BE483611A
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Publication number: BE483611A
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Description

       

   <EMI ID=1.1> 

  
 <EMI ID=2.1> 

  
changements et additions à celle, objet du brevet principal et concerne un dispositif radar dans lequel un écho particulier du

  
 <EMI ID=3.1> 

  
fournit une indication continue de la distance de l'obstacle réfléchissant correspondant à l'écho étudié. L'invention est caractérisée en ce que le récepteur n'est débloqué que lorsque l'écho choisi

  
 <EMI ID=4.1>   <EMI ID=5.1>   <EMI ID=6.1> 

  
L'antenne 1 est connectée à une ligne de transmission qui s'étend parallèlement à l'axe 3, puis par l'intermédiaire du joint

  
 <EMI ID=7.1> 

  
Au centre de la figure 1 est représenté un tube cathodique
23 dont l'écran fluorescent porte les indications que l'un désire connaître. Cet écran est représenté par les cercles situés à la gauche du tube cathodique 23. On voit que les indications sont portées sur deux lignes horizontales 24 et 25. Le dispositif radar comporte les circuits reliant la déflexion du pinceau

  
 <EMI ID=8.1> 

  
référence qui prend naissance dans le dispositif radar. Cette impulsion est destinée à identifier un écho particulier sur l'écran.

  
 <EMI ID=9.1> 

  
ces conditions, le dispositif radar fournit une indication continue de la distance de la cible éloignée réfléchissant cet écho particulier. Dans l'exemple décrit en vue d'illustration, l'écho

  
 <EMI ID=10.1> 

  
se déplace, les deux indication.-; 26 et 27 se déplacent en synchronisme sur l'écran.

  
 <EMI ID=11.1>  reçus par l'aérien sont appliqués à ce circuit par le conducteur

  
40. Les échos reçus sont également fournis au tube 44 par l'intermédiaire du conducteur 41. Ce tube 44, qui fait partie du circuit récepteur du radar, e st connecté en série avec un autre tube récepteur 46 représenté au bas de la figure 2. Le circuit représenté au bas des figures 1 et 2 comprend le  <EMI ID=12.1>   <EMI ID=13.1>  du commutateur 53 de la résistance 54 et du conducteur 55.

  
La tension de polarisation peut être de l'ordre de 300 volts. La grille de commande 57 de cet élément est également connectée à la borne positive de la source de tension de polarisation à travers

  
la résistance 58 et le conducteur 55. On voit donc que l'élément de gauche du tube 36 est normalement conducteur. Un courant circule donc dans le circuit cathodique à travers la résistance 60. La chute de potentiel dans la résistance 60 est suffisante pour rendre la cathode du tube 36 positive par rapport à la grille de commande 50 de l'élément de droite qui se trouve donc bloqué.

  
L'émission est commandée par les impulsions dues au générateur d'impulsions 61 appliquées à l'émetteur le. Ces impulsions sont également transmises par le conducteur 63 à la cathode du tube 64. Ces impulsions négatives débloquent le tube 64, elles sont en synchronisme avec les impulsions rayonnées par l'antenne 1. Le courant traversant le tube 64 circule dans la résistance 65. Il crée une chute du potentiel de l'anode de l'élément de droite du tube 36. Cette anode est connectée à la grille de commande 57

  
de l'élément de gauche du même tube par le condensateur 67. L'impulsion négative appliquée à la grille 57 est suffisante pour bloquer l'élément de gauche de ce tube. A ce moment, la cathode

  
est ramenée au potentiel de la masse puisqu'il ne circule plus de courant dans la résistance 60. L'élément de droite du tube 36 est alors débloqué, Le courant circulant dans la résistance de charge

  
 <EMI ID=14.1> 

  
diminution de tension est transmise à la grille de commande 57 de l'élément de gauche, ce qui maintient bloqué cet élément pendant

  
la durée de l'impulsion A. L'élément de gauche étant bloqué, sa tension anodique est maximum, cette tension positive maximum est appliquée au conducteur 37. Cet état de chose se maintient aussi longtemps que le condensateur 67 possède une charge suffisante pour bloquer l'élément de gauche. Lorsque le condensateur 67 s'est déchargé, l'élément de gauche se débloque et le courant traversant cet élément polarise la cathode commune positive par rapport à la grille de commande 50 de l'élément de droite qui se trouve rebloqué. La tension anodique de l'élément de gauche du tube 36 diminue alors l'impulsion A est terminée.

  
La durée de l'impulsion A dépend de la tension de polarisation de la grille de commande 50. En effet, cette tension de polarisation commande le débit de l'élément de droite du tube 36 qui règle la chute de tension du circuit anodique de cet élément. C'est cette chute de tension qui est transmise sous forme d'impulsions négatives par le condensateur 67 à la grille de commande
57 de l'élément de gauche. Cette chute de tension commande donc la charge du condensateur 67. Elle permet de régler la durée de

  
 <EMI ID=15.1> 

  
grille de commande est réglée par le dispositif intégrateur constitué par les diodes 47 et 48 par l'intermédiaire du commutateur
52 et du condensateur 49 ainsi qu'il sera précisé plus loin.

GENERATEUR DES IMPULSIONS B ET C.

  
Pendant la durée des impulsions A, les deux éléments triodes du tube 38 sont normalement conducteurs. Le courant traversant ces tubes circule dans les résistances de charge 74 et 78 aLnsi que dans la résistance de charge commune 73. Les tensions aux bornes

  
 <EMI ID=16.1> 

  
les cathodes et les grilles de commande du tube double 39. Elles sont suffisantes pour bloquer les deux triodes du tube 39.

  
Lorsqu'une impulsion A est terminée, le potentiel appliqué par le conducteur 37 à la grille de commande de l'élément de gauche du tube 38, diminue brusquement. Cette chute de tension est suffisante pour bloquer cet élément du tube 38. La tension anodique de l'élément de gauche du tube 38 augmente donc. Cette augmentation de tension est communiquée à la grille de l'élément de gauche de la double triode 39, elle est suffisante pour débloquer

  
ce tube. Le courant traversant l'élément de gauche du tube 39

  
dure environ 1 microseconde et tend à charger le condensateur 88 à travers la résistance 75. La tension anodique de l'élément de gauche du tube 39 diminue, et cette chute de tension est communiquée par l'intermédiaire du condensateur 76 à la grille de commande de l'élément de gauche du tube 38, cet élément demeure donc bloqué pendant toute la durée d'une impulsion B. L'élément

  
 <EMI ID=17.1> 

  
76 est suffisante. Lorsque le condensateur 76 est suffisamment déchargé, l'élément de gauche de 38 se débloque et la chute de tension aux bornes de la résistance de charge 74 est suffisante pour polariser au-delà du eut-off l'élément de gauche du tube 39. L'impulsion B est alors terminée.

  
Pendant l'impulsion de déblocage B, le condensateur 77 connecté entre l'anode de l'élément de gauche du tube 38 et

  
la grille de l'élément de droite se charge. Lorsque l'impulsion

  
de déblocage B est terrinée, le potentiel de l'anode de l'élément de gauche du tube 38 diminue brusquement puisque celui-ci

  
se débloque brusquement. Cette impulsion négative est transmise par le condensateur chargé 77 à la grille de commande de l'élément de droite du tube 38 qui se trouve alors bloqué. La polarisation négative de la grille de commande de l'élément de droite du tube 39 assurée par le courant anodique de l'élément de droite du tube 38 circulant dans la résistance de charge 78 disparaît donc. L'élément de droite de 39 est donc débloqué. Le potentiel de son anode diminue et cette chute de tension est apnliquée par l'interméidiaire du condensateur 80 à la grille de commande de l'élément de droite de 38 de façon à maintenir à une tension négative supérieure en valeur absolue à la tension du cut-off pendant toute la durée de l'impulsion de déblocage C.

   L'impulsion de déblocage C se termine lorsque le condensateur 80 est suffisamment déchargé pour que l'élément de droite du tube 38 se débloque. Lorsque le tube 38 débite, le tube 39 se trouve automatiquement rebloqué. On remarque que le conducteur 37 qui transporte l'impulsion négative déclenchant l'oscillateur constitué par lesdeux doubles triodes 38 & 39 est également connecté à la grille de contrôle de l'élément de droite du tube 38 par le condensateur 52 placé à la suite du diviseur de tension 51. L'anode de l'élément de gauche est également connectée par l'intermédiaire du condensateur 77 à la grille de commande de l'élément de droite. Les variations de potentiel transmises par le conducteur 37 sont amplifiées et inversées en polarité par l'élément

  
de gauche du tube 38 puis appliquées à la grille de commande de l'élément de droite. Ces variations de tension sont également appliquées à cette grille de commande directement par le condensateur 52. Les deux variations de tension appliquées à cette électrode se compensent donc. De cette façon, la partie droite du tube 38 est entièrement indépendante des variations de tension transmises par le conducteur 37 qu'elles marquent le début ou la fin d'une impulsion A. La durée de décharge du condensateur 80 peut être réglée en modifiant la valeur de la résistât ce 81, ce dispositif permet de faire varier la durée d'une impulsion C de façon à la rendre égale à la durée d'une impulsion B.

SELECTION DE L'ECHO

  
On voit que le potentiel de l'anode de l'élément de gauche

  
du tube 38 augmente pendant les impulsions de déblocage B et que le potentiel de l'anode de l'élément de droite augmente pendant les impulsions de déblocage C. Ces deux anodes sont respectivement connectées aux grilles de commande des deux triodes du tube double 46.Ces triodes ne sont débloquées que pendant les impulsions B et C. Il en résulte que seuls les échos qui parviennent à l'aérien pendant les impulsions B et C réagissent sur ce oircuit. Les impulsions B et C étant très courtes, il n'y a qu'un

  
 <EMI ID=18.1>  choisi d'étudier. Les anodes de ces deux éléments triodes sont connectées à l'extrémité positive de la source haute tension 56

  
à travers les résistances 83 et 84. Leurs cathodes sont réunies à la cathode de la diode 45 d'une part et à l'anode du tube 44 d'autre part. Le train d'échos réfléchis par les divers obstacles et reoueillis par l'aérien est appliqué au tube 44 par l'intermédiaire du conducteur 41. Le tube 44 ainsi qu'il apparaît

  
sur la figure, est branché en série avec le tube 46. L'élément de gauche du tube 46 est conducteur pendant les impulsions B,

  
 <EMI ID=19.1> 

  
tube dépend de l'écho qui est appliqué à la grille de commande dutube 44 pendant les périodes de fonctionnement respectives de ces éléments. Le déblocage de ces deux éléments se traduit par des

  
 <EMI ID=20.1> 

  
qui chargent les circuits anodiques de ces deux éléments. L'écho est appliqué au tube unique 44 ce qui est particulièrement avantageux; en effet, cela supprime la nécessité de réaliser deux circuits parfaitement symétriques auxquels on appliquerait l'écho et qui correspondraient chacun à l'un des éléments du tube double

  
 <EMI ID=21.1> 

  
anodique à peu près constante. Pour cette raison, la diode 45

  
et la résistance 73 sont connectées entre la plaque du tube 44 et la source de haute tension. Lorsque le tube 46 est bloqué,

  
la diode 45 débite et elle est choisie de façon à avoir une très faible résistance interne. La résistance 73 est calculée de façon qu'une haute tension convenable soit appliquée aux anodes

  
du tube 38. De cette façon, la charge du tube 44 est à peu près constante; en effet, lorsque le tube 46 se trouve débloqué par les impulsions B ou C, le courant qui traversait le circuit comprenant le tube 44 et la diode 45 circule alors à travers

  
le tube 44 et la double triode 46. Lorsque le tube 46 est

  
 <EMI ID=22.1>  est partiellement bloqué, il en résulte que l'anode de la diode

  
45 est portée au même potentiel que la grille de commande de l'élément 46 qui se trouve débloqué par l'intermédiaire des circuits 74, 82 et 78, 92. La cathode de la diode 45 se

  
trouve reliée directement à la cathode 46. Etant donné que les éléments du tube 46 sont conducteurs lorsque leur grille de contrôle est négative par rapport à leur cathode, la cathode du

  
tube 45 est alors positive par rapport à son anode et la diode

  
se trouve bloquée pendant les impulsions B ou C.

  
Il est très important, en ce qui concerne la précision de

  
la mesure des distances, que des signaux d'égale intensité appliqués au tube 44 se traduisent par des variations de tension

  
égales aux bornes des résistances 83 et 84. En effet, ce sont ces variations de potentiel qui déterminent la mesure de la distance. Il est donc nécessaire que les circuits chargeant les deux éléments du tube 46 soient parfaitement symétriques et d'autre part que

  
la charge du tube 45 soit constante. C'est pourquoi il faut s'assurer que la diode 45 est bloquée pendant les impulsions

  
B et C. Il est également important d'éviter qu'un courant ne circule dans les circuits grille des éléments 44. En effet, ce courant grille viendrait se retrancher au courant anodique du

  
tube et on ne peut jamais être certain que les deux courants de grille soient exactement égaux dans les mêmes conditions d'excitation. Il peut d'autre part se faire qu'on ait besoin de remplacer le tube 46 en cours de mesure ce qui pourrait introduire une inexactitude dans la mesure des distances si le nouveau tube n'est

  
 <EMI ID=23.1> 

  
des éléments du tube 46 restent toujours négatives par rapport aux cathodes des éléments correspondants. De plus, on peut choisir un tube 46 ayant les mSmes caractéristiques que le tube simple 44. Dans ces conditions, il est nécessaire pour que l'ensemble du circuit ait un ooefficient d'amplification supérieur à 1 que la haute tension appliquée aux anodes des éléments du tube 46 soit supérieure à la haute tension appliquée à l'anode du tube 44 puisque celui-ci fonctionne avec une polarisation grille nulle. Cette condition est réalisée en choisissant convenablement la valeur de

  
la résistance 73 placée entre la source haute tension et l'anode du tube 44. Il est également important que le passage d'une impulsion B à l'impulsion C suivante, se fasse aussi rapidement que possible. La rapidité de cette commutation est augmentée

  
par la présence des inductances 82 et 92 placées dans les cirouits anodiques des éléments du tube double 38. En effet, tout changement de débit de l'un des éléments du tube 38 induit dans les inductances 82 ou 92 une tension qui a pour effet d'augmenter la rapidité de la variation de sa tension anodique ce qui tend

  
à rendre tout-à-fait carrées les impulsions B et C. En théorie, les circuits anodiques des éléments du tube 38 doivent être calculés de façon à se trouver à l'amortissement critique.

CIRCUIT INTEGRATEUR

  
Les diodes 47 et 48 font partie des circuits qui intègrent les impulsions apparaissant aux bornes des résistances 83 et 84 durant les impulsions de déblocage B et C. Les extrémités gauches des résistances 83 et 84 sont connectées respectivement à travers les condensateurs 85 et 86 aux cathodes des diodes 47 et

  
46. La cathode de la diode 46 est également réunie à la masse

  
par l'intermédiaire de la résistance 87 et son anode est réunie

  
à la masse par l'intermédiaire du condensateur 89. L'anode du

  
tube 47 est réunie à la masse à travers la résistance 90 shuntée par le condensateur 93. Les capacités des condensateurs 85 et

  
89 sont égales et de l'ordre de 500 picofarads. Les capacités

  
des condensateurs 86 et 93 sont égales et beaucoup plus élevées, de l'ordre de 0,02 à 0,1 microfarad. La cathode de la diode 47

  
est connectée à l'anode de la diode 48 par l'intermédiaire des résistances 94 et 95. Le point commun à ces résistances est connecté par l'intermédiaire du conducteur 49 à la grille de commande 50 du générateur des impulsions A 36. Lorsque la tension anodique de l'élément de gauche du tube 46 baisse, c'est-à-dire pendant les impulsions B, la diode 47 devient conductrice et charge les condensateurs 85 et 93 proportionnellement à la chute

  
de tension aux bornes de la résistance 83 qui, elle, dépend de l'intensité de l'écho reçu pendant l'impulsion B. De même, la chute de tension anodique de l'élément de droite du tube 46 débloque la diode 48 et une charge s'établit aux bornes des condensateurs 86

  
et 89 qui dépend de l'intensité de l'écho reçu pendant l'impulsion

  
C. La variation de potentiel est maximum aux bornes des condensateurs 85 et 89 puisque leur capacité est très petite devant

  
celles des condensateurs 93 et 86.

  
Normalement, les diodes 47 et 48 sont bloquées, et le circuit anodique de la diode 47 et le circuit cathodique de la diode

  
48 sont isolés du conducteur 49. Ce conducteur se trouve placé

  
dans un circuit haute fréquence placé aux bornes de la source haute tension 56 et constitué par la résistance 83, le condensateur 85, les résistances 94 et 95 et le condensateur 89. Les condensateurs 85 et 99 se déchargent dans ce circuit lorsque l'impulsion

  
C est terminée. Le circuit calculé de façon que la constante de temps relative au condensateur 89 et à la résistance 95 soit

  
égale à la constante de temps du circuit composé par le condensateur
85 et les résistances 94 et 95. Ainsi les impédances des circuits aboutissant au conducteur 49 sont équilibrées. Le potentiel dépend de la différence entre les charges accumulées sur les condensateurs égaux 85 et 89 et n'est pas affecté par la décharge de ces condensateurs lorsque l'impulsion C est terminée.

  
Les échos reçus par l'aérien sont appliqués au tube 44 avec

  
une polarité négative de façon que le débit du tube soit plus grand lorsque les échos sont faibles; Lorsque la cible se rapproche du dispositif radar, l'écho revient plus vite puisque la distance diminue. 

  
Il en résulte que l'énergie relative à cet écho reçue pendant l'impulsion B est supérieure à l'énergie reçue pendant l'impulsion C. La chute de tension aux bornes de la résistance 83 est donc plus faible que la chute de tension aux bernes de la résistance 84. La charge aux bornes du condensateur 85 augmente donc lorsque la cible se rapproche et d'autre part la cathode de la diode 48 devient de plus en plus négative à mesure que la cible se rapproche et la charge du condensateur 89 diminue. Il en résulte que le potentiel appliqué au conducteur 49 se rapproche du potentiel de la masse et peut même devenir négatif par rapport à celui-ci.

  
Lorsque la cible s'éloigne du radar, le phénomène contraire

  
a lieu.

  
La résistance 95 a par exemple une valeur de 100.000 ohms

  
et les résistai ces 94 et 83 sont respectivement égales chacune

  
à 50.000 ohms. Il en résulte que les condensateurs 85 et 89

  
se déchargent rapidement après chaque impulsion C sans affecter le potentiel du conducteur 49. Les variations de potentiel du conducteur 49 sont appliquées à la grille 50 du générateur d'impulsions A à travers le filtre constitué par le condensateur

  
 <EMI ID=24.1> 

  
variations de potentiel du conducteur 49 aient lieu au taux de répétition des impulsions rayonnées, 2.000 par seconde par exemple, la tension appliquée à la grille 50 est une tension redressée variant proportionnellement à la variation de distance de la cible choisie.

