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PERFECTIONNEMENTS AUX DISPOSITIFS DE CONTROLE AUTOMATIQUE DE
GAIN POUR AMPLIFICATEURS A TUBES THERMOIONIQUES
La présente invention concerne des systèmes de transmis- sion d'ondes électriques et plus particulièrement des arrangements pour le contrôle automatique de gain ou de volume utilisé dans de tels systèmes.
Dans les systèmes de signalisation à ondes porteuses, il est de pratique courante de prévoir un certain nombre d'amplifi- cateurs placés en des points intermédiaires entre les bornes du système dans le but de compenser la perte de transmission intro- duite par la ligne ou autre milieu de transmission sur lesquels les signaux sont transmis. Il est aussi de pratique usuelle de prévoir de tels amplificateurs intermédiaires avec des arrange- ments pour contrôle automatique du gain au cas où la ligne ou le milieu sont susceptibles de subir des variations appréciables dans @
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leurs caractéristiques de transmission en raison de changements de temps ou de circonstances.
Ces arrangements de contrôle sont généralement actionnés par un ou plusieurs courants pilotes ou ondes qui sont transmises avec le signal sur la ligne et souffrent des mêmes variations que le signal.
Dans les systèmes de contrôle automatique du gain utilisés jusqu'à présent, on les dispose ordinairement de façon que le niveau d'une onde pilote dans un amplificateur diminue en raison d'une augmentation dans la perte de transmission de la section précédente du milieu de communication, le gain de l'amplificateur étant accru de la quantité nécessaire pour compenser ce changement si bien que le niveau de l'onde pilote à la sortie de l'amplificateur reste pratiquement inchangé. De façon analogue quand la, perte de transmission décroit, le gain est diminué d'une quantité convenable. Ainsi lc gain de l'amplificateur est seulement changé lorsque la perte de ligne change et si la perte de ligne reste constante le gain de l'amplificateur reste aussi constant.
On emploie parfois une ou plusieurs ondes pilotes additionnelles pour contrôler la. caractéristique gain-fréquence sur l'amplificateur et pour égaliser les changements selon la carac- téristique du milieu.
La présente invention décrit un système automatique de contrôle de gain qui fonctionne sur un principe différent. Le gain de l'amplificateur est périodiquement augmenté et diminué sous le contrôle du courant pilote de façon que le niveau du courant pilote à la sortie de l'amplificateur oscille, constam- ment entre deux valeurs prédéterminées suffisamment proches pour que les changements de niveau ne soient pas nuisibles à l'extré- mité réceptrice. Ceci sera considéré comme Lui procédé de "pompage" plutôt similaire en principe à la méthode employée communément pour régler la températured'un four avec un thermostat, par exemple.
Dans des conditions stables de la ligne, le gain de
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l'amplificateur oscille entre deux limites correspondantes qui diffèrent par la même quantité prédéterminé,e que les limites du niveau de débit. Lorsque la perte de ligne change, le courant pilote modifié actionne pour régler l'amplificateur de façon que son gain oscille entre deux autres limites qui, cependant, ramènent le niveau du pilote à sa valeur d'origine.
L'avantage du procédé de l'invention est que le niveau de sortie peut être contrôlé à l'intérieur de limites parfaitement définies qui peuvent'être amenées à être très proches, d'une manière qui sera décrite complètement ci-après. Avec les procédés usuels dans lesquels le contrôle de gain est tout à fait stable, le niveau de sortie, même en théorie, peut être contrôlé à l'intérieur de certaines marges de niveaù désirées, cette marge augmentant lorsque la gamme de contrôle augmente. Lorsque le contrôle par " pompage " est employé, les limites du niveau de sortie ne dépendent pas de la gamme de contrôle.
Le principe du procédé est aussi applicable au contrôle automatique de volumes tels qu'ils sont utilisés dans les réoepteurs de radio et dans des appareils analogues dans lesquels le contrôle est effectué par les signaux eux-mêmes au lieu d'être fait par des courants pilotes auxiliaires.
