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"SUPPRESSEUR DE DISTORSION SHUNT DU TYPE A REACTION"
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Cette invention se rapporte à la réduction de la distorsion des signaux électriques et elle est particulière- ment destinée à la réduction de la distorsion basse fréquence en télévision ou dans tous autres signaux à large 'bande .
L'invention est applicable à la télévision et sera décrite en relation avec elle, bien que ses principes soient applicables à d'autres types de signaux.
Une télévision de haute qualité requiert la trans- mission, avec peu ou pas de distorsion, d'ondes de signaux ayant des bandes larges de plusieurs mégacycles et comprenant dans leur forme "video", ou non porteuse, d'importantes com- posantes' à basse fréquence et en courant continu.
Beaucoup de soins ont été apportés à ce problème et des classes de circuits connus sous le nom de rétablisseux de courant continu ou'de.réinjecteur et de suppresseur de distorsion (clamper) ont été développés pour compenser la per- te- ou la distorsion, soit de la composante à basse fréquence, soit de celle à .courant continu, soit des deux.
Une des causes principales de cette distorsion ré- side dans la difficulté de transmettre des composantes à bas- se fréquence ou en courant continu par un moyen de transmis- sion pour larges bandes.
Les rétablisseurs de courant continu cons'tituent une des premières solutions du problème mais ne conviennent que pour le rétablissement de courant continu ou de très basses fréquences. Les suppresseurs de distorsion représen- tent une amélioration par rapport aux rétablisseurs de cou- rant continu, étant donné qu'ils conviennent non seulement pour le rétablissement de composantes à courant continu mais
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également pourra réduction de la distorsion basse fréquence.
Un exposé plus détaillé du problème et de ses solutions anté- rieures se trouve décrit dans l'article intitulé "Clampers 'in Vidéo Transmission" par S. Doba Jr et le demandeur, 69
Trans. A.I.E.E. 477, 1950.
Les suppresseurs de distorsion antérieurs ne pou- ' vaient donner une réduction .importante des perturbations que jusqu'à 100 cycles ou au plus jusqu'à quelques centaines de cycles.
Une compensation jusqu'à plusieurs centaines de cy- des est de ce fait requise, avec de tels suppresseurs de distorsion pour obtenir une transmission de haute qualité.
Une caractéristique de la présente invention consiste dans une importante atténuation de la perturbation jusqu'à plu- sieurs milliers de cycles (théoriquement du moins) et notam- ment jusqu'à la moitié de la fréquence de lignes ce qui allé- ge la charge imposée aux compensateurs.
Une forme d'exécution illustrative de l'invention décrite en détail plus bas comprend essentiellement un sup- presseur de distorsion perfectionné de la sous-classe des suppresseurs de di'storsion connus sous le nom de suppres-, .seurs de distorsion du type à réaction.. Les suppresseurs de distorsion de télévision, en général, détectent la déviation d'une onde de télévision à partir d'une valeur de référence qui est généralement constituée par les extrémités des im- pulsions de synchronisation. Cette déviation détectée, con- nue sous le nom de distorsion -enveloppe,est alors soustraite du signal transmis de manière à réduire la déviation.
Etant donné que cette déviation ne peut être détectée que périodi- quement, la distorsion-enveloppe qui en dérive n'est en fait qu'une version "quantisée" de.la distorsion réelle, de sorto
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que quand elle est soustraite de L'onde transaise, il reste toujours une certaine distorsion. Jusqu'ici cette distorsion résiduelle était considérée comme inévitable que le suppres- seur soit du type shunt ou série .
L'objet principal de cette invention est de rédui- re cette distorsion résiduelle .
Un autre objet de l'invention est de réduire la distorsion basse fréquence dans un signal de télévision.
Un troisième but de l'invention est l'extension de l'amélioration obtenue au moyen de suppresseurs de dis- torsion, à des fréquences plus élevées sans eu'il soit be- soin d'introduire un retard dans le signal transmis .
Conformément à la forme d'exécution donnée en exempte plus ba.s, la, distorsion résiduelle, qui découle de la nature "quantisée" de la distorsion-enveloppe détectée, un " ' est atténuée dans/suppresseur shunt par l'introduction d'un supplément de gain des basses fréquences dans le cir- cuit de réaction du suppresseur de distorsion . On donne un gain suffisant -aux basses fréquences pour qu'il y ait discrimination vis-à-vis de la. distorsion résiduelle à haute fréquence .
Une- caractéristique de l'invention est que cette discrimination vis-à-vis des composantes résiduelles à hau- te fréquence est obtenue sans retard pour les larges bandes dans le canal de signal, ce qui serait difficile à réaliser sur un spectre de signal à large bande .
D'autres caractéristiques et objets de l'invention seront nlus complètement comprises par l'examen de la des- cri@tion suivante, illustrée par les dessin..-. ci-joints dans lesquels :
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- la. figure 1 est un schéma, en bloc, du suppres- seur de distorsion à réaction du type shunt à réaction;
- la ,figure 2 donne diverses Tordes.d'ondes in- tervenant dans 1:explication de l'invention - la figure 3 expose une modification du suppres- seur de la figure:! en accord avec les principes de l'in- vention, tandis qué la - figure 3A illustre la caractéristique de trans mission des'éléments du circuit 15; -la figure 4 donne un type',de circuit pouvant êtr employé cornue circuit 15 ;
-la figure 5 donne diverses caractéristiques du suppresseur de distorsion illustrant l'amélioration qui pe être obtenue au moyen de l'inventio, et,' la figure 6 est un schéma détaille d'un supprea. seur de'distorsion utilisant des principes de l'invention.
Un suppresseur de distorsion shunt 10 du type à réaction est représenté à la figure 1. Ce type de suppres- seur est décrit-dans l'article cité plus haut et l'est éga- lement dans -le brevet du demandeur n 2.630.486 du 3 mars
1953. Dans ce type de suppresseur de distorsion, il n'y a pas d'éléments suppresseurs en série avec.,la ligne de trans- mission 11. Au lieu de cela, le suppresseur a son entrée -(source de signaux TVS)et sa sortie (OT) branchées!'sur un point commun 12 sur la ligne de transmission.
Associa au suppresseur on a un circuit de réaction comprenant' un am- plificateur d'entrée 13, un détecteur d'enveloppe 14, et des éléments de couplage 15 représenté sur le schéma par autre amplificateur 16 qui couple l'enveloppe détectée, en phase et en amplitude,à l'amplificateur d'entrée 13 et à 'la ligne de transmission 11.
