BRPI0309641B1

BRPI0309641B1 - fonte de energia de modo comutado, e, sistema de fonte de energia

Info

Publication number: BRPI0309641B1
Application number: BRPI0309641A
Authority: BR
Inventors: Anders Hansson; Jun Ma; Mattias Andersson; Thomas Sahlström
Original assignee: Emerson Network Power Energy
Priority date: 2002-04-29
Filing date: 2003-04-29
Publication date: 2016-08-02
Also published as: US20080192511A1; DE60322605D1; EP1717939A2; DE60306360D1; US7564700B2; US20080174291A1; EP1710899B1; CN102594147B; EP1710899A2; AU2003224584A1; US7193864B2; CN104333227A; WO2003094322A1; CN101882874A; EP1500178A1; DE60327377D1; DE60306360T2; CN1663093B; US20070025124A1; CN101882874B

Abstract

"fonte de energia de modo comutado, e, sistema de fonte de energia". a presente invenção relaciona-se a uma fonte de energia de modo comutado com controle digital programável e a um sistema de fonte de energia incluindo uma pluralidade de fontes de energia de modo comutado. os terminais de entrada e os terminais de saída do sistema de fonte de energia de modo comutado estão separados por uma barreira de isolamento, e a fonte de energia de modo comutado inclui um estágio de conversão tendo pelo menos um elemento de comutação. o elemento de comutação do estágio de conversão, como também quaisquer elementos de comutação de um possível pré-regulador, é controlado digitalmente por um circuito digital programável. em uma concretização da fonte de energia de modo comutado, o circuito digital programável está localizado no lado primário da barreira de isolamento.

Description

“FONTE DE ENERGIA DE MODO COMUTADO, E, SISTEMA DE FONTE DE ENERGIA” Campo da Invenção A presente invenção relaciona-se ao campo de fonte de energia em geral, e mais particularmente a uma fonte de energia de modo comutado com controle digital programável.

Fundamento Em muitas áreas da sociedade moderna, uma fonte de energia segura é crucial para o correto funcionamento de dispositivos elétricos. Uma tal área é telefonia de rádio móvel, onde os usuários de telefones de rádio móveis esperam a rede de rádio móvel funcionar sem perturbações. Em tais redes de rádio móveis, fontes de energia de modo comutado são usadas a fim de converter a tensão de rede principal em uma tensão de CC estável que pode ser provida a várias cargas, tais como por exemplo transceptores de rádio. Em uma fonte de energia de modo comutado, transistores são comutados ligado e desligado de acordo com um ciclo de trabalho variável, a fim de obter as características de saída desejadas da fonte de energia. Além disso, uma fonte de energia de modo comutado é freqüentemente conectada adicionalmente a uma batería, a fim de carregar a batería, de forma que a batería possa assumir a fonte de energia se a tensão de rede principal falhar. Um exemplo de uma fonte de energia de modo comutado é descrito em "A New improved rectifier for standard telecom system", Telescon 97, Budapeste 22-24 de abril de 1997.

Em “Digital control of a single-stage single-switch fly-back PFC AC/AD converter with fast dynamic responses” de Feng, Y-Y et a!.; 2001 IEEE 32a Annual Power Electronics Specialists Conference 2001, Vancouver, Canadá, Vol. 2, pág 1251-1256, está descrito um conversor CA-CC de único estágio e única comutação.

Sumário Um problema ao qual a presente invenção relaciona-se é como prover uma fonte de energia de modo comutado melhorada e um sistema de fonte de energia melhorado.

Este problema é tratado por uma fonte de energia de modo comutado tendo: terminais de entrada para receber energia elétrica e terminais de saída para entregar um sinal de saída tendo uma tensão de saída e uma corrente de saída; em que ditos terminais de entrada são separados de ditos terminais de saída (135) por uma barreira de isolamento (140), de forma que ditos terminais de entrada (110) sejam providos em um lado primário da barreira de isolamento (140) e ditos terminais de saída (135) sejam providos em um lado secundário da barreira de isolamento (140); dita fonte de energia de modo comutado incluindo: um estágio conversor (125) acoplado entre os terminais de entrada e os terminais de saída, dito estágio conversor tendo pelo menos um primeiro elemento de comutação controlável (205) para gerar um ciclo de trabalho de estágio conversor (D), assim para fazer dito estágio conversor (125) gerar dito sinal de saída, e um circuito digital programável (600) para controlar dito primeiro elemento de comutação (205) em dependência de pelo menos um sinal (Ujn, Iin, Umt, Iim> Uac) obtido em dito lado primário da barreira de isolamento (140), dito circuito digital programável estando localizado em dito lado primário de dita barreira de isolamento. A provisão do circuito digital programável em dito lado primário de dita barreira de isolamento habilita vantajosamente o circuito digital programável controlar dito primeiro elemento de comutação sem qualquer necessidade para enviar o sinal de controle através da barreira de isolamento. A eliminação da necessidade para enviar o sinal de controle através da barreira de isolamento toma possível alcançar um controle mais preciso do elemento de comutação, por esse meio obtendo um ciclo de trabalho de estágio conversor mais precisamente gerado. Como a transferência do sinal de controle através da barreira de isolamento é eliminada, o risco para condução cruzada acidental pelos elementos de comutação (isto é, condução simultânea de dois elementos de comutação causando um curto-circuito temporário) devido a sinais de controle inexatos e atrasos de tempo inevitáveis é eliminada ou reduzida. Tal condução cruzada pode ocorrer caso contrário como conseqüência de atrasos em transformadores de pulso para transferir sinais de controle ou atrasos aleatórios em opto-acopladores.

Esta invenção também relaciona-se a uma fonte de energia de modo comutado (100) tendo: terminais de entrada (110) para receber energia elétrica e terminais de saída (135) para entregar um sinal de saída tendo uma tensão de saída e uma corrente de saída; em que ditos terminais de entrada (110) são separados de ditos terminais de saída (135) por uma barreira de isolamento (140), de forma que ditos terminais de entrada (110) sejam providos em um lado primário da barreira de isolamento (140) e ditos terminais de saída (135) sejam providos em um lado secundário da barreira de isolamento (140); dita fonte de energia de modo comutado incluindo: um estágio conversor (125) acoplado entre os terminais de entrada e os terminais de saída, dito estágio conversor tendo pelo menos um primeiro elemento de comutação controlável (205) para gerar um ciclo de trabalho de estágio conversor (D), para fazer dito estágio conversor (125) gerar dito sinal de saída; e um circuito digital programável (600) para controlar dito elemento de comutação (205) em dependência de pelo menos um sinal.

Em uma concretização da fonte de energia de modo comutado, dito circuito digital programável está localizado no lado primário de dita barreira de isolamento.

Em uma concretização da fonte de energia de modo comutado, o estágio conversor pode operar em um modo (M2-3) para entregar uma potência de saída substancialmente constante; e o estágio conversor pode operar em um modo (M3.5) para entregar uma saída de corrente substancialmente constante.

Em uma concretização da fonte de energia de modo comutado: dito circuito digital programável inclui meio para receber um sinal (725) representando a corrente de entrada do estágio conversor (Iint); dito circuito digital programável é adaptado para derivar a corrente de saída (Iout) de dito sinal que representa a corrente de entrada do estágio conversor (Ijnt); e dito circuito digital programável é adicionalmente adaptado est para usar dito valor derivado (Io") da corrente de saída (Iout) no controle do primeiro elemento de comutação.

Esta solução vantajosamente toma possível controlar a fonte de energia de modo comutado, de forma que a fonte de energia de modo comutado entregue uma potência de saída constante ou uma corrente de saída constante no lado secundário, enquanto o controle é baseado em sinais obtidos só no lado primário da barreira de isolamento. Conseqüentemente, a corrente de saída pode ser controlada sem medir a saída de corrente atual. O problema acima mencionado também é tratado por um sistema de fonte de energia incluindo pelo menos uma primeira fonte de energia de modo comutado e uma segunda fonte de energia de modo comutado conectadas em paralelo a uma unidade de distribuição. A primeira fonte de energia de modo comutado tem primeiros terminais de entrada e primeiros terminais de saída, em que ditos primeiros terminais de entrada e primeiros terminais de saída são separados por uma primeira barreira de isolamento. A primeira fonte de energia de modo comutado inclui um primeiro estágio conversor conectado entre os primeiros terminais de entrada e os primeiros terminais de saída e o primeiro estágio conversor tem pelo menos um primeiro elemento de comutação. A primeira fonte de energia de modo comutado adicionalmente inclui um primeiro circuito digital programável adaptado para controlar dito primeiro elemento de comutação. A segunda fonte de energia de modo comutado tem segundos terminais de entrada e segundos terminais de saída, em que ditos segundos terminais de entrada e segundos terminais de saída são separados por uma segunda barreira de isolamento. A segunda fonte de energia de modo comutado inclui um segundo estágio conversor conectado entre os segundos terminais de entrada e os segundos terminais de saída e o segundo estágio conversor tem pelo menos um segundo elemento de comutação. A segunda fonte de energia de modo comutado adicionalmente inclui um segundo circuito digital programável adaptado para controlar dito segundo elemento de comutação.

Através de dita fonte de energia de modo comutado e sistema de fonte de energia é alcançada uma confiabilidade aumentada, flexibilidade aumentada e custos de fabricação reduzidos de fontes de energia de modo comutado e sistemas de fonte de energia.

Em uma concretização do sistema de fonte de energia, o primeiro circuito digital programável é adaptado para usar a freqüência de rede principal em determinar a temporização de tentativas de recomeço da primeira fonte de energia de modo comutado, e o segundo circuito digital programável é adaptado para usar a freqüência de rede principal em determinar a temporização de tentativas de recomeço da segunda fonte de energia de modo comutado. Por este meio é alcançada sincronização precisa de tentativas de recomeço da primeira e segunda fontes de energia de modo comutado, e o risco de falha de recomeço devido a recomeços não sincronizados da primeira e segunda fontes de energia de modo comutado é minimizado.

Em um aspecto da fonte de energia de modo comutado inventiva, a fonte de energia de modo comutado inclui um pré-regulador incluindo pelo menos um segundo elemento de comutação, e o circuito digital programável é adicionalmente adaptado para controlar dito segundo elemento de comutação. Por este meio é alcançado que a forma e a fase da corrente de entrada podem ser reguladas por meio do circuito digital programável.

Em uma concretização da fonte de energia de modo comutado inventiva, o circuito digital programável está localizado no lado primário de dita barreira de isolamento. Por este meio é alcançado que o número de sinais que têm que ser transmitidos pela barreira de isolamento é minimizado, e que as perturbações do sistema são minimizadas. Em um aspecto desta concretização, o circuito digital programável inclui meio para receber um valor que representa a corrente de entrada do estágio conversor (Iint)- O circuito digital programável é adaptado para derivar a corrente de saída (Iout) de dita corrente de entrada do estágio conversor, e o circuito digital programável é adicionalmente adaptado para usar dito valor derivado da corrente de saída no controle do primeiro elemento de comutação. Por este meio é alcançado que a corrente de saída não tem que ser medida e nenhum sinal representando a corrente de saída tem que ser transmitido pela barreira de isolamento.

Em uma concretização da fonte de energia de modo comutado, a fonte de energia de modo comutado inclui meio para medir uma quantidade, meio para gerar um valor de referência de dita quantidade e meio para gerar a diferença entre o valor medido e o valor de referência de dita quantidade. Nesta concretização da invenção, o circuito digital programável inclui meio para converter dita diferença entre o valor medido e o valor de referência de dita quantidade em representação digital. Por este meio é alcançado que o meio para converter em representação digital pode usar um número modesto de bits para a representação digital. Em um aspecto desta concretização, dita quantidade é a tensão de saída da fonte de energia de modo comutado, e o circuito digital programável é adicionalmente adaptado para usar dita diferença no controle do primeiro elemento de comutação. Por este meio é alcançado que uma regulação precisa da tensão de saída pode ser obtida por meio do circuito digital programável.

