplés entre eux à un ventre d'intensité, il est nécessaire que si (r + jx) et l'impédance série équivalente considérée au ventre d'intensité a une fréquence comprise dans la bande passante pour l'un des éléments du montage et si (r' + jx') est l'impédance série équivalente au ventre d'intensité pour l'autre élément du montage à la même fréquence, on a :
EMI6.1
E ±1 (1) x' pour toutes les fréquences comprises dans la bande passante.
Ceci est vrai pour tous les types de montages couplés par induction et si l'on tient compte de la relation ci-dessus, on peut appliquer, dans le montage des filtres passe-bande à réactance concentrée, la même méthode que pour les circuits couplés à réactance répartie tel que, par exemple, des éléments de ligne de transmission.
Un autre point dont il faut tenir compte est qu'en un point quelconque de la ligne de moins de 15 degrés électriques de l'ex-
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trémité d'une ligne de transmission quart d'onde ouverte, le tron- çon le plus court entre ce point et l'extrémité de la ligne se comporte pratiquement comme une capacité fixe et que, par conséquent, il est possible de satisfaire à l'équation (1) dans le cas où l'un des circuits couplés comporte un tronçon de ligne inductif de 75 degrés électriques ou davantage. Quant à l'autre circuit, c'est une ligne de transmission quart d'onde.
Un tel filtre passe-bande peut être aisément incorporé dans un tube à modulation de vitesse dans lequel les circuits résonnants sont formés par des longueurs de ligne de transmission coaxiale, par exemple du type décrit dans le brevet américain n 537.490 du 6.5.44. lesdites longueurs de ligne étant utilisées comme oscillateur pour les longueurs d'onde inférieures à 20 cm. Un oscillateur de ce type est représenté sur la figure 2 des dessins joints. Le résonateur coaxial dudit oscillateur comporte le conducteur extérieur 1 et le conducteur intérieur 2, tous deux munis de fentes longitudinales pour le passage d'un faisceau électronique produit par un projecteur d'électrons comportant une anode 4 et une cathode 3. Un aimant N.S. est prévu pour concentrer les électrons sous forme d'un faisceau étroit à travers les fentes.
La ligne de transmission concentrique est fermée à son extrémité 5 et elle est couplée inductivement à son autre extrémité à la charge. L'intervalle d'absorption d'énergie est indiqué en A et l'intervalle d'extraction d'énergie en E. Pour une description plus détaillée du tube lui-même, on peut se reporter au brevet ci-dessus cité.
Le circuit de charge comporte une ligne de transmission quart d'onde consistant en un conducteur intérieur 9 et en un conducteur extérieur 8. Le conducteur intérieur est relié à une antenne 10.
Le point du système oscillant formé par la ligne de transmission qui correspond au centre de la longueur de la fente est soumis à une variation de tension à haute fréquence de valeur maximum A lorsque ledit système oscille et si W est l'énergie de sortie totale du tube, la résistance équivalente R au bord de l'intervalle E ou l'impédance
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de l'oscillateur devient : R = A2 ohms (2)
2W à la fente.
On a donc essentiellement une résistance pure dans les con- ditions d'oscillations optima.
Dans un tube à modulation de vitesse, plus la résistance R est faible par rapport à l'impédance caractéristique Z de la ligne de transmission, plus la modulation en fréquence du tub¯e est aisée, c'est à dire plus le rapport x/r est petit pour un balayage de fré- quence donné.
La nécessité d'un intervalle d'extraction E étroit oblige à utiliser une ligne d'impédance caractéristique faible comme circuit résonnant. Une étude du problème a montré que les tentatives de surmonter cette difficulté par une méthode quelconque donnent une plus grande capacité linéique de lafente se traduisent par l'obten- tion de conditions inverses de celles obtenues avec une ligne de transmission uniforme. En effet, le rapport x/r n'est pas modifié de façon considérable, mais Úr2+x2 augmente et rend le couplage plus difficile à obtenir avec un dispositif mécanique simple.
Pour obtenir les conditions d'égalité de x/r de part et d'au- tre, c'est à dire 1, 2 et 8, 9 du circuit couplé, il existe plu- sieurs expédients simples qui sont utiles pour maintenir la varia- tion de réactance uniforme sur toute la gamme de fréquences. Les- dits expédients consistent, par exemple, à donner à chaque côté du circuit couplé une impédance caractéristique constante et une lon- gueur d'un quart de longueur d'onde. Dans le cas de la partie ray- onnante du circuit, la caractéristique constante est obtenue en u- tilisant une antenne conique 10 du type défini par Schelkunoff dans les Procedings of the Institute of Radio Engineers, septembre 1941, page 496.
