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DISPOSITIF DE PROTECTION CONTRE LES INTERFERENCES INDUCTIVES.
L'invention se rapporte de façon générale aux dispositifs de pro- tection prévenant ou réduisant les interférences par induction dans les lignes téléphoniques voisines de lignes de transport de courant alternatif dont des harmoniques se placent dans la gamme de fréquence des interférences dans les lignes téléphoniques. Plus particulièrementl'invention se rappor- te à un dispositif de redressement pratique et avantageux servant à l'ali- mentation des moteurs série à courant continu de traction d'automotrices depuis un câble à haute tension monophasée.
Un essai de véhicule à courant redressé du type général précité a été fait sur une unique voiture de tramway, comme décrit dans le "Street Railway Journal" du 19 Décembre 1914, page 1343, ainsi que dans le "Engi- neer" de Londres du 5 Février 1915, pages 142 et 143. Cette motrice a été re- tirée du service le 14 Mai 1915 après un service de 40 jours en 1914 et de 26 jours en 1915. Il a été mis en évidence que les harmoniques dans le câble de transmission utilisé par la motrice provoquait dans le téléphone des trou- bles si sérieux que sur tout le parcours du tramway il avait fallu placer en de fréquents endroits des transformateurs d'appoint pour forcer les cour rants de retour à passer dans les rails,
les interférences par induction dans les lignes téléphoniques voisines étant ainsi beaucoup plus faibles que dans le cas d'un retour par la terre.
De nombreux ingénieurs versés dans les techniques du moteur, du rail, du redresseur et des interférences, toutes intéressées par le problè- me, ont été pressentis de temps en temps et ont toujours refusé de repren- dre l'étude de véhicules à courant redressé, depuis cet essai unique. En fait, il était assez difficile d'obtenir les fonds nécessaires pour l'éla- boration de ce qui est devenu la présente invention,
Ainsi, P.W. Blye de l'American Telephone and Telegraph Company"' disait en 1933 : "En général le problème de la déformation de l'onde semble être
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plus difficile dans le circuit d'alimentation en courant alternatif du re- dresseur qu'à la sortie de celui-ci.
Sauf dans le cas des petits redresseurs, l'emploi de filtres ne s'est pas avéré possible jusqu'ici, principalement à cause du grand nombre d'harmoniques présents et à cause des grandes ampli- tudes de ces harmoniques, en comparaison des harmoniques dans le circuit de sortie à courant continu. Dans un cas, cependant, ..... un filtre a été pla- cé dans l'alimentation alternative 2.300 volts, consistant en une self .... dans chaque phase et une batterie de condensateurs shunt en triangle".-
AIEE (American Institute of Electrical Engineers), 1933, page 984.
Dans le même ordre d'idées, il faut signaler une conférence très récente tenue devant l'ASME (American Society of Mechanical Engineers) à San
Francisco en Juin 1949, par J.C. Fox du "Virginia Railroad", J.F.N. Gaynor du "Gréat Northern Railroad, et F.D. Gowans de la t'General Electric Company", contenant le paragraphe suivant : "Le constructeur de locomotive n'a pas à sa disposition une com- binaison pratique redresseur-transformateur statique qui transformera du courant alternatif monophasé à haute tension en courant continu à basse ten- , sion pouvant être utilisée avec le simple moteur série à courant continu de traction.
Le redresseur à arc à mercure a été considéré ces dernières années comme un candidat possible pour ce rôle, mais les corrections nécessaires pour diminuer la distorsion de l'énergie primaire d'alimentation, caractéris- tique d'un redressement monophasé, de manière à l'amener à des valeurs accep- tables au point de vue de l'interférence avec les lignes de communication, rendent ce genre de convertisseur inacceptable par le constructeur de loco- motives et l'usager".
Conformément à un aspect de la présente invention, quand un fil- tre pour courant alternatif est souhaitable (ce qui est presque toujours le cas) , on uti- lise un circuit spécial de condensateurs mis aux bornes du secondaire plutôt que du primaire du transformateur qui alimente les redresseurs par le courant aérien. On obtient ainsi un chemin de circulation à basse impédance, côté se- condaire, pour toutes les composantes de l'ondulation-du courant continu sauf celles à fréquence la plus basse, ces composantes en circulation pas- sant probablement aussi jusqu'à un certain point non inductivement par le secondaire du transformateur. Pour ces deux motifs il reste très peu de ten- sion primaire à harmoniques à fréquences élevées qui pourraient circuler dans le circuit primaire ou le réseau alternatif.
En connectant le condensa- teur de filtrage au secondaire, on réalise en fait une connexion d'anode à anode et ce procédé est tellement anormal que d'autres ingénieurs avaient prédit confidentiellement qu'un tel condensateur, aux dimensions nécessaires pour réduire de façon suffisante les harmoniques du courant alternatif, ané- antirait les redresseurs par le passage d'un courant exagéré dû à la déchar- ge rapide du condensateur au moment d'un défaut dans un tube. Certains in- génieurs croyaient que la connexion d'anode à anode par condensateur de fil- trage provoquerait de l'instabilité ou une coupure prématurée du courant dans le tube.
Cette opinion était basée sur l'expérience faite avec les redres- seurs ayant des surtensions et sur la crainte de voir ces surtensions forte- ment augmentées par la liaison d'anode à anode au moyen d'un condensateur de filtrage. Il fallait donc démontrer qu'un condensateur de filtrage d'anode à anode travaille bien,est très économique et a un nombre d'autres avantages importants et impréyus, comme il sera décrit ultérieurement.
Dans\ un ensemble redresseur pour les moteurs de traction d'une au- tomotrice, le circuit de sortie à courant continu du redresseur est limité au véhicule,dans lequel il n'y a pas de problème d'interférence dû à l'on- dulation du courant continu, et cette ondulation ne doit donc pas être for- tement filtrée pour ne pas avoir d'interférences, ce qui n'est pas le cas lorsque le courant continu est envoyé dans le feeder ou câble alimenté jus-" qu'ici par redresseurs.
Dans un tel véhicule avec redresseur, la charge en- tière dans le circuit de sortie à courant continu est constituée par les mo- teurs de traction à courant continu du véhicule, et ces moteurs supporteront
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un pour cent d'ondulation important tout en avant toujours une commutation correcte, sans vibrations ni à-coups ni surchauffe, comme il sera démontré ultérieurement; cette ondulation importante du courant continu étant une caractéristique primordiale de l'invention.
Dans la réalisation de l'invention, on introduit habituellement dans le circuit d'alimentation à courant alternatif assez de self pour obte- nir un angle de recouvrement des redresseurs ou angle de commutation anor- malement grand, comme il sera exposé en détail ci-dessus. Cela a pour effet de diminuer les harmoniques de courant alternatif tout en augmentant l'on- dulation du-.courant redressé, d'augmenter la régulation, de diminuer le fac- teur de puissance tout en ne diminuant que très peu le rendement. L'ondula- tion du courant continu peut être facilement réglée par d'autres moyens, com- me on l'expliquera par après; et on peut augmenter la régulation et le fac- teur de puissance et les amener à des valeurs correspondant à un angle de recouvrement normal, par l'emploi au secondaire du condensateur de filtrage précité.
Une importante particularité de l'invention réside aussi en ce que même s'il y a de.la commande de tension, celle-ci ne se fait pas (de manière importante) par retard d'allumage ou commande de grille ou de phase, comme cela se fait généralement dans les redresseurs modernes à commande de ten- sion. Retarder l'allumage est un moyen d'obtenir une commande de tension dans un circuit à courant continu, ce procédé étant ordinairement moins coû- teux qu'un dispositif commutateur de changement de tension par plots du trans- formateur d'alimentation du redresseur. Cependant tout retard considérable à l'allumage introduit un grave problème d'interférence inductive, sans par- ler d'autres inconvénients qui seront énumérés ci-après, et ce procédé ne peut donc pas être habituellement utilisé dans les dispositifs de transport à redresseurs conformes à l'invention.
Toute ou la majeure partie de la com- mande de tension nécessaire dans ces appareils est réalisée par changement de prises sur le transformateur. Il est préférable, pour des motifs qui se- ront exposés ultérieurement, de changer les prises au secondaire plutôt qu' au primaire de façon que le rapport de transformation applicable au filtre alternatif connecté au secondaire (s'il est utilisé) ne subisse pas de gran- des variations.
On peut, dans de rares cas, utiliser, comme faisant partie de 1' invention, un filtre de deuxième harmonique mis soit aux bornes des induits des moteurs soit aux bornes des circuits moteurs entiers, induits, induc- teurs série et bobines de commutation, et parfois aussi aux bornes d'une par- tie de la self pour courant continu, si un tel élément est utilisé. Cet expé- dient joint aux autres caractéristiques de l'invention permet d'utiliser un courant de sortie redressé avec une ondulation suffisante, pour que l'in- terférence par induction en alternatif puisse être réduite au niveau voulu, et si cette ondulation était trop élevée pour l'une ou l'autre application de moteur, sa composante principale (le deuxième harmonique) peut être dé- tournée du moteur par le filtre de deuxième harmonique mis en shunt.
L'invention a pour but de créer un ensemble redresseur satisfai- sant pour véhicules, comprenant une ou plusieurs des diverses caractéristi- ques nouvelles résumées ci-dessus, en combinant les avantages du câble mono- phasé à ceux des moteurs de traction à courant continu, tout en éliminant certaines restrictions antérieures de capacité en Kw. expérimentées dans les automotrices, et en abaissant le poids, le prix, avec en plus certains avan- tages d'exploitation qui seront décrits plus loin, à côté de l'obtention d' -Lui niveau d'interférence dans les lignes téléphoniques beaucoup plus bas que dans le cas d'électrifications avec moteurs série monophasés.
Un but plus général de l'invention est d'appliquer le nouveau dis- positif de filtre au secondaire à n'importe quel cas où il est nécessaire, tel qu'un véhicule'sur rail à moteur alternatif ou un ensemble redresseur po- lyphasé,ou, en général, toute charge d'un type ayant tendance à contenir trop d'harmoniques de réseau tombant dans la gamme des fréquences d'inter- férence téléphonique.
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Diverses formes d'exécution préférées de l'invention sont repré- sentées à titre d'exemple aux dessins annexés.
La figure 1 est un schéma de circuits et d'appareils représenta- tifs de l'invention.
La figure 2 est une vue schématique simplifiée à laquelle on se réfère lors de l'étude du filtre pour courant alternatif.
Les figures 3 et 4 sont des parties d'oscillogrammes montrant le fonctionnement avec le filtre pour courant alternatif enlevé et mis respec- tivement.
La figure5 est une autre vue schématique simplifiée montrant un pont de redressement à laquelle on se réfère lors de la discussion de la construction.
La figure 6 est un graphique donnant des courbes auxquelles on se réfère lors de l'étude de l'accord et de la résistance de décharge du filtre pour courant alternatif.
Les figures 7 et 8 sont des parties d'oscillogrammes montrant le fonctionnement avec le filtre pour courant continu enlevé et mis respecti- vement.
La figure 9 est un schéma semblable à celui de la figure 1 mon- trant l'application de l'invention à un véhicule de chemin de fer à un ou plusieurs moteurs série à courant alternatif.
Les figures 10 et 11 sont des graphiques montrant l'application de l'invention à des dispositifs redresseurs polyphasés.
Dans la forme d'exécution type de l'invention représentée à la figure 1, la référence 1 désigne un câble de trolley à haute tension mono- phasée. De l'énergie monophasée est délivrée au câble 1 en divers endroits tels que 2 et 3 par un fil d'alimentation à courant altèrnatif 4 recevant lui-même de l'énergie d'une source ou alternateur 5. Afin d'indiquer le problème d'interférence inductive ou téléphonique, la figure 1 contient la représentation schématique d'un dispositif téléphonique ou de communication 6 voisin du fil d'alimentation 4 ou du câble 1 ou des deux.
Le câble 1 peut fournir de l'énergie à une automotrice de che- min de fer représentée à la figure 1 par un pantographe 7 et par l'appa- reil y relié. Le pantographe 7 est connecté à la borne haute tension 8 de l'enroulement primaire 9 d'un transformateur abaisseur de tension pourvu d'un noyau de fer 10 et d'un enroulement secondaire 11. La borne côté mas- se 12 de l'enroulement primaire 9 est mise à la terre à travers une self pri- maire 13 représentée avec un interrupteur de mise hors service 14. Cette self primaire 13 a un noyau de fer 15 avec entrefer.