Suivant une caractéristique de-l'invention, on prévoit un arrangement de contrôle de volume pour un système ¯de transmission de signaux électriques comprenant un amplificateur, des moyens de contrôle de niveau pour amener le niveau moyen des signaux à la sortie de l'amplificateur à osciller périodiquement entre deux limites prédéterminées ne dépendant pas de la variation du niveau moyen des signaux entrant, enfin, des moyens pour obtenir des ondes à la sortie de l'amplificateur qui soient Sus- ceptibles de contrôler le niveau des moyens de contrôle.
Suivant un autre aspect, l'invention consiste en un arrangement pour le contrôle de gain d'un amplificateur de signaux
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électriques comprenant des moyens de contrôle de gain pour amener le gain de l'amplificateur à fluctuer périodiquement avec une amplitude prédéterminée aux environs d'une valeur moyenne dépendant du niveau moyen des signaux entrant et des moyens pour appliquer des ondes obtenues de la sortie de l'amplificateur pour contrôler les moyens contrôlant le gain.
La présente invention peut, de plus, être regardée comme un système de communication électrique comprenant des moyens pour transmettre des ondes de signaux et des ondes pilotes sur un milieu de communication vers un amplificateur et des moyens de contrôle de niveau à l'amplificateur contrôlé par les sorties des ondes pilotes pour amener le niveau de sortie des ondes pilotes à osciller entre deux limites prédéterminées qui sont indépendantes du niveau d'entrée desdites ondes pilote$.
Suivant un autre aspect, l'invention concerne un système de communications électriques comprenant une station terminale et un ou plusieurs amplificateurs géographiquement espacés les uns des autres et des moyens à la station terminale pour générer des ondes pilotes modulées par une onde périodique,des moyens pour transmettre ledit signal et des ondes pilotes vers lesdits amplificateurs ou chacun d'eux en tandem et des moyens de contrôle du niveau à chaque amplificateur contrôlé par le débit des ondes pilotesmodulées pour amener le niveau de sortie des ondes pilotes modulées à Il pomper " entre deux limites prédéterminées qui sont indépendantes du niveau d'entrée desdites ondes pilotes modulées.
L'invention sera décrite en se référant aux dessins cijoints dans lesquels :
La figure 1 montre schématiquement un circuit pour expliquer les principes généraux de l'invention.
Les figures 2 et 3 montrent des diagrammes utilisés pour expliquer la figure 1 .
La figure 4 montre un circuit schématique de certains
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détails des arrangements pour contrôler le gain de l'amplificateur montré dans la figure 1 .
Les figures 5 et 6 montrent des modifications applicables à la figure 4 .
La figure 7 montre une autre méthode pour contrôler le gain de l'amplificateur suivant des caractéristiques de l'invention et,
Les figures 8 et 9 et 10 montrent d'autres modifications applicables à la figure 4 .
Le circuit de la figure 1 montre un arrangement illustrant les principes fondamentaux de l'invention. Une source d'ondes modulées 1 et une source de courants pilote 2 à une station terminale sont connectées à une ligne de transmission 3 conduisant à un amplificateur 4 à une station intermédiaire. Le débit de l'amplificateur 4 est connecté sur une autre ligne 5 vers d'autres amplificateurs et/ou à une station terminale dont aucune n'est montrée. Un filtre 6 qui peut être un simple circuit résonant accordé à la fréquence du courant pilote est connecté à la sortie de l'amplificateur 4 pour dériver une portion du courant pilote et pour l'appliquer au dispositif redresseur 7 qui peut comprendre un nombre quelconque nécessaire d'étages d'amplification.
Le voltage redressé est obtenu dans la sortie du dispositif redresseur 7 et appliqué à un dispositif présentant deux conditions 8 qui, dans le cas le plus simple peut être un relaie mais peut aussi prendre d'autres formes comme il sera expliqué plus loin. Ce dispositif à deux-conditions est appliqué à un moyen pour ajuster le gain dans l'amplificateur 4 qui a une action graduelle de façon que l'on puisse dire qu'il'a une constante de temps défini associée à lui. Un tel moyen de réglage du gain peut dériver sont fonctionnement graduel à partir d'un condensateur chargé ou déchargé à travers une résistance ou dans n'importe quel autre moyen comme'il sera décrit plus loin.