Em uma concretização da fonte de energia de modo comutado, o estágio conversor inclui quatro elementos de comutação arranjados em uma ponte completa. Nesta concretização, o circuito digital programável é adaptado para controlar ditos quatro elementos de comutação. Por este meio é alcançado que o estágio conversor pode operar com alta eficiência. Em um aspecto desta concretização, o circuito digital programável é adaptado para gerar e enviar um sinal modulado por largura de pulso a cada um de ditos quatro elementos de comutação. O circuito digital programável é adicionalmente adaptado para determinar um deslocamento de fase em dois de ditos quatro sinais modulados por largura de pulso com relação aos outros dois dos quatro sinais modulados por largura de pulso, dito deslocamento de fase sendo determinado baseado em um valor desejado do ciclo de trabalho de dito estágio conversor. Por este meio é alcançado que o controle da ponte completa pode ser obtido por meio de dito circuito digital programável.

Breve Descrição dos Desenhos Figura 1 é um desenho esquemático de uma fonte de energia de modo comutado retificadora incluindo dois estágios de regulação.

Figura 2 é um exemplo de um estágio conversor incluindo uma ponte completa.

Figura 3 é uma ilustração da tensão de saída da ponte completa do estágio conversor mostrado na Figura 2.

Figura 4 é um exemplo de um pré-regulador.

Figura 5 é um exemplo de uma característica I-U de uma fonte de energia de modo comutado.

Figura 6 é um exemplo de um circuito digital programável para ser usado para o controle de uma fonte de energia de modo comutado.

Figura 7 é um desenho esquemático de uma fonte de energia de modo comutado incluindo controle digital.

Figura 7a é um desenho esquemático de uma fonte de energia de modo comutado incluindo controle digital operando de acordo com uma primeira concretização da invenção.

Figura 7b é um desenho esquemático de uma fonte de energia de modo comutado incluindo controle digital operando de acordo com uma segunda concretização da invenção.

Figura 7c é um desenho esquemático de uma fonte de energia de modo comutado incluindo controle digital operando de acordo com uma terceira concretização da invenção.

Figura 7d é um desenho esquemático de uma fonte de energia de modo comutado incluindo controle digital operando de acordo com uma quarta concretização da invenção.

Figura 8 é um desenho esquemático que ilustra a regulação executada pelo controle digital programável.

Figura 8B é um diagrama de bloco que ilustra em algum detalhe adicional o controle do estágio conversor de acordo com uma concretização da invenção.

Figura 8C é um diagrama de bloco que ilustra uma concretização alternativa do regulador 1240 gerando o sinal de controle de ciclo de trabalho de estágio conversor 740, e de um regulador de realimentação 1250B mostrado na Figura 8B.

Figura 9 ilustra o controle dos elementos de comutação de um estágio conversor incluindo uma ponte completa.

Figura 10 é um exemplo de um sistema de fonte de energia incluindo várias fontes de energia de modo comutado.

Figura 11 é um fluxograma esquemático que ilustra como a temporização de um recomeço de uma fonte de energia de modo comutado pode ser determinada por uso da freqüência de rede principal.

Descrição Detalhada Uma Fonte de energia de Modo Comutado (SMPS) 100 é mostrada esquematicamente na Figura 1. A SMPS mostrada na Figura 1 é um retificador que inclui um filtro de entrada 105 incluindo terminais de entrada 110A e 110B, aos quais a tensão de rede principal, Uac, pode ser conectada. A saída de filtro 105 está conectada à entrada de uma ponte de diodos 115, por qual uma tensão de rede principal aplicada, Uac, é retificada. O lado de saída de ponte de diodos 115 está conectado à entrada de um pré-regulador 120, a saída do pré-regulador 120 sendo conectada à entrada de um estágio conversor 125 e a saída do estágio conversor 125 sendo conectada a um filtro de saída 130. A SMPS 100 pode ser conectada a uma carga por terminais de saída 135A e 135B de filtro de saída 130. Quando uma tensão de rede principal, Uac, é aplicada à SMPS 100, uma tensão retificada, Ujn, chamada a tensão de entrada, é gerada na saída da ponte de diodos 115. Uma tensão intermediária, Ujnt, é gerada na saída do pré-regulador 120. A tensão na saída de estágio conversor 125 é chamada a tensão de saída, Uout. O filtro de saída 130 é para filtrar a tensão de saída, enquanto o filtro de entrada 105 é principalmente para proteger a rede principal de perturbações que a SMPS 100 podería possivelmente dar origem.

Quando uma carga é aplicada à SMPS 100, uma corrente de entrada, Iin, flui em pré-regulador 120. A corrente de saída de pré-regulador 120 é chamada a corrente intermediária, Iint, que é a corrente de entrada para estágio conversor 125. A corrente de saída de estágio conversor 125 é chamada a corrente de saída, Iout· Como visto na Figura 1, a SMPS 100 é um retificador que inclui dois estágios reguladores, isto é, pré-regulador 120 e estágio conversor 125, e portanto pode ser chamada um retificador de dois estágios. A SMPS 100 da Figura 1 além disso inclui uma barreira de isolamento 140, que isola eletricamente os terminais de entrada 110 de SMPS 100 dos terminais de saída 135 de SMPS 100. Esta barreira de isolamento 140 é introduzida principalmente por razões de segurança, mas também provê uma possibilidade para escolher o potencial ao qual uma carga está sendo conectada. Na Figura 1, a barreira de isolamento 140 é mostrada estar localizada dentro do estágio conversor 125. A parte de SMPS 100 localizada à esquerda de barreira de isolamento 140 na Figura 1 em seguida será referida como estando localizada no lado primário da barreira de isolamento 140, enquanto a parte da SMPS 100 localizada à direita de barreira de isolamento será referida como estando localizada no lado secundário de barreira de isolamento 140. O estágio conversor 125 inclui pelo menos um elemento de comutação, pelo qual as características de saída da SMPS 100 são controladas. Um exemplo de um estágio conversor 125 é mostrado na Figura 2. O estágio conversor da Figura 2 é um conversor de CC/CC 125 que inclui uma ponte completa 200, tendo quatro elementos de comutação 205A-D. A saída da ponte completa 200 está conectada ao lado primário de um transformador 210. O transformador 210 provê à SMPS 100, entre outras coisas, a barreira de isolamento 140. Conseqüentemente, a barreira de isolamento 140 inclui um transformador 210 tendo um enrolamento primário e um enrolamento secundário, dito transformador usando indução eletromagnética para transferir a energia elétrica do enrolamento primário ao enrolamento secundário sem contato elétrico direto entre o enrolamento primário e o enrolamento secundário.

No lado secundário de transformador 210, um elemento retificador 215 está conectado a cada terminal do enrolamento de transformador. As saídas de elementos retificadores 215 estão conectadas a um indutor 220. Um capacitor 230 está conectado em paralelo à saída de estágio conversor 125. O estágio conversor 125 podería vantajosamente adicionalmente incluir circuitos para ativar os elementos de comutação 205, não mostrados na Figura 2. A comutação dos elementos de comutação 205A-D de estágio conversor 125 da Figura 2 pode ser controlada, de forma que o ciclo de trabalho de estágio conversor, D, possa ser controlado. Na Figura 3, a tensão no lado primário de transformador 210, Uprimári0, é ilustrada como uma função de tempo, t. O ciclo de trabalho de estágio conversor, D, é definido como: onde T é o período da tensão no lado primário do transformador 210, Upnmáric» e t] e Í2 são os tempos durante os quais a colocação dos elementos de comutação de ponte completa 200 produzem uma Uprjmári0 não zero durante as metades positiva e a negativa de um período T, respectivamente. O ciclo de trabalho de estágio conversor D pode ser variado por meio de variar a comutação dos elementos de comutação 205, de forma que um sinal de saída desejado seja gerado na saída de SMPS 100.

No estágio conversor 125 da Figura 2, a ponte completa 200 poderia ser substituída por um único elemento de comutação 205, por dois elementos de comutação 205, ou por qualquer número de elementos de comutação 205 pelos quais um ciclo de trabalho de estágio conversor controlável, D, poderia ser gerado.

Na SMPS 100 da Figura 1, o pré-regulador 120 poderia ser omitido, e uma retificação da tensão de rede principal, Uac, ainda seria obtida. Porém, em muitas aplicações de SMPSs 100, é importante que a forma e a fase da corrente de entrada, Iin, possa ser controlada, e tal controle de corrente de entrada, Im, possa preferivelmente ser executado por meio de um pré-regulador 120. Por exemplo, em aplicações de alta potência, é importante que a corrente de entrada, Ijn, e a tensão de entrada, Uin, sejam de fase semelhante, como um deslocamento de fase entre a corrente de entrada, Iin, e a tensão de entrada, Uin, causa dissipação de potência, e tal dissipação causaria perdas consideráveis se a potência provida pela SMPS 100 for alta. Controlando a forma da corrente de entrada, Iin, sinais harmônicos podem ser minimizados.

Tais sinais harmônicos causariam dissipação e além disso poderíam perturbar outros usuários da rede principal. Além de controlar a corrente de entrada, um pré-regulador 120 pode prover um reforço da tensão de entrada Uin, de forma que Ujnt > Ujn. Além disso, um pré-regulador pode prover uma tensão intermediária constante, Uint, que é usada como a corrente de entrada para o estágio conversor 125. Uma corrente intermediária constante facilita o dimensionamento de um estágio conversor 125 eficiente.

Um exemplo de pré-regulador 120 é mostrado na Figura 4. O pré-regulador 120 da Figura 4 é um pré-regulador de reforço com correção de fator de potência, que provê como uma saída uma tensão intermediária de CC constante, Ujnt. O objetivo de correção de fator de potência é fazer a entrada de SMPS 100 exibir um comportamento puramente resistivo. O pré-regulador 120 da Figura 4 tem dois terminais de entrada 405 A e 405B, respectivamente, como também dois terminais de saída 410A e 410B. Um indutor 415 está conectado a terminal de entrada 405A. No outro lado de indutor 415 está conectado um elemento de comutação 420, que está adicionalmente conectado a terminal de entrada 405B. Entre o terminal de entrada 405B e elemento de comutação 420, um resistor 425 pode ser introduzido, que pode ser usado para medição de corrente de entrada, Iin. Em paralelo com elemento de comutação 420 está conectada uma conexão série de um elemento retificador 430 e um capacitor 435. A tensão de saída de pré-regulador 120, isto é, a tensão intermediária, Ujnt, é a tensão por capacitor 435. O capacitor 435 armazena energia quando a tensão de entrada, Uin, é alta e libera a energia quando a tensão de entrada é baixa, para manter potência de saída constante. Variando o tempo de ligar e desligar o elemento de comutação 420, a corrente de entrada, Ijn, pode ser controlada. Além disso, uma tensão intermediária constante, Ujnt, pode ser obtida. A configuração de pré-regulador 120 da Figura 4 podería ser variada de vários modos. Por exemplo, um circuito 440 incluindo uma chave 445 e um resistor 450, conectado em paralelo, pode ser conectado vantajosamente a terminal de entrada 405A. O circuito 440 poderia ser usado para limitar a corrente de entrada, Iin, quando a SMPS 100 está conectada à tensão de rede principal, Uac. Além disso, um capacitor 455 poderia ser conectado entre os terminais de entrada 405A e 405B, o capacitor 455 protegendo a rede principal de tensões de ondulação geradas pela comutação de elemento de comutação 420.