Une distorsion type est représentée, par la forme ,
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d'onde A de la figure 2. Sur la figure 2, la courbe A repré- sente la distorsion à basse fréquence, la courbe B, la dis- torsion enveloppe "quantisée" et la courbe C la forme de la distorsion résiduelle.
Les temps sont portes en abscisse et les tensions de .signal en ordonnée.
C'est une distorsio basse fréquence caractéristi- que, du type de :celle qui pourrait être due à la coupure d'un circuit résistance-capacité agissant sur une onde Vidéo conte, - nant une onde carrée à basse fréquence. La courbe B de la fi- gure 2 montre l'onde qui dérive de l'action du détecteur d'enveloppe qui échantillonne l'onde à basse fréquence à une allure déterminée, dans ce cas-ci, à la fréquence de lignes.
Là courbe C montre la forme'de la distorsion qui.reste lors- .que l'onde B dérivée par le;détecteur est soustraite de l'on- de à basse fréquence A:
La distorsion résiduelle, courbe C, produit un type caractéristique de distorsion qui détermine la limite de l'amélioration..qu'on peut obtenir par l'utilisation de suppresseurs de distorsion. On peut noter ici que cette dis- torsion résiduelle serait également obtenue si on utilisait un suppresseur série, étantdonné qu'aussi .. bien avec un sup- presseur série qu'avec un suppresseur shunt, l'enveloppé détectée ne consiste- que dans une version "quantisée" de la distorsion basse fréquence réelle.
Cette forme de distorsion résiduelle est équivalente au "bruit quantisant" ("quantizing noise dansées systèmes impulsions de transmission de si- gnaux. Elle comprend une multitude de spectres latéraux au delà des'harmoniques de la fréquence'd'enregistrement. La - distorsion résiduelle est constituée de ce fait de fréquences élevées comparées à celle de 1'onde'de distorsion d'entrée.
Cette différence de fréquence entre la distorsion d'entrée et la distorsion résiduelle est mise à profit dans ce@@e in-
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vention.
Conformément à la présente invention, les fréquen- ces les plus basses de l'enveloppe détectée dans un suppres- seur de distorsion à réaction sont amplifiées davantage que les hautes fréquences de l'enveloppe une des manières d'ob- tenir cela est représentée à la. figure 3 qui montre un éta- ,ce de couplage 15 pour un suppresseur shunt. du type illustré à la figure 1.
A la figure 3, l'étage de couplage 15 comprend un amplificateur 16 plus un réseau sélectif de fréquence 17 ay- ant une caractéristique de transmission telle que la caracté- ristique de la.combinaison amplificateur 16-réseau 17 soit celle de.la figure 3A. Dans la figure 3A, le gain est porté en ordonnée et la fréquence en cycles par seconde est por- tée en abscisse. Cette combinaison produit un surcroît de gain dans la boucle de réaction limité à une bande égale à approximativement la moitié de la fréquence de lignes. Si on le désire, la caractéristique peut être aplatie vers et jusqu'à la fréquence 0 (courant continu) (ligne pointillée) ou peut tomber à zéro en dessous de 60 cycles (ligne pleine).
On aura une cara'ctéristique de filtre passe-bas ou de filtre de bande. !
Dans le suppresseur décrit en détail,une variante. est utilisée. Dans cette variante, représentée. à la- figure 4, la sortie du détecteur est divisée en deux branchements, l'un . d'eux transmet l'enveloppe dans le rapport 1:1 sur l'entière- té de-la bande, l'autre produit un surcrott de gain à basse fréquence. Le point important dans un arrangement comme dans l'autre est que les basses fréquences sont amplifiées rela- tivement aux plus hautes fréquences, les "basses" fréquences étant cellesinférieures à la moitié de la fréquence de ligne.
(7,9 kilocycles dans les standards de télévision actuels). En
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d'autres termes, un gain peut être obtenu dans l'un et l'au- tre des deux branchements parallèles de la figure 4 si on le désire, pourvu que le gain obtenu dans le.circuit de coupla- ge à basse fréquence soit'élevé par-rapport au gain du cir- cuit de couplage à.large bande.
Dans la figure 4, l'enveloppe "quantisée" (courbe '
B de la figure 2) apparaît sous la forme d'une tension au condensateur C. '.Cette tension alimente directement la triode
21 dont la sortie est couplée à une lampe de.sortie 22 par une résistance de cathode commune, 23.; Par ces connexions, l'enveloppe "quantisée" est transférée aux bornes de sortie
24 du suppresseur.
Le gain supplémentaire des basses fréquences est obtenu par la triode 25 à laquelle est couplée l'enveloppe "quantisée", en courant alternatif par l'intermédiaire du condensateur 26. La sortie de cette lampe est appliquée à la grille du tube de sortie 22 où elle se combine en phase avec les composantes couplées directement par la lampe 21.
Le condensateur de'couplage 26 et la résistance-de fuite de grille 27 produisent une coupure à basse fréquence pour l'amplificateur 25 .aux environs de 10 cycles.. Une coupure à haute fréquence de ce gain additionnel est produite par la résistance 28 et le condensateur shunt 29 connectés à la sortie de l'amplificateur. Ces éléments sont proportionnels à la diminution de gain de l'amplificateur aux fréquences su.. périeures à la moitié de la fréquence de lignes.
Le résultat . net de ce circuit est de produire aux bornes de sortie 24 une enveloppe "quantisée" corrigée dans laquelle les basses fréquences ont été"exaltées" par rapport aux fréquences plus élevées, comme indiqué dans la figure 3A, en vue d'atténuer dans son ensemble la distorsion résiduelle du suppresseur.
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Avec les meilleurs suppresseurs antérieurs du ty- pe shunt ou série, le bénéfice de la suppression de distor- sion s'obtenait principlement en dessous 'de 2000 cycles à un taux .approximatif de six décibels par octave comme indiqué à la courbe A, figùre 5:-\ Dans la figure 5; lés fréquences en cycles, sont portées en abscisse et la distorsion résiduelle en décibels en ordonnée. La courbe B montre la modification introduite dans la caractéristique de base de suppression de distorsion d'un suppresseur, obtenue dans des ensembles à réaction utilisant des condensateurs pour le couplage du sup- presseur à la ligne de transmission? Aux fréquences très bas- ses, l'impédance du condensateur de\couplage limite l'effi- cacité du suppresseur.
