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APPAREIL DE MESURE D'IMPEDANCE.
(ayant fait l'objet d'une.demande de brevet déposée en Grande Bretagne le 6 juillet 1949 aux noms de standard Telphones and Gables Ltd. et de A.F. Boff déclaration de la déposante -). '
La présente invention est relative à des équipements de mesure d'impédance, notamment dans le cas d'équipement d'essai des câbles coaxiaux destinés à être utilisés à très haute fréquence.
Dans les dispositifs de mesure d'impédance, d'atténuation et de paramètres analogues de réseaux réactifs, particulièrement pour des fréquences radio, concernant des longueurs importantes de câbles coaxiaux, on a trouvé né- céssaire jusqu'à présent d'employer des ponts de mesure, et lorsque les mesu- res doivent être faites pour un certain nombre de fréquences, le travail corres- pondant rend les mesures lentes et fatigantes par les-procédés connus, car un double équilibrage par des approximations successives pour les éléments réactifs et résistifs doit être fait pour chaque-mesure individuelle.
Un objet de la présente invention est de réduire le travail nécessaire pour faire des mesures précises des¯paramètres d'un câble coaxila. ou des réseaux analogues à des fréquences radio en fournissant un procédé de mesure par lecture directe qui n'utilise pas des équilibrages par un processus d'approximation successives..
Suivant une caractéristique de la présente invention, un compara- teur d'impédance de courant alternatif à hautes fréquences comprend : un générateur de courant alternatif à hautes fréquences variables, de façon conti- nue dans une gamme de-fréquences choisie, mais ayant un niveau de débit sen- siblement stable dans la dite gamme; un étalon fixe des caractéristiques con- venables ; des moyens pour appliquer le débit du générateur en série avec une résistance fixe sur les bornes d'entrée d'un réseau dont l'impédance doit être déterminée;
et des moyens à courant continu pour comparer l'amplitude des voltages existant aux dites bornes d'entrée avec l'amplitude des vel- tages existant à l'entrée de la dite résistance, d'où il résulte que des valeurs successives maxima et minima de l'impédance du réseau, se produisant avec la variation continue de la fréquence, peuvent être observées et peu- vent être déterminées en se référant à la dite résistance
L'invention sera décrite en relation avec les dessins ci-joints,
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qui représentent un exemple de réalisation préférée de l'invention dans le cas de la mesure par un procédé de comparaison des paramètres de transmis- sion standard de câbles coaxiaux.
Dans les dessins :
La figure 1 représente une caractéristique impédance fréquence d'un long câble coaxial,
La figure 2 représente un diagramme illustrant la base du procé- dé de mesure adopté,
La figure 3 est un diagramme représentant le circuit fondamental du détecteur employé dans le procédé de mesure adopté,
La figure 4 montre un circuit schématique de l'oscillateur com- biné, de l'amplificateur de puissance et de l'amplificateur d'alimentation en retour,
La figure 5 montre graphiquement l'amplitude de l'ensemble de la caractéristique de contrôle de l'équipement de la figure 4,
La figure 6 montre le comparateur lui-même, y compris le diviseur
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de potentiel à fréquence radio inclus dans la "sonde" appliquée sur le câble sous essai (coupe figure 6A), un circuit de potentiomètre à courant continu (figure 6B)
qui fournit un voltage de référence prédéterminé, et un circuit détecteur double à diode, ou un voltmètre à tube comparateur (figure 6G),
La figure 7 montre un atténuateur de puissance susceptible d'être utilisé avec l'équipement,
La figure 8 montre une famille de cercles d'admittance pour des câbles ayant diverses valeurs d'atténuation,
La figure 9 montre un circuit équivalent simplifié pour l'étalon- nage du dispositif de test au moyen du procédé par résistance et circuit ac- cordé,
La figure 10 montre un tableau d'étalonnage impédance-fréquence, et
La figure 11 montre une table pour le calcul des paramètres de - transmission normaux d'un câble à partir de la connaissance des mesures effec- tuées.
En disposant les figures 7, 4 et 6 côte à côte dans cet ordre, un diagramme du circuit complet du comparateur d'impédance est obtenu.
On peut montrer,.au moyen de la théorie élémentaire des lignes de transmission,que l'équation générale donnant l'impédance de l'extrémité d'émission C d'un câble terminé à son extrémité éloignée par une impédance
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ZT est 2 + Z 0 tanh (0{+ j) Z 1 + 7 :1 tanh (o("",. jg) L
Zo (voir par exemple "Lignes de transmission à haute fréquence!! par Willis Jackson, publié par Methuen).,
Dans cette équation,
Zo est l'impédance caractéristique du câble, est la constante d'atténuation, est la constante de phase,
L est la longueur physique du câble. j est l'opérateur vectoriel ( -1).
