BRPI0210417B1 - método e equipamento para processamento de dados para transmissão em um sistema de comunicação multi-canal utilizando inversão seletiva de canal - Google Patents

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Abstract

"método e equipamento para processamento de dados para transmissão em um sistema de comunicação de múltiplos canais usando inversão seletiva de canal". na presente invenção são descritas técnicas para processar dados para transmissão através de múltiplos canais de transmissão. os canais de transmissão disponíveis são separados em um ou mais grupos, e os canais em cada grupo são selecionados para uso em transmissão de dados. os dados para cada grupo são codificados e modulados com base em um esquema de codificação e modulação específico para prover símbolos de modulação, e os símbolos de modulação para cada canal selecionado são ponderados com base em pesos designados. a ponderação "inverte" os canais selecionados de modo que eles alcancem snrs recebidas semelhantes. com a inversão seletiva de canal, apenas canais "bons" em cada grupo que possui snrs no ou acima de um limite específico são selecionados, os canais "ruins" não são usados e a potência de transmissão total disponível para o grupo é distribuída pelos canais bons no grupo. desempenho aperfeiçoado é atingido mediante uso apenas de canais bons em cada grupo e coincidência de cada snr recebida do canal selecionado com a snr requerida.

Description

"MÉTODO E EQUIPAMENTO PARA PROCESSAMENTO DE DADOS PARA TRANSMISSÃO EM UM SISTEMA DE COMUNICAÇÃO MULTI-CANAL UTILIZANDO INVERSÃO SELETIVA DE CANAL" FUNDAMENTOS
CAMPO A presente invenção refere-se geralmente a comunicação de dados e mais especificamente a um método e equipamento novos e aperfeiçoados para processamento de dados para transmissão em um sistema de comunicação sem fio utilizando inversão seletiva de canal.
FUNDAMENTO
Um sistema de comunicação multi-canal é freqüentemente desenvolvido para prover capacidade de transmissão aumentada para diversos tipos de comunicação tais como voz, dados e assim por diante. Um tal sistema multi-canal pode ser um sistema de comunicação de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO - Multiple-Input Multiple-Output), um sistema de modulação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM - Orthogonal Frequency Division Modulation), um sistema MIMO que utiliza OFDM, ou algum outro tipo de sistema. Um sistema MIMO emprega múltiplas antenas transmissoras e múltiplas antenas receptoras para explorar diversidade espacial para suportar diversos subcanais espaciais, cada um dos quais pode ser utilizado para transmitir dados. Um sistema OFDM particiona eficazmente a banda de freqüência de operação em diversos subcanais de freqüência (ou faixas de freqüências frequency bins) , cada um dos quais é associado a uma subportadora respectiva no qual dados possam ser modulados. Um sistema de comunicação multi-canal suporta, assim, diversos canais de ''transmissão", cada um dos quais corresponde a um subcanal espacial em um sistema MIMO um subcanal de freqüência em um sistema OFDM ou um subcanal espacial de um subcanal de freqüência em um sistema MIMO que utiliza OFDM. O canal de transmissão de um sistema de comunicação multi-canal tipicamente experimenta diferentes condições de link (por exemplo, devido a desvanecimento diferente e efeitos de multipercurso) e pode atingir diferentes relações sinal / ruido mais interferência (SNRs Signal to Noise plus interference Ratios). Consequentemente, as capacidades de transmissão (isto é, as taxas de bit de informações) que podem ser suportadas pelos canais de transmissão para um nivel especifico de desempenho podem ser diferentes de canal para canal. Ademais, as condições de link tipicamente variam ao longo do tempo. Como resultado, as taxas de bits suportadas pelos canais de transmissão também variam ao longo do tempo.
As capacidades diferentes de transmissão dos canais de transmissão mais a natureza variante no tempo destas capacidades torna um desafio prover um esquema de codificação e modulação eficaz capaz de processar dados antes da transmissão nos canais. Ademais, para considerações práticas, o esquema de codificação e modulação deve ser simples para ser implementado e utilizado em ambos os sistemas de transmissão e recepção.
Existe, portanto, uma demanda na área por técnicas para processar dados para transmissão de modo eficaz e eficiente em múltiplos canais de transmissão com diferentes capacidades.
SUMÁRIO
Os aspectos da invenção provêem técnicas para processar dados para transmissão através de multi-canais de transmissão selecionados dentre todos os canais de transmissão disponíveis. Os canais de transmissão disponíveis (por exemplo, os subcanais espaciais e subcanais de freqüência em um sistema MIMO que utilizam OFDM) são separados em um ou mais grupos, com cada grupo incluindo qualquer número de canais de transmissão. Em um aspecto, o processamento de dados inclui codificação e modulação de dados para cada grupo com base em um esquema de codificação e modulação comum selecionado para aquele grupo para prover símbolos de modulação e ponderar os símbolos de modulação de cada canal de transmissão selecionado com base em um peso designado ao canal . A ponderação "inverte" eficazmente os canais de transmissão selecionados em cada grupo tal que tais canais alcancem relações sinal/ruído mais interferência (SNRs) recebidas aproximadamente semelhantes.
Em uma modalidade, que é designada como inversão seletiva de canal (SCI - Selective Channel Inversion), apenas canais de transmissão "bons" em cada grupo que possui SNRs (ou ganhos de potência) em, ou acima de, um limite (SNR ou ganho de potência) específico são selecionados para utilização para transmissão de dados, e os canais de transmissão "ruins" não são utilizados. Com a inversão seletiva de canal, a potência de transmissão total disponível para cada grupo é distribuída (desigualmente) através dos canais de transmissão bons e eficiência e desempenho aperfeiçoados são atingidos.
Em outra modalidade, todos os canais de transmissão disponíveis em cada grupo são selecionados para utilização e a inversão de canal é executada para todos os canais disponíveis no grupo.
Cada grupo de canais de transmissão pode ser associado com (1) um limite (SNR ou ganho de potência) respectivo utilizado para selecionar canais de transmissão para utilização para transmissão de dados e (2) um esquema de codificação e modulação respectivo utilizado para codificar e modular os dados para o grupo. Para um sistema MIMO que utiliza OFDM, cada grupo pode corresponder a uma antena transmissora respectiva e os canais de transmissão em cada grupo podem ser os subcanais de freqüência para a antena transmissora correspondente.
As técnicas de inversão de canal simplificam a codificação/modulação em um sistema transmissor e a decodificação/demodulação em um sistema receptor. Ademais, a técnica de inversão seletiva de canal também pode prover desempenho aperfeiçoado devido aos benefícios combinados de (1) utilizar apenas os Ns melhores canais de transmissão em cada grupo selecionado dentre todos os canais de transmissão no grupo e (2) coincidir a SNR recebida de cada canal de transmissão selecionado com a SNR solicitada pelo esquema de codificação e modulação utilizado para o grupo no qual o canal pertence. A invenção provê adicionalmente métodos, sistemas e equipamentos que implementam diversos aspectos, modalidades e características da invenção, como descrito em maiores detalhes abaixo.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS
As características, natureza e vantagens da presente invenção tornar-se-ão mais aparentes a partir da descrição detalhada abaixo quando tomada em conjunto com os desenhos nos quais caracteres semelhantes se identificam correspondentemente e em que: A Figura 1 é um diagrama de um sistema de comunicação de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) que pode ser designado e operado para implementar diversos aspectos e modalidades da invenção; A Figura 2A é um fluxograma de um processo para determinar a quantidade de potência de transmissão a ser alocada em cada canal de transmissão selecionado com base na inversão seletiva de canal, de acordo com uma modalidade da invenção; A Figura 2B é um fluxograma de um processo para determinar um limite α utilizado para selecionar canais de transmissão para transmissão de dados, de acordo com uma modalidade da invenção; A Figura 3 é um diagrama de um sistema de comunicação MIMO capaz de implementar diversos aspectos e modalidades da invenção;
As Figuras 4Ά até 4D são diagramas de blocos para quatro sistemas de transmissão MIMO capazes de processar dados de acordo com quatro modalidades especificas da invenção; A Figuras 5 é um diagrama de blocos de um sistema receptor MIMO capaz de receber dados de acordo com uma modalidade da invenção;
As Figuras 6A e 6B são diagramas de blocos de uma modalidade de um processador de canal MIMO/dados e um cancelador de interferência, respectivamente, dentro do sistema receptor MIMO na Figura 5; e A Figura 7 é um diagrama de blocos um sistema receptor MIMO capaz de receber dados de acordo com outra modalidade da invenção.
DESCRIÇÃO DETALHADA
Diversos aspectos, modalidades e características da invenção podem ser aplicados a qualquer sistema de comunicação multi-canal no qual múltiplos canais de transmissão são disponíveis para transmissão de dados. Tais sistemas de comunicação multi-canal incluem sistemas de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO), sistemas de modulação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM), sistemas MIMO que utilizam OFDM e outros. Os sistemas de comunicação multi-canal também podem implementar acesso múltiplo por divisão de código (CDMA), acesso múltiplo por divisão de tempo (TDMA), acesso múltiplo por divisão de freqüência (FDMA), ou alguma outra técnica de acesso múltiplo. Os sistemas de comunicação de acesso múltiplo podem suportar comunicação concomitante com diversos terminais (isto é, usuários). Δ Figura 1 é um diagrama de blocos de um sistema de comunicação de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) 100 que pode ser projetado e operado para implementar diversos aspectos e modalidades da invenção. 0 sistema MIMO 100 emprega múltiplas (Nx) antenas transmissoras e múltiplas (NR) antenas receptoras para transmissão de dados. O sistema MIMO 100 é formado eficazmente por um sistema de comunicação de acesso múltiplo que possui uma estação base (BS - Base Station) 104 que comunica-se concomitantemente com diversos terminais (T) 106. Neste caso, a estação base 104 emprega múltiplas antenas e representa as múltiplas entradas (MI -Multiple Input) para transmissões de uplink e as múltiplas saídas para transmissões de downlink. O downlink (isto é, link direto) refere-se as transmissões a partir da estação base para os terminais, e o uplink (isto é, link reverso) refere-se as transmissões a partir dos terminais para a estação base.
Um sistema MIMO emprega múltiplas (NT) antenas transmissoras e múltiplas (NR) antenas receptoras para transmissão de dados. Um canal MIMO formado por NT antenas transmissoras e NR antenas receptoras pode ser decomposto em Nc canais independentes, com Nc < min {NT, NR) . Cada um dos Nc canais independentes também é designado como um subcanal espacial do canal MIMO e corresponde a uma dimensão. Em uma implementação de sistema MIMO comum, as NT antenas transmissoras estão localizadas no, e associadas a um, único sistema transmissor, e as NR antenas receptoras estão localizadas, de modo semelhante, no, e associadas a um, único sistema receptor. Um sistema MIMO também pode ser formado eficazmente para um sistema de comunicação de acesso múltiplo que possui uma estação base que comunica-se concomitantemente com diversos terminais. Neste caso, a estação base é equipada com diversas antenas e cada terminal pode ser equipado com uma ou mais antenas.
Um sistema OFDM particiona eficazmente a banda de freqüência de operação em diversos (NF) subcanais de freqüência (isto é, faixas de freqüência ou sub-bandas). Em cada partição de tempo, um símbolo de modulação pode ser transmitido em cada um dos NF subcanais de freqüência. Cada partição de tempo (time Slot) corresponde a um intervalo de tempo específico que pode ser dependente da largura de banda do subcanal de freqüência.
Um sistema de comunicação multi-canal pode ser operado para transmitir dados através de diversos canais de transmissão. Para um sistema MIMO que não utiliza OFDM, existe tipicamente apenas um subcanal de freqüência e cada subcanal espacial pode ser designado como um canal de transmissão. Para um sistema MIMO que utiliza OFDM, cada subcanal espacial de cada subcanal de freqüência pode ser designado como um canal de transmissão. E para um sistema OFDM que não utiliza MIMO, existe apenas um subcanal espacial para cada subcanal de freqüência e cada subcanal de freqüência pode ser designado como um canal de transmissão.
Os canais de transmissão em um sistema de comunicação multi-canal experimentam tipicamente diferentes condições de link (por exemplo, devido ao desvanecimento (fading) diferente e efeitos de multipercurso) e pode atingir diferentes relações sinal / ruido mais interferência (SNRs). Conseqüentemente, a capacidade dos canais de transmissão pode ser diferente de canal para canal. Esta capacidade pode ser quantificada pela taxa de bits de informações (isto é, o número de bits de informações por símbolo de modulação) que pode ser transmitida em um canal de transmissão para um nível específico de desempenho (por exemplo, uma taxa de erros de bits (BER - Bit Error Rate) ou taxa de erros de pacotes (PER - Packet Error Rate) específica) . Uma vez que as condições de link tipicamente variam com o tempo, as taxas de bits de informações suportadas para os canais de transmissão também variam com o tempo.
Para utilizar mais completamente a capacidade dos canais de transmissão, as informações de estado de canal (CSI) descritivas das condições de link podem ser determinadas (tipicamente no sistema receptor) e providas ao sistema transmissor. O sistema transmissor pode a seguir processar (por exemplo, encodificar, modular e ponderar) os dados tal que a taxa de bits de informações transmitidas para cada canal de transmissão coincida com a capacidade de transmissão do canal. As CSI podem ser categorizadas como "CSI completas" ou "CSI parciais". As CSI completas incluem caracterização suficiente (por exemplo, a amplitude ou fase) ao longo de toda a largura de banda do sistema para o percurso de propagação entre cada par de antena transmissora-receptora em uma matriz MIMO NT x NR (isto é, a caracterização de cada canal de transmissão). As CSI parciais podem incluir, por exemplo, as SNRs dos canais de transmissão.
Diversas técnicas podem ser utilizadas para processar dados antes da transmissão através de múltiplos canais de transmissão. Em uma técnica, os dados para cada canal de transmissão podem ser codificados e modulados com base em um esquema de codificação e modulação específico selecionado para aquele canal com base nas CSI do canal. Mediante codificação e modulação separada de cada canal de transmissão, a codificação de modulação podem ser otimizadas para a SNR atingida por cada canal. Em uma implementação de tal técnica, um código de base fixa é utilizado para encodificar dados, e os bits codificados de cada canal de transmissão são a seguir puncionados (isto é, apagados seletivamente) para obter uma taxa de códigos suportada por aquele canal. Nesta implementação, o esquema de modulação de cada canal de transmissão também é selecionado com base na taxa de código do canal e na SNR. Este esquema de codificação e modulação é descrito em detalhes adicionais no pedido de Patente U.S No. de série 09/776.075, intitulado "CODING SCHEME FOR A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM", depositado em 01 de Fevereiro de 2001, designado à Requerente da presente invenção e aqui incorporado por referência. Para esta técnica, substancial complexidade de implementação é tipicamente associada a possuir uma taxa de código e esquema de modulação diferentes para cada canal de transmissão.
De acordo com um aspecto da invenção, são providas técnicas para (1) processar dados de todos os canais de transmissão selecionados com base em um esquema de codificação e modulação comum para prover símbolos de modulação, e (2) ponderar os símbolos de modulação de cada canal de transmissão selecionado com base nas CSI do canal. A ponderação "inverte" eficazmente os canais de transmissão selecionados tal que, em geral, as SNRs sejam aproximadamente semelhantes no sistema receptor para todos os canais de transmissão selecionados. Em uma modalidade, que é designada como inversão seletiva de canal (SCI), apenas canais de transmissão "bons" que possuem SNRs (ou ganhos de potência) no, ou acima de um, limite de SNR (ou ganho de potência) específico são selecionados para utilização para transmissão de dados e canais de transmissão "ruins" não são utilizados. Com a inversão seletiva de canal, a potência de transmissão total disponível é distribuída pelos canais de transmissão bons, e eficácia e desempenho melhorados são atingidos. Em outra modalidade, todos os canais de transmissão disponíveis são selecionados para utilização e a inversão de canal é executada para todos os canais de transmissão.
Em ainda outra modalidade, os canais de transmissão disponíveis são divididos em grupos e a inversão seletiva de canal é aplicada independentemente a cada grupo de canais. Como exemplo, os subcanais de freqüencia de cada antena transmissora podem ser agrupados e a inversão seletiva de canal pode ser aplicada independentemente para cada uma das antenas transmissoras. Esta separação permite que a otimização seja atingida em uma base por grupo (por exemplo, por antena transmissora).
Estas técnicas de inversão de canal podem ser utilizadas vantajosamente quando CSI completas ou parciais estão disponíveis no transmissor. Estas técnicas melhoram a maior parte da complexidade associada às técnicas de codificação e modulação específicas de canal descritas acima, enquanto ainda atinge desempenho elevado. Ademais, a técnica de inversão seletiva de canal também pode prover desempenho aperfeiçoado através de técnica de codificação e modulação específica de canal devido aos benefícios combinados de (1) utilizar apenas os Ns melhores canais de transmissão dentre os canais de transmissão disponíveis e (2) coincidir a SNR recebida de cada canal de transmissão selecionado para a SNR solicitada para o esquema de codificação de modulação selecionado.
Para um sistema MIMO que utiliza OFDM e que possui CSI completas disponíveis, o sistema transmissor pode ter conhecimento do ganho de valor complexo do percurso de transmissão entre cada par de antena transmissora-receptora de cada subcanal de freqüencia. Estas informações podem ser utilizadas para obter o canal MIMO ortogonal de modo que cada modo próprio - eigenmode (isto é, subcanal espacial) pode ser utilizado para um fluxo de dados independente.
Para um sistema MIMO que utiliza OFDM e que possui CSI parciais disponíveis, o transmissor pode possuir conhecimento limitado dos canais de transmissão. Os fluxos de dados independentes podem ser transmitidos em canais de transmissão correspondentes através das antenas transmissoras disponíveis, e o sistema receptor pode utilizar uma técnica de processamento linear (espacial) ou não linear (espaço temporal) específica (isto é, equalização) para separar os fluxos de dados. A equalização provê um fluxo de dados independente que corresponde a cada canal de transmissão (por exemplo, cada antena transmissora e/ou cada subcanal de freqüência), e cada um destes fluxos de dados possui uma SNR associada.
Caso o conjunto de SNRs para os canais de transmissão sejam disponíveis no sistema transmissor estas informações podem ser utilizadas para selecionar um esquema de codificação de modulação apropriado e para distribuir a potência de transmissão total disponível para cada grupo (pode haver apenas um grupo). Em uma modalidade, os canais de transmissão disponíveis em cada grupo são classificados em ordem de SNR recebido decrescente, e a potência de transmissão total disponível é alocada aos, e utilizada pelos, Ns melhores canais de transmissão no grupo. Em uma modalidade, os canais de transmissão que possuem SNRs recebidas que descem abaixo de um limite de SNR específico não são selecionados para utilização. O limite de SNR pode ser selecionado para otimizar a capacidade de transmissão ou algum outro critério. A potência de transmissão total disponível para cada grupo é distribuída por todos os canais de transmissão no grupo selecionado para utilização tal que os fluxos de dados transmitidos possuam SNRs recebidas aproximadamente semelhantes no sistema receptor. Processamento semelhante pode ser efetuado caso os ganhos de canal estejam disponíveis no sistema transmissor. Em uma modalidade, um esquema de codificação comum (por exemplo, um código Turbo específico de uma taxa de código específica) e um esquema de modulação comum (por exemplo, uma constelação PSK ou QAM especifica) são utilizados para todos os canais de transmissão selecionados em cada grupo.
Inversão de Canal de Transmissão Caso um esquema de codificação e modulação simples (comum) possa ser utilizado em um sistema transmissor, um único codificador (por exemplo, convolucional ou Turbo) e taxa de códigos pode ser utilizada para codificar dados para todos os canais de transmissão selecionados para transmissão de dados, e os bits codificados resultantes podem ser mapeados em símbolos de modulação utilizando um único esquema de modulação (por exemplo, PSK ou QAM). Todos os símbolos de modulação resultantes são a seguir extraídos do mesmo "alfabeto" de possíveis símbolos de modulação e encodifiçados com o mesmo código e taxa de código. Desta forma, isto irá simplificar o processamento de dados em ambos o transmissor e receptor.