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L'arrangement des éléments qui ont été décrits provoque un "pompage " continu ou des oscillations du gain dans l'amplificateur entre deux limites lorsque le niveau du courant pilote arrivant de la station terminale reste constant. Ceci peut être compris à l'aide de la figure 2 . Supposons que l'action commence à l'instant zéro, lorsque le dispositif à deux-conditions 8 s'est juste modifié pour la condition qui affectant le gain de l'amplificateur 4 a commencé à croître, et supposons que le niveau de sortie des courants pilote soit Nl comme montré dans la figure 2 courbe A, étant entendu que le niveau d'entrée du courant pilote reste constant jusqu'à un temps Tl .
Le gain de l'amplificateur augmente de façon continu et le niveau de sortie croit aussi le long de la première partie montante a jusqu'à ce qu'un niveau plus élevé N2 soit atteint, alors le dispositif à deux-conditions 8 change de condition et amène le gain de l'amplificateur à commencer à tomber. Le niveau de sortie alors suit la partie descendante b jusqu'à ce que le niveau Nl soit atteint; le dispositif à deux-conditions 8 change de nouveau et le cycle est répété donnant la courbe horizontale en zig-zag A . Les limites de variations Nl et N2 du niveau de sortie du courant pilote sont déterminées par les propriétés du dispositif à deux-conditions 8 et leur différence dn correspond à sa marge d'opération.
Tandis que le niveau de sortie varie entre les limites Nl et N2, le gain de l'amplificateur varie entre deux limites correspondante Gl et G2 comme montré par la courbe B et suit une courbe similaire en zig-zag.
Maintenant, supposons que le niveau d'entrée de l'onde pilote décroisse de façon continue du temps Tl au temps T2, par exemple, en raison d'une augmentation dans l'atténuation de la ligne 3 . Comme le niveau d'entrée décroit pendant la période montante a le niveau de sortie prendra, un temps plus long que précédemment pour atteindre la limite supérieure N2 de façon que le gain de l'amplifi- cateur augmentera d'une quantité plus large qu'il n'a diminué dans chaque cycle de fonctionnement si bien qu'il y a une augmentation continue dans la valeur moyenne du gain qui correspond à la diminu-
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tion dans le niveau d'entrée du courant pilote.
En même temps, le niveau de sortie continue à osciller entre les mêmes limites que précédemment. Lorsque le niveau d'entrée devient de nouveau constant à des valeurs plus basses au temps T2, le gain de l'amplificateur fluctue entre les limites G3 et G4 qui sont plus élevées que les limites-originales Gl et G2 . Il sera évident que lorsque le niveau d'entrée du courant pilote augmentera, il se produira un ajustement correspondant du gain moyen de l'amplificateur dans la direction opposée, de,telle manière que le niveau de sortie continuera à fluctuer entre les mêmes limites N1 et N2 .
Si le taux de changement du niveau d'entrée excède le taux de changement du gain pendant la période de " pompage ", le pompage sera évidemment arrêté jusqu'à ce que le gain ait changé suffisamment pour compenser le changement dans le niveau d'entrée.
La période du cycle de pompage dépendra évidemment de la marge de fonctionnement du dispositif à deux-conditions 8 et du taux de changement de gain dans les deux conditions. Il est possible de choisir les conditions de façon que la différence dn soit suffisamment petite pour avoir un effet sensiblement imperceptible sur les signaux à la partie réceptrice du système. La période de " pompage " dépendra de la marge dn divisée par la somme des taux de changement des accroissements et décroissements de gain, au gain de fonctionnement.
On doit comprendre que la forme de pompage doit dépendre dans une certaine limite du gain requis. Dans la figure 2, par exemple, après un temps T2 la partie supérieure de la courbe A doit être de plus longue durée que la partie inférieure en supposant qu'elle était égale avant le temps Tl . Etant donné que dn peut être amené à être très petit, le changement dans le niveau moyen de l'onde pilote peut aussi être amené à être très petit.