  
L'intensité des échos reçus varie en fonction de la rotation

  
de l'antenne, par exemple,qui se fait à vingt ou trente tours par seconde. Cette variation périodique affecte de la même façon les échos reçus pendant les deux impulsions de déblocage B et C. Etant donné que les variations de potentiel transmises au conducteur
49 proviennent de la différence des énergies reçues pendant les impulsions de déblocage B et C, elles ne sont matériellement pas affectées par les variations d'intensité périodiques dues à la

  
l  rotation de l'antenne. i 

CIRCUIT DE COMMANDE DE L'ORIENTATION DE L'ANTENNE. 

  
Ainsi qu'il a été dit plus haut, le faisceau pulsé d'ondes ; électromagnétiques rayonnées par l'aérien dans la direction 5  tourne autour de l'axe 6 à une vitesse qui dépend de celle du mo- 

  
i teur 4 et qui sera par exemple de vingt tours par seconde. Si  la cible se trouve dans l'axe 6, les échos réfléchis ont une  intensité constante quelle que soit la position du pinceau rayonné.  Si la cible se trouve en dehors de l'axe de l'aérien, l'intensité 

  
des échos reçus varie périodiquement à la fréquence de 20 Hz,  l'écho étant maximum lorsque le pinceau est dirigé directement sur  la cible. Ainsi l'intensité des échos et la phase de cette variation périodique dépendent de la direction de la cible. Par exemple,

  
si la cible se trouve dans une direction perpendiculaire à celle

  
de l'axe 6, la variation périodique de l'intensité est déphasée

  
de 90[deg.] par rapport au mouvement périodique du pinceau d'ondes

  
 <EMI ID=25.1> 

  
des résistances 90 et 87 des diodes intégratrices 47 et 48 varient périodiquement.

  
La tension aux bornes de la résistance 90 est appliquée par l'intermédiaire du condensateur 100 à la grille de commande 101 de l'élément de gauche de la double triode 96. Cet élément est

  
un simple amplificateur dont l'anode est connectée à la source de haute tension par l'intermédiaire de la résistance 97. Sa cathode est réunie à la masse par l'intermédiaire de la résistance 98,

  
les variations de tension aux bornes de 90 se retrouvent avec

  
une polarité inversée aux bornes de la résistance de charge 97. Les variations périodiques de tension aux bornes de la résistance

  
97 sont appliquées par l'intermédiaire du condensateur 99 et de la résistance 102 à la résistance 103 dont l'autre extrémité est mise à la masse. La résistance 104 est placée entre les condensateurs 99 et la masse. Ces variations de potentiel sont également appliquées à l'autre partie du pont de résistances constituée

  
par l'ensemble 103 - 106 et 105. Le point commun entre les résistances 106 et 105 est mis à la masse par l'intermédiaire de la résistance 107. Il résulte de ce montage que la tension

  
aux bornes de la résistance 103 est la différence algébrique des tensions aux bornes des résistances 87 et 90 c'est-à-dire que la tension aux bernes de la résistance 103 correspond à la totalité de l'écho reçu pendant les impulsions de déblocage B & C. La tension aux bornes de la résistance 103 varie donc périodiquement ainsi que l'intensité de l'écho choisi par l'opérateur. Les résistances 102 et 106 ont une valeur élevée de façon à isoler les deux circuits dont les tensions s'ajoutent aux bornes de la résistance 103 l'un de l'autre. Les résistances 102 et 106 servent également à isoler ces circuits du circuit grille de commande de l'élément droit du tube 96. La tension correspondant à l'écho tout entier est amplifiée par l'élément droit du tube 96. L'anode de ce tube est connectée à la source de haute tension à travers la résistance 108.

   Sa cathode est mise à la masse à travers la résistance 109 shuntée par le condensateur 110. Les tensions périodiques à la fréquence de 20Hz qui apparaissent aux bornes de la résistance de charge 108 sont appliquées à la grille de commande de l'élément de droite du tube 115 par l'intermédiaire du potentiomètre 113 et de la résistance 114. Le tube 115

  
est une double triode à cathode commune. Cette cathode est réunie à la masse par l'intermédiaire de la résistance 116. Les deux anodes sont respectivement connectées à la source de haute tension par l'intermédiaire des résistances 117 et 118. La tension à amplifier recueillie aux bornes de la résistance de charge 117

  
de l'élément de droite du tube 115 est appliquée à la grille de commande de l'élément de gauche par le condensateur 119, ainsi les variations périodiques à la fréquence de 20 cycles apparaissent aux bornes des deux résistances 117 et 118 en opposition de phase. Les tensions aux bornes de ces résistances sont utilisées

  
en vue de commander l'orientation de l'axe 6 du dispositif mécanique de façon à maintenir le faisceau dirigé sur la cible.

  
Il a été mentionné plus haut que l'élément de droite du tube

  
96 était accordé sur la fréquence de 20 Hz., cela est réalisé de la façon suivante! on voit que ce tube comporte un circuit de réaction constitué par deux circuits déphaseurs résistance-capacité placés en parallèle. Le premier circuit déphaseur est constitué par le condensateur 123 et la résistance 124, la seconde par le condensateur
125 et la résistance 103. Chacun de ces circuits déphaseurs fait tourner la phase des oscillations à 20 périodes apparaissant dans

  
le circuit anodique d'un angle légèrement inférieur à 90[deg.]. Ainsi

  
le déphasage total entre la tension anodique et la tension réinjectée sur la grille de commande est légèrement inférieur à 1800. Il en résulte que cette tension n'est pas en phase avec la tension normalement appliquée à la grille. Cependant ce circuit amplifie davantage les tensions à 20 périodes et la courbe caractéristique

  
de cet amplificateur présente un maximum très marqué pour une fréquence de 20 Hz, cette caractéristique ayant l'allure de la caractéristique d'un amplificateur accordé .

  
Les tensions alternatives à 20 périodes qui existent aux bornes des deux résistances anodiques du tube 115 sont appliquées aux deux bagues 133 et 134 de la commutatrice montée sur l'arbre

  
3. Ces deux bagues sont en contact électrique avec deux segments conducteurs semi-circulaires 135 et 136, ces segments sont solidaires de deux balais 137 et 138 disposés à 90[deg.] l'un de l'autre. Ces deux balais sont respectivement reliés à la masse par les condensateurs 139 et 140. La charge qui se développe aux bornes de ces condensateurs dépend en grandeur et en signe de la phase des forces électromotrices alternativement appliquées aux deux bagues.

  
La charge du condensateur 140 dépend en grandeur et en si^ne de la distance de la cible à l'axe 6 dans un plan vertical. La charge du condensateur 139 varie en fonction de la même grandeur prise dans un plan horizontal.

  
Les tensions aux bornes des deux condensateurs 139 et 140 sont amplifiées par les amplificateurs à courant continu 143 et

  
144 constitués par exemple par des circuits amplidynes. Elles

  
sont alors appliquées respectivement aux moteurs 16 et 17 avec une polarité convenable en vue de maintenir l'axe 6 dirigé sur

  
la cible.

COMMANDE DE SENSIBILITE DU RECEPTEUR.

  
L'amplitude des échos reçus varie très rapidement et peut

  
être sujette à un évanouissement rapide. Cela est dû aux variations d'inclinaisons des surfaces réfléchissant les échos ainsi qu'à leur déplacement. Cet évanouissement temporaire est particulièrement sensible lorsque la cible est constituée par un avion en vol. Il

  
est donc nécessaire d'avoir à sa disposition un circuit de commande automatique du gain du récepteur agissant rapidement pour remédier

  
au fading. Il faut également que ce dispositif de contrôle de

  
gain reste insensible aux variations périodiques d'intensités du signal reçu provenant de la rotation de l'antenne 1. Les impulsions correspondant à l'écho reçu apparaissant aux bornes de la résistance
90 sont appliquées par l'intermédiaire de la;résistance 304 à la grille de commande du tube 300. L'anode de ce tube est connectée par l'intermédiaire de la résistance 305 au curseur du potentiomètre
306 placé en parallèle sur la source de haute tension. Les variations de potentiel aux bornes de la résistance anodique 305 sont réinjectées dans le circuit de la grille 302 du tube 300 par l'intermédiaire de deux circuits déphaseurs constitués d'une part

  
par le condensateur 307 et la résistance 308 et d'autre part,

  
par la résistance 313 et le condensateur 309 shuntant la résistance 310. Ces deux circuits déphaseurs sont placés en cascade entre l'anode et la grille de commande du tube 300. Chacun d'eux introduit un déphasage légèrement inférieur à 90[deg.]. Ces circuits sont calculés de façon que l'amplification du tube 300 soit à peu près constante pour des fréquences inférieures à 10 Hz par seconde et à peu près nulle pour des fréquences au-dessus de 10 Hz c'est-àdire pour des fréquences de l'ordre de 20 à 30 Hz qui sont les fréquences de rotation de l'antenne. Ainsi la tension aux bornes de la résistance 305 varie à une fréquence inférieure à 10 Hz par seconde, cela est suffisamment rapide pour éliminer l'effet de fading. Les variations périodiques d'intensité dues à la variation de l'antenne restent sans effet sur la tension aux bornes de la résistance
305.

   Les variations de tension aux bornes de 305 sont amplifiées dans le tube 306 qui est monté en étage à couplage cathodique,

  
la cathode étant connectée à la masse à travers une résistance

  
élevée 312. L'anode du tube 303 est connectée à la borne positive de la source haute tension par la résistance 314. La tension aux bornes de la résistance 312 est appliquée par l'intermédiaire du conducteur 315 au récepteur 20. Elle commande la sensibilité de ce récepteur. Cela peut être réalisé en connectant par exemple

  
le conducteur 315 à la grille écran de l'un des tubes du récepteur dont la cathode serait connectée à la masse.

  
 <EMI ID=26.1> 

  
Ce circuit représenté au bas de la figure 1 est constitué par un compteur 42 étalonné en distance solidaire de l'arbre 63

  
 <EMI ID=27.1> 

  
échelle circulaire. Ces éléments de circ.iit sont commandés par

  
les variations de durée des impulsions A.

  
Il est bon de rappeler que le courant qui circule de la borne positive de haute tension à travers la résistance 54, le commutateur
53, et l'élément de gauche du tube 36 et la résistance 60 est interrompu pendant les impulsions A. On sait également que la durée de ces impulsions dépend de la distance de la cible. La résistance 54 constitue un bras du pont. Les variations de tension aux bornes de cette résistance dues aux variations de

  
durée de l'impulsion A déséquilibrent ce pont et ce désaccord

  
est transmis aux indicateurs 42 et 43.

  
Le pont est constitué par les résistances 154, 155, 54,

  
156, 157 et la diode 158. L'extrémité inférieure de la résistance
155 est connectée à la masse, il en résulte qu'un courant parcourt continuellement les résistances 154 et 155 placées en parallèle sur la source haute tension. La partie inférieure de la résistance
157 est connectée au curseur 159 mobile le long de la résistance
155. Ce curseur est porté par une bague taraudée 160 portée par l'arbre fileté 163.Cet arbre est entraîné par le moteur 164 par l'intermédiaire d'un engrenage 165. 

  
Le condensateur 170 constitue le bras galvanométrique du pont et supprime les différences de potentiel élevées qui pourraient naître entre les extrémités de ce bras lorsque la diode 158 est bloquée.Cette diode se bloque lorsqu'un courant passe dans la résistance 154 et l'élément de gauche du tube 38. En effet, dans ces conditions, la tension anodique de la diode 158 tombe

  
en dessous de la tension cathodique maintenue à une valeur plus élevée par le condensateur 170. Lorsque l'élément de gauche du tube 36 se bloque, la diode 158 se débloque et un courant traverse les résistances 156 et 157. Ce courant est transmis à la résistance 155 par la bague filetée 159. Ainsi le courant circule dans la partie droite du tube pendant la durée d'une impulsion A. La tension impulsive qui prend naissance aux bornes du condensateur 170 est redressée et filtrée par la résistance 154 shuntée par le condensateur 176 et la résistance 155 shuntée par le condensateur 177. De la sorte,une différence de potentiel continue existe aux bornes de la diagonale du pont lorsque la position du curseur 159 entraîne un déséquilibre du pont.

   Il est évident que lorsque le pont est équilibré, il n'existe pas de différence de potentiel aux bornes du condensateur 170. L'amplitude et la polarité de la différence de potentiel existant aux bornes

  
du condensateur 170 dépendent du déséquilibre du pont, et la tension aux bornes du condensateur 170 est appliquée aux grilles

  
de commande 173 et 174 du tube 175. Une tension oscillante provenant d'un oscillateur à quartz 178 accordé sur une fréquence de 2.000 Hz est appliquée par l'intermédiaire du conducteur 179 aux anodes du tube 176 à travers les enroulements primaires des transformateurs 180 et 183. Lorsque l'un des éléments du tube
176 est débloqué, une tension est appliquée par l'intermédiaire

  
de l'un des transformateurs 180 ou 183 entre la cathode et

  
l'une des anodes de la double diode 184. Les anodes de cette double diode sont respectivement connectées aux enroulements secondaires des transformateurs 180 et 183 shuntés par la résistance 185 dont le point milieu est réuni à la cathode. Les condensateurs 186 et 187 complètent les circuits de ces deux diodes. La tension redressée apparaissant aux bornes de 185 est appliquée par les résistances 188 et 189 aux résistances 190 et 193 shuntées par les condensateurs 194 et 195. Le point commun aux résistances 190 et 193 est relié à la cathode du tube 196 qui est une double triode à cathode unique. Les grilles du tube 196 sont respectivement connectées aux extrémités opposées des résistances 190 et 193. Les résistances de charge 197 et 198 des circuits anodiques sont égales. Elles sont d'autre part connectées

  
à la cathode d'une valve biplaque 199 dont les anodes sont connectées au point commun aux résistances 190 et 193, cette valve est alimentée par le secteur. L'anode de l'élément de gauche du tube 196 est mise à la masse alors que l'anode de l'élément de

  
 <EMI ID=28.1> 

  
plificateur 403 du servo-mécanisme. Une tension unidirectionnelle dont la polarité dépend du sens du déséquilibre du pont apparaît entre les deux anodes du tube 196. Elle est appliquée à l'am-plificateur du servo-mécanisme 403 où elle est amplifiée puis appliquée au générateur amplidyne 404. L'amplidyne produit une force électromotrice unidirectionnelle dont la polarité dépend du sens du déséquilibre du pont et dont l'amplitude dépend du déséquilibre. Cette force électromotrice alimente le moteur 164 qui entraîne l'arbre 163 par l'intermédiaire de l'engrenage 165.

  
La rotation de l'arbre 163 déplace la bague filetée 160 et le curseur 159. Le curseur 159 se déplace dans un sens tel qu'il tende à supprimer le déséquilibre du pont. Dès que le pont est équilibré, la différence de potentiel aux bornes du condensateur 170 s'annule et le moteur 164 s'arrête.

  
Le circuit qui vient d'être décrit possède des avantages importants, en particulier il est très stable et produit effectivement une tension nulle à l'entrée de l'amplificateur du servo mécanisme 403 lorsque la tension entre les électrodes 173 et

  
174 s'annule; il est de plus caractérisé par un coefficient d'amplification très élevé. Le déséquilibre du pont est produit par des variations de durée de l'impulsion A. Il en résulte que le déplacement du contact mobile 159 sur la résistance 155 est proportionnel à la distance de la cible réfléchissant l'écho étudié. Les condensateurs 170 et 174 maintiennent la tension aux bornes

  
de la diode 158 constante pendant les périodes où cette diode

  
est bloquée. L'expérience a montré que les condensateurs 170

  
et 176 placés ainsi qu'il a été décrit, ont pour effet de diminuer les régimes transitoires qui pourraient venir perturber le fonctionnement du pont. Ces variations parasites peuvent provenir par exemple d'une variation de la tension d'alimentation d'une disparition brusque de l'objet éloigné, etc.

  
Lorsque le radar émet 2.000 impulsions par seconde, l'expérience a montré que le pont peut être constitué à l'aide d'élémonts ayant les valeurs suivantes! 
 <EMI ID=29.1> 
 Pour la distance maximum: , la valeur de la portion de résistance 155 située au-dessus du contact mobile 159 est égale à 2.678 ohms.

  

 <EMI ID=30.1> 


  
L'appareil de mesure 42 est constitué par un compteur

  
de tours branché sur l'arbre 163 et pouvant enregistrer des augmentations ou des diminutions du nombre de tours. Ainsi, lorsque l'indicateur est au début ajusté de façon à indiquer le nombre d'unités de longueur correspondant à la distance de la cible, il indique constamment au cours des déplacements relatifs, la distance entre le radar et la cible. Les fractions d'unité de longueur sont indiquées par l'index 43 se déplaçant sur l'échelle circulaire.

COMMANDE MANUELLE DE LA MESURE DE DISTANCE.

  
Si les commutateurs 400 et 52 sont déplacés vers la gauche, lagrille de commande 50 du générateur d'impulsions A

  
est connectée à l'anode de l'élément de droite du tube 198 qui

  
 <EMI ID=31.1> 

  
Le pont constitué par les résistances 154, 155, 54, 156 et 157 peut alors être déséquilibré en agissant, manuellement sur la manette 405 solidaire de l'axe 166 de l'engrenage 165. Le déséquilibre du pont se traduit par la différence de potentiel

  
qui est appliquée à l'anode de l'élément de droite du tube 196. Cette différence de potentiel est transmise par l'intermédiaire du commutateur 52 à la grille de commande 50 du tube 36, ce qui modifie la durée de 1'impulsion A jusqu'à ce que le pont retrouve son équilibre. La durée de l'impulsion A commande l'établisse-ment des impulsions B et C, ce qui détermine le domaine des distances explorées par le dispositif. Le repère 27 porté sur l'écran du tube cathodique se déplace lorsqu'on fait tourner la manette 405. Ainsi si l'opérateur remarque un écho représenté

  
sur la ligne 241 et qu'il désire connaître la distance de la cible réfléchissant cet écho, il lui suffit de manoeuvrer 405 jusqu'à ce que le repère 27 se trouve en dessous de l'écho qu'il désire observer. Il suffit alors de placer les commutateurs 400 et 52 dans leur position droite pour que l'appareil suive la cible choisie.

CIRCUIT DE BALAYAGE HORIZONTAL.

  
Le rectangle 33 représenté sur les figures 1 et 2 renferme le circuit destiné à fournir la tension en dents de scie appliquée aux électrodes déflectrices 200 du tube cathodique 23. Cette tension en dents de scie est synchronisée par les impulsions du générateur 61. Ces impulsions sont appliquées par l'intermédiaire du conducteur 203 et du condensateur 204 à la cathode
205 de la diode 205-206. La cathode 205 est reliée à la masse par une résistance 207 et l'anode 206 est connectée par l'intermédiaire de la résistance 208 et du conducteur 209 à la borne négative d'une source de tension qui n'est pas représentée sur la figure. Cette source peut, par exemple, fournir une tension de 150 volts. L'impulsion négative du générateur 61 débloque la diode 205-206.