Porém, os canais de transmissão em um sistema de comunicação multi-canal experimentam tipicamente diferentes condições de link e atinge diferentes SNRs. Neste caso, a mesma quantidade de potência de transmissão é utilizada para cada canal de transmissão selecionado e os símbolos de modulação transmitidos serão recebidos em SNRs diferentes dependendo dos canais específicos nos quais os símbolos de modulação são transmitidos. O resultado pode ser uma grande variação na probabilidade de erros de símbolos sobre o conjunto de canais de transmissão selecionados, e uma perda associada na eficiência da largura de banda.
De acordo com um aspecto da invenção, um mecanismo de controle de potência é utilizado para ajustar o nível de potência de transmissão para cada canal de transmissão selecionado para transmissão de dados para atingir uma SNR específica no sistema de recepção. Ao alcançar SNRs recebidas semelhantes para todos os canais de transmissão selecionados, um único esquema de codificação e modulação pode ser utilizado para todos os canais de transmissão selecionados, que pode reduzir grandemente a complexidade do processo de codificação/modulação no sistema transmissor e o processo de demodulação/decodificação complementar no sistema receptor. O controle de potência pode ser alcançado mediante "inversão" dos canais de transmissão selecionados e distribuição apropriada da potência de transmissão total disponível por todos os canais selecionados, como descrito em detalhes adicionais abaixo.
Caso a mesma quantidade de potência de transmissão for utilizada para todos os canais de transmissão disponíveis em um sistema MIMO que utiliza OFDM, a potência recebida para um canal específico pode ser expresso como: Eq(l) em que: Prx (j, k) é a potência recebida para o canal de transmissão (j, k) (isto é, o j-ésimo subcanal espacial do ír-ésimo subcanal de freqüência) , Ptx é a potência de transmissão total disponível no transmissor, NT é o número de antenas transmissoras, NF é o número de subcanais de freqüência, e H{j, k) é o ganho de canal "efetivo" de valor complexo a partir do transmissor para o receptor para o canal de transmissão (j, k) .
Por simplicidade, o ganho de canal H{j, k) inclui os efeitos do processamento no transmissor e receptor. Também por simplicidade, supõe-se que o número de subcanais espaciais é igual ao número de antenas transmissoras e NT*NF representam o número total de canais de transmissão disponíveis. Caso a mesma quantidade de potência seja transmitida para cada canal de transmissão disponível, a potência total recebida PrK total para todos os canais de transmissão disponíveis pode ser expressa como: Bq(2) A equação (1) mostra que a potência recebida para cada canal de transmissão é dependente do ganho de potência daquele canal, isto é, \ü(j, k) I2. Para atingir potência recebida igual em todos os canais de transmissão disponíveis, os símbolos de modulação para cada canal podem ser ponderados no transmissor por um peso de !V(j, k) , que pode ser expresso como: Eq(3) em que c é um fator escolhido tal que as potências recebidas por todos os canais de transmissão sejam aproximadamente iguais no receptor. Como mostrado na equação (3), o peso de cada canal de transmissão é inversamente proporcional ao ganho do canal. A potência de transmissão ponderada para o canal de transmissão (j, k) pode ser expresso como: Eq(4) em que b é um fator de "normalização" utilizado para distribuir a potência de transmissão total entre os canais de transmissão disponíveis. Este fator de normalização b pode ser expresso como: Eq(5) em que c2 = b. Como mostrado na equação (5) , o fator de normalização b é computado como a soma dos ganhos de potência recíprocos para todos os canais de transmissão disponíveis. A ponderação dos símbolos de modulação para cada canal de transmissão por W{j, k) "inverte" eficazmente o canal de transmissão. Esta inversão de canal resulta na quantidade de potência de transmissão para cada canal de transmissão sendo inversamente proporcional ao ganho de potência do canal, como mostrado na equação (4), que a seguir provê uma potência recebida específica no receptor. A potência de transmissão total disponível é a seguir distribuída eficazmente (desigualmente) para todos os canais de transmissão disponíveis com base em seus ganhos dc canal tal que todos os canais de transmissão tenham potência recebida aproximadamente igual, que pode ser expresso como: Eq(6) Caso a variação de ruido seja a mesma em todos os canais de transmissão, a potência recebida igual permite que os símbolos de modulação para todos os canais sejam gerados com base em um único esquema de codificação e modulação comum, que simplifica grandemente os processos de codificação e decodificação.
Caso todos os canais de transmissão disponíveis sejam utilizados para transmissão de dados independentemente de seus ganhos de canal, os canais de transmissão pobres são mais alocados da potência de transmissão total. Realmente, para atingir potência recebida semelhante para todos os canais de transmissão, quanto mais pobre um canal de transmissão fica, mais potência de transmissão precisa ser alocado a este canal. Quando um ou mais canais de transmissão tornam-se excessivamente pobres, a quantidade de potência de transmissão necessária para estes canais irá privar (ou despojar) os canais bons de potência, que pode, a seguir, reduzir dramaticamente a capacidade de transmissão total do sistema.
Inversão Seletiva de Canal com base em Ganhos de Canal Em um aspecto, a inversão de canal é aplicada seletivamente, e apenas canais de transmissão cuja potência recebida esteja no, ou acima do, limite especifico, a, com relação à potência total recebida são selecionados para transmissão de dados. Os canais de transmissão cuja potência recebida cai abaixo deste limite são apagados (isto é, não são utilizados) . Para cada canal de transmissão selecionado, os símbolos de modulação são ponderados no transmissor tal que os canais de transmissão selecionados sejam recebidos no nível de potência aproximadamente semelhante. O limite pode ser selecionado para maximizar a capacidade de transmissão ou baseado em algum outro critério. 0 esquema de inversão seletiva de canal preserva a maior parte da simplicidade inerente na utilização de um esquema de codificação de modulação comum para todos os canais de transmissão enquanto também provê alto desempenho normalmente associado à codificação individual por canal de transmissão.
Inicialmente, o ganho de potência médio, Lmédio, é computado para todos os canais de transmissão disponíveis e pode ser expresso como: Eq(7) Os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado pode ser ponderado no transmissor por um peso de W(j,k), que pode ser expresso como: Eq(8) 0 peso de cada canal de transmissão selecionado é inversamente proporcional àquele ganho do canal e é determinado de modo que todos os canais de transmissão selecionados sejam recebidos com potência aproximadamente igual. A potência de transmissão ponderada para cada canal de transmissão pode ser expresso como: Eq(9) em que a é o limite e b é um fator de normalização utilizado para distribuir a potência de transmissão total entre os canais de transmissão selecionados. Como mostrado na equação (9), um canal de transmissão é selecionado para utilização caso seu ganho de potência seja maior ou igual a um limite de ganho de potência (isto é, \H(j,k)f >aLmédio) . O fator de normalização b é computado com base apenas nos canais de transmissão selecionados e pode ser expresso como: Eq(10) As equações de (7) a (10) distribuem eficazmente a potência de transmissão total para os canais de transmissão selecionados com base em seus ganhos de potência tal que todos os canais de transmissão selecionados tenham potência recebida aproximadamente igual, que pode ser expressa como: Eq(ll) Inversão Seletiva de Canal com base nas SNRs de Canal Em muitos sistemas de comunicação, as quantidades conhecidas no sistema receptor são, preferencialmente, as SNRs recebidas pelos canais de transmissão que os ganhos de canal (isto é, as perdas de percurso) . Em tais sistemas, a técnica de inversão seletiva de canal pode ser prontamente modificada para operar com base nas SNRs recebidas ao invés dos ganhos de canal.
Caso potência de transmissão igual seja utilizada para todos os canais de transmissão disponíveis e a variância de ruído, σ2, seja constante para todos os canais, a SNR recebida, y(j,k), para o canal de transmissão (j,k) pode ser expresso como: Eq (12) A SNR média recebida, y_média, para cada canal de transmissão disponível pode ser expresso como: Eq.(13) que também supõe potência de transmissão igual nos canais de transmissão disponíveis. A SNR recebida, Ytotai, para todos os canais de transmissão disponíveis pode ser expresso como: Eq (14) A SNR total recebida, Ytotai, é baseada na potência de transmissão total sendo distribuída igualmente por todos os canais de transmissão disponíveis.
Um fator de normalização, β, utilizado para distribuir a potência de transmissão total entre os canais de transmissão selecionados pode ser expresso como: Eq (15) -. íríZ^12U=MGI PBQ M DBMOLQB Q: RQL
=MGI PBQ OBPLIRQ
Como mostrado na equação (15), o fator de normalização β é computado com base nas, e como a soma da recíproca das, SNRs de todos os canais de transmissão selecionados.
Para atingir SNR recebida semelhante para todos os canais de transmissão selecionados, os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado (j, k) podem ser ponderados por um peso que é relacionado àquela SNR do canal, que pode ser expressa como: Eq (16) em que c = β. A potência de transmissão ponderada para cada canal de transmissão pode ser expresso como: Eq (17) Como mostrado na equação (17), apenas canais de transmissão para os quais a SNR recebida é maior ou igual a um limite de SNR (isto é, /(j, k) > a/médio) são selecionados para utilização.
Caso a potência de transmissão total seja distribuída por todos os canais de transmissão selecionados tal que a SNR recebida seja aproximadamente semelhante para todos os canais selecionados, a SNR resultante recebida para cada canal de transmissão pode ser expressa como: Eq (18) Ao substituir Ymédio a partir da equação (13) e Yiotài a partir da equação (14) na equação (18), a seguinte equação é obtida: Inversão de Canal para Grupos Separados de Canais de Transmissão Na descrição acima, a inversão de canal é aplicada a todos os canais de transmissão disponíveis ou selecionados a um subconjunto dos canais de transmissão disponíveis (que são selecionados com base em um limite específico). Isto permite que um esquema de codificação e modulação comum possa ser utilizado para todos os canais de transmissão a serem utilizados para transmissão de dados. A inversão seletiva de canal também pode ser aplicada individualmente e independentemente a grupos de canais de transmissão. Neste caso, os canais de transmissão disponíveis no sistema de comunicação são inicialmente separados em diversos grupos. Qualquer número de grupos pode ser formado, e cada grupo pode incluir qualquer número de canais (isto é, não necessariamente deve-se ter o mesmo número de canais em cada grupo).
Uma quantidade específica de potência de transmissão também é disponível para cada grupo com base nas diversas constantes e considerações de sistema. Para uma técnica de inversão de canal completa, a potência de transmissão disponível para cada grupo é alocada a todos os canais de transmissão no grupo tal que a qualidade de sinal recebido para estes canais seja aproximadamente igual (isto é, SNRs recebidas semelhantes) . E para uma técnica de inversão seletiva de canal, todos ou um subconjunto dos canais de transmissão disponíveis em cada grupo são selecionados para utilização, por exemplo, com base em um limite específico determinado para o grupo. A potência de transmissão disponível para cada grupo é a seguir alocada para os canais de transmissão selecionados no grupo tal que a qualidade de sinal recebida para os canais seja aproximadamente igual.
Diversas flexibilidades adicionais são proporcionadas pelo processamento de dados separadamente para cada grupo de canais de transmissão. Como exemplo, a inversão completa ou seletiva de canal pode ser aplicada independentemente a cada grupo de canais. Ademais, para aqueles grupos aos quais a inversão seletiva de canal é aplicada, um limite pode ser utilizado para todos os grupos, a cada grupo pode ser designado um limite separado, ou alguns grupos podem compartilhar o mesmo limite enquanto a outros grupos podem ser designados limites separados. Um esquema de codificação e modulação diferente também pode ser utilizado para cada grupo, que pode ser selecionado com base na SNR recebida atingida pelos canais de transmissão no grupo.
Para um sistema MIMO que utiliza OFDM, a construção MIMO cria múltiplos (Ns) canais de transmissão no domínio espacial e a construção OFDM cria múltiplos (NF) canais de transmissão no domínio da freqüência. 0 número total de canais de transmissão disponíveis para enviar dados é então N = NS.NF. Os N canais de transmissão podem a seguir serem separados em diversos grupos de diversas formas.
Em uma modalidade, os canais de transmissão são separados em uma base por antena. Caso o número de subcanais espaciais seja igual ao número de antenas transmissoras (isto é, Nr = Ns) , a inversão completa ou seletiva de canal pode ser aplicada independentemente a cada uma das NT antenas transmissoras. Em uma modalidade, a inversão seletiva de canal é utilizada para cada grupo, e os NT grupos que correspondem às NT antenas transmissoras podem ser associadas a NT limites respectivos, um limite para cada grupo ou antena transmissora. A inversão seletiva de canal a seguir determina o subconjunto de canais de transmissão (ou subcanais de freqüência) associados a cada antena transmissora que possui SNRs recebidas adequadas, que pode ser atingido pela comparação da SNR recebida de cada subcanal de frequência ao limite para a antena transmissora. A potência de transmissão total disponível para cada antena transmissora é a seguir alocada aos subcanais de frequência selecionados para a antena transmissora tal que as SNRs recebidas para estes subcanais de freqüência sejam aproximadamente semelhantes.
Em outra modalidade, os canais de transmissão disponíveis são separados em uma base por subcanal de freqüência. Nesta modalidade, a inversão completa ou seletiva de canal pode ser aplicada independentemente a cada um dos NF subcanais de freqüência. Caso a inversão seletiva de canal seja utilizada, os subcanais espaciais em cada grupo podem ser selecionados para utilização para transmissão de dados com base no limite para o grupo que corresponde àquele subcanal de freqüência. A separação dos canais de transmissão disponíveis em grupos permite que seja alcançada otimização em uma base por grupo (por exemplo, por antena transmissora ou por subcanal de freqüência), que permite um esquema de codificação e modulação específico a ser utilizado para todos os canais de transmissão selecionados em cada grupo. Como exemplo, uma ou mais antenas transmissoras podem ser designadas a cada terminal programado para transmissão de dados. Os canais de transmissão associados às antenas transmissoras designadas podem ser dispostos em um grupo, e a inversão seletiva de canal pode ser executada neste grupo de canais de transmissão de modo que um único esquema de codificação e modulação possa ser utilizado para a transmissão de dados a este terminal.
Caso uma potência de transmissão igual seja utilizada para todos os canais de transmissão disponíveis no grupo j e a variância de ruído, σ2, seja constante para todos os canais, a SNR recebida, y-j(k), para o canal de transmissão k no grupo j pode ser expresso como: Eq (19) em que: Prx,j (k) é a potência recebida para o canal de transmissão k no grupo j, Ptx,j é a potência de transmissão disponível para o grupo j, Hj(k) é o ganho de canal eficaz a partir do transmissor para o receptor para o canal de transmissão k no grupo j, e Nj é o número de canais de transmissão no grupo j. O grupo j pode corresponder a uma antena transmissora especifica j, neste caso Nj = NF- A SNR média recebida, /médio,j, para cada canal de transmissão disponível no grupo j pode ser expresso como: Eq (20) A equação (20) presume potência de transmissão igual pelos Nj canais de transmissão disponíveis no grupo j. A SNR recebida, /total,j, para todos os canais de transmissão disponíveis no grupo j podem ser expressos como: Eq (21) em que: Eq (22) A SNR total recebida, Ytotai,j, para o grupo j é baseado na potência de transmissão total, Ptx,j, para o grupo j sendo distribuído igualmente pelos canais de transmissão disponíveis no grupo.
Um fator de normalização, β-j, utilizado para distribuir a potência de transmissão total Ptx,j entre os canais de transmissão selecionados no grupo j pode ser expresso como: Eq (23) Como mostrado na equação (23), o fator de normalização βj, é computado com base nas SNRs de todos os canais de transmissão selecionados no grupo j , com os canais sendo selecionados com base no limite, <XjYméü±o,ji determinado para o grupo.
Para atingir SNR recebida semelhante para todos os canais de transmissão selecionados no grupo, os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado pode ser ponderado por um peso que é relacionado àquela SNR do canal, que pode ser expressa como: Eq (24) em que cj = /¾. A potência de transmissão ponderada para cada canal de transmissão pode então ser expressa como: Eq (25) Como mostrado na equação (25), apenas canais de transmissão para os quais a SNR recebida é maior ou igual ao limite de SNR (isto é, γj(k) > ajYmédio,j) são selecionados para utilização.
Caso a potência total de transmissão seja distribuída pelos canais de transmissão selecionados no grupo tal que a SNR recebida seja aproximadamente semelhante a todos os canais selecionados, a SNR resultante recebida para cada canal de transmissão pode ser expressa como: Eq (26) 0 processo descrito acima pode ser repetido para cada grupo de canais de transmissão. Cada grupo pode ser associado a um limite diferente, ttjYmédio,jr obtido para prover o desempenho desejado àquele grupo. A capacidade de alocar potência de transmissão em uma base por grupo (por exemplo, por antena transmissora) pode prover flexibilidade aumentada e pode melhorar adicionalmente o desempenho. A Figura 2A é um fluxograma de um processo 200 para determinar a quantidade de potência de transmissão a ser alocada para cada canal de transmissão selecionado com base na inversão seletiva de canal, de acordo com uma modalidade da invenção. O processo 200 presume que todos os canais de transmissão disponíveis são considerados (isto é, um grupo de canais de transmissão para o sistema de comunicação) . 0 processo 200 pode ser utilizado caso os ganhos de canal as SNRs recebidas y(j,k), ou alguma outra característica esteja disponível para os canais de transmissão. Para maior clareza, o processo 200 é descrito abaixo para o caso em que os ganhos de canal são disponíveis, e o caso em que as SNRs recebidas estão disponíveis é mostrado entre colchetes.
Inicialmente, os ganhos de canal H{j,k) [ou as SNRs recebidas y{j,k)] de todos os canais de transmissão disponíveis são recuperados, na etapa 212. Um limite de ganho de potência, aLmédio, [ou um limite de SNR, a/médio] utilizado para selecionar canais de transmissão para transmissão de dados também é determinado, na etapa 214. O limite pode ser computado como descrito em maiores detalhes abaixo.
Cada canal de transmissão disponível é a seguir avaliado para possível utilização. Um canal de transmissão disponível (ainda não avaliado) é identificado para avaliação, na etapa 216. Para o canal de transmissão identificado, é realizada uma determinação de se o ganho de potência [ou a SNR recebida] para o canal é maior ou igual ao limite de ganho de potência (isto é, \H(j,k)\~ > aLmédio) [ou o limite de SNR (isto é, /(j,lr) > αγ^αίολ > na etapa 218.
Caso o canal de transmissão identificado satisfaça o critério, então é selecionado para utilização, na etapa 220. Caso contrário, caso o canal de transmissão não satisfaça o critério, ele é descartado e não é utilizado para transmissão de dados. É realizada uma determinação de se todos os canais de transmissão disponíveis foram avaliados, na etapa 222. Se não, o processo retorna à etapa 216 e outro canal de transmissão disponível é identificado para avaliação. Caso contrário, o processo continua para a etapa 224.
Na etapa 224, um fator de normalização b [ou β\ , utilizado para distribuir a potência de transmissão total entre os canais de transmissão selecionados, é determinado com base nos ganhos de canal [ou nas SNRs recebidas] dos canais selecionados, na etapa 224. Isto pode ser atingido como mostrado na equação (10) [ou equação (15)]. Um peso W(j,k) é a seguir computado para cada canal de transmissão selecionado, na etapa 226, com base no fator de normalização e naquele ganho do canal [ou SNR]. O peso pode ser computado como mostrado na equação (8) [ou equação (16)]. A potência de transmissão ponderada para cada canal de transmissão selecionado será como mostrado na equação (9) [ou equação (17)]. O processo a seguir termina.
Na descrição acima, a potência de transmissão total disponível para cada grupo é alocada (desigualmente) aos canais de transmissão selecionados no grupo com base em seus pesos respectivos tal que as SNRs recebidas para estes canais sejam aproximadamente semelhantes. (Pode existir apenas um grupo de canais de transmissão). Em alguma outra modalidade, a potência de transmissão total disponível pode ser alocada igualmente entre os canais de transmissão selecionados, caso em que os pesos para os canais de transmissão selecionados são iguais. Isto pode ser implementado, por exemplo, caso o esquema de codificação e modulação comum para um grupo seja selecionado com base na SNR média para os canais de transmissão selecionados no grupo. O nível desejado de desempenho pode ser atingido, por exemplo, mediante intercalação dos dados pelos canais de transmissão selecionados no grupo ou através de algum outro esquema de processamento.