Na Figura 5, um exemplo de características desejadas de SMPS 100 é mostrado em um diagrama de I-U. No ponto no diagrama indicado por número 1, nenhuma carga está aplicada à SMPS 100, e conseqüentemente não há nenhuma corrente de saída, Iout· A tensão de saída, Uout, neste ponto está à tensão nominal, Unom. Um valor freqüentemente usado da tensão nominal é 48 V, embora a tensão nominal poderia, dependendo da aplicação, tomar qualquer valor. Quando a carga é aumentada, a corrente de saída, Iout, aumenta, enquanto é a tensão de saída, Uout, é mantida constante na tensão nominal, Un0m. Na faixa de carga entre os pontos no diagrama indicados por número 1 e número 2, a SMPS 100 é controlada de acordo com regulação de tensão constante. O ponto indicado por número 2 representa a corrente, em tensão nominal, onde a potência de saída de SMPS 100 alcançou seu valor máximo. Entre os pontos no diagrama indicados por número 2 e número 3, a potência de saída de SMPS 100 é mantida constante, e a SMPS 100 é controlada de acordo com regulação de potência constante. O ponto na Figura 5 indicado por número 3 representa o valor de (Iout, Uout), onde a corrente de saída alcançou seu valor máximo. Este limite é ajustado freqüentemente pela corrente máxima que pode fluir pelos componentes de SMPS 100, ou pelo valor da tensão de saída onde qualquer batería conectada começa a drenar corrente. Entre os pontos no diagrama indicados por número 3 e número 5, a SMPS 100 é controlada de acordo com regulação de corrente constante.

Em concretizações alternativas, as características de I-U de acordo com as quais a SMPS 100 é regulada poderiam tomar outras formas diferentes das características de I-U apresentadas na Figura 5. Por exemplo, a faixa de potência constante entre os pontos indicados por número 2 e 3 da Figura 3, podería ser omitida. Porém, implementando proteção de sobrecarga por meio de ambas uma parte de potência constante e uma parte de corrente constante das características de I-U, o filtro de entrada 105, ponte de diodos 115 e pré-regulador 120 podem ser feitos menores, como eles não têm que ser projetados para potência de pico em tensão de saída nominal e corrente de saída máxima simultânea. Isto é especialmente relevante para SMPSs 100 que são projetadas para operação dentro de uma grande excursão da tensão de rede principal, Uac, como uma tensão de rede principal baixa, Uac, produz restrições na potência máxima que a SMPS 100 pode entregar.

Como mencionado acima, a tensão de saída nominal de SMPS 100 podería tipicamente tomar um valor de 48 V. A tensão intermediária, Ujnt, então podería tipicamente tomar um valor de 400V. A corrente de saída, Iout, podería em uma SMPS 100 típica ser ajustada a 25 A. As freqüências de comutação de elementos de comutação 420 e 205 poderiam, por exemplo, ser max aproximadamente 100 kHz. Estes valores de Un0m, lout , e as freqüências de comutação são dadas só como exemplos. Obviamente, estas quantidades poderiam tomar qualquer valor requerido pela aplicação da SMPS 100. A fim de controlar a corrente, tensão e potência do sinal de saída de SMPS 100 de acordo com as características de I-U desejadas, a comutação dos elementos de comutação 205 e 420 de estágio conversor 125 e pré-regulador 120, respectivamente, é controlada. A magnitude de várias quantidades tem que ser conhecida a fim de prover controle eficiente dos elementos de comutação de estágio conversor 125 e pré-regulador 120. Estas quantidades são preferivelmente a tensão de entrada, Uin, a corrente de entrada, Iin, a tensão intermediária, Uint, a corrente intermediária, Iint, a tensão de saída, Uout, e a corrente de saída Iout.

Tradicionalmente, o controle dos elementos de comutação 205 e 420 de estágio conversor 125 e pré-regulador 120, respectivamente, é executado por meio de circuitos analógicos. Porém, circuitos analógicos tendem a ser caros e volumosos. A confiabilidade dos circuitos analógicos diminui quando o número de componentes nos circuitos aumenta e além disso é afetada por tempo, como os componentes podem envelhecer. Além disso, a confiabilidade dos componentes analógicos pode variar quando parâmetros do ambiente, tal como temperatura, varia. Portanto seria desejável substituir os circuitos analógicos por controle digital programável.

Introduzir controle digital programável à SMPS 100 adicionalmente introduz flexibilidade em ajustar parâmetros, tal como a temperatura máxima à qual a SMPS 100 deveria operar normalmente, a tensão de saída nominal, o nível da potência máxima que a SMPS podería entregar, etc. Além disso, a calibração da SMPS 100 em fabricação poderia ser executada sem potenciômetros, produzindo grande economia monetária relativa à quantidade de trabalho posto no trabalho de calibração. Além disso, componentes menos precisos (e portanto mais baratos) podem ser usados em SMPS 100, ainda obtendo uma SMPS 100 precisa ajustando os parâmetros em calibração.

Nas concretizações da SMPS 100 à qual uma região de potência constante está incluída nas característica de I-U desejadas, uma medição da tensão de rede principal, Uac, poderia vantajosamente ser provida ao circuito digital programável que provê controle digital programável à SMPS 100. Baseado nesta medição, o nível da potência máxima que deveria ser provido por SMPS 100 poderia ser calculado pelo circuito digital programável.

Ao introduzir controle digital programável à SMPS 100, cuidado especial tem que ser tomado em não romper a barreira de isolamento 140. Como é ilustrado nas Figura 1, 2 e 4, os elementos de comutação de pré- regulador 120 e estágio conversor 125 estão localizados no lado primário da barreira de isolamento 140. Portanto, sinais para controlar a operação destes elementos de comutação têm que ser providos no lado primário da barreira de isolamento 140. Além disso, a corrente e tensão de entrada, Iin, e Ujn, como também a corrente e tensão intermediária, Ijnt, e Ujnt, são dadas no lado primário da barreira de isolamento 140. Além disso, a fim de habilitar a SMPS 100 partir, o controle digital programável tem que ser alimentado por uma tensão de alimentação no lado primário de barreira de isolamento 140. Nas concretizações incluindo meio para prover o circuito digital programável com uma medição da tensão de rede principal, Uac, esta medição é gerada obviamente no lado primário da barreira de isolamento 140. Porém, algumas das quantidades das quais o conhecimento da magnitude é desejável, tal como a tensão de saída, Uout, e a corrente de saída Iout, são dadas no lado secundário da barreira de isolamento 140. Portanto, meio para transmitir sinais pela barreira de isolamento 140, ou soluções alternativas, tem que ser providas. O circuito digital programável que provê controle digital programável à SMPS 100 poderia estar localizado no lado primário da barreira de isolamento 140, ou no lado secundário. Localizando o circuito digital programável no lado primário, o número de sinais que precisam ser transmitidos pela barreira de isolamento 140 é minimizado. Como transmitir sinais pela barreira de isolamento 140 requer componentes extras, o custo de SMPS 100 aumenta com o número de sinais que têm que ser transmitidos pela barreira de isolamento 140. Além disso, a distância pela qual os sinais analógicos representando quantidades medidas tais como Iin, e Uin, tem que ser transmitidos é minimizada localizando o controle digital programável no lado primário de barreira de isolamento 140, assim minimizando perturbações nestes sinais. Porém, ao localizar um circuito digital programável no lado primário da barreira de isolamento 140, cuidado especial tem que ser tomado para evitar perturbações no circuito digital programável causadas pela comutação dos elementos de comutação de pré-regulador 120 e estágio conversor 125. Tais perturbações, como também perturbações da tensão de rede principal, Uac, podem ser evitadas por projeto cuidadoso da SMPS 100, de forma que as correntes de potência, sinais digitais e sinais analógicos estejam separados fisicamente.

Um exemplo de um circuito digital programável 600 a ser usado para o controle de SMPS 100 é ilustrado esquematicamente na Figura 6. O circuito digital programável 600 inclui meio de processamento 605, uma memória de trabalho 610, e uma memória pelo menos parcialmente não volátil 615 para armazenar comandos executáveis. O circuito digital programável 600 adicionalmente inclui uma entrada analógica 620 tendo um conversor A/D, e uma saída digital 625. Obviamente, um circuito digital programável 600 podería ter qualquer número de entradas analógicas 620, entradas digitais e saídas digitais 625.

Uma concretização da SMPS 100 inventiva é ilustrada esquematicamente na Figura 7, na qual um circuito digital programável 600 foi introduzido no lado primário da barreira de isolamento 140 para o controle dos elementos de comutação 420 e 205 de pré-regulador 120 e estágio conversor 125, respectivamente. As magnitudes da tensão de entrada, Ujn, da corrente de entrada, Iin, da tensão intermediária, Ujnt, e da corrente intermediária iint, são medidas e providas a circuito digital programável 600 de uma maneira convencional. A tensão de saída, Uout, e a corrente de saída, Iout, são medidas no lado secundário da barreira de isolamento 140, e são portanto providas a circuito programável digital 600 por meio de uma interface de isolamento 705. Os sinais que correspondem a Uin, Iin, Uint, Ijnt, Uout e Iout são indicados na Figura 7 por numerais de referência 710, 715, 720, 725, 730 e 735, respectivamente.

Baseado nas magnitudes de Uin, Iin, Uint, Iint, Uout e Iout, o circuito digital programável 600 determina, por uso de comandos executáveis armazenados em memória 610, um ciclo de trabalho, D, de estágio conversor 125. O circuito digital programável 600 então envia um sinal 740, indicando o tempo de ligar e desligar os elementos de comutação 205, para estágio conversor 125. Em uma concretização da invenção onde o estágio conversor 125 inclui mais de um elemento de comutação 205, por exemplo, uma ponte completa 200, o sinal 740 preferivelmente inclui uma pluralidade de sinais 740, cada sinal 740 indicando o tempo de ligar e desligar um dos elementos de comutação 205. De uma maneira semelhante, o circuito digital programável 600 determina um tempo de ligar e desligar desejado elemento de comutação 420 baseado nas magnitudes de Ujn, Ijn e Ujnt. O circuito digital programável 600 então envia um sinal 745 para pré-regulador 120, o sinal 745 indicando o tempo de ligar e desligar desejado elemento de comutação 420. Em concretizações onde o pré-regulador 120 inclui mais de um elemento de comutação, o sinal 745 podería preferivelmente incluir uma pluralidade de sinais, um sinal para cada elemento de comutação de pré-regulador 120. A interface de isolamento 705 poderia vantajosamente incluir um opto-acoplador linear para cada sinal que é para ser transmitido por barreira de isolamento 140. Um opto-acoplador é um dispositivo comparativamente pequeno e barato que, com precisão mantida, pode ser usado ambos para a transmissão de sinais em forma de pulso, tais como os sinais de controle modulados por largura de pulso 740 e 745, e para a transmissão de sinais analógicos, tais como os sinais 710-735. Um opto-acoplador inclui, entre outras coisas, um diodo emissor de luz no lado da barreira de isolamento de qual um sinal é para ser transmitido, e um foto-receptor no lado da barreira de isolamento 140 ao qual o sinal é para ser recebido. Quando um sinal é para ser transmitido pela barreira de isolamento 140, a luz emitida do diodo emissor de luz é controlada de forma que induza uma corrente no foto-diodo que é proporcional ao sinal que é para ser transmitido. Como uma alternativa a usar opto-acopladores, outros meios para transmissão de sinais pela barreira de isolamento 140 poderiam ser usados, tais como por exemplo transformadores de pulso. Porém, transformadores de pulso são principalmente adequados para a transmissão de sinais em forma de pulso e são menos apropriados para a transmissão de sinais analógicos.