   Une impulsion de courant tr.verse la résistance
208 et rend négative la grille de commande de l'élément de droite

  
du tube 213 oe qui a pour effet de bloquer cet élément.

  
L'anode de l'élément de droite du tube 213 est reliée à

  
la borne positive de la source haute tension 56 par l'intermédiaire de la résistance 214. La cathode associée est reliée au conducteur 209 par l'intermédiaire d'une résistance variable 215 et de la résistance 216. Une diminution de courant oirculant dans l'élément droit du tube 213 se traduit par une impulsion négative appliquée à la grille de commande 217 du tube 216. Ce tube est constitué par une cathode unique 219, deux anodes 220 et 223 séparées de la cathode par deux grilles 217 et 226. Lorsque le potentiel de la grille 217 diminue, le courant du circuit anodique
220 diminue ce qui se traduit, par une augmentation du potentiel de l'anode. Cette augmentation de potentiel est transmise par le condensateur 234 à la grille 235 du tube 213, cette grille devient positive, ce qui débloque cet élément de tube.

   Le courant traversant la résistance anodique 239 crée aux bornes de cette résistance une chute de tension qui est appliquée à la grille 239 ainsi qu'il est de pratique courante dans un montage de multivibrateurs. Le blocage de l'élément de droite du tube 213 n'implique pas que la tension de la grille 217 soit amenée immédiatement à la valeur de la tension de polarisation négative et cela grâce à la

  
 <EMI ID=32.1> 

  
courant de charge traverse les résistances 215 et 216 maintenant la tension positive sur la grille 217 pendant toute la durée de la charge du condensateur. Cette tension positive diminue peu à peu, ce qui se traduit par une diminution du courant traversant le tube. Le potentiel de l'anode 220 augmente al ors. le condensateur 225 assure une réaction entre le circuit anodique et le circuit grille de cet élément de tube. Il en résulte que la tension anodique augmente à peu près linéairement au cours du temps et indépendamment des caractéristiques du tube lorsqu'on demeure dans la région où

  
le gain du tube est élevé.

  
 <EMI ID=33.1> 

  
associé à travers la résistance 227. La grille 226 est connectée en un point intermédiaire de cette résistance. Ainsi lorsque l'anode
220 devient positive, le potentiel de la grille 226 augmente, ce qui augmente le courant dans l'élément de droite du tube 213. Le courant à travers la résistance de charge 228 augmente, ce qui provoque une diminution linéaire de la tension de l'ar.ode 223. Les potentiels des deux anodes 220 et 223 varient en sens contraire, et tous deux linéairement. Ces anodes sont respectivement connectées aux plaques de déflexion horizontale 200 par les conducteurs 230 et 233. La tension symétrique obtenue sur les deux circuits anodiques 220 et 223 assure le balayage de la gauche vers la droite

  
de l'écran. Pendant cette déflexion du faisceau, le condensateur
234 se charge au potentiel de la source haute tension. Le courant

  
de charge du condensateur traverse le circuit constitué par les résistances 224, 240 et 243. La grille 235 de l'élément de gauche du tube 213 est maintenue par le courant circulant dans

  
la résistance 240 à un potentiel positif par rapport '. sa cathode.

  
Les valeurs respectives de ces résistances sont choisies de façon que

  
 <EMI ID=34.1> 

  
aux bornes de la résistance de charge 236 une chute de tension suffisante pour polariser l'élément de droite de ce même tube au delà du cut-off. Lorsque l'élément de gauche du tube 219 se bloque, la charge du condensateur 234 est arrêtée et le courant circulant dans la résistance 240 disparaît. Le courant de la triode gauche du tube 213 diminue puisque la grille se trouve ramenée au potentiel de la cathode. Il en résulte une impulsion positive appliquée à la grille de ltélément de droite du tube 213 qui débloque cette triode. Le courant anodique de oe tube parcourt alors les résistances 214, 215, 216. Le déblocage de ce tube se traduit par

  
 <EMI ID=35.1> 

  
gauche du tube 218. Le courant anodique de cet élément augmente et le potentiel de l'anode 220 diminue d'une façon linéaire. La linéarité est augmentée par l'effet de contre-réaction provoqué par le condensateur 225 connecté entre l'anode et la grille de ce tube. La variation de tension anodique est appliquée à la grille de contrôle 226 de l'élément de droite du tube 218 et se retrouve avec la polarité inverse dans le circuit 223. La variation de tension apparaissant dans le circuit anodique 223 a pour effet

  
de déplacer le faisceau électronique de la droite vers la gauche

  
de l'écran. Il est possible de disposer ces déflexions horizontales du faisceau cathodique au centre de l'écran de ce tube en choisis-

  
 <EMI ID=36.1> 

  
cathodique pendant sa déflexion de la droite vers la gauche. Lorsque le potentiel de l'anode 223 devient négatif , c'est-à-dire pendant la période où le faisceau cathodique est dévié de la gauche vers la droite, cette variation négative est appliquée -. l'électrode de commande de l'élément de droite du tube 244 par l'intermédiaire du condensateur 245. Cette tension négative ne change en rien

  
le fonctionnement de ce tube qui se trouve déjà bloqué au-delà du cut-off par la polarisation introduite par le circuit résistancecapacité 262. Lorsque le potentiel de l'anode 223 augmente, cette

  
 <EMI ID=37.1> 

  
le tube. Le potentiel de l'anode diminue alors. Cette diminution de potentiel est appliquée par l'intermédiaire du condensateur 251 à la grille de commande 246 du tube cathodique. Elle a pour effet de supprimer la faisceau cathodique pendant le retour du spot.

CIRCUIT DE DEFLEXION VERTICALE ET D'IDENTIFICATION

DE L'ECHO.

  
Le signal provenant du récepteur est appliqué par l'intermédiaire du conducteur 40 et des amplificateurs 248, 249, 250 aux électrodes de déflexion verticale 247. Les trois amplificateurs précédents sont placés en parallèle et les tensions des circuits anodiques 257 et 258 des deux derniers amplificateurs sont symétriques. Ces anodes sont connectées par l'intermédiaire des condensateurs 259 et 260 aux plaques de déflexion verticale. Le faisceau est donc dévié par ce signal au cours de son déplacement de la gauche vers la droite et il apparaît une droite verticale sur l'écran. 

  
Chacun des échos réfléchis p&#65533;r un obstacle quelconque est 

  
i reproduit sur l'écran du tube cathodique. La succession des échos  apparaissant de la gauche vers la droite sur cet écran correspond 

  
à la classification des obstacles par ordre de distance croissante 

  
i par rapport au dispositif. Le circuit comporte également des ! dispositifs permettant de produire sur l'écran un repérage visuel  de l'écho particulier qui est reçu par l'aérien au cours des 

  
impulsions de déblocage B et C. Le conducteur 264 réunit  la cathode du tube 239 à l'électrode de commande de l'amplifi-  cateur 263 par l'intermédiaire du condensateur 265. Lorsque ! l'un ou l'autre des éléments du tube 39 est débloqué, le courant  circulant dans ce tube diminue la tension anodique de celui-ci. 

  
Cette variation négative de tension est communiquée à la grille 

  
de commande 267 de l'amplificateur 249 et produit une variation 

  
 <EMI ID=38.1> 

  
anodique de celui-ci. Cette variation de tension produit une  déflexion verticale du faisceau cat .odique dirigé vers le bas, ' ainsi qu'il apparaît en 27 sur l'écran. La déflexion 27 permet 

  
de repérer l'écho particulier représenté en 26. Il est évident 

  
 <EMI ID=39.1> 

  
rapport au dispositif radar, la droite 26 se déplace sur l'écran 

  
du tube cathodique. La droite de repérage 27 suit la droite 26  dans ses déplacements. On remarque que l'ensemble des échos reçus  par l'aérien est appliqué à la grille de commande 267 par l'in- '

  
 <EMI ID=40.1> 

  
 <EMI ID=41.1> 

  
de l'amplificateur 263. Ces amplificateurs sont alternativement  débloqués de façon que les échos reçus par l'aérien fassent  dévier le faisceau cathodique pendant le balayage supérieur par  exemple, alors que l'impulsion de repérage assure la déviation du faisceau cathodique pendant le balayage inférieur. Il est

  
 <EMI ID=42.1>  de répétition des impulsions émises, 2.000 Hz par exemple. On obtient alors une représentation continue des échos et de l'impulsion de repérage sur l'écran du tube cathodique.

  
Le circuit comportant la double triode 270 est utilisé

  
pour débloquer successivement et alternativement les amplificateurs
248 et 263. Les grilles de commande des amplificateurs 248

  
et 263 sont connectées respectivement par l'intermédiaire des condensateurs 290 et 293 aux anodes des deux triodes 270.

  
Les deux triodes du tube 270 sont montées de façon que le courant débité par l'une d'elles provoque une chute de potentiel bloquant l'autre. Il en résulte que les tensions anodiques des deux

  
triodes diminuent et augmentent successivement, ces variations

  
de tension permettent de bloquer et de débloquer successivement

  
les amplificateurs 248 et 263.

  
Les cathodes des deux triodes du tube 270 sont reliées

  
à la masse. Les anodes sont reliées à la borne positive de la source haute tension à travers les résistances 274 et 275. L'anode 276 de l'élément de droite est connectée à la grille

  
de commande 277 de l'autre élément par le circuit constitué à l'aide de la résistance 278 shuntée par le condensateur 279. De même l'anode 280 de l'élément de gauche est connectée à la grille de commande 281 de l'autre élément par l'intermédiaire de la

  
 <EMI ID=43.1> 

  
grilles de commande 277 et 281 sont reliées à la borne négative de la source de polarisation 209 à travers les résistances 285 et 286. Lorsque l'un des éléments triodes de ce tube débite, la chute de potentiel anodique qui en résulte est transmise à la grille de commande de l'autre élément. Cette chute de potentiel est suffisante pour bloquer l'autre élément. Le tube 270 reste

  
alors dans cet état jusqu'à ce que l'impulsion extérieure vienne renverser le fonctionnement de ce tube. Ces impulsions extérieures sont fournies par la double diode 287. 

  
 <EMI ID=44.1>  constitué par le circuit résistance capacité 278, 279 placé en série avec la résistance 275, 1'autre circuit anodique est

  
 <EMI ID=45.1> 

  
en série avec la résistance 274. Cela a pour effet de diminuer le potentiel des grilles 277 et 281 au delà du cut-off et de les amener à peu près au potentiel de la cathode de la double diode 287. Les courants parcourant les résistances 274 et 275 sont inégaux, cela provient des charges différentes accumulées par les condensateurs 279 et 264. Lorsque la déflexion du faisceau cathodique de la droite vers la gauche est terminée, la tension de la cathode de la double diode augmente, ce qui bloque à nouveau le tube 287. Un régime transitoire s'établit dans les circuits comprenant les résistances 274 et 275 et les capacités internes du tube. Il en&#65533;ésulte que les résistances 274 et 275 sont parcourues après le blocage du tube 287 par des courants dont

  
 <EMI ID=46.1> 

  
deux éléments du tube 270 variant exponentiellemer.t. Le potentiel de la grille 281 qui est connectée à la résistance 274 dans laquelle circule un courant plus élevé augmente plus rapidement que le potentiel de la grille 274. Il en résulte que l'élément de gauche du tube 270 est débloqué avant l'élément de droite. Le courait anodique circulant alors dans la résistance 275 bloque l'élément de droite du tube 270. Cet état électrique est maintenu

  
 <EMI ID=47.1> 

  
 <EMI ID=48.1> 

  
débloquée et le fonctionnement du tube 270 est inversé. De cette façon, les amplificateurs 248 et 263 sont alternativement débloqués.

  
 <EMI ID=49.1> 

  
suffisantes pour que la tension aux bornes de ces condensateurs ne soit pas modifiée par le courant traversant la double triode pendant la période de commutation. Il faut également que les constantes de temps des circuits 278, 299, 283, 284 soient faibles devant le taux de répétition des impulsions émises par le radar.

  
On remarquera que le courant anodique du tube 263 parcourt les résistances 272, 273 et 266. Seules les résistances 272

  
 <EMI ID=50.1> 

  
De même, la grille de contrôle 271 de l'amplificateur 263 est connectée au curseur 268 de la résistance variable 269 placée

  
 <EMI ID=51.1> 

  
possible de faire varier manuellement la tension de polarisation appliquée à la grille de cet amplificateur. Lorsqu'on déplace le curseur 268 sur la résistance 269, on modifie la tension de l'anode 263 de façon à la rendre supérieur égale, ou inférieure

  
à la tension anodique de l'amplificateur 248 lorsque celui-ci est débloqué. Il en résulte que le balayage 25 produit sur l'écran du tube cathodique par l'amplificateur 263 peut être situé en dessous du balaie 24, ainsi qu'il apparaît sur le cercle V, ou coïncide avec celui-ci, ou se trouve au-dessus de celui-ci,ainsi qu'il apparaît

  
 <EMI ID=52.1> 

  
ge est due aux impulsions B et C qui se trouvent-*! jacentes dans le temps. Il en résulte une droite en forme de V inversé sur l'écran du tube cathodique. Lorsque l'écho est convenablement encadré par les impulsions B et C, ce V inversé peut être superposé à la déflexion 26 due à l'écho lui-même} on obtient ainsi un contrôle précis du fonctionnement, de l'appareil.

  
 <EMI ID=53.1> 

AU CIRCUIT DE MESURE DE DISTANCE.

  
La figure 4 représente un circuit qui peut remplaoer le circuit situé à l'intérieur du rectangle 301 de la figure 1, c'est-à-dire le circuit compo.-tant. le générateur de l'impulsion A et le circuit indicateur de distance. Lorsqu'on utilise un circuit conforme à celui qui est représenté sur la figure 1, il est préférable que la fréquence des impulsions émises soit relativement constante. C'est pourquoi l'oscillateur à quartz 178 représenté sur ce circuit est utilisé en vue de commander la fréquence d'émission des impulsions en pilotant le générateur d'impulsions 61 par l'intermédiaire du conducteur 311. Avec le circuit représenté sur la figure 4, on obtient une indication précise de la distance même lorsque le taux de répétition des impulsions émises varie dans un large domaine, par exemple de 500 à 2.000 impulsions par seconde.

   Ce circuit donne également des indications satisfaisantes dans le cas où la fréquence de l'émission est irrégulière. Ce cas

  
se nrésente notamment lorsqu'on utilise un commutateur tournant destiné à sélectionner les impulsions de commande de J'émetteur hyper-fréquence du radar. On sait que dans ces conditions, on obtient des variations du taux de répétition qui sont incontrôlables et distribuées au hasard.

  
Le circuit indicateur de distance est constitué par un compteur de tours 42 et une aiguille mobile 43 solidaire d'un axe 163 entraîné par le moteur 164. Ce moteur règle l'équilibre d'un pont légèrement différent du pont représenté sur la figure 1. Ce pont est associé à un générateur d'impulsions A représenté par le tube

  
36 qui est légèrement différent du générateur d'impulsions A représenté précédemment. Le tube 36 est une double triode dont

  
les deux cathodes sont réunies à la masse par l'intermédiaire de 1:
résistance 60. Les anodes sont réunies à la borne positive de

  
la source haute tension par l'intermédiaire des résistances 316 et
317. La grille de commande 57 de l'élément de gauche de ce tube est également réunie à la borne positive de la source haute tension

  
 <EMI ID=54.1> 

  
est réunie à l'anode de l'élément de droite par l'intermédiaire du condensateur 67. La triode de gauche est donc conductrice, le courant anodique circulant dans la résistance 60 polarise l'élément de droite au-delà du cut-off. Les impulsions A sont trans-

  
 <EMI ID=55.1>  triode 238 remplace le tube 64 de la figure 1. Les impulsions négatives provenant du générateur d'impulsions sont appliquées à la cat.:ode de ce tube par le conducteur 63. Ces impulsions négatives débloquent l'élément de droite de la triode 318. Un courant circule alors dans la résistance 317 qui entraîne une diminution du potentiel anodique de l'élément de droite du tube 36. Cette impulsion négative est également appliquée à la grille de commande

  
57 de l'élément de gauche par l'intermédiaire du condensateur 67, Cette impulsion a une amplitude suffisante pour bloquer l'élément

  
de gauche du tube 36. Dans ces conditions, la chute de potentiel aux bornes de la résistance 60 disparaît, ce qui débloque entièrement l'élément de droite du tube 36. Le potentiel de l'anode correspondante est alors maintenu à une valeur faible même lorsque l'impulsion provenant du générateur 61 est terminée. Le conducteur 37 se trouve alors à un potentiel positif élevé puisque l'élément correspondant du tube 36 est bloqué. C'est le début de l'impulsion A. Après une durée égale à la durée de l'impulsion A, le condensateur
67 se décharge à travers les résistances 58 et 317 de sorte

  
que l'élément de gauche de la triode 36 redevient conducteur; dans

  
 <EMI ID=56.1> 

  
culant dans la résistance cathodique 60 bloque l'élément de roite du tube 39. Il en résulte une augmentation du potentiel anodique

  
de cet élément qui est transmise à la grille de commande 57 de l'élément de gauche , ce qui assure la conductibilité de cette triode. C'est ainsi que se termine l'impulsion A. On a précisé plus haut que la durée de l'impulsion A est commandée par la valeur de la

  
 <EMI ID=57.1> 

  
49. Le potentiel de polarisation de la grille 50 est commandé par l'intégrateur et devient négatif lorsque la distance de la cible diminue. Les variations de tension de polarisation sont linéaires lorsque les distances sont supérieures à une centaine de mètres, mais il est nécessaire de prévoir certaines corrections dans le cas

  
 <EMI ID=58.1>  

  
La durée de l'impulsion A diminue avec la distance et devrait tendre vers 0 lorsque la distance tend vers 0. Mais les impulsions ont toujours une durée qui dépend de la tension anodique de l'élément de droite du tube 36. En effet, c'est cette tension qui détermine le temps nécessaire au condensateur 67 pour se décharger suffisamment à la fin de l'impulsion A. Cette tension est variable lorsque les distances sont faibles. Le débit de l'élément de droite du

  
tube 36 est faible lorsque les distances sont faibles car sa grille est fortement négative. On se trouve alors dans une portion non linéaire de la caractéristique de ce tube, il en résulte une erreur dans la durée de l'impulsion A qui n'est plus proportionnelle à la distance. Cette distorsion est largenent diminuée lorsqu'on maintient un débit important dans l'élément de droite de

  
la triode du tube 36 au cours des impulsions A de façon à se trouver dans la partie rectiligne de la caractéristique de fonctionnement de ce tube. Cela est réalisé par l'intermédiaire de la diode 319 dont la cathode est maintenue à un potentiel positif d'environ 200 volts et dont l'anode est connectée directement

  
à l'anode de l'élément de droite du tube 36. Lorsque cet élément est bloqué, le potentiel de son anode augmente, il atteint par exemple 200 volts. A ce moment, la diode 319 se débloque et un oourant circule dans la résistance 317. Si cette résistance est par exemple choisie égale à 25.000 ohms et que le courant traversant la diode soit de 4 milliampères, il se produit aux bornes de la résistance 317 une chute de potentiel de 100 volts. Le potentiel de l'anode du tube 36 ne peut donc plus augmenter. Lorsqu'une impulsion négative provenant du générateur 61 est appliquée à la cathode de la triode 318, ce tube est débloqué et son courant ancdique traverse également la résistance 317. Cela augmente la

  
la chute de tension aux bornes de 317 de sorte que la diode 319

  
se trouve bloquée, ce qui communique une impulsion négative à la grille 57. Le courant qui circulait auparavant dans la diode 319 peut alors circuler dans l'élément de droite de la triode 36. Il est évident que le courant circulant dans cette triode est supérieur au courant débité par la diode, la différence de ce débit étant proportionnelle à la polarisation négative de la grille 50. Le tube 36 opère donc dans une partie linéaire de sa caractéristique et la

  
durée des impulsions A reste proportionnelle à la tension appliquée à la grille de commande 50 par l'intermédiaire du conducteur

  
49. L'utilisation de la diode 319 permet également d'obtenir

  
des impulsions A se terminant plus brusquement. En effet, lorsqu' en n'utilise pas la diode 319, le courant traversant la résistance
317 est prolongé par un courant transitoire décroissant exponentiellement après la fin de l'impulsion A. Lorsqu'on utilise la diode 319, le courant circulant dans la résistance 317 est grand, il en résulte une charge immédiate des capacités parasites qui introduisaient la constante de temps à la fin de l'impulsion A.