Seleção de Limite O limite, a, utilizado para selecionar canais de transmissão para utilização para transmissão de dados pode ser ajustado com base em diversos critérios. Em uma modalidade, o limite é ajustado para otimizar a capacidade de transmissão.
Inicialmente, um vetor de valores de referência (isto é, Z = [zi, z2, . .., ] ) e um vetor de taxas de códigos (isto é, R = [ri, r2, . .., rN ] ) são definidos. As taxas de códigos incluem os efeitos do esquema de codificação e modulação e são representativos do número de bits de informações por símbolo de modulação. Cada vetor utiliza Nz elementos que correspondem ao número de taxas de códigos disponíveis, que podem ser definidos com base nos pontos de operação suportados pelo sistema. Alternativamente, os valores de referência N2 podem ser definidos com base em pontos operacionais suportados pelo sistema. Cada valor de referência corresponde a uma SNR recebida específica necessária para atingir um nível específico de desempenho. O valor de referência é tipicamente dependente da taxa de bits de transmissão (isto é, do número de bits de informações por símbolo de modulação), que é dependente adicionalmente da taxa de código e do esquema de modulação utilizado para a transmissão de dados. Como observado acima, um esquema de modulação comum é utilizado para todos os canais de transmissão selecionados. Neste caso, a taxa de bits de transmissão e conseqüentemente o valor de referência são diretamente relacionados à taxa de códigos.
Cada taxa de códigos r„, em que 1 < n < Nz, é associado a um valor de referência respectivo zn, que é a SNR mínima recebida solicitada para operar àquela taxa de códigos para o nível solicitado de desempenho. 0 valor de referência solicitado pode ser determinado com base em simulação por computador, obtenção matemática e/ou medição empírica, conforma conhecido na técnica. Os elementos nos dois vetores R e Z também podem ser ordenados tal que {zx > Z2 > ... > zNz } e {rx > r2 > . . . > rN } , com zx sendo o maior valor de referência e rx sendo a mais alta taxa de códigos suportada.
Os ganhos de canal para todos os canais de transmissão disponíveis são utilizados para computar ganhos de potência, que são a seguir classificados e dispostos em uma lista Η{λ) em ordem de ganhos de potência decrescentes, em que 1 < λ < NTNF, tal que H( 1) = máx {\H(j,k)|2 }, . . ., e H(NtNf) = min { \H(j,kf } .
Uma seqüência b (λ) de possíveis fatores de normalização também é definida como a seguir: , 1 < λ< NtNf . Eq (27) Cada elemento da seqüência b (λ) pode ser utilizado como um fator de normalização caso os λ melhores canais de transmissão sejam selecionados para utilização.
Para cada taxa de códigos rn (em que 1 < n < Nz) , o maior valor de λ, λη>τηάχ, é determinado de modo que a SNR recebida para cada um dos λ melhores canais de transmissão seja maior ou igual ao valor de referência zn associada à taxa de códigos rn. Esta condição pode ser expressa como: Eq (28) em que σ2 é a potência de ruido recebida em um único canal de transmissão. O maior valor de λ, Xn,máx/ pode ser identificado mediante avaliação de cada valor possível de λ começando por 1 e terminando quando a equação (28) não é mais válida. Para cada valor de λ, a SNR atingível para os λ melhores canais de transmissão podem ser determinados como mostrado pelo argumento esquerdo da equação (28). Esta SNR atingível é a seguir comparada com a SNR, zn, solicitada para aquela taxa de códigos rn.
Assim, para cada taxa de códigos rn, cada valor de λ (para λ = 1, 2, ..., ληιΠώχ) é avaliado para determinar se a SNR recebida para cada um dos λ melhores canais de transmissão pode atingir o valor de referência associado zn, se a potência de transmissão total for distribuída (desigualmente) por todos os λ canais. O maior valor de λ, λη,πώχ, que satisfaz esta condição é o maior número de canais de transmissão que podem ser selecionados para a taxa de códigos rn enquanto alcançam o valor de referência solicitado zn. O limite, anr associado à taxa de códigos rn pode ser expresso como: Eq (29) O limite an otimiza a capacidade dc transmissão para taxa de códigos rn, que requer o valor de referência zn. Uma vez que uma taxa de códigos comum é utilizada para todos os canais de transmissão selecionados, a capacidade de transmissão máxima alcançável, Tn, pode ser computada como a capacidade de transmissão para cada canal (que é rn) vezes o número de canais selecionados, λη,πώΧ. A capacidade de transmissão máxima alcançável Tn para o valor de referência zn pode ser expresso como: Tn=K^rn > Eq (30) em que a unidade de Tn está em bits de informações por símbolo de modulação. A capacidade de transmissão ideal para o vetor de valores de referência pode então ser dado por: Vf Eq(31) Com o aumento da taxa de códigos, mais bits de informações podem ser transmitidos por simbolo de modulação. Porém, a SNR solicitada também aumenta, o que requer mais potência de transmissão para cada canal de transmissão selecionado para uma dada variância de ruído o2. Uma vez que a potência total de transmissão é limitada, menos canais de transmissão podem ser capazes de atingir a SNR mais elevada solicitada. Assim, a capacidade de transmissão máxima alcançável para cada taxa de códigos no vetor R pode ser computada, e a taxa de códigos específica que provê a maior capacidade de transmissão pode ser julgada como a taxa de códigos ideal para as condições de canal especificas sendo avaliadas. O limite ideal, aidealr é então igual ao limite an que corresponde à taxa de códigos especifica rn que resulta em Tídeal.
Na descrição acima, o limite ideal an é determinado com base nos ganhos de canal para todos os canais de transmissão. Caso as SNRs recebidas estejam disponíveis ao invés dos ganhos de canal, as SNRs recebidas podem ser classificadas e dispostas em uma lista /(λ) de modo a reduzir as SNRs, em que 1 < λ < NTNF, tal que o primeiro elemento na lista y(l) = máx {y{j,k)}, . .., e o último elemento na lista /(NTNF) = min {y{j,k)}. Uma seqüência β(λ) pode a seguir ser determinada como: Eq (32) Para cada taxa de códigos rn (em que 1 < n < Nz) , o maior valor de λ, λη,πιáx, é determinado de modo que a SNR recebida para cada um dos λ canais de transmissão selecionados sejam maior ou igual ao valor de referência zn associado. Esta condição pode ser expressa corno: /?(λ)ΝτΝΡ > z„ . Eq (33) Uma vez que o maior valor de λ, λη,πώχ/ é determinado para a taxa de códigos rn, o limite an associado a esta taxa de códigos pode ser determinada como: Eq (34) O limite ideal, aidealf e a capacidade de transmissão ideal, Tideait também podem ser determinados como descrito acima.
Para a descrição acima, o limite é selecionado para otimizar a capacidade de transmissão para os canais de transmissão disponíveis. O limite também pode ser selecionado para otimizar outros critérios de desempenho ou métricas, e isto está dentro do escopo da invenção. A Figura 2B é um fluxograma de um processo 240 para determinar um limite a utilizado para selecionar canais de transmissão para transmissão de dados, de acordo com uma modalidade da invenção. O processo 240 pode ser utilizado caso os ganhos de canal, as SNRs recebidas, ou alguma outra característica estejam disponíveis para os canais de transmissão. Para maior clareza, o processo 240 é descrito abaixo para o caso no qual os ganhos de canal estão disponíveis, e o caso no qual as SNRs recebidas estão disponíveis é mostrado entre colchetes.
Inicialmente, um vetor de valores de referência (Z = [zi, z2, .../ zNz]) é definido e um vetor de taxas de códigos (R = [ri, r2r . .., rN]) que suporta os valores de referência associados é determinado, na etapa 250. Os ganhos de canal H{jrk) [ou as SNRs recebidas y{j,k)] para todos os canais de transmissão disponíveis são recuperados e classificados a partir do melhor para o pior, na etapa 252. A seqüência b (λ) [ou /?(λ)] ou possíveis fatores de normalização é a seguir determinada com base nos ganhos de canal como mostrado na equação (27) [ou baseado nas SNRs recebidas como mostrado na equação (32)], na etapa 254.
Cada taxa de códigos disponível é a seguir avaliada através de um loop. Na primeira etapa do loop, uma taxa de códigos rn (ainda não avaliada) é identificada para avaliação, na etapa 256. Para a primeira passagem pelo loop, a taxa de códigos identificada rn, o maior valor de λ, λΠ(ΙΓώχ, é determinado de modo que a SNR recebida para cada um dos λ melhores canais de transmissão seja maior ou igual ao valor de referência zn associado à taxa de códigos rn sendo avaliada, na etapa 258. Isto pode ser executado mediante computação de satisfação da condição mostrada na equação (28) [ou equação (33)] . O limite an associado ao valor de referência zn é a seguir determinado com base no ganho de canal [ou na SNR recebida] de canal Xn,máx como mostrado na equação (29) [ou equação (34)], na etapa 260. A capacidade de transmissão máxima alcançável, Tn, para o valor de referência zn também pode ser determinado como mostrado na equação (30), na etapa 262. A seguir é realizada uma determinação de se todas as Nz taxas de códigos foram avaliadas, na etapa 264. Se não, o processo retorna à etapa 256 e outra taxa de códigos é identificada para avaliação. Caso contrário, a capacidade de transmissão ideal, Tideal, e o limite ideal, a±deal, podem ser determinados como mostrado na equação (31), na etapa 266. A seguir o processo termina.
Na descrição acima, um limite é determinado para todos os canais de transmissão disponíveis no sistema de comunicação desde que a inversão seletiva de canal seja executada em todos os canais. Nas modalidades em que os canais de transmissão são separados em diversos grupos, um limite pode ser determinado e utilizado para cada grupo. O limite para cada grupo pode ser ajustado com base em diversos critérios, tal como para otimizar a capacidade de transmissão para os canais de transmissão incluídos no grupo.
Para determinar o limite para cada grupo, as obtenções descritas acima também podem ser utilizadas. Porém, a lista Hj (λ) [ou /j (λ) ] para cada grupo apenas inclui os ganhos de potência [ou SNRs recebidas] para os canais de transmissão incluídos no grupo. Também, a seqüência b j (λ) [ou /3j {λ) \ incluiría os possíveis fatores de normalização definidos com base nos ganhos de canal [ou SNRs recebidos] dos canais de transmissão no grupo. O limite ctj,n associado à taxa de códigos rn para o grupo j pode então ser expresso como: Eq (35) O limite ideal (Xideai,j para o grupo j é igual ao limite 0Cj,n que corresponde à taxa de códigos especifica rn que resulta na capacidade de transmissão ideal T ideai,j para o grupo j.
Cada grupo de canais de transmissão pode ser associado a um limite respectivo. Alternativamente, diversos grupos podem compartilhar o mesmo limite. Isto pode ser desejável, por exemplo, caso o mesmo esquema de codificação e modulação seja utilizado para diversas antenas transmissoras e a potência de transmissão disponível pode ser compartilhada entre estas antenas transmissoras.
Na descrição acima, o limite é obtido com base na distribuição (desigual) da potência de transmissão total disponível entre os canais de transmissão selecionados para atingir SNRs recebidas semelhantes para estes canais. Em algumas outras modalidades, o limite pode ser obtido com base em alguma outra condição e/ou métrica. Como exemplo, o limite pode ser obtido com base em alocações iguais da potência de transmissão total disponível entre os canais de transmissão selecionados (isto é, pesos iguais para os canais de transmissão selecionados). Neste caso, o limite pode ser selecionado para maximizar a capacidade de transmissão atingida com base nesta alocação de potência de transmissão igual. Como outro exemplo, o limite pode simplesmente ser uma SNR meta (fixa) específica.
Sistema de Comunicação muiti-canal A Figura 3 é um diagrama de um sistema de comunicação MIMO 300 capaz de implementar diversos aspectos e modalidades da invenção. O sistema 300 inclui um primeiro sistema 310 (por exemplo, a estação base 104 na Figura 1) em comunicação com um segundo sistema 350 (por exemplo, o terminal 106). O sistema 300 pode ser operado para empregar uma combinação de antena, frequência e diversidade temporal para aumentar a eficácia espacial, melhorar o desempenho e aumentar a flexibilidade.
No sistema 310, a fonte de dados 312 provê dados (isto é, bits de informações) a um processador de dados de transmissão (TX) 314, que (1) encodifica os dados de acordo com um esquema de encodificação especifico, (2) intercala (isto é, reordena) os dados encodif içados com base em um esquema de intercalação especifico, (3) raapeia os bits intercalados em símbolos de modulação para um ou mais canais de transmissão selecionados para utilização para transmissão de dados, e (4) ponderar os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado. A encodificação aumenta a confiabilidade da transmissão de dados. O intercalamento provê diversidade temporal para os bits codificados, permite que os dados sejam transmitidos com base em uma SNR média para os canais de transmissão selecionados, combate o desvanecimento e remove adicionalmente a correlação entre bits codificados utilizados para formar cada símbolo de modulação. O intercalamento pode prover adicionalmente diversidade de freqüência caso os bits codificados sejam transmitidos através de múltiplos subcanais de freqüência. A ponderação controla eficazmente a potência de transmissão para cada canal de transmissão selecionado para atingir uma SNR desejada no sistema receptor. Em um aspecto, a codificação, o mapeamento de símbolos e a ponderação podem ser executados com base em sinais de controle providos por um. controlador 334.
Um processador de canal de TX 320 recebe e demultiplexa os símbolos de modulação ponderados provenientes do processador de dados de TX 314 e provê um fluxo de símbolos de modulação ponderados para cada canal de transmissão selecionado, um símbolo de modulação ponderado por partição de tempo. O processador de canal de TX 320 pode precondicionar adicionalmente os símbolos de modulação ponderados para os canais de transmissão selecionados caso CSI completas estejam disponíveis.
Caso OFDM não seja empregado, o processador de canal de TX 32 0 provê um fluxo de símbolos de modulação ponderados para cada antena utilizada para transmissão de dados. E caso OFDM seja empregado, o processador de canal de TX 320 provê um fluxo de vetores de símbolo de modulação para cada antena utilizada para transmissão de dados. E caso processamento de CSI completas seja executado, o processador de canal de TX 320 provê um fluxo de símbolos de modulação precondicionados ou vetores de símbolo de modulação precondicionados para cada antena utilizada para transmissão de dados. Cada fluxo é a seguir recebido e modulado por um modulador respectivo (MOD) 322 e transmitido através de uma antena associada 324.
No sistema receptor 350, diversas antenas receptoras 352 recebem os sinais transmitidos e provêem os sinais recebidos a demoduladores (DEMOD) respectivos 354. Cada demodulador 354 executa processamento complementar àquele executado no modulador 322. Os símbolos de modulação a partir de todos os demoduladores 354 são providos a um processador de canal/dados de recepção (RX) 356 e processados para recuperar os fluxos de dados transmitidos. O processador de canal/dados de RX 356 executa processamento complementar àquele executado pelo processador de dados de TX 314 e processador de canal de TX 320 e provê dados decodificados a um depósito de dados 360. O processamento pelo sistema receptor 350 é descrito em maiores detalhes abaixo.
Sistemas de Transmissão MIMO A Figura 4A é um diagrama de blocos de um sistema transmissor MIMO 310a, que é capaz de processar dados de acordo com uma modalidade da invenção. O sistema transmissor 310a é uma modalidade da porção transmissora do sistema 310 na Figura 3. O sistema 310a inclui (1) um processador de dados de TX 314a que recebe e processa bits de informações para prover símbolos de modulação ponderados e (2) um processador de canal de TX 320a que demultiplexa os símbolos de modulação para os canais de transmissão selecionados.
Na modalidade mostrada na Figura 4A, o processador de dados de TX 314a inclui um encodificador 412, um intercalador de canal 414, um puncionador 416, um elemento de mapeamento de símbolos 418 e um elemento de ponderação de símbolos 420. O encodificador 412 recebe os bits de informações agregados a serem transmitidos e encodifica os bits recebidos de acordo com um esquema de encodificação específico para prover bits codificados. O intercalador de canal 414 intercala os bits codificados com base em um esquema de intercalação específico para prover diversidade. 0 puncionador 416 punciona (isto é, apaga) zero ou mais dos bits codificados intercalados para prover o número desejado de bits codificados. O elemento de mapeamento de símbolos 418 mapeia os bits não puncionados em símbolos de modulação para os canais de transmissão selecionados. E o elemento de ponderação de símbolos 420 pondera os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado para prover símbolos de modulação ponderados. 0 peso utilizado para cada canal de transmissão selecionado pode ser determinado com base naquela SNR atingida do canal, como descrito acima.
Os dados piloto (por exemplo, os dados de padrão conhecido) também podem ser encodifiçados e multiplexados com os bits de informações processados. Os dados piloto processados podem ser transmitidos (por exemplo, em uma forma multiplexada por divisão de tempo (TDM - Time Division Multiplexed)) em um subconjunto de, ou todos os canais de transmissão selecionados, ou em um subconjunto de, ou todos os canais de transmissão disponíveis. Os dados piloto podem ser utilizados no receptor para executar estimação de canal, como descrito abaixo.
Como mostrado na Figura 4A, a encodificação, intercalação e puncionamento de dados poder ser atingido com base em um ou mais sinais de controle de codificação, que identificam os esquemas de codificação, intercalação e puncionamento específicos a serem utilizados. 0 mapeamento de símbolos pode ser atingido com base em um sinal de controle de modulação que identifica o esquema de modulação específico a ser utilizado. E a ponderação de símbolos pode ser atingida com base em pesos providos para os canais de transmissão selecionados.
Em um esquema de codificação e modulação, a codificação é atingida mediante utilização de um código de base fixa e ajuste do puncionamento para atingir a taxa de códigos desejada, conforme suportado pela SNR dos canais de transmissão selecionados. O código base pode ser um código Turbo, um código convolucional, um código concatenado, ou algum outro código. 0 código base também pode ser executado depois da intercalação de canal para atingir a taxa de códigos desejada para os canais de transmissão selecionados. O elemento de mapeamento de símbolos 416 pode ser projetado para agrupar conjuntos de bits não puncionados para formar símbolos não binários e para mapear cada símbolo não binário em um ponto em uma constelação de sinais que correspondem ao esquema de modulação selecionado para utilização para os canais de transmissão selecionados. O esquema de modulação pode ser QPSK, M-PSK, M-QAM ou algum outro esquema. Cada ponto de sinal mapeado corresponde a um símbolo de modulação. A encodificação, intercalação, puncionamento e mapeamento de símbolos no sistema transmissor 310a podem ser executados com base em diversos esquemas. Um esquema específico é descrito no pedido de Patente U.S N°. de série 09/776.075. O número de bits de informações que podem ser transmitidos para cada símbolo de modulação para um nível específico de desempenho (por exemplo, taxa de erros de pacotes ou PER de um por cento) é dependente da SNR recebida. Assim, o esquema de codificação e modulação para os canais de transmissão selecionados pode ser determinado com base nas características dos canais (por exemplo, os ganhos de canal, as SNRs recebidas, ou alguma outra informação). A intercalação de canal também pode ser ajustada com base no sinal de controle de codificação. A Tabela 1 lista diversas combinações de taxa de codificação e esquema de modulação que pode ser utilizado para diversas faixas de SNR recebidas. A taxa de bits suportada para cada canal de transmissão pode ser atingida utilizando qualquer de diversas combinações possíveis de taxa de codificação e esquema de modulação. Como exemplo, um bit de informação por símbolo de modulação pode ser atingido utilizando (1) uma taxa de codificação de 1/2 e modulação QPSK, (2) uma taxa de codificação de 1/3 e modulação 8-PSK, (3) uma taxa de codificação de 1/4 e 16-QAM, ou alguma outra combinação de taxa de codificação e esquema de modulação. Na Tabela 1, QPSK, 16-QAM e 64-QAM são utilizados para as faixas de SNR listadas. Outros esquemas de modulação tal como 8-PSK, 32-QAM, 128-QAM, e assim por diante, também podem ser utilizados e estão dentro do escopo da invenção. TABELA 1 Os símbolos de modulação ponderados a partir do processador de dados de TX 314a são providos ao processador de canal de TX 320a, que é uma modalidade do processador de canal de TX 320 na Figura 3. Dentro do processador de canal de TX 320a, um demultiplexador 424 recebe e demultiplexa os símbolos de modulação ponderados em diversos fluxos de símbolos de modulação, um fluxo para cada canal de transmissão selecionado para transmitir os símbolos de modulação. Cada fluxo de símbolos de modulação é provido a um modulador 322 respectivo. Caso a OFDM seja empregada, os símbolos de modulação ponderados em cada partição de tempo para todos os subcanais de freqüência selecionados de cada antena transmissora são combinados em um vetor de símbolos de modulação ponderados. Cada modulador 322 converte os símbolos de modulação ponderados (para um sistema sem OFDM) ou os vetores de símbolos de modulação ponderados (para um sistema com OFDM) em um sinal analógico e adicionalmente amplifica, filtra, modula em quadratura e converte ascendentemente (upconverts) o sinal para gerar um sinal modulado adequado para transmissão através do link sem fio. A Figura 4B é um diagrama de blocos de um sistema transmissor MIMO 310b, que é capaz de processar dados de acordo com outra modalidade da invenção. O sistema transmissor 310b é outra modalidade da porção transmissora do sistema 310 na Figura 3 e inclui um processador de dados de TX 314b e um processador de canal de TX 320b.