En faisant certaines suppositions sur la nature de ZT, certaines simplifications sont obtenues pour Z, et certaines conclusions pouvait être
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tirées. Quatre cas particuliers peuvent être considérés, et ces cas sont les suivants :
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(a) câble ouvert à son extrémité éloignée, caà.d, ZT = 0( (b) câble courù-àircuité à son extrémité éloignée c..à..d.. 2.r = 0.
(c) et (d)'câble déterminé par une impédance finie dont l'élé- ment résistif R (ZT) est soit plus grand que Zo, soit plus petit que Zo.
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Par substitution convenable de ces valeurs pour ZT dans l'équa- tion générale (1) ci-dessus, il est possible d'obtenir les expressions pour les quatre paramètres importants d'un câble (ou d'un réseau analogue) en termes de quantités mesurables, et de telles expressions, obtenues pour les quatre cas considérés, sont indiquées dans la figure 11, où les quatre para- mètres sont énumérés comme suit :
(i) impédance caractéristique, Z2 (ii) constante d'atténuation Ó
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(iii) constante de phas0; et (iv) rapport de vitesse v/c Les nouveaux symboles introduits dans ce tableau sont :
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ZI et Z2. valeurs minimum et maximum respectivement de 1 z 1, le module de Z; v, vitesse des ondes électromagnétiques dans le câble; c, vitesse des ondes électromagnétiques dans le vide; f, fréquence des ondes électromagnétiques considérées; f, incrément de fréquence entre deux pointes d'impédance de même signe (ceci sera exposé plus loin).
Il est peut être désirable de représenter avec quelques détails certains des calculs des expressions de (i) à (iv) pour une valeur choisie
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de ZT,,ma.,s il n'est pas nécessaire de faire autre chose qu'indiquer les me- sures a prendre pour les trois autres cas, et une valeur convenable de 751, à choisir est celle donnée par (a), c.à.d. ZT = -Dans ce cas, en faisant la substitution dans (1) on a l'équa- tion :
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.a =Z coth (oC'+ li) L saseeeoosas4ae (2) qui développée et rationalisée, devient l'équation : ,-, ¯ ¯ s ' r W G.O 1.t + IW .L1 ..#..<....
(3) 2 2 cosh2....( L - cos2 L
Dans cette équation, la constante d'atténuation est une fonction d'abord de la géométrie et de la forme physique du câble, et, bien qu'elle varie avec f, on peut lui assigner une valeur fixe pour de faibles change- ments de fréquence. La constante de phase
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= 27'(/.Á - 2 ïC f v varie presque directement avec la fréquence, et est en conséquence le terme res- ponsable de la caractéristique de fréquence de l'impédance de câble. Si des valeurs fixées sont assignées à Ó L, et si Z est porté dans le graphique dans un plan suivant une fonction de ss L, une famille de cercles est.obtenue représentant les lieux d'impédance. A titre de variante, si I/Z est porté comme une fonction de ss L, la famille de cercles obtenue représente les lieux d'admittance.
Un ensemble typique de caractéristiques est montré dans la fi- gure 8 dans laquelle il sera noté que. chaque cercle possède un diamètre le @ long de l'axe réel.. Lorsque la fréquence varie, le module d'impédance se dé- place entre des valeurs extrêmes représentées par les extrémités du diamètre sur l'axe réel et trace la caractéristique impédance-fréquence typique de la
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figure 1. Il est important de noter que Z et Z2 de la figure 1 correspondent à des points purement résistifs sur les diagrammes de cercle.
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Maintenant la valeur minimum de 1 i se produit lorsque/C'L = (2n - 1) 7tu et dans ce cas Inéquation (3) se réduit à Zr Z tans d. L ooo*ooow**ea*a ooo ao (4> De façon analogue 1 Z est'à une valeur maximum lorsque :1L 7-C n et alors z2 = Z coth 0( Loo...0" ..................... (5) En multipliant les équations (5) et (4) on obtient :
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Il Z2 = Zo 2 ou Gt - c7-t e L .."""."'''''''''''''''''''''''0. (6) Il résulte de Inéquation (4) que : t,ailh -0L = n z tanh.<L ZO V LJl!Z2 ou t1\ = L tanh V" /7/-Z, - (%7) avec tan-h -1 = arc tanh
En utilisant les équations (6) et (7) en conséquence, Zo et Ó peuvent être déterminés par les mesures de Z1 et Z2.
La constante de phase,4 est définie par 2 Ò # mais étant donné que # = v/f, elle peut être exprimée facilement :
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2 v nf '.""""0.".."0"'.0 (8)
Maintenant il est clair, d'après la figure 8, que le changement dans ss l pour des valeurs successives maxima ou minima de Z est Ò.
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En conséquence, un changement dans <1 L = 2 TC v = 7T'(9) dans laquelle v = 2L z 1 0 0 o a o 0 o n s a s e o o e e a e e a a a a s (10) En substituant cette valeur pour v dans (8) on a : = y o e o w o s e e e e e e e o s e s o e a s a n (Il) et aussi à partir de (10) v/e = '00"0".'0..""" (12)
La constante de phase et le rapport de vitesse peuvent ainsi être déduits des mesures de ±, et de la connaissance de L et f.