  
L'impulsion A apparaît aux bornes de la résistance 60 sous forme d'une impulsion négative qui est appliquée à la grille de commande de la triode 320, elle bloque ce tube. Il en résulte une augmentation de la tension anodique de la diode 321, dont l'anode est reliée directement à l'anode de la triode 320. Le circuit

  
de cathode de la diode 321 comporte l'appareil de mesure 322 et le condensateur de découplage 323. L'anode de la diode 321 est connectée par l'intermédiaire des résistances 324 et 325 au curseur 326 du potentiomètre 327 placé en parallèle sur une source de haute tension dont la borne positive 328 est portée

  
par exemple à 700 volts. La cathode de la triode 320 est connectée à la borne positive de la source de polarisation 329 dont la borne négative est reliée à la masse. Lorsque la triode 320

  
est conductrice, la tension de l'anode de la diode 321 est négative par rapport à la tension de la cathode de ce tube dont le potentiel est défini par la charge accumulée sur le condensateur 323.

  
La diode 321 est donc bloquée. Lorsque la triode 320 est bloquée, c'est-à-dire pendant les impulsions A, l'anode de la diode 321 devient positive par rapport à sa cathode et ce tube est débloqué.

  
Le courant traversant la diode charge le condensateur 323. La charge prise par ce condensateur est fonction de la durée de l'impulsion A.

  
Le pont de mesure des distances comprend le condensateur 323

  
et le condensateur identique 330 placé en parallèle sur 323.

  
La connexion entre les condensateurs est réalisée d'une part par l'ensemble des résistances variables 331, 332 et 333 et la résistance fixe 334, et d'autre part par les résistances 335, 336,
337. Un point intermédiaire mobile de la résistance 336 est mis

  
à la masse par l'intermédiaire de la résistance 338, des tubes 339 et 340. Le multivibrateur 341 commande le circuit de commutation des tubes 339 et 340. Le multivibrateur 341 opère à la fréquence d'émission des impulsions. Il commande les tubes 339 et 340 de

  
 <EMI ID=59.1> 

  
quée à chacun des condensateurs 323 et 330 après chaque émission.

  
Si la durée de l'impulsion A est nulle, une charge nulle

  
est appliquée par la diode 321 au condensateur 323. Si les deux bras situés de part et d'autre du curseur 159 et aboutissant respectivement aux condensateurs 323 et 330, ont une impédance égale, le courant de charge du condensateur 342 se répartit également

  
 <EMI ID=60.1> 

  
cet amplificateur excite la chaîne constituée&#65533;ar les redresseurs 164,
199, l'amplificateur 196, 1'amplificateur de servo-mécanisme 403

  
 <EMI ID=61.1>  sur la figure 4. Si à une distance nulle de l'obstacle correspond  une impulsion A de durée nulle, la diode 321 n'apporte pas de  charge au condensateur 323 et le pont est en équilibre lorsque le  contact mobile 159 se trouve par exemple à l'extrémité droite de i 

  
! sa course. Lorsque la distance augmente, des charges sont apportées  périodiquement au condensateur 323. L'amplitude de ces charges  correspond à la durée de l'impulsion A, le pont est alors déséqui-  libré et il apparaît entre les conducteurs 343 une tension dont.  l'amplitude et la polarité dépendent du déséquilibre. Cette tension 

  
est appliquée par l'intermédiaire du circuit représenté sur la figure  1 au moteur 164 de façon à ce qu'il fasse tourner l'arbre 163  dans un sens tel que le déplacement du curseur 159 rétablisse

  
 <EMI ID=62.1> 

  
vers la gauche jusqu'à ce que les charges fournies au condensateur 
342 se repartissent entre les condensateurs 330 et 323 de façon  à maintenir une différence de potentiel nulle entre les conducteurs
343. Les appareils de mesure 42 et 43 sont solidaires de l'arbre 163 ainsi qu'il a été décrit précédemment,

  
Il serait bon d'expliquer en détails le fonctionnement du multivibrateur 341 et son effet de commutation sur les tubes 340

  
et 339. Le multivibrateur 341 est constitué par le tube 348 dont la cathode est connectée par l'intermédiaire de la résistance
349 à la borne négative de la source de polarisation qui peut par exemple être portée à moins 150 volts. L'anode 350 du tube 346

  
 <EMI ID=63.1> 

  
par l'intermédiaire de la résistance 353. La tension de cette source est dans l'exemple choisi de 300 volts. La deuxième anode 354 du tube 348 est connectée par l'intermédiaire de la: résistance 355

  
à la borne positive 328 de la source fournissait une tension de

  
700 volts. La grille de commande 356 associée à l'anode 354

  
est connectée à travers la résistance 357 à la borne positive 55 à 300 volts et par l'intermédiaire du condensateur 358 à l'anode 350 du tube 348. Cette grille de commande est également connectée à l'anode du tube 359 dont la cathode est réunie à la masse par l'intermédiaire de la résistance 360. La cathode du tube 359 est connectée par l'intermédiaire du commutateur 363 et du conducteur
364 au conducteur 63 issu du générateur d'impulsions 61 qui excite l'émetteur du radar. L'élément de gauche du tube 348 est normalement conducteur, ce qui bloque le tube 339.

  
Le courant anodique crée aux bornes de la résistance de cathode
349 une chute de tension suffisante pour bloquer l'élément de droite du tube 348. L'anode 350 se trouve donc au potentiel

  
de la source d'alimentation continue. Cette anode est connectée

  
 <EMI ID=64.1> 

  
du tube 340, ce tube est donc conducteur et coart-circuite le condensateur 342. Ce condensateur se décharge entièrement.

  
Lorsqu'une impulsion négative est émise par le générateur 61, le tube 359 est débloqué, un courant circule donc dans la résistance 353. La chute de tension aux bornes de la résistance 353 est transmise à l'électrode 356 qui devient négative par rapport à la cathode , ce qui bloque l'élément de gauche du tube 348. La

  
 <EMI ID=65.1> 

  
tension de l'anode 350 est suffisante pour bloquer le tube 340. L'élément de gauche du tube 343 étant bloqué, le potentiel de

  
 <EMI ID=66.1> 

  
700 volts à travers le tube 339 et le pont.. Le condensateur

  
358 se décharge à travers les résistâmes 353 et 357. Lorsqu'il est suffisamment déchargé, l'élément de gauche du tube 348 se débloque puisque la grille de cet élément n'est plus suffisamment négative. Le potentiel de l'anode 354 diminue alors, ce qui bloque le tube 339. La chute de tension aux bornes de la résistance  <EMI ID=67.1> 

  
Il s'ensuit une augmentation de la tension de l'anode 350 qui débloque le tube 340. Le condensateur 342 se décharge dans le

  
 <EMI ID=68.1> 

  
Ce cycle opératoire se reproduit lors de la réception de chacune des impulsions négatives issues du générateur 61. Des

  
 <EMI ID=69.1> 

  
charge charge les deux condensateurs 330 et 323. Les charges accumulées sur ces condensateurs sont indépendantes de la position du curseur 159 sur la résistance 332. Lorsque la distance de la cible étudiée est différente de 0, la durée des impulsions A

  
est différente de 0. La diode 321 charge le condensateur 323 proportionnellement à la durée de l'impulsion A. La charge du condensateur 323 est alors supérieure à celle du condensateur

  
330, il en résulte un déséquilibre du pont qui se traduit par une différence de potentiel entre les conducteurs 343. Cela entr aine le moteur 164 à déplacer le curseur 159 vers larpuche de façon que la différence de potentiel aux bornes du condensateur 330

  
soit égale à la différence de potentiel aux bornes du condensateur .323. De cette façon, le curseur mobile 159 se déplace sur la résistance 332 proportionnellement à la durée de l'impulsion A, c'est-à-dire proportionnellement à la distance de la cible réfléchissante. Les appareils de mesure 42 et 43 indiquent ainsi d'une façon continue la distance de la cible réfléchissant l'écho choisi.

  
Il faut remarquer que la charge des condensateurs 323 et

  
33C à travers le tube 339 se fait à la fréquence de répétition de l'émission du radar et que les variations de cette fréquence ne désaccordent nullement le pont. La charge appliquée sur les condensateurs 323 et 330 par l'intermédiaire du tube 339 dépend de la capacité du condensateur 342, elle est donc indépendante de la fréquence des émissions. De même, la charge appliquée aux bornes de 323 par la diode 321 ne dépend que de la durée de l'impulsion A, elle est absolument indépendante de la fréquence de l'émission. En particulier, elle est absolument indépendante des variations du courant circulant dans le tube 320 qui pourraient être dues aux variations de la fréquence de l'émission.

  
On peut démontrer mathématiquement que le déplacement du contact mobile 159 sur la résistance 332 est proportionnel

  
à la durée des impulsions A.

  
 <EMI ID=70.1> 

  
sateur 323,

  
R2 la résistance entre le curseur 159 et le condensateur 330,

  
Q la quantité d'électricité amassée aux bornes du condensateur 342 pendant un cycle d'opération.

  
La charge accumulée par le condensateur 342 se répartit entre les condensateurs 323 et 330. La charge du condensateur
330 est:

  

 <EMI ID=71.1> 


  
La charge accumulée sur 323 estt

  

 <EMI ID=72.1> 


  
Le condensateur 323 reçoit de plus une charge qui lui est communiquée par le courant traversant la diode 321.

  
 <EMI ID=73.1> 

  

 <EMI ID=74.1> 


  
dans lequel E est la tension entru la borne positive de la source à 700 volts et le condensateur.

  
R est la résistance entre ces mêmes points.

  
t, la durée de l'impulsion A. 

  
 <EMI ID=75.1> 

  

 <EMI ID=76.1> 


  
La quantité Q est égale au produit de la tension E

  
par la valeur de la capacité C du condensateur. En remplaçant

  
 <EMI ID=77.1> 

  

 <EMI ID=78.1> 


  
 <EMI ID=79.1> 

  
et indépendants de la position du curseur 159. On voit donc

  
 <EMI ID=80.1> 

  
linéaire de la quantité t c'est-à-dire la durée de l'impulsion A.

  
Les impulsions A sont appliquées au pont par le commutateur
373 lorsqu'il est dans la position 1, et les impulsions négatives du générateur 61 sont appliquées au tube 359 par l'intermédiaire du commutateur 363 dans la même position. Ces deux commutateurs sont mécaniquement solidaires et connectés également au bouton à quatre positions 401.

  
Lorsqu'on désire régler le dispositif, on commence par

  
placer les oommutateurs 373, 363 et 401 dans la position 4. Cette position correspond pour les commutateurs 373 et 363

  
 <EMI ID=81.1>  ur. court-circuit entre les deux conducteurs 343. On règle alors

  
 <EMI ID=82.1> 

  
1 de façon à annuler la déviation du voltmètre 405 de la figure 1. Cela est réalisé en déplaçant le contact mobile 406 sur la résistance 185. Pour réaliser ce couplage, on place les commutateurs
400 et 52 dans leur position gauche. On place ensuite les commutateurs 363, 401 et 373 dans la position 3. Dans ces

  
 <EMI ID=83.1> 

  
et cette diode est bloquée; on se trouve alors dans des condition? analogues à ce qui se passe lorsque la distance de l'objet est nulle, c'est-à-dire lorsque la durée des impulsions A est nulle. Le commutateur 363 relie le tube 359 au multivibrateur 375.

  
Ce multivibrateur est synchronisé par ur. oscillateur à quartz dont la fréquence est stable, par exemple 2.COO Hz. Il produit une tension carrée à cette fréquence. Cette est différenciée par le circuit constitué par le condensateur 402 et la résistance

  
 <EMI ID=84.1> 

  
place les impulsions du générateur 61. Le pont est alors équilibré en modifiant la position du curseur 370 sur la résistance 336 jusqu'à ce que les lectures faites sur l'appareil de mesure 405 soient indépendantes de la position du commutateur 4C7. Cette

  
 <EMI ID=85.1> 

  
le ourseur 370 au condensateur 323 par la valeur de la capacité de ce condensateur est égal au produit de la résistance entre 370

  
 <EMI ID=86.1> 

  
de ce condensateur. En effet, le déplacement du commutateur 407 produit dans le pont des phénomènes transitoires , et il faut que l'équilibre de pont ne soit pas perturbé par ces phénomènes transitoires qui se produisent également lorsque la fréquence de l'émission varie. Au cours de ce réglage, les commutateurs 400 et
52 sont dans leur position gauche. On redresse ensuite les commutateurs 400 et 52 vers la droite. Le moteur 164 se trouve alors dans le circuit et règle l'équilibre du pont. On modifie les valeurs des résistances 331 et 333 de façon que l'équilibre  s'établisse lorsque les appareils de mesure 42 et 43 sont au 0. 

  
Les commutateurs 373, 363 et 401 sont ensuite placés 

  
 <EMI ID=87.1> 

  
n'est plus en contact avec les triodes 320 et cette diode est  toujours conductrice, ce qui correspond à une distance maximum de  l'objet. Dans ces conditions, le tube 359 est toujours connecté  au multivibrateur 375. Le moteur 164 règle l'équilibre du pont 

  
et on lit l'indication donnée par les appareils de mesure 42 et 

  
43. On corrige à ce moment une autre cause d'erreurs due à la

  
 <EMI ID=88.1> 

  
365 et la cathode du tube 339. Cette grille de commande devient négative par rapport à la cathode lorsque le conducteur 340 est débloqué et décharge le condensateur 342. Cette décharge n'a pas lieu instantanément; il en résulte que la capacité parasite se

  
 <EMI ID=89.1> 

  
 <EMI ID=90.1> 

  
lorsque 340 est conducteur. Ce courant de charge parcourt le pont. Si ce courant de charge est proportionnel à la quantité E de l'équation (2) il n'y a pas d'erreurs. Mais l'étude mathématique montre que ce courant comprend une composante constante dont la valeur est indépendante de E. Par conséquent., pour équilibrer le pont indépendamment de E, il faut que la charge fournie au condensateur 323 à travers la dicde 321 soit modifiée peur compenser ce courant de charge. Cela est réalisé en déplaçant le

  
 <EMI ID=91.1> 

  
de distance soient indépendantes de la position du commutateur 407.

  
On ajuste en même temps la résistance 325 de façon que l'indica-

  
tion donnée par l'appareil de mesure corresponde à la portée

  
&#65533;4

  
maximum du dispositif.

  
Les commutateurs 373, 363 et 401 sont placés dans la position 1, le pont est alors réglé. Les indications de distance sont. maintenant précises au retard près introduit par le récepteur et les autres circuits de l'équipement. Ces erreurs peuvent être supprimées en dirigeant le pinceau d'ondes électromagnétiques sur une cible fixe connue. Il suffit alors, pour supprimer les erreurs, de déplacer les contacts mobiles sur les résistances 331, 333, jusqu'à ce que les indications des appareils 42 et 43 soient correctes.

  
Une autre cause d'erreurs dans la mesure des distances provient de ce que l'impulsion A ne se termina pas brusquement. En effet, la tension aux bornes de la résistance 60 augmente à la fin de l'impulsion A. Cette augmentation n'est pas instantanée ainsi qu'il serait souhaitable; cela provient notamment des constantes

  
 <EMI ID=92.1> 

  
ment gauche du tube 36 diminue aussi exponentiellement, mais le début de la chute est suffisamment rapide pour déclencher le générateur d'impulsions B constitué par le tube 38 de la figure 1. La triode 408 est destinée à supprimer le traînage de l'impulsion A. L'une des grilles décommande de la triode 408 est connectée par l'intermédiaire du condensateur 409 et du conducteur 410 à l'anode de l'élément de gauche du tube 38

  
du générateur d'impulsions D. Lorsque le potentiel de l'anode

  
 <EMI ID=93.1> 

  
à sa cathode, et cette triode devient conductrice. Le courant anodique vient augmenter le courant parcourant la résistance 324, ce qui fait augmenter plus rapidement le courant traversant les résistances 325 et 326. On a ainsi compensé l'erreur due à

  
 <EMI ID=94.1> 

  
L'expérience a montré que les variations de température qui modifient les capacités des condensateurs 323 et 330 peuvent influer sur la précision des mesures. Il est donc nécessaire de disposer de moyens maintenant la capacité de ces condensateurs constante, quelle que soit la température. 