La courbe C montrel'atténuation supplémentaire de la distorsion résiduelle qu'on peut obtenir par un gain ad- ditionnel des basses fréquences tel que le produit une for- me d'exécution de. la présente invention. La courbe D montre l'amélioration supplémentaire qui est possible en évitant le condensateur de couplage de ligne ou'en couplant séparé- ment les lignes .de sortie et d'entrée du suppresseur au moyen de condensateurs. L'atténuation maximum qu'on peut voir à 'la courbe D aux basses fréquences 'n'est limitée que par le gain de réaction possible qui peut être réglé arbitrairement selon les performances générales désirées.
Un suppresseur shunt- complet du type à réaction qui illustre les caractéristiques de la présente invention est 'représenté à la figure 6. Ce suppresseur peut être utilisé par exemple aux bornes de réception d'un système de transmis- sion vidéo, quoiqu'il puisse également être utilisé dans des systèmes à courant porteur.
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En résumé, le suppresseur est un système à réaction qui ponte ou travaille en shunt sur une ligne de transmis- sion 11 de 75 ohm. Le signal de-télé vision'au points commun
12 est amplifié par l'amplificateur 41.et la partie image de l'onde video est éliminée par le séparateur d'amplitude 42. Ce séparateur amplifie donc le signal restant et notam- ment les'impulsions de synchronisation qui contiennent les éléments de la distorsion et qui sont appliquées au détecteur d'enveloppe 14 par l'intermédiaire d'un couplage cathodique.
La sortie du détecteur qui apparaît aux bornes du condensa- teur C représente l'enveloppe de distorsion amplifiée qui est décrite par les sommets des impulsions de synchronisa- tion. L'enveloppe détectée est ensuite renvoyée au point com- mun 12 et à l'entrée de l'amplificateur 41 par l'intermédiai- re de l'étage de couplage 15 analogue à celui .représenté à la figure 4. 1,'enveloppe renvoyée dans le circuit de réaction est égale en amplitude et opposée en phase à l'enveloppe dedistorsion primitive, de sorte qu'une compensation substan- tielle s'effectue -sur la ligne 11 au point commun 12.
D'une manière'plus détaillée, un signal de télévi- sion ayant subi pendant la transmission des altérations quel- conques des basses fréquences,-apparaît dans un câble coaxial
11 de 75 ohm. L'entrée de l'amplificateur du suppresseur est branchée sur la ligne coaxiale à la jonction de deux bobines
45 dont le but est de neutraliser la capacité parasite inhére@, te à la ligne en vue d'assurer.une bonne transmission aux fréquences video les plus élevées. Ces bobines associées à la capacité parasite forment un filtre passe-pas dont la fréquen- ce de coupure est élevée comparée à la bande video.
Le conden- sateur 46 et la résistance shunt 47 couplent le point commun à l'entrée ,de l'amplificateur du suppresseur et servent, éga- lement d'impédance de couplage en courant .continu dans le cir-
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cuit de réaction en courant continu du suppresseur. La résie- tance 47 @onne le couplai en courant continu nécessaire
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la polarisation de'grille des lampes du suppresseur.
Le signal de télévision combiné apparaît ainsi à la grille de commande de l'amplificateur 41 et est amplifie 'par cette lampe. Le signal amplifié et inversé est appliqué à la grille d'une seconde lampe 48 laquelle;
couplée cathodi- quement à une troisième lampe 49, fonctionne comme séparateur pour retirer 'du signal la partie image et laisser nasser uni- quement les impulsions de synchronisation. La résistance de cathode commune 50 donne le'couplage'entre les lampes 48 et 49 et agit sur la somme de deux courants cathodiques de ces lampes pour produire une caractéristique de séparation différentielle. Les polarisations des grilles de, ces tubes sont ajustées de telle manière que la lampe 48 n'est conduc- trice que pendant les impulsions de synchronisation. Pendant les intervalles d'image entre cesimpulsions, la lampe 49
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conduit le.
courant total et lé ''tube, 48,'est-*à la,'coupure,Pour ,l' ';j ,> * '' ,., des signaux druz nive.ü',rcrmal'',.e résultat euh es "que ..a partievideo est. complètement 'eéparr;,,et,.qulkseu.ès tles' im- "r , , = < " 5"';, , "...ix <.,, >,>... ,,. pulsions de'synchronisation atteignent 1 aq,ùe@ "dè',,Ià lampe 49 wilplifiée, par le gain de tèrisïon produx,t par cet' étage.
Les -impulsions de 'synchronisation ".posit3:ves" .conunan- ." ;.];. , . , ¯ . yxr"u. f .':. dent un étage à couplage cathodique 3:,q" , agit. en-abaissant l ir pEdance. avéc peu,OU" pas dé $fl,t),;]µ6 < , ) ,,] de manière produire la 'coim'alnde4 'd'ti détecteur'd'enveloppe.'14.'Etant donné que lés étages amplif.catéur ,sons linéaires dans la région des.sommets des impulsion de àyyicliroilpati:o'n, il n'y pas de coupure ".i ' ende ]Oh$el',dy /Ù4((%fgµéµÉI ' f éiini e , ' par .L ù ±x i aip i,i l iJ 1 on s . ' ' ' Î" )/ . , " /, ". ' l ' '-" Lo'-dôteotcur d'enveloppe 14 est un systome qui d6-'
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rive le plus exactement possible la courbe de l'onde de dis- torsion basse fréquence- présente dans le signal de télévision.
Le détecteur accomplit ceci en variant la charge du condensa- teur C de sorte que sa tension suive \le changement de niveau d'un sommet d'impulsion de synchronisation au suivant. Ce détecteur est exposé dans une demande simultanée de A.
Slocum et du demandeur.
Fondamentalement, le détecteur est du type à impé- dance infinie, comprenant une triode 51 ayant un condensateur C connecté à son impédance de charge cathod.iqu.e. Cependant, au lieu de la résistance habituelle qui shunte ce condensa- teur dans les détecteurs de ce type on trouve une lampe 52 de décharge de condensateur.
En général, les impulsions de synchronisation ap- pliquées à la détectrice 51 le sont également au tube de décharge 52 de sorte que pendant les intervalles des impul- sions de synchronisation, la résistance de plaque de la lampe 52 est abaissée, ce qui a pour effet de décharger le conden- sateur de sortie à l'amplitude maximum des impulsions de syn- chronisation. 'Dans l'intervalle entre deux impulsions de syn- chronisation, le tube de décharge 52 est coupé de sorte que le condensateur Obtiendra sa charge jusqu'à, l'arrivée de l'em- pulsion suivante.