Na modalidade mostrada na Figura 4B, o processador de dados de TX 314b inclui o encodificador 412, o intercalador de canal 414, o elemento de mapeamento de símbolos 418 e o elemento de ponderação de símbolos 420. O encodificador 412 recebe e encodifica os bits de informações agregadas de acordo com um esquema de encodificação especifico para prover bits codificados. A codificação poder ser atingida com base em um código específico e taxa de códigos selecionados pelo controlador 334, como identificado pelos sinais de controle de codificação. O intercalador de canal 414 intercala os bits codificados e o elemento de mapeamento de símbolos 418 mapeia os bits intercalados em símbolos de modulação para os canais de transmissão selecionados. O elemento de ponderação de símbolos 420 pondera os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado com base em um peso respectivo para prover símbolos de modulação ponderados.
Na modalidade mostrada na Figura 4B, o sistema transmissor 310b é capaz de precondicionar os símbolos de modulação ponderados com base nas CSI completas. Dentro do processados de canal de TX 320b, um processador MIMO de canal 422 demultiplexa os símbolos demodulação ponderados em diversos (até Nc) fluxos de símbolos de modulação ponderados, um fluxo para cada subcanal espacial (isto é, modo próprio) utilizado para transmitir os símbolos de modulação. Para processamento de CSI completas, o processador MIMO de canal 422 precondiciona os símbolos de modulação ponderados (até Nc) em cada partição de tempo para gerar NT símbolos de modulação precondicionados, como a seguir: Eq (36) em que: bi, Ò2, .b Nc são respectivamente os símbolos de modulação ponderados para os subcanais espaciais 1, 2, - . - , Nc; e±j são elementos de uma matriz de autovetor (eigenvector) E relacionada às características de transmissão a partir das antenas transmissoras para as antenas receptoras; e Xi, X-2, . x Nj. são símbolos de modulação precondicionados, que podem ser expressos como: xi—bJ-en+b2-ei2+ ... + i>Nc '€inc > ^=^^21+^2-^22+ ··· +^NC'S2NC ,e *NT ~b\ ’eNTl +¾ 'ÊNT2+ ··· +^NC 'eNTNc * A matriz de autovetor E pode ser computada pelo transmissor ou ser provida ao transmissor pelo receptor. Os elementos da matriz E são também tomados em conta na determinação dos ganhos de canal eficazes H(j,k).
Para processamento de CSI completas, cada símbolo de modulação precondicionado, xir para uma antena transmissora específica representa uma combinação linear dos símbolos de modulação ponderados para até Nc subcanais espaciais. Para cada partição de tempo, os (até) NT símbolos de modulação precondicionados gerados pelo processador MIMO de canal 422 são demultiplexados pelo demultiplexados 424 e providos a (até) NT moduladores 322. Cada modulador 322 converte os símbolos de modulação precondicionados (para um sistema sem OFDM) ou os vetores de símbolos de modulação precondicionados (para um sistema com OFDM) em um sinal modulado adequado para transmissão através do link sem fio. Ά Figura 4C é um diagrama de blocos de um sistema de transmissão MIMO 310c, que utiliza OFDM e é capaz de processamento de dados de acordo com ainda outra modalidade da invenção. 0 sistema transmissor 310c é outra modalidade da porção transmissora do sistema 310 na Figura 3 e inclui um processador de dados de TX 314c e um processador de canal de TX 320c. O processador de dados de TX 314c pode ser operado para codificar e modular independentemente cada grupo de canais de transmissão com base em um esquema de codificação e modulação especifico selecionado para o grupo. Cada grupo pode corresponder a uma antena transmissora e os canais de transmissão em cada grupo podem corresponder aos subcanais de freqüência para as antenas transmissoras.
Na modalidade mostrada na Figura 4C, o processador de dados de TX 314c inclui diversos processadores de dados de subcanal espacial 410a até 410t, um processador de dados 410 para cada grupo de canais de transmissão a serem codificados e modulados independentemente. Cada processador de dados 410 inclui o encodificador 412, o intercalador de canal 414, o elemento de mapeamento de símbolos 418 e o elemento de ponderação de símbolos 420. Estes elementos de processador de dados 410 operam para encodificar os bits de informações para um grupo sendo processado pelo processador de dados, intercalar os bits codificados, mapear os bits intercalados para os símbolos aos símbolos de modulação gerados, e ponderar os símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado dentro do grupo. Como mostrado na Figura 4C, o controle da codificação e da modulação e os pesos podem ser providos especificamente para cada grupo.
Os símbolos de modulação ponderados de cada processador de dados 410 são providos a um combinador respectivo 434 dentro do processador de canal de TX 320c, que combina os símbolos de modulação ponderados para uma antena transmissora específica. Caso cada grupo inclua os subcanais de freqüência selecionados para uma antena transmissora específica, o combinador 434 combina os símbolos de modulação ponderados para os subcanais de freqüência selecionados para formar um vetor de símbolos de modulação para cada canal de transmissão, que é a seguir provido a um modulador respectivo 322. O processamento por cada modulador 322 para gerar um sinal modulado é descrito abaixo. A Figura 4D é um diagrama de blocos de um sistema de transmissão MIMO 310d, que também utiliza OFDM e é capaz de processar dados de acordo com ainda outra modalidade da invenção. Nesta modalidade, os canais de transmissão para cada subcanal de freqüência podem ser processados independentemente. Dentro de um processador de dados de TX 314c, os bits de informações a serem transmitidos são demultiplexados por um demultiplexador 428 em diversos (até Nl) fluxos de dados de subcanal de freqüência, um fluxo para cada um dos subcanais de freqüência a ser utilizado para transmissão de dados. Cada fluxo de dados de subcanal de freqüência é provido a um processador de dados de subcanal de freqüência respectivo 430.
Cada processador de dados 430 processa dados para um subcanal de freqüência respectivo do sistema OFDM. Cada processador de dados 4 30 pode ser implementado de modo semelhante ao processador de dados de TX 314a na Figura 4Ά, o processador de dados de TX 314b mostrado na Figura 4B, ou algum outro projeto. Em uma modalidade, o processador de dados 430 demultiplexa o fluxo de dados de subcanal de freqüência em diversos subfluxos de dados, um subfluxo de dados para cada subcanal espacial selecionado para utilização para o subcanal de freqüência. Cada subfluxo de dados é a seguir encodificado, intercalado, mapeado em símbolos e ponderado para gerar símbolos de modulação ponderados para subfluxos de dados. A codificação e modulação para cada fluxo de dados de subcanal de freqüência, ou cada subfluxo de dados podem ser ajustados com base nos sinais de controle de codificação e modulação e a ponderação pode ser executada com base nos pesos. Cada processador de dados 430 provê, desta forma, até Nc fluxos de símbolos de modulação ponderados para até Nc subcanais espaciais selecionados para utilização para o subcanal de freqüência.
Para um sistema MIMO que utiliza OFDM, os símbolos de modulação podem ser transmitidos em múltiplos subcanais de freqüência e a partir de múltiplas antenas transmissoras. Dentro de um processador MIMO 320d, os até Nc fluxos de símbolos de modulação a partir de cada processador 430 são providos a um processador espacial de subcanal respectivo 432, que processa os símbolos de modulação recebidos com base no controle de canal e/ou as CSI disponíveis. Cada processador espacial 432 pode simplesmente implementar um demultiplexador (tal como aquele mostrado na Figura 4A) caso processamento de CSI completas não seja executado, ou pode implementar um processador MIMO de canal seguido por um demultiplexador (tal como aquele mostrado na Figura 4B) caso processamento de CSI completas seja executado. Para um sistema MIMO que utiliza OFDM, o processamento de CSI completas (isto é, precondicionamento) pode ser executado em cada subcanal de freqüência.
Cada processador espacial de subcanal 432 demultiplexa os até Nc símbolos de modulação para cada partição de tempo em até NT símbolos de modulação para as antenas transmissoras selecionadas para utilização para aquele subcanal de freqüência. Para cada antena transmissora, um combinador 434 recebe os símbolos de modulação para até NL subcanais de freqüência selecionados para utilização para aquela antena transmissora, combina os símbolos para cada partição de tempo em um vetor de símbolos de modulação V e provê o vetor de símbolos de modulação ao próximo estágio de processamento (isto é, um modulador respectivo 322).
Um processador MIMO 320d recebe e processa, desta forma, os símbolos de modulação para prover até NT vetores de símbolos de modulação, Vi até VNt, um vetor de símbolos de modulação para cada antena transmissora selecionada para utilização para transmissão de dados. Cada vetor de símbolos de modulação V cobre uma única partição de tempo e cada elemento do vetor de símbolos de modulação V está associado a um subcanal de freqüência específico que possui uma única subportadora no qual o símbolo de modulação é transportado. A Figura 4D também mostra uma modalidade do modulador 322 para OFDM. Os vetores de símbolos de modulação Vi a VNt a partir do processador MIMO 320c são providos aos moduladores 322a a 322t, respectivamente. Na modalidade mostrada na Figura 4D, cada modulador 322 inclui uma transformada de Fourier rápida inversa (IFFT - Inverse Fast Fourier Transform) 440, um gerador de prefixos cíclicos 442 e um conversor de subida (upconverter) 444. A IFFT 440 converte cada vetor de símbolos de modulação recebidos em suas representações no domínio do tempo (que é designado como um símbolo OFDM) utilizando IFFT. A IFFT 440 pode ser projetada para executar a IFFT em qualquer número de subcanais de freqüência (por exemplo, 8, 16, 32 e assim por diante) . Em uma modalidade, para cada vetor de símbolos de modulação convertidos em um símbolo OFDM, o gerador de prefixos cíclicos 442 repete uma porção da representação no domínio do tempo do símbolo OFDM para formar um "símbolo de transmissão" para uma antena transmissora especifica. O prefixo cíclico assegura que o símbolo de transmissão retém suas propriedades ortogonais na presença de espalhamento de retardo de multipercurso, melhorando assim o desempenho contra efeitos de percurso danosos. A implementação da IFFT 440 e do gerador de prefixos cíclicos 442 é conhecida na técnica e não é descrita neste relatório em detalhe.
As representações no domínio do tempo de cada gerador de prefixos cíclicos 442 (isto é, os símbolos de transmissão para cada antena) são a seguir processados (isto é, convertidos em um sinal analógico, modulado, amplificado e filtrado) por um conversor de subida 444 para gerar um sinal modulado, que é a seguir transmitido a partir de uma antena respectiva 324. A modulação OFDM é descrita em maiores detalhes em um artigo intitulado "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", por John A. C. Bingham, Revista de Comunicações IEEE, Maio de 1990, que é aqui incorporado por referência.
As Figuras 4A a 4D mostram quatro projetos de um transmissor MIMO capaz de implementar diversos aspectos e modalidades da invenção. A invenção também pode ser praticada em um sistema OFDM que não utiliza MIMO. Neste caso, os canais de transmissão disponíveis correspondem aos subcanais de freqüência do sistema OFDM. Diversos outros projetos de transmissor também são capazes de implementar várias técnicas inventivas aqui descritas e tais projetos também estão dentro do escopo da invenção. Alguns destes projetos de transmissor são descritos em maiores detalhes nos seguintes pedidos de patente, que são, todos de propriedade da Requerente da presente invenção e são aqui incorporados por referência: • Pedido de Patente U.S N°. de série 09/776.075, descrito acima; • Pedido de Patente U.S N°. de série 09/532.492, intitulado "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION" depositado em 22 de Março de 2000; • Pedido de Patente U.S N°. de série 09/826.481, intitulado "METHOD AND APPARATUS FOR UTILIZING CHANNER STATE INFORMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM" depositado em 23 de Março de 2001; e • Pedido de Patente U.S N°. de série 09/854.235, intitulado: "METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING DATA IN A MULTIPLE-INPUT MULTIPLE-OUTPUT (MIMO) COMMUNICATION SYSTEM UTILIZING CHANNEL STATE INFORMATION", depositado em 11 de Maio de 2001.
Estes pedidos de patente também descrevem processamento MIMO e processamento de CSI em maiores detalhes.
De modo geral, o sistema transmissor 310 codifica e modula dados para todos os canais de transmissão selecionados (ou todos os canais de transmissão selecionados dentro de cada grupo) com base em um esquema de codificação e modulação comum especifico. Os símbolos de modulação são adicionalmente ponderados por pesos designados aos canais de transmissão selecionados tal que o nivel desejado de desempenho seja atingido no receptor. As técnicas aqui descritas são aplicáveis a múltiplos canais de transmissão em paralelo suportados por MIMO, OFDM ou outro esquema de comunicação (por exemplo, um esquema CDMA) capaz de suportar múltiplos canais de transmissão em paralelo. A Figura 4C mostra uma modalidade em que dados para cada antena transmissora podem ser codificados e modulados separadamente com base em um esquema de codificação e modulação selecionado para aquela antena transmissora. De modo análogo, a Figura 4D mostra uma modalidade em que os dados para cada subcanal de freqüência podem ser codificados e modulados separadamente com base em um esquema de codificação e modulação selecionado para aquele subcanal de freqüência. Em geral, todos os canais de transmissão disponíveis (por exemplo, todos os subcanais espaciais de todos os subcanais de freqüência) podem ser separados em qualquer número de grupos de qualquer tipo, e cada grupo pode incluir qualquer número de canais de transmissão. Como exemplo, cada grupo pode incluir subcanais espaciais, subcanais de freqüência ou subcanais em ambos os domínios.
Sistemas Receptores MIMO A Figura 5 é um diagrama de blocos de um sistema receptor MIMO 350a capaz de receber dados de acordo com uma modalidade da invenção. O sistema receptor 350a é uma modalidade específica do sistema receptor 350 da Figura 3 e implementa a técnica de processamento de receptor de cancelamento sucessivo para receber e recuperar os sinais transmitidos. Os sinais transmitidos a partir das (até) NT antenas transmissoras são recebidos por cada uma das NR antenas 352a a 352r e direcionadas a um demodulador (DEMOD) respectivo 354 (que também é designado como um processador front-end).
Cada demodulador 354 condiciona (por exemplo, filtra e amplifica) um sinal recebido respectivo, converte descendentemente (downconverts) o sinal condicionado para uma freqüência intermediária ou banda base e digitaliza o sinal convertido descendentemente para prover amostras. Cada demodulador 354 pode demodular adicionalmente as amostras com um piloto recebido para gerar um fluxo de símbolos de modulação recebidos, que é provido a um processador de canal/dados de RX 356a.
Caso OFDM seja empregado para a transmissão de dados, cada demodulador 354 executa adicionalmente processamento complementar ao executado pelo modulador 322 mostrado na Figura 4D. Neste caso, cada demodulador 354 inclui um processador FFT (não é mostrado) que gera representações transformadas das amostras e provê um fluxo de vetores de símbolos de modulação. Cada vetor inclui até NL símbolos de modulação para até NL subcanais de freqüência selecionados para utilização e um vetor é provido para cada partição de tempo. Para um esquema de processamento de transmissão no qual cada subcanal de freqüência é processado independentemente (por exemplo, como mostrado na Figura 4D), os fluxos de vetor de símbolos de modulação a partir dos processadores FFT para todos os NR demoduladores são providos a um demultiplexador (não mostrado na Figura 5), que "canaliza" o fluxo de vetor de símbolos de modulação a partir de cada processador FFT em até Nl fluxos de símbolos de modulação que correspondem ao número de subcanais de freqüência utilizados para transmissão de dados. O demultiplexador provê a seguir, cada um dos até NL fluxos de símbolos de modulação a um processador MIMO/dados de RX 356a.
Para um sistema MIMO que não utiliza OFDM, um processador MIMO/dados de RX 356a pode ser utilizado para processar os NR fluxos de símbolos de modulação a partir das Nr antenas receptoras. E para um sistema MIMO que utiliza OFDM, um processador MIMO/dados de RX 356a pode ser utilizado para processar o conjunto dos NR fluxos de símbolos de modulação a partir das NR antenas receptoras para cada um dos até NL subcanais de freqüência utilizados para transmissão de dados. Alternativamente, um único processador de canal/dados de RX 356a pode ser utilizado para processar separadamente o conjunto de fluxos de símbolos de modulação associados a cada subcanal de freqüência.
Na modalidade mostrada na Figura 5, o processador de canal/dados de RX 356a (que é uma modalidade do processador de canal/dados de RX 356 na Figura 3) inclui diversos estágios de processamento de receptor sucessivos (isto é, em cascata) 510, um estágio para cada um dos fluxos de dados transmitidos a serem recuperados pelo sistema receptor 350a. Em um esquema de processamento de transmissão, a inversão de canal seletiva é aplicada a todos os canais de transmissão disponíveis. Neste caso, os canais de transmissão selecionados podem ser utilizados para transmitir um ou mais fluxos de dados, cada um dos quais pode ser codificado independentemente com o esquema de codificação comum. Em outro esquema de processamento de transmissão, a inversão de canal seletiva é aplicada separadamente a cada antena transmissora. Neste caso, os canais de transmissão selecionados para cada antena transmissora podem ser utilizados para transmitir um ou mais fluxos de dados, cada um dos quais pode ser codificado independentemente com o esquema de codificação selecionado para aquela antena transmissora. Em geral, caso um fluxo de dados for codificado e transmitido independentemente em cada subcanal espacial, a técnica de processamento de receptor de cancelamento sucessivo pode ser utilizada para recuperar os fluxos de dados transmitidos. Para maior clareza, o processador de canal/dados de RX 356a é descrito para uma modalidade em que um fluxo de dados é codificado e transmitido independentemente em cada subcanal espacial de um dado subcanal de freqüência sendo processado pelo processador de dados 356a.
Cada estágio de processamento de receptor 510 (exceto pelo último estágio 510n) inclui um processador MIMO/dados de canal 520, acoplado a um cancelador de interferência 530, e o último estágio 510n inclui apenas o processador MIMO/dados de canal 520n. Para o primeiro estágio de processamento de receptor 510a, o processador MIMO/dados de canal 520a recebe e processa os NR fluxos de símbolos de modulação a partir dos demoduladores 354a a 354r para prover um fluxo de dados decodificado para o primeiro canal de transmissão (ou o primeiro sinal transmitido) . E para cada um dentre o segundo ao último estágio 510b a 510n, o processador MIMO/dados de canal 520 para aquele estágio, recebe e processa os NR fluxos de símbolos modificados a partir do cancelador de interferência 520 no estágio precedente para obter um fluxo de dados decodificado para o canal de transmissão sendo processado por aquele estágio. Cada processador MIMO/dados de canal 520 provê adicionalmente CSI (por exemplo, a SNR recebida) para o canal de transmissão associado.