  
 <EMI ID=95.1> 

  
La figure 5 représente un circuit qui peut remplacer le circuit représenté dans le rectangle 413 de la figure 2. Ce circuit comprend un tube 414 qui constitue le générateur de l'impulsion B. Le générateur de l'impulsion C est le tube 415. Ces deux'tubes sont respectivement connectés aux .Tilles de commande des deux éléments de la double diode 46 par l'intermédiaire des condensateurs 417 et 418. Le tube 46 ainsi qu'il a été décrit précédemment règle le choix de l'écho à étudier. La cathode du tare

  
46 est réunie à l'anode du tube 419 qui remplace la triode 44 du circuit de la figure 2. Les échos reçus par l'aérien sont appliqués à la g rille de contrôle 420 du tube 419 par l'intermédiaire du conducteur 41. L'impulsion A est appliquée par le conducteur

  
37 et le condensateur 423 à la grille de commande du tube 424 dont

  
 <EMI ID=96.1> 

  
grille de commande 426 du générateur d'impulsions B. Le tube 424 joue le rôle d'un amplificateur. Il assure en Même temps une inversion

  
 <EMI ID=97.1> 

  
comprend un couple de tubes ayant une cathode commune reliée à la

  
 <EMI ID=98.1> 

  
tation haute tension de 300 volts par l'intermédiaire des résistances de charge 429, 430 et de la résistance commune 433.

  
 <EMI ID=99.1> 

  
droite. Latension de e polarisation appliquée à la grille 426 est suffisante pour bloquer le tube, cette ter.sior. de polarisation est fournie par le potentiomètre constitué par les résistances 438, 439 et 440 placées en parallèle sur une source de polarisation.

  
Lorsque l'impulsion A se termine, la {grille de commande de l'amplificateur 424 devient fortement négative, ce qui diminue le débit de ce tube. Il en résulte une augmentation, du potentiel anodique de ce tube, transmise par le condensateur 424 à la grille 426 du tube 414 qui se trouve ainsi débloqué pendant un

  
 <EMI ID=100.1> 

  
Lorsque l'élément de gauche du tube 414 est débloqué par la fin de l'impulsion A, la diminution de tension anodique est transmise par le condensateur 435 à la grille 436 de l'élément droit de ce tube, qui se trouve ainsi bloqué. L'impulsion E commence à cet instant.

  
 <EMI ID=101.1> 

  
période de décharge du condensateur 435 ainsi que cela se présentait dans le circuit de la figure 2, elle est déterminée par

  
 <EMI ID=102.1> 

  
condensateur est suffisamment chargé, la grille de contrôle 426 devient négative.par rapport à la cathode, ce qui rebloque l'élément de gauche du tube 414. Le potentiel anodique de cet élément augmente et débloque la section drcite de ce tube, de sorte que la tension anodique de ce élément diminue. La durée de charge du condensateur, c'est-à-dire la durée des impulsions B, est modifiée par la valeur de la résistance 440. La grille de commande de l'élément de gauche du tube 46 est connectée à l'anode de l'élé-

  
 <EMI ID=103.1> 

  
 <EMI ID=104.1> 

  
On voit donc qu'on applique à la grille 426 une impulsion ayant la même durée que l'impulsion B. Le rôle du tube 414 est

  
 <EMI ID=105.1> 

  
désire obtenir des impulsions de déblocage extrêmement courtes , par exemple des impulsions durar.t une fraction de microseconde.

  
Ainsi qu'il adéjà été signalé, la fin des impulsions A très ccurtes, correspondant à dec distances faibles, est souvent mal définie, des décharges de capacités parasites venant prolonger l'impulsion A. Lorsque la grille du tube 424 devient négative, c'est-à-dire à la fin de l'impulsion A, l'impulsion B commence presque instantanément. Le condensateur 423 commence à se charger à travers la résistance 443, mais la fin de l'impulsion B qui est déterminée par la charge du condensateur 425 se produit avant que le potentiel de la grille du tube 424 ne soit affecté par la charge du condensateur 423. Ainsi la durée de l'impulsion B est inférieure à la constante de temps du circuit constituée par la résistance 442 et le condensateur 423.

  
Sous cet aspect, le circuit qui vient d'être décrit diffère

  
du circuit représenté sur la figure 2. En effet, dans le circuit

  
 <EMI ID=106.1> 

  
raide sur la grille du tube 36. Cette impulsion est très brève

  
et le potentiel de la grille tend à augmenter rapidement à cause de la charge du condensateur 32. Le courant circulant dans la résistance 74 débloque l'élément de gauche du tube 39 et le condensateur 76 maintient la grille du tube 38 très négative pendant toute la durée de l'impulsion B. Cette durée ne peut être inférieure à la durée de l'impulsion transitoire qui prend naissance dans le circuit de grille de l'élément de gauche du

  
tube 38, à la fin des impulsions A , quelle que soit la constante de temps du circuit constitué par le condensateur 76 et ses résistances de charge.

  
Le générateur d'impulsions B représenté sur la figure 2 convient parfaitement bien lorsque la portée minimum est supérieure à quelques centaines de mètres. Lorsqu'on veut diminuer cette portée minimum, il est préférable d'utiliser le dispositif représenté sur la figure 5.

  
L'élément de droite du circuit 414 débite à travers la résistance 427 et le condensateur 428 un courant plus intense

  
 <EMI ID=107.1> 

  
aux bornes de la résistance 427 est plus faible pendant les impulsions B. Cette chute de tension est appliquée par l'intermédiaire du condensateur 444 à la grille de commande du tube 415 qui constitue le générateur d'impulsions C. Ce générateur ressemble au générateur d'impulsicns B, la différence principale entre ces deux circuits réside en ce que la résistance 437 se compose de deux résistances dont le point milieu est relié à la masse par l'intermédiaire du condensateur 445. L'élément de droite du tube

  
 <EMI ID=108.1> 

  
de la différence de potentiel aux bornes de la résistance 427. L'élément de gauche du tube 415 devient conducteur, cela a pour effet de débloquer l'élément de droite de ce tube. Lorsque le condensateur 446 s'est déchargé à travers la résistance 437, la g rille de commande de l'élément de droite redevient positive et cet élément est débloqué. Le courant anoiique passant dans la résistance cathodique 447 polarise l'élément de gauche du tube

  
 <EMI ID=109.1> 

  
La résistance 437 peut être choisie de valeur élevée afin de maintenir le courant de grille de l'élément droite du tube 415 à une faible valeur.

  
Il est nécessaire de choisir un tube 415 qui puisse dissiper

  
 <EMI ID=110.1> 

  
soient faibles,de façon que la durée des impulsions C soit très faible et à peu près égale à la durée de l'impulsion B.

  
Lorsqu'on utilise le générateur d'impulsions A reproduit sur <EMI ID=111.1>  ce circuit par l'intermédiaire du conducteur 410.

  
Dans le circuit représenté sur la figure 5, le tube 448 remplace la diode 51 et la résistance 73 du circuit représenté

  
 <EMI ID=112.1>  sont connectées à l'anode du tube 419. L'anode du tube 448 est

  
 <EMI ID=113.1> 

  
par l'intermédiaire de la résistance de charge 445. La grille écran
450 est relise directement à la tome positive de la source haute tension. Elle est également relire à la ruasse par l'intermédiaire des résistances 453 et 454, cette dernière étant shuntée par le condensateur de découplage 456. La grille de commande 455 du tube 440 est reliée au point commun aux résistances 455 et 454 qui sont choisies de façon que cette grille de contrôle se trouve à un potentiel de l'ordre de 120 volts par exemple, potentiel auquel il faut maintenir l'anode du tube 419.

  
 <EMI ID=114.1> 

  
signifie que l'intensité du signal transmis à la grille du tube 419

  
 <EMI ID=115.1> 

  
variations commandant les débits des tubes 448, 449. Lorsque le courant anodique circule dans la résistance de charge de l'iode

  
 <EMI ID=116.1> 

  
maintenir le potentiel de l'anode du tube 419 à peu près constant indépendamment de l'intensité des signaux reçus. Les grilles de com-

  
 <EMI ID=117.1> 

  
465 et 466 au point commun aux résistances 467 et 468 placées en parallèle sur la source d'alimentation haute tension. Les résistances 467 et 468 sont choisies de façon à maintenir la grille du tube 46 suffisamment négative pour bloquer ce tube. Ce n'est que pendant les impulsions B et C que le tube 46 débite. La chute de tension qui en résulte bloque le tube 448 pendant ces impulsions. Le débit du tube 46 correspond au débit maximum du tube 419, la grille de 46 étant négative. On supprime ainsi toutes possibilités de courant circulant dans

  
 <EMI ID=118.1> 

  
courte est particulièrement, avantageuse puisque la durée des impulsions B et C correspond à la durée totale pendant laquelle les impulsions reçues par l'aérien sont détectées et commandent le dispositif indicateur de distance. Il en résulte que plus les impulsions B et C sont courtes, plus le brait de fond et les interférences possibles avec d'autres échos sont réduits. L'utilisation d'impulsions de déblocage très courtes permet également de diminuer la portée minimum de l'équipement.

  
Il est évident dans tout ce qui précède que le terme d'écho doit être utilisé dans un sens large. Il implique non seulement

  
 <EMI ID=119.1> 

  
électromagnétique émise par la radar sur un obstacle, mais aussi aux échos dûs par exemple à des émetteurs portés par les obstacles lorsque ces émetteurs sont excités par l'onde électromagnétique incidente.



   <EMI ID = 1.1>

  
 <EMI ID = 2.1>

  
changes and additions to that, subject of the main patent and relates to a radar device in which a particular echo of the

  
 <EMI ID = 3.1>

  
provides a continuous indication of the distance from the reflecting obstacle corresponding to the echo studied. The invention is characterized in that the receiver is unblocked only when the chosen echo

  
 <EMI ID = 4.1> <EMI ID = 5.1> <EMI ID = 6.1>

  
Antenna 1 is connected to a transmission line which runs parallel to axis 3, then through the joint

  
 <EMI ID = 7.1>

  
In the center of Figure 1 is shown a cathode ray tube
23 whose fluorescent screen bears the indications that one wishes to know. This screen is represented by the circles located to the left of the cathode ray tube 23. It can be seen that the indications are carried on two horizontal lines 24 and 25. The radar device comprises the circuits connecting the deflection of the brush.

  
 <EMI ID = 8.1>

  
reference that originates in the radar device. This pulse is intended to identify a particular echo on the screen.

  
 <EMI ID = 9.1>

  
Under these conditions, the radar device provides a continuous indication of the distance to the distant target reflecting that particular echo. In the example described for illustration, the echo

  
 <EMI ID = 10.1>

  
moves, both indication.-; 26 and 27 move in synchronism on the screen.

  
 <EMI ID = 11.1> received by the airline are applied to this circuit by the driver

  
40. The echoes received are also supplied to the tube 44 through the intermediary of the conductor 41. This tube 44, which forms part of the receiver circuit of the radar, is connected in series with another receiver tube 46 shown at the bottom of FIG. The circuit shown at the bottom of Figures 1 and 2 includes <EMI ID = 12.1> <EMI ID = 13.1> of switch 53, resistor 54 and conductor 55.

  
The bias voltage can be of the order of 300 volts. The control gate 57 of this element is also connected to the positive terminal of the bias voltage source across

  
resistor 58 and conductor 55. It can therefore be seen that the left element of tube 36 is normally conductive. A current therefore flows in the cathode circuit through resistor 60. The drop in potential in resistor 60 is sufficient to make the cathode of tube 36 positive with respect to the control grid 50 of the right-hand element which is therefore located blocked.

  
The transmission is controlled by the pulses due to the pulse generator 61 applied to the transmitter 1c. These pulses are also transmitted by the conductor 63 to the cathode of the tube 64. These negative pulses unblock the tube 64, they are in synchronism with the pulses radiated by the antenna 1. The current passing through the tube 64 circulates in the resistor 65. It creates a drop in the potential of the anode of the right-hand element of the tube 36. This anode is connected to the control grid 57

  
of the left element of the same tube by the capacitor 67. The negative pulse applied to the grid 57 is sufficient to block the left element of this tube. At this time, the cathode

  
is brought back to the potential of the mass since no current circulates any more in the resistor 60. The element on the right of the tube 36 is then released, The current circulating in the load resistor

  
 <EMI ID = 14.1>

  
voltage decrease is transmitted to the control gate 57 of the left element, which keeps this element blocked for

  
the duration of the pulse A. The left element being blocked, its anode voltage is maximum, this maximum positive voltage is applied to the conductor 37. This state of affairs is maintained as long as the capacitor 67 has a sufficient charge to block the left element. When the capacitor 67 has discharged, the left element is unblocked and the current flowing through this element polarizes the common cathode positive with respect to the control grid 50 of the right element which is reblocked. The anode voltage of the left element of the tube 36 then decreases the pulse A is terminated.

  
The duration of the pulse A depends on the bias voltage of the control gate 50. In fact, this bias voltage controls the flow rate of the right-hand element of the tube 36 which regulates the voltage drop of the anode circuit of this. element. It is this voltage drop which is transmitted in the form of negative pulses by the capacitor 67 to the control gate
57 of the left element. This voltage drop therefore controls the charging of capacitor 67. It makes it possible to adjust the duration of.

  
 <EMI ID = 15.1>

  
control gate is regulated by the integrating device constituted by diodes 47 and 48 via the switch
52 and capacitor 49 as will be explained later.

PULSE GENERATOR B AND C.

  
During the duration of the pulses A, the two triode elements of the tube 38 are normally conductive. The current flowing through these tubes flows through load resistors 74 and 78 as well as through common load resistor 73. The voltages at the terminals

  
 <EMI ID = 16.1>

  
the cathodes and the control grids of the double tube 39. They are sufficient to block the two triodes of the tube 39.

  
When a pulse A is terminated, the potential applied by the conductor 37 to the control gate of the left element of the tube 38, decreases sharply. This voltage drop is sufficient to block this element of tube 38. The anode voltage of the left element of tube 38 therefore increases. This voltage increase is communicated to the gate of the left element of the double triode 39, it is sufficient to unblock

  
this tube. The current through the left element of the tube 39

  
lasts about 1 microsecond and tends to charge capacitor 88 through resistor 75. The anode voltage of the left element of tube 39 decreases, and this voltage drop is communicated through capacitor 76 to the control gate of the left element of the tube 38, this element therefore remains blocked throughout the duration of a pulse B. The element

  
 <EMI ID = 17.1>

  
76 is sufficient. When the capacitor 76 is sufficiently discharged, the left element of 38 unlocks and the voltage drop across the load resistor 74 is sufficient to bias beyond the eut-off the left element of the tube 39. Pulse B is then terminated.

  
During the deblock pulse B, the capacitor 77 connected between the anode of the left element of the tube 38 and

  
the grid of the right element loads. When the impulse

  
release B is terrined, the potential of the anode of the left element of the tube 38 decreases sharply since the latter

  
suddenly unblocks. This negative pulse is transmitted by the charged capacitor 77 to the control grid of the right-hand element of the tube 38 which is then blocked. The negative bias of the control grid of the right-hand element of tube 39 provided by the anode current of the right-hand element of tube 38 flowing in load resistor 78 therefore disappears. The right element of 39 is therefore unlocked. The potential of its anode decreases and this voltage drop is applied through the intermediary of the capacitor 80 to the control gate of the right-hand element of 38 so as to maintain a negative voltage greater in absolute value than the voltage of the cut. -off for the duration of the release pulse C.

   The deblock pulse C ends when the capacitor 80 is sufficiently discharged for the right element of the tube 38 to unblock. When the tube 38 delivers, the tube 39 is automatically re-blocked. Note that the conductor 37 which carries the negative pulse triggering the oscillator consisting of the two double triodes 38 & 39 is also connected to the control grid of the right element of the tube 38 by the capacitor 52 placed after the voltage divider 51. The anode of the left element is also connected via capacitor 77 to the control gate of the right element. The variations in potential transmitted by the conductor 37 are amplified and reversed in polarity by the element

  
left of tube 38 then applied to the control grid of the right element. These voltage variations are also applied to this control gate directly by the capacitor 52. The two voltage variations applied to this electrode therefore compensate each other. In this way, the straight part of the tube 38 is entirely independent of the voltage variations transmitted by the conductor 37 whether they mark the start or the end of a pulse A. The discharge time of the capacitor 80 can be adjusted by modifying the value of the resistor ce 81, this device makes it possible to vary the duration of a pulse C so as to make it equal to the duration of a pulse B.

ECHO SELECTION

  
We see that the potential of the anode of the left element

  
of the tube 38 increases during the unblock pulses B and that the potential of the anode of the right element increases during the unblock pulses C. These two anodes are respectively connected to the control gates of the two triodes of the double tube 46. These triodes are unblocked only during the pulses B and C. The result is that only the echoes which reach the air during the pulses B and C react on this evening. Since the pulses B and C are very short, there is only one

  
 <EMI ID = 18.1> chosen to study. The anodes of these two triode elements are connected to the positive end of the high voltage source 56

  
through resistors 83 and 84. Their cathodes are joined to the cathode of diode 45 on the one hand and to the anode of tube 44 on the other hand. The train of echoes reflected by the various obstacles and rewound by the air is applied to the tube 44 via the conductor 41. The tube 44 as it appears

  
in the figure, is connected in series with the tube 46. The left element of the tube 46 is conductive during the pulses B,

  
 <EMI ID = 19.1>

  
tube depends on the echo which is applied to the tube control grid 44 during the respective periods of operation of these elements. The release of these two elements results in

  
 <EMI ID = 20.1>

  
which load the anode circuits of these two elements. The echo is applied to the single tube 44 which is particularly advantageous; in fact, this eliminates the need for two perfectly symmetrical circuits to which the echo would be applied and which would each correspond to one of the elements of the double tube

  
 <EMI ID = 21.1>

  
roughly constant anode. For this reason, diode 45

  
and resistor 73 are connected between the tube plate 44 and the high voltage source. When tube 46 is blocked,

  
the diode 45 delivers and it is chosen so as to have a very low internal resistance. Resistor 73 is calculated so that a suitable high voltage is applied to the anodes

  
of tube 38. In this way, the load of tube 44 is almost constant; in fact, when the tube 46 is unblocked by the pulses B or C, the current which passed through the circuit comprising the tube 44 and the diode 45 then circulates through

  
the tube 44 and the double triode 46. When the tube 46 is

  
 <EMI ID = 22.1> is partially blocked, as a result the anode of the diode

  
45 is brought to the same potential as the control gate of element 46 which is unblocked via circuits 74, 82 and 78, 92. The cathode of diode 45 is

  
found directly connected to cathode 46. Since the elements of tube 46 are conductive when their control grid is negative with respect to their cathode, the cathode of the

  
tube 45 is then positive with respect to its anode and the diode

  
is blocked during pulses B or C.

  
It is very important, with regard to the accuracy of

  
measurement of distances, that signals of equal intensity applied to tube 44 result in voltage variations

  
equal to the terminals of resistors 83 and 84. In fact, it is these variations in potential which determine the measurement of the distance. It is therefore necessary that the circuits charging the two elements of the tube 46 are perfectly symmetrical and on the other hand that

  
the load of the tube 45 is constant. This is why it is necessary to ensure that the diode 45 is blocked during the pulses.