Em um aspecto da invenção, a corrente de saída, Iout, não é medida, mas em vez disso é derivada, em circuito digital programável 600 por meio de comandos executáveis armazenados na memória 610, do valor medido da corrente intermediária, Ιίη1· Deste modo, o número de sinais que têm que ser transferidos pela barreira de isolamento 140 é reduzido, assim fazendo o projeto de SMPS 100 mais simples, e portanto mais barato, menor e mais seguro. Além disso, medir e transferir sinais pela barreira de isolamento 140 pode dar origem a perdas indesejadas. Não ter que medir o sinal correspondendo à corrente de saída, Iout, estas perdas podem ser reduzidas. A teoria de transformadores dá a relação entre a corrente de lado primário, isto é, a corrente intermediária, Ijnt, de SPMS 100, e a corrente de lado secundário, isto é, a corrente de saída, Iout de SMPS 100, como: (1) onde NP e Ns são o número de espiras do lado primário e secundário do transformador, respectivamente, e D é o ciclo de trabalho do estágio conversor 125, que é conhecido (e além disso controlado) pelo circuito digital programável 600. Equação (1) é válida para uma SMPS ideal, que não experimenta qualquer perda de potência e outras limitações práticas. Porém, medições mostram que compensação pode ser feita para tal comportamento não ideal de SMPS 100, na faixa de operação normal de tensão e corrente, introduzindo um fator de correção k à Equação (1), onde k pode ser visto como a eficiência de SMPS 100: (2) Quando nenhuma carga está aplicada à SMPS 100, não há nenhuma corrente de saída, isto é, Iout igual a zero. Porém, ainda há uma corrente intermediária Iin, que pode ser vista como uma corrente de Off compensação, I,m , representando nenhuma perda de carga e que, quando introduzida na Equação (2), produz a equação seguinte: (3) Equação (3) provê um valor preciso da corrente de saída, Iout, na faixa de carga de nenhuma carga à carga total, isto é, entre os pontos indicados por número 1 e número 3 na Figura 5. Porém, quando a carga é aumentada até mesmo adicionalmente, o ciclo de trabalho de estágio conversor, D, se toma muito baixo e a eficiência é deteriorada. Equação (3) já não pode mais prover um valor preciso de Iout. Foi derivado experimentalmente que na faixa de carga entre os pontos na Figura 5 indicados pelos números 3 e 4, a eficiência é dependente linearmente do ciclo de trabalho de estágio conversor, D. A Requerente obtém assim a expressão seguinte para a corrente de saída, Iout, nesta faixa de carga: (4) Para valores até mais baixos da tensão de saída, Uout, onde D é muito baixo e curto-circuito está próximo, foi achado que uma relação constante entre Iout e Ijnt, pode ser assumida: Iout = Clint (5) Nesta faixa de carga, isto é, entre os pontos na Figura 5 indicados por número 4 e número 5, a corrente intermediária, Iint, é preferivelmente mantida em um valor fixo.

De acordo com a discussão acima, a tabela seguinte podería ser usada vantajosamente para descrever a relação entre a corrente de saída, Iout» e a corrente intermediária, Iint, nas várias faixas de carga da Figura 5: Tabela 1 Os valores do ciclo de trabalho de estágio conversor, D, dados na tabela 1, deveríam só ser vistos como exemplos, e não constituem limites fixos dentro dos quais as relações respectivas entre Ijnt e Iout podem ser aplicadas. Na faixa de carga entre os pontos da Figura 5 indicados por número 1 e 4, a corrente intermediária Iint, é regulada de acordo com o método de regulação pertinente (tensão de saída constante, potência de saída constante, ou corrente de saída constante). Para as tensões mais baixas, isto é, entre os pontos indicados por número 4 e 5, a corrente intermediária Iint, pode ser mantida preferivelmente a um valor constante.

Ao controlar o sinal de saída de SMPS 100, a precisão das medições das quantidades medidas é de grande importância. Um problema de usar um circuito digital programável 600 para o controle de SMPS 100 é que os conversores analógico para digital (A/D), como são mais freqüentemente usados em circuitos digitais programáveis 600, usam um número limitado de bits para a representação do valor digital convertido, e a resolução de medição é por esse meio limitada. O número de bits usados por um conversor A/D está mais freqüentemente diretamente relacionado ao preço do conversor A/D. Seria portanto desejável propor um modo de executar medições precisas de uma ou mais das quantidades medidas enquanto mantendo o número de bits usados pelo conversor A/D a um nível razoável.

Uma solução para o problema da resolução limitada dos conversores A/D seria comparar a medição de uma quantidade com um valor de referência da quantidade, e, em lugar de alimentar a medição da própria quantidade a uma entrada analógica do circuito digital programável 600, alimentar a diferença entre o valor medido e o valor de referência ao circuito programável 600. Tal diferença podería por exemplo ser obtida por uso de um amplificador operacional. O valor de referência podería, se não já conhecido por circuito digital programável 600, também ser provido a circuito digital programável 600. Um sinal de valor de referência a ser usado para gerar a diferença podería ser gerado vantajosamente como um sinal modulado por largura de pulso digital, do qual um valor médio é filtrado fora. O sinal modulado por largura de pulso digital do valor de referência podería, por exemplo, ser gerado pelo circuito digital programável 600, ou por um dispositivo programável separado tal como um microprocessador. Deste modo, mudanças para o valor de referência poderíam ser comunicadas convenientemente por comandos remotos ao circuito digital programável 600 ou dispositivo programável separado, e refletidas no sinal de valor de referência gerado como uma mudança na largura dos pulsos no sinal modulado por largura de pulso. O método descrito acima de comparar a quantidade medida com um valor de referência da quantidade podería ser aplicado vantajosamente a quantidades às quais a resolução da conversão A/D é crítica e que são regulados de acordo com um valor de referência (valor alvo). Um exemplo de tal quantidade é a tensão de saída, Uout, de SMPS 100. Em muitas aplicações de SMPS 100, é importante que a variação da tensão de saída, Uout, em termos de uma tensão de ondulação seja mantida muito baixa. Em uma concretização da invenção na qual o circuito digital programável 600 está localizado no lado primário da barreira de isolamento 140, o sinal de tensão meas de saída medido, U°u' , podería ser transferido pela barreira de isolamento 140, e a comparação podería ser executada no lado primário da barreira de isolamento 140. Altemativamente, a comparação podería ser executada no lado secundário da barreira de isolamento 140, e um sinal correspondendo à diff meas ref diferença, Uout, entre Uout e o valor de referência de Uout, Uout, podería então ref ser transferido pela barreira de isolamento 140. O valor de referência, Uou', poderia então ser gerado preferivelmente por um microprocessador localizado no lado secundário da barreira de isolamento 140. Em uma concretização de SMPS 100, o lado secundário da barreira de isolamento 140 inclui um microprocessador usado para comunicação de parâmetros para e da SMPS 100 de e para o ambiente circunvizinho, tal como por exemplo, para e de uma unidade de supervisão. Em tais casos, este microprocessador poderia vantajosamente ser usado também para a geração de um valor de referência, ref U“, Em alguns casos, tais como para propósitos de monitoração, pode ser meas diff desejável que informação sobre Uou' como também Umu esteja disponível ref para circuito digital programável 600. Se o valor de referencia, U°·", já não for conhecido pelo circuito digital programável 600, em tais casos seria meas necessário transferir também o sinal de tensão de saída medido, Uoul , ou o ref valor de referência, Uout, pela barreira de isolamento 140.

Figura 7a ilustra esquematicamente uma primeira concretização da invenção para a SMPS 100 como discutido acima para uso com conversores de A/D de resolução limitada, por exemplo, com resolução de 10 bits e usando uma janela de largura estreita constante para todas as ffeqüências. O circuito digital programável 600 opera no lado primário e controla a operação de todos os dispositivos de comutação a fim de manter uma tensão de erro tão perto de zero quanto possível. A quantidade de medição de Uout, tomada do lado secundário depois do estágio conversor 125 e é alimentada em uma entrada de um amplificador operacional diferencial ref 760. Um sinal de referência U«' é provido por circuito digital programável 600, que é alimentado pela interface de isolamento 705 a um microprocessador auxiliar 770 tendo uma saída modulada por largura de pulso. O microprocessador auxiliar converte o sinal de referência a um sinal modulado por largura de pulso digital, que é enviado por um filtro 765, onde o valor médio é filtrado fora antes de ser alimentado na outra entrada do amplificador operacional 760. A saída do amplificador diferencial é um sinal err de erro analógico, \Joul, que é a diferença entre a tensão de saída medida Uout e ref o valor médio do sinal de referência Uou' multiplicado pelo ganho que é err idealmente unitário. O sinal de erro XJow é alimentado pela barreira de isolamento pela interface de sinal de erro 775 e limitador de erro 775 à entrada analógica do circuito digital programável 600 no lado primário.

Baseado no sinal de erro, o circuito digital programável 600 gera os sinais modulados por largura de pulso apropriados para controlar os dispositivos de comutação no pré-regulador 120 e estágio conversor 125. Porém, depois de deixar o circuito digital programável 600, os sinais modulados por largura de pulso são enviados a um circuito seguidor 755 incluindo circuitos de ativação de porta para conversão em sinais adequados que são capazes de ativar as chaves. A operação das chaves baseada no sinal de erro realimentado do lado secundário melhora a regulação mantendo uma tensão constante e suprimindo ruído no sinal de saída. A solução provida pela concretização, em termos gerais, utiliza uma janela de cerca de 2V em lugar de através da faixa de 0-60V inteira da tensão de saída a fim de alcançar uma resolução de cerca de 2m V com um conversor de A/D de 10 bits. Deveria ser notado que a invenção não está limitada a estes valores e que a invenção é aplicável a valores nas faixas que são mais altas ou mais baixas que aquelas descritas. Um objetivo desejável é prover regulação de ambos componente de CC e o componente de ruído ou ondulação da tensão de saída. Uma desvantagem de usar uma janela estreita constante é que, embora seja adequada para os componentes de ruído de freqüências mais altas, é menos adequada para o componente de CC de freqüência mais baixa como uma janela maior é precisada em situações quando a tensão de referência varia significativamente da tensão de saída medida.

Figura 7b ilustra esquematicamente uma segunda ref concretização da invenção para a SMPS 100, onde o sinal de referência Uout é gerado pelo circuito digital programável 600 no lado primário ao invés de no lado secundário. Nesta concretização, o microprocessador auxiliar 770 não é precisado para gerar a tensão de referência. Ao invés, a tensão de saída Uout é alimentada diretamente no opto-acoplador 782 no lado secundário a ser transferida pela barreira de isolamento 140. O opto-acoplador 782 contém blocos 784 e 786 que representam um componente de realimentação de tensão fora e um componente de detecção de tensão acima respectivamente para sentir uma condição de sobre-tensão que pode sobrecarregar os circuitos. Nesse caso, um sinal OVP (Dl) é enviado ao circuito digital programável 600, que atua para interromper o circuito e para ativar um alarme associado. A ref saída do opto-acoplador 782 e o sinal de referência U™', do circuito digital programável 600, são alimentados em um bloco de componente de janela de Uout 785. A saída do bloco de componente de janela de Uout 785 são sinais de err saída Uout e um sinal de saída de erro Uou' são alimentados no circuito digital programável 600 para gerar os sinais de saída modulados por largura de pulso para ativar as chaves para regular a tensão de saída.