Du fait de cette action, la tension de sorti; de la détectrice est rendue relativement insensible 'aux varia- tions de durée des.impulsions ou de séparation des impulsions ainsi que cela se présente, par,. exemple, entre les impul- sions de-synchronisation d'image horizontales et verticales et les impulsions de compensation. Ceci est acquis en permet- tant au condensateur de se charger ou de se décharger unième- ment dans les intervalles de ces impulsions de synchronisa- tion et en compensant le taux effectif de suppression de charge
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par le taux de charge de sorte qu'en l'absence de distorsion, la charge nette appliquée au condensateur sera nulle.
Ce circuit spécifique 'opère d.e la manière suivante.
Le potentiel du condensateur C maintient la cathode de la dé- tectrice 51 à un niveau sensiblement supérieur à son poten- tiel de grille entre les impulsions ainsi que le détermine la tension cathodique, du tube de commande 43. Le tube de dé- charge 52 est maintenu en position de coupure également par le potentiel aux bornes du condensateur de couplage de gril- le 53 et de la résistance en parallèle 54. Dans l'intervalle de l'impulsion.de synchronisation, la lampe 52 est amenée à saturation, provoquant un courant de grille de sorte que la charge du condensateur 53 est maintenue.
En fait, la résis- tance en parallèle et la capacité agissent comme une batterie en série qui compense la différence de potentiel continu en- tre la détectrice 51 et le tube de déclrarge 52, notant toute- fois que tous deux sont alimentés par la cathode de la lampe de commande 43.
, :De., ce fait, pendant l'intervalle entre les im- pulsions, les. lampes 51 et 52 sont coupées en raison de l'é- tat stationnaire de leur polarisation. Lors de l'arrivée d'u- ne impulsion de synchronisation à la cathode de la lampe. de commande 53, le tube de décharge 52 est rendu conducteur en premier Lieu et décharge partiellement le condensateur de sor tie C. Lorsque l'amplitude de.l'impulsion augmente suffisam- ment pour élever le potentiel de grille de la détectrice 51 par rapport à sa cathode, à la valeur nécessaire à la conduo. tion, ce tube devient également conducteur, et recharge le Condensateur 9..
En présence d'une distorsion les taux de chai Se et de décharge sont proportionnés de telle façon que, avant que l'impulsion ne soit terminée, la tension du conden;
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teur atteigne le niveau de distorsion contenu dans l'impul- sion d'entrée.
Le tube de décharge 5? peut être considéré comme une résistance qui est. branchée ou débranchée du circuit, cet- te résistance n'étant branchée qu'en présence d'impulsions de synchronisation.
Ainsi que mentionné plus haut,, l'action de ce tube est nécessaire pour permettre à la tension du con- densateur C de suivre le niveau des pointes des impulsions de synchronisation pendant la portion de l'enveloppe de distor- sion pendant laquelle les sommets des impulsions décroissent successivement*. Si on utilisait une simple résistance, le taux de décharge du condensateur serait trop lent pour permet- tre à la détectrice de suivre des enveloppes de distorsion décroissantes .si ce n'est aux plus basses fréquences' En plus, ce tube réduit la distorsion de la charge durant la période de synchronisation verticale.
La figure 6 indique une triôde utilisée comme tube de décharge. On peut également employer des tétrodes et des pentodes pour l'un et l'autre des tubes
51 et 52.
L'article sur le suppresseur cité plus haut discute le choix de la constante de temps du suppresseur. La con- stante de temps voulue détermine la constante de temps de la détectrice qui dans le présent circuit est déterminée princi- plaement par la résistance 56, la', caractéristique de la détec trice 51'et 'la valeur'du condensateur C.Etant donne que la détectrice est dans 'le circuit de réaction, sa constante de 'temps est 1 ss fois la constante de temps recherchée pour , le suppresseur.
La contre-réaction cathodique'est introduite dans le tube de décharge 52 par la résistance 55 pour plusieurs raisons. En-premier lieu/elle réduit le gain de-cette lampe de manière que la Lori de la distorsion aux sommets
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des impulsions de. synchronisation se fait principalement par la lampes 51. ,Si les gains de ces deux tubes se compensaient exactement, le condensateur C ne recevrait aucune charge net- te d'aucune distorsion basse fréquence. En deuxième lieu, le. s deux lampes représentent des amplificateurs dans le cir- cuit de réaction du suppresseur.
De par la nature de leurs connexions, la détectrice 51' est un élément de réaction né- gative et le tube de décharge 52 un élément de réaction po- sitive. La réactionrésultante doit évidemment être négati- ve pour la stabilité du circuit. Cette contre-réaction est, de ce fait, nécessaire pour éviter des oscillations dans le circuit:
Les amplificateurs de couplage 15 sont sensiblement les mêmes que ceux décrits dans. la figure 4. La distorsion détectée au condensateur ± est reliée à la grille de la lam- pe 21 par un couplage à courant continu réalisé par un divi- seur de tension comprenant les résistances 61, 62 et 63.
Le condensateur 60 couple les fréquences plus élevées à la' gril- le. de ce,:.:tube.- Ce diviseur permet l'écoulement d'une partie de la charge du.condensateur C, mais cette décharge est com- pensée par lapolarisation positive appliquée. au condensateur . à travers la résistance 64, ce qui conserve'.la'charge à .'sa même valeur. Comme dans la figure 4, l'enveloppe ;est reliée par un couplage à courant alternatif à un second tube 25 qui donne un gain supplémentaire aux basses fréquences et ce sur .une largeur de bande limitée à 'sa .partie inférieure par le condensateur de couplage 26.et les résistances de fuite de grille 65 'et 63 et à sa partie supérieure par la résistance
28 et la capacité 29.
De ce fait, cet étage, confàre à la ca- ractéristique de la boucle de réaction une deuxième coupure de six décibels par octave dans une bande de basses fréquences
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qui s'ajoute à celle produite par la détectrice et tond à ré- duire la distorsion résiduelle dans le signal résultant tranc- Plis. (le circuit, en fait, atténue le caractère en escalier de l'enveloppe détectée on atténuant les plus hautes fréquen- ces qui découlent de la nature "quantis@e" du signal. La résistance @ ajoute un peu de contre-réaction à la lampe
25.
Cette résistance est shuntée par un condensateur 60 qui accroît encore l'augmentation de gain.