  
B and C. It is also important to prevent a current from flowing in the grid circuits of the elements 44. Indeed, this grid current would come to be cut off from the anode current of the.

  
tube and one can never be certain that the two grid currents are exactly equal under the same excitation conditions. On the other hand, it may be necessary to replace the tube 46 during the measurement which could introduce an inaccuracy in the measurement of the distances if the new tube is not

  
 <EMI ID = 23.1>

  
elements of the tube 46 always remain negative with respect to the cathodes of the corresponding elements. In addition, one can choose a tube 46 having the same characteristics as the single tube 44. Under these conditions, it is necessary for the entire circuit to have an amplification ooefficient greater than 1 that the high voltage applied to the anodes of the elements of tube 46 is greater than the high voltage applied to the anode of tube 44 since the latter operates with zero grid bias. This condition is achieved by suitably choosing the value of

  
the resistor 73 placed between the high voltage source and the anode of the tube 44. It is also important that the passage from one pulse B to the next pulse C takes place as quickly as possible. The speed of this switching is increased

  
by the presence of the inductors 82 and 92 placed in the anode cirouits of the elements of the double tube 38. In fact, any change in flow rate of one of the elements of the tube 38 induces in the inductors 82 or 92 a voltage which has the effect of '' increase the speed of the variation of its anode voltage which tends

  
to make the pulses B and C completely square. In theory, the anode circuits of the elements of the tube 38 must be calculated so as to be at the critical damping.

INTEGRATING CIRCUIT

  
The diodes 47 and 48 are part of the circuits which integrate the pulses appearing at the terminals of the resistors 83 and 84 during the release pulses B and C. The left ends of the resistors 83 and 84 are respectively connected through the capacitors 85 and 86 to the cathodes diodes 47 and

  
46. The cathode of diode 46 is also joined to ground

  
through resistor 87 and its anode is joined

  
to ground through capacitor 89. The anode of the

  
tube 47 is joined to ground through resistor 90 shunted by capacitor 93. The capacitances of capacitors 85 and

  
89 are equal and of the order of 500 picofarads. The capacities

  
capacitors 86 and 93 are equal and much higher, on the order of 0.02 to 0.1 microfarad. The cathode of the diode 47

  
is connected to the anode of diode 48 via resistors 94 and 95. The point common to these resistors is connected via conductor 49 to the control gate 50 of the pulse generator A 36. When the anode voltage of the left element of tube 46 drops, i.e. during pulses B, diode 47 becomes conductive and charges capacitors 85 and 93 in proportion to the drop

  
voltage across resistor 83 which itself depends on the intensity of the echo received during pulse B. Similarly, the anode voltage drop of the right-hand element of tube 46 unlocks diode 48 and a charge is established across the capacitors 86

  
and 89 which depends on the intensity of the echo received during the pulse

  
C. The variation of potential is maximum at the terminals of the capacitors 85 and 89 since their capacity is very small compared to

  
those of capacitors 93 and 86.

  
Normally, the diodes 47 and 48 are blocked, and the anode circuit of the diode 47 and the cathode circuit of the diode

  
48 are isolated from conductor 49. This conductor is placed

  
in a high frequency circuit placed across the high voltage source 56 and formed by the resistor 83, the capacitor 85, the resistors 94 and 95 and the capacitor 89. The capacitors 85 and 99 are discharged in this circuit when the pulse

  
It is over. The circuit calculated so that the time constant relating to the capacitor 89 and to the resistor 95 is

  
equal to the time constant of the circuit composed by the capacitor
85 and resistors 94 and 95. Thus the impedances of the circuits ending in the conductor 49 are balanced. The potential depends on the difference between the charges accumulated on equal capacitors 85 and 89 and is not affected by the discharge of these capacitors when pulse C is terminated.

  
The echoes received by the aerial are applied to tube 44 with

  
negative polarity so that the tube flow rate is greater when the echoes are weak; As the target approaches the radar device, the echo returns faster as the distance decreases.

  
As a result, the energy relating to this echo received during the pulse B is greater than the energy received during the pulse C. The voltage drop across resistor 83 is therefore smaller than the voltage drop at the terminals. berns of resistor 84. The charge across capacitor 85 therefore increases as the target approaches and on the other hand the cathode of diode 48 becomes more and more negative as the target approaches and the charge of capacitor 89 decreases. As a result, the potential applied to the conductor 49 approaches the ground potential and can even become negative with respect to the latter.

  
When the target moves away from the radar, the opposite phenomenon

  
takes place.

  
Resistor 95 has for example a value of 100,000 ohms

  
and the resistances 94 and 83 are respectively equal each

  
at 50,000 ohms. As a result, capacitors 85 and 89

  
discharge rapidly after each pulse C without affecting the potential of the conductor 49. The variations in potential of the conductor 49 are applied to the gate 50 of the pulse generator A through the filter formed by the capacitor

  
 <EMI ID = 24.1>

  
variations in potential of the conductor 49 take place at the repetition rate of the radiated pulses, 2000 per second for example, the voltage applied to the gate 50 is a rectified voltage varying in proportion to the variation in distance from the chosen target.

  
The intensity of the echoes received varies according to the rotation

  
of the antenna, for example, which is done at twenty or thirty revolutions per second. This periodic variation affects in the same way the echoes received during the two unblocking pulses B and C. Since the variations in potential transmitted to the conductor
49 come from the difference in the energies received during the release pulses B and C, they are not materially affected by the periodic variations of intensity due to the

  
l rotation of the antenna. i

ANTENNA ORIENTATION CONTROL CIRCUIT.

  
As was said above, the pulsed beam of waves; electromagnetic radiated by the air in direction 5 rotates around axis 6 at a speed which depends on that of the mo-

  
i tor 4 and which will be for example twenty revolutions per second. If the target is in axis 6, the reflected echoes have a constant intensity whatever the position of the radiated brush. If the target is outside the axis of the aerial, the intensity

  
of the echoes received varies periodically at a frequency of 20 Hz, the echo being maximum when the brush is directed directly at the target. Thus the intensity of the echoes and the phase of this periodic variation depend on the direction of the target. For example,

  
if the target is in a direction perpendicular to that

  
of axis 6, the periodic variation of the intensity is out of phase

  
of 90 [deg.] with respect to the periodic movement of the wave brush

  
 <EMI ID = 25.1>

  
resistors 90 and 87 of integrating diodes 47 and 48 vary periodically.

  
The voltage across resistor 90 is applied through capacitor 100 to control gate 101 of the left element of double triode 96. This element is

  
a simple amplifier whose anode is connected to the high voltage source via resistor 97. Its cathode is joined to ground via resistor 98,

  
voltage variations across 90 are found with

  
reverse polarity across the load resistor 97. Periodic voltage variations across the resistor

  
97 are applied through capacitor 99 and resistor 102 to resistor 103, the other end of which is grounded. Resistor 104 is placed between capacitors 99 and ground. These variations in potential are also applied to the other part of the resistor bridge formed

  
by the assembly 103 - 106 and 105. The common point between the resistors 106 and 105 is grounded by the intermediary of the resistor 107. It follows from this assembly that the voltage

  
at the terminals of resistor 103 is the algebraic difference of the voltages at the terminals of resistors 87 and 90, that is to say that the voltage at the ends of resistor 103 corresponds to the totality of the echo received during the unblocking pulses B & C. The voltage across resistor 103 therefore varies periodically as well as the intensity of the echo chosen by the operator. The resistors 102 and 106 have a high value so as to isolate the two circuits whose voltages are added to the terminals of the resistor 103 from each other. The resistors 102 and 106 also serve to isolate these circuits from the control gate circuit of the right element of the tube 96. The voltage corresponding to the entire echo is amplified by the right element of the tube 96. The anode of this tube is connected to the high voltage source through resistor 108.

   Its cathode is grounded through resistor 109 shunted by capacitor 110. Periodic voltages at a frequency of 20Hz which appear across load resistor 108 are applied to the control gate of the right element of the tube 115 via the potentiometer 113 and the resistor 114. The tube 115

  
is a double triode with common cathode. This cathode is joined to ground via resistor 116. The two anodes are respectively connected to the high voltage source via resistors 117 and 118. The voltage to be amplified collected at the terminals of the load resistor 117

  
of the right element of the tube 115 is applied to the control grid of the left element by the capacitor 119, thus the periodic variations at the frequency of 20 cycles appear at the terminals of the two resistors 117 and 118 in phase opposition . The voltages across these resistors are used

  
in order to control the orientation of the axis 6 of the mechanical device so as to keep the beam directed at the target.

  
It was mentioned above that the right part of the tube

  
96 was tuned to the frequency of 20 Hz. This is done as follows! it can be seen that this tube comprises a reaction circuit formed by two resistance-capacitance phase-shifting circuits placed in parallel. The first phase shifter circuit is formed by the capacitor 123 and the resistor 124, the second by the capacitor
125 and resistor 103. Each of these phase-shifting circuits rotates the phase of the 20-period oscillations appearing in

  
the anode circuit at an angle slightly less than 90 [deg.]. So

  
the total phase shift between the anode voltage and the voltage reinjected into the control gate is slightly less than 1800. As a result, this voltage is not in phase with the voltage normally applied to the gate. However, this circuit further amplifies the voltages at 20 periods and the characteristic curve.

  
of this amplifier has a very marked maximum for a frequency of 20 Hz, this characteristic having the appearance of the characteristic of a tuned amplifier.

  
The 20 period alternating voltages which exist across the two anode resistors of the tube 115 are applied to the two rings 133 and 134 of the switch mounted on the shaft.

  
3. These two rings are in electrical contact with two semicircular conductor segments 135 and 136, these segments are integral with two brushes 137 and 138 arranged at 90 [deg.] From each other. These two brushes are respectively connected to the mass by the capacitors 139 and 140. The charge which develops at the terminals of these capacitors depends in magnitude and in sign on the phase of the electromotive forces alternately applied to the two rings.

  
The charge of capacitor 140 depends in magnitude and size on the distance of the target from axis 6 in a vertical plane. The charge of capacitor 139 varies according to the same magnitude taken in a horizontal plane.

  
The voltages at the terminals of the two capacitors 139 and 140 are amplified by the DC amplifiers 143 and

  
144 constituted for example by amplidyne circuits. They

  
are then applied respectively to the motors 16 and 17 with a suitable polarity in order to keep the axis 6 directed on

  
target.

RECEIVER SENSITIVITY CONTROL.

  
The amplitude of the echoes received varies very quickly and can

  
be prone to rapid fainting. This is due to the variations in inclinations of the surfaces reflecting the echoes as well as to their displacement. This temporary fading is particularly sensitive when the target is an airplane in flight. he

  
It is therefore necessary to have at its disposal an automatic control circuit of the gain of the receiver acting quickly to remedy

  
to fading. It is also necessary that this control device

  
gain remains insensitive to periodic variations in the intensities of the received signal originating from the rotation of antenna 1. The pulses corresponding to the received echo appearing at the terminals of the resistor
90 are applied through resistor 304 to the control grid of tube 300. The anode of this tube is connected through resistor 305 to the slider of the potentiometer.
306 placed in parallel with the high voltage source. The variations in potential at the terminals of the anode resistor 305 are reinjected into the circuit of the gate 302 of the tube 300 by means of two phase-shifting circuits consisting on the one hand

  
by capacitor 307 and resistor 308 and on the other hand,

  
by resistor 313 and capacitor 309 bypassing resistor 310. These two phase-shifting circuits are placed in cascade between the anode and the control grid of tube 300. Each of them introduces a phase shift slightly less than 90 [deg.]. These circuits are calculated so that the amplification of the tube 300 is approximately constant for frequencies lower than 10 Hz per second and approximately zero for frequencies above 10 Hz that is to say for frequencies of the order of 20 to 30 Hz which are the frequencies of rotation of the antenna. Thus the voltage across resistor 305 varies at a frequency less than 10 Hz per second, this is fast enough to eliminate the fading effect. Periodic variations of intensity due to the variation of the antenna have no effect on the voltage across the resistor
305.

   The voltage variations at the terminals of 305 are amplified in the tube 306 which is mounted in stage with cathodic coupling,

  
the cathode being connected to ground through a resistor

  
high 312. The anode of the tube 303 is connected to the positive terminal of the high voltage source by the resistor 314. The voltage across the resistor 312 is applied through the conductor 315 to the receiver 20. It controls the sensitivity. of this receiver. This can be achieved by connecting for example

  
the conductor 315 to the screen grid of one of the receiver tubes, the cathode of which is connected to ground.

  
 <EMI ID = 26.1>

  
This circuit shown at the bottom of FIG. 1 consists of a counter 42 calibrated in distance integral with the shaft 63

  
 <EMI ID = 27.1>

  
circular scale. These circ.iit elements are ordered by

  
variations in pulse duration A.

  
It is worth remembering that the current flowing from the positive terminal of high voltage through resistor 54, the switch
53, and the left element of tube 36 and resistor 60 is interrupted during pulses A. It is also known that the duration of these pulses depends on the distance from the target. Resistor 54 constitutes an arm of the bridge. Voltage variations across this resistor due to variations in

  
duration of impulse A unbalance this bridge and this disagreement

  
is transmitted to indicators 42 and 43.

  
The bridge is formed by resistors 154, 155, 54,

  
156, 157 and diode 158. The lower end of the resistor
155 is connected to ground, the result is that a current continuously flows through resistors 154 and 155 placed in parallel with the high voltage source. The lower part of the resistance
157 is connected to the cursor 159 moving along the resistance
155. This slider is carried by a threaded ring 160 carried by the threaded shaft 163. This shaft is driven by the motor 164 via a gear 165.

  
The capacitor 170 constitutes the galvanometric arm of the bridge and removes the high potential differences which could arise between the ends of this arm when the diode 158 is blocked. This diode is blocked when a current passes through the resistor 154 and the element of left of tube 38. In fact, under these conditions, the anode voltage of diode 158 drops

  
below the cathode voltage maintained at a higher value by the capacitor 170. When the left element of the tube 36 turns off, the diode 158 turns off and a current flows through the resistors 156 and 157. This current is transmitted to the resistor 155 by the threaded ring 159. Thus the current circulates in the right part of the tube for the duration of a pulse A. The impulse voltage which arises at the terminals of the capacitor 170 is rectified and filtered by the resistor 154 shunted by the capacitor 176 and the resistor 155 shunted by the capacitor 177. In this way, a DC potential difference exists across the diagonal of the bridge when the position of the cursor 159 causes an imbalance of the bridge.

   It is obvious that when the bridge is balanced, there is no potential difference across capacitor 170. The magnitude and polarity of the potential difference existing across the terminals

  
capacitor 170 depend on the imbalance of the bridge, and the voltage across capacitor 170 is applied to the gates

  
control 173 and 174 of tube 175. An oscillating voltage from a crystal oscillator 178 tuned to a frequency of 2,000 Hz is applied through conductor 179 to the anodes of tube 176 through the primary windings of transformers 180 and 183. When one of the elements of the tube
176 is released, a voltage is applied through

  
one of the transformers 180 or 183 between the cathode and

  
one of the anodes of double diode 184. The anodes of this double diode are respectively connected to the secondary windings of transformers 180 and 183 shunted by resistor 185, the midpoint of which is joined to the cathode. The capacitors 186 and 187 complete the circuits of these two diodes. The rectified voltage appearing at the terminals of 185 is applied by the resistors 188 and 189 to the resistors 190 and 193 shunted by the capacitors 194 and 195. The point common to the resistors 190 and 193 is connected to the cathode of the tube 196 which is a double triode single cathode. The gates of tube 196 are respectively connected to opposite ends of resistors 190 and 193. Load resistances 197 and 198 of the anode circuits are equal. They are also connected

  
at the cathode of a two-plate valve 199 whose anodes are connected to the point common to the resistors 190 and 193, this valve is supplied by the sector. The left element anode of tube 196 is grounded while the anode of the left element

  
 <EMI ID = 28.1>

  
plifier 403 of the servo-mechanism. A unidirectional voltage whose polarity depends on the direction of the imbalance of the bridge appears between the two anodes of the tube 196. It is applied to the amplifier of the servo-mechanism 403 where it is amplified and then applied to the amplidyne generator 404. The amplidyne produces a unidirectional electromotive force whose polarity depends on the direction of the imbalance of the bridge and whose amplitude depends on the imbalance. This electromotive force powers the motor 164 which drives the shaft 163 through the gear 165.

  
The rotation of the shaft 163 moves the threaded ring 160 and the slider 159. The slider 159 moves in a direction such that it tends to eliminate the imbalance of the bridge. As soon as the bridge is balanced, the potential difference at the terminals of the capacitor 170 is canceled out and the motor 164 stops.

  
The circuit which has just been described has important advantages, in particular it is very stable and effectively produces a zero voltage at the input of the amplifier of the servo mechanism 403 when the voltage between the electrodes 173 and

  
174 cancels out; it is further characterized by a very high amplification coefficient. The imbalance of the bridge is produced by variations in the duration of the pulse A. As a result, the displacement of the movable contact 159 on the resistor 155 is proportional to the distance from the target reflecting the echo studied. The capacitors 170 and 174 maintain the voltage at the terminals

  
of diode 158 constant during periods when this diode

  
is blocked. Experience has shown that 170 capacitors

  
and 176 placed as has been described, have the effect of reducing the transient regimes which could disturb the operation of the bridge. These parasitic variations can arise, for example, from a variation in the supply voltage from a sudden disappearance of the distant object, etc.

  
When the radar emits 2,000 pulses per second, experience has shown that the bridge can be built using elements with the following values!
 <EMI ID = 29.1>
 For the maximum distance :, the value of the resistor portion 155 located above the movable contact 159 is equal to 2,678 ohms.

  

 <EMI ID = 30.1>


  
The measuring device 42 consists of a counter

  
of revolutions connected to shaft 163 and capable of registering increases or decreases in the number of revolutions. Thus, when the indicator is initially adjusted so as to indicate the number of units of length corresponding to the distance from the target, it constantly indicates during relative movements, the distance between the radar and the target. Unit length fractions are indicated by the index 43 moving on the circular scale.

MANUAL CONTROL OF THE DISTANCE MEASUREMENT.

  
If switches 400 and 52 are moved to the left, control screen 50 of pulse generator A

  
is connected to the anode of the right element of tube 198 which

  
 <EMI ID = 31.1>

  
The bridge formed by the resistors 154, 155, 54, 156 and 157 can then be unbalanced by acting, manually on the lever 405 integral with the axis 166 of the gear 165. The imbalance of the bridge results in the potential difference.

  
which is applied to the anode of the right-hand element of the tube 196. This potential difference is transmitted via the switch 52 to the control grid 50 of the tube 36, which modifies the duration of the pulse A until the bridge regains its balance. The duration of pulse A controls the establishment of pulses B and C, which determines the range of distances explored by the device. The mark 27 on the screen of the cathode ray tube moves when the lever 405 is rotated. Thus if the operator notices an echo shown

  
on line 241 and he wishes to know the distance from the target reflecting this echo, he just has to maneuver 405 until the mark 27 is below the echo he wishes to observe. It is then sufficient to place the switches 400 and 52 in their right position for the apparatus to follow the chosen target.