Figura 7c ilustra esquematicamente uma terceira concretização da invenção para a SMPS 100 utilizando um amplificador dependente de freqüência 762, que provê regulação mais efetiva da tensão de saída. A concretização é semelhante àquela na Figura 7a, exceto pelo uso de amplificador dependente de freqüência que provê uma janela dependente de freqüência que é estreita para os componentes de alta freqüência tal como ruído, e uma janela maior para o componente de CC da tensão de saída. A ref tensão de saída Uout e o sinal de referência U°“f do microprocessador auxiliar 770 são alimentados no amplificador dependente de freqüência 762 para err produzir um sinal de erro de saída Uou'. A função de transferência do ref amplificador dependente de freqüência 762 pode ser representada como (Uout - Uout) * Η(/), onde H(/) atua para amplificar os componentes de freqüência mais alta tal como ruído e para atenuar ou reduzir os componentes de freqüência de CC mais baixa. Isto habilita convenientemente os componentes de ruído de freqüência alta e o componente de CC de freqüência baixa serem convertidos em uma faixa que pode ser utilizável dentro da resolução do conversor de A/C. O sinal de erro de saída do amplificador é alimentado na entrada analógica do circuito digital programável 600, onde a conversão A/C acontece. Além disso, no circuito digital programável 600, a função de transferência inversa H_1(f) é aplicada ao sinal para recuperar uma representação digital do sinal de erro de saída original, de qual, as saídas moduladas por largura de pulso são geradas para ativar as chaves para regular a tensão de saída. A concretização utiliza um sinal de tensão de erro de saída dependente de freqüência para prover efetivamente uma janela estreita para componentes de ruído ou ondulação, por esse meio provendo a precisão mais alta precisada para a supressão de ruído e uma janela maior para o componente de CC de estado estável requerendo menos precisão. A concretização é especialmente efetiva em situações onde a tensão de saída ref Uout e o sinal de tensão de referência XJout são significativamente diferentes, por exemplo, em cargas de alta corrente e alta tensão. Uma janela maior é adaptada à diferença de tensão permitindo o conversor de A/D continuar operando abaixo do ponto de saturação, por esse meio estendendo a faixa operacional da SMPS 100. Uma vantagem adicional é que o custo é significativamente reduzido como um único processador pode ser usado para controlar todos os dispositivos de comutação de regulação usando um número mínimo de componentes de interface.

Figura 7d ilustra esquematicamente uma quarta concretização da invenção para a SMPS 100 utilizando um amplificador dependente de freqüência 762 operando de uma maneira semelhante àquela na Figura 7c. Ao ref gerar o sinal de tensão de referência Uout no lado primário, por exemplo, por software dentro do circuito digital programável 600, permitiría os sinais analógicos no lado secundário serem transmitidos pela barreira de isolamento 140 com uma área ativa ligeiramente maior que seria de outra forma o caso. Na presente concretização, o sinal de tensão de saída Uout é a única entrada ao amp amplificador, por meio de que o sinal de saída do amplificador Uout pode ser representado como (Uout - k) * H(/), onde k é uma tensão de compensação e H(f) é a função de transferência que tende a amplificar os componentes de freqüência mais alta e atenuar os componentes de freqüência mais baixa. amp O sinal de saída U out é alimentado no circuito digital programável 600, onde a função de transferência inversa H''(f) é aplicada para recuperar uma representação digital do sinal original. Isto junto com o sinal de referência entre outras coisas, é usado para gerar os sinais de saída modulados por largura de pulso para ativar as chaves para regular a tensão de saída. Uma vantagem da presente concretização é que é capaz de prover supressão de ruído da maneira previamente descrita além de melhorar a regulação de tensão de CC. Por meio de ilustração, uma fonte de energia tendo uma tensão de saída nominal de 54,5V, o amplificador dependente de freqüência habilita medição precisa do componente de CC e freqüências mais baixas com por exemplo, uma janela entre 30-60V, e os componentes de freqüência mais alta com uma janela de ±1V ou ±0,5V, por exemplo.

Figura 8 ilustra esquematicamente as malhas de regulação que são usadas para a regulação de pré-regulador 120 e estágio conversor 125, respectivamente, em uma concretização da invenção onde o método descrito acima de derivar valores da corrente de saída, Iout, de valores medidos da corrente intermediária, Iint, é implementado, como também o método descrito dijT acima de alimentar Uout ao circuito digital programável 600. Quatro reguladores diferentes, que são implementados como código de programa de computador em circuito digital programável 600, são ilustrados na figura: regulador de corrente 805 e regulador de tensão 810 para a regulação do elemento de comutação 420 de pré-regulador 120, e regulador de corrente 815 e regulador de tensão 820 para a regulação dos elemento(s) de comutação 205 de estágio conversor 125. Os reguladores de tensão 810 e 820 são implementados preferivelmente como malhas mais lentas exteriores, enquanto os reguladores de corrente 805 e 815 são implementados preferivelmente como malhas mais rápidas internas. O regulador de tensão 810 recebe um sinal 720 representando o valor da tensão intermediária, Ujnt, e um sinal adicional 825 indicativo do ref ref valor de referência para Ujnt, Uint . Uint pode ser calculado por circuito digital programável 600 baseado em medições da tensão de rede principal, Uac, ou pode ser um valor fixo conhecido por regulador de tensão 810. Baseado em várias medições de Uint, o regulador de tensão 810 poderia usar um método de regulação PI padrão a fim de determinar um valor de referência para a ref ref corrente de entrada, Iim . Um sinal 830 indicativo de I"1 é multiplicado preferivelmente em multiplicador 835 pelo sinal 710 representando a tensão ref de entrada, Uin, a fim de obter uma forma harmônica de U .O sinal de saída 840 do multiplicador 835 representa o valor de referência para a corrente de ref entrada, , e é alimentado ao regulador de corrente 805. O regulador de corrente 805 pode usar um método de regulação PI padrão a fim de determinar um ciclo de trabalho do elemento de comutação 420 de pré-regulador 120. Um sinal modulado por largura de pulso 745, indicando o tempo ligado e desligado desejado de elemento de comutação 420 que produz o ciclo de trabalho determinado por regulador de corrente 805, é transmitido ao pré-regulador 120.

Semelhantemente, o regulador de tensão 820 da Figura 8 diff recebe um sinal 845 representando a diferença, Uout, entre um valor medido ref da tensão de saída, Uout, e valor de referencia para a tensão de saída, U". Baseado em um número de valores recebidos de U, o regulador de tensão 820 pode usar um método de regulação PI padrão a fim de determinar um valor de ref ref referência para a corrente intermediária, Iint. Um sinal 850 representando Iint é transmitido para regulador de corrente 815, que também recebe um sinal ref 725 representando um valor medido de Iint. Baseado em Iint e várias medições de Ijnt, o regulador de corrente 815, pode usar um método de regulação PI padrão a fim de determinar o ciclo de trabalho de estágio conversor, D. Um sinal modulado por largura de pulso 740, representando o tempo ligado e desligado desejado de elemento de comutação 205 que produz o ciclo de trabalho de estágio conversor, D, determinado por regulador de corrente 815, é transmitido para estágio conversor 125. Dependendo do modo de regulação da SMPS 100, veja Figura 5, os parâmetros que determinam a regulação variam. O sinal 740 também é referido como o sinal de controle de ciclo de trabalho de estágio conversor Dccs.

Em efeito, o controle combinado de pré-regulador 120 estágio conversor 125 habilita um controle vantajosamente preciso da tensão de saída Uout como também da corrente de saída Iout.

Com referência à Figura 5, a Fonte de energia de Modo Comutado (SMPS) 100 é controlada para entregar uma tensão substancialmente constante Uout quando operada para funcionar na faixa entre os pontos indicados por número 1 e número 2 na Figura 5.

Figura 8B é um diagrama de bloco que ilustra em algum detalhe adicional o controle do estágio conversor 125 de acordo com uma concretização da invenção. Mais especificamente, Figura 8B ilustra uma concretização de um controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 operando para alcançar uma tensão de saída desejada. O controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 pode operar em três modos diferentes, isto é: modo Mi_2 (produzindo tensão de saída substancialmente constante, como indicado entre pontos 1 e 2 na Figura 5); ou modo M2-3 (produzindo potência de saída substancialmente constante, como indicado entre pontos 2 e 3 na Figura 5); ou modo M3.5 (produzindo corrente de saída substancialmente constante, como indicado entre pontos 3 e 5 na Figura 5). O controlador de saída de estágio conversor 1020 opera para controlar o valor do ciclo de trabalho de estágio conversor, D. A corrente de saída Iout é dependente do ciclo de trabalho de estágio conversor D. Conseqüentemente, a corrente de saída Iout pode ser controlada em resposta ao ciclo de trabalho de estágio conversor D. O controlador de saída de estágio conversor 1020 é concretizado pelo menos parcialmente por um circuito de controle digital 600, como exposto com relação às Figuras 6, 7 e 8A acima.

Com referência à Figura 8B, um sensor de tensão 1055 mede a meas tensão de saída Uout e entrega um valor medido Uou' (também chamado 730) meas à interface de isolamento 705, que entrega um sinal correspondente U™' a uma entrada de somador 1200. O somador 1200 também tem uma segunda entrada 1050 para receber um valor de referência de tensão de saída. Uma saída de somador 1200 está acoplada a uma entrada de um controlador 1210. O controlador 1210 gera um sinal P]_2 para controlar a tensão de saída em modo M].2. A saída de controlador 1210 está acoplada a uma primeira entrada 1215 de um seletor de entrada mínima 1220. O seletor de entrada mínima 1220 tem uma saída entregando ref um valor de referência de potência Pint . A saída de seletor de entrada mínima 1220 está acoplada para ref entregar o valor de referência de potência Pint a um somador 1230. O meas somador 1230 também tem uma entrada para receber um valor Pmt meas indicativo de uma potência medida. A potência medida Pim é indicativa da energia elétrica consumida por estágio conversor 125. O somador 1230 gera o err ref meas valor Pint como a diferença entre valores Pint e Pim .O sinal de erro de potência P é entregue a um regulador 1240. O regulador 1240 gera um sinal de controle de ciclo de trabalho de estágio conversor 740, Dccs para fazer os elementos de comutação 205A, 205B, 205C e 205D gerarem o ciclo de trabalho D. A saída de regulador 1240 também está acoplada a um regulador de realimentação 1250, cuja saída está acoplada a um entrada de um seletor de entrada máxima 1260. O seletor de entrada máxima 1260 tem outra entrada para receber um valor de referência de potência mais baixo permitido, floor Pint .O seletor de entrada máxima 1260 entrega em sua saída o mais alto dos valores de entrada. A saída de seletor de entrada máxima 1260 é um valor de referência P3_5 para a potência Pint no modo M3.5, produzindo corrente de saída constante. A saída de seletor de entrada máxima 1260 está acoplada a uma segunda entrada 1270 de seletor de entrada mínima 1220. A parte de controle de potência constante de controlador de sinal de saída 1020 O seletor de entrada mínima 1220 também tem uma terceira entrada 1280 para receber um valor de referência P2.3 para controlar a potência Pjnt no modo M2.3, produzindo potência de saída constante. A terceira entrada 1280 está acoplada a uma saída de um seletor de entrada mínima 1290. O seletor de entrada mínima 1290 tem uma pluralidade de entradas para permitir controlar a potência máxima da SMPS 100. Por conseguinte, o seletor de entrada mínima 1290 concretiza um limitador de potência 1290. Uma primeira entrada 1300 está acoplada para receber um valor de referência predeterminado PCOnst· O valor de referência predeterminado PCOnst pode ser ajustado a um valor indicativo da potência mais alta possível a ser entregue por SMPS 100. Em um caso típico, PCOnst pode ser por exemplo 1500 Watts. A potência máxima PCOnSt pode ser a potência entregue quando a tensão de saída e a corrente de saída seguem a linha entre os pontos 2 e 3 na Figura 5.