L'enroulement secondaire 11 du transformateur a une prise média- ne 16 et, à chacune de ses extrémités, plusieurs prises d'extrémité 17 avec lesquelles des curseurs respectifs 18 et 19 viennent en contact, formant ainsi le dispositif de commutation. La prise médiane 16 constitue la borne négative du circuit à courant continu. Les deux curseurs d'extrémité 18 et 19 de l'enroulement secondaire 11 sont reliés aux anodes des deux redresseurs 21 et 22, dont les cathodes sont réunies pour former la borne positive 23 du circuit à courant continu.
Dans la figure 1, les redresseurs 21 et 22 sont représentés symbo- liquement comme pouvant être de n'importe quel type, ce qui est possible en fait. Cependant dans la plupart des cas, dans l'état actuel de la technique du redressement, ces redresseurs seront des tubes à arc, tels que des igni- trons ou d'autres redresseurs à vapeur, montés dans des enveloppes séparées ou dans une enveloppe commune.
Conformément à la présente invention, ces redresseurs 21 et 22 se- ront de préférence des redresseurs sans aucun retard appréciable à l'allu- mage, ni commande de grille, ni commande de phase, ce qui signifie qu'il n'y
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aura jamais de retard supérieur à celui donnant une réduction de 10% de la tension continue pour des courants de ligne maxima, courants obtenus lors de l'accélération du véhicule. En théorie, un retard à l'allumage de 25 pro- duit une réduction de 10% de la tension continue, et pratiquement aussi une réduction de 10% du facteur de puissance. En d'autres mots, chaque redresseur 21 ou 22 devient conducteur quand la tension appliquée atteint une faible va - leur en polarité conductrice.
Une réduction de tension de 10% obtenue par re- tard à l'allumage divisera probablement par deux le nombre de prises de chan- gement de tension 17 sur le commutateur et le transformateur, ce qui peut ê- tre intéressant dans certains cas,
Toute augmentation de l'angle de déphasage au-delà de la valeur qui provoque une diminution de tension de 10% produira une augmentation ex- trêmement rapide des harmoniques dans les circuits à courants continu et al- ternatif et une diminution très rapide aussi du facteur de puissance.
Comme les harmoniques de courant alternatif peuvent créer un problème d'interfé- rence par induction extrêmement grave, et comme un faible facteur de puis- sance peut être un handicap tel que les automotrices à énergie redressée ne peuvent plus du tout concurrencer d'autres types de moteurs pour véhicu- les disponibles, la présente invention, comme il a été dit, exige habituel- lement l'emploi de redresseurs sans retard appréciable à l'allumage. Quand on utilise un filtre adéquat pour le courant alternatif 40, ses effets a- vantageux sur l'interférence inductive, le facteur de puissance et la régula- tion de tension peuvent parfois permettre un retard à l'allumage qui produit la réduction courante de 15% ou plus de la tension continue, par commande de l'angle d'allumage.
Le circuit à courant continu 23-16 sert 'à alimenter le dispositif* de moteur de traction à courant continu représenté, par raison de simplifica- tion à la figure 1, par un seul moteur 24, quoiqu'il soit entendu que d'ha- bitude une automotrice porte plusieurs moteurs, connectés communément en un genre de circuit série pour le démarrage et en un genre de circuit parallèle pour la marche. Le moteur 24 est représenté ayant un induit 25 et un enroule- ment série de commutation 26 qui peut être inséré dans le circuit à courant continu 23-16 suivant l'une ou l'autre polarité au moyen d'un commutateur in- verseur 27. Le moteur a aussi un enroulement inducteur principal série 28.
Ce moteur à courant continu 24, ou une combinaison quelconque de tels moteurs, peut être commandé au moyen d'une forme connue quelconque de réglage de vitesse, et c'est pourquoi le procédé de réglage de tension re- présenté schématiquement par les curseurs 18 et 19 sera considéré comme re- présentatif d'une forme souhaitable ou bien connue de commande de moteur.
Le moteur à courant continu 24 a une certaine self, ce qui limite nécessairement jusqu'à un certain point les ondulations du courant continu.
Dans certains cas, pour des motifs qui seront exposés ultérieurement, il peut être nécessaire de diminuer encore le pourcentage d'ondulation du ëou- rant continu et on prévoit dans un tel cas une self à courant continu 30 mise en série dans le circuit à courant continu avec le moteur 24. La self à courant continu est pourvue d'un noyau de fer 31 avec entrefer et d'un com- mutateur de court-circuit ou de by-pass 32, au moyen duquel la self à courant continu 30 peut être éliminée du circuit moteur 23-16.
Parfois, dans des conditions de réalisation spécialement critiques ou difficiles,il peut être nécessaire du point de vue des interférences té- léphoniques dues aux harmoniques dans les lignes à courant alternatif 1 et 4, de faire en sorte que le circuit à courant continu 23-16 ait un pourcen- tage d'alternatif plus élevé que normal dans le circuit moteur, y compris 1' induit 25 et tout ou partie des deux enroulements série 26 et 28. Chaque fois que ce cas se produit, un circuit de filtrage pour courant continu 33 est prévu mis en parallèle, au moyen d'un interrupteur 34, sur les parties vou-- lues du circuit moteur. Le filtre à courant continu, quand il est employé, est un filtre accordé, comprenant un condensateur 35 en série avec une self 36 représentée avec un noyau de fer 37 à entrefer.
Ce circuit de filtrage pour courant continu accordé 33 est approximativement accordé sur le deuxiè-
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me harmonique, comme il sera expliqué ultérieurement.
Conformément à l'invention il est généralement nécessaire (quoi- que pas nécessairement toujours, surtout si les autres caractéristiques de l'invention sont soigneusement appliquées dans des conditions favorables) de prévoir un circuit de filtrage pour courant alternatif 40 connecté au secondaire du transformateur, comme il sera décrit ultérieurement. Ce filtre pour courant alternatif 40 est représenté, à titre d'exemple, à la figure 1, connecté aux extrémités S1 et S2 de l'enroulement secondaire 11 du transfor- mateur et de préférence non aux prises 17 de variation de tension servant à alimenter les connexions d'anode 18 et 19. Cette connexion sert à représen- ter, de façon générale, les connexions de shunt du secondaire, comme cela sera expliqué ultérieurement.
Le filtre pour courant alternatif 40 est un filtre non accordé, comprenant un condensateur C et une résistance de déchar- ge R mis en série de préférence, dont les détails seront discutés ultérieu - rement.
La réalisation satisfaisante d'un véhicule à redresseurs confor- me à la présente invention dépend d'un nombre considérable de facteurs qui seront étudiés maintenant.
On portera d'abord son attention sur le facteur interférences téléphoniques, parce que dans l'esprit de la plupart'c'est ce facteur qui a été la pierre d'achoppement empêchant le développement de ce genre d'énergie motrice dans les chemins de fer électriques.
On croit que le problème d'interférence dans un véhicule de che- min de fer à redresseurs n'est pas du tout celui que certains ont supposé.
Pour obtenir des moteurs de traction alimentés par redresseurs qui sont ac- ceptés par tous, il semble indubitable qu'il soit nécessaire de.porter une attention que l'on pourrait croire exagérée à la réduction des interféren- ces téléphoniques à un degré bien supérieur à la nécessité. Une fois que des motrices ou des locomotives à redresseurs auront été expérimentées à la sa- tisfaction de tous, capables d'être réalisées économiquement avec une inter- férence téléphonique par induction phénoménalement réduite, on peut espérer qu'alors un juste milieu sera trouvé, grâce auquel les nombreux autres avanta- ges de la présente invention seront fréquemment prépondérants, dans la réa- lisation, par rapport aux considérations d'interférence inductive.
Pour toute distribution d'harmoniques dans les lignes de courant alternatif (y compris les courants de retour), l'importance des intérféren- ces téléphoniques dépend du degré de couplage des interférences téléphoni- ques qui à son tour dépend en grande partie de la répartition des courants de retour entre le sol et les rails; mais il dépend encore plus de la natu- re des fils et câbles téléphoniques, ainsi que de leur proximité et de la distance sur laquelle ils sont exposés aux câbles de trolley et aux fils d' alimentation.
Le degré d'interférence téléphonique pour un harmonique donné quel- conque, dans une ligne avec un certain degré standardisé de couplage d'inter- férence téléphonique, est égal au produit des ampères de ligne I fois un facteur d'importance T qui représente la gravité du niveau de'bruit à la fré- quence de cet harmonique, en tenant compte de facteurs tels quelle couplage, la sensibilité des appareils et de l'oreille humaine aux diverses fréquences.
Le facteur d'importance des interférences téléphoniques T est tues différent d'une fréquence à l'autre comme l'indique une courbe des importan- ces des interférences téléphoniques dont une approximation a été publiée par Barstow et consorts dans l'AIEE de 1935 page 1312, figure 6. Dans une version plus moderne de la courbe des importances des interférences téléphoniques, qui est parfois utilisée, le facteur d'importance part de l'unité pour des fréquen- ces de 60 cycles ou moins, la condition de couplage d'interférence téléphoni- que étant choisie de façon qu'il en soit ainsi.
Le facteur d'importance devient T = 2,7 à 100 cycles, T = 7,6 à 150 cycles, T = 1.000 à 500 cycles, et monte rapidement à un maximum de T = 12.100 à 1.070 cycles, après quoi le facteur
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d'importance T redescend Liais plus lentement, à -une valeur T 500 à 4.615 cycles, et à des valeurs encore plus faibles pour des fréquences plus éle- vées, avec un ressaut entre T = 3.500 et T = 3.930 et retour à T =3.500 à des fréquences de 1.950, 2.950 et 3.350 cycles respectivement.
La courbe d'importance T retombe toujours pour des fréquences au-dessus de 4.615 cycles, mais habituellement l'amplitude de tels harmoniques est si faible que le pro- duit d'interférence téléphonique IT est tout-à-fait négligeable bien avant que l'on atteint ces fréquences.
La somme totale d'interférences téléphoniques due à toutes les fréquences composantes du courant de ligne, dans les conditions de couplage d'interférence téléphonique standardisées précitées, se mesure par un soi- disant facteur d'interférence téléphonique TIF qui est le rapport entre, d'une part, la racine carrée 'de la somme des carrés des valeurs estimées IT de toutes les composantes sinusoïdales, comprenant aussi bien la fréquence fondamentale que les harmoniques, et, d'autre part, la valeur efficace du courant.
Le calcul de TIF, tel qu'il vient d'être décrit, a été un pro- cédé type dans des estimations comparatives des effets d'interférence télé- phonique de différents systèmes. Il est basé, comme il a été dit, sur un couplage donné type d'interférence téléphonique, couplage qui est donc cons- tant pour toutes les fréquences. Le réel niveau de bruit dû aux interféren- ces téléphoniques a été pris égal au produit de TIF et du courant de ligne, multiplié par un facteur constant représentant le couplage réel d'interfé- rence téléphonique.
Cependant, dans un réseau de chemin de fer électrique, il est ab- solument erroné de supposer que le couplage d'interférence téléphonique est constant à toutes.les fréquences, parce que les différentes composantes si- nusoidales de courant ne se divisent pas d'égale façon entre les rails et le sol, lors du retour du véhicule vers la source. Celà est dû au fait que les rails sont en fer et qu'ils ont donc une self-induction relativement im- portante, l'impédance des rails étant donc plus grande pour les fréquences élevées. Il s'ensuit de toute évidence que la plus grande partie des harmo- niques de fréquence ou de rang élevé retourne par le sol, alors que l'onde fondamentale et les harmoniques de rang inférieur retournent,pour la plus grande partie, par les rails.
Le facteur de couplage d'interférence télépho- nique varie fortement suivant la répartition relative du courant de retour entre sol et rails. Si tout le courant de retour passe par le sol et rien par les rails, le facteur de couplage est environ 76 fois plus élevé que le fac- teur de couplage obtenu quand tout le courant retourne par les rails.