- Le courant de l'enveloppe qui apparaît à la sortie du tube de sortie 22 est appliqué aux extrémités de la ligne par l'intermédiaire d'une diode' à remplissage gazeux 67 et d'une résistance série 68 shuntée par un condensateur 69.
L'anode d'amorçage est reliée au positif de la batterie au travers d'une résistance dévolteuse 70 et fournit le gradient -de potentiel nécessaire à l'ionisation initiale du gaz. Cette lampe produit le couplàge serré en courant. continu entre la sortie et l'entrée, couplage nécessaire à la stabilisation de la polarisation dans la boucle du suppresseur. ±tant donné ,que la diode à gaz est un système pour basse fréquence, le condensateur shunt 69 est nécessaire pour obtenir un counla-- ge aux plus hautes 'fréquences.
Ce dispositif de couplage de sortie transfère les courants à basse fréquence de la lampe mélange use aux extré- mités de la ligne. Ces courants. d'enveloppe. induisent dans les extrémités la tension d'enveloppe, de phase et d'amplitu- de convenable pour supprimer'la distorsion originelle.
L'effet'de pointe des hautes fréquences dans le cir- cuit de réaction est obtenu dans le premier étage. Une résis- tance 71 produit une réaction locale pour la lampe 41, mais le condensateur 72 réduit cette contre-réaction aux hautes fréquences. L'effet de pointe ainsi produit est rendu délibé- rément plus fort que besoin n'est et est alors réduit par l'a-
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justement 0 du condensateur variable 73 qui est connecté entre la plaque de la lampe 41 et la terre. Cette capacité supplé- mentaire contrarie l'effet de pointe en abaissant la fréquen- ce de coupure intermédiaire et elle est ajustée pour obtenir une 'transmission optimum des impulsions de synchronisation.
Vu/que le suppresseur est essentiellement un ampli- ficateur à réaction, le critère usuel de stabilité doit être observé. Des marges adéquates de gain et de phase sont pré- vues dans les régions intéressantes de la caractéristique de réaction. Du point de vue de la. stabilité, le supplément de gain des basses fréouences, dans la bande de fréquences la
Plus importante,'s'obtient sans dépasser les marges requises de phase et de gain aux plus hautes fréquences.
La caractéristique du. suppresseur qui 'vient d'être décrit est la courbe C de la figure 5. Si on supprime le con- densateur 46 ou si les lignes d'entrée et de sortie sont cou- plées séparément.au suppresseur par des condensateurs indi- viduels, la caractéristique sera la courbe D. Pour une ap- plication déterminée, l'amélioration représentée par ces caractéristiques, particulièrement dans la région de 60 à
200 cycles, a satisfait aux, exigences demandées.
On peut, ce- pendant, étendre l'amélioration à de plus hautes fréquences, en ajustant la coupure dans le supplément \ de. sain des basses fréquences produit par l'amplificateur 25 ce qui peut par ex- emple se faire en .ajustant l'un ou l'autre\des condensateurs 29 ou 60. Théoriquement, le bénéfice de la limitation peut , être étendu jusqu'à la moitié de la fréquence de lignesbien que le critère de stabilité limitera, en général, la réduc- tion significative d'interférence à quelques milliers de cy- cles.
Quoique l'invention ait été décrite en rapport av
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des formes d'exécution déterminées, celles-ci ne doivent pas être considérées comme restrictives vu que d'autres formes d'exécution et des modifications peuvent aisément apparaître pour quelqu'un familiarisé avec la technique. Par-exemple, le limiteur peut être utilisé avec des lignes de transmission vidéo équilibrées plutôt qu'avec des circuits coaxiaux désé- quilibrés ainsi qu'il a été décrit ici. four un système équi- libré, il faudra.évidemment un push-pull ou des étages d'en- trée et de sortie équilibrés.
REVENDICATIONS.- 1.- En combinaison'avec une ligne de transmission devant transmettre des signaux contenant des composantes im- portantes en basse fréquence inférieure à 100 cycles, des moyens permettant de réduire. la distorsion basse fréquence desdits signaux transmis, moyens comprenant un circuit de ré. action ayant une.entrée et une-sortie en pont sur un point électriquement commun de ladite ligne, le dit circuit de. réac tion comprenant des moyens de tirer de ladite distorsion des dits signaux des.valeurs "quantisées", ainsi que des moyens pour coupler lesdites valeurs "quantisées" à ladite en- trée en opposition de.
phase avec ladite distorsion basse fré- quence, lesdits moyens de couplage comprenant des moyens pour amplifier les composantes basse fréquences desdites, . valeurs "quantisées" par rapport .aux composantes haute fréquence.
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"REACTION-TYPE SHUNT DISTORTION SUPPRESSOR"
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This invention relates to the reduction of distortion of electrical signals and is particularly intended for the reduction of low frequency distortion in television or any other wideband signals.
The invention is applicable to television and will be described in connection therewith, although its principles are applicable to other types of signals.
High quality television requires the transmission, with little or no distortion, of signal waves having wide bands of several megacycles and comprising in their "video" or non-carrier form important components. low frequency and direct current.
Much attention has been paid to this problem, and classes of circuits known as direct current restore or re-injector and clamper have been developed to compensate for loss or distortion, either the low frequency component, or the direct current component, or both.
One of the main causes of this distortion lies in the difficulty of transmitting low frequency or direct current components by means of transmission for wide bands.
Direct current restorers are one of the first solutions to the problem but are only suitable for direct current or very low frequency restoration. Distortion suppressors represent an improvement over direct current restorers, as they are suitable not only for restoring direct current components but
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also will be able to reduce low frequency distortion.
A more detailed discussion of the problem and its prior solutions is described in the article entitled "Clampers' in Video Transmission" by S. Doba Jr and Applicant, 69
Trans. A.I.E.E. 477, 1950.
Previous distortion suppressors could only give a significant reduction in disturbance up to 100 cycles or at most up to a few hundred cycles.
Compensation of up to several hundred cycles is therefore required with such distortion suppressors to obtain high quality transmission.
A characteristic of the present invention consists in a significant attenuation of the disturbance up to several thousand cycles (theoretically at least) and in particular up to half the line frequency, which alleviates the imposed load. to compensators.
An illustrative embodiment of the invention described in detail below essentially comprises an improved distortion suppressor of the subclass of distortion suppressors known as wire-type distortion suppressors. reaction. Television distortion suppressors, in general, detect the deflection of a television wave from a reference value which is usually the ends of the sync pulses. This detected deviation, known as envelope distortion, is then subtracted from the transmitted signal to reduce the deviation.