Tous les paramètres du câble nécessaire peuvent en conséquence être déterminés par des mesures sur un câble en circuit ouvert.
Un procédé analogue pour les cas (b),(c) et (d) peut être utilisé;, conduisant aux résultats montrés dans la figure 11, -mais un mot d'explication est nécessaire pour (c) et (d).
On observera d'après la figure 8 que, lorsque L devient plus petit, la différence entre Z1 et Z2 augmente. Avec de courtes longueurs de câble, des valeurs de Z et Z2 peuvent en conséquence tomber en dehors de la gamme prati- que de mesures. Dans de tels cas, elles peuvent être maintenues dans les li- mites en terminant le câble avec une impédance ayant un élément résistif con- nu. Ceci a pour effet d'accroître virtuellement Ó L. Il y a deux cas à con-
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sidérer, l'un lorsque R (fla) > zo, et le second lorsque R (Zrp) Zoy mais comme dans les cas en circuit ouvert 'et en court-circuit, tous deux condui-
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sent aux mêmes résultats et à des formules analogues.
Des valeurs convenables à substituer pour Zt pour satisfaire aux conditions (c) et (d) sont :
ZT = Zo coth R .............. (13) et
ZT=Zo tanh R1................. (14)
Dans ce qui précède, les impédances sont exprimées en ohms,ss en radians pour unité de longueur (comme désiré), Ó en nepers par une unité de longueur (comme désiré). La conversion de nepers en décibels est effectuée par la formule : décibels = 8.686 x nepers
L'analyse ci-dessus montre qu'à des fréquences radio la carac- téristique impédance-fréquence d'un long câble coaxial (ou un réseau équi- valent) a la forme montrée dans la figure 1, qui représente les courbes d'im- pédance pour les deux cas extrêmes discutés, à savoir (a) et (b).
L'impédance Z, mesurée le long des ordonnées, est complexe , mais devient purement résistive aux valeurs extrêmes Z1 et Z2 et comme indiqué à partir des mesures de Z1 et Z2 et de ± (la fréquence de séparation des poin- tes adjacentes de la même courbe), avec une connaissance de la longueur physi- que du câble, l'impédance caractéristique, la constante d'atténuation, la constante de phase et le rapport de vitesse peuvent être calculés.
Les techniques connues pour les mesures sur des câbles coaxiaux à des fréquences radio--, le pont à fréquence radio (décrit dans un article inti- tulé "Ponts d'impédance pour usage sur des câbles coaxiaux pour la gamme de fréquences 60 Kc/s à 40 Mc/s" par Bray et Taylor, dans le Rapport d'Essai
N 1488, Part 1 General Post Office) et par l'appareil de mesures de varia- tion de susceptanee de Hartshorn et Ward (décrit dans un article intitulé "Me- sure des caractéristiques de câbles concentriques à des fréquences entre 1 et 100 Mc/s" par T.I. Jones - Jnl. Inst. Elec. Engs. Part III, N 8, Décembre
1942) sont les plus communément employées.
Ce dernier fournit un moyen pré- cis de mesure pour des câbles courts, mais il ne convient pas pour des lon- gueurs de câble excédant quelques mètres, en raison de l'importance de l'a- mortissement introduit dans le circuit résonnant.
Pour des essais de câbles de grande longueur et particulièrement pour des mesures en campagne, les méthodes de pont jusqu'à présent ont été utilisées exclusivement. Des ponts de fréquence radio cependant nécessitent un équilibrage soigneux à chaque fréquence, et utilisent un détecteur (usuel-
Iement un récepteur radio), qui doit être accordé séparément. Le procédé pour rechercher les impédances purement résistives Z1 et Z2 par des réglages successifs de fréquence est en conséquence assez laborieux.
Il serait évidem- ment très avantageux d'avoir une indication directe de la grandeur de l'im- pédance de câble, particulièrement si des changements de fréquence ne compor- tent aucun réglage excepté le réglage de 1-'oscillateur. La caractéristique impédance-fréquence de la figure 1 pourrait alors être obtenue aussi rapide- ment qu'on le désire en faisant simplement tourner un bouton. Une telle méthode serait aussi très intéressante pour la ..:vérification de longueurs de câ- ble terminés par des répéteurs dans lesquels la caractéristique impédance-fré- quence due aux irrégularités dans la ligne ou à des défauts d'adaptation d'im- pédance aux jonctions se produit de façon erratique.
Des vérifications de routine sur de telles lignes nécessitaient en fait des centaines de lectures au pont pour assurer une détection d'irrégularités brusques. La considéra- tion de ces faits a conduit au développement d'un appareil d'essai basé sur le circuit élémentaire donné dans la figure 2.