La chose qui rend ou non acceptable n'importe quelle installa- tion de.circuits de distribution est le niveau de bruit dû aux interférences téléphoniques pendant les conditions de fonctionnement donnant le bruit ma- ximum, ce qui signifie pour un véhicule de chemin de fer à redresseurs la période de démarrage ou la période maxima admissible de charge ou de courant de ligne en court-circuit. Ce niveau de bruit pratique est le seul qui comp- te et on ne peut se baser sur aucun calcul théorique de TIF avec hypothèse de facteur de couplage d'interférence téléphonique constant et standardisé.
C' est pourquoi si l'on veut évaluer réellement le niveau de bruit dû aux inter- férences téléphoniques, il faut considérer le bruit produit par chacun des harmoniques, multiplier la valeur du courant harmonique considéré par le fac- teur d'importance T et le facteur de couplage particulier applicable à cet har- monique. Ayant fait ce calcul pour tous les harmoniques dont l'amplitude n'est pas négligeable, on pourra obtenir le facteur de bruit dû aux interférences téléphoniques en prenant le rapport entre, d'une part, la racine carrée de la somme des carrés des divers niveaux de bruits de tous les harmoniques (y com- pris l'harmonique fondamental) et, d'autre part, la valeur efficace du courant.
Dans l'exposé suivant, il sera fait mention, au sens admis ou c@as- sique, du facteur d'interférence téléphonique TIF calculé en admettant que le facteur de couplage est constant à toutes les fréquences. Cette méthode a été adoptée ici parce que ce facteur se calcule relativement facilement et que la
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plupart des données connues ont été calculées sur cette base. Cette méthode d'estimation du mérite relatif de la présente invention au point de vue inter- férence téléphonique est pessimiste donc désavantageuse pour l'invention par- ce que, comme on le verra ci-après, l'invention réalise une très grande ré- duction des harmoniques de rang élevé tout en admettant de grandes amplitu- des pour les harmoniques de rang inférieur.
On constatera donc que le niveau de bruit dû aux harmoniques supérieurs est réduit, ces harmoniques ayant jus- tement les facteurs de couplage les plus élevés. Quand on compare le nouveau dispositif à d'autres systèmes d'électrification des chemins de fer, il faut se rappeler que le niveau de bruit est réduit dans des proportions plus gran- des que ne le ferait supposer une comparaison des valeurs TIF des différents systèmes, parce que la valeur des harmoniques de rang élevé qui ne retournent pas facilement par les rails est tellement réduite.
La valeur efficace maximum du courant (en période d'accélération) pour un petit ensemble moteur-redresseur d'une petite automotrice à unités multiples, ayant une puissance de 460 CV (chevaux vapeurs) sous 11 KV (kilo- volts) de tension de câble, est d'environ 75 ampères. Pour une locomotive de 5. 000 CV et un câble à 24 KV, la valeur efficace maximum du courant de ligne (en période d'accélération) est de l'ordre de 400 ampères. Ceci donne une cer- taine idée de l'ordre de grandeur des courants de ligne par lesquels il faut multiplier le facteur d'interférence téléphonique TIF, pour avoir le niveau de bruit total relatif ou comparatif des divers équipements.
Il est reconnu qu'un type acceptable de moteur série monophasé de chemin de fer (sans redresseurs) a un facteur d'interférence téléphonique TIF de l'ordre de 27 pour le courant maximum d'accélération et de l'ordre de TIF - 7 pour le service continu.
Dans un appareillage à ensemble moteurs-redresseurs la plus gran- de partie de l'interférence téléphonique provient du redressement, plutôt que des lames de collecteur ou d'autres éléments du moteur même. Par conséquent, toutes autres choses-étant égales d'ailleurs, on croit que le facteur d'in- férence téléphonique TIF d'une automotrice à ensemble moteurs-redresseurs est du même ordre de grandeur en période d'accélération et en période nor- male. Sans aucun filtre, un moteur de traction avec redresseur bien étudié et fonctionnant conformément à l'invention, au point de vue de l'amplitude des ondulations du courant continu, de l'angle de recouvrement et de l'angle de retard à l'allumage (comme il sera expliqué ultérieurement), aura un fac- teur d'interférence téléphonique d'environ TIF = 80, ou même beaucoup moins.
Avec un filtre conforme à l'invention, le facteur d'interférence téléphonique TIF peut être rendu aussi voisin de l'unité qu'on le veut, et l'on peut at- teindre facilement et économiquement des valeurs de l'ordre de TIF = 7.
Dans un cas théorique, à une extrémité de l'échelle, si l'on veut obtenir un courant continu pur au moyen d'un redresseur biphasé (à double al- ternance) monophasé, tel que celui représenté à la figure 1, il faudrait une self de valeur infinie dans le circuit à courant continu, un,angle de recouvre- ment nul dans les redresseurs et une self de valeur nulle dans le circuit d' entrée à courant alternatif, et le courant alternatif d'entrée devrait être une onde de forme carrée ou rectangulaire. L'on sait qu'une onde alternative rectangulaire ayant des demi-ondes de forme carrée peut être exprimée mathéma- tiquement en série de Fourier :
EMI8.1
e 4E 2: SL'1 Ili-,;t .. e .......
(1) ( Il v.. .wï , où e = la valeur instantanée de l'onde rectangulaire, E = l'amplitude de l'onde rectangulaire, w = 2 # f = la vitesse angulaire de l'onde fondamentale f = la fréquence fondamentale ou de ligne, t = temps, n = un nombre entier impair entre 1 et l'infini,
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Des essais ont montré que la courbe des valeurs TIF données pour , des valeurs croissantes des ondulations dans le circuit à courant continu, est pratiquement plate entre 25% et 75% d'ondulations, de sorte qu'il est inutile de dépasser un pourcentage de 25 à 30% pour réduire les interférences téléphoniques par diminution des harmoniques dans le réseau alternatif.
Le pourcentage d'ondulation toléré ou accepté par le moteur à courant continu 24 dépend de ce que le moteur est petit ou gros, à faible ou à grande vitesse, et d'autres caractéristiques de construction. Les pe- tits moteurs continus de traction ont d'ordinaire 4 pôles, un induit à en- roulements série, et une carcasse pleine. Les gros moteurs continus de trac- tion ont 6 pôles, un induit à enroulements multiples, et peuvent avoir une carcasse feuilletée. Un induit à enroulements série a autant d'enroulements d'induit, entre lames de collecteur, qu'il y a de paires de pôles, tandis qu'un induit à enroulements multiples n'a qu'un enroulement d'induit entre lames de collecteur.
La composante continue du courant du moteur établit un certain niveau de flux dans le circuit inducteur du moteur, et le pourcenta- ge d'alternatif fait monter et descendre ce flux autour de ce niveau. La va- riation de flux due à cette composante alternative établit un certain nombre de volts de transformateur dans chacun des enroulements d'induit soumis à om- mutation. L'induit à enroulements multiples, avec un seul enroulement entre lames, peut donc maintenir une commutation sans étincelles.avec plus d'al- ternatif dans le flux inducteur que ne le ferait un induit à enroulements série.
Un pourcentage d'alternatif de 30% dans un moteur à courant conti- nu ne fait varier que légèrement le flux dans les conditions de charge maxi- mum, parce que le moteur travaille au-dessus du coude de la courbe de satu- .ration. Pour des courants de moteur plus faibles, à cause de l'exiguïté du courant,des étincelles importantes ne feront que peu de dommage. Les en- nuis rencontrés avec une quantité raisonnablement grande d'alternatif dans le courant continu ne proviennent pas de la commutation mais des pertes dans le fer.
Le moteur de traction continu normal est 'une machine à carcasse pleine, et si le flux inducteur principal varie dans le fer de la culasse, il y aura théoriquement une augmentation de l'échauffement. Quand de tels moteurs de traction ont été expérimentés avec des courants redressés, tels que ceux de la figure 1, on a constaté qu'avec un pourcentage d'alternatif compris entre 20 et 25%, l'échauffement du moteur, en service continu, n'est pas différent de celui obtenu avec du courant continu pur. Si le pourcenta- ge d'alternatif est élevé jusqu'à 75%, il est supposé qu'il faudrait prendre des mesures spéciales de réfrigération avec une culasse pleine. Si la cu- lasse était feuilletée,même pour des valeurs aussi élevées du pourcentage d'alternatif, il n'y aurait pas d'échauffement anormal.
Les variations de flux dues au pourcentage d'alternatif dans le courant de moteur provoquent des variations correspondantes dans le couple moteur, ce qui résulte en une certaine vibration du moteur. La vibration du moteur est à peine renforcée quand le pourcentage d'alternatif passe de 5 à
25%. Quand le pourcentage d'alternatif est encore augmenté, soit de 25 à 75%, l'augmentation de vibration du moteur est nette, ,quoiqu'elle reste probable- ment acceptable même pour 75% d'alternatif, toutes autres choses restant sa- tisfaisantes.
En d'autres mots, le moteur de traction à courant continu ali- menté par redresseurs n'aura pas besoin d'être équipé de transmissions flexi- bles (non représentées), ce qui est toujours le cas pour les moteurs de trac- tion à courant alternatif, même si le courant du moteur continu contient 75% d'alternatif.
En général, conformément à un aspect de la forme ,d'exécution pré- férée de l'invention, on peut dire que la self totale'du circuit à courant continu 23-16 devra être suffisamment faible pour permettre la présence d'au moins 25% d'alternatif pendant les conditions de charge maximum de courte du- rée telles que les périodes d'accélération; on pourra cependant considérer ,
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EMI10.1
Ainsi une onde rectangulaire à 25 cycles de courant de ligne ayant une valeur efficace de courant à fréquence fondamentale d'un ampère, aura une amplitude d'onde rectangulaire de E = 052571 = 1.111 ampère avec un nombre infini de composantes,, dont les suivantes sont données à ti- tre d-*exemple :
Tableau I - Composantes d'une onde alternative rectangulaire
EMI10.2
<tb> Rang <SEP> Fréquence <SEP> Ampères <SEP> Rang <SEP> Fréquence <SEP> Ampères
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> enharmonique <SEP> d'harmonique
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> n <SEP> n
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 1 <SEP> 25 <SEP> 1. <SEP> 25 <SEP> 625 <SEP> 04
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 3 <SEP> 75 <SEP> .
<SEP> 333 <SEP> 27 <SEP> 675 <SEP> .0370
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 5 <SEP> 125 <SEP> .2 <SEP> 29 <SEP> 725 <SEP> .0344
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 7 <SEP> 175 <SEP> .1429 <SEP> 31 <SEP> 775 <SEP> .0323
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 9 <SEP> 225 <SEP> .1111 <SEP> @
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 11 <SEP> 275 <SEP> .0909 <SEP> 41 <SEP> 1025 <SEP> .0244
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 13 <SEP> 325 <SEP> .0769 <SEP> 51 <SEP> 1275 <SEP> .01961
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 15 <SEP> 375 <SEP> .0667 <SEP> @
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 17 <SEP> 425 <SEP> .0588 <SEP> 61 <SEP> 1525 <SEP> .01639
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 19 <SEP> 475 <SEP> .0526 <SEP> 71 <SEP> 1775 <SEP> .01408
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 21 <SEP> 525 <SEP> .0476 <SEP> @
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 23 <SEP> 575 <SEP> .0435 <SEP> 81 <SEP> 2025.01235
<tb>
EMI10.3
Le eteur
d'interférence téléphonique TIF d'une telle onde vau- drait environ 1.111 ou 710.
A l'autre extrémité de l'échelle, c'est-à-dire pour un circuit de charge du redresseur susmentionné à résistance pure, le courant continu de sortie sera formé de demi-sinusoïdes et le courant alternatif d'entrée n'au- ra pas d'harmoniques. L'on sait qu'une sinusoïde redressée a une valeur moy- enne 1 =2 /jy = 0,637 I, 1 étant la valeur de pointe de la sinusoïde, et que cet?e (siusoWe redressée a un nombre infini d'harmoniques pairs égal à -2Io Go où m est un nombre entier pair quelconque entre 2 et l'infini. En définissant le pourcentage d'ondulation comme étant la moitié de la différence entre les valeurs instantanées maxima et minima du courant continu divisée par la moitié de la somme de ces valeurs maxima et minima, pour la présente invention, le pourcentage d'ondulation du courant continu de telle forme sera G-0)/(1+0) = unité = 100%.
Ceci donne un facteur d'inter- férence téléphonique TIF = le cette interférence étant due uniquement à la fréquence fondamentale du courant de ligne alternatif.