Para o primeiro estágio de processamento de receptor 510a, o cancelador de interferência 530a recebe os Nr fluxos de símbolos de modulação para todos os Nr demoduladores 354. E para cada um dentre o segundo ao penúltimo estágio, o cancelador de interferência 530 recebe os Nr fluxos de símbolos modificados a partir do cancelador de interferência no estágio precedente. Cada cancelador de interferência 530 também recebe o fluxo de dados decodificado a partir do processador MIMO/dados de canal 520 dentro do mesmo estágio, e executa o processamento (por exemplo, codificação, intercalação, modulação, resposta de canal e assim por diante) para obter Nr fluxos de símbolos remodulados que são estimativas dos componentes de interferência dos fluxos de símbolos de modulação recebidos devido a este fluxo de dados decodificado. Os fluxos de símbolos remodulados são a seguir subtraídos dos fluxos de símbolos de modulação recebidos para obter NR fluxos de símbolos modificados que inclui todos, exceto os componentes de interferência subtraídos (isto é, cancelados). Os NR fluxos de símbolos modificados são a seguir providos ao próximo estágio.
Na Figura 5, um controlador 540 é mostrado acoplado ao processador de canal/dados de RX 356a e pode ser utilizado para ordenar várias etapas no processamento de receptor de cancelamento sucessivo executado pelo processador 356a. A Figura 5 mostra uma estrutura de receptor que pode ser utilizada de uma maneira direta quando cada fluxo de dados é transmitido através de uma antena transmissora respectiva (isto é, um fluxo de dados correspondendo a cada sinal transmitido). Neste caso, cada estágio de processamento de receptor 510 pode ser operado para recuperar um dentre os sinais transmitidos destinados ao sistema receptor 350a e prover o fluxo de dados decodificado que corresponde ao sinal transmitido recuperado.
Para algum outro esquema de processamento de transmissão, um fluxo de dados pode ser transmitido através de múltiplas antenas transmissoras, subcanais de freqüência e/ou intervalos de tempo para prover diversidade espacial, de freqüência e temporal, respectivamente. Para estes esquemas, o processamento de receptor inicialmente obtém um fluxo de símbolos de modulação recebido para o sinal transmitido em cada antena transmissora de cada subcanal de freqüência. Os símbolos de modulação para múltiplas antenas transmissoras, subcanais de freqüência e/ou intervalos de tempo podem ser combinados de uma forma complementar como a demultiplexação executada no sistema transmissor. 0 fluxo dos símbolos de modulação combinados é a seguir processado para prover os fluxos de dados decodificados correspondentes. A Figura 6A é um diagrama de blocos de uma modalidade do processador MIMO/dados de canal 520x, que é uma modalidade do processador MIMO/dados de canal 520 na Figura 5. Nesta modalidade, o processador MIMO/dados de canal 520x inclui um processador espacial / espaço temporal 610, um processador CSI 612, um seletor 614, um elemento demodulador 618, um deintercalador 618 e um decodificador 620 . O processador espacial / espaço temporal 610 executa processamento espacial linear nos NR sinais recebidos para um canal MIMO não dispersivo (isto é, com desvanecimento achatado) ou processamento espaço temporal nos Nr sinais recebidos para um canal MIMO dispersivo (isto é, com desvanecimento seletivo em freqüência). O processamento espacial pode ser atingido utilizando técnicas de processamento espacial linear tal como uma técnica de inversão de matriz de correlação de canal (CCMI - Channel Correlation Matrix Inversion), uma técnica de erro médio quadrático mínimo (MMSE - Minimum Mean Square Error) e outras. Tais técnicas podem ser utilizadas para anular os sinais indesejados ou maximizar a SNR recebida para cada um dos sinais constituintes na presença de ruido e interferência a partir de outros sinais. O processamento espaço temporal pode ser atingido utilizando técnicas de processamento espaço temporais tais como um equalizador linear MMSE (MMSE-LE - MMSE Linear Equalizer) , um equalizador de realimentação de decisão (DFE - Decision Feedback Equalizer), um estimador de seqüência de máxima verossimilhança (MLSE - Maximum Likelihood Sequence Estimator) e outras. As técnicas CCMI, MMSE, MMSE-LE e DFE são descritas em maiores detalhes no pedido de patente acima mencionado de N° . de série 09/854.235. As técnicas DFE e MLSE também são descritas em maiores detalhes por S. L. Ariyavistakul et al. no artigo intitulado "Optimum Space-Time Processors with Dispersive interference: Unified Analysis and Required Filter Span", IEEE Trans. on Communication, Vol. 7, No. 7, Julho de 1999 e aqui incorporado por referência. O processador de CSI 612 determina as CSI para cada um dos canais de transmissão utilizados para transmissão de dados. Como exemplo, o processador de CSI 612 pode estimar uma matriz de covariância de ruido com base nos sinais piloto recebidos e a seguir computar a SNR do /c-ésimo canal de transmissão utilizado para o fluxo de dados a ser decodificado. A SNR pode ser estimada de modo semelhante aos sistemas de única e múltiplas portadoras auxiliadas por piloto convencional conforme conhecido na técnica. A SNR para todos os canais de transmissão utilizados para transmissão de dados pode compreender as CSI que são reportadas de volta ao sistema transmissor. 0 processador de CSI 612 pode prover adicionalmente ao seletor 614 um sinal de controle que identifica o fluxo de dados específico a ser recuperado por este estágio de processamento receptor. O seletor 614 recebe diversos fluxos de símbolos a partir do processador espacial / espaço temporal 610 e extrai o fluxo de símbolos que corresponde ao fluxo de dados a ser decodificado, como indicado pelo sinal de controle a partir do processador de CSI 612. O fluxo extraído de símbolos de modulação é a seguir provido a um elemento de demodulação 614.
Para a modalidade mostrada na Figura 6A na qual o fluxo de dados para cada canal de transmissão é codificado e modulado independentemente com base no esquema de codificação e modulação comum, os símbolos de modulação recuperados para os canais de transmissão selecionados são demodulados de acordo com um esquema de demodulação (por exemplo, M-PSK, M-QAM) que é complementar ao esquema de modulação comum utilizado para o canal de transmissão. Os dados demodulados aprovenientes do elemento de demodulação 616 é a seguir deintercalado pelo deintercalador 618 de uma forma complementar àquela executada pelo intercalador de canal 614 e os dados deintercalados são adicionalmente decodificados por um decodif icador 620 de uma forma complementar àquela executada pelo encodificador 612. Por exemplo, um decodificador Turbo ou um decodificador Viterbi podem ser utilizados para o decodif icador 620 caso codificação Turbo ou convolucional, respectivamente, é executada no sistema transmissor. O fluxo de dados decodificado proveniente do decodificador 620 representa uma estimativa do fluxo de dados transmitido sendo recuperado. A Figura 6B é um diagrama de blocos de um cancelador de interferência 530x, que é uma modalidade do cancelador de interferência 530 da Figura 5. Dentro do cancelador de interferência 530x, o fluxo de dados decodificado a partir do processador MIMO/dados de canal 520 dentro do mesmo estágio é reencodifiçado, intercalado e remodulado por um processador de dados de canal 628 para prover símbolos remodulados, que são estimativas dos símbolos de modulação no sistema transmissor antes do processamento MIMO e distorção de canal. O processador de dados de canal 628 executa o mesmo processamento (por exemplo, codificação, intercalação e modulação) conforme executado no sistema transmissor para o fluxo de dados. Os símbolos remodulados são a seguir providos a um simulador de canal 630, que processa os símbolos com a resposta de • Λ k canal estimada para prover uma estimativa, i , da interferência devido ao fluxo de dados decodificado. A estimativa de resposta de canal pode ser obtida com base no piloto e/ou dados transmitidos pelo sistema transmissor e de acordo com as técnicas descritas no pedido de Patente Ü.S acima mencionado de No. de série 09/854.235.
Os Nr elementos no vetor de interferência i_ correspondem aos componentes do sinal recebido em cada uma das NR antenas receptoras devido ao fluxo de símbolos transmitido na ic-ésima antena. Cada elemento do vetor representa um componente estimado devido ao fluxo de dados decodifiçados no fluxo de símbolos de modulação recebidos correspondentes. Estes componentes são interferências para os sinais transmitidos restantes (ainda não detectados) nos Nr fluxos de símbolos de modulação recebidos (isto é, o vetor rk), e são subtraídos (isto é, cancelados) do vetor de sinais recebido r por um somador 632 para prover um vetor modificado r*+1 que possui os componentes do fluxo de dados decodificado removido. O vetor modificado rk+i é provido como o vetor de entrada ao próximo estágio de processamento de receptor, como mostrado na Figura 5.
Diversos aspectos do processamento de receptor de cancelamento sucessivo são descritos em detalhes adicionais no pedido de Patente U.S de N°. de série 09/854.235. A Figura 7 é um diagrama de blocos de um sistema receptor MIMO 350b capaz de receber dados de acordo com outra modalidade da invenção. Os sinais transmitidos provenientes de (até) NT antenas transmissoras são recebidos por cada uma das NR antenas 352a a 352r e direcionadas a um demodulador respectivo 354. Cada demodulador 354 condiciona, processa e digitaliza um sinal recebido respectivo para prover amostras, que são providas a um processador MIMO/dados de RX 356b.
Dentro do processador MIMO/dados de RX 356b, as amostras para cada antena receptora são providas a um processador FFT respectivo 710, que gera representações transformadas das amostras recebidas e provê um fluxo respectivo dos vetores de símbolos de modulação. Os fluxos do vetor de símbolos de modulação provenientes dos processadores FFT 710a a 710r são a seguir providos ao processador 720. 0 processador 720 canaliza o fluxo dos vetores de símbolos de modulação a partir de cada processador FFT 710 em até NL fluxos de símbolos de subcanal. O processador 720 pode executar adicionalmente processamento espacial ou processamento espaço temporal nos fluxos de símbolos de subcanal para prover símbolos de modulação pós-processados.
Para cada fluxo de dados transmitidos pelos múltiplos subcanais de freqüência e/ou múltiplos subcanais espaciais, o processador 720 combina adicionalmente os símbolos de modulação para todos os subcanais de freqüência e espaciais utilizados para transmissão dos fluxos de dados em um fluxo de símbolos de modulação pós-processados, que é a seguir provido a um processador de fluxo de dados 730. Cada processador de fluxo de dados 730 executa demodulação, deintercalação e decodificação complementar ao executado no fluxo de dados na unidade transmissora e provê um fluxo de dados decodificado respectivo.
Os sistemas receptores que empregam a técnica de processamento de receptor de cancelamento sucessivo e aqueles que não empregam a técnica de processamento de receptor de cancelamento sucessivo podem ser utilizados para receber, processar e recuperar os fluxos de dados transmitidos. Alguns sistemas receptores capazes de processar sinais recebidos através de múltiplos canais de transmissão são descritos nos pedidos de Patente U.S acima mencionados de Nos. de série 09/776.075 e 09/826.481, e no pedido de Patente U.S N°. de Série 09/532.492, intitulado "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION", depositado em 30 de Março de 2000, designado ao Proprietário da presente invenção e aqui incorporado por referência.
Obter CSI para o Sistema de Transmissão Por simplicidade, diversos aspectos e modalidades da invenção foram descritos em que as CSI compreendem SNR. Em geral, as CSI podem compreender qualquer tipo de informação que seja indicativa das características do link de comunicação. Diversos tipos de informações podem ser providos como CSI, alguns exemplos dos quais são descritos abaixo.
Em uma modalidade, as CSI compreendem SNR, que é obtida como a taxa de potência de sinal através da potência de ruído mais interferência. A SNR é tipicamente estimada e provida para cada canal de transmissão utilizada para transmissão de canal (por exemplo, cada fluxo de dados de transmissão) , apesar de uma SNR agregada possa ser provida para diversos canais de transmissão. A estimativa de SNR pode ser quantizada para um valor que possui um número especifico de bits. Em uma modalidade, a estimativa de SNR é mapeada em um índice de SNR, por exemplo, utilizando uma tabela de consulta.
Em outra modalidade, as CSI compreendem informações de controle de potência para cada subcanal espacial de cada subcanal de freqüência. As informações de controle de potência podem incluir um único bit para cada canal de transmissão para indicar uma solicitação para mais potência ou menos potência, ou elas podem incluir múltiplos bits para indicar a magnitude da mudança do nível de potência solicitado. Nesta modalidade, o sistema de transmissão pode fazer utilização das informações de controle de potência realimentadas a partir dos sistemas receptores para determinar quais canais de transmissão selecionar, e qual potência utilizar para cada canal de transmissão.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem potência de sinal e potência de interferência mais ruído. Estes dois componentes podem ser obtidos separadamente e providos a cada canal de transmissão utilizado para transmissão de dados.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem potência de sinal, potência de interferência e potência de ruído. Estes três componentes podem ser obtidos e providos para cada canal de transmissão utilizado para transmissão de dados.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem relações sinal/ruido mais uma lista de potências de interferência para cada termo de interferência observável. Estas informações podem ser obtidas e providas para cada canal de transmissão utilizado para transmissão de dados.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem componentes de sinal em uma forma de matriz (por exemplo, NtxNr entradas complexas para todos os pares de antena transmissora-receptora) e os componentes de ruido mais interferência na forma de matriz (por exemplo, NTxNR entradas complexas). 0 sistema transmissor pode a seguir combinar adequadamente as componentes de sinal e as componentes de ruído mais interferência para os pares de antena transmissora-receptora apropriados para obter a qualidade para cada canal de transmissão utilizado para transmissão de dados (por exemplo, a SNR pós-processada para cada fluxo de dados transmitido, conforme recebido nos sistemas receptores).
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem um indicador de taxa de dados para cada fluxo de dados de transmissão. A qualidade de um canal de transmissão a ser utilizado para transmissão de dados pode ser determinada inicialmente (por exemplo, com base na SNR estimada para o canal de transmissão) e uma taxa de dados que corresponde à qualidade de canal determinada pode a seguir ser identificada (por exemplo, com base em uma tabela de consulta). A taxa de dados identificada é indicativa da taxa de dados máxima que pode ser transmitida no canal de transmissão para o nivel solicitado de desempenho. A taxa de dados é a seguir mapeada para, e representada por, um indicador de taxa de dados (DRI - Data Rate Indicator), que pode ser codificado eficazmente. Como exemplo, caso (até) sete taxas de dados possíveis forem suportadas pelo sistema transmissor para cada antena transmissora, um valor de 3 bits pode ser utilizado para representar o DRI onde, por exemplo, um zero pode indicar uma taxa de dados de zero (isto é, não utilizar a antena transmissora) e 1 a 7 pode ser utilizado para indicar sete taxas de dados diferentes. Em uma implementação tipica, as métricas de qualidade (por exemplo, estimativas de SNR) são mapeadas diretamente no DRI com base, por exemplo, em uma tabela de consulta.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem um indicador do esquema de processamento especifico a ser utilizado no sistema transmissor para cada fluxo de dados de transmissão. Nesta modalidade, o indicador pode identificar o esquema de codificação especifico e o esquema de modulação especifico a ser utilizado para o fluxo de dados de transmissão tal que o nivel desejado de desempenho seja atingido.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem um indicador diferencial para uma medida especifica de qualidade para um canal de transmissão. Inicialmente, a SNR ou o DRI ou alguma outra medida de qualidade para o canal de transmissão é determinado e reportado como um valor de medida de referência. Por conseguinte, a monitoração da qualidade do canal de transmissão continua e a diferença entre a última medida reportada e a medida atual é determinada. A diferença pode a seguir ser quantizada em um ou mais bits, e a diferença quantizada é mapeada para o, e representada pelo, indicador diferencial, que é a seguir reportado. 0 indicador diferencial pode indicar para aumentar ou reduzir a última medida reportada por um tamanho de etapa especifico (ou para manter a última medida reportada). Como exemplo, o indicador diferencial pode indicar que (1) a SNR observada para um canal de transmissão especifica aumentou ou diminuiu por um tamanho de etapa especifico, ou (2) a taxa de dados deve ser ajustada por uma quantidade especifica, ou alguma outra mudança. A medida de referência pode ser transmitida periodicamente para assegurar que erros nos indicadores diferenciais e/ou recepção errônea destes indicadores não acumulem.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem o ganho de canal para cada canal de transmissão disponível, como estimado no sistema receptor com base nos sinais transmitidos pelo sistema transmissor.
Outras formas de CSI também podem ser utilizadas e estão dentro do escopo da invenção. Em geral, as CSI incluem informações suficientes em qualquer forma que possa ser utilizada para (1) selecionar um conjunto de canais de transmissão que resultariam em uma capacidade de transmissão ideal ou quase ideal, (2) determinar um fator de ponderação para cada canal de transmissão selecionado que resulta em SNRs recebidas iguais ou quase iguais e (3) inferir uma taxa de códigos ideal ou quase ideal para os canais de transmissão selecionados.
As CSI também podem ser obtidas com base nos sinais transmitidos a partir do sistema transmissor e recebidos nos sistemas de recepção. Em uma modalidade, as CSI são obtidas com base em uma referência piloto incluído nos sinais transmitidos. Alternativa ou adicionalmente, as CSI podem ser derivadas com base em dados incluídos na transmissão de sinais. Apesar de dados poderem ser transmitidos apenas nos canais de transmissão selecionados, os dados piloto também podem ser transmitidos em canais de transmissão não selecionados para permitir aos sistemas receptores estimar as características de canal.
Em ainda outra modalidade, as CSI compreendem um ou mais sinais transmitidos a partir dos sistemas receptores para o sistema transmissor. Em alguns sistemas, um grau de correlação pode existir entre o uplink e o downlink (por exemplo, sistemas por divisão de tempo duplexados (TDD - Time Division Duplexed) em que o uplink e o downlink compartilham a mesma banda de freqüencia de uma maneira multiplexada por divisão de tempo). Nestes sistemas, a qualidade do uplink pode ser estimada (para um grau solicitado de acurácia) com base na qualidade do downlink, e vice-versa, o que pode ser estimado com base nos sinais (por exemplo, sinais piloto) transmitidos a partir dos sistemas de receptor. Os sinais piloto representarão então, um meio pelo qual o sistema transmissor pode estimar as CSI como observado nos sistemas receptores. Para este tipo de CSI, nenhum relatório de características de canal é necessário. A qualidade de sinal pode ser estimada no sistema transmissor com base em diversas técnicas. Algumas destas técnicas são descritas nas seguintes patentes, que são de propriedade da Requerente da presente invenção e aqui incorporadas por referência: • Patente U.S N°. 5.799.005, intitulada "SYSTEM
AND METHOD FOR DETERMINING RECEIVED PILOT POWER AND PATH LOSS IN A CDMA COMMUNICATION SYSTEM", concedida em 25 de agosto de 1998, • Patente U.S N°. 5.903.554, intitulada "METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM", concedida em 11 de Maio de 1999, • Patentes U.S N° . 5.056.109 e 5.265.119, ambas intituladas "METHOD AND APPARATUS EOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM", concedidas respectivamente em 8 de Outubro de 1991 e 23 de Novembro de 1993, e • Patente U.S N° . 6.097.972, intitulada "METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING POWER CONTROL SIGNALS IN CDMA MOBILE TELEPHONE SYSTEM", concedida em 1 de Agosto de 2000.
Os métodos para estimar um único canal de transmissão com base em um sinal piloto ou uma transmissão de dados também pode ser encontrada em diversos artigos disponíveis na técnica. Um tal método de estimação de canal é descrito por F. Ling em um artigo intitulado "Optimal Reception, Performance Bound and Cutoff-Rate Analysis of References-Assisted Coherent CDMA Communications with Applications", IEEE Transaction On Communication, Outubro de 1999.