HORIZONTAL SWEEPING CIRCUIT.

  
The rectangle 33 shown in Figures 1 and 2 encloses the circuit for providing the sawtooth voltage applied to the deflector electrodes 200 of the cathode ray tube 23. This sawtooth voltage is synchronized by the pulses of the generator 61. These pulses are applied through conductor 203 and capacitor 204 to the cathode
205 of the diode 205-206. The cathode 205 is connected to ground by a resistor 207 and the anode 206 is connected by the intermediary of the resistor 208 and the conductor 209 to the negative terminal of a voltage source which is not shown in the figure. . This source can, for example, provide a voltage of 150 volts. The negative pulse from generator 61 unlocks diode 205-206.

   A current pulse crosses the resistance
208 and makes the control grid of the right element negative

  
of the tube 213 oe which has the effect of blocking this element.

  
The anode of the right element of the tube 213 is connected to

  
the positive terminal of the high voltage source 56 via the resistor 214. The associated cathode is connected to the conductor 209 via a variable resistor 215 and the resistor 216. A decrease in current flowing through the right element of tube 213 results in a negative pulse applied to the control grid 217 of tube 216. This tube consists of a single cathode 219, two anodes 220 and 223 separated from the cathode by two grids 217 and 226. When the potential of gate 217 decreases, the current of the anode circuit
220 decreases which results in an increase in the potential of the anode. This increase in potential is transmitted by the capacitor 234 to the grid 235 of the tube 213, this grid becomes positive, which unlocks this tube element.

   The current flowing through the anode resistor 239 creates a voltage drop across this resistor which is applied to the gate 239 as is common practice in a multivibrator assembly. The blocking of the right-hand element of the tube 213 does not imply that the voltage of the gate 217 is brought immediately to the value of the negative bias voltage and this thanks to the

  
 <EMI ID = 32.1>

  
Charge current flows through resistors 215 and 216 maintaining the positive voltage on gate 217 for the duration of the capacitor charge. This positive voltage gradually decreases, which results in a decrease in the current flowing through the tube. The potential of the anode 220 increases al gold. the capacitor 225 provides a reaction between the anode circuit and the gate circuit of this tube element. As a result, the anode voltage increases approximately linearly over time and independently of the characteristics of the tube when remaining in the region where

  
the gain of the tube is high.

  
 <EMI ID = 33.1>

  
associated through resistor 227. Gate 226 is connected to an intermediate point of this resistor. So when the anode
220 becomes positive, the potential of the gate 226 increases, which increases the current in the right-hand element of the tube 213. The current through the load resistor 228 increases, which causes a linear decrease in the voltage of the ar.ode 223. The potentials of the two anodes 220 and 223 vary in the opposite direction, and both linearly. These anodes are respectively connected to the horizontal deflection plates 200 by the conductors 230 and 233. The symmetrical voltage obtained on the two anode circuits 220 and 223 ensures the scanning from left to right.

  
of the screen. During this beam deflection, the capacitor
234 charges to the potential of the high voltage source. The stream

  
charge of the capacitor passes through the circuit formed by resistors 224, 240 and 243. The grid 235 of the left element of the tube 213 is maintained by the current flowing in

  
resistor 240 has a positive potential with respect to '. its cathode.

  
The respective values of these resistors are chosen so that

  
 <EMI ID = 34.1>

  
at the terminals of the load resistor 236 a voltage drop sufficient to polarize the right element of this same tube beyond the cut-off. When the left element of tube 219 becomes blocked, charging of capacitor 234 is stopped and the current flowing through resistor 240 disappears. The current of the left triode of the tube 213 decreases since the grid is brought back to the potential of the cathode. This results in a positive pulse applied to the grid of the right element of the tube 213 which unlocks this triode. The anode current of the tube then passes through the resistors 214, 215, 216. Unblocking of this tube results in

  
 <EMI ID = 35.1>

  
left of tube 218. The anode current of this element increases and the potential of the anode 220 decreases in a linear fashion. The linearity is increased by the feedback effect caused by the capacitor 225 connected between the anode and the grid of this tube. The variation in anode voltage is applied to the control grid 226 of the right-hand element of the tube 218 and is found with the reverse polarity in the circuit 223. The variation in voltage appearing in the anode circuit 223 has the effect

  
move the electron beam from right to left

  
of the screen. It is possible to place these horizontal deflections of the cathode beam in the center of the screen of this tube by choosing-

  
 <EMI ID = 36.1>

  
cathodic during its deflection from the right to the left. When the potential of the anode 223 becomes negative, that is to say during the period when the cathode beam is deflected from left to right, this negative variation is applied -. the control electrode of the right element of the tube 244 via the capacitor 245. This negative voltage does not change in any way

  
the operation of this tube which is already blocked beyond the cut-off by the bias introduced by the resistancecapacity circuit 262. When the potential of the anode 223 increases, this

  
 <EMI ID = 37.1>

  
the tube. The potential of the anode then decreases. This decrease in potential is applied through the capacitor 251 to the control grid 246 of the cathode ray tube. It has the effect of suppressing the cathode beam during the return of the spot.

VERTICAL DEFLECTION AND IDENTIFICATION CIRCUIT

FROM ECHO.

  
The signal from the receiver is applied through conductor 40 and amplifiers 248, 249, 250 to vertical deflection electrodes 247. The previous three amplifiers are placed in parallel and the voltages of anode circuits 257 and 258 of the last two amplifiers are symmetrical. These anodes are connected through capacitors 259 and 260 to the vertical deflection plates. The beam is therefore deflected by this signal during its movement from left to right and a vertical line appears on the screen.

  
Each of the echoes reflected by some obstacle is

  
i reproduced on the cathode ray tube screen. The succession of echoes appearing from left to right on this screen corresponds

  
the classification of obstacles in order of increasing distance

  
i with respect to the device. The circuit also includes! devices making it possible to produce on the screen a visual identification of the particular echo which is received by the aircraft during the

  
unblock pulses B and C. Conductor 264 connects the cathode of tube 239 to the control electrode of amplifier 263 via capacitor 265. When! one or the other of the elements of the tube 39 is released, the current flowing in this tube decreases the anode voltage of the latter.

  
This negative voltage variation is communicated to the grid

  
control 267 of amplifier 249 and produces a variation

  
 <EMI ID = 38.1>

  
anodic of it. This voltage variation produces a vertical deflection of the catodic beam directed downwards, as shown at 27 on the screen. Deflection 27 allows

  
to locate the particular echo represented in 26. It is obvious

  
 <EMI ID = 39.1>

  
compared to the radar device, line 26 moves on the screen

  
cathode ray tube. The tracking line 27 follows the line 26 in its movements. Note that the set of echoes received by the air is applied to the control grid 267 by the in- '

  
 <EMI ID = 40.1>

  
 <EMI ID = 41.1>

  
amplifier 263. These amplifiers are alternately unblocked so that the echoes received by the aerial deflect the cathode beam during the upper scan, for example, while the locating pulse ensures the deflection of the cathode beam during the lower scan . It is

  
 <EMI ID = 42.1> repetition of the pulses emitted, 2,000 Hz for example. A continuous representation of the echoes and of the locating pulse is then obtained on the screen of the cathode ray tube.

  
The circuit comprising the double triode 270 is used

  
to successively and alternately unlock the amplifiers
248 and 263. The control gates of the amplifiers 248

  
and 263 are respectively connected via capacitors 290 and 293 to the anodes of the two triodes 270.

  
The two triodes of tube 270 are mounted so that the current delivered by one of them causes a drop in potential blocking the other. As a result, the anode voltages of the two

  
triodes decrease and increase successively, these variations

  
voltage allow you to block and unblock successively

  
amplifiers 248 and 263.

  
The cathodes of the two triodes of the tube 270 are connected

  
to ground. The anodes are connected to the positive terminal of the high voltage source through resistors 274 and 275. The anode 276 of the right element is connected to the gate.

  
control 277 of the other element by the circuit formed by means of the resistor 278 shunted by the capacitor 279. Similarly the anode 280 of the left element is connected to the control gate 281 of the other element through the

  
 <EMI ID = 43.1>

  
Control gates 277 and 281 are connected to the negative terminal of the bias source 209 through resistors 285 and 286. When one of the triode elements of this tube delivers, the resulting drop in anode potential is transmitted to the control grid of the other element. This drop in potential is sufficient to block the other element. Tube 270 remains

  
then in this state until the external impulse comes to reverse the operation of this tube. These external pulses are supplied by the double diode 287.

  
 <EMI ID = 44.1> constituted by the resistor capacitor circuit 278, 279 placed in series with the resistor 275, the other anode circuit is

  
 <EMI ID = 45.1>

  
in series with resistor 274. This has the effect of reducing the potential of gates 277 and 281 beyond the cut-off and bringing them approximately to the potential of the cathode of double diode 287. The currents flowing through resistors 274 and 275 are unequal, this comes from the different charges accumulated by the capacitors 279 and 264. When the deflection of the cathode beam from the right to the left is completed, the cathode voltage of the double diode increases, which again blocks the cathode. tube 287. A transient regime is established in the circuits comprising the resistors 274 and 275 and the internal capacities of the tube. It follows that the resistors 274 and 275 are traversed after the blocking of the tube 287 by currents whose

  
 <EMI ID = 46.1>

  
two elements of the tube 270 varying exponentially mer.t. The potential of gate 281 which is connected to resistor 274 in which a higher current flows increases faster than the potential of gate 274. As a result, the left element of tube 270 is unlocked before the element of. right. The anode current then circulating in resistor 275 blocks the right-hand element of tube 270. This electrical state is maintained.

  
 <EMI ID = 47.1>

  
 <EMI ID = 48.1>

  
unlocked and the operation of the tube 270 is reversed. In this way, amplifiers 248 and 263 are alternately unlocked.

  
 <EMI ID = 49.1>

  
sufficient so that the voltage at the terminals of these capacitors is not modified by the current flowing through the double triode during the switching period. It is also necessary that the time constants of the circuits 278, 299, 283, 284 be low compared to the repetition rate of the pulses emitted by the radar.

  
It will be noted that the anode current of the tube 263 passes through the resistors 272, 273 and 266. Only the resistors 272

  
 <EMI ID = 50.1>

  
Likewise, the control gate 271 of the amplifier 263 is connected to the cursor 268 of the variable resistor 269 placed

  
 <EMI ID = 51.1>

  
it is possible to manually vary the bias voltage applied to the gate of this amplifier. When we move the cursor 268 on the resistor 269, we modify the voltage of the anode 263 so as to make it greater equal, or less

  
to the anode voltage of amplifier 248 when the latter is unblocked. As a result, the sweep 25 produced on the cathode ray tube screen by amplifier 263 may be located below sweep 24, as appears on, or coincides with, circle V, or lies at the bottom of the sweep 24. above it, as it appears

  
 <EMI ID = 52.1>

  
ge is due to the pulses B and C which lie- *! underlying in time. This results in an inverted V-shaped line on the cathode ray tube screen. When the echo is suitably framed by the pulses B and C, this inverted V can be superimposed on the deflection 26 due to the echo itself} thus obtaining precise control of the operation of the apparatus.

  
 <EMI ID = 53.1>

TO THE DISTANCE MEASUREMENT CIRCUIT.

  
FIG. 4 represents a circuit which can replace the circuit located inside the rectangle 301 of FIG. 1, that is to say the component circuit. the generator of the pulse A and the distance indicator circuit. When using a circuit according to that shown in Figure 1, it is preferable that the frequency of the pulses emitted is relatively constant. This is why the crystal oscillator 178 shown in this circuit is used for controlling the frequency of emission of the pulses by driving the pulse generator 61 through the lead 311. With the circuit shown in FIG. 4, an accurate indication of the distance is obtained even when the repetition rate of the transmitted pulses varies over a wide range, for example from 500 to 2,000 pulses per second.

   This circuit also gives satisfactory indications in the event that the frequency of the transmission is irregular. That case

  
This arises in particular when a rotary switch is used for selecting the control pulses of the hyper-frequency transmitter of the radar. It is known that under these conditions, variations in the repetition rate are obtained which are uncontrollable and distributed at random.

  
The distance indicator circuit consists of a revolution counter 42 and a movable needle 43 integral with an axis 163 driven by the motor 164. This motor adjusts the balance of a bridge slightly different from the bridge shown in FIG. 1. This bridge is associated with a pulse generator A represented by the tube

  
36 which is slightly different from the pulse generator A shown above. Tube 36 is a double triode with

  
the two cathodes are joined to the mass by means of 1:
resistance 60. The anodes are joined to the positive terminal of

  
the high voltage source via resistors 316 and
317. The control grid 57 of the left element of this tube is also joined to the positive terminal of the high voltage source.

  
 <EMI ID = 54.1>

  
is joined to the anode of the element on the right by means of the capacitor 67. The triode on the left is therefore conductive, the anode current flowing in the resistor 60 polarizes the element on the right beyond the cut-off. A pulses are trans-

  
 <EMI ID = 55.1> triode 238 replaces tube 64 in figure 1. Negative pulses from the pulse generator are applied to the cat.:ode of this tube by conductor 63. These negative pulses unblock the element of right of the triode 318. A current then flows in the resistor 317 which causes a decrease in the anode potential of the right element of the tube 36. This negative pulse is also applied to the control gate

  
57 of the left element via capacitor 67, This pulse has sufficient amplitude to block the element

  
left side of tube 36. Under these conditions, the potential drop across resistor 60 disappears, which completely unlocks the right side of tube 36. The potential of the corresponding anode is then maintained at a low value even when the pulse from generator 61 is terminated. The conductor 37 is then at a high positive potential since the corresponding element of the tube 36 is blocked. This is the start of pulse A. After a period equal to the duration of pulse A, the capacitor
67 discharges through resistors 58 and 317 so

  
that the left element of the triode 36 becomes conductive again; in

  
 <EMI ID = 56.1>

  
culant in the cathode resistor 60 blocks the right element of the tube 39. This results in an increase in the anode potential

  
of this element which is transmitted to the control gate 57 of the left element, which ensures the conductivity of this triode. This is how the pulse A ends. It was specified above that the duration of the pulse A is controlled by the value of the

  
 <EMI ID = 57.1>

  
49. The bias potential of the gate 50 is controlled by the integrator and becomes negative as the distance to the target decreases. The variations in polarization voltage are linear when the distances are greater than a hundred meters, but it is necessary to provide certain corrections in the case

  
 <EMI ID = 58.1>

  
The duration of the pulse A decreases with distance and should tend towards 0 when the distance tends towards 0. But the pulses always have a duration which depends on the anode voltage of the right element of the tube 36. Indeed, c It is this voltage which determines the time necessary for the capacitor 67 to discharge sufficiently at the end of the pulse A. This voltage is variable when the distances are small. The flow rate of the right element of the

  
tube 36 is weak when the distances are small because its grid is strongly negative. We are then in a non-linear portion of the characteristic of this tube, the result of which is an error in the duration of the pulse A which is no longer proportional to the distance. This distortion is largely reduced when maintaining a high flow rate in the right-hand element of the

  
the triode of the tube 36 during the pulses A so as to be in the rectilinear part of the operating characteristic of this tube. This is done through the diode 319 whose cathode is held at a positive potential of about 200 volts and whose anode is connected directly.

  
at the anode of the right-hand element of the tube 36. When this element is blocked, the potential of its anode increases, it reaches for example 200 volts. At this moment, the diode 319 unblocks and a current circulates in the resistor 317. If this resistor is for example chosen equal to 25,000 ohms and the current flowing through the diode is 4 milliamperes, it occurs at the terminals of the resistor 317 a potential drop of 100 volts. The potential of the anode of tube 36 can therefore no longer increase. When a negative pulse coming from the generator 61 is applied to the cathode of the triode 318, this tube is unblocked and its old current also passes through the resistor 317. This increases the

  
the voltage drop across 317 so that diode 319

  
is blocked, which communicates a negative pulse to the gate 57. The current which previously circulated in the diode 319 can then circulate in the right element of the triode 36. It is obvious that the current circulating in this triode is greater to the current delivered by the diode, the difference in this flow being proportional to the negative polarization of the gate 50. The tube 36 therefore operates in a linear part of its characteristic and the

  
pulse duration A remains proportional to the voltage applied to the control gate 50 via the conductor

  
49. The use of diode 319 also makes it possible to obtain

  
A pulses ending more abruptly. Indeed, when not using the diode 319, the current flowing through the resistor
317 is extended by a transient current decreasing exponentially after the end of the pulse A. When using the diode 319, the current flowing in the resistor 317 is large, this results in an immediate charge of the parasitic capacitances which introduced the constant of time at the end of pulse A.

  
Pulse A appears across resistor 60 in the form of a negative pulse which is applied to the control gate of triode 320, it blocks this tube. This results in an increase in the anode voltage of diode 321, whose anode is connected directly to the anode of triode 320. The circuit

  
of the cathode of the diode 321 comprises the measuring device 322 and the decoupling capacitor 323. The anode of the diode 321 is connected via the resistors 324 and 325 to the cursor 326 of the potentiometer 327 placed in parallel with a source high voltage whose positive terminal 328 is carried

  
for example at 700 volts. The cathode of the triode 320 is connected to the positive terminal of the bias source 329, the negative terminal of which is connected to ground. When the triode 320

  
is conductive, the voltage of the anode of the diode 321 is negative with respect to the voltage of the cathode of this tube, the potential of which is defined by the charge accumulated on the capacitor 323.

  
Diode 321 is therefore blocked. When the triode 320 is blocked, that is to say during the pulses A, the anode of the diode 321 becomes positive with respect to its cathode and this tube is unblocked.

  
The current flowing through the diode charges the capacitor 323. The charge taken by this capacitor is a function of the duration of the pulse A.

  
The distance measuring bridge includes the 323 capacitor

  
and the identical capacitor 330 placed in parallel with 323.

  
The connection between the capacitors is made on the one hand by the set of variable resistors 331, 332 and 333 and the fixed resistor 334, and on the other hand by the resistors 335, 336,
337. A moving intermediate point of resistance 336 is set

  
to ground through resistor 338, tubes 339 and 340. Multivibrator 341 controls the switching circuit of tubes 339 and 340. Multivibrator 341 operates at the pulse transmission frequency. It controls tubes 339 and 340 of

  
 <EMI ID = 59.1>

  
quée to each of the capacitors 323 and 330 after each emission.