Tous les appareillages à ensembles moteurs-redresseurs se situent fatalement entre ces deux extrêmes.
Suivant le principe de l'invention, une des premières conditions à remplir pour obtenir un bon résultat, est de maintenir dans le circuit à courant continu 23-16, un pourcentage d'ondulation maximum admissible pour le moteur continu 24, ou si, dans certains cas extrêmes, le moteur ne peut supporter le pourcentage d'ondulation nécessaire à maintenir les harmoniques du courant alternatif d'alimentation à un niveau suffisamment bas pour que les interférences téléphoniques soient bien amorties, il faut alors mainte- nir le pourcentage d'ondulation du courant continu suffisamment haut pour sa- tisfaire les conditions d'interférences téléphoniques au point de vue des harmoniques des circuits d'alimentation à courant alternatif 1 et 4,
et l'al- ternatif exagéré pour le moteur continu 24 sera dérivé par un filtre à cou- rant cpntinu, comme indiqué en 33 à la figure 1.
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dans certains cas qu'un pourcentage de 20% ou même le pourcentage habituel de 15% est le minimum désirable qui peut être parfois toléré dans le circuit à courant continu 23-16 dans les conditions de charge maxima de'courte durée.
Si le deuxième harmonique de la fréquence du circuit d'entrée con- tourne l'enroulement moteur, comme dans le cas d'emploi du filtre pour cou- rant continu 33, le circuit moteur n'est parcouru que par les harmoniques pairs supérieurs, ceux-ci étant négligeables pour deux raisons : primo , par- ce que les amplitudes des harmoniques sont inversément proportionnelles à leur rang, .de sorte que, par exemple, le quatrième harmonique ne vaut que la moitié du deuxième, et ainsi de suite; et secondo l'impédance du cir- cuit à courant continu, y compris la self de choc éventuelle pour courant continu, augmente directement proportionnellement au rang de l'harmonique, de sorte que cette impédance est deux fois plus grande pour le quatrième har- monique (par exemple) que pour le deuxième harmonique, et ainsi de suite.
Les harmoniques pairs supérieurs disparaissent rapidement et ne donnent d'ordi- naire pas assez d'ondulations dans le courant continu du moteur pour être d' une importance quelconque dans une automotrice à redresseurs.
L'angle de recouvrement, ou de commutation, des redresseurs 21 et
22 a un effet extraordinairement important sur le degré.d'interférence télé- phonique causé par les circuits d'alimentation à courant alternatif des mo- teurs de traction avec redresseurs d'un véhicule de chemin de fer.
L'angle de recouvrement d'un redresseur biphasé, tel que celui re- présenté à la figure 1, est une fonction du facteur de commutation qui est égal à l'amplitude du courant continu commuté ou transféré d'un circuit re- dresseur à l'autre,multipliée par la self équivalente L du circuit secon- daire du transformateur et de l'entièreté du circuit d'alimentation derrière le transformateur, vus des bornes du secondaire, ce produit étant divisé par la tension secondaire. L'angle de recouvrement augmente quand la self effec- tive L du transformateur croît.
Si l'angle de recouvrement, ou de commutation, augmente, les harmoniques de courant alternatif du courant de ligne commencent à diminuer, d'abord rapidement, puis quand l'angle de recouvrement atteint 40 , ou entre
35 et 45 , les pentes des courbes d'harmonique s'étalent, de sorte que des augmentations supplémentaires de l'angle de recouvrement n'amènent que peu de gain, dans le sens de la réduction des harmoniques, ne justifiant pas les dépenses d'un enroulement primaire ou self de transformateur approprié, ou les désavantages d'une moins bonne régulation, d'un facteur de puissance et d'un rendement moindres.
On utilise de préférence un angle de recouvrement de 40 , ou compris entre 35 et 45 , pendant les périodes d'accélération du véhicule ou dans les conditions de charge ou de courant de ligne maximum de courte durée, conditions qui sont les plus sévères au point de vue des in- terférences téléphoniques. Dans les conditions de charge ou de courant de ligne normales en service continu, pendant lesquelles le courant moteur et le courant de ligne valent tous deux environ 50% du courant maximum corres- pondant aux conditions d'accélération, la diminution du courant de ligne ra- mène l'angle de recouvrement à environ 25 à 30 . Dans les dispositifs à re- dresseurs antérieurs à l'invention, l'angle de recouvrement maximum atteig- nait de 20 à 25 .
Il est préférable que l'angle de 20 à 25 soit l'angle minimum de recouvrement en cas de courant maximum.
En général, conformément à un aspect de l'invention, il est pré- férable de prévoir dans le circuit primaire 5-4-2-1-9-13 une self suffisan- te pour que les périodes conductrices des redresseurs successivement en ser- vice se chevauchent d'au moins 20 pendant chaque demi- période, dans les conditions de charge ou de courant de ligne maxima de courte durée, telles que les périodes d'accélération.
Cet angle de recouvrement supérieur à la normale fait augmenter les harmoniques dans le courant continu, mais, comme il a été dit, le mo- teur 24 est capable de supporter cette augmentation d'harmoniques de cou- rant continu, et, dans les cas relativement rares où il n'en serait pas ain-
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si, un filtre de courant continu 33 déviera les harmoniques deux qui sont de loin les plus importants dans le circuit à courant continu.
Pour donner une idée de l'influence de l'angle de chevauchement sur la tension continue,on peut noter qu'un angle de commutation de 25 à 31 , sans retard à l'allumage, produit une régulation de 6% à 8%.
On a remarqué qu'une augmentation de l'angle de recouvrement en'- traîne une augmentation de la chute de tension ou de la,régulation de la tension continue, et une diminution du facteur de puissance du courant alter- natif provenant de la ligne. L'application du filtre 40 au secondaire, avec son nombre important de kVA en avance, permet des angles de recouvrement plus grands que d'ordinaire, au point de vue du facteur de puissance.
Ces mê- mes kVA déphasés en avant, amenés à travers la réactance du réseau d'alimen- tation (y compris le transformateur), augmentent la tension.alternative et, .par conséquent, la tension continue, ce qui permet l'emploi d'une réactance pour courant alternatif plus élevée et par conséquent d'un angle de'recou- vrement plus grand, qu'il ne serait possible du point de vue de la régulation.
Il est intéressant d'avoir un certain amortissement ou une certaine régula- tion de la courbe de tension continue de manière ane pas avoir un nombre exagéré de plots de réglage de vitesse ou d'accélération, quoique d'autre part une régulation exagérée puisse être nuisible parce qu'elle demande un trop grand nombre de spires au secondaire du transformateur, et une'tension secondaire trop élevée à faible charge.de manière'à maintenir la tension dé- sirée pendant la période d'accélération.
L'emploi d'un angle de recouvrement anormalement grand exige l'en- ploi d'une self de transformateur et de circuit d'alimentation combinés re- portée au secondaire L anormalement grande aussi, c'est-à-dire la self L vue du secondaire du transformateur. Ceci signifie qu'il faut 'utiliser une gran- de self primaire 13 en série dans le circuit d'alimentation ou, ce qui est d'ordinaire plus économique, réaliser dans, le'transformateur... 10 .un.flux de fuite important, de sorte que la self primaire 13 peut être omise ou court- circuitée par la fermeture d'un interrupteur 14.
La self primaire pourrait être augmentée, 1 en ouvrant l'interrup- teur 14, dans les conditions de courant de-ligne normales.qui. sont moins sé- vères que les conditions de démarrage, de manière à empêcher que l'angle de commutation ou de recouvrement ne diminue quand le courant de 'ligne dimi- nue.
Quand l'angle de commutation diminue, le facteur d'interférence.télépho- nique TIF augmente, mais l'interférence téléphonique'totale.est le produit de TIF et du courant de ligne, de sorte qu'en général'toute augmentation de TIF en conséquence de la diminution du courant de ligne ne fait pas monter le niveau de bruit des interférences téléphoniques.. ;
L'effet du filtre alternatif connecté 'dans-le.''secondaire 40, avec toutes ses ramifications, est assez difficile à saisir, ..même du point de vue qualificatif seulement; et il est pratiquement impossible''de le calcu- ler à l'avance, sur une base mathématique exacte, sans faire usage'de constan- tes empiriques.
La figare 2 représente un circuit équivalent'.approximatif du secondaire du transformateur, du redresseur et du circuit à courant continu de la figure l, avec les mêmes références. Une dés difficultés consiste dans la détermination de la valeur exacte de la self.secondaire réelle à appli- quer aux deux demi secondaires ou à l'enroulement secondaire entier 11, et la valeur exacte de l'inductance mutuelle entre les.deux demi secondaires.
A la figure 2, la circulation du courant correspond à un moment où le redresseur supérieur 22 véhicule un courant I, l'autre redresseur 21 ne laissant passer aucun courant. Ce courant 1 part de l'extrémité 19 du transformateur, passe dans le redresseur 22,- par la borné ..continue positive 23, la self 30 pour courant continu et le moteur à courant continu 24 pour aboutir à la borne continue négative 16 qui est en même temps la prise mé- diane de l'enroulement secondaire de transformateur 11. En'.se point, le cou- rant se subdivise.
Une partie principale I' du courantpasse par le demi se- condaire supérieur, de la prise médiane 16 à l'extrémité/supérieure 19 par-
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ce que la polarité de la tension secondaire de fréquence de ligne est telle que la borne supérieure 19 est positive par rapport à la prise médiane 16 et celle-ci est positive par rapport à la borne inférieure 18. Cependant il y a probablement une petite composante de courant, dans un sens ou dans 1' autre, circulant dans le circuit, 'de la prise médiane 16 par le demi secon- daire inférieur à la borne inférieure 18, et par le circuit filtre 40 de re- tour à la borne supérieure 19, comme indiqué par la flèche I" à la figure 2.
Les constantes de ce circuit varient pour chaque fréquence d'har- monique ou d'ondulation du courant principal I, de sorte qu'en réalité il faudrait élaborer un circuit équivalent séparé pour chaque harmonique,dans lequel le redresseur conduisant le courant 22 est remplacé par une impé- dance équivalente et.le redresseur non conducteur 21 est omis. Il y a deux tensions de transformateur produites dans le demi secondaire inférieur en- tre les points 16 et 18, pour chaque fréquence harmonique.
Une de ces ten- sions de tranformateur est une tension d'harmonique impair, induite dans le transformateur par le courant correspondant de même harmonique impair, et ayant la même polarité dans l'enroulement secondaire 11 entier, de sorte que, si la polarité de la borne supérieure 19 du demi-secondaire supérieur est positive, pour cette tension d'harmonique impair induite dans le transfor- mateur, à un moment quelconque, la polarité de la prise médiane 16 qui est la borne supérieure du demi secondaire inférieur est aussi positive pour ce demi secondaire, au même instant.
Il y a en plus une tension d'équili- brage des enroulements produite par l'inductance mutuelle entre les deux moitiés du secondaire de transformateur 11 et qui tend à répartir le cou- rant I qui entre par la prise médiane 16 en parties égales dans des direc- tions opposées, vers le haut dans la moitié supérieure et vers le bas dans la moitié inférieure.
Si on peut l'estimer, la self réelle du demi secondaire inférieur , doit être ajoutée à l'impédance, dans le circuit filtre, du condensateur C et à la résistance R, afin de déterminer le sens, la phase et l'amplitude du courant I" du demi-secondaire inférieur, alors que la phase et l'ampli- tude du courant principal subdivisé I' dans le demi secondaire supérieur dépend uniquement de la self réelle de ce demi secondaire (si on peut l'es- timer) et de la résultante des tensions induites dans le transformateur.
L'explication ci-dessus est basée sur la supposition que les harmoniques sont impairs, c'est-à-dire les harmoniques présents dans le circuit primaire du transformateur. Dans le circuit à courant continu, au contraire, les harmoniques présents sous la forme d'ondulations dans le courant réel I sont des harmoniques pairs. Ceux-ci sont obtenus lors du redressement,comme il sera dit ultérieurement, mais ce redressement se fait pendant chaque demi période de l'onde fondamentale du circuit pri- maire d'alimentation.