Diversos tipos de informações para CSI e diversos mecanismos de relatório de CSI também são descritos no pedido de Patente de No. de série 08/963.386, intitulado "METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION", depositado em 3 de Novembro de 1997, de propriedade da Requerente da presente invenção e na "TIE/EIA/IS-856 CDMA2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification", ambos aqui incorporados por referência.
As CSI podem ser reportadas de volta ao transmissor utilizando diversos esquemas de transmissão de CSI. Como exemplo, as CSI podem ser enviadas por completo, de modo diferencial ou em uma combinação de tais. Em uma modalidade, as CSI são reportadas periodicamente e atualizações diferenciais são enviadas com base nas CSI transmitidas anteriormente. Em outra modalidade, as CSI são enviadas apenas quando existe mudança (por exemplo, caso a mudança exceda um limite específico), que pode baixar a taxa eficaz do canal de realimentação. Como exemplo, as SNRs podem ser enviadas de volta (por exemplo, diferencialmente) apenas quando elas mudam. Para um sistema OFDM (com ou sem MIMO), a correlação no domínio da freqüência pode ser explorada para permitir redução na quantidade de CSI a ser realimentada. Como exemplo para um sistema OFDM, caso a SNR que corresponde a um subcanal espacial específico para M subcanais de freqüência seja a mesma, a SNR e o primeiro e último subcanais de freqüência para os quais esta condição é verdadeira pode ser reportada. Cutras técnicas de compressão e recuperação de erros de canal de realimentação para reduzir a quantidade de dados a ser realimentada para as CSI também podem ser utilizadas e está dentro do escopo da invenção.
Fazendo referencia novamente à Figura 3, as CSI (por exemplo, a SNR recebida) determinada pelo processador de canal/dados de RX 356 é provido a um processador de dados de TX 362, que processa as CSI e provê dados processados a um ou mais moduladores 354. Os moduladores 354 condicionam adicionalmente os dados do processador e transmitem as CSI de volta ao sistema transmissor 310 através de um canal reverso.
No sistema '310, o sinal de realimentação transmitido é recebido pelas antenas 324, demodulado pelos demoduladores 322 e providos a um processador de dados de RX 332. O processador de dados de RX 332 executa processamento complementar ao executado pelo processador de dados de TX 362 e recupera as CSI reportadas, que são a seguir providas ao controlador 334. O controlador 334 utiliza as CSI reportadas para executar diversas funções incluindo (1) selecionar o conjunto de NS melhores canais de transmissão disponíveis para transmissão de dados, (2) determinar o esquema de codificação e modulação a ser utilizado para transmissão de dados nos canais de transmissão selecionados e (3) determinar os pesos a serem utilizados para os canais de transmissão selecionados. O controlador 334 pode selecionar os canais de transmissão para atingir capacidade de transmissão elevada ou baseada em algum outro critério ou métrica de desempenho e pode determinar adicionalmente o limite utilizado para selecionar os canais de transmissão, como descrito acima.
As características (por exemplo, ganhos de canal ou SNRs recebidas) dos canais de transmissão disponíveis para transmissão de dados podem ser determinadas com base em diversas técnicas como descrito abaixo e provido ao sistema transmissor. O sistema transmissor pode então utilizar as informações para selecionar o conjunto dos Ns melhores canais de transmissão, codificar e modular os dados adequadamente e ponderar adicionalmente os símbolos de modulação.
As técnicas aqui descritas podem ser utilizadas para transmissão de dados no downlink a partir de uma estação base para um ou mais terminais e também pode ser utilizado para transmissão de dados no uplink a partir de cada um dos terminais para uma estação base. Para o downlink, o sistema transmissor 310 das Figuras 3 e 4A a 4D podem representar parte de uma estação base e o sistema receptor 350 das Figuras 3, 5 e 6 pode representar parte de um terminal. E para o uplink, o sistema transmissor 310 das Figuras 3 e 4A a 4D pode representar parte de um terminal e sistema receptor 350 das Figuras 3, 5 e 6 podem representar parte de uma estação base.
Os elementos dos sistemas transmissores e receptor podem ser implementados com um ou mais processadores de sinais digitais (DSP), circuitos integrados de aplicação específica (ASIC), processadores, microprocessadores, controladores, microcontroladores, arranjo de portas programável em campo (FPGA), dispositivos lógicos programáveis, outras unidades eletrônicas ou qualquer combinação de tais. Algumas das funções e processamento descritos neste relatório, também podem ser implementados com software executado em um processador. Certos aspectos da invenção também podem ser implementados com uma combinação de software e hardware. Como exemplo, as computações para determinar o limite α e para selecionar canais de transmissão podem ser executados com base em códigos de programa executados em um processador (controlador 334 na Figura 3).
Os subtítulos foram incluídos neste relatório por referência e para auxiliar na localização de determinadas seções. Tais subtítulos não pretendem limitar o escopo dos conceitos aqui descritos e tais conceitos podem ter aplicabilidade em outras seções ao longo de todo o relatório descritivo. A descrição anterior das modalidades descritas é fornecida para permitir que qualquer versado na técnica crie ou faça utilização da presente invenção. As várias modificações a essas modalidades serão prontamente aparentes aos versados na técnica, e os princípios gerais definidos aqui podem ser aplicados a outras modalidades sem se afastar do espírito ou escopo da invenção. Dessa forma, a presente invenção não deve ser limitada às modalidades mostradas neste relatório mas deve estar de acordo com o escopo mais amplo consistente com os princípios e características novos descritos aqui.

Claims (46)

1. Método para processar dados para transmissão através de múltiplos canais de transmissão em um sistema de comunicação multi-canal, CARACTERIZADO por compreender as etapas de: determinar características de uma pluralidade de canais de transmissão disponíveis para transmissão de dados; dividir a pluralidade de canais de transmissão em um ou mais grupos de canais de transmissão; e para cada grupo de canais de transmissão: selecionar um ou mais canais de transmissão disponíveis no grupo com base nas características determinadas e em um limite, e codificar e modular dados para todos os canais de transmissão selecionados no grupo com base em um esquema de codificação e modulação específico para prover símbolos de modulação.
2. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO por compreender adicionalmente: para cada grupo de canais de transmissão ponderar símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado no grupo com base em um peso respectivo indicativo de um nível de potência de transmissão para o canal de transmissão selecionado e obtidos com base, em parte, nas características determinadas do canal de transmissão selecionado.
3. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERI ZADO pelo fato de que o sistema de comunicação multi-canal é um sistema de modulação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM), e em que a pluralidade de canais de transmissão disponíveis correspondem a uma pluralidade de subcanais de freqüência.
4. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o sistema de comunicação multi-canal é um sistema de comunicação de múltiplas entradas e múltiplas saidas (MIMO), e em que a pluralidade de canais de transmissão disponíveis corresponde a uma pluralidade de subcanais espaciais de um canal MIMO.
5. Método, de acordo com a reivindicação 4, CARACTERI ZADO pelo fato de que o sistema de comunicação MIMO utiliza OFDM, e em que a pluralidade de canais de transmissão disponíveis corresponde a uma pluralidade de subcanais espaciais de uma pluralidade de subcanais de freqüência.
6. Método, de acordo com a reivindicação 5, CARACTERIZADO pelo fato de que cada grupo corresponde a uma antena transmissora respectiva, e em que a pluralidade de canais de transmissão em cada grupo corresponde a uma pluralidade de subcanais de freqüência para a antena transmissora correspondente.
7. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que cada grupo é associado a um limite respectivo utilizado para selecionar os canais de transmissão disponíveis no grupo para utilização.
8. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que os dados para cada grupo são codificados e modulados com um esquema de codificação e modulação respectivo selecionado para o grupo.
9. Método, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERI ZADO pelo fato de que os pesos para os canais de transmissão selecionados em cada grupo são obtidos para distribuir a potência de transmissão total disponível para o grupo entre todos os canais de transmissão selecionados no grupo para atingir qualidade de sinal recebida semelhante.
10. Método, de acordo com a reivindicação 9, CARACTERIZADO pelo fato de que a qualidade de sinal recebida é estimada por uma relação sinal/ruído mais interferência (SNR).
11. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERI ZADO pelo fato de que as características determinadas para os canais de transmissão disponíveis são ganhos de canal.
12. Método, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERI ZADO pelo fato de que, para cada grupo, os canais de transmissão que possuem ganhos de potência maiores ou iguais a um limite de ganho de potência específico, são selecionados, e em que os ganhos de potência são determinados com base nos ganhos de canal.
13. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERI ZADO pelo fato de que as características determinadas para os canais de transmissão disponíveis são relações sinal/ruído mais interferência (SNR) recebidas.
14. Método, de acordo com a reivindicação 13, CARACTERI ZADO pelo fato de que, para cada grupo, os canais de transmissão que possuem SNRs maiores ou iguais a um limite SNR específico são selecionados.
15. Método, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERI ZADO pelo fato de que o peso para cada canal de transmissão selecionado é obtido adicionalmente com base na potência de transmissão total disponível para o grupo ao qual o canal de transmissão pertence.
16. Método, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERI ZADO pelo fato de que o peso para cada canal de transmissão selecionado é obtido adicionalmente com base em um fator de normalização, que é determinado com base nas características dos canais de transmissão selecionados.
17. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o limite para cada grupo é selecionado para prover capacidade de transmissão elevada para os canais de transmissão selecionados no grupo.
18. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERI ZADO pelo fato de que o limite para cada grupo é selecionado para prover uma capacidade de transmissão mais elevada possível para os canais de transmissão disponíveis no grupo.
19. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERI ZADO pelo fato de que o limite para cada grupo é obtido com base em uma SNR meta específica recebida para todos os canais de transmissão selecionados no grupo.
20. Método, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO por compreender adicionalmente: transmitir os símbolos de modulação ponderados nos canais de transmissão selecionados.
21. Método para processamento de dados para transmissão através de múltiplos canais de transmissão em um sistema de comunicação multi-canal, CARACTERIZADO por compreender as etapas de: determinar características de uma pluralidade de canais de transmissão disponíveis para transmissão de dados; selecionar um ou mais canais de transmissão disponíveis com base nas características determinadas e em uma métrica; codificar dados para todos os canais de transmissão selecionados com base em um esquema de codificação específico para prover dados codificados; e modular os dados codificados para todos os canais de transmissão selecionados com base em um esquema de modulação especifico para prover símbolos de modulação.
22. Método, de acordo com a reivindicação 21, CARACTERIZADO por compreender adicionalmente: ponderar símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado com base em um peso respectivo indicativo de um nível de potência de transmissão para o canal de transmissão selecionado.
23. Método, de acordo com a reivindicação 22, CARACTERI ZADO pelo fato de que os pesos para os canais de transmissão selecionados são iguais.
24. Método, de acordo com a reivindicação 22, CARACTERI ZADO pelo fato de que os pesos para os canais de transmissão não são iguais.
25. Método, de acordo com a reivindicação 22, CARACTERI ZADO pelo fato de que os pesos para os canais de transmissão selecionados são obtidos com base, em parte, nas características determinadas do canal de transmissão selecionado.
26. Método, de acordo com a reivindicação 25, CARACTERI ZADO pelo fato de que os pesos para as transmissões selecionadas são obtidos adicionalmente para distribuir a potência de transmissão total disponível dentre todos os canais de transmissão selecionados para atingir qualidade recebida semelhante para símbolos de modulação transmitidos através dos canais de transmissão selecionados.
27. Método, de acordo com a reivindicação 21, CARACTERI ZADO pelo fato de que as métricas relacionam-se à capacidade de transmissão e em que um ou mais canais de transmissão são selecionados com base na capacidade de transmissão alcançável pelos canais de transmissão selecionados.
28. Método para transmitir dados através de múltiplos canais de transmissão em um sistema de comunicação multi-canal, CARACTERIZADO por compreender as etapas de: determinar características de cada um dentre uma pluralidade de canais de transmissão disponíveis para utilização para transmissão de dados; dividir a pluralidade de canais de transmissão disponíveis em um ou mais grupos; codificar e modular dados para selecionar alguns dentre os canais de transmissão disponíveis em cada grupo para prover símbolos de modulação; ponderar símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado, em cada grupo, com base em um peso respectivo indicativo de um nível de potência de transmissão para o canal de transmissão selecionado e obtido com base, em parte, nas características determinadas do canal de transmissão selecionado; e transmitir os símbolos de modulação ponderados nos canais de transmissão selecionados.
29. Método, de acordo com a reivindicação 28, CARACTERI ZADO pelo fato de que o sistema de comunicação multi-canal é um sistema de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) que utiliza modulação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM).
30. Método, de acordo com a reivindicação 29, CARACTERIZADO pelo fato de que cada grupo corresponde a uma respectiva antena transmissora, e em que a pluralidade de canais de transmissão em cada grupo corresponde a uma pluralidade de subcanais de freqüência para a antena transmissora correspondente.
31. Método, de acordo com a reivindicação 28, CARACTERIZADO pelo fato de que os dados para os canais de transmissão selecionados em cada grupo são codificados com base em um esquema de codificação comum.
32. Método, de acordo com a reivindicação 31, CARACTERIZADO pelo fato de que o esquema de codificação comum é selecionado entre uma pluralidade de possíveis esquemas de codificação.
33. Método, de acordo com a reivindicação 28, CARACTERI ZADO pelo fato de que os símbolos de modulação para os canais de transmissão selecionados em cada grupo são obtidos com base em um esquema de modulação comum.
34. Método, de acordo com a reivindicação 33, CARACTERIZADO pelo fato de que o esquema de modulação comum é selecionado entre uma pluralidade de possíveis esquemas de modulação.
35. Método, de acordo com a reivindicação 28, CARACTERI ZADO pelo fato de que os dados para os canais de transmissão selecionados em cada grupo são codificados e modulados com base em um esquema de codificação e modulação comum selecionado para o grupo.
36. Método, de acordo com a reivindicação 28, CARACTERIZADO por compreender adicionalmente: selecionar um ou mais dos canais de transmissão disponíveis em cada grupo para utilização para transmissão de dados com base nas características determinadas dos canais de transmissão e em um limite.
37. Método, de acordo com a reivindicação 36, CARACTERI ZADO pelo fato de que cada grupo é associado a um limite respectivo.
38. Método para determinar um limite utilizado para selecionar canais de transmissão para utilização para transmissão de dados, em um sistema de comunicação multi-canai, CARACTERIZADO por compreender as etapas de: definir um conjunto de taxas de código, em que cada taxa de código é selecionável para codificação de dados antes da transmissão; definir um conjunto de valores de referência, em que cada valor de referência corresponde a uma taxa de código respectiva e é indicativa de uma relação sinal/ruido mais interferência (SNR) meta solicitada para um nivel especifico de desempenho na taxa de código correspondente; determinar um número especifico de canais de transmissão suportados por cada taxa de código e capaz de atingir o valor de referência que corresponde à taxa de código; determinar uma métrica de desempenho para cada taxa de código com base, em parte, no número de canais de transmissão suportados; e obter o limite com base nas métricas de desempenho para as taxas de código no conjunto, e em que os canais de transmissão são selecionados para utilização para transmissão de dados com base no limite.
39. Método, de acordo com a reivindicação 38, CARACTERI ZADO pelo fato de que o número de canais de transmissão suportados por cada taxa de código é determinado pela distribuição da potência de transmissão total disponível entre os canais de transmissão suportados tal que o valor de referência correspondente à taxa de código seja atingido para cada canal de transmissão suportado.
40. Método, de acordo com a reivindicação 38, CARACTERIZADO pelo fato de que a métrica de desempenho para cada taxa de código é uma capacidade de transmissão total alcançável pelos canais de transmissão suportados.
41. Unidade transmissora, em um sistema de comunicação multi-canal (100), CARACTERIΖΑΡΑ por compreender: um controlador (334) configurado para receber informações de estado de canal (CSI) indicativas de características de uma pluralidade de canais de transmissão disponíveis para transmissão de dados, dividir os canais de transmissão disponíveis em uma pluralidade de grupos, e selecionar um ou mais canais de transmissão disponíveis em cada grupo para utilização para transmissão de dados com base nas características de canal e em um limite; e um processador de dados de transmissão (314) acoplado ao controlador (334) e configurado para receber, codificar, e modular dados para cada grupo com base em um esquema de codificação e modulação específico para prover símbolos de modulação, e para ponderar símbolos de modulação para cada canal de transmissão selecionado com base em um peso respectivo, em que cada peso é indicativo de um nível de potência de transmissão para o canal de transmissão selecionado correspondente e é obtido com base, em parte, nas características do canal de transmissão selecionado.
42. Unidade transmissora, de acordo com a reivindicação 41, CARACTERI ΖΑΡΑ pelo fato de que o controlador (334) é configurado adicionalmente para selecionar um esquema de codificação e modulação específico para cada grupo com base nas características dos canais de transmissão disponíveis e para prover um ou mais sinais de controle indicativos dos esquemas de codificação e modulação selecionados para os grupos.
43. Unidade transmissora, de acordo com a reivindicação 41, CARACTERI ΖΑΡΑ pelo fato de que o controlador (334) é configurado adicionalmente para determinar um limite especifico para cada grupo com base nas características dos canais de transmissão disponíveis.
44. Unidade transmissora, de acordo com a reivindicação 41, CARACTERIΖΑΡΑ por compreender adicionalmente: um processador de canal de transmissão (320) acoplado ao processador de dados de transmissão (314) e configurado para receber e demultiplexar os símbolos de modulação ponderados para os canais de transmissão selecionados em uma pluralidade de fluxos, um fluxo para cada antena utilizada para transmitir os símbolos de modulação.
45. Unidade transmissora, de acordo com a reivindicação 41, CARACTERIZADA pelo fato de que as CSI compreendem estimativas de relação sinal/ruído mais interferência para os canais de transmissão disponíveis.
46. Unidade transmissora, de acordo com a reivindicação 41, CARACTERI Z ADA pelo fato de que as CSI compreendem estimativas de ganho de canal para os canais de transmissão disponíveis.