Ici Z peut être exprimé en fonction de la constante de résistance R et du rapport des voltages e/E, si l'angle de phase est connu. Ce rapport peut facilement être déterminé au moyen du circuit de la figure 3.
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Dans la figure 3, le voltage de générateur E appliqué au circuit de mesure en R est redressé par le redresseur Wl, produisant une chute de poten- tiel à courant continu sur la résistance rl, et le voltage de câble e, redres- sé par le redresseur W2, produit une chute de potentiel à courant continu r2, qui est équilibrée par le détecteur DET par rapport à la chute sur rl, au moyen d'un contact glissant sur rl, qui prend la portion ao A l'équilibrage, e/E= a/rl et rl peuvent être convenablement étalonnés en fonction de Z, pour une valeur particulière de R.
En redressant les voltages à fréquence radio E et e à leurs points d'origine, un appareil détecteur peut être alors utilisé loin de ces points.
Les valeurs obtenues à partir de ce circuit en redressant ces vol- tages à fréquence radio ne correspondront pas exactement à la caractéristique de la figure 1, pour toute les valeurs de Z, étant donné que e dépend de l'an- gle de phase, mais aux valeurs extrêmes de Z, c.à.d. Z1 et Z2, elles s'ajus- teront, étant donné qu'en ces points l'angle de phase est zéro. On peut montrer d'après le diagramme de cercle de la figure 8 que les valeurs minimum et maxi- mum de ce rapport e/E correspondent toujours à Z1 et Z respectivement, malgré les effets de l'angle de phase. Le circuit de la figure 3 est établi pour être indépendant des fluctuations du voltage d'alimentation E, si bien que lorsque la fréquence change, de telles fluctuations ne sont pas confondues avec l'effet des changements de Z.
Bien que les deux redresseurs travaillent sur ces par- ties de leurs caractéristiques qui peuvent être considérées comme droites, leur très petite non-linéarité nécessite que E soit encore maintenu dans des limites assez étroites si des mesures de précision sont désirées.
Dans l'appareil qui sera maintenant décrite une grande constance du voltage de débit est obtenue au moyen d'un système amplificateur à alimen- tation en retour. Un voltage d'oscillateur élevé est prévu pour assurer le fonctionnement des deux redresseurs sur une partie approximativement linéaire de leurs caractéristiques, même pour les valeurs les plus faibles de Z. Dans ce qui suit, la réalisation du circuit est examinée en détail.
La figure 4 représente le circuit de l'oscillateur et de l'am- plificateur de puissance.
Les principales conditions à satisfaire par la source de puissance sont d'abord la constance de l'amplitude sur une gamme étendue, et pour toutes les conditions de charge possibles; ensuite une bonne stabilité de fréquence pour des périodes de temps courtes. La première de ces caractéristiques a été obtenue en utilisant une alimentation en retour à courant continu amplifiée, et la seconde par un choix convenable des éléments composants de l'oscillateur.
L'oscillateur lui-même est constitué par un amplificateur pentode accordé V3, avec une alimentation en retour inductive (L2-Rl-Cl) qui est uti- lisé comme oscillateur principal alimentant un amplificateur de puissance V4, par un condensateur de couplage C5. La gamme de fréquences (de 5 à 30 méga- périodes par seconde) est convertie en trois gammes par des paires de bobines mobiles, Ll-L2, et L3 accordées par des condensateurs couplés C2 (pour Ll), et C3 (pour L3). C4 est un condensateur d'appoint pour Ll. Le débit de l'oscil- lateur amplifié est pris à partir de L3, et fourni par un condensateur de couplage C6 à un câble sous écran OL dont l'écran est mis à la terre.
Le contrôle d'amplitude du débit est facilement effectué sur la grille écran de V3 par le -contrôle du potentiel de grille écran en concor- dance avec l'alimentation en retour amplifiée à courant continu à partir du circuit de mesure. Dans ce but, le débit à partir de V4 est,redressé dans le circuit de mesure de la figure 6A par un redresseur à cristal sur l'entrée du réseau diviseur de potentiel à radio fréquences qui sera décrit.
La différence entre le voltage à courant continu obtenu de cette façon et un potentiel de référence fixé EREF (montré comme une batterie dans la figure 4) est appliqué par une résistance de grille R2 sur la grille d'un amplificateur pentode V1 directement couplé à un suiveur de cathode V2 (cathode follower),
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qui constituent ensemble un amplificateur à courant continu à gain élevé et à impédance de sortie faible.
Le gain de voltage d'ensemble est tout à fait important et, étant donné que le système d'alimentation en retour à courant continu utilise seulement la différence entre le voltage redressé à radio fréquence et le po- tentiel de référence à courant continu, il est clair que la stabilité de gain de l'amplificateur n'est pas de première importance. Dans la figure 5, le voltage de débit à radio fréquences est montré en fonction du voltage diffé- rentiel appliqué à la ligne d'alimentation en retour à courant continu. En fonctionnement, le débit à radio fréquences est maintenu à une pointe de Il volts, à toutes les fréquences et à toutes les charges, la sensibilité re- quise étant obtenue dans ces conditions.