Les déplacements hauts et bas des courbes A et B ne sont évidemment pas tout à fait des lignes droites mais seront usuellement
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les portions de commencements de courbes exponentielles. Les valeurs asymptotiques correspondantes à ces courbes exponentielles doivent, de préférence, être très éloignées respectivement au-dessus et au-dessous des valeurs correspondantes effectivement employées.
On a déjà, mentionné que les limites N1 et N2 sont déterminées par les propriétés du dispositif à deux-conditions 8 et ne dépendent pa,s du niveau d'entrée du pilote. Dans les arrangements de contrôle de gain automatique stable dans lesquels le gain de l'amplificateur est contrôlé directement par le niveau de sortie du courant pilote, ce niveau de sortie ne reste pas constant mais varie dans la même direction que le niveau d'entrée mais d'une quantité considérablement plus petite. L'arrangement réduit les variations du niveau du courant pilote mais ne peut les éliminer tota,lement.
Dans l'arrangement suivant les caractéristiques de la présente invention le niveau de sortie pompe entre deux limites choisies qui sont indépendantes du niveau d'entrée et qui peuvent être disposées pour différer par une marge aussi petite que désiré de façon que le niveau moyen de sortie du courant pilote soit sensiblement constant.
Les mêmes principes sont applicables à un arrangement pour le contrôle automatique du volume pour l'amplificateur 4 dans lequel il n'y a évidemment aucun courant pilote mais le contrôle du gain de l'amplificateur est effectué par les signaux eux-mêmes. Dans ce cas le filtre 6 sera remplacé par un circuit qui transmet toute la bande de fréquence occupée par les signaux. Le dispositif à deuxconditions 8 fonctionnera, alors de telle façon que le niveau moyen du signal de sortie fluctue entre deux limites choisies qui sont indépendantes du niveau du signal d'entrée.
La figure 1 montre aussi l'application d'une caractéristique auxiliaire de l'invention qui permet que la gamme de fluctuation du niveau de sortie dn soit convenablement restreinte. Dans l'arrangement qui a été décrit jusqu'à présent la gamme dn dépend de la différence entre les valeurs des courants redressés ou voltage
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du redresseur 7 nécessaire pour changer le dispositif à deux-conditions dans une direction et la valeur nécessaire pour le changer et le ramener dans l'autre direction.
Une onde périodique d'amplitude convenable à partir d'une source 9 est superposée sur la sortie redressée du redresseur 7 .
Cette onde doit, de préférence, avoir une fréquence plus élevée que la fréquence à laquelle l'arrangement pomperait en l'absence d'onde périodique. L'action de l'arrangement sera expliquée en se reportant à la figure 3 . On supposera pour la clarté que le dispositif à deux-conditions 8 est actionné par un voltage bien que les principes seraient les mêmes s'ils étaient actionnés par un courant. Supposons que OV1 soit le voltage nécessaire pour le faire basculer dans la condition d'accroissement du gain et que OV2 soit le voltage nécessaire pour le faire basculer dans la direction correspondante à une diminution de gain. L'onde périodique superposée est montrée en C comme une onde triangulaire.
Cette onde peut être considérée comme agissant pour varier périodiquement les voltages nécessaires à appliquer aux dispositifs à deux-conditions pour les faire passer d'une condition à l'autre. Ainsi la courbe D représente l'effet de la superposition de l'onde C sur le voltage OV1 et la courbe E celle de la courbe de superposition C sur le voltage OV2 . Ainsi tous les voltages appliqués sur ou au-dessus de la courbe E commuteront le dispositif à deux-conditions vers la condition de gain décroissante et tous les voltages appliqués qui seront égaux ou au-dessous de la courbe D le commuteront vers la condition de gain croissante.
La courbe F représente la variation du niveau du courant pilote de sortie qui est appliqué aux dispositifs à deux-conditions.