Since this deviation can only be detected periodically, the resulting envelope-distortion is in fact only a "quantized" version of the actual distortion, of sorto
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that when it is subtracted from the transaise wave, there is still some distortion. Hitherto this residual distortion was considered inevitable whether the suppressor was of the shunt or series type.
The main object of this invention is to reduce this residual distortion.
Another object of the invention is to reduce low frequency distortion in a television signal.
A third object of the invention is the extension of the improvement obtained by means of distortion suppressors, at higher frequencies without the need to introduce a delay in the transmitted signal.
In accordance with the embodiment given in addition to ba.s, the, residual distortion, which results from the "quantized" nature of the detected envelope-distortion, a "'is attenuated in / shunt suppressor by the introduction of additional low frequency gain in the distortion suppressor feedback circuit Sufficient low frequency gain is given to discriminate against residual high frequency distortion.
One characteristic of the invention is that this discrimination with respect to the residual high frequency components is obtained without delay for the wide bands in the signal channel, which would be difficult to achieve on a signal spectrum at high frequency. broadband.
Other features and objects of the invention will be fully understood by examining the following description, illustrated by the drawings. attached in which:
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- the. Fig. 1 is a block diagram of the feedback shunt type feedback distortion suppressor;
FIG. 2 gives various waveforms involved in 1: explanation of the invention; FIG. 3 shows a modification of the suppressor of FIG. in accordance with the principles of the invention, while FIG. 3A illustrates the transmission characteristic of the elements of circuit 15; FIG. 4 gives a type of circuit which can be used retort circuit 15;
FIG. 5 gives various characteristics of the distortion suppressor illustrating the improvement which can be obtained by means of the invention, and, FIG. 6 is a detailed diagram of a suppressor. distortion sor using principles of the invention.
A feedback type shunt distortion suppressor 10 is shown in Figure 1. This type of suppressor is described in the article cited above and is also described in Applicant's Patent No. 2,630,486. March 3
1953. In this type of distortion suppressor, there are no suppressor elements in series with., Transmission line 11. Instead, the suppressor has its input - (TVS signal source) and its output (OT) connected! 'to a common point 12 on the transmission line.
Associated with the suppressor is a feedback circuit comprising an input amplifier 13, an envelope detector 14, and coupling elements 15 shown in the diagram by another amplifier 16 which couples the detected envelope, in phase. and in amplitude, to the input amplifier 13 and to the transmission line 11.
A typical distortion is represented by the shape,
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waveform A of FIG. 2. In FIG. 2, curve A represents the low frequency distortion, curve B the "quantized" envelope distortion and curve C the shape of the residual distortion.
The times are shown on the x-axis and the signal voltages on the y-axis.
It is a characteristic low frequency distortion, of the type of: that which could be due to the breaking of a resistance-capacitance circuit acting on a video wave tale, - ing a square wave at low frequency. Curve B in figure 2 shows the wave which derives from the action of the envelope detector which samples the low frequency wave at a determined rate, in this case at the line frequency.
The curve C shows the form of the distortion which remains when the wave B derived by the detector is subtracted from the low frequency wave A:
The residual distortion, curve C, produces a characteristic type of distortion which determines the limit of the improvement which can be achieved by the use of distortion suppressors. It can be noted here that this residual distortion would also be obtained if a series suppressor were used, given that as well with a series suppressor as with a shunt suppressor, the envelope detected consists only of a series suppressor. "quantized" version of the real low frequency distortion.
This form of residual distortion is equivalent to "quantizing noise" in pulse signal transmission systems. It includes a multitude of side spectra beyond the 'harmonics of the recording frequency'. The - residual distortion therefore consists of high frequencies compared to that of the input distortion wave.
This frequency difference between the input distortion and the residual distortion is taken advantage of in this in-
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vention.
In accordance with the present invention, the lower frequencies of the envelope detected in a feedback distortion suppressor are amplified more than the high frequencies of the envelope. One of the ways of achieving this is shown in the. Figure 3 which shows a coupling step 15 for a shunt suppressor. of the type shown in Figure 1.
In Figure 3, the coupling stage 15 comprises an amplifier 16 plus a frequency selective network 17 having a transmission characteristic such that the characteristic of the combination amplifier 16-network 17 is that of the figure. 3A. In FIG. 3A, the gain is plotted on the ordinate and the frequency in cycles per second is plotted on the abscissa. This combination produces an additional gain in the feedback loop limited to a band equal to approximately half the line frequency. If desired, the characteristic can be flattened to and up to frequency 0 (direct current) (dotted line) or can drop to zero below 60 cycles (solid line).
We will have a low-pass filter or band filter characteristic. !
In the suppressor described in detail, a variant. is used. In this variant, shown. in figure 4, the output of the detector is divided into two connections, one. of them transmits the envelope in the ratio 1: 1 over the entire band, the other produces a gain boost at low frequency. The important point in either arrangement is that the low frequencies are boosted relative to the higher frequencies, the "low" frequencies being those less than half the line frequency.
(7.9 kilocycles in current television standards). In
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in other words, a gain can be obtained in either of the two parallel branches of figure 4 if desired, provided that the gain obtained in the low frequency coupling circuit is High relative to the gain of the wideband coupling circuit.
In figure 4, the "quantized" envelope (curve '
B in figure 2) appears in the form of a voltage at the capacitor C. '. This voltage directly supplies the triode
21 whose output is coupled to an output lamp 22 by a common cathode resistor, 23 .; Through these connections, the "quantized" envelope is transferred to the output terminals
24 of the suppressor.
The additional low frequency gain is obtained by the triode 25 to which the "quantized" envelope is coupled, in alternating current through the capacitor 26. The output of this lamp is applied to the gate of the output tube 22 where it combines in phase with the components coupled directly by the lamp 21.
The coupling capacitor 26 and gate leakage resistor 27 produce a low frequency cutoff for amplifier 25 at about 10 cycles. A high frequency cutoff of this additional gain is produced by resistor 28 and the shunt capacitor 29 connected to the output of the amplifier. These elements are proportional to the decrease in amplifier gain at frequencies above half the line frequency.
The result . The net effect of this circuit is to produce at the output terminals 24 a corrected "quantized" envelope in which the low frequencies have been "boosted" with respect to the higher frequencies, as shown in Figure 3A, in order to attenuate as a whole the residual distortion of the suppressor.