Le circuit de détecteur est montré dans la figure 3. Il est con- stitué par les..circuits montrés dans les figures 6A, 6B et 6C. Tous les élé- ments composants à fréquence radion inclus dans la figure 6A sont contenus dans une sonde qui est directement connectée au câble . Le voltage redressé est en conséquence pris sur les réseaux de potentiomètre à courant continu de la figure 6B, qui peut être convenablement éloigné de la sonde. Un amplifica- ' leur à courant continu et un appareil de mesure à courant continu, montrés dans la partie droite de la figure 6C, comprennent le détecteur.
Le diviseur de poténtiel r de la figure 3 est ainsi constitué des résistances R3, R4 et R5 de la figure 6A, contenues dans la sonde, combiné avec le réseau de la figure 6B Les éléments composants des circuits de la figure 6 seront maintenant exami- nés en détail.
Le diviseur de potentiel à fréquence radio est représenté dans la figure 6A. Dans le circuit de "sonde" de la figure 6A, le voltage à fré- quence radio de la figure 4 est appliqué à la résistance R en série avec le câble sous essai. Des condensateurs C7 et C8 avec les résistances R3, R6 et le redresseur à cristal W1, comprennent un réseau qui produit un voltage à courant continu entre la borne A et la terre, proportionnel à la valeur de pointe de Eo. C'est ce voltage qui est utilisé dans le système de contrôle d'amplitude automatique, et, étant donné que C7 peut être connecté pour mesurer Eo au point où le voltage est appliqué à la résistance R, la ligne OL à partir de l'unité d'oscillateur peut être aussi longue qu'on le désire, sans introduire d'erreurs.
Un réseau identique constitué par C11, C12, R7, RIO et W2 sert à.mesurer les volts de pointe sur le câble. R4, C9, R5, C10 et R8, C13, R9, C14 constituent des filtres à fréquence radio; à deux étages, et sont aussi analogues que les considérations de sensibilité le permettent, Les deux réseaux redresseurs sont en conséquence presque identiques, et tout effet de fréquence relative sur leurs caractéristiques sera minimisé.
Une caractéristique convenable est que les voltages apparaissant aux bor- nes A et B sont effectivement isolés des circuits à fréquence radio par les filtres, et contiennent seulement -les éléments composants à courant continu.
Ces voltages à courant continu sont conduits de la sonde au reste de l'appa reil par un câble flexible contenant la ligne coaxiale OL pour l'alimentation en fréquence radio et à deux fils sous écran pour les potentiels à courant continu.
Le potentiomètre à courant continu est représenté dans la figure 6B ou il apparaît au point A. Outre le fait qu'il est utilisé comme il a déjà été décrit pour des buts de contrôle automatique, il est aussi appliqué au potentiomètre à courant continu de la figure 6B. Ce réseau combiné avec les résistances R3, R4 et R5 de la figure 6A, permet un rapport de voltage de 8 (correspondant aux impédances de 10 à 500 ohms) qui peut être couvert de façon continue au moyen de deux cadrans et d'un commutateur de gamme. La cadran final Pl a une gamme continue de 0-0,1, le cadran grossier Sl commute de 1 à 1,9 en pas de 1 et le commutateur de gamme S2 divise par 1,2 ou 4.
L'étalon- nage du cadran fin est indépendant du réglage du cadran grossier et la gamme complète de 0,25 à 2, et peut en conséquence être couverte avec une grande précision. Les chiffres mentionnés ici indiquent des voltages relatifs seule- ment, mais peuvent être interprétés directement en impédances par étalonnage.
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Dans la figure 6Bm la résistance totale à partir du point G à la terre par un chemin ne comprenant pas la source de courant continu, c.à.d. ne passant pas par P2, est constante pour toutes les positions du commutateur couplé S1. Il est clair que le voltage sur Pl est une partie fixe de l'entrée du courant continu. Pour les valeurs montrées dans la figure, ce voltage est: courant continu d'entrée x 5000
100.000 + P2 quand S2 est dans la position 1. En pratique, P2 est utilisé pour régler le zéro de l'instrument comme décrit plus loin. S2 est établi pour changer la gamme du potentiomètre sans altérer son impédance d'entrée.
L'indicateur d'équilibre sera maintenant décrit. Pour faciliter le filtrage effectif sur une gamme étendue, un détecteur à haute impédance est désirable,et une sensibilité de quelques centaines de microampères par volt permettraient confortablement l'équilibrage à plus ou moins 0.1%.au moyen d'un appareil de mesure robuste à bobine mobile. Un étage d'appareil de mesure électronique est un choix convenable. Le détecteur montré dans la figure 6C utilise un tube à double triode V5 connecté sous la forme con- nue comportant un appareil micro-ampèremètre M1, 25-025m A, connecté entre les anodes. La résistance de cathode Rll est commune aux deux tubes et une valeur ohmique grande comparée à toutes les autres résistances dans le cir- cuit.