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Families Citing this family (264)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7952511B1 (en) 1999-04-07 2011-05-31 Geer James L Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns
US7046678B2 (en) * 2000-02-18 2006-05-16 At & T Corp. Channel efficiency based packet scheduling for interactive data in cellular networks
US8363744B2 (en) 2001-06-10 2013-01-29 Aloft Media, Llc Method and system for robust, secure, and high-efficiency voice and packet transmission over ad-hoc, mesh, and MIMO communication networks
EP1255369A1 (en) * 2001-05-04 2002-11-06 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Link adaptation for wireless MIMO transmission schemes
US7688899B2 (en) * 2001-05-17 2010-03-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US7072413B2 (en) 2001-05-17 2006-07-04 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
CN1545770B (zh) * 2001-05-31 2013-03-06 马格诺利亚宽带股份有限公司 通信方法和设备以及用于改进通信设备的系统性能的方法
US8249187B2 (en) * 2002-05-09 2012-08-21 Google Inc. System, method and apparatus for mobile transmit diversity using symmetric phase difference
JP4634672B2 (ja) * 2001-09-25 2011-02-16 三菱電機株式会社 サイトダイバーシチ送受信装置
KR100915275B1 (ko) 2001-11-05 2009-09-03 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 무선 통신 시스템 및 그 통신 제어 방법 및 무선 통신기
US8018903B2 (en) * 2001-11-21 2011-09-13 Texas Instruments Incorporated Closed-loop transmit diversity scheme in frequency selective multipath channels
US7110421B2 (en) * 2001-11-28 2006-09-19 Sony Corporation System and method for transmitting information over multiple channels
US7317756B2 (en) 2001-12-06 2008-01-08 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US7391815B2 (en) * 2001-12-06 2008-06-24 Pulse-Link, Inc. Systems and methods to recover bandwidth in a communication system
US7483483B2 (en) 2001-12-06 2009-01-27 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US7450637B2 (en) 2001-12-06 2008-11-11 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US8045935B2 (en) 2001-12-06 2011-10-25 Pulse-Link, Inc. High data rate transmitter and receiver
US7403576B2 (en) 2001-12-06 2008-07-22 Pulse-Link, Inc. Systems and methods for receiving data in a wireless communication network
US7406647B2 (en) 2001-12-06 2008-07-29 Pulse-Link, Inc. Systems and methods for forward error correction in a wireless communication network
US20050207505A1 (en) * 2001-12-06 2005-09-22 Ismail Lakkis Systems and methods for recovering bandwidth in a wireless communication network
US7020110B2 (en) * 2002-01-08 2006-03-28 Qualcomm Incorporated Resource allocation for MIMO-OFDM communication systems
US6747973B1 (en) * 2002-01-18 2004-06-08 Advanced Micro Devices, Inc. Rate negotiation algorithm
US7016657B2 (en) * 2002-01-30 2006-03-21 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for communication system utilizing space-generated multilevel coding
FR2835985B1 (fr) * 2002-02-13 2004-05-14 Dibcom Dispositif modulaire de recption en diversite d'un signal module
US6862271B2 (en) * 2002-02-26 2005-03-01 Qualcomm Incorporated Multiple-input, multiple-output (MIMO) systems with multiple transmission modes
US6959171B2 (en) * 2002-02-28 2005-10-25 Intel Corporation Data transmission rate control
CN100340068C (zh) * 2002-04-22 2007-09-26 Ipr许可公司 多输入多输出无线通信方法及具有无线前端部件的收发机
US7613248B2 (en) * 2002-06-24 2009-11-03 Qualcomm Incorporated Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for MIMO systems
US7095709B2 (en) * 2002-06-24 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Diversity transmission modes for MIMO OFDM communication systems
US20060013181A1 (en) * 2002-07-31 2006-01-19 Victor Stolpman Apparatus, and associated method, for allocating communications in a multi-channel communication system
AU2003247088A1 (en) * 2002-08-01 2004-02-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Coding and decoding for rate matching in data transmission
EP1392004B1 (en) * 2002-08-22 2009-01-21 Interuniversitair Microelektronica Centrum Vzw Method for multi-user MIMO transmission and apparatuses suited therefore
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US7376427B2 (en) * 2002-09-12 2008-05-20 Lucent Technologies Inc. Methods and apparatus for resource management in integrated wireless data and voice communications
US7039004B2 (en) * 2002-10-01 2006-05-02 Atheros Communications, Inc. Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US8170513B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US8570988B2 (en) 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US7039001B2 (en) * 2002-10-29 2006-05-02 Qualcomm, Incorporated Channel estimation for OFDM communication systems
US7042857B2 (en) 2002-10-29 2006-05-09 Qualcom, Incorporated Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems
AU2003286785A1 (en) * 2002-11-01 2004-06-07 Magnolia Broadband Inc. Processing diversity signals using a delay
AU2003284444A1 (en) * 2002-11-26 2004-06-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication method, transmitter apparatus and receiver apparatus
KR100551858B1 (ko) * 2002-12-04 2006-02-13 엘지전자 주식회사 다중 입출력 이동 통신 시스템에서의 데이터 신호송수신방법
KR100461542B1 (ko) * 2002-12-26 2004-12-17 한국전자통신연구원 다중 주파수 대역을 이용한 디지탈 방송 송/수신 장치 및그 방법
KR100539854B1 (ko) 2003-01-09 2005-12-28 삼성전자주식회사 시공간 트렐리스 코드를 사용하는 이동 통신 시스템에서다중화 이득과 다이버시티 이득을 동시에 획득하기 위한데이터 송수신 장치 및 방법
KR100526511B1 (ko) * 2003-01-23 2005-11-08 삼성전자주식회사 시공간 트렐리스 코드를 사용하는 이동 통신 시스템에서파일럿 시퀀스 송수신 장치 및 방법
WO2004066104A2 (en) 2003-01-23 2004-08-05 Flarion Technologies, Inc. Methods of providing transmit traversity in wireless
US7095790B2 (en) * 2003-02-25 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Transmission schemes for multi-antenna communication systems utilizing multi-carrier modulation
JP4448847B2 (ja) * 2003-03-03 2010-04-14 インターデイジタル テクノロジー コーポレーション 複雑さを低減させたスライディングウィンドウ方式による等化器
US7042967B2 (en) * 2003-03-03 2006-05-09 Interdigital Technology Corporation Reduced complexity sliding window based equalizer
US7983355B2 (en) * 2003-07-09 2011-07-19 Broadcom Corporation System and method for RF signal combining and adaptive bit loading for data rate maximization in multi-antenna communication systems
US7418067B1 (en) 2003-04-14 2008-08-26 Magnolia Broadband Inc. Processing diversity signals at a mobile device using phase adjustments
US7483675B2 (en) * 2004-10-06 2009-01-27 Broadcom Corporation Method and system for weight determination in a spatial multiplexing MIMO system for WCDMA/HSDPA
US7177297B2 (en) * 2003-05-12 2007-02-13 Qualcomm Incorporated Fast frequency hopping with a code division multiplexed pilot in an OFDMA system
US8064528B2 (en) 2003-05-21 2011-11-22 Regents Of The University Of Minnesota Estimating frequency-offsets and multi-antenna channels in MIMO OFDM systems
US7583650B2 (en) 2003-06-05 2009-09-01 Nxp B.V. Frequency multiplexed architecture
DE10327896A1 (de) * 2003-06-20 2005-01-05 Siemens Ag Verfahren zur Ermittlung eines Antennengewichtungsfaktors
CN1742449B (zh) * 2003-06-30 2012-06-13 富士通株式会社 多载波无线传输系统、发送装置和接收装置
US8391322B2 (en) 2003-07-09 2013-03-05 Broadcom Corporation Method and system for single weight (SW) antenna system for spatial multiplexing (SM) MIMO system for WCDMA/HSDPA
US7242724B2 (en) * 2003-07-16 2007-07-10 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for transmitting signals in a multi-antenna mobile communications system that compensates for channel variations
WO2005065070A2 (en) 2003-07-29 2005-07-21 Zyray Wireless, Inc. Frequency selective transmit signalweighting for multiple antenna communications systems
WO2005013525A1 (ja) 2003-07-31 2005-02-10 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 無線送信装置および変調方式選択方法
GB2404539B (en) * 2003-07-31 2006-06-14 Fujitsu Ltd Adaptive modulation and coding
US7903538B2 (en) * 2003-08-06 2011-03-08 Intel Corporation Technique to select transmission parameters
JP4323985B2 (ja) 2003-08-07 2009-09-02 パナソニック株式会社 無線送信装置及び無線送信方法
US7394858B2 (en) 2003-08-08 2008-07-01 Intel Corporation Systems and methods for adaptive bit loading in a multiple antenna orthogonal frequency division multiplexed communication system
KR101477371B1 (ko) 2003-09-26 2014-12-29 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 무선 통신 전송 파워용 이득 팩터들의 판정을 위한 장치 및 방법
KR100995031B1 (ko) 2003-10-01 2010-11-19 엘지전자 주식회사 다중입력 다중출력 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법
KR100976489B1 (ko) * 2003-10-01 2010-08-18 엘지전자 주식회사 이동통신의 다중입력 다중출력 시스템에 적용되는데이터의 변조 및 코딩 방식 제어 방법
US7616698B2 (en) 2003-11-04 2009-11-10 Atheros Communications, Inc. Multiple-input multiple output system and method
KR100520159B1 (ko) * 2003-11-12 2005-10-10 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
US7430430B2 (en) * 2003-12-16 2008-09-30 Magnolia Broadband Inc. Adjusting a signal at a diversity system
US8027417B2 (en) 2003-12-19 2011-09-27 Nortel Networks Limited Interference-weighted communication signal processing systems and methods
US7272359B2 (en) * 2004-01-26 2007-09-18 Magnolia Broadband Inc. Communicating signals according to a quality indicator using multiple antenna elements
US8611283B2 (en) 2004-01-28 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages
US11152971B2 (en) * 2004-02-02 2021-10-19 Charles Abraham Frequency modulated OFDM over various communication media
SE0400370D0 (sv) 2004-02-13 2004-02-13 Ericsson Telefon Ab L M Adaptive MIMO architecture
US7356017B2 (en) * 2004-02-19 2008-04-08 Nokia Corporation Data loading method, transmitter, and base station
US7983142B2 (en) * 2004-03-30 2011-07-19 Intel Corporation Apparatus, systems, and methods for the reception and synchronization of asynchronous signals
US8542763B2 (en) 2004-04-02 2013-09-24 Rearden, Llc Systems and methods to coordinate transmissions in distributed wireless systems via user clustering
US10200094B2 (en) * 2004-04-02 2019-02-05 Rearden, Llc Interference management, handoff, power control and link adaptation in distributed-input distributed-output (DIDO) communication systems
US8571086B2 (en) * 2004-04-02 2013-10-29 Rearden, Llc System and method for DIDO precoding interpolation in multicarrier systems
US9819403B2 (en) * 2004-04-02 2017-11-14 Rearden, Llc System and method for managing handoff of a client between different distributed-input-distributed-output (DIDO) networks based on detected velocity of the client
US10187133B2 (en) * 2004-04-02 2019-01-22 Rearden, Llc System and method for power control and antenna grouping in a distributed-input-distributed-output (DIDO) network
US10886979B2 (en) * 2004-04-02 2021-01-05 Rearden, Llc System and method for link adaptation in DIDO multicarrier systems
US8160121B2 (en) * 2007-08-20 2012-04-17 Rearden, Llc System and method for distributed input-distributed output wireless communications
US9312929B2 (en) 2004-04-02 2016-04-12 Rearden, Llc System and methods to compensate for Doppler effects in multi-user (MU) multiple antenna systems (MAS)
US8170081B2 (en) * 2004-04-02 2012-05-01 Rearden, LLC. System and method for adjusting DIDO interference cancellation based on signal strength measurements
US7885354B2 (en) * 2004-04-02 2011-02-08 Rearden, Llc System and method for enhancing near vertical incidence skywave (“NVIS”) communication using space-time coding
US11394436B2 (en) 2004-04-02 2022-07-19 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US7599420B2 (en) * 2004-07-30 2009-10-06 Rearden, Llc System and method for distributed input distributed output wireless communications
US9826537B2 (en) * 2004-04-02 2017-11-21 Rearden, Llc System and method for managing inter-cluster handoff of clients which traverse multiple DIDO clusters
US7633994B2 (en) 2004-07-30 2009-12-15 Rearden, LLC. System and method for distributed input-distributed output wireless communications
US8654815B1 (en) 2004-04-02 2014-02-18 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US7636381B2 (en) * 2004-07-30 2009-12-22 Rearden, Llc System and method for distributed input-distributed output wireless communications
US10425134B2 (en) 2004-04-02 2019-09-24 Rearden, Llc System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
US7711030B2 (en) * 2004-07-30 2010-05-04 Rearden, Llc System and method for spatial-multiplexed tropospheric scatter communications
US10985811B2 (en) 2004-04-02 2021-04-20 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US11451275B2 (en) 2004-04-02 2022-09-20 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US10277290B2 (en) 2004-04-02 2019-04-30 Rearden, Llc Systems and methods to exploit areas of coherence in wireless systems
US11309943B2 (en) 2004-04-02 2022-04-19 Rearden, Llc System and methods for planned evolution and obsolescence of multiuser spectrum
US10749582B2 (en) 2004-04-02 2020-08-18 Rearden, Llc Systems and methods to coordinate transmissions in distributed wireless systems via user clustering
GB2415336B (en) * 2004-06-18 2006-11-08 Toshiba Res Europ Ltd Bit interleaver for a mimo system
EP1762032A1 (en) * 2004-06-21 2007-03-14 Koninklijke Philips Electronics N.V. Modulation of data streams with constellation subset mapping
KR101050603B1 (ko) * 2004-06-23 2011-07-19 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 다중 안테나를 이용한 패킷 데이터송/수신 장치 및 방법
EP1769590A1 (en) * 2004-06-24 2007-04-04 Koninklijke Philips Electronics N.V. Noise canceling in equalized signals
US8891349B2 (en) 2004-07-23 2014-11-18 Qualcomm Incorporated Method of optimizing portions of a frame
US9685997B2 (en) 2007-08-20 2017-06-20 Rearden, Llc Systems and methods to enhance spatial diversity in distributed-input distributed-output wireless systems
US8270512B2 (en) 2004-08-12 2012-09-18 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for subcarrier and antenna selection in MIMO-OFDM system
US8527855B2 (en) * 2004-08-16 2013-09-03 Koninklijke Philips N.V. Interleaving and parsing for MIMO-OFDM systems
US20060056282A1 (en) * 2004-09-13 2006-03-16 Suman Das Method of scheduling and forward link resource allocation in OFDM systems
GB0420847D0 (en) * 2004-09-20 2004-10-20 Koninkl Philips Electronics Nv A radio communication system, a radio station, and a method of transmitting data
US20060067381A1 (en) * 2004-09-23 2006-03-30 Chakravarthy Vasu D Spectrum re-use employing transfer domain communications systems
US7577209B2 (en) 2004-09-30 2009-08-18 Intel Corporation Deterministic spatial power allocation and bit loading for closed loop MIMO
US7558591B2 (en) * 2004-10-12 2009-07-07 Magnolia Broadband Inc. Determining a power control group boundary of a power control group
EP2490494B1 (en) * 2004-10-20 2016-05-11 Qualcomm Incorporated Multiple Frequency Band Operation in Wireless Networks
US7983298B2 (en) * 2004-10-20 2011-07-19 Qualcomm Incorporated Multiple frequency band operation in wireless networks
KR20060038131A (ko) * 2004-10-29 2006-05-03 삼성전자주식회사 Ｆｈ－ｏｆｄｍａ 방식을 사용하는 통신 시스템에서상향링크 스케줄링 방법
US7515877B2 (en) * 2004-11-04 2009-04-07 Magnolia Broadband Inc. Communicating signals according to a quality indicator and a time boundary indicator
RU2007120054A (ru) * 2004-11-30 2009-01-10 Мацусита Электрик Индастриал Ко., Лтд. (Jp) Устройство генерации кадра управления передачей, устройство обработки кадра управления передачей, способ генерации кадра управления передачей и способ обработки кадра управления передачей
US8238923B2 (en) 2004-12-22 2012-08-07 Qualcomm Incorporated Method of using shared resources in a communication system
US7453849B2 (en) * 2004-12-22 2008-11-18 Qualcomm Incorporated Method of implicit deassignment of resources
US8831115B2 (en) * 2004-12-22 2014-09-09 Qualcomm Incorporated MC-CDMA multiplexing in an orthogonal uplink
US7583664B2 (en) 2004-12-28 2009-09-01 Michael Ho Techniques for transmitting and receiving traffic over advanced switching compatible switch fabrics
CN1797987B (zh) * 2004-12-30 2011-02-16 都科摩（北京）通信技术研究中心有限公司 自适应调度的mimo通信系统及其自适应用户调度方法
JP4464836B2 (ja) * 2005-01-14 2010-05-19 パナソニック株式会社 マルチアンテナ通信装置の通信方法及びマルチアンテナ通信装置
WO2006090486A1 (en) * 2005-02-25 2006-08-31 Kyocera Corporation Communications systems
JP4971174B2 (ja) * 2005-02-25 2012-07-11 京セラ株式会社 通信システム
US7609792B2 (en) * 2005-03-01 2009-10-27 Intel Corporation Multiple-input multiple-output multichip transceiver with correlated clock signals
US8325826B2 (en) * 2005-03-09 2012-12-04 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for transmitting signals facilitating antenna control
US7398106B2 (en) 2005-03-31 2008-07-08 Adc Telecommunications, Inc. Dynamic readjustment of power
US20060227805A1 (en) * 2005-03-31 2006-10-12 Adc Telecommunications, Inc. Buffers handling multiple protocols
US20060223514A1 (en) * 2005-03-31 2006-10-05 Adc Telecommunications, Inc. Signal enhancement through diversity
US7593450B2 (en) 2005-03-31 2009-09-22 Adc Telecommunications, Inc. Dynamic frequency hopping
US7423988B2 (en) 2005-03-31 2008-09-09 Adc Telecommunications, Inc. Dynamic reconfiguration of resources through page headers
US7640019B2 (en) * 2005-03-31 2009-12-29 Adc Telecommunications, Inc. Dynamic reallocation of bandwidth and modulation protocols
US7583735B2 (en) 2005-03-31 2009-09-01 Adc Telecommunications, Inc. Methods and systems for handling underflow and overflow in a software defined radio
JP2007221178A (ja) * 2005-04-01 2007-08-30 Ntt Docomo Inc 送信装置及び送信方法
US7844013B2 (en) * 2005-04-26 2010-11-30 Panasonic Corporation Transmitting apparatus, receiving apparatus, and link adaptation method
US7466749B2 (en) * 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US20060262874A1 (en) * 2005-05-17 2006-11-23 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for power control in a multiple antenna system
US7616930B2 (en) * 2005-05-24 2009-11-10 Magnolia Broadband Inc. Determining a phase adjustment in accordance with power trends
US20060267983A1 (en) * 2005-05-24 2006-11-30 Magnolia Broadband Inc. Modifying a signal by adjusting the phase and amplitude of the signal
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
US7783267B1 (en) 2005-06-23 2010-08-24 Magnolia Broadband Inc. Modifying a signal in response to quality indicator availability
KR20070010597A (ko) * 2005-07-19 2007-01-24 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 하향링크 자원 할당방법
US20070036067A1 (en) * 2005-08-12 2007-02-15 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for sending downlink control information in an orthogonal frequency division multiple access system
US7633905B1 (en) 2005-09-02 2009-12-15 Magnolia Broadband Inc. Calibrating a transmit diversity communication device
US7835702B1 (en) 2005-09-15 2010-11-16 Magnolia Broadband Inc. Calculating a diversity parameter adjustment according to previously applied diversity parameter adjustments
US7738585B2 (en) * 2005-09-23 2010-06-15 Intel Corporation Scalable system to adaptively transmit and receive including adaptive antenna signal and back-end processors
US20070070925A1 (en) * 2005-09-23 2007-03-29 Intel Corporation Scalable system to adaptively transmit and receive including front-end and adaptive antenna signal processors
JP5120700B2 (ja) * 2005-10-07 2013-01-16 日本電気株式会社 複数の基地局と移動局によるｍｉｍｏ無線通信システム及び方法
US7746946B2 (en) * 2005-10-10 2010-06-29 Magnolia Broadband Inc. Performing a scan of diversity parameter differences
KR20070040995A (ko) * 2005-10-13 2007-04-18 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 ｍａｐ 크기 추정 방법
US7630445B1 (en) 2005-10-25 2009-12-08 Magnolia Broadband Inc. Establishing slot boundaries of slots of a diversity control feedback signal
DE602005008073D1 (de) * 2005-10-31 2008-08-21 Mitsubishi Electric Corp Verfahren zur Steuerung der Übertragung von Nachrichtensignalen
US7796717B2 (en) * 2005-11-02 2010-09-14 Magnolia Brandband Inc. Modifying a signal according to a diversity parameter adjustment
US7965987B2 (en) * 2005-11-03 2011-06-21 Magnolia Broadband Inc. Amplifying a transmit signal using a fractional power amplifier
KR100717828B1 (ko) * 2005-12-09 2007-05-11 한국전자통신연구원 다중사용자 ｏｆｄｍ 시스템에서의 적응적 전송전력 할당방법
KR100705448B1 (ko) * 2005-12-09 2007-04-09 한국전자통신연구원 다중 안테나로 구성된 ｏｆｄｍ에서 채널 정보 및 코드북을이용한 송신 전력 할당 방법 및 장치
JP2009525694A (ja) * 2006-01-31 2009-07-09 ビシーム コミュニケーションズ インコーポレイテッド 直交周波数領域変調システムのための変調及び符号化レベル及び空間速度の選択
JP4624277B2 (ja) * 2006-02-10 2011-02-02 日本電信電話株式会社 無線通信システムおよび送信指向性制御方法
US20070189151A1 (en) * 2006-02-10 2007-08-16 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for performing uplink transmission in a multiple-input multiple-output single carrier frequency division multiple access system
US7933344B2 (en) * 2006-04-25 2011-04-26 Mircosoft Corporation OFDMA based on cognitive radio
US7830977B2 (en) * 2006-05-01 2010-11-09 Intel Corporation Providing CQI feedback with common code rate to a transmitter station
US8189621B2 (en) 2006-05-12 2012-05-29 Microsoft Corporation Stack signaling to application with lack of requested bandwidth
US8225186B2 (en) * 2006-07-14 2012-07-17 Qualcomm Incorporated Ecoding and decoding methods and apparatus for use in a wireless communication system
US20080212714A1 (en) * 2006-08-17 2008-09-04 Thinkvillage Llc Spatial multiplexing architecture with finite rate feedback
JP4845644B2 (ja) * 2006-08-29 2011-12-28 三洋電機株式会社 通信方法およびそれを利用した無線装置
JP4905007B2 (ja) * 2006-09-12 2012-03-28 富士通株式会社 無線通信システムにおける上り通信方法及び無線端末
WO2008031951A2 (fr) * 2006-09-13 2008-03-20 France Telecom Procédé adaptatif d'émission et de réception d'un signal dans un système multi-antennes, dispositifs d'émission et de réception, produits programme d'ordinateur et signal correspondants.