Dans le dispositif représenté sur la figure 2, l'inductance mutuelle est obtenue à l'aide de nervures radiales 11 et 12 telles
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que celles représentées sur la figure 3 au lieu de l'extrémité court- circuitée de la ligne de transmission ; cas représenté est delui d'un rapport d'impédance caractéristique de 2 à lde part et d'autre de la fente.
Il suffit d'appliquer alors la formule classique de l'établissement des lignes de transmission :
Z entrée Zo (ZR cos + Z sin ) (Zo cos + ZR sin) où :
Z entrée = impédance d'entrée.
Zo = impédance caractéristique.
ZR = impédance de terminaison.
= constante de propagation de la ligne .
= longueur de la ligne. telle qu'elle est indiquée par C. Everitt dans l'Edition de 1937 de "Communication Engineering", page 158, formule 44A, pour ajuster la résistance d'amortissement au ventre d'intensité de telle manière qu'elle soit proportionnelle aux variations de réactance.
Cette condition est encore confirmée par la faible perte résultant du déséquilibrage des deux circuits et, en général, avec une valeur donnée, le mode d'ajustement consiste à déterminer expérimentalement l'amortissement maximum qui peut être toléré pour l'intervalle d'extraction puis à établir le circuit de couplage d'antenne de telle manière qu'il produise ledit amortissement l'ensemble des circuits étant conçu de manière à maintenir uniforme la variation de réactance, comme décrit ci-dessus.
Un grand nombre de variantes de circuits passe-bande ont été étudiées, mais, lorsqu'on les considère au point de vue de la simplicité de montage, les facilités de réglage et de tolérance d'établissement, on constate qu'aucun d'entre eux ne supporte la comparaison avec le système préféré de la figure 2.
Considérons maintenant la figure 4. Elle représente sché-
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matiquement un altimètre fonctionnant d'après le principe du balayage de fréquence, conformément à certaines caractéristiques de l'invention, L'appareillage comporte un émetteur T et un récepteur R.
L'émetteur consiste en un générateur d'oscillations à très hautes fréquences G et en une antenne émettrice TA couplés ensemble de manière que le générateur soit muni d'un filtre à large bande passante tel que décrit précédemment en ce qui concerne la figure 2. L'antenne TA est disposée dans un boîtier tubulaire ou guide d'ondes 11 qui joue le rôle d'une antenne émettrice dirigée, suivant la pratique connue.
Le récepteur R comporte un dispositif mélangeur de fréquences A pour la réception des ondes directement à partir de K et après réflexion, et lecourant de la fréquence-différence résultante est détecté par un détecteur à cristal piézo-électrique 12 disposé en un point d'équilibrage dans un résonateur creux concentrique 13 dont le conducteur central 14 est prolongé et pénètre dans le guide d'ondes 15 qui joue en outre le rôle d'antenne cornet dirigée, suivant la pratique connue. Le circuit d'antenne peut être couplé au circuit du détecteur à cristal, de manière à former, comme expliqué précédemment, un filtre à bande passante plus large que celui qu'on peut obtenir avec un circuit fortement amorti unique tel que représenté dans le récepteur R de la figure 4.
En raison de la faible résistance du cristal, celui-ci se prête aisément à l'obtention d'un filtre à large bande passante et son utilité n'est limitée qu'au cas où la bande passante nécessaire est très large. Lorsqu'une telle bande passante très large est nécessaire un dispositif comportant le filtre conforme à certaines caractéristiques de l'imrention tel que celui représenté sur la figure 5 peut être utilisé. Ledit dispositif est décrit ci-après.
En fonctionnement, les ondes sont émises par l'antenne dirigée 11 vers la terre, une partie d'entre elles étant reçues directement par l'antenne 15. Après réflexion par la terre des ondes sont également reçues par l'antenne 15.
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L'antenne 15 reçoit ainsi les ondes transmises au départ par l'antenne 11 et les ondes reçues après réflexion qui sont détectées par le cristal 12 dont l'énergie de sortie à la fréquence-différence est ensuite mesurée suivant les prindipes bien connus. La distance entre les deux antennes 11 et 15 ou entre le cornet dirigé est réglée de telle manière qu'on obtiennen l'intensité de signal qui convient le mieux pour les ondes reçues directement en vue de leur mélange avec celles réfléchies par la terre sur l'antenne réceptrice 14. Le degré de directivité est aisément commandé par la dimension des ouvertures de radiation 16 et 17 comme décrit dans le brevet déjà cité.
En considérant d'autre part la figure 5, on voit que le circuit d'antenne comporte une ligne de transmission concentrique quart d'onde 18 court circuitée à l'une de ses extbémités et reliée à une antenne conique 19 à son autre extrémité, comme exposé à propos de la figure 2. L'antenne 19 reçoit des ondes directement de l'émetteur et après réflexion par un objet. Le cristal 20, qui détecte le courant de la fréquence-différence, est situé approximativement en un ventre de la ligne de transmission concentrique 21, laquelle est couplée par induction à la ligne de transmission 18 dans une ouverture 22.