De plus, l'influence du condensateur de filtrage C ne peut pas être évaluée convenablement, dans un circuit équivalent à courant alternatif quelconque, parce que le condensateur de filtrage C est court- circuité et se décharge complètement à chaque commutation, c'est-à-dire deux fois dans chaque cycle de fréquence de réseau, comme il sera exposé maintenant,
Pendant la, période de commutation, quand les deux redresseurs 21 et 22 conduisent le courant (voir figures 1 et 2), la tension secondai- re totale entre les bornes 18 et 19 est pratiquement nulle, puisqu'elle est la somme des chutes de tension dans les deux redresseurs, fonctions des cou- rants dans les redresseurs respectifs.
Cela signifie que le condensateur de filtrage C est pratiquement mis en court-circuit pendant cette période de commutation, et qu'il se décharge complètement.. le circuit de décharge étant composé du fil d'anode 18, redresseur 21, circuit cathodique commun 23, redresseur 22, fil d'anode 19, et la résistance de décharge R, avec re- tour au condensateur C. La self L de ce circuit de décharge est très fai- ble, en pratique rien que l'inductance des fils. Dans un cas particulier, la self du circuit de décharge a été évaluée à LD= 0,00006 henry.
Si la résistance de décharge R est inférieure à la résistance critique du circuit de décharge contenant le condensateur C et la self LD' la décharge du con-
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densateur, à chaque commutation, sera oscillante, à une fréquence élevée dé- pendant du produit CLD' Si la résistance de décharge R est égale ou supé- rieure à la valeur critique, la décharge du condensateur ne sera pas oscil- lante.
Un circuit un peu plus facile à analyser que celui de la figure 2, serait un circuit à pont redresseur,comme représenté à la figure 5, où l'enroulement secondaire de transformateur 11' a pratiquement le même nombre de spires que la moitié de l'enroulement de transformateur des figures 1 et 2. Dans la figure 5, les deux redresseurs précités 21 et 22 sont remplacés par quatre redresseurs en pont 22', 21', 22" et 2111 recevant la tension se- condaire des bornes 19' et 18' et délivrant de la tension continue aux bornes 23' et 16', de manière à alimenter le moteur 24 avec du courant redressé.
Dans la figure 5, à un moment où la borne supérieure 19' est positive, le courant vient de cette borne 19' dans le redresseur 22' et le circuit à cou- rant continu 23-16', puis à travers le redresseur 2211 pour aboutir à l'autre borne 18' du secondaire.
On considère habituellement, qu'au point de vue redressement,le circuit redresseur en pont de la figure 5 équivaut au circuit redresseur à demi onde de la figure 2, mais cette équivalence des deux circuits a été admise sans s'occuper de l'effet du circuit de filtrage 40 ajouté. Une dif- férence pratique entre les deux circuits réside en ce que le circuit en pont de la figure 5 supprime une moitié du secondaire du transformateur né- cessaire dans les figures 1 et 2, mais cette économie de transformateur exi- ge l'emploi d'un nombre double de redresseurs, avec des pertes doubles dans les redresseurs, et en pratique les redresseurs sont plus coûteux que des spires de transformateurs, de sorte que les redresseurs à double alternan- ce des figures 1 et 2 sont beaucoup plus économiques.
Si on néglige l'effet d'angle de recouvrement, qui décharge le condensateur de filtrage C deux fois par cycle de fréquence réseau, on peut calculer l'influence du filtre à courant alternatif 40 dans le circuit en pente de la figure 5.
Une première raison d'étudier le redresseur en pont est qu'il est plus facile à analyser au point de v-ue des harmoniques. On suppose d'abord que le courant dans le secondaire de transformateur contient un courant I d'une certaine amplitude correspondant à un harmonique particulier. En- x suite, sans filtre au secondaire, et en supposant que le courant magnétisant du transformateur est négligeable, l'amplitude de la tension de transforma- teur (base de tension secondaire) produite par l'harmonique secondaire I est simplement la chute de tension dans la self équivalente L du trans- x formateur et du circuit primaire d'alimentation combinés, vue du secondaire, ou
EMI14.1
l:t. = Î.- ...............
(2. )
Si on ajoute le condensateur de filtrage C au secondaire avec sa résistance série d'amortissement R, comme indiqué à la figure 5, la tension nécessaire à maintenir le même courant d'harmonique Ix dans le circuit d'en- trée du redresseur en pont sera :
EMI14.2
ET f1 = ######## = ##### * ..... 0 0 ..
(3) .V 1 R+jwL-j/wC jwL R-j/wC
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Avec le filtre en service, l'amplitude de la tension du transfor- mateur sera
EMI15.1
L'effet de l'addition du filtre (en admettant toujours que le courant d'harmonique Ix dans le circuit d'entrée est fixé par le circuit de sortie à courant continu du pont) est donc de multiplier la tension de transformateur primitive EL par un facteur K dont la valeur est :
EMI15.2
Si w est la vitesse angulaire 2# f de la fréquence de réso- nance parallèle fo' on peut remplacer C par :
C = 1/w. 2L ....................
(6) ce qui donne :
EMI15.3
Si on admet que le circuit de décharge a une self LD de 0,00006 henry et que la résistance de décharge R est égale à la valeur critique, alors ;
EMI15.4
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EMI16.1
La valeur du facteur de multiplication à la résonance vaut, tiré des équations K (5) -J et If ('ï : - 1/" 0 cf R Il o r; (10) R2 R2 diminuant avec une augmentation de la résistance de décharge R.
Si on admet que la self du circuit de décharge est LD = 0,00006 henry, et que la résistance de décharge est égale à la valeur critique, com- me indiquera l'équation (8), la valeur à la résonance du facteur de multi- plication devient :
EMI16.2
=./###### = 0,00C2± + L (11) 4 0,00024 expression indépendante de la fréquence de résonance f et augmentant avec une augmentation de la self dé circuit d'alimentation et de transformateur équivalente L, vue du secondaire,mais diminuant avec une augmentation de la self extrêmement réduite LD du circuit de décharge.
Dans les graphiques de la figure 6, les valeurs calculées du fac- teur de multiplication K sont portées en fonction de la fréquence, suivant l'équation (9), en admettant donc, avec l'équation (9), une valeur critique pour la résistance de décharge R, et trois transformateurs différents ayant des selfs équivalentes secondaires (y compris l'alimentation) comme suit :
L1 = 0,004, L2 = 0,005, L3 = 0,006 (12) On obtient ainsi les trois équations suivantes :
EMI16.3
4w 0.,24 o Kl2 ¯ w 2 0,24 + 4wo 2 W 2 ¯ 1 ) 2 2 w w Oe24 + 5wo2 "22 ,2± w 2 2 (13) 0,24 .
(iL - 2 w2 '6& 6w z 0.24 + W?2 2 6wo 1 ) 0,2± + o ( ± i'\2 w
On a pris dans chaque cas trois fréquences de résonance parallèle différentes : f1 = 100, f2 = 200, f3 = 400 (14)
A la figure 6, les trois courbes pour une fréquence de résonance
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de 100 cycles sont représentées en 414'415 et 416 respectivement, les indi- ces indiquant la valeur choisie en millihenrys pour la self équivalente se- condaire L. Comme on pouvait l'attendre de l'équation (11), la valeur maxi- mum du facteur de multiplication K, qui se présente à la fréquence de réso- nance, augmente avec la self secondaire équivalente L.
Les courbes correspon- dantes pour les fréquences de résonance de 200 et 400 cycles/sec. respecti- vement, sont représentées en 424' 425' 426 et 444' 445'446 respectivement.
Comme on peut aussi le constater à l'étude de l'équation (11), quand la self L est maintenue constante et que l'on modifie la fréquence de résonance en faisant varier le condensateur de filtrage C, tout en maintenant la résis- tance de décharge R inchangée à la valeur critique, la valeur maximum du fac- teur de multiplication K reste inchangée, comme on le verra en comparant les courbes 414'424 et 44'4 La figure 6 comprend aussi deux autres courbes 45 et 45 montrant l'effet calculé de résistances de décharge R de valeurs différentes, en pre- nant, dans ces cas, un condensateur de décharge C ayant une capacité de 0,00012 farad avec un transformateur, comme à la figure 1, ayant une tension à vide de 2.344 au primaire 9 et 1330 au secondaire total 11, avec un ré- seau à 25 c/s.
La réactance à 25 cycles du circuit primaire comprenant le transformateur 10, les lignes d'amenée de courant alternatif 1 et 4, et la source 5 est de 5,59 ohms, vue au primaire. La réactance alternative au se- condaire est de (1330/234)2 x 5,59 = 1,800 ohm à 25 cycles. Le rang d'harmonique auquel le 2344 condensateur de filtrage C est accordé est
EMI17.1
1 0,006 = 5,go29 et la fréquence de résonance parallèle est Vr78 x-05006-IT fo = 5,429 x 25 = 135,7 cycles.
La self équivalente au circuit secondaire du transformateur, pour les courbes 452 et 45c' est
EMI17.2
L = 1.800 = 0013457 henry (15) 5 atr
A la figure 6, la courbe 452 est calculée pour une résistance de décharge R de 2,084 ohms. En prenant l'équation (5), le facteur de multipli- cation pour les divers harmoniques, à la suite de l'ajoute du condensateur de filtrage C = 0,00012 et de la résistance de décharge R = 2,084, vaut :
EMI17.3
43 - 1759000 if = (16) 4.34 + (O,07199f ¯ 1326.3 f 2 (16) la courbe 452 représente cette équation
La valeur critique de la résistance de décharge, si la valeur sup- posée de-la self de décharge Led = 0,00006 est correcte, aurait été :
EMI17.4
R = 0 0 - = 1,414 ohm.
(17) 0,00012 et avec cette valeur critique de la résistance de décharge, le facteur de multiplication aurait été
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EMI18.1
2 + l75900q i - Kc =, ################# (18) 2 + (o,a199 ¯ 132643) 2
La courbe 45c représente cette équation.
On peut conclure des courbes 452 et 45 de la figure 6, que l'emploi de résistances de décharge R de valeurs'différentes, comme on pouvait le prévoir avec l'équation (10), rend, à la résonance, le facteur de multipli- cation K plus petit au fur et à mesure de l'augmentation de la résistance de décharge R.
On remarquera que les premières courbes 41, 42 et 44, avec leurs différents indices ont été réalisées au moyen d'équations appliquées à un circuit de redressement en pont, comme à la figure 5, tandis que ces mêmes formules ont été appliquées à un circuit redresseur à double alternance tel que celui représenté à la figure 1 ou la figure 2, les courbes 452 et 45c correspondant au type de redresseur représenté à la figure 1.
En appliquant ainsi les formules, l'effet du court-circuitage du condensateur de filtrage C pendant les commutations a été négligé, comme il a été dit déjà; on a igno- ré aussi les problèmes presque toujours insolubles relatifs à la division partiellement non-inductive des harmoniques du courant continu dans les deux moitiés de l'enroulement secondaire 11 de la figure 2, ainsi que le pro- blème presque insurmontable de la conversion des harmoniques pairs redressés du circuit à courant continu en harmoniques impairs équivalents des lignes de réseau 1 et 4, en négligeant toute préoccupation des longueurs relatives des périodes de transfert d'énergie et les périodes de commutation des re- dresseurs. De même, le condensateur G et la self secondaire L ont été calcu- lés sur la base des mêmes volts secondaires, ce qui est évidemment un cas particulier.
Afin d'indiquer avec quelle précision les formules s'appliquent aux circuits représentés aux figures 1 et 2, on a ajouté, dans la figure 6, à la courbe 452 une information sur les valeurs réelles du facteur de mul- tiplication K obtenues pour divers harmoniques impairs du courant de ligne, ces valeurs réelles étant indiquées par de petits cercles. On voit que le redresseur à double alternance avec un secondaire à prise médiane du type indiqué à la figure 1 s'écarte à deux points de vue des formules théoriques convenant au redresseur en pont de la figure 5.
Apparemment le court-circui- tage périodique, pendant les périodes de commutation de la figurel, fait que le circuit fonctionne, particulièrement au voisinage de la fréquence de résonance et à des fréquences plus basses, comme si le condensateur était lé- gèrement plus petit qu'en réalité, cet effet étant indiqué par le glissement apparent de la fréquence de résonance vers une valeur un peu plus élevée que celle calculée.