KR100975705B1 (ko) * 2006-09-27 2010-08-12 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법
CN101183888B (zh) * 2006-09-27 2012-12-05 三星电子株式会社 在通信系统中考虑数据功率的调度数据的方法和设备
US7949069B2 (en) * 2006-10-26 2011-05-24 Magnolia Broadband Inc. Method, system and apparatus for applying hybrid ARQ to the control of transmit diversity
US8150441B2 (en) 2006-11-06 2012-04-03 Magnolia Broadband Inc. Modifying a signal by controlling transmit diversity parameters
KR100810351B1 (ko) * 2006-11-15 2008-03-04 재단법인서울대학교산학협력재단 통신 시스템에서 채널 프루빙 시스템 및 방법
KR100838519B1 (ko) 2006-11-27 2008-06-17 전자부품연구원 Ｄｓ-ｃｄｍａ 시스템의 검출-디코딩 연동 수신기
US8199735B2 (en) 2006-12-12 2012-06-12 Google Inc. Method, system and apparatus for the control of transmit diversity
US8144793B2 (en) 2006-12-12 2012-03-27 Microsoft Corporation Cognitive multi-user OFDMA
US7663545B2 (en) * 2006-12-26 2010-02-16 Magnolia Broadband Inc. Method, system and apparatus for determining antenna weighting for transmit diversity
US8027374B2 (en) * 2006-12-27 2011-09-27 Magnolia Broadband Inc. Method, system and apparatus for transmit diversity control
US20080160990A1 (en) * 2006-12-29 2008-07-03 Yair Karmi System, method and apparatus for identification of power control using reverse rate indication
US7965783B2 (en) * 2007-01-08 2011-06-21 Cisco Technology, Inc. Method and system for transmitting data streams via a beamformed MIMO channel
US20080207258A1 (en) * 2007-02-26 2008-08-28 Broadcom Corporation, A California Corporation Multimode transmitter with digital up conversion and methods for use therewith
KR100929855B1 (ko) * 2007-02-28 2009-12-04 삼성전자주식회사 광대역 무선통신 시스템에서 상향링크 전송 형식을결정하기 위한 장치 및 방법
US7869535B2 (en) * 2007-02-28 2011-01-11 Magnolia Broadband Inc. Method, system and apparatus for phase control of transmit diversity signals
US20080227414A1 (en) * 2007-03-01 2008-09-18 Yair Karmi System, method and apparatus for transmit diversity control based on variations in propagation path
US7991365B2 (en) * 2007-03-01 2011-08-02 Magnolia Broadband Inc. Method, system and apparatus for estimation of propagation path variability of a transmit diversity channel
US8750811B2 (en) * 2007-03-14 2014-06-10 Google Inc. Method, apparatus and system for phase difference adjustment in transmit diversity
US8699968B2 (en) 2007-03-14 2014-04-15 Google Inc. Using multiple and a single feedback for UE uplink beamforming in soft handoff
US8032091B2 (en) 2007-03-14 2011-10-04 Magnolia Broadband Inc. Method, apparatus and system for providing transmit diversity feedback during soft handoff
US7945222B2 (en) * 2007-03-14 2011-05-17 Magnolia Broadband Inc. Method, apparatus and system for providing transmit diversity feedback
US8036603B2 (en) 2007-03-15 2011-10-11 Magnolia Broadband Inc. Method, apparatus and system for providing feedback to a transmit diversity device
WO2008113038A1 (en) * 2007-03-15 2008-09-18 Magnolia Broadband Inc. Method of controlling a transmit diversity device
US8046017B2 (en) * 2007-03-15 2011-10-25 Magnolia Broadband Inc. Method and apparatus for random access channel probe initialization using transmit diversity
US7929623B2 (en) * 2007-03-30 2011-04-19 Microsoft Corporation FEC in cognitive multi-user OFDMA
US7970085B2 (en) 2007-05-08 2011-06-28 Microsoft Corporation OFDM transmission and reception for non-OFDMA signals
KR100895576B1 (ko) * 2007-05-11 2009-04-29 주식회사 팬택 다중입력 다중출력 무선 랜 환경에서 안테나를 선택하여데이터를 전송하는 방법
US8099132B2 (en) * 2007-08-15 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Antenna switching and uplink sounding channel measurement
CA3025857C (en) * 2007-08-20 2022-10-18 Rearden, Llc System and method for distributed input distributed output wireless communications
US8989155B2 (en) 2007-08-20 2015-03-24 Rearden, Llc Systems and methods for wireless backhaul in distributed-input distributed-output wireless systems
US8032092B2 (en) * 2007-12-06 2011-10-04 Magnolia Broadband Inc. System, apparatus and method for introducing antenna pattern variability
US8169973B2 (en) * 2007-12-20 2012-05-01 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Power efficient enhanced uplink transmission
US8374130B2 (en) 2008-01-25 2013-02-12 Microsoft Corporation Orthogonal frequency division multiple access with carrier sense
US8565146B2 (en) 2008-02-27 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for supporting data transmission in a multi-carrier communication system
US8103298B2 (en) * 2008-05-22 2012-01-24 Motorola Solutions, Inc. Multiple PTT functionality
EP2286532A4 (en) * 2008-05-27 2014-03-05 Lg Electronics Inc DEVICE FOR SENDING AND RECEIVING A SIGNAL AND METHOD THEREFOR
US9225575B2 (en) * 2008-06-18 2015-12-29 Center Of Excellence In Wireless Technology Precoding for single transmission streams in multiple antenna systems
WO2010003176A1 (en) * 2008-07-07 2010-01-14 Commonwealth Scientific And Industrial Resaerch Organisation Parallel packet transmission
US8855087B2 (en) * 2008-12-18 2014-10-07 Microsoft Corporation Wireless access point supporting control by multiple applications
US8817654B2 (en) * 2009-01-30 2014-08-26 Ntt Docomo, Inc. Radio controller and mobile communication method
CN101873209A (zh) * 2009-04-27 2010-10-27 三星电子株式会社 多天线重传发送方法及装置
US8583160B2 (en) * 2009-05-04 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Uplink power control for wireless communication
JP5268821B2 (ja) * 2009-07-30 2013-08-21 三菱電機株式会社 並列チャネルに対する電力制御方法
US8442457B2 (en) * 2009-09-08 2013-05-14 Google Inc. System and method for adaptive beamforming for specific absorption rate control
US8811200B2 (en) * 2009-09-22 2014-08-19 Qualcomm Incorporated Physical layer metrics to support adaptive station-dependent channel state information feedback rate in multi-user communication systems
EP2337235B1 (en) 2009-12-21 2013-04-17 Fujitsu Limited Feedback interval control in MIMO-systems
TWI430596B (zh) * 2010-02-22 2014-03-11 Ralink Technology Corp 禁用頻道列表產生方法及裝置
US8537846B2 (en) 2010-04-27 2013-09-17 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Dynamic priority queue level assignment for a network flow
US8537669B2 (en) 2010-04-27 2013-09-17 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Priority queue level optimization for a network flow
US9179427B2 (en) 2010-05-07 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Transmission power dependent imbalance compensation for multi-antenna systems
US8958757B2 (en) 2010-05-10 2015-02-17 Google Inc. System, method and apparatus for mobile transmit diversity using symmetric phase difference
WO2011150266A1 (en) 2010-05-26 2011-12-01 Magnolia Broadband Inc. Method and apparatus for random access channel probe initialization using transmit diversity
US9048913B2 (en) 2010-07-06 2015-06-02 Google Inc. Method and apparatus for adaptive control of transmit diversity to provide operating power reduction
CN102404072B (zh) * 2010-09-08 2013-03-20 华为技术有限公司 一种信息比特发送方法、装置和系统
JP5578617B2 (ja) 2010-10-18 2014-08-27 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法、送信装置、受信方法および受信装置
US8849222B2 (en) 2011-02-16 2014-09-30 Google Inc. Method and device for phase adjustment based on closed-loop diversity feedback
US8737298B2 (en) * 2011-03-11 2014-05-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method of downlink signal transport over backhaul communications through distributed processing
CN102780547A (zh) * 2011-05-11 2012-11-14 中兴通讯股份有限公司 一种信道状态信息反馈方法及装置
FR2981233B1 (fr) 2011-10-10 2014-07-25 Thales Sa Procede et systeme permettant l'allocation dynamique de puissance et/ou de modulation dans un systeme comprenant n canaux
US8731028B2 (en) 2011-12-02 2014-05-20 Futurewei Technologies, Inc. Method and apparatus for modulation and coding scheme adaption in a MIMO system
EP2632071A1 (en) * 2012-02-21 2013-08-28 Thomson Licensing Method for assessing quality of a radio transmission channel, and residential gateway using the method
TWI489838B (zh) * 2012-07-27 2015-06-21 Ind Tech Res Inst 天線控制方法與系統
JP2013009386A (ja) * 2012-08-01 2013-01-10 Kyocera Corp 無線通信方法および無線通信装置
US9338668B2 (en) 2012-11-07 2016-05-10 Qualcomm Incorporated Gain control for intra-band carrier aggregation
US11190947B2 (en) 2014-04-16 2021-11-30 Rearden, Llc Systems and methods for concurrent spectrum usage within actively used spectrum
US11050468B2 (en) 2014-04-16 2021-06-29 Rearden, Llc Systems and methods for mitigating interference within actively used spectrum
US10194346B2 (en) 2012-11-26 2019-01-29 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US11189917B2 (en) 2014-04-16 2021-11-30 Rearden, Llc Systems and methods for distributing radioheads
US10488535B2 (en) 2013-03-12 2019-11-26 Rearden, Llc Apparatus and method for capturing still images and video using diffraction coded imaging techniques
US9923657B2 (en) 2013-03-12 2018-03-20 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US9973246B2 (en) 2013-03-12 2018-05-15 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US10164698B2 (en) 2013-03-12 2018-12-25 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US10547358B2 (en) 2013-03-15 2020-01-28 Rearden, Llc Systems and methods for radio frequency calibration exploiting channel reciprocity in distributed input distributed output wireless communications
EP2860894A1 (en) * 2013-10-08 2015-04-15 Alcatel Lucent Method and device for compressing and decompressing frequency domain samples
US9014309B1 (en) * 2013-11-19 2015-04-21 Sprint Spectrum L.P. Adaptive per-antenna rate control based on network conditions
CN103701561B (zh) * 2013-12-02 2015-12-30 清华大学 一种适用于延迟敏感业务的编码调制方法与系统
CN104753653B (zh) * 2013-12-31 2019-07-12 中兴通讯股份有限公司 一种解速率匹配的方法、装置和接收侧设备
US11290162B2 (en) 2014-04-16 2022-03-29 Rearden, Llc Systems and methods for mitigating interference within actively used spectrum
CN105450329B (zh) * 2014-05-30 2019-01-08 华为技术有限公司 并行信道的编码调制方法和装置
US9780985B1 (en) * 2015-05-11 2017-10-03 University Of South Florida Suppressing alignment for out-of-band interference and peak-to-average power ratio reduction in OFDM systems
CN106301662A (zh) 2015-05-14 2017-01-04 株式会社Ntt都科摩 数据发送和接收方法以及数据发送和接收设备
CN104935350B (zh) * 2015-06-10 2018-01-05 深圳大学 空中传输计算的通信方法及系统
US10673510B2 (en) * 2017-05-30 2020-06-02 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for transmitting an output stream of symbols over an antenna port
KR102800876B1 (ko) * 2019-07-22 2025-04-28 삼성전자주식회사 채널 피드백에 기초한 멀티캐스트 전송을 위한 방법 및 장치

Family Cites Families (60)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4438511A (en) 1980-11-10 1984-03-20 Telebit Corporation Packetized ensemble modem
US4679227A (en) * 1985-05-20 1987-07-07 Telebit Corporation Ensemble modem structure for imperfect transmission media
US4710944A (en) 1986-10-17 1987-12-01 Rca Corporation Dual transmit-receive space diversity communication system
US5056109A (en) * 1989-11-07 1991-10-08 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for controlling transmission power in a cdma cellular mobile telephone system
US5265119A (en) * 1989-11-07 1993-11-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system
US5210771A (en) * 1991-08-01 1993-05-11 Motorola, Inc. Multiple user spread-spectrum communication system
US5592490A (en) 1991-12-12 1997-01-07 Arraycomm, Inc. Spectrally efficient high capacity wireless communication systems
US5479447A (en) 1993-05-03 1995-12-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University Method and apparatus for adaptive, variable bandwidth, high-speed data transmission of a multicarrier signal over digital subscriber lines
US5406593A (en) * 1993-08-20 1995-04-11 General Electric Company Adaptive phase-locked loop employing channel state information estimation from received signal phase angles
SE503548C2 (sv) 1993-10-01 1996-07-01 Telia Ab Anordning i OFDM fleranvändarsystem
ZA948134B (en) 1993-10-28 1995-06-13 Quaqlcomm Inc Method and apparatus for performing handoff between sectors of a common base station
US5649287A (en) 1995-03-29 1997-07-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Orthogonalizing methods for antenna pattern nullfilling
JPH08274687A (ja) * 1995-03-31 1996-10-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｃｄｍａ無線伝送装置およびｃｄｍａ無線伝送システム
US6205190B1 (en) 1996-04-29 2001-03-20 Qualcomm Inc. System and method for reducing interference generated by a CDMA communications device
US5799005A (en) * 1996-04-30 1998-08-25 Qualcomm Incorporated System and method for determining received pilot power and path loss in a CDMA communication system
US5771461A (en) 1996-06-28 1998-06-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control of a first channel based on a signal quality of a second channel
DE69725995T2 (de) * 1996-08-29 2004-11-11 Cisco Technology, Inc., San Jose Raumzeitliche signalverarbeitung für übertragungssysteme
US5903554A (en) * 1996-09-27 1999-05-11 Qualcomm Incorporation Method and apparatus for measuring link quality in a spread spectrum communication system
US6463295B1 (en) * 1996-10-11 2002-10-08 Arraycomm, Inc. Power control with signal quality estimation for smart antenna communication systems
US5991284A (en) 1997-02-13 1999-11-23 Qualcomm Inc. Subchannel control loop
JP3066483B2 (ja) * 1997-03-04 2000-07-17 郵政省通信総合研究所長 ディジタル移動無線通信方法
US6388999B1 (en) 1997-12-17 2002-05-14 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation for multiple access communications using buffer urgency factor
US6064692A (en) 1997-06-20 2000-05-16 Amati Communications Corporation Protocol for transceiver initialization
JPH1168696A (ja) 1997-08-19 1999-03-09 Sony Corp 通信方法及び送信装置及び受信装置並びにセルラー無線通信システム
US6215827B1 (en) 1997-08-25 2001-04-10 Lucent Technologies, Inc. System and method for measuring channel quality information in a communication system
US6167031A (en) * 1997-08-29 2000-12-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method for selecting a combination of modulation and channel coding schemes in a digital communication system
US6097972A (en) * 1997-08-29 2000-08-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing power control signals in CDMA mobile telephone system
US6038450A (en) 1997-09-12 2000-03-14 Lucent Technologies, Inc. Soft handover system for a multiple sub-carrier communication system and method thereof
US6005893A (en) * 1997-09-23 1999-12-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Reduced complexity bit allocation to subchannels in a multi-carrier, high speed data transmission system
US6574211B2 (en) 1997-11-03 2003-06-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for high rate packet data transmission
KR100291592B1 (ko) 1998-02-24 2001-07-12 조정남 다중주파수채널확산대역이동통신시스템에서의채널할당방법
US6205410B1 (en) 1998-06-01 2001-03-20 Globespan Semiconductor, Inc. System and method for bit loading with optimal margin assignment
JP3741866B2 (ja) * 1998-06-05 2006-02-01 富士通株式会社 適応変調方式
JP4558943B2 (ja) 1998-12-18 2010-10-06 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 通信システムにおける方法
DE19903428A1 (de) 1999-01-29 2000-08-03 Bosch Gmbh Robert Mehrkanaliges Funkübertragungssystem
US6442151B1 (en) * 1999-04-06 2002-08-27 Ericsson Inc. System and method for variable reassignment of transmission channels
US6449490B1 (en) 1999-05-24 2002-09-10 Qualcomm Incorporated Transmitter directed code division multiple access system using path diversity to equitably maximize throughput
EP1416694B1 (en) 1999-06-16 2006-09-20 Sony Deutschland GmbH Optimized synchronization preamble structure for OFDM system
US6144646A (en) 1999-06-30 2000-11-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for allocating channel element resources in communication systems
US6996080B1 (en) 1999-07-23 2006-02-07 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Chip-synchronous CDMA multiplexer and method resulting in constant envelope signals
SG80071A1 (en) * 1999-09-24 2001-04-17 Univ Singapore Downlink beamforming method
US7075998B1 (en) 2000-01-07 2006-07-11 Ikanos Communications Inc. Method and apparatus for symmetrical DMT X-DSL communications
FI117465B (fi) 2000-02-03 2006-10-31 Danisco Sweeteners Oy Menetelmä pureskeltavien ytimien kovapinnoittamiseksi
US7164725B2 (en) * 2000-03-10 2007-01-16 Motorola, Inc. Method and apparatus for antenna array beamforming
US20020154705A1 (en) 2000-03-22 2002-10-24 Walton Jay R. High efficiency high performance communications system employing multi-carrier modulation
US6442214B1 (en) 2000-05-19 2002-08-27 Iospan Wireless, Inc. Diversity transmitter based on linear transform processing of transmitted information
WO2002003557A1 (en) 2000-06-30 2002-01-10 Iospan Wireless, Inc. Method and system for mode adaptation in wireless communication
US6760882B1 (en) * 2000-09-19 2004-07-06 Intel Corporation Mode selection for data transmission in wireless communication channels based on statistical parameters
US6947748B2 (en) * 2000-12-15 2005-09-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
US6987819B2 (en) 2000-12-29 2006-01-17 Motorola, Inc. Method and device for multiple input/multiple output transmit and receive weights for equal-rate data streams
US6961388B2 (en) 2001-02-01 2005-11-01 Qualcomm, Incorporated Coding scheme for a wireless communication system
US6771706B2 (en) 2001-03-23 2004-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system
US6859503B2 (en) 2001-04-07 2005-02-22 Motorola, Inc. Method and system in a transceiver for controlling a multiple-input, multiple-output communications channel
US6785341B2 (en) 2001-05-11 2004-08-31 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information
US7072413B2 (en) 2001-05-17 2006-07-04 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US6751187B2 (en) * 2001-05-17 2004-06-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel transmission
US7688899B2 (en) 2001-05-17 2010-03-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel inversion
US7027523B2 (en) 2001-06-22 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for transmitting data in a time division duplexed (TDD) communication system
TWD115154S1 (zh) 2005-06-16 2007-01-21 股份有限公司 輪箍
KR100705448B1 (ko) * 2005-12-09 2007-04-09 한국전자통신연구원 다중 안테나로 구성된 ｏｆｄｍ에서 채널 정보 및 코드북을이용한 송신 전력 할당 방법 및 장치

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