Uma segunda entrada 1310 de seletor de entrada mínima 1290 está acoplada para receber um valor de referência dependente de temperatura P(T). O valor de referência P(T) é dependente de temperatura assim para reduzir a entrega de potência máxima permitida da SMPS 100 quando a temperatura aumenta. Por conseguinte, um sensor de temperatura 1320 é aplicado em um lugar apropriado na SMPS 100, e em resposta à temperatura detectada, um controlador 1330 gera o valor de referência de potência dependente de temperatura P(T). Esta solução vantajosamente toma possível evitar sobre-aquecimento de componentes na SMPS 100 cortando a potência entregue em dependência de uma temperatura crescente. A potência máxima P(T) pode ser a potência entregue quando a tensão de saída e a corrente de saída seguem a linha entre os pontos 2' e 3' na Figura 5. O valor P(T) pode ser um dependente linearmente da temperatura medida T, de forma que o ponto 2' deslize ao longo do nível de tensão constante Ui_2 na Figura 5, e ponto 3' deslize ao longo do nível de corrente constante I3.4 na Figura 5.

Uma terceira entrada 1340 de seletor de entrada mínima 1290 está acoplada para receber um valor de limite de potência dependente de tensão P(Ujn). Isto é para o propósito de limitar a potência de saída de SMPS 100 se a tensão da energia elétrica recebida diminuir a fim de prevenir a SMPS 100 de drenar corrente demais da fonte de energia de rede principal. Isto vantajosamente provê um controle ativo da corrente máxima drenada por SMPS 100 pelos terminais de entrada 110, por esse meio prevenindo a SMPS max 100 de exceder um limite de corrente predeterminado, Iin .

De acordo com uma concretização, o valor de limite de potência dependente de tensão P(Uin) é gerado por um dispositivo 1350 tendo meas uma entrada 1360 acoplada para receber um sinal U"1 indicativo da tensão Uin.

Em uma versão da invenção, o dispositivo 1350 tem uma segunda entrada 1370 para receber um valor de limite de corrente superior max predeterminado I,n , e o dispositivo 1350 opera para multiplicar o valor de max meas limite de corrente I,n pelo valor de tensão medido Um , assim para gerar o valor de limite de potência dependente de tensão P(Uin). Esta solução vantajosamente simples provê um valor de limite de potência dependente de tensão P(Uin) que diminui quando a tensão da fonte de energia da rede principal diminui, por esse meio limitando automaticamente o consumo de energia de SMPS 100, de forma que nunca drene uma corrente mais alta do max que o valor de limite de corrente superior I> .O valor de limite de corrente max superior predeterminado lin , pode ser um valor constante selecionado de forma que a corrente Iac seja mantida abaixo de um certo valor de limite. max Altemativamente, o valor de limite de corrente superior predeterminado I,n pode ser selecionado de forma que a potência de saída máxima Pout do estágio conversor 125 (isto é, a potência P2-3 na Figura 5) seja mantida abaixo de um certo valor de limiar. Isto pode ser alcançado decidindo um valor de limiar de max potência de saída P»' , calculando as perdas nos estágios 115, 120 e 125 de SMPS 100, e ajustando o valor de limiar a ser entregue na entrada 1340 a um max valor indicativo da soma do valor de limiar de potência de saída P™' e as perdas. A parte de controle de corrente constante de controlador de sinal de saída 1020 O regulador de realimentação 1250 opera para gerar um valor de referência de potência P3.4 tal que a corrente de saída permaneça substancialmente constante. Isto é alcançado em dependência de um valor de corrente e um sinal de realimentação indicativo do ciclo de trabalho de estágio conversor D. O valor de corrente pode ser a corrente de saída medida Iout, ou a corrente interna Iint.

Controle de corrente de saída usando sinal de realimentação estimado De acordo com uma concretização preferida, o regulador de realimentação 1250 tem uma primeira entrada para receber o sinal de controle de ciclo de trabalho de estágio conversor DCcs e uma segunda entrada para meas receber o valor de corrente interna medida Iint , como ilustrado na Figura 8B. Na concretização da Figura 8B, o valor de corrente de saída Iout é estimado na base da corrente interna Iint e do ciclo de trabalho de estágio conversor D, e o regulador de realimentação 1250 opera para gerar um valor de referência de est potência P3_4 em resposta a dito valor de corrente de saída estimado laut, tal que a corrente de saída permaneça substancialmente constante. A corrente de est saída estimada l°ul pode ser obtida de acordo com a Equação (4), como discutido com relação à tabela 1 acima.

Figura 8C é um diagrama de bloco que ilustra uma concretização alternativa do regulador 1240 gerando o sinal de controle de ciclo de trabalho de estágio conversor 740, e de um regulador de realimentação 1250B mostrado na Figura 8B. De acordo com a concretização da Figura 8C, o regulador 1240 inclui um gerador de valor de ciclo de trabalho 1240A adaptado para gerar o valor do ciclo de trabalho D em err dependência do sinal de erro de potência Pim . O valor D é entregue a um gerador de sinal de controle 1240B e ao regulador de realimentação 1250B. O regulador de realimentação 1250B é adaptado para gerar a corrente de saída est estimada lour que pode ser obtida de acordo com a Equação (4), como discutido com relação à tabela 1 acima, baseado no valor recebido D e no meas valor de corrente interna medida Iint .O regulador de realimentação 1250B também é adaptado para gerar um valor de referência de potência P3.4 em est resposta a dito valor de corrente de saída estimada \out tal que a corrente de saída permaneça substancialmente constante. meas Controle de corrente de saída usando sinal de realimentação medido lou‘ De acordo com outra concretização, o regulador de meas realimentação 1250 recebe um valor medido 735, loul indicativo de corrente meas de saída Iout. O valor medido 735, loul pode ser transferido pela barreira de isolamento como indicado na Figura 7. Nesta concretização, o regulador de meas realimentação 1250 tem uma entrada para receber o valor medido 735, Iouí mas não precisa ter qualquer informação sobre o ciclo de trabalho D.

Operação de controlador de saída de estágio conversor 1020 em modo Mj.2 Quando o controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 opera em modo Mi.2, o objetivo é produzir tensão de saída constante, como indicado entre os pontos 1 e 2 na Figura 5.

Quando o controlador de tensão de saída de estágio conversor ref 1020 opera em modo M]_2, ele usa um valor de referência Uou'. O valor de ref referência U" é entregue em uma entrada 1050 (Veja Figura 8B) de um meas somador 1200. O somador 1200 também recebe um valor U°“f indicativo da tensão de saída como um sinal de realimentação negativo. Por conseguinte, o diff diff somador 1200 gera um sinal de diferença Uo",eo sinal U™' é entregue a um bloco 1210 tendo uma função de transferência Gpi_2. O bloco 1210 entrega um sinal de controle Pi_2 a uma entrada 1215 de seletor de entrada mínima 1220. E para ser entendido que em modo M,_2, o controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 opera para manter uma tensão de saída constante Uout ao nível Ui_2 indicado na Figura 5.

Quando o sinal de controle Pi.2 na entrada 1215 tem um valor mais baixo do que aquele de entrada 1280 e aquele de entrada 1270, então o ref seletor de entrada mínima 1220 coloca a saída Pint igual a P]_2. O somador ref 1230 compara o valor de referência Pint com o sinal de realimentação, isto é, meas o valor medido da potência interna Pim assim para gerar um sinal de erro err Pim . O regulador 1240 gera um sinal de controle de ciclo de trabalho de err estágio conversor 740, DCcs em resposta ao sinal de erro Pint .

Desta maneira, o controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 gera o ciclo de trabalho D em dependência da tensão de saída Uout, quando o controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 opera em modo Mi.2. O valor de ciclo de trabalho D afeta a quantidade de corrente Ijnt, que é drenada por estágio conversor 125. Por conseguinte, a corrente Iint, pode ser controlada em resposta ao ciclo de trabalho D. O controle de corrente Iint também habilita o controle da tensão de saída Uout. Pode ser mostrado que a tensão de saída Uout depende da corrente Iint. Conseqüentemente, o controlador de tensão de estágio conversor 1020 é capaz de controlar a tensão de saída Uout em resposta ao ciclo de trabalho D. A dependência da tensão de saída Uout da corrente Iint pode ser entendida intuitivamente do seguinte: Da Equação (3) acima, está claro que no modo de tensão constante Mj.2, a corrente de saída Iout é diretamente proporcional à corrente interna Iint para um dado ciclo de trabalho D. Conseqüentemente, quando a corrente Iint é aumentada em resposta ao ciclo de trabalho D, a corrente de saída Iout também é aumentada. Uma corrente de saída aumentada Iout faz uma tensão aumentada Uout contanto que a carga possa ser considerada como resistiva ou reativa.

Operação de controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 em modo M2-3 A operação em modo M2.3 faz potência de saída constante. Com referência à Figura 5, o modo de potência de saída constante M2.3 é entrado quando a potência interna P,nt alcança o mais baixo dos níveis de potência de limite entregues em entradas de limitador de potência 1290. A cooperação de limitador de potência 1290 e do limitador de potência 1220 faz o controlador de saída de estágio conversor 1020 deixar o modo de tensão constante M]_2 e entrar em modo de potência constante M2.3, por esse meio reduzindo a tensão de saída, como indicado entre os pontos 2 e 3 na Figura 5.

Operação de controlador de tensão de saída de estágio conversor 1020 em modo M3.5 A operação em modo M3_4 faz corrente de saída constante Iout. Com referência à Figura 8B, o modo de corrente de saída constante M3_4 é entrado quando o nível de referência P3_5 provê o valor mais baixo para limitador de potência 1220, isto é, quando a entrada 1270 recebe um valor de referência de potência mais baixo do que aquele recebido em entradas 1215 e 1280. Com referência à Figura 8B e Figura 5, o modo de corrente de saída constante M3.4é entrado quando o limitador de corrente de saída 1260 recebe um valor de referência mais alto P3^ de bloco 1250 do que o piso de valor de floor referência Pinl .

Controle de corrente de saída usando sinal de realimentação estimado De acordo com uma concretização preferida, o regulador de realimentação 1250 tem uma primeira entrada para receber o sinal de controle de ciclo de trabalho de estágio conversor DCcs e uma segunda entrada para meas receber o valor de corrente interna medida Iint como ilustrado na Figura 8B. Na concretização da Figura 8B, o valor de corrente de saída Iout é estimado na base da corrente interna Iint e do ciclo de trabalho de estágio conversor D, e o regulador de realimentação 1250 opera para gerar um valor de referência de est potência P3.4 em resposta a dito valor de corrente de saída estimado 1°“', tal que a corrente de saída permaneça substancialmente constante. A corrente de est saída estimada lout pode ser obtida de acordo com Equação (4), como discutido com relação à tabela 1 acima.