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With the earlier best shunt or series type suppressors, the benefit of distortion suppression was obtained primarily below 2000 cycles at an approximate rate of six decibels per octave as shown in curve A, Fig. 5: - \ In figure 5; the frequencies in cycles are plotted on the abscissa and the residual distortion in decibels on the ordinate. Curve B shows the change introduced in the basic distortion suppression characteristic of a suppressor, obtained in feedback assemblies using capacitors for coupling the suppressor to the transmission line? At very low frequencies, the impedance of the coupling capacitor limits the effectiveness of the suppressor.
Curve C shows the additional attenuation of residual distortion that can be obtained by additional low frequency gain such that the product of an execution form of. the present invention. Curve D shows the further improvement which is possible by avoiding the line coupling capacitor or by separately coupling the output and input lines of the suppressor by means of capacitors. The maximum attenuation that can be seen at 'curve D at low frequencies' is limited only by the possible feedback gain which can be set arbitrarily depending on the overall performance desired.
A complete feedback type shunt suppressor which illustrates the features of the present invention is shown in Figure 6. This suppressor can be used, for example, at the reception terminals of a video transmission system, although it may be used. also be used in powerline systems.
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In summary, the suppressor is a feedback system which bridges or shunts on a 75 ohm transmission line 11. The TV signal 'in common
12 is amplified by amplifier 41. And the image part of the video wave is eliminated by amplitude splitter 42. This splitter therefore amplifies the remaining signal and in particular the synchronization pulses which contain the elements of the signal. distortion and which are applied to the envelope detector 14 via cathodic coupling.
The output of the detector which appears across capacitor C represents the amplified distortion envelope which is described by the peaks of the synchronization pulses. The detected envelope is then returned to common point 12 and to the input of amplifier 41 through the coupling stage 15 analogous to that shown in Figure 4.1, the envelope. fed back into the feedback circuit is equal in amplitude and opposite in phase to the primitive distortion envelope, so that substantial compensation takes place on line 11 at common point 12.
In more detail, a television signal which has undergone some low frequency alteration during transmission appears in a coaxial cable.
11 of 75 ohm. The input of the suppressor amplifier is connected to the coaxial line at the junction of two coils
45, the purpose of which is to neutralize the parasitic capacitance inherent in the line in order to ensure good transmission at the highest video frequencies. These coils associated with the parasitic capacitance form a step-pass filter whose cut-off frequency is high compared to the video tape.
Capacitor 46 and shunt resistor 47 couple the common point to the input of the suppressor amplifier and also serve as a DC coupling impedance in the circuit.
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DC reaction fired from the suppressor. The resistor 47 provides the necessary direct current coupling
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the grid bias of the suppressor lamps.
The combined television signal thus appears at the control gate of amplifier 41 and is amplified by this lamp. The amplified and inverted signal is applied to the gate of a second lamp 48 which;
cathodically coupled to a third lamp 49, functions as a splitter to remove the image portion from the signal and allow only the sync pulses to pass. Common cathode resistor 50 provides the 'coupling' between lamps 48 and 49 and acts on the sum of two cathode currents from these lamps to produce a differential separation characteristic. The polarizations of the gates of these tubes are adjusted such that the lamp 48 conducts only during the synchronization pulses. During the image intervals between these pulses, the lamp 49
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total current and the '' tube, 48, 'is- * at the,' cutoff, For, the ''; j,> * '',., signals druz nive.ü ', rcrmal' ',. th result uh es "that ..the video part is. completely removed; ,, and, .qulkseu.ess tles 'im-" r,, = <"5"' ;, "... ix <. ,,>, > ... ,,. synchronization pulses reach 1 aq, ùe @ "dè", Ià lamp 49 wilplified, by the terrision gain produced, t by this stage.
The -pulses of 'synchronization ".posit3: ves" .conunan-. ";.] ;.,., ¯. Yxr" u. f. ':. tooth a stage with cathodic coupling 3:, q ", acts. by-lowering the ir pEdance. with little, OR" not de $ fl, t) ,;] µ6 <,) ,,] so as to produce the 'coim' alnde4 'of the detector' envelope.'14. 'Since the amplified stages, linear sounds in the region of the peaks of the impulses of ayyicliroilpati: o'n, there is no cut. i 'ende] Oh $ el', dy / Ù4 ((% fgµéµÉI 'f éiini e,' par .L ù ± xi aip i, il iJ 1 on s. '' 'Î ") /.," /, " . 'l' '- "Envelope lo'-dôtotcur 14 is a systome which d6-'
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edges as exactly as possible the curve of the low frequency distortion wave present in the television signal.
The detector accomplishes this by varying the charge of capacitor C so that its voltage follows the change in level from one sync pulse peak to the next. This detector is exposed in a concurrent application from A.
Slocum and the applicant.
Basically the detector is of the infinite impedance type comprising a triode 51 having a capacitor C connected to its cathode load impedance. However, instead of the usual resistor which bypasses this capacitor in detectors of this type there is a capacitor discharge lamp 52.
In general, the sync pulses applied to the detector 51 are also applied to the discharge tube 52 so that during the intervals of the sync pulses the plate resistance of the lamp 52 is lowered resulting in the effect of discharging the output capacitor at the maximum amplitude of the synchronization pulses. In the interval between two synchronization pulses, the discharge tube 52 is cut so that the capacitor will build up its charge until the arrival of the next pulse.
Due to this action, the voltage is released; of the detector is made relatively insensitive to variations in pulse duration or pulse separation as is shown by ,. example, between the horizontal and vertical picture sync pulses and the compensation pulses. This is achieved by allowing the capacitor to charge or discharge first within the intervals of these synchronization pulses and compensate for the effective charge suppression rate.
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by the charge rate so that in the absence of distortion, the net charge applied to the capacitor will be zero.
This specific circuit operates as follows.
The potential of capacitor C maintains the cathode of detector 51 at a level substantially greater than its grid potential between pulses, as determined by the cathode voltage, of control tube 43. Discharge tube 52 is held in the off position also by the potential across the grill coupling capacitor 53 and the parallel resistor 54. In the interval of the sync pulse, the lamp 52 is brought to saturation, causing a gate current so that the charge of capacitor 53 is maintained.
In fact, the parallel resistance and the capacitance act as a series battery which compensates for the dc potential difference between the detector 51 and the drop tube 52, noting however that both are powered by the cathode. control lamp 43.