On suppose que l'action commence au point F avec le dispositif à deux-conditions dans la condition de gain croissante, le niveau du pilote de sortie étant au-dessous de la valeur spécifiée. Le gain de l'amplificateur 4 croîtra de façon continue et le niveau de sortie du pilote augmentera le long de la partie de C jusqu'à ce qu'il
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rencontre la, courbe E au point G . Le dispositif à. deux-conditions à ce moment changera, et viendra, dans la condition de gain décroissant et le niveau du courant pilote de sortie tombera le long de la courbe d jusqu'à, ce qu'il rencontre la courbe D au point H . Ceci amène le dispositif à deux-conditions à changer de nouveau et l'action est répétée, le niveau de sortie du pilote suivant de la, courbe en zig-zag J .
On verra que le niveau de la, gamme de variation au niveau de sortie du pilote peut être considérablement moindre que la, marge de fonctionnement V1V2 du dispositif à deux-conditions . La fréquence de pompage est dans ce cas déterminée par la, fréquence de l'onde périodique superposée.
L'onde D n'est pas nécessairement de forme triangulaire; d'autres ondes périodiques telles que les ondes sinusoïdales peuvent être employées. La figure 3 n'est pas destinée à indiquer une relation particulière entre l'amplitude de l'onde C et la marge V1V2, ni entre sa période et la période de pompage libre. Celles-ci seront choisies et ajustées suivant les conditions imposées.
Une alternative pour produire la forme d'onde E serait d'omettre la source 9 ( fig. 1 ) et de moduler le courant pilote à la sortie du filtre 6 avec l'onde D au moyen d'un modulateur convenable montré en pointillé en 10 . La sortie du dispositif 7 contiendra alors l'onde auxiliaire requise C . Le même résultat peut être obtenu en modulant le courant pilote avec l'onde D à sa source 2 aux bornes du système. Ce procédé a l'avantage qu'il évite une modulation séparée du courant pilote à chaque amplificateur contrôlé.
Ayant maintenant décrit les principes généraux de l'inven- tion, des détails d'arrangements préférés de contrôle de gain seront exposés.
La figure 4 montre un amplificateur 11 précédé par un réseau de contrôle de gain 12, qui, ensemble correspondent à l'amplificateur 4 de la figure 1 . La ligne 3 ( fig' 1 ) est destinée à être connectée aux bornes d'entrée 13 et 14 du réseau 12 et les
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bornes de sortie 15 et 16 sont connectées aux bornes d'entrée de l'amplificateur 11 dont le débit est connecté à la ligne 5 et au filtre 6 non montré dans la figure 4 . Le réseau 12 est un simple réseau en T ayant des bras-séries composés de résistances 17 et 18 et des bras, chacun constitué par un élément de résistance 19 d'un thermistor chauffé indirectement. La bobine de chauffage 20 du thermistor est connectée par des conducteurs 21 à la sortie du dispositif à deux-conditions 8 . Ce dispositif comprend un tube piston 22 disposé comme un simple oscillateur.
La source à haute tension pour le tube 22 est destinée à être connectée aux bornes 23 et 24, cette dernière étant mise à la terre. La borne positive 23 est connectée à l'anode du tube à travers l'enroulement primaire 25 d'un transformateur dont l'enroulement 26 est accordé par un condensateur 27 et est connecté entre la grille de contrôle du tube et la terre. La cathode est connectée à la terre à travers un potentiomètre 28 de polarisation connecté sur la source de haute tension dont la partie inférieure est shuntée par, le condensateur usuel 29 La grille écran est connectée directement à la borne 23 et la grille de suppression est connectée comme d'ordinaire à la cathode.
Les oscillations sont obtenues à partir de l'enroulement de sortie 20 couplé avec les enroulements 25 et 26 qui sont connectés au conducteur 21 par un redresseur 31 pourvu d'une résistance de charge 32 shuntée par un condensateur 33 . Une borne 34 est connectée à la grille de contrôle du tube 22 à travers une résistance 35 .