Infelizmente, foi achado que quando operando em modo M3.5 e est usando dito valor de corrente de saída estimado loul de acordo com Equação est (4), a precisão do valor estimado I°ut deteriora para pequenos valores de D. Por conseguinte, se o sinal de controle P3.5 (Figura 8B) for gerado em resposta a um valor de corrente de saída estimado que é calculado com Equação (4), então a corrente de saída atual flutuaria quando a estimativa é baseada em pequenos valores de D. A fim de evitar flutuações indesejadas da corrente de saída atual Iout, o ponto de transição 4 deveria ser fixado a um valor de limiar de ciclo de trabalho adequado.

Em outras palavras, há uma transição de usar o sinal de controle P3^a usar o sinal de controle P4_5. De acordo com uma concretização da invenção, o limitador de corrente de saída 1260 e o regulador de realimentação 1250 cooperam de forma que esta transição ocorra quando o valor de ciclo de trabalho D fica abaixo de um certo valor de limiar de ciclo de trabalho. O valor de limiar de ciclo de trabalho é 0,4 de acordo com uma concretização da invenção.

De acordo com outra concretização, o valor de limiar de ciclo de trabalho é 0,2. De acordo com uma concretização preferida, o valor de limiar de ciclo de trabalho é 0,1.

Em casos quando o estágio conversor 125 inclui uma ponte completa 200, o sinal 740 inclui preferivelmente quatro sinais 740A-D para a regulação dos quatro elementos de comutação 205A-D de ponte completa 200. A fim de obter o ciclo de trabalho de estágio conversor desejado, D, do estágio conversor 125, um temporizador no circuito digital programável 600 determina os sinais modulados por largura de pulso 740A-D. O temporizador inclui um contador digital. Uma perna de ponte completa 200, consistindo em um par vertical de elementos de comutação, 205A e 205C da Figura 2 (ou 205B e 205D), gera um trem de pulsos em um terminal do transformador 210. A outra pema de ponte completa 200, consistindo em elementos de comutação 205B e 205D da Figura 2 (ou 205A e 205C) está alimentando um trem de pulsos idêntico, mas deslocado em fase, ao outro terminal de transformador 210. Isto está ilustrado esquematicamente na Figura 9a-c. Figura 9a ilustra o contador digital no circuito digital programável 600 que determina a tensão de saída de ponte completa 200. O contador digital da Figura 9a além disso determina a seqüência de amostragem completa no pré-regulador 120 e estágio conversor 125. Figura 9b mostra a tensão como uma função de tempo no ponto médio de uma das pernas de ponte completa 200, isto é, entre os elementos de comutação 205A e 205C (ou entre 205B e 205D). Figura 9c mostra a tensão como uma função de tempo no ponto médio da outra da pema de ponte completa 200, isto é, entre os elementos de comutação 205B e 205D (ou entre 205A e 205C). Conseqüentemente, a diferença entre as tensões ilustradas na Figura 9b e 9c é a tensão pelo lado primário de transformador 210, UPnmário. Deslocando em fase as tensões ilustrada na Figura 9b e 9c com relação uma a outra, o ciclo de trabalho de estágio conversor, D, pode ser variado. Quando a tensão mostrada na Figura 9b é positiva, o elemento de comutação 205A está conduzindo, e o elemento de comutação 205C está desligado. Semelhantemente, quando a tensão mostrada na Figura 9c é positiva, o elemento de comutação 205B está conduzindo, enquanto o elemento de comutação 205D está desligado. Assim, deslocando em fase os sinais modulados por largura de pulso 740A e C com relação aos sinais modulados por largura de pulso 740B e D, a ponte completa 200 pode ser controlada para gerar um ciclo de trabalho de estágio conversor desejado, D. Os sinais modulados por largura de pulso 740A-D recebidos por elementos de comutação 205A-D poderíam preferivelmente ser de um ciclo de trabalho de 50%, ou ligeiramente mais baixo. Usando um ciclo de trabalho ligeiramente mais baixo que 50%, o risco de ambos os elementos de comutação 205A e 205C (205B e 205D) da mesma pema de ponte completa 200 serem ligados ao mesmo tempo é reduzido. Além disso, o período de tempo curto assim introduzido durante o qual nenhum dos elementos de comutação 205A e 205C (205B e 205D) da mesma pema são ligados pode ser usado para recarga de capacitores de saída nos elementos de comutação 205A e 205C (205B e 205D), produzindo comutação suave de elementos de comutação 205.

Os elementos de comutação de pré-regulador 120 e estágio conversor 125, tais como elementos de comutação 420 e 205A-D, poderíam ser preferivelmente implementados como transistores de potência, tais como por exemplo transistores de efeito de campo semicondutores de metal-óxido (MOSFETs), transistores bipolares de porta isolada (IGBTs), transistores de efeito de campo de junção (JFETs) ou transistores bipolares. O circuito digital programável 600 podería ser vantajosamente implementado como um processador de sinal digital (DSP), um arranjo de portas programáveis em campo (FPGA), ou como qualquer outro circuito digital programável que possa prover processamento de sinal a velocidade suficiente. A SMPS 100 acima descrita podería ser variada de muitos modos sem partir do espírito da invenção. Por exemplo, o estágio conversor 125 podería ser um tipo de conversor de retomo. O pré-regulador 120 então podería preferivelmente ser omitido, e o elemento de comutação do conversor de retomo podería ser controlado pelo circuito digital programável 600. Em outra concretização, o estágio conversor 125 podería ser um conversor de CC/CA, a SMPS 100 então sendo um inversor. Além disso, a SMPS 100 ilustrada na Figura 7 é uma SMPS monofásica. Porém, a invenção é aplicável igualmente a uma SMPS trifásica. Em uma SMPS trifásica, a ponte de diodos 110 preferivelmente podería ser omitida, e o pré-regulador 120 podería preferivelmente incluir seis elementos de comutação 420 diferentes, cada um sendo controlado por circuito programável digital 600. Altemativamente, dois ou mais circuitos programáveis digitais diferentes 600 poderíam ser usados para o controle da SMPS trifásica 100.

Em um sistema de potência típico, várias SMPS 100 são conectadas a uma unidade de distribuição, à qual a carga aplicada é conectada. Um sistema de potência 1000 está ilustrado esquematicamente na Figura 10. As saídas de três SMPSs 100A-C, como também uma batería 1005, estão conectadas em paralelo à entrada de uma unidade de distribuição 1010. Duas cargas diferentes 1015A-B estão conectadas à saída de unidade de distribuição 1010.

Figura 10a descreve um diagrama esquemático simplificado exemplar da unidade de distribuição 1010 mostrada na Figura 10. Uma pluralidade de fusíveis 1012 está conectada em paralelo à linha de entrada 1011 levando potência do sistema de potência 1000, por meio de que cada uma das cargas, por exemplo 1015A e 1015B são conectadas aos fusíveis. Isto habilita as cargas separadas operarem independentemente e suavemente entre si e protege o sistema de uma falha ou curto-circuito causado por uma carga particular. Obviamente, o número de SMPSs 100 conectadas à unidade de distribuição 1010, como também o número de cargas 1015, poderia tomar qualquer valor. Uma unidade de supervisão 1025 também pode ser incluída no sistema, a unidade de supervisão 1025 sendo capaz de se comunicar com alguns ou todos dos componentes de sistema de potência 1000 por meio de conexões de sinalização 1030. A unidade de supervisão 1025 poderia ser usada para monitorar e controlar as SMPSs 100A-C como também para monitorar a batería 1005. A unidade de supervisão 1025 poderia por exemplo controlar o compartilhamento de carga ativa entre as SMPSs 100A-C ajustando as tensões de saída das SMPSs 100A-C. Além disso, a tensão de saída, Uout, de SMPSs 100A-C, é preferivelmente ajustada quando a temperatura da batería 1005 varia. Isto poderia por exemplo ser feito enviando um valor de referência de tensão de saída às SMPSs 100A-C.

Interconectando uma pluralidade de SMPSs 100 em um sistema de potência 1000, várias vantagens são alcançadas, tal como por exemplo redundância e uma possibilidade de adaptar o tamanho do sistema de potência 1000 às demandas das cargas aplicadas 1015. Em um sistema de potência 1000 no qual as SMPSs 100 são controladas digitalmente, vantagens adicionais são obtidas, por exemplo em termos de flexibilidade aumentada. Vários parâmetros, tais como os valores medidos das quantidades medidas, podem ser enviados facilmente das SMPSs 100 à unidade de supervisão 1025, assim provendo informação importante à unidade de supervisão 1025. Além disso, a unidade de supervisão 1025 pode emendar facilmente parâmetros determinando a operação das SMPSs 100.

Uma vantagem adicional alcançada introduzindo controle digital às SMPSs 100 incluídas em um sistema de fonte de energia 1000 é que o recomeço das SMPSs 100 pode ser sincronizado. No caso de condições de curto-circuito ou sobrecarga, é ffeqüentemente requerido que a corrente de saída do sistema de fonte de energia 1000 seja reduzida a fim de minimizar as perdas e prevenir aquecimento de cabos. Isto pode por exemplo ser obtido reduzindo continuamente Iout das SMPSs 100 a um valor bem abaixo da corrente de saída máxima. Porém, pode então ser difícil recomeçar a carga quando o curto-circuito ou sobrecarga é removida, como a corrente reduzida pode ser baixa demais para prover a carga 1015.

Outra abordagem para reduzir a corrente de saída do sistema de fonte de energia 1000 podería ser desligar completamente as SMPSs 100 durante algum tempo, e então recomeçar. Se a condição de curto-circuito ou sobrecarga ainda existir quando uma tentativa de recomeço é feita, as SMSPs são desligadas novamente. Em uma concretização do sistema de fonte de energia, tentativas de recomeço são feitas a cada 10 s em uma condição de curto-circuito ou sobrecarga, e, no caso de uma condição de curto-circuito ou sobrecarga ainda existente, as SMPSs 100 são desligadas novamente depois de ls. Porém, estes períodos de tempo poderíam obviamente ser tão longos ou tão curtos quanto a aplicação requeira.

Ao recomeçar SMPSs 100 depois de uma condição de curto-circuito ou sobrecarga, é importante que o recomeço de todos as SMPSs 100 incluídas em sistema de fonte de energia 1000 seja sincronizado. Se os recomeços não forem sincronizados, há um grande risco que em um momento arbitrário em tempo, a corrente de saída provida pelas SMPSs 100 que são ligadas não seja suficiente para prover a carga 1015, e conseqüentemente, a tentativa de recomeço não terá êxito. Em muitos casos, a carga 1015 é uma carga eletrônica que começa rapidamente e drena potência constante, e consequentemente drena mais corrente quando a tensão está baixa, por exemplo, na iniciação. É portanto importante que o sistema de fonte de energia 1000 possa começar rapidamente e prover corrente de saída total diretamente depois de iniciação. Conseqüentemente, o recomeço de SMPSs 100 deveria ser preferivelmente sincronizado. A sincronização do recomeço das SMPSs 100 de sistema de fonte de energia 1000 podería utilizar vantajosamente a freqüência de rede principal de 50/60 Hz (ou outras freqüências de rede principal). O circuito digital programável 600 de cada SMPS 100 em sistema de fonte de energia 1000 podería ser provido com valores de medição da tensão de rede principal, Uac, ou altemativamente, valores de medição da tensão de entrada, Ujn, baseado nos quais os circuitos digitais programáveis 600 podem determinar quando outro período de tensão de rede principal, Tuac, passou. A diferença entre o tempo de partida das SMPSs, ao usar a freqüência de rede principal como a base para sincronização, na maioria dos casos será suficientemente pequeno, até mesmo se as SMPSs 100 estiverem em fases diferentes da tensão de rede principal. A tensão de rede principal, Uac, pode variar em uma faixa ampla em redes de suprimento de energia de CA diferentes, e a forma de curva pode ser alterada dependendo da carga 1015. Além disso, existe uma ondulação na tensão de rede principal, Uac. Portanto, um modo eficiente de determinar a passagem de outro período de tensão de rede principal, Tuac, tem que ser provido. Isto pode ser feito verificando se os valores de medição da tensão de rede principal se acham dentro de um certo intervalo de tensão, bastante estreito, Iu. Se sim, a próxima medição não é tomada até que um tempo, tjUmp, tenha passado, que é suficientemente longo para a tensão ter passado naquele mesmo intervalo de tensão Iu, dentro do mesmo período, Tuac, da tensão de rede principal, mas suficientemente curto para o próximo período, Tuac, ainda não ter começado. Em uma rede de tensão de rede principal operando a 50 Hz e provendo 230 V, o intervalo de tensão, Iu, podería por exemplo ser o intervalo entre 80 e 90 V, e tJUmP podería por exemplo tomar o valor de 16 ms. O tempo de partida das SMPSs 100 então não diferiría por mais de 20 ms. Em um sistema incluindo SMPSs 100 que incluem uma ponte de diodos 115 na entrada, a tensão de entrada retificada, Uin, podería preferivelmente ser usada para sincronização do recomeço das SMPSs 100. O período de Ujn, Tuin, é somente metade daquele de Uac. Assim, tjump podería ser reduzido à metade, e o tempo de partida das SMPSs 100 incluídas em sistema de fonte de energia 1000 diferiría até menos.