Il est clair que des variations affectant les deux tubes en parallè- le,à savoir des variations à haute tension, des fluctuations de température, etc, subiront une alimentation en retour près de 100%, tandis que des signaux appliqués sur la grille sont amplifiés en push-pull en raison du couplage de ca- thode. La sensibilité obtenue est 700mA microampères par volt, et un équi- librage sera maintenu indéfiniment lorsque le circuit est chauffé. Pour em- pêcher un dommage par surcharge, deux redresseurs à cristal polarisés W3 et W4 sont connectés sur l'appareil de mesure et une résistance R12 en série.
Une coupure aigue est obtenue jusqu'au delà de la déflexion complète de l'é- chelle, qui empêche complètement d'abîmer l'appareil de mesure, et ce sans produire de distorsion dans la forme de l'échelle. Le potentiomètre P3 est utilisé pour équilibrer le détecteur avec le commutateur à bouton S3 enfoncé.
L'alimentation en puissance est représentée dans la figure 7.
On a seulement indiqué une forme possible d'équipement, de nombreux autres arrangements étant également possibles.
Le redresseur V7 produit un débit uniforme positif (par rapport à la terre) d'environ 330 volts, et le redresseur V6, à la partie inférieure, produit un débit uniforme négatif d'environ 150 volts. Ce dernier est desti- né au retour de cathode du tube indicateur V5, de la figure 6C, et le pre- mier (330 volts) à l'amplificateur à courant continu de la figure 4.
Le tube V8 fournit une régulation en série dans le circuit d'ali- mentation à 330 volts pour produire un voltàge stabilisé de 250 volts pour l'alimentation de l'oscillateur de l'amplificateur et des étages indicateurs, le contrôle nécessaire pour le tube V8 étant fourni par le tube de contrôle @ V9 et les stabilisateurs à néon (ou autres stabilisateurs analogues) NI et N2.
La grille de contrôle pour V9 est obtenue à partir de la chaîne potentiomé- trique sur le débit à 250 volts.
Les alimentations de chauffage, isolées comme cela est nécessaire, sont obtenues à partir des enroulements secondaires à 6,3 volts sur le trans- formateur principal d'entrée ACT.
On considère maintenant l'effet des impédances parasites dans le diviseur de potentiel à radio fréquences. Il s'agit des impédances qui sont inévitablement présentes, en raison des limitations physiques du circuit et de celles qui sont indésirables, mais nécessairement introduites dans la technique des mesures.
En examinant la figure 6A, on verra que les impédances sur l'en- trée du réseau, c.à.d. sur le côté éloigné du câble, se trouvent sur l'oscil- lateur, et n'ont pas de conséquences nuisibles. La résistance série R est
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5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 @ du type tubulaire à carbone à haute stabilité, et est montée sur le conduc- teur central d'une ligne coaxiale. L'inductance distribuée et la capaci- tance associée avec celle-ci provoquent un angle de phase qui, bien que faible,peut avoir un effet notable sur la précision des mesures. L'effet restant est celui du réseau redresseur sur le câble, et peut être facilement analysé par une méthode graphique.
Dans la figure 8 chaque cercle représente le lieu d'un vecteur d'admittance ayant son origine en 0 pour un câble ayant - une valeur choisie d'atténuation totale, c.à.d. le produit de la constante d'atténuation par la longueur. Si une susceptance est placée sur le câble le nouveau lieu peut être obtenu en déplaçant l'origine le long de l'axe des ordonnées, jusqu'à 0' (cette représentation ayant été exagérée). Le réseau redresseur donnera alors les débits minimum à maximum correspondant à 0'T,
0's respectivement si on néglige la petite correction due à 1,'effet d'angle de phase sur la distribution de voltage entre R et le câble . L'addition d'une conductance déplacera l'origine vers la gauche.
Il est clair que de petites susceptances sont sensiblement annu- lées par un léger réglage de l'accord, mais que les conductances sont direc- tement additives. Il y a évidemment une différence entre le voltage obtenu sur un câble ayant une impédance résistive donnée et celui qui serait obte- nu en utilisant une résistance de grandeur égale, étant donné que dans le dernier cas il n'y a pas d'accord de réactances parasites.