On supposera pour la clarté que le thermistor a un coefficient négatif de résistance en fonction de la température. Ainsi lorsqu'il est chauffé par les oscillations redressées du dispositif 8 il réduira le gain de l'amplificateur et ainsi réduira le niveau du pilote de sortie. Le débit redressé du dispositif 7 de la figure 1 ( non montré sur la figure 4 ) est appliqué entre les bornes 34 et 24 de la figure 4 et devrait être de telle polarité que la borne
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34 soit positive par rapport à la borne 24 Ainsi, lorsque le niveau du courant pilote décroit, le potentiel de grille de contrôle par rapport à la cathode deviendra plus négatif jusqu' à, ce que les oscillations cessent.
Lorsque ceci se produit, le thermistor commence à se refroidir et le gain et le niveau de sortie du pilote croissent tous les deux jusqu'à ce que le potentiel de la, grille de contrô- le atteigne un point auquel les oscillations démarrent de nouveau et le cycle est répété. La polarisation du tube 22 doit être réglée de telle façon au moyen du potentiomètre 28 que les oscillations cessent lorsque le niveau du pilote a, atteint le niveau inférieur contrôlé désiré Nl ( figure 2 ) et démarrent de nouveau qua,nd le niveau du pilote a atteint le niveau supérieur contrôlé désiré N2 . On comprendra évidemment que le voltage redressé par le dispositif 7 ( fig.
1 ) peut être modulé par une onde périodique provenant du dispositif 9 ou l'onde pilote peut être modulée par le dispositif 10 ou à sa source comme déjà exposé de manière à rapprocher les limites Nl et N2 si la marge d'opéra,tion de l'oscillateur est trop large.
Le simple oscillateur montré dans la figure 4 est seulement destiné à servir comme exemple d'un circuit convenable. Tout autre type d'oscillateur pourrait être employé pourvu qu'il puisse être commuté en fonction et hors de fonctionnement, par un voltage de contrôle appliqué à la grille de contrôle comme montré ou sur n'importe quelle autre grille ou sur la cathode ou de n'importe quelle autre manière convenable. On doit noter aussi que si la fréquence des oscillations est convenablement choisi le redresseur 31 et ses éléments associés 32 et 33 peuvent être omis, le thermistor étant alors chauffédirectement par les oscillations elles-mêmes.
Si le thermistor a un coefficient de température positif il est seulement nécessaire de renverser le signe du voltage appliqué par le dispositif 7 sur les bornes 34 et 24 .
Il est aussi possible de disposer le thermistor dans le réseau 12 comme un élément série au lieu d'un élément shunt comme
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montré en la figure 5 où il forme un réseau en T avec deux résistances shunt ordinaires 36 et 37 . Dans ce cas, s'il y a un coefficient de température négatif, alors les connexions aux bornes 35 et 24 ( figure 4 ) doivent être telles que le voltage du redresseur entre la borne 34 négative par rapport à la borne 24 . Si le thermistor a un coefficient de température positif alors le signe du voltage redressé doit être renversé.
Il est aussi possible d'omettre l'un ou l'autre ou les deux résistances ordinaires 17 et 18 ou 36 et 37 ou de les remplacer l'un ou l'autre ou chacune par l'élément de résistance d'un thermistor additionnel ( non montré ) ayant un coefficient de température de signe opposé à celui du thermistor montré. Les bobines de chauffage de tous les thermistors peuvent être connectées en séries ou en parallèles sur les connecteurs 21 .
La figure 6, à titre d'alternative, montre une autre forme du réseau de contrôle de gain 12 . Il consiste en un circuit en pont 38 de quatre redresseurs ayant une paire de bornes diagonales connectées dans le bras en shunt et l'autre paire étant connectée au conducteur de contrôle 21 . Une résistance 39 est connectée en série avec le pont dans le but de limiter la résistance shunt effective minimum et une résistance 40 est connectée en parallèle avec celle-ci pour limiter la résistance shunt effective maximum.
Il sera évident d'après ce qui a été exposé jusqu'à présent que les connexions des conducteurs de contrôle 21 doivent être placées avec une polarité telle que lorsque les oscillations commencent, elles produisent un changement dans le gain et en conséquence un changement dans le voltage de contrôle appliqué aux bornes 33 et 24 dans une direction telle qu'elles arrêteront ultimement les oscillations.