La ligne 21 est fermée à son extrémité opposée au cristal par un diaphragme réflecteur 23 et les courants détectés sont obtenus à partir de connexions 24 dont l'une est reliée au conducteur extérieur à la ligne de transmission 21, l'autre étant reliée à l'une des électrodes du cristal. L'électrode opposée du cristal est reliée au conducteur central de la ligne de transmission 21. Un tel système constitue un filtre à large bande passante.
On considèrera maintenant la figure 6. Elle représente un autre montage récepteur réalisant un filtre à large bande passante.
Dans ce cas, une antenne rectiligne est utilisée au lieu de l'antenne conique de la figure 5 et, par suite, l'impédance caractéristique n'est pas uniforme sur toute la longueur du circuit couplé
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34 qui consiste en un tronçon de ligne de transmission concentrique quart d'onde 25 et en une antenne 26 formée par un prolongement du conducteur central.
Le circuit d'antenne de ce type introduit un nouveau fac- teur variable avec la fréquence, à savoir le rapport de réactance effective des deux circuits couplés. Pour éliminer ce facteur va- riable, l'autre circuit couplé 27 est également conçu avec une im- pédance caractéristique variant par degrés. Ledit circuit prend la forme de parties de ligne de transmission concentrique en série présentant des impédances caractéristiques différentes. Lesdites parties comportent les conducteurs extérieurs 28 et 29 et le con- ducteur intérieur 31. Un détecteur à cristal est monté entre les conducteurs intérieur et extérieur suivant un principe connu. Les deux circuits 34 et 27 sont couplés l'un à l'autre par inductance, par exemple comme décrit à propos des figures 2 et 3.
De façon que les variations de réactance par rapport à la fréquence des deux circuits soit maintenue en synchronisme, il est nécessaire que la réactance des différentes parties du circuit sa- tisfasse à la relation.
Z = Zl
Z' Z'l où Z' et Z sont les impédances @aractéristiques respectives de l'an- tenne rayonnante 26 et les parties 25 du circuit 34 Z'l, Z1 étant les impédances caractéristiques respectives des parties 29 et 28 du circuit 27. Les longueurs des parties correspondantes des deux lignes de transmission sont sensiblement égales.
On comprendra que la construction représentée sur la figure 6 n'est pas la seule solution qui permet d'éliminer les variations du rapport des impédances des circuits couplés et l'homme de l'art appréciera qu'il s'agit là d'une solution suffisamment simple réa- lisable en pratique tandis que, parmi les autres variantes de solu- tions, un très petit nombre peuvent être appliquées étant donné que leur mise au point est trop difficile.
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Il reste à équilibrer l'amortissement des deux circuits de telle manière que x/r soit identique pour les ventres d'intensité des deux circuits. On peut y parvenir par l'application de la théorie ordinaire et un équilibrage total peut être réalisé si les facteurs de puissance des courants en série équivalents aux points
30 et 31 choisis à proximité des extrémités à impédance élevée de la ligne de transmission sont les mêmes de part et d'autre des cir- cuits couplés. Ceci permet de déterminer Z'l et par conséquent Z1 pour une forme de circuit d'antenne quelconque.
Le système représenté air la figure 6 peut être utile dans le cas où l'antenne conique qu'on désire établir a une impédance caractéristique trop faible. Lorsqu'on tente de réaliser une construction du type de la figure 2 ou de la figure 5, des impédances caractéristiques de 80 ohms ou moins conduisent à des cônes dont l'angle au sommet est trop grand pour permettre une application commo. de.
Après avoir appliqué le montage passe bande pour maintenir une variation de réactances par rapport à la résistance du circuit du tube, à la valeur minimum sur toute la gamme de fréquences, on obtient normalement un couplage excessif à la fréquence milieu de la bande si le couplage est correct à pleine charge aux deux ex- trémités du balayage de fréquence ce qui conduit à une modulation d'amplitude.
Un expédient simple pour surmonter cette difficulté consiste à utiliser une partie de la modulation de tension qui sert à la commande du balayage de fréquence avec une modulation conve- nable de la phase et à l'appliquer à la grille de commande du tu- be, de manière à modifier l'impédance caractéristique effective de la fréquence milieu de la bande de telle sorte qu'une augmentation du serrage du couplage soit compensée par un accroissement de la résistance effective du tube, de sorte qu'une grande partie de la modulation d'amplitude qui, sans cette disposition serait produite, peut ainsi être annulée.
Bien que l'invention ait été ci-dessus décrite en relation
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avec des exemples particuliers de réalisation et des variantes de ceux-ci, il doit être bien compris que cette description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite aucunement le domaine de l'invention.