On considérera maintenant l'étalonnage en impédance. 1'étalonna- ge initial est limité par l'appareillage disponible et par la difficulté ré- sultant des réactances parasites discutées ci-dessus. Le moyen d'étalonnage idéal serait une grande longueur de- câble uniforme ayant des constantes con- nues avec précision. Un tel étalonnage enlèverait immédiatement toutes les erreurs dues aux réactances parasites,mais les câbles de la pratique ne sont pas suffisamment uniformes pour permettre des calcules corrects dans une gamme de 10 à 500 ohms. Au lieu de ceci, on utilise un procédé permettant l'emploi d'un circuit accordé et d'une résistance à la place du câble. Dans la figure 9, R est, comme précédemment, la résistance, rl cl représentent la résistance effective et là capacitance du réseau redresseur.
RD représente 1-'impédance dynamique d'un circuit accordé comprenant L2, C2 et les éléments parasites, et r2 est une résistance du type à haute fréquence.
Dans la pratique, il n'est pas possible de connecter le circuit accordé sur rl sans quelque inductance (représentée par L1) mais l'effet peut être mini- misé par l'emploi d'une courte longueur de ligne coaxiàle ayant un rapport de diamètre voisin de l'unité.
La fréquence de l'osculateur est réglée à cinq mégapériodes par seconde, et r2 fait 500 ohms. C2 est réglé pour donner un voltage maximum sur le réseau redresseur. Des valeurs différentes de r sont alors insérées sans nouveau réglage de C2, et le voltage mesuré pour chaque valeur de r2.
Une courbe d'étalonnage est alors tracée, montrant les volts obtenus pour la résistance effective RE, où R est la résistance de r en parallèle avec RD.
Le processus est répété en divers points dans la gamme de fréquences., et une famille de courbes est obtenue, telle que représentée dans la figure. 10.
La dispersion se produisant à l'extrémité à basse résistance des courbes est en rapport avec la présence d'une petite inductance L1, qui, on peut le souligner, ne provoque pas de dispersion lorsque les câbles sont soumis aux essais. Les courbes d'étalonnage véritables en conséquence nécessitent des corrections pour tenir compte de cette inductance, et le résultat est un éta- lonnage indépendant de la.fréquence qui coïncide avec celui montré à cinq mégapériodes par seconde. En l'absence de tout effet de fréquence, la forme de la caractéristique impédance-voltage peut être facilement calculée. Si on tolère de petits changements dans rl avec le voltage, les valeurs calcu- lées peuvent être montrées comme correspondant précisément avec la courbe d'étalonnage.
Ceci est particulièrement utile comme vérification de l'éta- lonnage pour de faibles impédances.
Des impédances de câble voisines de 75 ohms peuvent être correctement
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mesurées au moyen de l'appareillage disponible. Une comparaison peut en con- séquence être entreprise dans le double but de vérifier l'étalonnage à ces valeurs et d'obtenir des valeurs précises pour la résistance utilisée dans le montage. La concordance a été atteinte dans les limites de 0,1%.
La stabilité est influencée par trois facteurs: (1) Un changement dans l'amplitude de l'oscillateur résultant de variations dans le potentiel de batterie, du vieillissement des tubes, etc.
(2) Un changement dans le courant traversant le potentiomètre à courant continu en raison de variations de Inefficacité du redresseur.
(3) Des variations de la valeur de la résistance série R dues à la température, à l'humidité, au vieillissement à des chocs mécaniques, etc.
Les points (1) et (2) multiplient effectivement la courbe d'éta lonnage par un facteur constant, tandis que le point (3) multiplie à la fois la courbe d'étalonnage et produit un distorsion de la forme de la courbe.
Il est clair que si la courbe pouvait être déplacée pour coïncider avec l'éta- lonnage d'origine en un point choisi, une plus petite erreur serait en géné- ral produite, cette erreur étant en fait 0 au point d'intersection. Mainte- nant, dans l'appareil qui doit être utilisé exclusivement pour des câbles ayant une impédance caractéristique spécifique, disons 75 ohms, les excursions d'impédance sont géométriquement centrées sur cette valeur.
L'action de régla- ge du zéro a en conséquence été disposée pour amener le point à 75 ohms, par e- xemple, en coïncidence, comme il a déjà été exposé, et il s'ensuit que dans l'évaluation de Zo à partir de la formule Zo = Z1Z2, l'impédance carac- téristique est obtenue avec une grande précision, même pour des changements ap- préciables dans les points spécifiques de la courbe d'étalonnage.
L'exposé qui précède a été fait en se basant seulement sur des tests de fréquence fondamentale, sans tenir compte de l'effet des harmoniques. On peut montrer que dans certaines conditions des harmoniques peuvent considéra- blement influencer les résultats, et qu'un étalonnage en tenant compte de char- ges purement résistives n'est pas valable, excepté pour des impédances voisines de l'impédance caractéristique du câble. Pour des mesures de précision sur des câbles présentant de larges variations d'impédance, la comparaison peut ê- tre faite avec un câble de caractéristiques connues. Ceci n'est pas générale- ment un désavantage, étant donné que des tests sur des courtes longueurs de câble concernent ordinairement plus la détection d'un manque d'uniformité dans la fabrication que des mesures absolues des caractéristiques.