Figura 11 ilustra um fluxograma esquemático que podería ser usado para o recomeço de cada SMPS 100 de sistema de fonte de energia 1000 no caso de curto-circuito ou sobrecarga. No exemplo provido na Figura 11, a freqüência da tensão retificada, Uin, é usada como uma referência para sincronização. Na etapa 1100, é detectado que uma condição de sobrecarga ou curto-circuito existe. Se esta condição durar por mais que um certo período de tempo, que por exemplo podería ser um minuto, a etapa 1105 é entrada, na qual as SMPS 100 são desligadas. A etapa 1110 é então entrada, na qual um temporizador digital é ajustado a um certo valor de partida. Uma medição da tensão de entrada, Uin, é então tomada na etapa 1115. Na etapa 1120, é então verificado se a medição de Uin se acha dentro do intervalo de tensão, Iu. Se não, a etapa 1115 é reentrada. Porém, se a medição de Uin, se achar dentro de Iu, então a etapa 1125 é entrada, na qual o temporizador digital é reduzido por um. E então verificado, na etapa 1130, se o temporizador digital tem um valor maior que zero. Se não, a etapa 1135 é entrada, na qual o processo entra em um estado de espera por tJurnp. Quando tjUmp passou, a etapa 1115 é reentrada. Porém, se na etapa 1130 for achado que o temporizador digital é zero, a SMPS 100 é recomeçada na etapa 1140. A etapa 1145 é então entrada, na qual é verificado se a condição de curto-circuito ou sobrecarga ainda existe. Se sim, a etapa 1105 é reentrada. Se não, a operação normal de SMPS 100 é recomeçada. O processo descrito na Figura 11 preferivelmente seria executado pelo circuito digital programável 600 de cada SMPS 100 do sistema de fonte de energia 1000. Se o processo descrito na Figura 11 for começado ao mesmo tempo em cada SMPS 100 de sistema de fonte de energia 1000, os tempos de partida das SMPSs 100 serão muito próximos um do outro em tempo.

Alguém qualificado na técnica apreciará que a presente invenção não está limitada às concretizações expostas nos desenhos acompanhantes e na descrição detalhada precedente, que são apresentadas só para propósitos de ilustração, mas pode ser implementada de vários modos diferentes, e está definida pelas reivindicações seguintes.

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. Fonte de energia de modo comutado (100). compreendendo: terminais de entrada (1 10) para receber energia elétrica e terminais de saída (135) para distribuir um sinal, o sinal de saída tendo uma tensão de saída c uma corrente de saída; em que os terminais de entrada ( I 10) são separados dos terminais de saída (135) por uma barreira de isolamento (140). de modo que os terminais de entrada (110) sejam providos em um lado primário da barreira de isolamento (140) c os terminais de saída (135) sejam providos em um lado secundário da barreira de isolamento (140); caracterizada por compreender ainda: um estágio conversor (125) acoplado entre aqueles terminais de entrada e aqueles terminais de saída, o estágio conversor tendo pelo menos um primeiro elemento de comutação (205) controlável para gerar um ciclo (D) de trabalho do estágio conversor, de maneira a fazer com que o estágio conversor (125) gere o sinal, dito pelo menos um primeiro elemento dc comutação (205) estando localizado no lado primário da barreira de isolamento (140); um circuito digital programável (600) para controlar o primeiro elemento de comutação (205) em dependência de pelo menos um sinal (U,n, I6)1, U»m, U IU), ° circuito digital programável (600) estando localizado no lado primário da barreira de isolamento (140), e um amplificador diferencial (760) localizado no lado secundário e disposto para receber a tensão de saída (U„ul) em unia primeira entrada do í'rr amplificador e produzir um sinal de saída do amplificador (U'··") que é para ser transferido através da barreira de isolamento (140) para o circuito digital (600), cm que tal circuito digital programável compreende um meio dc processamento (605), uma memória de trabalho (610), e uma memória pelo menos parcialmente não volátil (615) para armazenar comandos executáveis, em que o amplificador diferencial é dependente de frequência que possui uma característica de função de transferência que amplifica componentes de freqüência mais alta em relação a componentes de freqüência mais baixa.

2. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizada pelo fato de que o estágio conversor pode operar num modo (M2-3) para distribuição de uma energia de saída substancialmente constante; e o estágio conversor pode operar num modo (M3.5) para distribuição de uma corrente de saída substancialmente constante.

3. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizada pelo fato de o circuito digital programável (600) compreender meio para receber um sinal (725) representando a corrente de entrada do estágio conversor (Iint); o circuito digital programável (600) ser adaptado para derivar a corrente de saída (Iout) a partir do sinal representando a corrente de entrada do estágio conversor (Iint); e o circuito digital programável est (600) ser adicionalmente adaptado para usar o valor derivado (Iout) da corrente de saída (Iout) no controle do primeiro elemento de comutação (205).

4. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizada pelo fato de compreender adicionalmente um controlador de saída do estágio conversor (1020) adaptado para controlar o valor do ciclo (D) de trabalho do estágio conversor; o referido controlador de saída do estágio conversor (1020) sendo pelo menos parcialmente concretizado pelo referido circuito digital programável (600).

5. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 2 a 4, caracterizada pelo fato de que o circuito digital programável (600) é adicionalmente adaptado para operar o dito estágio conversor (125) de maneira a distribuir uma corrente de saída substancialmente est constante (Iout) em dependência do valor derivado (Iout) da corrente de saída e da informação indicativa do ciclo (D) de trabalho do estágio conversor.

6. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 5, caracterizada pelo fato de o circuito digital programável (600) ser adicionalmente adaptado para habilitar a operação do estágio conversor (125) de maneira a distribuir uma corrente de saída substancialmente constante (Iout) est em dependência do valor de corrente de saída derivado (Iout) e da informação indicativa do ciclo (D) de trabalho do estágio conversor quando o valor do ciclo (D) de trabalho é mais alto do que um valor de limiar predeterminado.

7. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 6, caracterizada pelo fato de que valor de limiar predeterminado é um valor de 0,4 ou menos.

8. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, caracterizada pelo fato de que o estágio conversor (125) é um estágio conversor de CC/CC.

9. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 8, caracterizada pelo fato de que o estágio conversor (125) compreende quatro elementos de comutação (205A-D) dispostos em uma ponte completa (200), dito circuito digital programável sendo adaptado para controlar os quatro elementos de comutação.

10. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 9, caracterizada pelo fato de que tal circuito digital programável (600) é adaptado para gerar e enviar um sinal modulado por largura de pulso (740) para cada um dos quatro elementos de comutação; e dito circuito digital programável é adicionalmente adaptado para determinar um deslocamento de fase em dois (740A, 740C; 740B, 740D) de ditos quatro sinais modulados por largura de pulso com relação aos outros dois (740B, 740D; 740A, 740C) de ditos quatro sinais modulados por largura de pulso, dito deslocamento de fase sendo determinado baseado num valor desejado do ciclo de trabalho da ponte completa.

11. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 10, caracterizada pelo fato de que o circuito digital programável (600) é adaptado para utilizar a freqüência da rede principal, ao determinar a temporização das tentativas de recomeço da fonte de energia de modo comutado.

12. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 11, caracterizada pelo fato de que o circuito digital programável (600) é adaptado para receber um sinal indicativo da tensão da rede principal à qual os terminais de entrada (110) de tal fonte de energia de modo comutado estão conectados; e aquele circuito digital programável (600) é adicionalmente adaptado para utilizar o sinal ao determinar a potência máxima distribuída pela fonte de energia de modo comutado.

13. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 12, caracterizada pelo fato de o controlador de saída do estágio conversor (1020) ser adaptado para controlar o valor do ciclo (D) de trabalho do estágio conversor, de maneira que o estágio conversor opere num modo (M2-3) para distribuir uma tensão de saída substancialmente constante.

14. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 13, caracterizada pelo fato de pelo menos um opto-acoplador (705) ser utilizado para transmitir pelo menos um sinal (710, 715, 720, 725, 730, 735, 740, 745) através da barreira de isolamento (140).

15. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 14, caracterizada por compreender: meio para medir uma quantidade; meio para gerar um valor de referência daquela quantidade; meio para gerar a diferença entre o valor medido e o valor de referência daquela quantidade; e o circuito digital programável compreende meio para converter a diferença entre o valor medido e o valor de referência daquela quantidade em representação digital.

16. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 15, caracterizada pelo fato de a quantidade ser a tensão de saída da fonte de energia de modo comutado; e o circuito digital programável ser ainda adaptado para usar a diferença no controle do primeiro elemento de comutação.

17. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 16, caracterizada pelo fato de que aquele pelo menos um sinal (Uin, Iin, Uint, Imt, Uac) está no lado primário daquela barreira de isolamento (140), o circuito digital programável estando localizado no lado primário da barreira de isolamento.

18. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizada pelo fato de que aquela característica de função de transferência atenua os componentes de freqüência mais baixa e amplifica os componentes de freqüência mais alta.

19. Fonte de energia de modo comutado (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizada pelo fato de tal tensão de saída (Uout) ser a única entrada no amplificador diferencial, e em que o sinal de saída do amplificador amp (Uout ) é alimentado ao circuito digital programável (600), e em que o sinal de ref tensão de referência de saída (Uout) é gerado dentro do referido circuito digital programável (600).

20. Sistema de fonte de energia (1000), caracterizado pelo fato de compreender: uma primeira fonte de energia de modo comutado (100A) como definida em qualquer uma das reivindicações 1 a 19, tendo primeiros terminais de entrada (110) para receber energia elétrica e primeiros terminais de saída (135) para distribuir uma primeira energia de saída; uma segunda fonte de energia de modo comutado (100B) como definida em qualquer uma das reivindicações 1 a 19, tendo segundos terminais de entrada (110) para receber energia elétrica e segundos terminais de saída (135) para distribuir uma segunda energia de saída; e uma unidade de distribuição (1010) que possui uma entrada da unidade de distribuição sendo conectada para receber a primeira energia de saída e a segunda energia de saída; e pelo menos uma saída da unidade de distribuição para fornecer energia elétrica a uma carga.