L'autre raison pour laquelle les valeurs pratiques obtenues pour la figure 1 s'écartent des valeurs calculées au moyen des formules, comme l'indique la courbe 52 de la figure 6, est que la pointe de la courbe de résonance est apparemment réduite par rapport à la valeur donnée par la courbe calculée 452 de la figure 6. On croit que cet effet est dû aux changements dans la division du courant discutée en rapport avec la figure 2 et aux cou- rants divisés I' et I" qui circulent dans des directions apparemment opposées dans les deux moitiés du secondaire du transformateur.
Aux fréquences éle- vées, la chute de tension aux bornes du condensateur de filtrage C prend des valeurs très réduites, de sorte que les deux extrémités du secondaire 18 et 19 de la figure 2 sont pratiquement court-circuitées par le condensateur de filtrage C, pour les harmoniques de rang élevé. Cet effet de court-circuit aux.harmoniques ou aux fréquences supérieures ne serait pas obtenu si le cir- cuit de filtrage 40 était accordé, c'est-à-dire si le circuit comportait en série avec le condensateur C et la résistance R une self non négligeable.
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A des fréquences plus bassesla chute de tension aux bornes du condensateur G, en série avec la self équivalente d'un demi-secondaire de transformateur, a une valeur finie, qui varie en amplitude et en signe (ou en phase) avec les diverses fréquences basses. Il est pratiquement impossible de calculer ces effets avec une certaine précision. Heureusement, ces effets' sont favorables pour les circuits des figures 1 et 2, en réduisant apparem- ment la pointe qui représente la valeur maximum du facteur de multiplication K par lequel il faut multiplier les harmoniques de rang inférieur,par l'ad- dition du circuit de filtrage pour courant alternatif 40 de la figure 1.
On aura une meilleure idée du fonctionnement de l'invention en étudiant les reproductions d'oscillogrammes des figures 3, 4, 7 et 8.
Les figures 3 et 4 montrent les résultats obtenus, d'abord sans le filtre pour courant alternatif 40 de la figure 1, (voir figure 3), et ensuite avec le filtre (voir figure 4). L'appareil utilisé pour établir ces oscillogrammes était le même qui avait servi pour l'établissement de la cour- be 452 de la figure 6, sauf que la résistance de décharge R avait une valeur de 1,063 ohm au lieu de la valeur de 2,084 ohms correspondant à la courbe 45 . La valeur R = 1,063 est donc inférieure à la valeur critique de la résistance de décharge qui était de R = 1,414 ohm suivant l'équation (17), et la décharge du condensateur sera donc oscillante pendant la période de commutation, ce qui correspond à la réalité, comme l'indique la figure 4 et comme on l'expliquera ci-après.
Les figures 3 et 4 donnent chacune 4 traces simultanées, montrant diverses positions de phase du courant de ligne (ou le courant dans le cir- cuit primaire 12); le courant dans le filtre à courant alternatif (ou dans le circuit de filtrage 40); la tension secondaire (aux bornes 18 et 19) et finalement les courants anodiques combinés (ou les courants dans les deux fils d'anode 18 et 19). La période de recouvrement ou angle de commutation est marquée par les valeurs nulles de la tension secondaire, une telle pé- riode s'étendant de a à b dans chacune des figures 3 et 4. On remarquera que le courant de filtre'est nul dans la figure 3 parce que le filtre est hors circuit ou déconnecté .
A la figure 4 on remarquera que le courant de décharge du condensateur de filtrage, au début de chaque période de commu- tation ab, est osçillant, comme l'indiquent les changements de polarité ou de sens du courant de filtre avant d'atteindre zéro dans la période de com- mutation. La période de décharge du condensateur de filtrage s'étend de a à c, à la'figure 4. On verra que le filtre est inactif pendant le reste de la période de commutation, c'est-à-dire de .± à b, et le filtre redevient actif ensuite pendant les périodes de transfert d'énergie des redresseurs respec- tifs, comme de b à d à la figure 4.
L'effet du filtre à courant alternatif augmentant ou amplifiant les harmoniques de rang inférieur, aussi bien dans le courant alternatif de ligne que dans le courant continu (qui est un redressement du courant ano- dique) est pleinement indiqué aux figures 3 et 4. En fait, la forme du cou- rant de ligne, à la figure 4, avec le filtre en service, se présente à 1' oeil beaucoup moins bonne que la forme du courant de ligne sans filtre, à la figure 3.
Il en est ainsi parce que les harmoniques impairs de rang in- férieur, très visibles, sont pires à la figure 4 qu'à la figure 3, mais les harmoniques de rang élevé qui ne peuvent être bien évalués que par une ana- lyse méticuleuse tombent rapidement, à la figure 4, quand le rang d'harmo- nique s'élève, de sorte qu'à partir du 39m3 rang, ce qui correspond à du 795 cycles pour un réseau à 25 cycles, ces harmoniques disparaissent.
G'est en cela que réside l'efficacité du circuit de filtre pour courant alternatif 40, notamment qu'il supprime vigoureusement et puissam- ment les harmoniques du courant de ligne alternatif à partir d'une fréquence qui ne dépasse pas de beaucoup la fréquence de résonance du filtre. Ceci est très intéressant du point de vue des interférences téléphoniques, à cause de la vitesse extrêmement grande à laquelle la valeur du facteur d'importance T des interférences augmente avec la fréquence, particulièrement dans la gam-
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me de fréquences partant de, par exemple, 200 cycles, où T = 16, jusqu'à .
1.070 cycles, où T = 12.100.
L'effet de la mise hors ou en service du circuit de filtre pour courant continu 33 est représenté aux figures 7 et 8, qui donnent des par- ties d'oscillogrammes montrant les phases relatives du courant continu de filtre (dans le circuit 33), et du courant moteur Idc (dans le circuit 25 - 28 - 27 Dans la figure 7, le filtre de courant continu était supprimé, de sorte que le courant de filtre était nul, et on remarquera que le pour- cent d'alternatif dans le courant moteur était de 29%. Dans la figure 8, le filtre de courant continu était inséré, en parallèle sur le moteur, et on verra que le filtre véhicule un courant pratiquement sinusoïdal de fréquen- ce double, le pourcentage d'alternatif dans le courant moteur étant réduit à 9%.
Cette réduction est obtenue, parce que l'harmonique deux est de loin le plus important de tous les harmoniques du circuit à courant continu 23- 16, et que, lorsque cet harmonique est éliminé, le pourcentage d'alterna- tif est toujours fortement réduit, comme il a été dit précédemment. La pé- riode de commutation a été indiquée aux figures 7 et 8 par les lignes ver- ticales a et b, comme aux figures 3 et 4.
On remarquera que le pourcentage d'alternatif dans la figure 7, sans l'emploi du filtre pour courant continu, restait bien dans les limites normalement acceptables, qui ont été fixées approximativement entre 25 et 30%. Certains moteurs peuvent supporter un pourcentage d'alternatif de 40% ou même jusque près de 75%, sans dommages exagérés, alors que, dans d'autres cas, où le calcul du moteur est plus critique, de l'une ou l'autre façon, on peut exiger un pourcentage d'alternatif inférieur à 25%, comme il a été indiqué.
Comme l'indiquent la figure 1 et la comparaison des figures 7 et 8, le filtre accordé pour courant continu 33 est un moyen simple pour réduire à n'importe quel niveau qui pourrait être exigé par le type particulier du moteur à courant continu 24 utilisé le pourcentage d'alternatif du courant continu,tout en permettant simultanément que le pourcentage d'alternatif gé- néral du circuit à courant continu 23-16 soit aussi élevé que le nécessite le point de vue de l'obtention d'un facteur d'interférence téléphonique in- ductive TIF acceptable.
Il semble nécessaire, ou tout au moins extrêmement intéressant, que le filtre pour courant continu 33 soit un filtre accordé, comprenant une self 36 et un condensateur 35 à l'opposé du filtre à courant alternatif 40 non accordé comprenant un condensateur C mais pratiquement aucune self.
On a essayé un filtre pour courant continu non accordé, comprenant simple- ment un condensateur 35 sans self 36, conformément aux anciens procédés de shuntage du circuit de sortie du redresseur au moyen d'un condensateur de filtrage servant à amortir les ondulations du courant continu, et l'on a constaté invariablement des difficultés quand le circuit de charge du redres- seur était constitué par un circuit moteur très inductif, comme dans le cas présent, parce qu'un condensateur de filtrage 35 utilisé seul, c'est-à-dire non accordé, sans self notable en série, résonnera invariablement ou fré- quemment en résonance parallèle avec l'inductance parallèle du moteur sur une certaine fréquence harmonique, ce qui a des résultats indésirables.
Dans l'exécution normale de l'invention, on donne au circuit d'a- limentation de courant alternatif une certaine self, obtenue généralement le plus économiquement en la réalisant dans le transformateur 10, ce qui don- nera un angle de recouvrement ou de commutation plus grand que normal aux re- dresseurs,comme il a été susmentionné, tandis que le circuit à courant conti- nu 23-16 aura habituellement une self inférieure à la normale (comprenant la self du moteur même, plus la self d'un inducteur quelconque 30 ajouté en sé- rie).
En général, il est économique de faire marcher le moteur avec un grand pourcentage d'alternatif, aussi élevé que le moteur le supportera sans dom- mages exagérés, et dans certains cas, si le moteur est plutôt anormalement sensible aux ondulations, il peut être nécessaire, du point de vue des inter- férences téléphoniques, de donner au circuit continu complet 23-16 plus d' alternatif que le moteur n'en supporte, quitte à éliminer les ondulations en
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excès du circuit moteur au moyen d'un filtre de deuxième harmonique pour courant continu 33.
Avec les caractéristiques susmentionnées, notamment une self pri- maire importante (ou un grand angle de chevauchement) et une self faible. cô- té continu (ou un pourcentage d'alternatif élevé), on croit que le facteur d'interférence téléphonique TIF sera fréquemment dans des limites acceptables, mais chaque fois qu'il n'en est pas ainsi, le filtre de courant alternatif 40 est là pour réduire économiquement à n'importe quelle valeur désirée, le facteur d'interférence téléphonique TIF.
L'importance et les avantages du filtre pour courant alternatif 40 connecté entre anodes ou aux bornes du secondaire sont cependant telle- ment grands, que l'on croit qu'il sera habituellement avantageux de l'utili- ser, même s'il n'est pas nécessaire du point de vue de la réduction des in- terférences téléphoniques. On croit que l'emploi de ce filtre est une par- tie importante de l'invention, même sans s'attacher aux limites préférables de l'angle de commutation et du pourcentage d'alternatif et même sans s'oc- cuper des exigences posées par les interférences téléphoniques.
Certains des avantages du filtre à courant alternatif 40 peuvent être décrits de'la manière suivante :
Le filtre 40 connecté entre anodes ou aux bornes du'secondaire re- tarde la montée de la tension anodique au début de chaque période conductri- ce, quand le condensateur de filtrage se charge, comme indiqué en 46 à la fi- gure 4, ce qui permet un temps de désionisation plus long et diminue lés re- tours d'arc à un degré pratiquement inconnu jusqu'ici dans la technique du redressement.
On a constaté que le filtre pour courant alternatif requis 40 pour la réduction des harmoniques de courant alternatif est tellement plus effica- ce quand il est inséré au secondaire plutôt qu'au primaire du transformateur, (particulièrement quand on utilise une self primaire élevée réalisée dans le transformateur même), qu'un condensateur de filtrage au secondaire six fois plus petit qu'un condensateur de filtrage au primaire fera le même travail.
Il y a à cela plusieurs motifs.
En premier lieu, les harmoniques du courant de ligne sont dus aux différences d'ondulation redressées résultant de la diminution du pourcent d'alternatif dans le courant continu par rapport au pourcent d'alternatif théorique contenu dans une onde sinusoïdale redressée; c'est-à-dire la dif- férence redressée par rapport au pourcent d'alternatif théorique du courant continu de charge, plus tout harmonique de courant alternatif d'entrée pro- voqué par ou produit durant la période de commutation.
Ces ondulations-dif- férences du circuit à courant continu sont redressées par les deux redres- seurs de telle manière qu'un changement de polarité des ondulations-différen- ces se produit, non pas à chaque demi-période de chaque fréquence compo- sante des ondulations, mais à chaque demi-période de l'onde fondamentale ou pendant les périodes conductrices respectives des deux redresseurs. Les har- moniques du courant alternatif secondaire dans les fils de sortie 18 et 19 du transformateur résultent d'une décomposition en série de Fourier de ces ondulations-différences redressées.