Dans les figures 4 et 5 l'effet de la constante de temps nécessaire dans le contrôle de gain est fourni par le temps pris par le thermistor pour chauffer et refroidir. Lorsque le redresseur 32 est utilisé, les éléments associés 33 et 34 introduiront évidemment
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une constante de temps supplémentaire dont on doit tenir compte.
Cependant dans l'arrangement de la figure 6 la, réponse des redres- seurs à des cha,ngements dans le voltage appliqué est sensiblement instantanée et la constante de temps nécessaire associée avec le contrôle de gain doit alors être prévue par les éléments 33 et 34 qui doivent être proportionnés en conséquence.
Une autre méthode pour contrôler le gain d'un amplificateur est de placer le réseau 12 dans un chemin d'alimentation en retour négatif associé avec l'amplificateur. Cet arrangement est indiqué dans la figure 7 - Dans cet arrangement l'amplificateur 4 comprend un chemin amplificateur direct 41 et un chemin d'alimentation en retour négatif qui comprend le réseau 12 sous l'une quelconque des formes déjà décrites avec des moyens de couplage 42 et 43 de tous types convenables pour compléter la boucle d'alimentation en retour.
On comprendra que le circuit montré est purement schématique et tout arrangement mettant en jeu un voltage ou un courant d'alimentation en retour ou les deux peut être employé. Le réseau 12 est contrôlé par les conducteurs 21 à partir du dispositif à deux-conditions 8 comme déjà exposé. La seule modification est que,étant donné que le contrôle de gain sera maintenant dans la direction inverse, le voltage de contrôle appliqué aux bornes 34 et 24 pour n'importe quelle forme de réseau 12 doit être de signe opposé, dans le cas de la figure 7, au voltage dans le cas de la figure 4 .
La figure 8 montre une autre méthode pour contrôler legain de l'amplificateur 4 . L'amplificateur comprend un tube 44 du type "m " variable. Les ondes à amplifier sont a,ppliquées aux bornes 45 et 46 de la ligne ( fig. 1 ) et de là à travers un transformateur 47, elles sont appliquées entre la grille de contrôle et la cathode du tube. Les éléments 32 et 33 du dispositif à deux-conditions 8 sont connectés en série avec l'enroulement secondaire du transformateur 47 et fournissent une polarisation négative variable pour la grille de contrôle. Le redresseur 31 et l'enroulement 30 sont aussi
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montrés mais le reste du dispositif à deux-conditions 8 a été omis et peut être le même que celui montré dans la figure 4 .
Les ondes amplifiées sont prises à partir du circuit d'anode à travers le transformateur 48 et les bornes de sortie 49 et 50 qui sont destinées à être connectées à la ligne 5 et au filtre 6 de la figure 1 .
Les bornes pour l'alimentation à haute tension sont 51 et 52 .
On verra que lorsque le dispositif à deux-conditions 8 oscille, le condensateur 33 se charge graduellement et réduit le gain de l'amplificateur jusqu'à ce que le voltage redressé obtenu dans le dispositif 7 ( fig. 1 ) amène les oscillations à cesser. Le condensateur se décharge maintenant graduellement à travers la résistance 32 et les oscillations commencent de nouveau. La fréquence de pompage dépendra en conséquence principalement de la constante de temps des éléments 32 et 33 et du voltage qui serait éventuellement produit aux bornes du condensateur 33 si le dispositif à deux-conditions continuait à osciller.
L'arrangement de la figure 8 représente un circuit très simple et peut être modifié de différentes manières. L'amplificateur pourrait, par exemple, comprendre plusieurs étages additionnels d'amplification, quelques uns ou tous ces étages pouvant être des étages variables contrôlés simultanément de la même manière.
La figure 9 montre une autre différence du dispositif à deux-conditions. Elle comprend un tube à gaz contrôlé par grille 53 ayant son circuit d'anode excité par une source à courant alternatif destiné à être connecté aux bornes 54 et 55, la dernière étant connectée à la terre. Les conducteurs 21 conduisant à la bobine de chauffage 20 du thermistor de la figure 4 ou de la figure 5 sont connectés en sérié dans les bornes 54 et l'anode du tube 53 et la grille de contrôle est mise à la terre à travers une autre résistance 56 . Une polarisation réglable pour la cathode est prévue par le potentiomètre 57 connecté entre les bornes 54 et 55.. Une borne 58 est connectée directement à la grille de contrôle et le voltage redressé par
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le dispositif 7 ( fig. 1 ) est appliqué entre les bornes 55 et58 .