,: De., This fact, during the interval between the pulses, the. lamps 51 and 52 are cut off due to the stationary state of their polarization. Upon arrival of a synchronization pulse at the cathode of the lamp. control 53, the discharge tube 52 is made conductive first and partially discharges the output capacitor C. When the amplitude of the pulse increases sufficiently to raise the gate potential of the detector 51 relative to at its cathode, to the value necessary for the conduo. tion, this tube also becomes conductive, and recharges Capacitor 9 ..
In the presence of a distortion the chai Se and discharge rates are proportioned so that, before the pulse is terminated, the voltage of the conden;
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tor reaches the level of distortion contained in the input pulse.
The discharge tube 5? can be seen as resistance that is. connected or disconnected from the circuit, this resistor being connected only in the presence of synchronization pulses.
As mentioned above, the action of this tube is necessary to allow the voltage of capacitor C to follow the level of the peaks of the synchronization pulses during the portion of the distortion envelope during which the peaks pulses successively decrease *. If a single resistor were used, the rate of discharge of the capacitor would be too slow to allow the detector to follow decreasing distortion envelopes. If not at the lower frequencies. In addition, this tube reduces the distortion of load during the vertical synchronization period.
Figure 6 shows a triode used as a discharge tube. Tetrodes and pentodes can also be used for either tube
51 and 52.
The suppressor article cited above discusses the choice of suppressor time constant. The desired time constant determines the time constant of the detector which in the present circuit is determined mainly by the resistor 56, the ', characteristic of the detector 51' and 'the value of the capacitor C. Being Since the detector is in the feedback circuit, its time constant is 1 ss times the time constant sought for the suppressor.
Cathodic feedback is introduced into discharge tube 52 through resistor 55 for several reasons. Firstly / she reduces the gain of this tube so that the Lori of the distortion at the peaks
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pulses of. synchronization is done mainly by the lamps 51. If the gains of these two tubes exactly offset each other, the capacitor C would receive no charge net of any low frequency distortion. Second, the. s two lamps represent amplifiers in the suppressor feedback circuit.
By the nature of their connections, detector 51 'is a negative reaction element and discharge tube 52 a positive reaction element. The resulting reaction must obviously be negative for the stability of the circuit. This feedback is therefore necessary to avoid oscillations in the circuit:
The coupling amplifiers 15 are substantially the same as those described in. FIG. 4. The distortion detected at the capacitor ± is connected to the gate of the lamp 21 by a direct current coupling produced by a voltage divider comprising the resistors 61, 62 and 63.
Capacitor 60 couples the higher frequencies to the grill. of this,:.: tube.- This divider allows part of the charge of the capacitor C to flow, but this discharge is compensated by the applied positive bias. to the capacitor. through resistor 64, which keeps the load at the same value. As in Figure 4, the envelope is connected by an AC coupling to a second tube 25 which gives additional gain at low frequencies over a bandwidth limited to its lower part by the capacitor of. coupling 26. and the grid leakage resistors 65 'and 63 and at its upper part by the resistor
28 and capacity 29.
Therefore, this stage gives the characteristic of the feedback loop a second cutoff of six decibels per octave in a low frequency band.
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which adds to that produced by the detector and cuts to reduce the residual distortion in the resulting signal cut-off. (The circuit, in fact, attenuates the jagged character of the detected envelope by attenuating the higher frequencies which result from the "quantis @ e" nature of the signal. The resistor @ adds some feedback to the signal. lamp
25.
This resistor is shunted by a capacitor 60 which further increases the gain increase.
- The current of the envelope which appears at the output of the output tube 22 is applied to the ends of the line by means of a gas-filled diode 67 and of a series resistor 68 shunted by a capacitor 69.
The starting anode is connected to the positive of the battery through a step-down resistor 70 and provides the potential gradient necessary for the initial ionization of the gas. This lamp produces tight coupling when running. DC between output and input, coupling necessary to stabilize the polarization in the suppressor loop. ± Since the gas diode is a low frequency system, the shunt capacitor 69 is needed to achieve higher frequency counseling.
This output coupling device transfers the low frequency currents from the used mixing lamp to the ends of the line. These currents. envelope. induce the envelope voltage, phase and amplitude in the ends suitable to suppress the original distortion.
The peak effect of the high frequencies in the reaction circuit is obtained in the first stage. A resistor 71 produces a local feedback for the lamp 41, but the capacitor 72 reduces this feedback at high frequencies. The peak effect thus produced is deliberately made stronger than needed and is then reduced by the a-
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precisely 0 of the variable capacitor 73 which is connected between the plate of the lamp 41 and the earth. This additional capacitance counteracts the peak effect by lowering the intermediate cutoff frequency and is adjusted to achieve optimum transmission of the sync pulses.
Since the suppressor is essentially a feedback amplifier, the usual criterion of stability must be observed. Adequate gain and phase margins are provided in the regions of interest in the reaction characteristic. From the point of view of the. stability, the additional gain of low frequencies, in the frequency band
More importantly, 'is achieved without exceeding the required phase and gain margins at higher frequencies.
The characteristic of. suppressor which has just been described is curve C in FIG. 5. If the capacitor 46 is omitted or if the input and output lines are separately coupled to the suppressor by individual capacitors, the characteristic will be curve D. For a given application, the improvement represented by these characteristics, particularly in the region of 60 to
200 cycles, met the required requirements.
The enhancement can, however, be extended to higher frequencies by adjusting the cutoff in the supplement. healthy low frequencies produced by amplifier 25 which can for example be done by adjusting either capacitor 29 or 60. Theoretically, the benefit of limiting can be extended to. half the line frequency, although the stability criterion will, in general, limit the significant reduction in interference to a few thousand cycles.
Although the invention has been described in relation to
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particular embodiments, these should not be regarded as restrictive as other embodiments and modifications may readily appear to someone familiar with the art. For example, the limiter can be used with balanced video transmission lines rather than unbalanced coaxial circuits as described herein. For a balanced system, you will obviously need a push-pull or balanced input and output stages.
CLAIMS.- 1.- In combination with a transmission line to transmit signals containing important components at low frequency of less than 100 cycles, means making it possible to reduce. the low frequency distortion of said transmitted signals, means comprising a re. action having an input and an output in bridge on an electrically common point of said line, said circuit. reaction comprising means for deriving from said distortion of said signals "quantized" values, as well as means for coupling said "quantized" values to said opposing input of.
phase with said low-frequency distortion, said coupling means comprising means for amplifying the low-frequency components of said,. "quantized" values with respect to high frequency components.