  
If the duration of the pulse A is zero, a zero load

  
is applied by the diode 321 to the capacitor 323. If the two arms located on either side of the cursor 159 and respectively ending in the capacitors 323 and 330, have an equal impedance, the charging current of the capacitor 342 is equally distributed

  
 <EMI ID = 60.1>

  
this amplifier excites the chain made up by rectifiers 164,
199, amplifier 196, servo amplifier 403

  
 <EMI ID = 61.1> in figure 4. If at a zero distance from the obstacle corresponds a pulse A of zero duration, the diode 321 does not bring any charge to the capacitor 323 and the bridge is in equilibrium when the moving contact 159 is for example at the right end of i

  
! his race. When the distance increases, charges are periodically supplied to the capacitor 323. The amplitude of these charges corresponds to the duration of the pulse A, the bridge is then unbalanced and a voltage appears between the conductors 343. amplitude and polarity depend on the imbalance. This tension

  
is applied through the circuit shown in Figure 1 to the motor 164 so that it rotates the shaft 163 in a direction such that the movement of the slider 159 restores

  
 <EMI ID = 62.1>

  
to the left until the charges supplied to the capacitor
342 are distributed between the capacitors 330 and 323 so as to maintain a zero potential difference between the conductors
343. The measuring devices 42 and 43 are integral with the shaft 163 as has been described previously,

  
It would be good to explain in detail the operation of the multivibrator 341 and its switching effect on the tubes 340

  
and 339. The multivibrator 341 consists of the tube 348, the cathode of which is connected through the resistor.
349 to the negative terminal of the bias source which can for example be brought to minus 150 volts. Anode 350 of tube 346

  
 <EMI ID = 63.1>

  
via resistor 353. The voltage of this source is in the example chosen 300 volts. The second anode 354 of the tube 348 is connected through the: resistor 355

  
to the positive terminal 328 of the source supplied a voltage of

  
700 volts. The control grid 356 associated with the anode 354

  
is connected through resistor 357 to positive terminal 55 at 300 volts and through capacitor 358 to anode 350 of tube 348. This control grid is also connected to the anode of tube 359 whose cathode is connected to ground through resistor 360. The cathode of tube 359 is connected through switch 363 and the conductor
364 to the driver 63 from the pulse generator 61 which excites the radar transmitter. The left element of tube 348 is normally conductive, which blocks tube 339.

  
The anode current creates across the cathode resistor
349 a voltage drop sufficient to block the right element of the tube 348. The anode 350 is therefore at potential.

  
from the DC power source. This anode is connected

  
 <EMI ID = 64.1>

  
tube 340, this tube is therefore a conductor and coart-circuits the capacitor 342. This capacitor is fully discharged.

  
When a negative pulse is emitted by the generator 61, the tube 359 is unblocked, a current therefore flows in the resistor 353. The voltage drop across the resistor 353 is transmitted to the electrode 356 which becomes negative with respect to cathode, which blocks the left element of tube 348. The

  
 <EMI ID = 65.1>

  
voltage of the anode 350 is sufficient to block the tube 340. The left element of the tube 343 being blocked, the potential of

  
 <EMI ID = 66.1>

  
700 volts through tube 339 and the bridge. The capacitor

  
358 discharges through resistances 353 and 357. When it is sufficiently discharged, the left element of tube 348 is released since the grid of this element is no longer sufficiently negative. The potential of the anode 354 then decreases, which blocks the tube 339. The voltage drop across the resistor <EMI ID = 67.1>

  
This results in an increase in the voltage of the anode 350 which unblocks the tube 340. The capacitor 342 is discharged in the

  
 <EMI ID = 68.1>

  
This operating cycle is reproduced during the reception of each of the negative pulses coming from the generator 61.

  
 <EMI ID = 69.1>

  
charge charges the two capacitors 330 and 323. The charges accumulated on these capacitors are independent of the position of cursor 159 on resistor 332. When the distance from the target studied is different from 0, the duration of the pulses A

  
is different from 0. The diode 321 charges the capacitor 323 in proportion to the duration of the pulse A. The charge of the capacitor 323 is then greater than that of the capacitor

  
330, this results in an imbalance of the bridge which results in a potential difference between the conductors 343. This causes the motor 164 to move the cursor 159 towards the port so that the potential difference across the capacitor 330

  
or equal to the potential difference across the capacitor .323. In this way, the movable cursor 159 moves on the resistor 332 in proportion to the duration of the pulse A, that is to say in proportion to the distance from the reflecting target. The measuring devices 42 and 43 thus continuously indicate the distance from the target reflecting the chosen echo.

  
Note that the charge of capacitors 323 and

  
33C through tube 339 is at the repetition frequency of the radar emission and that variations in this frequency do not detune the bridge in any way. The charge applied to capacitors 323 and 330 through tube 339 depends on the capacity of capacitor 342, so it is independent of the frequency of emissions. Likewise, the load applied to the terminals of 323 by the diode 321 depends only on the duration of the pulse A, it is absolutely independent of the frequency of the emission. In particular, it is absolutely independent of the variations in the current flowing in the tube 320 which could be due to variations in the frequency of the emission.

  
We can demonstrate mathematically that the displacement of the moving contact 159 on the resistor 332 is proportional

  
to the duration of the pulses A.

  
 <EMI ID = 70.1>

  
sateur 323,

  
R2 the resistance between cursor 159 and capacitor 330,

  
Q the amount of electricity collected across capacitor 342 during one cycle of operation.

  
The charge accumulated by the capacitor 342 is distributed between the capacitors 323 and 330. The charge of the capacitor
330 is:

  

 <EMI ID = 71.1>


  
The charge accumulated on 323 estt

  

 <EMI ID = 72.1>


  
The capacitor 323 further receives a charge which is communicated to it by the current flowing through the diode 321.

  
 <EMI ID = 73.1>

  

 <EMI ID = 74.1>


  
where E is the voltage between the positive terminal of the source at 700 volts and the capacitor.

  
R is the resistance between these same points.

  
t, the duration of the pulse A.

  
 <EMI ID = 75.1>

  

 <EMI ID = 76.1>


  
The quantity Q is equal to the product of the voltage E

  
by the value of the capacitance C of the capacitor. Replacing

  
 <EMI ID = 77.1>

  

 <EMI ID = 78.1>


  
 <EMI ID = 79.1>

  
and independent of the position of the cursor 159. We therefore see

  
 <EMI ID = 80.1>

  
linear of the quantity t, i.e. the duration of the pulse A.

  
The A pulses are applied to the bridge by the switch
373 when in position 1, and the negative pulses from generator 61 are applied to tube 359 through switch 363 in the same position. These two switches are mechanically integral and also connected to the four-position button 401.

  
When you want to adjust the device, you start with

  
place switches 373, 363 and 401 in position 4. This position corresponds to switches 373 and 363

  
 <EMI ID = 81.1> ur. short-circuit between the two conductors 343. We then set

  
 <EMI ID = 82.1>

  
1 so as to cancel the deviation of the voltmeter 405 of FIG. 1. This is done by moving the movable contact 406 on the resistor 185. To achieve this coupling, the switches are placed.
400 and 52 in their left position. The switches 363, 401 and 373 are then placed in position 3. In these

  
 <EMI ID = 83.1>

  
and this diode is blocked; we are then in conditions? analogous to what happens when the distance from the object is zero, that is to say when the duration of the pulses A is zero. Switch 363 connects tube 359 to multivibrator 375.

  
This multivibrator is synchronized by ur. crystal oscillator whose frequency is stable, for example 2.COO Hz. It produces a square voltage at this frequency. This is differentiated by the circuit formed by the capacitor 402 and the resistor

  
 <EMI ID = 84.1>

  
pulses from generator 61. The bridge is then balanced by changing the position of cursor 370 on resistor 336 until the readings made on meter 405 are independent of the position of switch 4C7. This

  
 <EMI ID = 85.1>

  
the bearer 370 to the capacitor 323 by the value of the capacitance of this capacitor is equal to the product of the resistance between 370

  
 <EMI ID = 86.1>

  
of this capacitor. Indeed, the movement of the switch 407 produces transient phenomena in the bridge, and the bridge balance must not be disturbed by these transient phenomena which also occur when the frequency of the transmission varies. During this adjustment, switches 400 and
52 are in their left position. The switches 400 and 52 are then adjusted to the right. The motor 164 is then in the circuit and regulates the balance of the bridge. The values of resistors 331 and 333 are modified so that equilibrium is established when measuring devices 42 and 43 are at 0.

  
Switches 373, 363 and 401 are then placed

  
 <EMI ID = 87.1>

  
is no longer in contact with the triodes 320 and this diode is still conducting, which corresponds to a maximum distance from the object. Under these conditions, the tube 359 is still connected to the multivibrator 375. The motor 164 adjusts the balance of the bridge.

  
and the indication given by the measuring devices 42 and

  
43. Another cause of errors due to the

  
 <EMI ID = 88.1>

  
365 and the cathode of the tube 339. This control grid becomes negative with respect to the cathode when the conductor 340 is unblocked and discharges the capacitor 342. This discharge does not take place instantaneously; it follows that the parasitic capacitance

  
 <EMI ID = 89.1>

  
 <EMI ID = 90.1>

  
when 340 is a driver. This charge current flows through the bridge. If this charge current is proportional to the quantity E of equation (2) there are no errors. But the mathematical study shows that this current includes a constant component, the value of which is independent of E. Therefore., To balance the bridge independently of E, it is necessary that the charge supplied to the capacitor 323 through the dicde 321 be modified in order to compensate for this charge current. This is achieved by moving the

  
 <EMI ID = 91.1>

  
distance are independent of the position of switch 407.

  
At the same time, resistance 325 is adjusted so that the indication

  
tion given by the measuring device corresponds to the range

  
&#65533; 4

  
maximum of the device.

  
Switches 373, 363 and 401 are placed in position 1, the bridge is then set. The distance indications are. now accurate to the nearest delay introduced by the receiver and other equipment circuits. These errors can be removed by directing the brush of electromagnetic waves at a known fixed target. It then suffices, in order to eliminate the errors, to move the movable contacts on the resistors 331, 333, until the indications of the devices 42 and 43 are correct.

  
Another cause of errors in the measurement of distances is that the pulse A does not end abruptly. Indeed, the voltage across resistor 60 increases at the end of pulse A. This increase is not instantaneous as would be desirable; this comes in particular from the constants

  
 <EMI ID = 92.1>

  
The left side of tube 36 also decreases exponentially, but the onset of the fall is fast enough to trigger the pulse generator B formed by tube 38 of Figure 1. The triode 408 is intended to suppress the lag of the pulse A One of the control gates of the triode 408 is connected via the capacitor 409 and the conductor 410 to the anode of the left element of the tube 38.

  
of the pulse generator D. When the potential of the anode

  
 <EMI ID = 93.1>

  
at its cathode, and this triode becomes conductive. The anode current increases the current flowing through resistor 324, which causes the current flowing through resistors 325 and 326 to increase more rapidly. The error due to this has thus been compensated for.

  
 <EMI ID = 94.1>

  
Experience has shown that temperature variations which modify the capacitances of capacitors 323 and 330 can affect the accuracy of measurements. It is therefore necessary to have means available to maintain the capacity of these capacitors constant, whatever the temperature.

  
 <EMI ID = 95.1>

  
FIG. 5 represents a circuit which can replace the circuit represented in rectangle 413 of FIG. 2. This circuit comprises a tube 414 which constitutes the generator of the pulse B. The generator of the pulse C is the tube 415. These deux'tubes are respectively connected to the control .Tilles of the two elements of the double diode 46 via the capacitors 417 and 418. The tube 46 as described above regulates the choice of the echo to be studied. The tare cathode

  
46 is joined to the anode of the tube 419 which replaces the triode 44 of the circuit of FIG. 2. The echoes received by the air are applied to the control grid 420 of the tube 419 via the conductor 41. L impulse A is applied by the driver

  
37 and the capacitor 423 to the control grid of the tube 424 of which

  
 <EMI ID = 96.1>

  
control gate 426 of the pulse generator B. The tube 424 acts as an amplifier. At the same time it ensures an inversion

  
 <EMI ID = 97.1>

  
comprises a pair of tubes having a common cathode connected to the

  
 <EMI ID = 98.1>

  
High voltage supply of 300 volts through load resistors 429, 430 and common resistor 433.

  
 <EMI ID = 99.1>

  
right. The bias voltage applied to the grid 426 is sufficient to block the tube, this ter.sior. bias is supplied by the potentiometer formed by resistors 438, 439 and 440 placed in parallel on a bias source.

  
When the pulse A ends, the control gate of amplifier 424 becomes strongly negative, which decreases the throughput of this tube. This results in an increase in the anode potential of this tube, transmitted by the capacitor 424 to the grid 426 of the tube 414 which is thus unblocked for a period of time.

  
 <EMI ID = 100.1>

  
When the left element of tube 414 is released by the end of pulse A, the decrease in anode voltage is transmitted by capacitor 435 to gate 436 of the right element of this tube, which is thus blocked. The E pulse begins at this time.

  
 <EMI ID = 101.1>

  
period of discharge of the capacitor 435 as it appeared in the circuit of figure 2, it is determined by

  
 <EMI ID = 102.1>

  
capacitor is sufficiently charged, the control grid 426 becomes negative with respect to the cathode, which re-blocks the left element of the tube 414. The anode potential of this element increases and unlocks the drcite section of this tube, so that the anode voltage of this element decreases. The charging time of the capacitor, that is to say the duration of the pulses B, is modified by the value of the resistor 440. The control gate of the left element of the tube 46 is connected to the anode of the the-

  
 <EMI ID = 103.1>

  
 <EMI ID = 104.1>

  
It can therefore be seen that a pulse having the same duration as the pulse B is applied to the gate 426. The role of the tube 414 is

  
 <EMI ID = 105.1>

  
desires to obtain extremely short unblock pulses, for example pulses lasting a fraction of a microsecond.

  
As has already been pointed out, the end of the very short A pulses, corresponding to small distances, is often ill-defined, discharges of parasitic capacitances coming to prolong the pulse A. When the grid of the tube 424 becomes negative, it is that is, at the end of pulse A, pulse B starts almost instantly. Capacitor 423 begins to charge through resistor 443, but the end of pulse B which is determined by the charge of capacitor 425 occurs before the grid potential of tube 424 is affected by the charge of capacitor 423. Thus the duration of the pulse B is less than the time constant of the circuit constituted by the resistor 442 and the capacitor 423.

  
In this respect, the circuit which has just been described differs

  
of the circuit shown in figure 2. Indeed, in the circuit

  
 <EMI ID = 106.1>

  
steep on the grid of tube 36. This pulse is very short

  
and the potential of the grid tends to increase rapidly due to the charge on the capacitor 32. The current flowing in the resistor 74 unlocks the left element of the tube 39 and the capacitor 76 keeps the grid of the tube 38 very negative during the whole time. duration of pulse B. This duration cannot be less than the duration of the transient pulse which originates in the gate circuit of the left element of the

  
tube 38, at the end of the pulses A, regardless of the time constant of the circuit formed by the capacitor 76 and its load resistors.

  
The pulse generator B shown in Figure 2 is perfectly suitable when the minimum range is greater than a few hundred meters. When we want to reduce this minimum range, it is preferable to use the device shown in Figure 5.

  
The right element of the circuit 414 delivers through the resistor 427 and the capacitor 428 a more intense current

  
 <EMI ID = 107.1>

  
across resistor 427 is lower during pulses B. This voltage drop is applied through capacitor 444 to the control grid of tube 415 which constitutes pulse generator C. This generator resembles generator d 'pulses B, the main difference between these two circuits is that resistor 437 consists of two resistors whose midpoint is connected to ground through capacitor 445. The right side of the tube

  
 <EMI ID = 108.1>

  
of the potential difference across resistor 427. The left element of tube 415 becomes conductive, this has the effect of unlocking the right element of this tube. When the capacitor 446 has discharged through the resistor 437, the control gate of the right element becomes positive again and this element is unblocked. The anoiic current flowing through cathode resistor 447 polarizes the left element of the tube

  
 <EMI ID = 109.1>

  
Resistor 437 can be chosen to be high in order to keep the gate current of the straight element of tube 415 low.

  
It is necessary to choose a 415 tube which can dissipate

  
 <EMI ID = 110.1>

  
are small, so that the duration of the pulses C is very small and approximately equal to the duration of the pulse B.

  
When using the pulse generator A reproduced on <EMI ID = 111.1> this circuit via the conductor 410.

  
In the circuit shown in Figure 5, the tube 448 replaces the diode 51 and the resistor 73 of the circuit shown

  
 <EMI ID = 112.1> are connected to the anode of tube 419. The anode of tube 448 is

  
 <EMI ID = 113.1>

  
via load resistor 445. The screen grid
450 is read directly to the positive volume of the high voltage source. It is also read back to the field via the resistors 453 and 454, the latter being shunted by the decoupling capacitor 456. The control grid 455 of the tube 440 is connected to the point common to the resistors 455 and 454 which are chosen from so that this control grid is at a potential of the order of 120 volts for example, a potential at which the anode of the tube 419 must be maintained.

  
 <EMI ID = 114.1>

  
means that the intensity of the signal transmitted to the grid of tube 419

  
 <EMI ID = 115.1>

  
variations controlling the flow rates of the tubes 448, 449. When the anode current flows through the iodine load resistor

  
 <EMI ID = 116.1>

  
maintaining the potential of the anode of tube 419 approximately constant regardless of the strength of the signals received. The grids of

  
 <EMI ID = 117.1>

  
465 and 466 at the point common to resistors 467 and 468 placed in parallel on the high voltage power source. The resistors 467 and 468 are chosen so as to keep the grid of the tube 46 sufficiently negative to block this tube. It is only during pulses B and C that the tube 46 delivers. The resulting voltage drop blocks tube 448 during these pulses. The flow rate of tube 46 corresponds to the maximum flow rate of tube 419, the grid of 46 being negative. This eliminates all possibilities of current flowing in

  
 <EMI ID = 118.1>

  
short is particularly advantageous since the duration of the pulses B and C corresponds to the total duration during which the pulses received by the aircraft are detected and control the distance indicating device. As a result, the shorter the B and C pulses, the smaller the backbone and possible interference with other echoes. The use of very short release pulses also reduces the minimum range of the equipment.

  
It is evident from all of the above that the term echo is to be used in a broad sense. It not only involves

  
 <EMI ID = 119.1>

  
electromagnetic emitted by the radar on an obstacle, but also to echoes due, for example, to transmitters carried by the obstacles when these transmitters are excited by the incident electromagnetic wave.
Claims

ABSTRACT
The invention relates to a radar device providing a continuous indication of the distance to a target selected from among all the obstacles reflecting the beam of emitted electromagnetic waves. The device allows, on the visual representation of all the reflected echoes, to locate a particular one <EMI ID = 120.1> The continuous hedge of the distance from the observed target is
duration of a pulse A whose origin is synchronism by
very short pulses B and C of constant duration which sensitize the bridge. The duration of the pulses A is controlled by the output voltage of an integrator circuit, voltage proportional to the difference in the energies received by the device. course of pulses B and C.
free of the bridge are proportional to the distance to the target which is given by reading the indications of a properly calibrated tachometer.