Pour l'étalonnage en fréquence, une sonde à radio fréquence peut être couplée avec un ondemètre au moyen d'un fil de cuivre faisant un seul tour et, à des intervalles de cinq degrés sur le cadran de fréquences la fréquence mesurée avec une précision d'approximativement 0,1%. Ceci est adé- quat pour le réglage principal de la fréquence, mais il est nécessaire, pour la détermination de la constante de phase, de mesurer de petits changements de fréquence qui ne peuvent être raisonnablèment lus sur l'étalonnage de la fréquence principale. Une courbe additionnelle doit en conséquence être éta- blie pour chacune des trois gammes de fréquences,de façon à montrer la pente de la courbe de fréquence de kilopériodes par seconde, par degré, pour toutes fréquences moyennes choisies..
On considérera maintenant la précision des mesures. Une spécifica- tion complète de la précision obtenue n'est pas praticable, étant donné qu'elle dépend dans une certaine mesure de la longueur et de l'atténuation du câble à mesurer, mais on peut dire que l'impédance caractéristique d'un câble peut être déterminée à 0,1%, tandis que la constante d'atténuation peut être mesu- rée avec en général une précision légèrement inférieure. La mesure de ss dépend tellement de la longueur du câble sous essai qu'aucune estimation utile ne peut être donnée, mais que, comme guide, on peut dire que les incréments de fréquence s'étendant entre 1 kilopériode par seconde et 17 kilopériodes par seconde sont discernables, suivant la fréquence.
La précision des mesures est aussi affectée par la nature des ter- minaisons de câbles employées, et on peut montrer à partir d'une étude de l'ef-
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fet des harmoniques dans l'alimentation en radio fréquences que les cas (a) et (c) considérés dans l'analyse ci-dessus R (ZT) = # et R(ZT) Zo sont défavorables à ce point de vue.
Dans le cas (a) par exemple, Z2 peut être mesuré avec précision, mais Z1 est susceptible de sérieuses erreurs, et dans le cas (c) la situation est analogue,bien que 1'erreur sur Z1 soit généralement moins sérieuse.
L'analyse faite jusqu'à présent est évidemment incomplète en ce que seulement des cas extrêmes ont été considérés quantitativement, et qu' aucun effort n'a été fait pour indiquer à quelle valeur de l'impédance ac- tuelle du câble les erreurs deviennent intolérables dans des conditions par- ticulières de câble sous essai-. Cet examen est justifiée étant donné qu'il sert de façon adéquate à indiquer les conditions d'opération optima, et il montre que même lorsqu'on effectue des mesures dans une gamme d'impédance étendue, les erreurs peuvent être maintenues dans une-limite, seulement quel- que peu éloignée du pourcentage réel de distorsion résultant de l'oscillateur.
Des cas spécifiques examinés (a) et (c) sont particulièrement indésirables lorsque l'emploi d'une grande gamme est envisagé. Il est en conséquence recom- mandé que des mesures soient normalement faites sur des câbles qui sont soit court-circuités, soit terminés avec une impédance ayant une composante résis- tive moindre que Zo.
On examinera maintenant le processus des mesures.. Pour déterminer Z1, Z2 et # f, la procédure de mesure suivante est adoptée : (1) des bobines sont insérées suivant la gamme de fréquences dars laquelle les mesures doivent être faites.
(2) le cadran de fréquences est réglé-sur la fréquence requise (3) les cadrans d'amplitude sont réglés suivant la lecture donnée sur le graphique d'étalonnage par rapport à un étalonnage à 75 ohms.
(4) Le moyen d'étalonnage à 75 ohms est connecté à la "sonde" et le zéro est réglé pour obtenir l'équilibre. L'équilibre est obtenu lorsque la dépression de S3 ne provoque pas de changement dans la lecture de l'appareil de mesure.
(5) Le câble est connecté et l'oscillateur est désaccordé légèrement pour obtenir des valeurs maxima et minima,, les valeurs de Z1 et de Z2 étant notées. Le câble doit être terminé si Z1 ou Z2 sont en dehors de la gamme de l'ensemble (voir plus haut).' (6) La fréquence est variée par petits incréments de part et d'au- tre du réglage principale et la séparation est mesurée entre un nombre conve- nable de pointes d'impédance de même signe. Appelons alors f' la différence totale de fréquences lues sur le graphique de fréquence incrémentielle, pour n pointes, alors la séparation moyenne entre deux pointes adjacentes est donnée par .
# f = f'/n: zo, Ó / ou vie peuvent être alors déterminés par substitution dans les formules correspondantes de la figure 11. La lon- gueur du câble est ici exprimée en milles et c = 186.280 milles par seconde.
Bien que l'invention ait été décrite en relation avec des exemples particuliers de réalisation, et certaines modifications de ceux-ci, il doit être bien compris que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne doit pas limiter la portée de la présente invention.