Supposons que le chauffage du thermistor réduise le gain de l'amplificateur. Alors le voltage redressé appliqué à la grille de contrôle par rapport à la, cathode doit être positif et la polarisation de cathode doit être réglée de façon que le voltage redressé correspondant au niveau supérieur contrôlé N2 soit juste suffisant pour produire une décharge dans le tube pendant le demi-cycle du voltage alternatif appliqué, chauffant ainsi le thermistor et réduisant le gain. Le voltage redressé maintenant tombe et lorsqu'il atteint la va,leur correspondante au voltage a,u niveau contrôlé inférieur Nl, l'onde n'étant plus fixée pendant le demi-cycle positif permettra au thermistor de se refroidir et le cycle sera répété.
Si le circuit est disposé de façon que le chauffage du thermistor accroit le gain de l'amplificateur alors le signe du voltage redressé appliqué à la grille de contrôle devra être renversé.
Une autre forme du dispositif à deux-conditions 8 pourrait être un relais mécanique ordinaire. La figure 10 montre un exemple dans lequel le courant redressé par le dispositif 7 figure 1 est alimenté aux bornes 59 et 60 et de là à l'enroulement d'un relais 61 ayant une armature 62 qui, lorsqu'elle est actionnée ferme un contact et complète un circuit pour une batterie ou autre source convena,ble 63 sur le conducteur 21 vers la bobine de chauffage 20 du thermistor. Le relaies! réglé pour fonctionner sur le courant redressé correspondant au niveau de sortie supérieure contrôlé N2 et relacher pour le niveau inférieur contrôlé Nl correspondant.
Quand l'armature fonctionne le thermistor se chauffe et réduit le gain de l'amplificateur comme précédemment jusqu'à ce que le niveau inférieur soit atteint, moment où le relais relâche et le thermistor se refroidit.
Si le thermistor est disposé pour augmenter le gain lorsqu'il est chauffé alors les contacts du relais sont modifiés de façon que le circuit soit complété lorsque le relais relâche au lieu que cela soit quand le relais fonctionne.
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Comme déjà exposé la marge de fonctionnement du tube 53 dans la figure 9 ou du relai 61 dans la figure 10 peut être effectivement réduite par l'emploi d'ondes périodiques superposées comme exposé en se référant aux figures 1 et 3 .
Il sera évident pour l'homme de l'art que le tube à gaz 53 ou le relais 61 peuvent être adaptés à contrôler le gain d'un tube à "m " variable disposé sensiblement de la même manière que dans la figure 8 .
On doit noter que le principe de pompage qui a été exposé en détail en se référant au contrôle de gain dans un amplificateur peut aussi être appliqué à un arrangement pour égalisateur. Par exemple, dans les arrangements décrits en se reportant aux figures 4, 5, 6 ou 7 le réseau 12 pourrait être un réàeau égalisateur contenant un ou plusieurs thermistors ou ponts redresseurs adaptés à faire varier la caractéristique du réseau sous le contrôle du dispositif à deux-conditions actionnés par une onde pilote correspondante.
Il sera évident que par l'emploi de deux ou de plusieurs ondes pilotes différentes, le contrôle de gain et l'ajustement d'égalisation pourraient être simultanément effectués.
Des exemples de thermistors qui pourraient convenir pour être utilisés dans les arrapgements de la présente invention sont donnés dans le brevet Britannique n 541.922 .
Bien que l'invention ait été décrite avec un nombre limité d'exemples de réalisation, il est clair qu'elle n'est en rien restreinte et qu'elle est, au contraire, susceptible de variantes et de modifications suivant les conditions d'emploi, variantes qui apparaitront clairement à l'homme de l'art.