S'il y a, en shunt sur le secondaire du transformateur, un cir- cuit filtre 40 à basse impédance pour ces ondulations-différences redres- sées, la seule tension harmonique formée dans le transformateur est la chu- te de tension due au passage des ondulations-différences redressées dans la faible impédance du filtre 40. Ce circuit a une impédance beaucoup plus faible que n'importe quel filtre placé côté primaire, parce que les harmo- niques dus aux ondulations-différences redressées doivent d'abord traverser la self du transformateur avant d'atteindre le condensateur de filtrage au primaire, et l'impédance totale du circuit de filtre serait beaucoup plus grande que celle du filtre secondaire.
De plus quand le condensateur de fil- trage est placé au secondaire du transformateur, la self du transformateur agit comme tampon entre la tension de filtre et les courants de ligne, ce
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qui réduit l'amplitude des harmoniques induits dans la ligne de courant al- ternatif par une tension de filtre quelconque.
S'il faut réduire les harmoniques au point'qu'un gros condensa- teur de filtrage est nécessaire, avec de nombreux KVA, il faut mettre une ré- sistance en série pour empêcher, ou tout au moins réduire les oscillations dans le courant de décharge du condensateur pendant les périodes de commuta- tion du redresseur. Si elles sont assez fortes, ces oscillations peuvent produire des tensions excessives qui peuvent rendre les redresseurs insta- bles et les mettre en court-circuit. Ces oscillations augmentent aussi le pourcentage d'harmoniques des courants anodiques et sont réfléchies dans le courant de ligne.
Si le condensateur de filtrage est de dimensions moy- ennes,l'amplitude d'oscillation d'une décharge non amortie peut être si fai- ble qu'il ne serait pas intéressant d'ajouter les pertes d'énergie dues à l'addition d'une résistance au condensateur de filtrage, pour autant que cela concerne les conditions de décharge du condensateur.
La résistance d'amortissement R pour le filtre de courant alternatif ou de shuntage 40 n'aura jamais de pertes RL dépassant 1 à 2% de la puissance de ortie des redresseurs en kilowatts, et on aura généralement des pertes R12 bien inférieures.
Cependant le filtre, tout en éliminant les harmoniques de rang supérieur dans le transformateur, supprimera aussi les pertes dans le fer très importantes qui seraient autrement produites dans le fer du transfor- mateur par les flux des harmoniques supérieurs éliminés, ce qui signifie un gain de puissance qui, dans certaines conditions, égale ou dépasse les pertes dans la résistance d'amortissement du filtre.
Au lieu de connecter le condensateur de filtrage aux deux bornes d'extrémité S1 et S2 de l'enroulement secondaire, on pourrait le connecter, symétriquement de préférence, à un autre nombre quelconque de spires secon- daires, ce qui change la tension aux bornes du condensateur. L'expression symétriquement signifie que le milieu des spires choisies coïncide avec la prise médiane du secondaire.
Il est évident que, particulièrement si le fil- tre pour courant alternatif est connecté à des prises secondaires symétri- ques, grâce à l'inductance mutuelle des deux demi-secondaires, la self du secondaire à un bout semble égale et opposée à la self du secondaire à l' autre bout,de sorte que ces inductances d'extrémité apparemment n'ajoutent aucune self supplémentaire dans le circuit filtre, en plus de la self exis- tante quand le condensateur de filtrage est connecté d'anode à anode.
Il y a certaines limites pratiques aux dimensions du condensateur de filtrage C pour courant alternatif. S'il est trop petit, il se mettra en résonance parallèle avec la self secondaire équivalente L du transformateur (y compris la self du circuit primaire) à une fréquence trop élevée, de sorte que l'addition du condensateur de filtrage aura pour effet d'amplifier ou d'augmenter les harmoniques de rang assez élevé pour avoir un facteur d'importance T des interférences téléphoniques relativement grand, ce qui augmente assez fortement les interférences téléphoniques par le produit de la multiplication des harmoniques en question par le facteur d'importance T correspondant, et cette augmentation des interférences peut dépasser la diminution due à la coupure d'harmoniques encore plus élevés.
Dans de nom- breux cas,une fréquence de résonance correspondant au sixième ou peut être au huitième harmonique sera un chiffre optimum, surtout dans un réseau à 25 cycles/sec. Les C et L seront alors accordés avantageusement de manière à résonner sur une fréquence de l'ordre de 150 cycles, quoiqu'ils puissent peut être résonner sur une fréquence allant jusqu'à 200 cycles, particulièrement dans les périodes de charge maxima du courant de ligne, pendant les aceélé- rations. ,
La valeur effective de la self secondaire équivalente L est sou- mise à une certaine variation, qui dépend de la position du véhicule entre deux points d'alimentation successifs 2 et 3 du câble 1, et de la longueur du fil d'alimentation 4 entre ce point et la source 5.
La réactance en ques-
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tion peut ainsi varier de'0,2 ohm environ à 6 ohms côté primaire, quoiqu'en général cette variation ne soit pas aussi forte. Si la variation de réactan- ce est assez petite pour que l'accord du filtre reste bien éloigné des har- . moniques 5 et 7, dans un réseau à 25 cycles/sec, avec un accord moyen sur le sixième harmonique environ, cette solution s'est avérée avantageuse. Cepen- dant on pourra accepter une variation faisant passer l'accord du sixième au huitième harmonique par le septième. Comme il sera démontré ci-après, on peut utiliser un condensateur de filtrage C'beaucoup plus petit, si on em- ploie une résistance d'amortissement R suffisamment grande.
Si on utilisait par exemple un gros condensateur de filtrage C accordé sur le quatrième harmonique (dans un réseau à 25 c/s), c'est-à-dire sur une fréquence de 100 cycles, les pertes -de puissance à la fréquence fondamentale dans la résistance (pour n'importe quelle valeur de la résis- tance série de décharge) seraient plus élevées, étant proportionnelles à 1' inverse du cube du rapport des fréquences d'accord comparées.
100 cycles, ou le quatrième harmonique d'un réseau à 25 c/s est considéré comme la fréquen- ce de résonance minima à laquelle le condensateur de filtre C peut être accordé,
Comme il a été dit antérieurement, le condensateur de filtrage C peut être accordé à une fréquence bien supérieure à 200 cycles (c'est-à-di- re le huitième harmonique d'un réseau à 25 c/s), surtout si on 'utilise une résistance d'amortissement R appropriée. En général, quelles que soient les dimensions du condensateur de filtrage C, il y a une valeur optima pour la résistance d'amortissement R.
Si, pour une valeur quelconque du condensa- teur de filtrage C, on fait varier la valeur de la résistance d'amortissement
R, on peut porter les niveaux de bruit dus aux interférences téléphoniques en fonction des valeurs de la résistance d'amortissement R, et on peut faci- lement trouver une valeur de R pour laquelle le niveau de bruit est le plus bas ou à partir de laquelle, pour des valeurs croissantes de R, le niveau baisse tellement lentement qu'une augmentation de R ne se justifie plus éco- nomiquement. Si on utilise un condensateur de filtrage C plus petit, celui- ci véhiculera- un courant moindre à la fréquence de ligne (25 cycles, par exemple), et on peut alors employer une résistance d'amortissement R plus grande, sans exagérer indûment les pertes RI dans la résistance.
Quand on augmente la valeur de la résistance d'amortissement R, on diminue l'acuité de la résonance au point d'accord, de sorte qu'à la réso- nance le facteur de multiplication K devient beaucoup plus petit, tendant même vers l'unité comme le montre l'équation (10). Par conséquent, si la ré- sistance d'amortissement R est suffisamment grande, le filtre pour courant alternatif 40 n'augmentera pas fortement le bruit dû aux interférences télé- phoniques des harmoniques de rang inférieur jusqu'à un rang un peu supérieur à la fréquence de résonance, alors qu'il réduira toujours le bruit dû aux harmoniques de rang plus élevé.
Il a été découvert que certains des harmoniques produits par 1' automotrice ou la locomotive semblent résonner avec la capacité du câble.
Dans un cas, un effet marquant de ce genre a été observé aux environs de 2.800 cycles. Le filtre pour courant alternatif 40 est très utile pour la réduction de cet harmonique résonnant avec le câble, même si le filtre est accordé sur une fréquence tellement élevée qu'il semblerait autrement être d'une inutilité absolue pour la réduction des bruits.
On a constaté que, si on choisit une valeur optima pour la résis- tance R, le filtre pour courant alternatif réalise une certaine réduction du niveau de bruit des interférences téléphoniques même avec un petit condensa- teur de filtrage C accordé approximativement sur le douzième harmonique d'un réseau a 25 cycles, soit 300 cycles; et il semble évident qu'un condensateur beaucoup plus, petit encore, accordé sur le vingt-quatrième harmonique (600 cycles), ou même le trente-sixième harmonique (900 cycles) ou plus, peut'con- venir, si, dans chaque cas, on utilise une grande résistance d'amortissement
R de valeur appropriée.
Si le filtre pour courant alternatif 40 est convenablement amorti,
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en plus de la réduction des interférences téléphoniques, il réduit ou suppri- me les harmoniques d'interférence radio-électrique.
Jusqu'ici la valeur de la résistance d'amortissement R a été étu- diée du point de vue de sa valeur critique dans la décharge du condensateur de filtrage C. Il est clair qu'il est aussi intéressant pour le condensa- teur de filtrage C d'avoir des conditions de charge amorties ou partielle- ment amorties,particulièrement au point de vue des interférences radio- électriques, en se référant aux conditions qui se présentent quand la ten- sion à fréquence de ligne est réappliquée au condensateur C à la fin de chaque période de commutation des redresseurs.
Pendant cette période de charge, la self effective en série avec le condensateur C est la self équivalente combinée L de transformateur et de ligne, vue du secondaire du transformateuret la valeur critique de la résistance d'amortissement R, dans ces conditions de charge, est
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R = 2- VIJ " . " .. " . " " ... (19 ) valeur bien plus élevée que la résistance critique d'amortissement en déchar- ge, donnée par l'équation (8).
On croit que la résistance d'amortissement R doit avoir une va- leur comprise entre la valeur critique en charge et par exemple la moitié de la valeur critique en décharge, les valeurs les plus élevées de la ré- sistance d'amortissement servant pour les fréquences d'accord élevées ou les petites valeurs du condensateur C, tandis que les valeurs faibles de la ré- sistance d'amortissement servent pour les fréquences de résonance basses ou pour un gros condensateur de filtrage C
Les discussions précédentes sur le filtre secondaire 40 ont été basées sur l'hypothèse que l'on peut appliquer au filtre un rapport de trans- formation ou rapport de tension primaire à tension secondaire fixe, malgré l'emploi de prises variables 17 pour le réglage de la tension secondaire ap- pliquée aux conducteurs anodiques 18-19 des redresseurs.
Il est intéressant généralement d'avoir ce rapport de tension fixe, parce que tout changement dans le rapport des tensions intéressant le condensateur de filtrage G fera varier la fréquence de résonance en sens inverse de la variation de tension.
Ainsi,si le condensateur de filtrage G, quand il est connecté aux bornes de la tension secondaire totale du transformateur, (ou de toute autre tension), résonne avec la self de transformateur L sur le sixième harmonique, ou 150 cycles, en modifiant la connexion du condensateur de filtrage.et le reliant à des prises secondaires 17 ayant une tension égale à 14% de la tension précitée, l'harmonique de résonance passera de 6 à 6/0,14 = 42,9, et la fré- quence de résonance passera de 150 cycles à 150/0,14 = 1.071 cycles, ce qui correspond pratiquement à la fréquence pour laquelle le facteur d'importance des interférences téléphoniques est maximum, soit approximativement T = 12.000. Comme, pour ce motif, la tension de filtre sera de préférence fixe,
toute prise de changement de tension devra se trouver côté secondaire du transformateur, et non côté primaire.
En pratique, pour tous les réseaux d'électrification,et avec tous les équipements à redresseurs allant de la plus petite automotrice à unités multiples jusqu'à la plus grande locomotive, la tension courant d'anode à anode peut être comprise plus ou moins entre 300 volts et 1300 volts, tan- dis que la self secondaire équivalente L peut varier plus ou moins entre 0,02 et 0,002 henry, suivant la tension primaire ou de ligne, la puissance, la fréquence (telle que 25''ou 60 cycles), et d'autres variables. Le circuit de filtre alternatif prend généralement un courant I de l'ordre de 1 ou 2 ampères peut être au minimum jusqu'à 500 ampères, avec probablement 100 am- pères comme valeur donnant une idée de %chose.
Les pertes dans la résistance d'amortissement R sont égales à RI , valeur pouvant subir des varia- tions étendues, ces pertes augmentant rapidement quand les dimensions du con- densateur de filtrage C croissent, c'est-à-dire quand la fréquence de résonan- ce diminue.
Quand on choisit le filtre alternatif optimum, on gagne assez sur
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le poids et le prix des moteurs de traction (y compris les transmissions) ainsi que sur le transformateur et la commande, pour que ce gain couvre plus que largement les frais du redressement, du filtre et des dispositifs asso- ciés. On obtient ainsi du matériel tracteur à redresseurs qui concurrencera avec succès tous les autres types de moteurs de traction pour automotrices.
Le condensateur de filtrage C connecté au secondaire d'un appa- reillage à moteurs de traction et redresseurs se décharge complètement à chaque demi-période, à chaque commutation quand la tension secondaire est voisine de zéro, sa valeur étant la somme des chutes de tension dans les deux redresseurs. Le condensateur secondaire de filtrage C n'a donc pas l'occasion d'accumuler des tensions de résonance à aucune fréquence sauf les plus élevées où cette accumulation n'est pas un problème.
A ce point de vue le tracteur à redresseur a un net avantage sur les moteurs à courant al- ternatif tels que les moteurs de traction monophasés qui ont une quantité non négligeable d'harmoniques de ligne mais qui ne peuvent être équipés de filtre se déchargeant chaque demi-période mais exigeant au contraire pour la réduction des harmoniques de ligne des filtres résonnants beaucoup plus lourds et beaucoup plus coûteux de construction et d'entretien que le filtre non ré- sonnant C.
A ce point de vue, dans -une unité de traction à redresseur, la mise du filtre au secondaire au lieu du primaire d'un même redresseur a l'a- vantage d'une meilleure décharge, pàrce que dans le cas d'un condensateur de filtrage mis au primaire la self du transformateur vient s'intercaler en- tre le condensateur et les bornes court-circuitées du secondaire pendant les périodes de commutation, de sorte que le condensateur mis au primaire ne se décharge pas aussi efficacement ni aussi complètement à chaque demi-période.
Un autre sérieux avantage du condensateur de filtrage C mis au secondaire ou connecté d'anode à anode consiste en ce qu'il contrebalance au moins partiellement les.principales objections faites à un grand angle de chevauchement utilisé de préférence, ces objections étant la diminution du facteur de puissance et l'augmentation de régulation produite par la self équivalente L importante nécessaire à assurer ce grand angle de chevau- chement. Le condensateur de filtrage C laisse passer un courant déphasé.en avance non négligeable qui améliore le facteur de puissance et qui, en pas- sant dans la self élevée L, produit une composante de tension additionnelle à la tension de ligne, ce qui améliore ou réduit la régulation.
Un avantage important du dispositif de traction à redresseurs est qu'il fonctionne aussi bien, sinon mieux, sur un réseau à 60 cycles qu'un à 25 cycles ou à une fréquence inférieure courante dans les réseaux électri- fiés. Le réseau à 60 cycles a de nombreux avantages bien connus.
Un avantage très important du dispositif de traction à redresseurs est qu'il allie aux principaux avantages du réseau monophasé les avantages du réseau ferroviaire à courant continu. La grande qualité du réseau monopha- sé est l'économie de sa tension élevée combinée à sa souplesse. Si la ten- sion du câble augmente, les valeurs IT d'interférence inductive sont rédui- tes inversement proportionnellement à la tension. La qualité principale du réseau ferroviaire à courant continu réside dans sa simplicité et sa souples- se de commande de la tension de ses moteurs de traction à courant continu.
Le dispositif décrit ici allie tous ces avantages.
Comparé au dispositif à moteur série monophasé,un dispositif de traction à redresseurs a un prix de revient et un poids moindres, est moins encombrant, a un meilleur rendement de roulage, un meilleur facteur de puis- sance, moins de pertes d'interruption de trafic, et une interférence induc- tive aussi faible qu'on peut le souhaiter. On croit que la diminution d'entre- tien due à l'emploi de moteurs de traction à courant continu et de transmis- sions simplifiées fait plus que compenser l'entretien supplémentaire des re- dresseurs. Les moteurs continus d'un véhicule à redresseurs sont capables d'un effort de traction bien supérieur à celui de n'importe quel moteur mono- , phasé, et l'équipement à redresseurs a de bien meilleures caractéristiques d'anti-patinage, tout en acceptant des adhérences plus élevées que les au- tres types de traction.
Il en résulte que l'on pourra se contenter d'un plus
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petit nombre d'essieux avec un équipement à redresseurs qu'avec un équipe- ment 'à moteurs monophasés, pour un cycle de travail donné, et que l'on peut admettre plus de chevaux-vapeurs par essieu pour une locomotive à re- dresseurs qu'on a jamais tenté de le faire jusque ici avec n'importe quel autre type de locomotive. De plus, la locomotive à redresseurs peut être utilisée sur un réseau à 60 cycles, ou encore elle peut passer d'un ré- seau à 25 cycles à un réseau à 60 cycles, ou d'un réseau alternatif à un réseau continu.
Des avantages semblables sont revendiqués pour le moteur à re- dresseurs, quand il est comparé aux automotrices à groupes moteur-généra- teur.
Jusqu'ici l'invention a été décrite dans son application à un vé- hicule de chemin de fer avec moteurs et redresseurs, ce qui était la pre- mière application de l'invention. On remarquera qu'un nouveau dispositif de redressement a été créé qui, dans certains cas, supprime les difficultés d' interférence inductive sans avoir recours à un filtre ; et qu'on a étudié un nouveau type de filtre à connecter dans le circuit secondaire du transfor- mateur qui alimente le dispositif générateur d'harmoniques au départ du cir- cuit d'alimentation sujet à interférence inductive. Les principes fondamen- taux de l'invention ont un champ d'application plus étendu, dans les circuits et dispositifs autres que les véhicules de chemins de fer à moteurs avec re- dresseurs qui ont été décrits jusqu'à présent.
Certaines de ces applications plus générales de l'invention sont représentées, à titre d'exemple, aux figu- res 9,10 et 11 et seront décrites maintenant.
La figure 9 ressemble à la figure 1, sauf en ce qu'elle représen- te le dispositif de filtrage secondaire appliqué à un véhicule de chemin de fer dont la charge peut être l'une quelconque d'un certain nombre de formes ou d'exécutions connues d'un ou de plusieurs moteurs à courant alternatif 24' utilisés sans aucun redresseur. Le moteur de chemin de fer 24' est un moteur alternatif série à collecteur, dont une forme connue est représentée, comprenant un induit 25', un inducteur série auxiliaire 26', et un inverseur connecté en série 27' qui relie l'inducteur principal 28' en série avec le moteur.
Ces circuits moteurs sont alimentés par l'intermédiaire d'un système de commande approprié quelconque pour le réglage de la vitesse, représenté à la figure 9 par la connexion du circuit moteur entre l'extrémité S2 du se- condaire et une prise variable 50 sur l'enroulement secondaire 11 du trans- formateur 10.
Le moteur série à courant alternatif 24' de la figure 9 peut être considéré comme symbole ou représentatif d'une charge quelconque d'un type tendant à induire des harmoniques de réseau parasites dans la gamme de fré- quences des interférences téléphoniques, Comme il a été dit, un tel moteur produit un niveau considérable d'interférence téléphonique dans les circuits d'alimentation 4-1, quoique l'intensité du bruit des interférences téléphoni- ques dues aux moteurs de traction à courant alternatif ait toujours été infé- . rieure au niveau le plus bas produit par les véhicules de chemin de fer à re- dresseurs connus antérieurement.
Le circuit de filtre non accordé secondai- re 40, comprenant un condensateur C et une résistance d'amortissement R, exac- tement comme indiqué à la figure 1, et pratiquement avec les mêmes restric- tions, est applicable aux véhicules de chemin de fer à moteurs alternatifs, comme indiqué en 40' à la figure 9, et, utilisé ainsi, il réduit très sérieu- sement le niveau de bruit des interférences téléphoniques dues aux harmoni- ques produits dans le moteur à courant alternatif 24'.
Les principes des dispositifs à redresseurs perfectionnés, pré- sentés jusqu'ici sous la forme de dispositifs monophasés, peuvent aussi être appliqués aux redresseurs polyphasés, avec ou sans filtres secondaires,
L'application de filtres secondaires aux deux dispositifs redresseurs polypha- sés donnés comme exemples, est représentée aux figures 10 et 11.
La figure 10 montre l'application des filtres secondaires à un dis- positif redresseur triphasé 21A21B et 21C alimenté par l'enroulement se-
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condaire en zig-zag 11 d'un transformateur polyphasé 9 . Les phases primai- res A , B , C de ce transformateur sont alimentées par un réseau polyphasé
54 qui interfère par induction avec un réseau de communication 6. Les en- roulements secondaires 11 se composent de deux enroulements distincts pour chaque phase, indiqués de manière claire par les lettres A', A", B', B", C'et
C". Le circuit de retour 16 pour la charge à courant continu 51 revient au point neutre du secondaire en zig-zag 11 , comme d'habitude.
Dans la figure 10., les circuits filtres secondaires 40A'40Bet 40 sont connectés en triangle aux extrémités respectives des secondaires B11 C11 et 11C qui alimentent les trois redresseurs 21A' 21B et 21C. Pendant les pé- riodes de commutation des redresseurs 21A et 21B' le filtre 40A est court- . circuité et se décharge. Les autres filtres 40 et 40 se comportent de même pendant les périodes de commutation des autres paires de redresseurs.
La figure 11 montre l'application de l'invention à un dispositif redresseur triphasé double de type bien connu. A la figure Il, les enroule- ments secondaires du transformateur polyphasé 9' sont réunis en deux montages triphasés en étoile A', B', C' et A", B", C", les deux points neutres étant réunis par un transformateur intermédiaire IT. Trois des six redresseurs, mar- qués 211, 212 et 213 se trouvent en série avec les'bornes respectives 11'1' 11' et Il' de la première moitié des enroulements secondaires, tandis que les trois autres redresseurs marqués 221, 222 et 223 sont reliés aux bornes respectives 11"1' 11"2 et Il',3 de la deuxième moitié des enr,oulements secon- daires.
La charge à courant continu 51 est insérée entre le conducteur catho- dique commun 23 et le fil'de retour 16" qui va au point milieu du transforma- teur intermédiaire IT.
Pour appliquer les filtres secondaires au dispositif redresseur triphasé double représenté à la figure 11, trois des filtres marqués 40'1' 40'2 et 40'3' sont connectés en triangle aux conducteurs d'anode 11'1'
Il' 2 et 11'3 du premier groupe de redresseurs 211, 212 et 213 qui se commu- tent entre eux. Ainsi, ,pendant la période de commutation des redresseurs 211 et 212' le filtre 40'1 est court-circuité et décharge, et ainsi de suite.
De même les trois autres filtres 40"1' 40"2 et 40"3 sont connectés en trian- gle aux trois conducteurs d'anode 11"1' 11"2 et.ll"3 des trois autres re- dresseurs 221' 222 et 223.
Dans toutes les formes d'exécution de l'invention les constantes de base et les limites préférées qui règlent le choix des condensateurs de filtrage C et des résistances d'amortissement R sont les mêmes que celles qui ont été décrites en particulier et en grand détail, lors de l'étude de l'application de l'invention aux véhicules de chemin de fer à moteurs et re- dresseurs alimentés en monophasé. Dans le cas des dispositifs redresseurs polyphasés des figures 10 et 11, la réalisation des redresseurs en ce qui concerne les angles de commutation, l'allumage pratiquement non différé et le pourcentage d'alternatif dans le circuit à courant continu 26-16 ou 23-
16", suit les principes exposés de la description des dispositifs redresseurs monophasés.
REVENDICATIONS.
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